无源控制

无源控制（共12篇）

无源控制 篇1

0 引言

微处理器的工作时钟频率已经达到3.8 GHz, 出现了双核、4核处理器。随着微处理器的工作速度和运算能力的提高, 对其供电电源的电压调整模块 (VRM) 的要求也越来越苛刻。目前VRM采用较多的是12 V输入电压, 且采用多相交错并联同步整流非隔离降压式VRM。但采用该拓扑的VRM仍然存在各相电流纹波较大、均流特性不佳以及瞬态响应难以满足要求等缺点。

近来, 有研究者从切换线性系统理论及无源系统理论角度提出了DC/DC变换器建模和调节问题的新方法, 并应用在Buck、Boost等单输入、单输出直流变换器系统中, 取得了初步的成果[1]。本文的研究思路是从连续系统与开关切换逻辑系统相结合的角度建立三相Buck型VRM的切换线性仿射系统模型, 拟通过无源控制理论的方法实现系统的闭环控制, 从机理上解决整体优化控制问题, 以提高其稳态和动态响应特性, 最后给出仿真结果。

1 三相Buck VRM的系统模型建立

三相Buck VRM是一种典型的切换线性仿射系统, 其工作过程是在多个线性系统间进行周期性切换。首先建立其切换仿射系统模型, 其拓扑结构如图1所示, 主开关管的工作时序如图2所示。

假设三相Buck VRM工作在电流连续方式, 则由图2可知, 它有6个工作模态, 即该系统存在6个子系统∑1、∑2、∑3、∑4、∑5和∑6。选择状态变量x=[x1, x2, x3, x4]T, 其中x1=i1, 为电感L1电流;x2=i2, 为电感L2电流;x3=i3, 为电感L3电流;x4=uC, 为电容C电压。令L1=L2=L3=L, 各个子系统的状态空间方程为

$\begin{array}{l}{\displaystyle {\sum }_1:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\\ \left(\begin{array}{c}V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right)=\mathit{A}{}_1\mathit{x}+b{}_1(1)\\ {\displaystyle {\sum }_2:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\left(\begin{array}{c}0\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right)=\\ \mathit{A}{}_2\mathit{x}+b{}_2(2)\\ {\displaystyle {\sum }_3:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\\ \left(\begin{array}{c}0\\ V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ 0\\ 0\end{array}\right)=\mathit{A}{}_3\mathit{x}+b{}_3(3)\\ {\displaystyle {\sum }_5:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\\ \left(\begin{array}{c}0\\ 0\\ V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ 0\end{array}\right)=\mathit{A}{}_5\mathit{x}+b{}_5(4)\\ {\displaystyle {\sum }_4:}\dot{\mathit{x}}=\mathit{A}{}_4\mathit{x}+b{}_4(5)\\ {\displaystyle {\sum }_6:}\dot{\mathit{x}}=\mathit{A}{}_6\mathit{x}+b{}_6(6)\end{array}$

式中:A6=A4=A2为矩阵;b6=b4=b2为列向量。

按照凸组合的定义写出子系统的整体模型状态平均方程:

$\begin{array}{l}{\displaystyle {\sum }_{\text{e}\text{q}}:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\\ \left(\begin{array}{c}\lambda {}_{1}V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ \lambda {}_{3}V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ \lambda {}_{5}V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ 0\end{array}\right)=\mathit{C}\mathit{x}+d(7)\end{array}$

式中:λ1、λ3、λ5分别对应于主开关管S1H、S2H和S3H的占空比。

2 无源控制方法

假定三相Buck VRM的输出状态为xd=[IL10, IL20, IL30, VO]T, 那么对于三相Buck VRM的稳定工作点就是xd, 为了便于分析, 对式 (7) 进行坐标变换:

定义误差矢量:

$\mathit{x}{}_{\text{e}}=\mathit{x}-\mathit{x}{}_{\text{d}}(8)$

由此得到系统误差状态方程:

$\dot{\mathit{x}}{}_{\text{e}}-\mathit{C}\mathit{x}{}_{\text{e}}=d+\mathit{C}\mathit{x}{}_{\text{d}}(9)$

如参考文献[5], 引入阻尼项:

$\begin{array}{l}\mathit{E}=\mathcal{R}+\mathit{C}‚\\ \mathcal{R}=\left(\begin{array}{cccc}-2R{}_1/L& 0& 0& 0\\ 0& -2R{}_1/L& 0& 0\\ 0& 0& -2R{}_1/L& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right)‚R{}_1>0(10)\end{array}$

于是有

$\dot{\mathit{x}}{}_{\text{e}}-\mathit{E}\mathit{x}{}_{\text{e}}=d+\mathit{C}\mathit{x}{}_{\text{d}}-\mathcal{R}\mathit{x}{}_{\text{e}}(11)$

假定式 (11) 右侧恒等于0, 则有

$\dot{\mathit{x}}{}_{\text{e}}-\mathit{E}\mathit{x}{}_{\text{e}}=0(12)$

引入Lyapunov能量函数, 使其具有如下形式:

$\begin{array}{l}V(\mathit{x}{}_{\text{e}})=\frac{1}{2}\mathit{x}{}_{\text{e}}^{\text{Τ}}\mathit{{\rm P}}\mathit{x}{}_{\text{e}}\\ =\frac{1}{2}L\mathit{x}{}_{\text{e}1}^2+\frac{1}{2}L\mathit{x}{}_{\text{e}2}^2+\frac{1}{2}L\mathit{x}{}_{\text{e}3}^2+\frac{1}{2}L\mathit{x}{}_{\text{e}4}^2>0‚\\ \forall \mathit{x}{}_e\ne 0,\mathit{{\rm P}}=\mathit{{\rm P}}{}^{\text{Τ}}=\left(\begin{array}{cccc}L& 0& 0& 0\\ 0& L& 0& 0\\ 0& 0& L& 0\\ 0& 0& 0& C\end{array}\right)>0(13)\end{array}$

则有

$\begin{array}{l}\dot{V}(\mathit{x}{}_{\text{e}})=-\frac{1}{2}\mathit{x}{}_{\text{e}}^{\text{Τ}}\mathit{Q}\mathit{x}{}_{\text{e}}<0,\forall \mathit{x}{}_{\text{e}}\ne 0,\\ \mathit{Q}=\left(\begin{array}{cccc}2R{}_1& 0& 0& 0\\ 0& 2R{}_1& 0& 0\\ 0& 0& 2R{}_1& 0\\ 0& 0& 0& 2/R\end{array}\right)(14)\end{array}$

可见, 式 (12) 定义的系统是一个对原点渐进稳定的系统, 其状态零点是全局渐近稳定点。也就是说, 只要满足条件使式 (11) 右侧恒为零, 误差“零”点就是系统的固有稳定点, 这样有

$d+\mathit{C}\mathit{x}{}_{\text{d}}-\mathcal{R}\mathit{x}{}_{\text{e}}=0(15)$

于是可解出

$\begin{array}{l}\lambda {}_1=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1\mathit{x}{}_{\text{e}1}}{V{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1(x{}_1-{\rm I}{}_1)}{V{}_{\text{i}\text{n}}}(16)\\ \lambda {}_3=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1\mathit{x}{}_{\text{e}2}}{V{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1(x{}_2-{\rm I}{}_2)}{V{}_{\text{i}\text{n}}}(17)\\ \lambda {}_5=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1\mathit{x}{}_{\text{e}3}}{V{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1(x{}_3-{\rm I}{}_3)}{V{}_{\text{i}\text{n}}}(18)\end{array}$

系统的Lyapunov函数则为$V(\mathit{x}{}_{\text{e}})=-\frac{1}{2}\mathit{x}{}_{\text{e}}^{\text{Τ}}\mathit{{\rm P}}\mathit{x}{}_{\text{e}}$, 在此选择电感和电容的储能函数作为Lyapunov函数, 不需对电路参数进行估计, 也能实现精确控制, 因为它唯一依赖的参数是系统稳定的平衡点, 确定三相VRM各子系统运行区域所需的反馈控制量可直接在三相VRM电路上测量;并且该控制策略下的基本三相VRM是无源的, 当将基本三相VRM电路嵌入到其它更复杂的控制系统中时, 可保证系统的全局稳定性, 尤其是若电路只与无源元件连接时, 这个系统总是稳定的。

3 三相VRM的仿真实验

采用无源控制策略的三相VRM在稳态工作时, 三相电流i1、i2和i3能保持良好的均流效果, 减小了输出电压和电流纹波, 保持了传统PID调节器控制的良好稳态特性。为了说明无源控制理论在三相VRM中的瞬态特性, 在Matlab中的Simulink模块中建立三相VRM电路模型, 用S-Function模块编程实现无源控制算法, 实现无源控制器模拟, 从而实现无源控制三相VRM的模拟仿真。最后将其仿真结果和常规PID调节器控制的三相VRM进行了比较研究, 特别在动态品质方面进行了详细的分析。

3.1 阶跃响应特性

由于阶跃响应是系统动态性能中最为严峻的工作状态, 图3首先比较了三相VRM系统分别在无源控制和PID控制下的阶跃响应特性, 其中I1W、I2W、I3W和VOW表示无源控制下的各项电流和电压变化曲线, I1P、I2P、I3P和VOP表示PID控制下的各项电流和电压变化曲线。从图3可以看出, 基于无源控制的三相电流波形在阶跃响应下几乎完全一致, 比PID调节器控制系统具有更好的动态均流特性;同时, 在无源控制策略下, 输出电压和电流还具有动态响应快、超调量小的特点, 它们在一个振荡周期后进入稳态, 这充分体现了无源控制对三相VRM系统动态品质的改善。

3.2 负载扰动特性

当三相VRM系统进入稳态工作后, 设定在系统运行至1 ms时刻, 负载从轻载 (Rload=0.05 Ω) 跳变至满载 (Rload=0.025 Ω) 。图4分别显示了2种控制策略下由满载到轻载的瞬态响应局部放大效果, 其中VoutP和VoutW分别表示PID控制和无源控制下的电压变化曲线。从图4可看出, 采用PID调节器控制策略的瞬态输出电压跌落差值显然大于采用无源控制策略的情况, 说明采用无源控制方法可以确保较小的输出超调量和电压瞬态跌落, 优化系统动态品质。

4 结语

三相VRM无源控制方法基于能量的控制策略, 其理论基础实际上就是Lyapunov方法, 因此三相VRM系统是大范围稳定的, 即便在苛刻的负载条件下都能满足系统渐近稳定的控制目标。此外, 从式 (16) ～式 (18) 可看出, 本文给出的无源控制方法只需检测2个电感电流, 不需要检测输出负载电压, 节约了检测电路, 优于传统方法;而与其它非线性方案比较, 又具有算法简单、易于实现、不受控制回路器件参数误差的影响且易于推广到多相VRM等特点。

上述仿真结果分析表明, 采用无源控制方法可以减少系统超调、缩短响应时间、改善系统的动态品质, 是一种较为理想的控制方案, 为VRM的设计提供了一种新的思路。

摘要：针对多相交错并联型电压调整模块 (VRM) 稳态时各相电流纹波大、动态响应难以满足最新VRM标准要求的问题, 以三相Buck型VRM为例, 从切换线性系统理论角度建立其系统模型, 推导出其无源控制策略, 既保证了系统的大范围稳定, 又提高了系统的动态品质。仿真结果表明, 应用无源控制方法的三相VRM闭环系统在稳态工作点上三相电流能保持良好的均流效果, 有效地减小了各相的电流纹波, 并且能明显改善负载变化时的动态品质。

关键词：电压调整模块,VRM,切换系统,无源控制,均流

参考文献

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无源控制 篇2

无源光网络是什么

无源光网络(Passive Optical Network, PON)是一种纯介质网络，避免了外部设备的电磁干扰和雷电影响，减少线路和外部设备的故障率，提高了系统可靠性，同时节省了维护成本，是电信维护部门长期期待的技术。

无光源网络是一种点对多点的光纤传输和接入技术，下行采用广播方式、上行采用时分多址方式，可以灵活地组成树形、星型、总线型等拓扑结构，在光分支点只需要暗转一个简单的光分支器即可，因此具有节省光缆资源、带宽资源共享、节省机房投资、建网速度快、综合建网成本低等优点。

无源光网络包括ATM-PON和Ethernet-PON两种。

无源光网络的原理和构成

PON包括ATM-PON(APON，即基于ATM的无源光网络)和Ethernet-PON(EPON，即基于以太网的无源光网络)两种。

如今的高校小区普遍采用的是EPON，作为当下网络工程重点考查和关注的知识点，有必要对PON技术做一个深入的学习!

