无源理论（共7篇）
无源理论 篇1
0 引言
静止同步补偿器(STATCOM)是柔性交流输电系统(FACTS)的重要组成部分,是目前FACTS中性能最好的无功补偿装置,在提高输电系统传输容量和提高电力系统稳定性等方面发挥着重要作用[1,2,3]。在几种比较成熟的拓扑结构中,H桥级联STATCOM利用多电平变换技术,将开关器件电压应力降低,通过级联,使整个装置可以输出高电压,并具有损耗低、响应快、储能元件体积小和输出电流谐波含量低等优点,成为动态无功补偿装置发展的重要方向,在中高压大容量的应用场合得到了迅速的发展[4,5,6,7]。
由于STATCOM的控制方法是影响其补偿性能和效果的重要因素,国内外学者对STATCOM的控制方法与策略进行了多方面研究。文献[8]采用传统PI控制器实现对STATCOM的控制 ,这是目前应用最广泛的控制方法,但其控制性能不太理想,特别是在负载突变的过程中;文献[9]采用滞环电流控制,易实现,有较强的鲁棒性和快速的动态响应能力,但开关频率不固定,滤波器设计困难;文献[10]采用PI控制器对有功功率和无功功率进行解耦控制时 ,由于存在PI环节,其参数整定困难,不适合大范围应用;文献[11]采用比例谐振控制,其只能对某个特定谐波进行无差控制,难以广泛使用;文献[12]使用重复控制,理论上可实现对谐波信号的无差控制 ,但由于重复控制存在延时,系统动态响应变差。
上述控制策略都是基于线性控制,将H桥级联STATCOM的数学模型等效为线性模型。但实际上,由于其级联形式的结构本身就是一个非线性、多变量、强耦合型系统,所以采用传统的线性控制方法无法得到很好的动态解耦,难以实现精确的控制。为了克服这一限制,文献[13]采用了非线性鲁棒控制,控制性能较好,但其权系数选择较困难,且理论较复杂;文献[14 - 15]也采用了相应的非线性控制器对STATCOM进行控制 ,但这些控制器都不能保证系统的Lyapunov函数的稳定性;文献[16]采用的非线性控制方法保证了系统的Lyapunov函数的稳定性,但并未通过具体的实验对控制方法进行有效验证。
针对上述问题,本文通过对STATCOM系统数学模型与工作原理的分析,建立EL(Euler-Lagrange)系统模型,提出新的基于无源性理论的非线性控制策略,并从理论上保证了系统的Lyapunov函数的稳定性。同时为了提高控制算法的实时性和系统的动态性能,消除参考指定电流滞后一拍的影响和抑制STATCOM输出电流的谐波,构造离散状态观测器对系统参考指令电流进行预测。仿真与实验结果表明了本文提出的控制方法的正确性和有效性。
1 STATCOM 的数学模型与 EL 系统模型
1.1 STATCOM 的数学模型
H桥级联STATCOM的主电路拓扑结构见图1。STATCOM采用星形接法,通过连接电抗器并联于电网与负载间,STATCOM通过注入与负载类型相反的无功电流,补偿负载的无功,提高电网输电质量,使电网只提供有功电流。每相桥臂由N个H桥逆变单元级联而成。设功率开关器件工作于理想状态。usa、usb和usc为网侧三相电压;ua、ub和uc为STATCOM输出三相电压;isa、isb和isc为网侧三相电流;ia、ib和ic为STATCOM输出的三相补偿电流;ila、ilb和ilc为负载三相电流;Udc为直流侧电容电压参考值 ;C为直流侧电容;L为连接电抗器;Rs为充电电阻。
对图1所示的电路应用基尔霍夫电压、电流定律及能量关系,可得STATCOM数学模型为:
其中,R为系统的等效损耗电阻。
对式(1)进行abc / dq同步旋转坐标变换,可得在同步旋转坐标系下STATCOM的数学方程为:
其中,id、iq为dq坐标系下的STATCOM输出补偿电流;usd、usq为dq坐标系下的网侧电压;ud、uq为dq坐标系下的STATCOM输出电压。
1.2 STATCOM 的 EL 系统模型
EL系统模型是非线性无源控制理论的重要组成部分[17]。EL系统方程为:
其中,q为广义位形坐标;FL为拉格朗日函数,且有FL= K - V,K为动能函数,V为势能函数;F为外界作用于系统的广义力向量;D为瑞利耗散函数。
EL模型是有效的建模技术 ,通过设置一般变量来定义能量方程,并调用分析动态特性的已知定理来推导运动方程,可使系统沿Lagrangian积分最小化轨迹移动。采用EL模型来定义STATCOM控制系统的一个最重要原因是它描述了难以用线性化控制工具处理的系统的特性。
将式(2)转化成如下形式:
选取id和iq为状态变量,根据式(3),进而将式(4)写成标准EL系统模型形式为:
其中,x为状态变量;M为正定的惯性矩阵,M = MT;J为反对称互联矩阵,J = - JT;R为正定对称矩阵,反映系统的耗散特性;u为外部输入矩阵,反映系统与外界的能量交换。
2 基于无源性理论的非线性控制器设计
2.1 STATCOM 的无源性
对于系统,若存在半正定能量存储函数V(x)及正定函数Q(x),对T > 0使得耗散不等式(6)对系统的输入u、输出y及能量供给率u Ty(伴随着输入u由外部注入到系统的能