PON(无源光网络)技术是一种点对多点的光纤传输和接入技术，下行采用广播方式、上行采用时分多址方式，可以灵活地组成树型、星型、总线型等拓朴结构，在光分支点不需要节点设备，只 需要安装一个简单的光分支器即可，因此具有节省光缆资源、带宽资源共享、节省机房投资、设备安全性高、建网速度快、综合建网成本低等优点。

无源光网络的现状与趋势

接入网是用户进入城域网/骨干网的桥梁，是信息传送通道的“最后一公里”。

过去几年，网络的核心部分发生了翻天覆地的变化，无论是交换、还是传输都 己更新换代，而接入网由于经济性问题如用户的业务 需求、用户密度、用户的经济承受能力等多方面原因发展缓慢，成为制约网络向宽带化、全业务化发展的瓶颈。

随着我国经济的迅速发展，高带宽的消耗业务逐步涌 现，带宽提速成为迫切需求。

为了 满足用户的需求，各种新技术不断涌现，接入网技术己成为设备制造商、运营商和电信研究部门关注的焦点和投资的热点。

我国目前主流的有线接入技术包括ADSL、LAN、 HFC、PLC和FTTH，其中部分LAN采用了PON+LAN 的方式，而无线接入技术中又有WLAN、WiMAX、WiFi、Bluetooth、3G等技术。

目前宽带接入网有两个主要的研究目标，第一是向高速、安 全、智能化方向发展，要求 网络更灵活、面向用户更多和成本更低，这方面FTTH是有线接入领域的杰出代表。

另一个则是多业务的融合，即在同一个平台上灵活提供IPTV、有线电视视 频、传统语音、数据业务的接入。

在各种宽带接入技术中，无源光网络以其容量大、传输距离长、较低成本、全业务支持等优势成为热门技术。

目前已经逐步商用化的无源光网络主要有TDM-PON(APON、EPON、GPON) 和WDM-PON，它们的共同特点是：

可升级性好、低成本，接入网中去掉了有源设备，从而避免了电磁干扰和雷电影响，减少了线路和外部设备的故障率，降低了相应的运维成本;

业务透明性较好，高带宽，可适用于任何制式和速率的信号，能比较经济地支持模拟广播电视业务，支持三重播放(Triple play，语音、视频、数据)业务;

高可靠性，提供不同业务优先级的QoS保证，适应宽带接入市场IP化 的发展潮流，适于大规模应用。

PON核心构成

PON(无源光网络)中最主要的三部分包括位于局端的OLT(Optical Line Terminal，光线路终端)、终端ONU(Optical Network Unit，光网络单元)、以及ODN(Optical Distribution Network，光配线网)。

PON“无源”是指ODN全部由光分路器(Splitter)等无源器件组成，不含有任何电子器件及电源。

基于PON的接入方案

TDM-PON

基于时分复用技术的TDM-PON，其原理是将上行传输时间分为若干时隙?ti (i=1,2,3,……32,……)，在每个时隙内只安排一个ONU以分组的方式向OLT发送分组信息，各ONU按OLT规定的顺序依次发送。

TDM要求 OLT测定它与各ONU的距离后对各ONU进行严格的发送定时，各ONU从OLT发送的下行信号获取定时信息，并在OLT规定的时隙内发送上行分组信号。

TDM允许使用单一的波长，OLT以TDM下行广播时使用1490nm波长(1550nm下行传输视频)，ONU以TDMA上 行多址接入使用1310nm波长，所以OLT只需要一个收发器，只有一种类型ONU，由此带来很高的经济性，被认为是光接入网共享信道的首选方案。

无源光网络始于20世纪80年代初，发展至今，有已经标准化的APON、EPON和GPON三种TDM/TDMA-PON类型。

在窄带PON系统概 念提出的同时，提出了基于ATM技术的宽带PON，即APON，以使接入网走向宽带化。

随着IP技术的不断完善，大多数运营商将IP技术作为主要承载技术，使得ATM完全退出了局域网。

在这种背景下，出现了由ITU/FSAN 负责制定替换APON的Gigabit PON(GPON)标准，以及由IEEE802.3ah负责制定的Ethernet PON(EPON)标准。

其中，EPON是基于千兆以太网的无源光网络，继承了以太网的低成本和易用性以及光网络的高带宽，是FTTH中“性价比”最高的一种，EPON的产 业联盟从EPON 的核心芯片、光模块到系统，产业链已经日趋成熟。

而GPON在技术上略具优势，它能支持多种速率等级，可支持上下行不对称速率，与EPON只能支持对称 1Gbit/s单一速率相比，GPON光器件选择余地更大，而在总效率和等效系统成本方面也有相当的优势。

三种TDM-PON的参数比较如表1所示，它们虽然有许多不同点，但归根到底都是基于时分复用机制的，上行方向以时隙为单位、共享带宽。

WDM-PON

基于波分复用技术的WDM-PON把各ONU的上行信号分别调制为不同波长(?i ,i=1,2,3,……16,……)的光信号，传输至ODN后耦合到同一馈线光纤传输到OLT，在OLT中利用分波器取出属于各ONU的不同波长的光信 号，再分别通过光电探测器解调为电信号。

WDM利用光纤的低损耗波长窗口(1310nm/1370nm/……/1550nm)，能 以不同的方式传输不同的业务。

WDM-PON上行方向采用粗波分CWDM或密集波分DWDM技术，每个用户独享一个 波长的带宽，用户最大可用的带宽可以达到100G。

波分多址WDMA光纤线路有足够的功率余度，便可方便地扩容与升级，但系统各通道共享光纤线路而不共享 OLT光设备，故系统成本 较高。

综合比较，由表2可以看出TDM-PON虽然有较低的网络快速部署费用，但是可靠性、带宽及升级扩容方面的表现都不如WDM-PON。

因此随着无源光器件和其它技术 的发展，WDM-PON将成为现行主流TDM-PON的有力竞争者。

混合PON(HPON/xPON)

由前所述，TDM-PON和WDM-PON各有优缺点和应用场合，单一地利用一种PON技术都存在不同程度的问题。

因此最近斯坦福大学的一些研究学 者提出了如图4的HPON(Hybrid TDM/WDM PON)的概念，它能够很好地兼容TDM和WDM技术，并支持TDM-PON到WDM-PON的平滑过渡。

FTTH无源光纤接入技术分析 篇3

摘要：光纤到户随着其成本的逐渐下降已成为接入技术中的重点发展技术。本文主要针对目前提出的实现光纤到户两种最具潜力的EPON和GPON技术的特征进行分析说明。

关键词：FTTH GEPON GPON APON

0 引言

随着用户对宽带接入提出越来越高的要求，现有的宽带接入方式，如ADSL和LAN接入，由于存在传输距离短、接入带宽有限、安全性不高、QoS没有很好的保证等问题，已越来越不能满足用户的需求。光接入技术快速发展，从有源光接入技术(PDH、SDH、MSTP、点到点以太网系统)到PON无源光接入技术(APON、BPON、GPON、EPON、GEPON)。最后，由于光纤本身的成本，光收发模块、OLT和ONU的设备成本，以及现有光纤到户的配套成本不断下降，使得目前实现光纤到户的设备成本和线路成本比以前有了大幅度的下降。

1 光接入网

根据ITU-T建议G..982，光接入网OAN可以定义为共享同样网络侧接口且由光接入传输系统支持的一系列接入链路，由一个光线路终端OLT，至少需要一个光配线网ODN、一个光网络单元ONU及适配设施AF组成，可能包括若干与同一OL1相连的ODN。并根据接入网室外传输设施是否含有有源设备，OAN可以划分为有源光网络AON和无源光网络PON。前者采用有源的电复用器分路，可延长传输距离，扩大ONU数并可能重新利用部分现有铜缆设施，种类有SDH环、ATMVP环等；后者则采用无源光功率分配器(耦合器)将信息送至各用户，易于扩容和展开业务，维护费用较低，但对光器件要求较高，需要较为复杂的多址接入协议。无源光网络PON是光纤接入的发展方向。PON作为一个共享系统其发展方向是覆盖更多的用户且使每一用户有足够的业务带宽，也就是说要求PON上下行比特率更高，分支比更多，传输距离更长。以下将对无源光接入网作进一步分析。

2 无源光纤接入技术

无源光网络(PON)是一种纯介质网络，其主要特点是在接入网中去掉了有源设备，从而避免了电磁干扰和雷电影响，减少了线路和外部设备的故障率，简化了供电配置和网管复杂性，降低了运营维护成本。其次，PON的业务透明性较好，带宽宽，可适用于任何制式和速率的信号。并且局端设备和光纤(从馈线段一直到引入线)由用户共享，因而光纤线路长度和收发设备数量较少，相应成本较其它点到点通信方式要低。随着光纤向用户日益推进，其综合优势越来越明显。PON的每个用户的成本随着分享OLT的用户数量的增加而迅速下降，因而非常适合于分散的小企业和居民用户，尤其是新建区域。具体的说无源光网络(PON)，是指在OLT(光线路终端)和ONU(光网络单元)之间的光分配网络(ODN)没有任何有源电子设备。其典型的拓扑结构为点对多点的星型结构(如图1所示)。在光分支点不需要节点设备，只需要安装一个简单的无源光分路器，因此具有节省光缆资源、带宽资源共享、节省机房投资、安全性高、综合建网成本低、维护成本低、可靠性高等优点。

2.1 APON和BPON 早期的窄带无源光网络是基于TDM的，性能价格比不好，已经自然消亡。ATM化的无源光网络(APON/BPON)可以利用ATM的集中和统计复用，再结合无源分路器对光纤和光线路终端的共享作用，使性能价格比大大改进。然而，APON/BPON的业务适配提供很复杂，业务提供能力有限，数据传送速率和效率不高，成本较高，其市场前景由于ATM的衰落而黯淡。最后，从业务发展趋势看，APON的可用带宽仍然不够。

2.2 EPON 随着IP的崛起和发展，基于以太网的PON的概念，即在与APON类似的结构和G.983的基础上，设法保留其精华部分——物理层PON，而以以太网代替ATM作为链路层协议，构成一个可以提供更大带宽、更低成本和更强业务能力的新的结合体——EPON。

EPON主要基于IEEE802.3ah标准，与传统点到点以太网主要不同之处在于采用点到多点通信方式。其下行方向工作于TDM方式，数据流以变长以太帧方式广播到ONU，每个ONU根据以太帧的MAC地址，决定取舍。上行方向工作于TDMA方式，来自不同时隙的ONU数据流汇聚到公共光纤设施和OLT。此外，传统以太网工作于连续光传输模式，在收发两个方向都是连续的比特流，因此收端的定时和判决容易实现。而EPON的上行比特流是轮流发送的突发数据包，OLT的接收定时恢复、判决门限设置、测距和延时补偿比较复杂。从EPON的结构上看，其关键优点是极大地简化了传统的多层重叠网结构。

IEEE802.3ah规范的EPON技术的上下行波长是1310nm和1490nm，上下行速率均为1.25Gbit/s，传输距离是10/20km，分路比是32/16，主要业务是数据和语音，增加一个1550nm电视广播波长后，成为语音、数据和电视三合一的所谓三重业务捆绑服务。对于传送单一以太网业务而言，EPON是一种很好的解决方案。（系统参考配置如图2所示）。

2.3 GPON 2001年，在IEEE积极制定EPON标准的同时，FSAN组织开始发起制定速率超过1Gbit/s的PON网络标准——吉比特以太网无源光网络(GPON)，随后，ITU-T也介入了这一新标准的制定工作并于2003年1月通过两个有关GPON的新标准——G.984.1和G.984.2。按照这一最新标准的规定，GPON可以提供1.244Gbit/s和2.488Gbit/s的下行速率和ITU规定的多种标准上行速率，即可以灵活地提供对称和非对称速率。传输距离至少达20km，系统分路比可以为1:16、1:32、1:64乃至1:128，而EPON只提供1.25Gbit/s对称速率，分路比最多为1:32。即GPON在速率、速率灵活性、传输距离和分路比方面有优势。其次，GPON采用了两种适配方式，除了传统的ATM外，还在传输汇聚层采用了一个全新的基于SDH的标准通用组帧程序(GFP)，这是一种可以透明、高效地将各种数据信号封装进现有SDH网络的通用标准信号适配映射技术，可以适应任何用户信号格式和任何传输网络制式，无需附加ATM或IP封装层，封装效率高、提供业务灵活，而APON/BPON和EPON对每种特定业务都需要提供特定的适配方法。第三，由于GPON采用GFP映射，其传输汇聚层本质上是同步的，还使用标准SDH的125μs帧，使GPON可以支持端到端的定时和其它准同步业务，特别是可以直接高质量、灵活地支持实时的TDM语音业务，延时和抖动性能很好。而EPON在承载TDM业务方面没有具体规定，导致厂家可以采用不同方法来承载，包括一层、二层和三层均可以，互操作性较差，性能难以确保。第四，GPON在网管方面具有丰富的功能，包括带宽授权分配、动态带宽分配、链路监测、保护倒换、密钥交换和各种告警功能等，比EPON考虑周到。不过，EPON在网管功能上比普通以太网有了明显改进，可以提供远端故障指示、远端环回控制和链路监视等基本管理功能，也能满足基本管理功能。第五，在QoS方面，GPON可以通过使用指针调整ONU的授权带宽和授权周期来保证业务的带宽和延时要求。而EPON主要采用优先级队列结合DBA算法来保证带宽和延时，也能基本满足不同业务的QoS要求。从技术角度，GPON是BPON的继承和发展。GPON继承了BPON的很多基本特点，例如两者都使用同样的OLT核心技术，包括ONU的激活和测距等，使用同样的物理光纤设施和光功率预算值，同样的管理软件栈等。另一方面，GPON采用了一些最新的技术成果，除了最重要的GFP封装技术外，还包括前向纠错等新技术。（如图3所示）

3 结束语

目前EPON技术已基本成熟，且系统运行相对稳定，能够满足IPTV、宽带上网、VoIP等宽带业务的发展需求。虽然GPON技术在传输能力、速率灵活性和分路比等方面有优势，OAM功能和保护机制也相对完善，支持TDM业务承载，但其技术实现复杂。国外有较多运营商选择GPON技术作为未来实现FTTH的主要方式；而我国国内对未来FTTH大规模的应用，是选择EPON技术还是GPON技术目前还没有定论，不过，可以肯定地讲，EPON和GPON技术的最终抉择，将取决于设备成本、业务支持能力和互通性等多方面因素。

参考文献：

[1]韦乐平.FTTH宽带光纤接入的技术特征与方案选择[J].电信科学.

[2]网通紧随电信10月进行EPON设备集采[J].电信情报.2007(16):10-11.

[3]张校逸，毛涵月.现代通信宽带无源接入网技术GPON.2004(6):12-13.

[4]徐伟亮，李俊.GPON最新一代无源光网络[J].黑龙江通信技术.2003.(3):21～23.

[5]全弘林．新一代无源光网络技术-GPON[J].通信世界(100期特刊).

[6]唐宝艮，王文鼐，李标庆.电信网技术基础.北京：人民邮电出版社．2007.

无源控制 篇4

DC/DC变换器具有体积小、成本低,可靠性高等特点,因此在航天、通讯等领域得到广泛应用,近几年尤其在新能源,如光伏、风电等方面也得到应用。DC/DC变换器本质上是一个强非线性系统,因而采用非线性控制方法尤为合适,如滑模变结构方法、神经网络控制方法、自适应控制方法等。传统反馈控制器的设计方法只考虑系统的稳定性和跟踪性,而忽略了能量的相关性和变换器或闭环系统的物理特性[1]。无源性控制理论是一种本质上非线性的控制方法,依据无源理论来构造反馈控制器,可以保持系统的内部稳定,因此该方法控制简单、鲁棒性好、能量损失小[2]。本文采用一种滑模控制的电压外环和无源控制的电流内环的双闭环系统实现Boost变换,仿真结果表明系统具有良好的动静态特性。

1Boost变换器

Boost型DC/DC变换器电路如图1[3]所示,电路工作在电流连续模式(CCM)下,一个开关周期状态包含两个子状态,分别对应开关管S导通和截止。通过调节占空比d实现对Boost变换器的控制。

开关管S导通时电路图如图2所示,其对应的状态方程如下:

当开关管S关断时的状态方程如下(图3):

$L\frac{\text{d}i{}_L}{\text{d}t}=V{}_{i}n-r{}_{L}i{}_L-V{}_{{\rm O}}$

$C\frac{\text{d}V{}_C}{\text{d}t}=i{}_L-\frac{V{}_{{\rm O}}}{R}$ (2)

$V{}_{{\rm O}}=V{}_C+r{}_{C}C\frac{\text{d}V{}_C}{\text{d}t}$

式中:iL——电感电流;

VC——电容电压;

Vin——输入电压;

VO——输出电压。

根据式(1)、(2)和占空比d可得Boost电路的状态方程为:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{l}\dot{\text{i}}{}_{\text{L}}\\ \dot{\text{V}}{}_{\text{C}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{l}-\left[\frac{\text{r}{}_{\text{L}}}{\text{L}}+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{L}(1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}})}(1-\text{d})\right]-\frac{\text{R}}{\text{L}(\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}})}(1-\text{d})\\ \frac{\text{R}}{\text{C}(\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}})}(1-\text{d})\frac{1}{\text{C}(\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}})}\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{l}\text{i}{}_{\text{L}}\\ \text{V}{}_{\text{C}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{l}\frac{1}{\text{L}}\\ 0\end{array}\right]\text{V}{}_{in}(3)\end{array}$

$\text{V}{}_0=\left[0\frac{\text{R}}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\right]\left[\begin{array}{l}\text{i}{}_{\text{L}}\\ \text{V}{}_{\text{C}}\end{array}\right]$

(4)

2 无源滑模控制器的设计

Boost变换器由电压外环和电流内环控制。外环电压调节由滑模控制器实现期望的输出电流,内环电流调节由无源控制器实现开关函数的控制。系统结构如图4所示。

2.1 内环无源控制器的设计

以矩阵的形式将式(3)表示为

$\text{D}\dot{\text{X}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}+\text{R}\text{X}=\text{E}$(5)

$\begin{array}{l}\text{式}\text{中}:\text{D}=\left[\begin{array}{cc}\text{L}& 0\\ 0& \text{C}\end{array}\right]‚\text{R}=\left[\begin{array}{cc}\text{r}{}_{\text{L}}& 0\\ 0& \frac{1}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\end{array}\right]‚\text{E}=\left[\begin{array}{c}\text{V}{}_{in}\\ 0\end{array}\right]‚\\ \text{X}=\left[\begin{array}{c}\text{X}1\\ \text{X}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\text{Ι}\\ \text{U}\end{array}\right]‚\text{J}=\left[\begin{array}{cc}\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}}}& \frac{\text{R}}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\\ -\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}}}& 0\end{array}\right]\end{array}$

无源控制器设计采用能量成形及阻尼注入方法。假设期望的状态向量为$\text{X}{}_{\text{d}}=\left(\begin{array}{cc}\text{Ι}{}_{\text{d}}& \text{U}{}_{\text{d}}\end{array}\right){}^{\text{Τ}}$,状态向量误差Xe=X-Xd,由式(5)可得误差动态方程为:

DXe+(1-d)JXe+RXe=E-[DXd+(1-d)JXd+RXd] (6)

引入阻尼项

RdXe=(R+Re)Xe (7)

其中:

$\text{R}{}_{\text{e}}=\left[\begin{array}{cc}\text{R}{}_1& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\text{R}{}_1>0$

将式(7)加在式(6)两端可得:

$\text{D}\dot{\text{X}}{}_{\text{e}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}{}_{\text{e}}+\text{R}{}_{\text{d}}\text{X}{}_{\text{e}}=\text{E}-[\text{D}\text{X}{}_{\text{d}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}{}_{\text{d}}+\text{R}\text{X}$d-ReXe] (8)

假设右侧恒为零,即有:

$\text{E}=\text{D}\dot{\text{X}}{}_{\text{d}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}{}_{\text{d}}+\text{R}\text{X}$d-ReXe (9)

则$\text{D}\dot{\text{X}}{}_{\text{e}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}{}_{\text{e}}+\text{R}{}_{\text{d}}\text{X}{}_{\text{e}}=0$

引入 Lyapunov能量函数,使其具有如下形式:

$\text{V}=\frac{1}{2}\text{X}{}_{\text{e}}{}^{\text{Τ}}\text{D}\text{X}{}_{\text{e}}>0\forall \text{X}{}_{\text{e}}\ne 0‚\text{D}=\left[\begin{array}{cc}\text{L}& 0\\ 0& \text{C}\end{array}\right]$

,则

$\dot{\text{V}}=\text{X}{}_{\text{e}}{}^{\text{Τ}}\text{D}\text{X}\text{e}=-\text{X}\text{e}$T[(1-d)JXe+(R+Re)Xe]<0可见,只要满足条件使得式(8)右侧恒为零,误差“零”点就是系统的固有稳定点,将式(9)展开得:

$\text{L}\dot{\text{Ι}}{}_{\text{d}}+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}}}(1-\text{d})\text{Ι}{}_{\text{d}}+\frac{\text{R}}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}(1-\text{d})\text{U}{}_{\text{d}}+\text{r}{}_{\text{L}}\text{Ι}{}_{\text{d}}-\text{R}{}_1(\text{Ι}-\text{Ι}\text{d}$)=Vin

$\text{C}\dot{\text{U}}{}_{\text{d}}-\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}}}(1-\text{d})\text{Ι}{}_{\text{d}}+\frac{1}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\text{U}{}_{\text{d}}=0$(10)

由式(10)可得到无源性控制律d(t):

$\text{d}(\text{t})=1-\frac{\text{V}{}_{\text{i}\text{n}}-\text{r}{}_{\text{L}}\text{Ι}{}_{\text{d}}+\text{R}{}_{\text{e}}(\text{Ι}-\text{Ι}{}_{\text{d}})}{\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\text{r}{}_{\text{C}}/\text{R}}\text{Ι}{}_{\text{d}}+\frac{\text{R}}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\text{U}{}_{\text{d}}}$(11)

2.2 外环滑模控制器设计

2.2.1 滑模面设计

外环为输出电压控制环。保证输出电压趋于期望值,为加快输出电压的收敛速度,在设计外环滑模面时采用比例积分调节器,外环的输出作为无源控制的电流基准,故选取滑模面为[4]:

S=Cβ(ud-x2)+x1+∫(ud-x2) (12)

2.2.2 滑模面稳定性分析

S=0,产生滑模运动,以便输出电流与期望平均输出电流相等。

x1=Cβ(x2-ud)-∫(ud-x2) (13)

忽略电感电容的内阻,理想Boost变换器的状态空间方程为:

$\left[\begin{array}{c}\dot{\text{i}}{}_{\text{L}}\\ \dot{\text{V}}{}_{\text{C}}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}0& -\frac{1}{\text{L}}\\ \frac{1}{\text{C}}& -\frac{1}{\text{R}\text{C}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\text{i}{}_{\text{L}}\\ \text{V}{}_{\text{C}}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}\frac{\text{V}{}_{\text{C}}}{\text{L}}\\ -\frac{\text{i}{}_{\text{L}}}{\text{C}}\end{array}\right)\text{u}+\left(\begin{array}{c}\frac{\text{E}}{\text{L}}\\ 0\end{array}\right)$

(14)

其中u为开关状态变量,定义如下:

$\text{u}=\{\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\begin{array}{cc}& S{}_1:\text{闭}\text{合},S{}_2:\text{打}\text{开}\\ & S{}_1:\text{打}\text{开},S{}_2:\text{闭}\text{合}\end{array}$

(15)

令控制规则为[5]:

$\text{u}=\{\begin{array}{c}\text{u}{}^{+}(\text{x},\text{t})\\ \text{u}{}^{-}(\text{x},\text{t})\end{array}\begin{array}{cc}& \text{s}(\text{x},\text{t})>0\\ & \text{s}(\text{x},\text{t})<0\end{array}$

(16)

控制信号u=ueq+uN,其中ueq为等效控制参数,uN是非线性开关控制参数,也是保证滑模控制存在的条件。等效控制参数ueq的存在可保证状态空间上的运动点将到达滑动模态区域,使滑动模态s(x,t)=0存在,并且通过限制min(u-,u+)<ueq<max(u-,u+),可保证滑模区域的存在范围。

对于上述系统可得到等效控制的表达式为:

$\begin{array}{l}\text{L}{}_{\text{f}}\text{h}(\text{x})=(\begin{array}{cc}1& -\text{C}\text{β}\end{array})\left(\begin{array}{c}-\frac{1}{\text{L}}\text{x}{}_2\\ \frac{1}{\text{C}}\text{x}{}_1-\frac{1}{\text{R}\text{C}}\text{x}{}_2\end{array}\right)=-\frac{\text{x}{}_2}{\text{L}}-\text{β}\text{x}{}_1+\frac{\text{β}\text{x}{}_2}{\text{R}}(17)\\ \text{L}{}_{\text{g}}\text{h}(\text{x})=(\begin{array}{cc}1& -\text{C}\text{β}\end{array})\left(\begin{array}{c}\frac{1}{\text{L}}\text{x}{}_2\\ -\frac{1}{\text{C}}\text{x}{}_1\end{array}\right)=\frac{\text{x}{}_2}{\text{L}}+\text{β}\text{x}{}_1(18)\\ \text{L}{}_{\text{ε}}\text{h}(\text{x})=(\begin{array}{cc}1& -\text{C}\text{β}\end{array})\left(\begin{array}{c}\frac{\text{E}}{\text{L}}\\ 0\end{array}\right)=\frac{\text{E}}{\text{L}}(19)\\ \text{u}{}_{\text{e}\text{q}}=-\frac{\text{L}{}_{\text{f}}\text{h}(\text{x})+\text{L}{}_{\text{ε}}\text{h}(\text{x})}{\text{L}{}_{\text{g}}\text{h}(\text{x})}=\frac{(1/\text{L}-\text{β}/\text{R})\text{x}{}_2+\text{β}\text{X}{}_1+\text{E}/\text{L}}{\text{β}\text{x}{}_1+\text{x}{}_2/\text{L}}(20)\end{array}$

由式可得,当$0<\text{β}\le \frac{\text{R}}{\text{L}}$时,ueq>0,此时滑模面存在。

3 仿真结果

Boost变换器中,选取L=30mH,C=50uF,R = 30Ω, E = 20V,rC=0.8Ω,rL=0.05Ω,期望输出电压是40V,采用MATLAB/Simulink对该控制系统进行仿真,仿真模型如图5所示。Re=0.35Ω时的波形如图6和7。

图8、9分别给出了当负载出现扰动(t在0.1s～0.2s之间R=20Ω)时的输出波形。

4 结论

无源控制方法本质上是一种非线性反馈控制,具有控制方法简单、鲁棒性好、能量损失小等优点。本文结合无源控制和滑模控制形成了双闭环结构,保留了两种控制器的优点。仿真结果表明系统输出具有较低的超调量、响应时间短、稳定性好,因此该方法适用于Boost变换器。

参考文献

[1]乔树通,伍小杰,姜建国.基于无源性的滑模控制在DC/DC变换器中的应用[J].电工技术学报,2003,18(4):41-42.

[2]闫媛媛.非线性控制策略在DC/DC电力电子变换器中的应用[D].济南:山东大学硕士学位论文,2007.

[3]A.Tofighi、M.Kalantar.Applying Passivity-Based Control forthe DC/DC Converter of PEM Fuel Cell[J].Power Electronic&Drive Systems&Technologies Conference,2010:441-442.

[4]杨国超.Buck变换器建模与非线性控制方法研究[D].无锡:江南大学硕士学位论文,2008.

从无源光网络PON想到的 篇5

PON的传输方案是以1310nm波长区传送窄带业务信号，以1550nm波长区传送宽带业务信号。之所以这样做，主要是因为：1550nm波长区的光纤损耗小，宜于传送宽带信号，目前波分复用器件如1310/1550nm、1310/1490/1550等要求的，价格相对便宜，能经济地传送窄带业务。由于 PON是一种采用添加分分支术的以光纤为主的结构，因此多采用无源双星（DSP）或树型结构。

相比这三种适用于PON的技术来说，我们可以从以下三个方面做个简单的比较，来评估各种技术的相应优缺点：

首先从传输速率上来看，APON是以ATM协议为载体，下行以155.52Mbps或622.08Mbps的速率发送连续的ATM信元，上行以环⒌ATM信元方式发送数据流，速率基本上以155.52Mbps为主，相对速率较低，而EPON能够提供高达1 .25Gbit／s的上下行带宽，相对速率较大。但随着用户对传输速率和传输容量的巨大需求，新型的GPON概念的提出也基本上可以说是顺其自然了，GPON的网络中上行的传输速率为1.244Gbs，下行传输速率可达2.488Gbs。

其次从上下行传输上来看，ATM-PON系统在下行方向采用时分复用的广播方式，在上行方向上，由于PON的ODN实际上是共享传输媒质，需要适当的接入控制才能保证各个ONU的上行信号完整地到达OLT，采用的技术主要有波分复用WDM、时分多址TDMA等；EPON上行采用多点到一点的拓扑结构，ONU侧的时钟应与OLT侧的时钟同步。EPON时钟同步采用时间标签方式。在OLT侧有一个全局的计数器，在下行方向OLT根据本地的计数器插入时钟标签，ONU根据收到的时钟标签修正本地计数器，完成系统同步；在上行方向ONU根据本地的计数器插入时钟标签，OLT根据收到的时钟标签完成测距；对于GPON来说，其数据的下行传输是利用广播的原理将从OLT发送到每个ONT，被传送的封包头上携带了目的地的住址，经由地址的比对可将数据流量准确地传达。上行传输因为光纤分布网络（ODN）具有媒介（media）共用的特性，所以必需协调每个ONT到OLT的数据传输，以避免ONT之间的网络拥塞。上行数据的传输是透过OLT所控制，利用TDMA（分时多任务）协定，分配给每个独立的ONT传输时槽，

最后从传输功能上来看，ATM PON标准不适合本地环，缺少视频传输功能、带宽有限、结构复杂、造价昂贵，；而EPON比APON具有更宽的带宽、更低的费用和更宽的业务功能，实现数据、视频和话音在单一平台FTTH上传输，EPON的特点适合应用于长距离高带宽(20km，1.25G)、光纤的接入和传输、光纤化的ONU/ONT，非常适合于FTTB和FTTO模式(非常有利于光纤在大楼内的布线和用户扩容)；GPON可在接入网络上提供10Mbps、100Mbps及1Gbps的服务，同样还可以提供VLAN的服务，同时支持语音的服务包括VoIP及TDM。在当前众多解决接入网络瓶颈的技术中，GPON也是唯一可在单一波长下提供2.5G的带宽，同时可传送多个波长在一条光纤上的唯一技术。

事实上，APON和EPON之争本质上是核心网中的ATM和IP之争在接入网中的继续。因此，对于以数据为中心的CATV领域或者新生的电信公司和运营商来说，可能会倾向于采用EPON；对于传统的电信公司和电信运营商来说，可能会倾向于采用APON。而GPON系统相比于目前广泛采用ADSL来说，GPON可提供物理覆盖至少20公里，远远优于ADSL的6公里覆盖范围。

因此，正确的评估一个网络系统的好坏也就是从其整体的传输效率及相应的成本作基准。假定同样的1.25Gb/s传输速率，比较不同PON的系统对Line coding、PON TC（包括 Mac Layer）、Bearer Protocol （ATM、Ethernet、GFP）的能力及Service adaptation效率，将会发现， EPON在以太网络封包的传输上是效能最低的，而GPON 在常规语音及数据传输上均优于APON和EPON两种系统。

综合上述的数据，不同技术的PON提供不同的带宽速率，同样适合不同的需求范围，因此在一定程度上占有了一定的发展空间。而PON架构也是目前最经济和最有发展潜力的成熟技术，只要能开发出一种良好定义的网络媒体接入协议和集成10G以太网的一些优点，PON将会成为一种非常优秀的宽带接入解决方案。

当然，也有专家对PON持悲观看法，基于ATM技术的APON因为ATM技术和光网泡沫的原因而没有真正应用，而后来的EPON由于采用单一的基于以太网的帧结构，处理话音时可能会产生QoS问题，导致EPON的总体效率极低。

无源控制 篇6

关键词：语文；生活；“源”

杜威“教育即生活”的著名思想，强调儿童各种感兴趣并且主动进行的学习活动，从课堂向生活的世界回归，让语文生活化，生活语文化。在这样的理论基础上，我在语文教学中重视学生的生活体验，把语文教学与学生的生活体验相联系，把语文问题与生活情境相结合，让语文做有源之水。下面就谈谈我在低年级语文教学中进行生活化教学的一些做法：

一、创设生活情景，激发求知欲望

在语文教学中可根据学生的年龄特点和生活体验，科学、有效地创造生活情景，让学生在熟悉的语文生活情境中愉快地探究问题，找到解决问题的规律。低年级学生对于具体、感性的事物比较感兴趣。

苏教版二年级《动手试一试》一文，记述的是一件事情，事情的起因、发展、结果，却是需要逻辑分析去理解的。在教学中，我进行了一场实地、真实的实验，让学生进行观察与思考。先端出满满的一杯水，放入一个石子，让学生看有什么事情发展。学生都观察得很认真，发现水漫了出来。然后我问，如果放进去的是金鱼，水会漫出来吗？听完学生的回答，我现场实验，将带来的一条金鱼放入水中，让学生观察。结果水也漫了出来。然后导入新课。

设计这一环节，对于理解能力比较差的学生来说，无疑是“雪中送炭”。而对于全体学生来说，都是一笔不小的收获。由于学生通过实验已经知道真实的答案，学生对于后面的学习就顺利了许多。

二、感受生活语文，让语文生活化

语文来源于生活，新教材更体现这一点。在语文课堂教学中，教师应有意识而且有必要地还原语文知识的生活背景，把书本上的知识放在生活中来学习，让语文知识生活化。传统教学以课堂教学为主，在教学改革蓬勃以展的今天，我们的教学应以多种形式、在多种阵地上进行。在低年级语文教学中，我尝试了将学生领出课堂，走入大自然，利用大自然的情景来为教学服务。

教学二年级语文《秋游》一课时，讲到“天空中的云，有的像……有的像……”我带领学生走出课堂。在大操场，让学生实地对天上的云进行观察。当时天气晴朗，天空中飘着几朵白云，与课文中的情境差不多。学生一边观察，一边想象。追着要告诉老师，这朵云像老虎，那朵云像公鸡；这朵云像白兔，那朵云像绵羊；这朵云像一匹白马，那朵云像一座山……学生发言极为激烈,接着再领学生进课堂，进行课文的学习。由于学生有了直接的体验，对课文中的内容不但理解得透彻，而且朗读得特别有味儿！

这里，我利用大自然的情境，为学生创造了一个免费且最实用的学习环境，让学生从自己的观察中得到了体验。

三、探究生活知识，让生活语文化

在语文教学中，把语文知识与生活、学习、活动有机地结合起来，通过收集资料、生活实践、合作讨论等活动，让学生真正感受到语文在生活中无处不在，获得探究语文的体验，提高利用语文解决实际问题的能力，让生活语文化。语文脱离了生活实践，知识就成了“无源之水，无本之木”。对课文思想的真正理解还不是最终目的，能将所学应用于生活，尤其是创造性的应用，才是我们追求的目标，而实践是达到这一目标的基本途径。在教学中，应积极引导学生进入生活角色，在生活实践中进一步感悟课文思想。

如教学苏教版第二册《奶奶的白发》一课时，我这样引导学生：如果你是课文中的我，为了让奶奶不再操心，你打算怎么做？并要求学生回家以实际行动来证明自己的打算。第二天我让他们汇报，同学们的做法是多种多样，如：“我讲故事给奶奶听。”“我昨晚自觉做完作业再玩，不用奶奶操心。”“我打电话陪奶奶聊天，使她不会感到闷。”“我主动帮奶奶做家务了，让她不那么累。”……他们的回答让我欣喜。无论是哪一种形式，都使学生在实践中懂得了尊敬长辈的道理。

创设良好的生活情境，不仅使学生学习得更加有趣，也使教学变得更为有声有色。在教学中，要适时、适量地为学生创造各种生活情境，使他们能在一种轻松、活跃的氛围中，学有所得、学有所获。

因此，语文教学应该将课堂与生活紧密联系起来，体现语文来源于生活、寓于生活、用于生活，引导学生把语文知识运用到学生的生活实际中去体验感受，使学生充分认识到语文来源于生活，又是解决生活问题的基本工具，达到语文课堂教学生活化的目的。到生活中学习语文能激发学生学习的兴趣，能充分调动学生学习的积极性，能提高学生的观察能力、感受能力、识记能力和表达能力。因此，我们要引导学生走向社会，深入生活，关注人生，让语文在生活中实现其价值。

参考文献：

[1]《变“应试语文”为“生活语文”》.中国论文下载中心

[2]《语文教学要关注社会语文生活》.《语文教学通讯》.2003

无源控制 篇7

交流电动机为高阶、强耦合及非线性系统,古典线性控制方法不能解决输入输出的耦合及输出的独立控制等问题,无法满足高性能调速系统的控制要求。国内外学者研究将非线性控制理论应用到交流电动机控制系统中,取得了进展。应用到交流电动机中的非线性控制理论主要有:反馈线性法、反步法、逆系统方法、无源理论及自抗扰技术等[1],这些非线性控制理论的应用改善了电动机的控制性能。

无源性控制(PBC)作为本质上的非线性控制,利用输出反馈使电动机闭环系统特性表现为无源映射,从电动机的能量方程入手,利用不影响稳定性的无功力简化控制器的设计[2,3]。

近几年来的无源性控制研究主要集中在异步电动机上[4,5,6],本文采用同步电动机的欧拉—拉格朗日形式的机电统一数学模型,并从能量函数出发,根据系统转矩给定、速度给定,设计渐近跟踪的无源控制器。由该方法设计的同步电机无源性控制器简单,不影响系统的稳定性,无奇异点且鲁棒性较好。

2 同步电机欧拉-拉格朗日数学模型

同步电机在两相同步旋转dq坐标系下的电压方程和电磁转矩平衡方程如下所示[7]:

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其中,Rs、Rf分别为定子、励磁绕组电阻;RD、RQ分别为阻尼绕组d、q轴电阻;Lsd、Lsq分别为定子d、q轴自感;LD、LQ分别为阻尼绕组d、q轴自感;Lmd、Lmq分别d、q轴电枢反应电感;Lf为励磁绕组自感;J为转动惯量;D为机械阻尼系数;TL为负载转矩;np为极对数;p为微分算子;ω为转子旋转角速度;ud、uq、uf分别为定子d、q轴电压和励磁电压;id、iq、if、iD、iQ分别为定子d、q轴、励磁和阻尼绕组d、q轴电流。

将电气方程和转矩平衡方程结合在一起,并整理可得同步电机E-L形式的电气—机械系统方程,如下所示:

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其中

xT=(idiqifiDiQω)=(x1x2x3

x4x5x6)为状态变量;

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u1,u2,u3为控制变量

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F(x)为反对称矩阵,即xTFx=0,G为对角正定矩阵。

取正定二次型能量函数:

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对式(2)求导后,代入式(1)中整理可得:

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对式(3)两边同时积分,可得:

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式(4)左边为整个电动机系统能量的增量,右边为外部电源供给电动机的能量,系统能量增量的总和小于外部注入能量的总和,则电动机系统是严格无源的。

3 控制器设计

3.1 磁链、转矩控制器设计

设系统期望的输出转矩为Td,转子磁链为Ψf,期望的磁链幅值为M,根据同步电机矢量控制的转子磁场定向的思想,采用id=0控制,转子磁链渐近跟踪磁链幅值,电磁转矩跟踪期望转矩,则跟踪问题转化为实现下列控制目标[3]:

(1) 电磁转矩渐近跟踪期望转矩:

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(2) 转子磁场渐近定向:

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(3) 转子磁链幅值渐近跟踪期望幅值:

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设xd=[x1dx2dx3dx4dx5dx6d]T为待设计的期望状态变量,设计xd使之满足控制目标,即下列相应的式子:

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令跟踪信号误差e=x-xd,代入式(1)可得误差系统的动态方程为:

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取误差系统的正定能量函数为:

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对式(6)求导后代入式(5)中,可得:

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由Lyapunov稳定性定理第二法[8]可得,若式(7)小于0,则e渐近收敛到0。因此,可令h=-Ke,K=diag(k1k2k3k4k5k6)。其中,k1,k2…k6均大于0,K为阻尼系数,是为改善系统的动态响应,降低控制系统对参数变化的灵敏度而增加的阻尼项,K的大小决定了e→0的速度。则式(7)变为:

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此时,系统在获得期望跟踪性能的同时,也保证了稳定性,这一过程可通过选择合适的xd来实现,称为能量成形。

由控制目标可得期望状态变量的计算方程为:

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无源性控制变量的计算方程为:

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由此设计出的控制器能实现电磁转矩的跟踪,同时又能实现对电气状态的控制目标。一般而言,因为转子阻尼绕组电流x4、x5不可测量,跟踪误差e4、e5无法得到,所以,常取k4=k5=0。

3.2 转速控制器的设计

转速外环建立转速误差反馈,采用PI控制器,就可以得到参考转矩:

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其中,kp、ki分别为比例增益和积分增益。

4 仿真验证

采用MATLAB对无源性控制系统进行仿真验证,同步电机参数[9]为:Rs=0.142Ω,Rf=0.375Ω,RD=RQ=0.823Ω,np=4,J=0.058kg·m2,D=0.01N·(m/s),M=1,Lsd=0.852H,Lsq=0.952H,Lmd=0.423H,Lmq=0.423H,Lf=0.823H,LD=0.823,LQ=0.623H。

系统空载启动,在0.5s时给定200r/min的转速信号,系统稳定后,2s时突增负载为8N·m,在3s时转速增加至400r/min。可得系统仿真结果如图1所示。

仿真结果可见,电机的实际转速能够快速、平稳地跟踪参考转速,在突加负载时,转速略有变化,随后能很快跟踪目标转速,稳态运行无静差,抗扰力较好;电动机输出的电磁转矩能够较快地跟踪负载转矩的波动;定子三相电流和转子位置角输出效果较好,还有的谐波量少。

5 实验验证

以TI公司的高性能浮点DSP TM320F28335为核心控制器,在一台2kW的电励磁同步电机上进行了实验,电机参数与仿真所用参数相同,实验波形如图2所示。

由图2(a)可以看出电机的实际转速能够很好地跟踪期望转速,稳态运行无静差;图2(b)为电机的转子位置角,可以看出电机转子位置能够实现快速跟踪;图2(c)为电机转速在300rpm时测出的A相定子电流波形,波形接近正弦,电流畸变较小。实验结果证明了电励磁同步电机无源性控制的合理性和有效性。

6 结论

本文建立了同步电动机欧拉—拉格朗日形式的机电统一数学模型,配置出不影响系统稳定性的无功力,迫使系统总能量跟踪预期的能量函数,保证了系统的稳定性。所设计的无源性控制器考虑了同步电机转子阻尼绕组对动态过程的影响,同时实现了间接的转子磁链定向和磁链幅值保持,从而实现了转速的渐近跟踪控制。仿真和实验结果表明了该控制方法的有效性。

值得注意的是,与传统的矢量控制有所不同,无源性控制器的磁通控制是开环的,参数的变化或者磁路的饱和都可能使实际磁通偏离给定值,从而影响系统的控制性能。

参考文献

[1]王久和(Wang Jiuhe).交流电动机的非线性控制(Nonlinear control of AC motors)[M].北京:电子工业出版社(Beijing:Publishing House of Electronics In-dustry),2009.

[2]陈峰,徐立文(Chen Feng,Xu Liwen).基于无源性的同步电机控制器设计(The design of passivity-basedcontroller for synchronous motor)[J].电机与控制学报(Electric Machines and Control),1998,2(4):217-220.

[3]薛花,姜建国(Xue Hua,Jiang Jianguo).同步电动机无源性控制方法(Passivity-based control strategies ofsynchronous motors)[J].上海交通大学学报(Journalof Shanghai Jiaotong University),2008,42(12):2015-2019.

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[5]张新华,戴先中(Zhang Xinhua,Dai Xianzhong).基于无源性的感应电机转矩与转速控制(Torque and speedcontrol of induction motor based on passivity)[J].电工技术学报(Trans.of China Electrotechnical Society),2001,16(4):34-37.

[6]Romeo Ortega,Carlos Canudas,Seleme I Seleme.Non-linear control of induction motors:torque tracking withunknown load disturbance[J].IEEE Transaction on Au-tomatic Control,1993,38(11):1675-1680.

[7]李崇坚(Li Chongjian).交流同步电机调速系统(ACsynchronous motor control system)[M].北京:科学出版社(Beijing:Science Press),2006.

[8]李先允(Li Xianyun).现代控制理论基础(Moderncontrol theory)[M].北京:机械工业出版社(Beijing:China Machine Press),2007.

无源控制 篇8

电压型PWM整流器能实现能量双向流动并且具有输入电流正弦性好、单位位功率因数、整流电路侧谐波含量低等特性, 经常被用于整流、交流传动和无功补偿、以及有源滤波等变流控制中。为了提高整流器控制性能, 国内外学者将各种控制方式应用于电压型PWM整流器, 除了传统的线性控制策略外, 近些年兴起的一些非线性控制策略, 如单周控制、Lyapunov控制、H-∞控制、无源控制等用于对电压型PWM整流器进行控制, 取得了很好的控制效果。基于无源理论的控制是一种本质上的非线性控制, 基于无源理论的控制是从能量的角度处理问题, 能够从全局定义, 实现全局稳定, 无奇异点, 对未知参数和未建模动态具有很强的鲁棒性。具有其它控制策略不可比拟的优点, 被国内外学者广泛关注。

对整流器的无源控制一般都是以阻尼注入的形式进行的, 反应速度会因阻尼注入变大而大加快, 稳态误差减小, 输出直流电压稳定性能变好, 但THD值较大, 反之亦然, 阻尼注入过小, 反应速度降低, 稳态误差变大, 但是THD值比较小, 所以如果注入定阻尼的话很难控制效果, 本文将研究注入变阻尼的无源控制技术, 采用跟踪微分器予以实现。通过仿真实验可以看出变阻尼注入能够进一步提高整流器的动静态性能。

1 电压型PWM主电路

电压型PWM整流器主电路如图1所示, 图1中uu=uv=uw, Su、S v、Sw为整流器开关函数, 将Sj定义为单极性二值逻辑开关函数, 令Sj=j=u、v、w=1时, 上桥臂导通, 下桥臂关断, 令Sj=0时下桥臂导通, 上桥臂关断;u DC为直流电压, R, L用于滤波。

2 电压型PWM整流器EL模型

为建立数学模型, 首先作理想假设, 电源设为三相平衡正弦电压;滤波电感是线性的, 且不考虑饱和;开关管为理想开关, 无损耗。将整流器在三相坐标系中的系统变量变换到两相同步旋转坐标系中, 经过变换整理可以得到电压型PWM整流器EL方程, u为系统输入:

其中, M=L000L0002C3, x=idiqu DC=x1x2x3, u=uduq0, J=0-ωLSdωL0Sq-Sd-Sq0, R=R000R00023RL

3 无源控制器设计及变阻尼注入

令系统的能量存储函数为:V=12x TMx, 根据无源理论, 可以证明该系统是无源的。得到无源控制率为:

本文采用跟踪微分器实现变阻尼的注入, 开始时注入较大阻尼, 结束时注入较小阻尼, 可以在开始时取较大值, 结束时取较小值。

4 仿真分析

由MATLAB仿真实验得到的仿真曲线如图2所示:

5 结论

本文采用跟踪微分器对电压型PWM整流器实现变阻尼注入, 从仿真结果可以看出, 系统启动速度很快, 启动过程平滑, 鲁棒性较强, 同时该系统能够实现单位功率因数、交流电流低谐波及直流电压恒定确定的平衡点。

摘要：通过跟踪微分器对电压型PWM整流器的无源控制器进行变阻器注入, 克服了定阻尼注入的缺点, 实验证明这种方法是可行的, 系统启动速度很快, 启动过程平滑, 取得了较好的控制效果。

关键词：PWM整流器,无源控制,研究

参考文献

[1]王久和.无源控制理论及其应用[M].北京:电子工业出版社, 2010.

[2]李勋, 赵耕, 段善旭.非正弦输入电压下三相四线PWM整流器控制策略研究[J].水电能源科学, 2009, 27 (05) :190-192.

[3]王丽, 王久和, 杨威, 等.基于反馈线性化的三相电压型PWM整流器控制[J].辽宁工程技术大学学报, 2007, 26 (Suppl.Ⅱ) :146-148.

[4]王宝臣, 石健将, 杨永飞, 等.基d-q变换400HZ三相四线高功率因数整流器[J].电力电子技术, 2010, 44 (07) :83-86.

无源控制 篇9

关键词：无源性控制,同步电机,自适应控制,滑模控制

0 引言

非线性控制方法[1,2,3]主要包括:反馈线性化[4,5]、反步法[6,7,8]、无源性控制(PBC)[9,10,11]等。PBC方法在同步电机控制系统中的应用,初期主要是实现转矩的渐近控制,近年来,关于速度、磁链渐近跟踪的实现问题逐渐成为热点[12,13]。1998年陈峰等利用输出反馈控制,实现了PBC方法的全局稳定转速跟踪,但转速跟踪误差的收敛速度依赖于电机的机械阻尼[14]。2002年Galaz M.等将线性过滤技术引入PBC的设计,通过向闭环注入机械阻尼的方式,解决了转速跟踪误差收敛速度受限的问题[15]。2004年马良河等进一步研究了同时实现速度、磁通渐近跟踪的PBC问题,基于负载转矩的准确估计和期望轨迹的合理规划设计了PBC方法的输出反馈控制器,确保了任意设定转速下的全局指数速度、磁通的渐近跟踪[16]。

现有文献多是基于电机负载定常未知的假设展开的研究与讨论,这使PBC方法的应用范围受到很大限制。本文针对负载转矩时变未知的情形,利用本质上是非线性反馈控制的PBC方法,结合自适应滑模控制,设计了转速跟踪和转子电阻自适应辨识环节,实现了负载转矩、定转子电阻时变未知时的磁链、转速渐近跟踪。基于d SPACE的实验结果表明:该方法实现简单,鲁棒性强,具有较优的静、动态特性,能有效抑制由转子电阻变化引起的跟踪误差。

1 同步电机的Euler-Lagrange系统模型

采用EL(Euler-Lagrange)系统来定义同步电机控制系统,通过设置的通用变量来定义能量方程,进而定义Lagrangian方程,调用分析动态特性的Hamilton定理,推导运动方程,即可使系统沿Lagrangian积分最小化轨迹移动。

根据EL系统的控制特性,同步旋转坐标系下同步电机系统的状态方程可由一个五阶电气微分方程和一个一阶机械微分方程表示[17],即

其中,Rs、Rf分别为定子、励磁绕组电阻,RD、RQ分别为转子d、q轴电阻,Lsd、Lsq分别为定子d、q轴自感,LD、LQ分别为转子绕组d、q轴自感,Lmd、Lmq分别为定转子间d、q轴互感,Lf为励磁绕组自感,J为转动惯量,D为阻尼系数,Tl为负载转矩,np为极对数,p为微分算子。系统状态变量分别为定子绕组的d、q轴电流,励磁绕组的电流,转子绕组的d、q轴电流及机械转速;系统控制变量[u1u2u3]=[uduquf],分别为定子电压的d、q轴分量及励磁绕组电压。

将同步电机模型方程式(1)(2)整理为EL系统形式:

式(3)中,等号右边第1项为作用力;等号左边第3项为耗散力,第2项为可配置的“无功力”,其中矩阵是反对称的,即满足。式(3)等号两边同乘可得:

取正定二次型能量函数为,则式(4)等号两边积分后得:

式(5)等号左边是整个电机系统能量的增量,等号右边是外部电源供给电机的能量,若将[u1u2u30 0]看作电机系统的输入,看作电机系统的输出,则映射为输出严格无源的。同步电机模型EL方程式(3)中,“无功力”对系统的能量平衡没有影响,也不影响系统的稳定性,因此在进行状态反馈控制器设计时无需被抵消,从而系统控制律的设计得以简化。

2 基于无源性的自适应滑模控制方法

2.1 磁链、转矩无源性控制器的设计

设系统期望的输出转矩为Td,转子磁链为ψf,为实现转子磁场渐近矢量控制和电磁转矩渐近跟踪,控制目标制定如下:

a.电磁转矩渐近跟踪,

b.转子磁场渐近定向,

c.转子磁链幅值渐近跟踪,

设计磁链、转矩调节器,适当选取系统状态参考值,使系统满足与控制目标相应的方程式(6)~(8):

定义实际状态与状态参考值间的跟踪误差为,则由式(3)可得系统的误差动态方程为

其中,ξ可视为对系统(10)的扰动,定义误差系统的能量函数为

对HT求导有

由于R正定,若ξ=-Ke,K=diag{k1,k2,k3,k4,k5,k6},且k1,k2,…,k6>0,则有

,e渐近收敛到零,即有T→Td。为使ξ=-Ke以确保控制系统的Lyapunov稳定性,同时获得期望的跟踪性能,可通过选择适当的来实现。由控制目标方程式(6)~(8),可解得系统状态参考值需满足:

令ξ=-Ke,设计控制变量u=[u1u2u3]T,使得e以指数速度收敛于0,且收敛速度可由矩阵K调节。由转矩计算式(6)及式(14)解得控制律为

其中,k1、k2、k3是为改善系统动态响应、降低控制系统对参数变化的灵敏度而增加的阻尼项,适当调节k1、k2、k3可使转子磁链、电磁转矩实际值快速跟随参考值,实现负载转矩时变未知情形下控制系统期望的动、静态性能。

2.2 转速滑模控制器的设计

在实现同步电机磁链、转矩渐近跟踪的基础上,设计转速控制环节。在转速控制结构中加入转矩闭环,利用转速误差反馈,设计滑模控制器。

选择滑模开关面为

其中,kS>0为有界常数。当时,S=0,此时滑模存在且可达,速度渐近跟踪目标得以实现,kS决定了S=0时转速误差收敛到零的速度。据此设计转速控制律为

其中,kp、ki分别为比例增益与积分增益,与系统的稳定性相关,kp、ki取得过大可能引起系统动态响应剧烈波动,而通过数值分析的方法研究kp、ki的影响较为困难。为加快系统的动态响应,可在系统中加入定子频率加速项,即控制律u3设计为

其中,k4>0,调节k4可使转速误差以期望速度趋近于零,实现同步电机的转速渐近跟踪。

2.3 参数自适应控制器的设计

同步电机的控制难点除了非线性耦合和状态变量较难观测以外,同步电机实际运行时参数会发生变化,如转子电阻值随转子温度的升高而变化,其幅值最大可升高至额定值的200%[18]。由于电机参数不确定性的存在,使得系统Hamilton函数改变,这将影响系统无源性的分析,进而影响系统输出的稳定收敛,因此需采用自适应控制方案来提高系统鲁棒性,确保参数具有不确定性时也能实现系统的稳定跟踪。

若同步电机的不确定参数为转子电阻RD、RQ,假设不确定性参数为

其中,θ为未知参数向量;Rei(i=1,…,N)为常量或状态变量的已知函数,N为相数。以动态参数观测值θ赞代替,考虑定转子电阻变化后的同步电机状态误差方程为

其中,为定转子电阻的估计值。

选取Lyapunov函数

沿式(21)轨迹微分式(22),得:

利用式(20),得:

设计参数更新律为

则式(23)可化简为

V>0,则由Lyapunov稳定性定理,。自适应控制实现了电机定转子参数的自调整,可有效克服定转子电阻变化对PBC性能产生的不利影响。

3 实验结果分析

基于d SPACE建立如图1所示的同步电机控制系统,以d SPACE的DS1005PPC高速处理器为核心,自适应PBC方法由Matlab/Simulink建模实现,通过RTI实时接口完成Simulink模型与d SPACE系统的连接,再利用RTW进行扩展,实现两者间硬件代码的自动下载,最终由Control Desk软件对调试过程进行综合管理,实现在线调参,实时监测控制效果,对负载转矩时变未知情形下磁链、转速的渐近跟踪控制进行有效性测试与验证。

实验中所用同步电机参数如下:定子绕组电阻Rs=0.142Ω,转子d、q轴电阻RD=RQ=0.823Ω,励磁绕组电阻Rf=0.375Ω,励磁绕组自感Lf=0.823 H,定子d轴自感Lsd=0.852 H,定子q轴自感Lsq=0.952 H,转子d轴自感LD=0.832 H,转子q轴自感LQ=0.623 H,定转子间d轴互感Lmd=0.423 H,定转子间q轴互感Lmq=0.323 H,阻尼参数D=0.01 N·s/m,转动惯量J=0.058 kg·m2,极对数np=4,额定转速ne=1 800 r/min。

为了验证所设计的同步电机控制系统自适应无源性滑模控制方法的静、动态性能,系统带8 N·m负载转矩启动,待进入稳态后,在t=0.6 s时突增负载转矩至15 N·m,在t=1.2 s时再突减至10 N·m。实验中,设置参考转速为qd6=1 800+30sin(10t)(r/min),给定转子磁通为5 Wb,可得系统转速响应、电磁转矩、转子电阻估计波形、转子磁通波形和d、q轴转子电流观测波形如图2~7所示。

由实时仿真波形分析可得:在参考转速下,系统响应快速且平稳;在t=0.6 s突加负载转矩和t=1.2 s突减负载转矩时,同步电机都能保持平稳运行状态,稳态运行无静差,抗干扰能力较好;转子电阻估计波形、转子电流波形较为理想,自适应控制有效克服了转子电阻变化引起的转速和磁链跟踪误差,具有较强的鲁棒性。实验结果证明了本文所提出的新型同步电机自适应无源性滑模控制方法的合理性和有效性。

4 结论

无源控制 篇10

无源无线智能控制系统为构建绿色节能建筑,实施绿色节能改造工程提供了一种重要手段,无源无线智能控制系统的应用将大量减少线缆布设、金属使用、电池更换、污染物排放所带来的建筑开销。

在建筑设计中,当内部空间较大或者有分层结构而又需要充分的照明时,出于对使用方便的考虑,开关常常需要安放在触手可及的地方。例如在走廊、楼梯、客厅等场所,这样就往往会出现“一灯多控”的现象,对施工提出较高要求。另外在房屋重新装修后,需要在玻璃墙上安装照明开关,而在玻璃墙上走明线会严重影响到美观。无源无线智能控制系统为解决以上问题提供了一种美观又可行的方案。

2 无源无线智能控制系统

无线无源智能控制系统由现场设备(无源无线开关、红外感应器、门窗磁感应器、照度感应器和温度感应器等)、控制器、软件平台等组成,其结构如图1所示。由无源无线技术现场设备发射微功率无线信号给接收器,接收器接收到现场设备发射的无线信号后,转换成控制命令再转发给控制模块,然后再由控制终端完成最后的控制工作。控制网关再将一个单元的信息进行收集,通过以太网转发给中控电脑。可以实现整个建筑内的信息传输和共享、实现系统级的调度控制和管理优化。用户也可以通过手机以及互联网络上网查询并控制家庭内部的用电情况。

现场设备由无源无线开关、红外感应器、门窗磁感应器、照度感应器和温度感应器等组成,都采用了无源无线技术。无源无线开关安装方便,而且通过人工按动翘板来获取发射无线信号的能量。无线红外感应器工作在315.0MHz和868.3MHz频段,通过热释电原理感应人员活动,当人走进感应范围时灯渐亮,人离开后灯延时熄灭,可用于走廊、电梯厅等场合,也可用于安防。门窗磁感应器自带光伏电池,将光能转化成电能,通过磁体和磁条的吸合和分开的状态来监测门窗的开合状态,可用于安防以及空气调节系统的节能控制。控制器包括接收器和控制模块,接收器接收来自现场的无线信号;控制模块通过控制开关控制模块和调光控制模块来通断照明回路、风机盘管等末端用电设备以及实现对室内照度的调节。其常用设备外形如图2所示,除此之外还有一些常用的现场设备例如液晶触摸屏、温度感应器、网关、中继转发器、智能控制箱等。

3 住宅应用示例

图3是无源无线智能控制系统应用在住宅中的平面图及原理图。无线网关位于房间进门处。最多可容纳12路的智能控制箱位于客厅及主卧室内,接收无源无线开关发来的控制命令,进而对住宅内的普通灯具及用电设备进行控制。调光接收器与无源无线开关及红外感应器通信,应用于对光照强度控制灵活的场所,例如:客厅、卧室等,能够根据不同时间以及主人对光照的不同喜好来控制房间的照度。而且无源无线开关实现“一灯双控”的设计就更为简单,只需在卧室门口及床头安装或粘贴无线无源智能开关。带光感的红外探测器能够依据环境的光照度和人员的有无来控制环境的照度在一定范围内。无源无线门窗磁感应器安装于门窗处,当主人离家后如果门窗被非法打开,能与手机短信报警装置相互配合,发送短信或语音信息至主人手机,提高安防能力。另外窗磁系统还可以与空调系统相连,当空调开启5min后如果发觉窗户仍为开启状态,则发出报警。手机视频监控收发模块安装在室内,让主人可以通过手机随时随地、可视地了解家里的实时状况。液晶触摸屏安装方便,可以对整个系统进行控制。

无线信号穿过不同材质时的传输情况如表1所示,可以看出混凝土墙对信号衰减较为严重。

在设计中需要注意,信号穿越混凝土障碍墙时应尽量保证垂直穿越,避免斜穿,如图4所示。斜穿剪力墙时增加了无线信号在剪力墙中的传输距离,无形中增加了信号的衰减。当确有必要穿越时可采取图4方式,通过添加无线中继器的方式来减少信号的衰减。

无源无线系统除了能节省电能外还可以节省铜材消耗,据统计无源无线系统能节省30%以上的铜耗,假设每个回路按15m计算,按2元/m的价格考虑。

每回路节省的成本为:15m×30%×2元/m=9元。以本户为例,一共11回路,所以共节省:

与传统智能控制系统相比,无源无线系统具有以下优势:

从技术兼容程度、电能来源、系统可靠性等多个方面进行比较,无源无线智能控制系统都优于传统智能控制产品。

4 结束语

无源无线智能控制系统与传统配电方式以及传统无线智能控制系统具有以下优势:

1)由于采用了无线方案,节省了导线的使用。

2)采用了无源的供电技术,依靠开关本身的机械能和光能来供电,既避免了频繁更换电池的繁琐,又避免了电池本身对环境的破坏。

3)使用方便,仅需粘贴或者螺丝固定即可,同时也避免了二次装修造成的线路浪费。

4)缩短了施工工期,后期改造和维护都相对方便。

5)各个子单元通过以太网联系成一个整体,能够实现统筹管理和管理优化。

参考文献

[1]中华人民共和国住房和城乡建设部.智能建筑设计标准GB/T50314-2006[S].中国计划出版社,2007.

[2]中华人民共和国住房和城乡建设部.民用建筑电气设计规范JGJ16-2008[S].中国建筑工业出版社,2008.

[3]中华人民共和国公安部.安全防范工程技术规范GB50348-2004[S].中国标准出版社,2004.

无源控制 篇11

关键词:有源滤波器;无源滤波器;混合型有源电力滤波器

在各种有源电力滤波器中单独使用的并联型有源电力滤波器是最基本的一种,也是工业中应用最多的一种。与无源滤波器相比有源滤波器有很多优点,但由于使用电力电子开关,因此有源电力滤波器成本高,要在配电系统中广泛推广还有困难。有源电力滤波器的成本的与容量成一定的比例关系,因此对于一定容量的非线性负载,如果能减小有源电力滤波器的容量就可以减低成本。为此人们提出了将无源滤波器与有源滤波器结合起来组成混合型有源电力滤波器(Hybrid Active Power Filter-HAPF),其基本思想是利用LC滤波器分担有源滤波器的部分补偿任务。它一方面克服了单独使用无源或有源滤波器的不足,另一方面又可以有效降低有源滤波器的容量,从而可以有效降低成本。

一、并联有源滤波器与无源滤波器的连接方式

并联型有源电力滤波器与LC滤波器混合使用的方式又可分为两种:一种是有源电力滤波器与LC滤波器并联;另一种是有源电力滤波器与LC滤波器串联。

图1所示为并联有源电力滤波器与LC滤波器并联方式的两种形式。图1(a)的方式中,有源电力滤波器与高通滤波器均与谐波源接入并联电网,两者共同承担补偿谐波的任务,高通滤波器主要补偿较高次的谐波。这里,高通滤波器,一方面用于消除补偿电流中因主电路中器件通断而引起的谐波,另一方面它可消除补偿对象中次数较高的谐波,从而使得对有源电力滤波器主电路中器件开关频率的要求也可以有所降低。

这种方式中,由于LC滤波器只分担了少部分补偿谐波的任务,故对降低有源电力滤波器的容量起不到显著的作用。图1(b)的方式,LC滤波器包括多组单调谐滤波器及高通滤波器,承担了绝大部分补偿谐波和无功的任务。有源电力滤波器的作用是改善整个系统的性能,其所需的容量与单独使用方式相比可大幅度降低。但是从理论上讲,凡使用LC滤波器均存在与电网阻抗发生谐振的可能,因此在有源电力滤波器与LC滤波器并联使用的方式中,需对有源电力滤波器进行有效的控制,以抑制可能发生的谐振。

图2所示为并联有源电力滤波器与无源滤波器串联方式。该方式中,无源滤波器由调谐在5、7和11等次的单调谐滤波器,或者一个高通滤波器并联构成,谐波和无功功率主要由无源滤波器补偿,有源电力滤波器的作用是改善LC滤波器的滤波特性,它只需补偿LC滤波器未能补偿的谐波,并克服LC滤波器易受电网阻抗的影响、易与电网阻抗发生谐振等缺点。然而,在这种方式中,有源电力滤波器不用承受交流电源的基波电压,而且只需要提供很小的补偿电流,因此,其所需装置容量不是很大。

二、并联混合型有源电力滤波器的补偿原理与补偿特性

根据图2,可以画出并联混合型有源电力滤波器的单相等效电路[10],如图3所示,其中ZS为系统阻抗,ZF为LC滤波器的总阻抗(为讨论方便,下面将系统和LC滤波器的基波阻抗记为ZS和ZF,而谐波阻抗记为ZSH和ZFH),uS、uAF分别表示系统电压和APF输出电压,iS、iL、iF分别表示系统侧电流、负载电流和滤波器支路电流。

采用电流比例控制,控制APF的输出电压等于系统侧谐波电流的K倍,即

uAF=KiSh

这里将有源滤波器等效为一个受控电压源,则整个电路为线性电路,可以利用迭加原理对图4进行分析。

在理想情况下,通过控制混合型滤波器中有源部分的输出电压即可达到补偿谐波的目的。此时,由于无源滤波器在谐波下的阻抗很小,使得有源滤波器的输出电压uAF也很小,使其容量仅占整个滤波器容量很小的一部分,整体的成本得以下降。同时,当无源滤波器和电力系统之间的并联阻抗在某次谐波下接近无穷大时将会发生并联谐振,有源滤波器的投入使得无源滤波器支路对各次谐波阻抗均为零,不会达到并联谐振的条件,可以抑制并联谐振的发生;当无源滤波器和电力系统之间的串联阻抗在某次谐波下接近零时,只要它们之间有一定的谐波电压就会导致谐波放大,发生串联谐振,有源滤波器的投入使无源滤波器和电力系统串联阻抗之间的谐波电压为零,可以有效地抑制串联谐振。

无源控制 篇12

基于电压源换流器的柔性直流输电技术(VSC HVDC)是新一代的直流输电技术。VSC-HVDC采用自换相的电压源换流器,无需借助外部电源实现换相[1,2,3,4,5],不仅可以实现有功和无功功率的快速解耦控制,还能够实现向无源网络供电、抑制次同步振荡等多种功能[5,6,7,8]。

早期的VSC-HVDC工程中的电压源换流器多采用两电平换流器以及中点箝位型三电平换流器[2,3,4]。这类换流器的电平数太少,输出交流电压的波形质量较差,必须在网侧装设交流滤波器[4];在用于高压大功率领域时,需要采用大量开关器件的直接串联以提高桥臂耐压等级[2]。级联型多电平换流器基于子模块级联,通过增加子模块的级联数可以满足高压大功率变换的需要。随着级联数的增加,换流器输出电平数也相应增加,可以明显改善输出交流电压的波形质量。但是传统的级联H桥多电平换流器没有公共的直流母线,无法用于直流输电[9]。为此,文献[10]提出了基于半H桥级联的模块化多电平换流器(MMC),不仅继承了级联型多电平换流器的技术优点,而且具有直流母线,适用于直流输电[9,10,11,12,13]。向无源网络供电是VSC-HVDC技术的重要应用领域[6,7,8],有多项实际工程在建或已投入运行[14,15]。但是这些工程都是基于两电平或三电平换流器。

本文介绍了向无源网络供电的MMC型VSC-HVDC系统的工作原理,并设计了MMC无源逆变的直接电压控制策略。该策略实现了快速响应的电压控制,能够向无源网络提供高品质的电能。

1 系统模型

1.1 系统结构和工作原理

图1是向无源网络供电的MMC型VSC-HVDC系统。左侧换流站(MMC1)的交流侧与有源网络相连,右侧换流站(MMC2)的交流侧与无源网络相连,两换流站的直流侧通过直流电缆连接。MMC1工作在整流状态,将有源网络的电能输送到直流侧,同时能够对有源网络提供无功补偿。MMC2工作在无源逆变状态,向无源侧输送有功和无功功率。

单个换流站的拓扑结构如图2所示。MMC共有6个桥臂,每个桥臂由n个子模块和1个换流电抗串联而成[10]。正常运行时,子模块有投入和切除2种互补的投切状态。投入状态对应子模块上部IGBT开通,这时子模块输出电容电压;切除状态对应子模块下部IGBT开通,这时子模块输出电压为零[12]。每相上、下桥臂构成一个相单元,3个相单元在直流侧并联[12]。各相单元中被投入的子模块数都相等,从而维持直流电压稳定;通过调整投入子模块在上、下桥臂中的分配,可以得到期望的交流电压输出[13]。

1.2 换流器数学模型

设uabc和iabc分别是交流侧的三相电压和电流。桥臂电感值为2L,换流变压器漏感为LT,桥臂等值电阻值为2R。对k相(k=a,b,c)上、下桥臂分别应用基尔霍夫电压定律可得[17]:

对k相(k=a,b,c)上、下桥臂应用基尔霍夫电流定律可得:

令换流器交流调制电压u′k取值为:

将式(1)和式(2)相加再除以2得[16,17,18]:

如果计入换流变压器漏感,交流侧三相电压、电流的动态特性可表示为:

对式(6)施加如式(7)所示的dq坐标变换(Park变换)可得式(8)[9,17]:

令d轴与网侧交流电压矢量重合,稳态下交流电压的q轴分量uq为零,则从网侧交流系统输入的有功和无功功率可以表示为:

2 控制系统

2.1 整流侧双闭环控制

整流侧控制采用常用的双闭环控制结构[9,17],其中内环是快速电流控制,外环是直流电压和无功功率控制。内环电流控制通过调节控制输入量,使状态变量id和iq快速跟踪其指令值id*和iq*,控制输入量选取如下:

外环控制根据直流电压指令和无功功率指令计算内环电流控制的d、q轴电流指令值id*和iq*。结合式(9),外环控制选取如下:

将整流侧外环控制器和内环电流控制器相结合,就可以得到如图3所示的整流侧双闭环控制系统。对ud′*和uq′*进行dq反变换就可以得到三相交流电压的正弦调制信号。

2.2 逆变侧电压控制

逆变侧电压控制的目的是将无源网络的交流母线电压(换流变压器网侧电压)的频率和幅值维持在额定值,保证无源网络所接负荷工作在额定状态下,从交流母线吸收额定的有功和无功功率。

无源逆变的直接电压控制策略不仅需要控制无源网络交流电压的幅值,还要保证交流电压的频率为额定值。直接电压控制结构图见图4。由于电网电压矢量与d轴重合,稳态下uq为零,所以电网电压幅值等于ud。换流器交流调制电压u′k幅值的指令值Um*由网侧交流相电压幅值的指令值ud*的直馈信号和ud*与ud的负反馈PI信号两部分相加组成。直馈信号的引入保证了电压响应的快速性,负反馈PI控制可以消除稳态误差,并提高系统的稳定性。正常情况下,ud*设为1.0 p.u.。

三相电压的正弦调制信号取值如下:

其中,f取额定频率50 Hz。式(12)保证了无源网络供电电压的频率为额定频率。

无源逆变的直接电压控制能够将网侧电压频率和幅值设定在额定值,向无源网络提供高质量的电能。

2.3 调制策略

调制策略需要给出每个时刻各相上、下桥臂投入的子模块数。忽略电压波动,子模块电容电压平均值记为UC,则直流电压可以表示为:

由式(4)和式(13)可以解出:

则上、下桥臂分别需要投入的子模块数可以计算如下:

对式(15)的计算结果取整可以得到上、下桥臂实际投入的子模块数[13]。

3 系统性能分析

通过电磁暂态仿真来分析本文提出的控制策略在不同工况下的性能。在PSCAD/EMTDC中建立了向无源网络供电的MMC型VSC-HVDC仿真系统,系统结构见图1。系统参数如下:额定容量为40 MV·A,额定直流电压为40 k V,桥臂子模块数为20个,交流系统电压为10 k V,交流系统电抗为1 m H,交流系统电阻为0.1Ω,变压器漏抗为0.1 p.u.,阀侧额定电压为22 k V,网侧额定电压为10 k V,子模块额定电容电压为2 k V,子模块电容值为9 600μF,换流电抗值为8 m H,直流电缆长度为10 km。采用第2节给出的控制策略,桥臂子模块电容电压平衡控制采用文献[12-13]的平衡控制策略。整流侧直流电压指令值为40 k V,无功功率指令值为0 var。

3.1 算例1:有功和无功负荷变化

逆变站网侧相电压幅值的参考值ud*取1.0 p.u.(8.16 k V)。无源网络初始有功和无功负荷分别为30 MW和5 Mvar;在0.6 s时,有功和无功负荷分别增加5 MW和5 Mvar。

图5(a)、(b)分别是无源逆变三相电压和电流的仿真波形,图5(c)是无源逆变网侧电压的d轴分量(标幺值),也等于无源逆变网侧电压幅值。交流电压和电流基本呈三相对称的正弦波形,无源网络有功和无功负荷变化前后,直接电压控制策略能够将无源逆变网侧电压幅值和频率基本维持在额定值,保证了无源网络的供电质量。为了满足有功和无功负荷的增加,网侧三相电流幅值略有增大。图6(a)是无源网络输入的有功和无功功率,可见无源网络的有功和无功功率需求都得到了满足;图6(b)是整流侧直流母线电压波形,当逆变侧有功负荷增加,直流电压会下降,这时整流侧直流电压控制器起作用,使直流电压重新稳定在其额定值;图6(c)是整流侧a相上桥臂子模块的电容电压波形,整流侧和逆变侧的其余桥臂子模块电容电压波形也类似,可见电容电压平衡控制保证了桥臂子模块电容电压的平衡。

综上,无源逆变直接电压控制器能够将负荷处的三相交流电压幅值和频率控制在其额定值,保证负荷的有功和无功需求均得到满足。

3.2 算例2:交流电压幅值控制

逆变侧有功和无功负荷分别为40 MW、10 Mvar,在0.6 s时,逆变站网侧相电压幅值的参考值ud*从1.0 p.u.(8.16 k V)降至0.9 p.u.(7.34 k V)。

图7(a)、(b)分别是无源逆变三相电压和电流的仿真波形,图7(c)是无源逆变网侧电压的d轴分量,也等于无源逆变网侧电压幅值。交流电压和电流基本呈三相对称的正弦波形,直接电压控制将无源逆变网侧电压幅值控制在设定值,响应速度较快。图8(a)是无源网络输入的有功和无功功率,由于网侧电压幅值的降低,负荷吸收的有功和无功负荷略有减小;图8(b)是整流侧直流母线电压波形;图8(c)是整流侧a相上桥臂子模块的电容电压波形,整流侧和逆变侧的其余桥臂子模块电容电压波形也类似。逆变站网侧交流电压幅值改变时,直流电压控制器和桥臂子模块电容电压平衡控制器工作情况正常。

4 结论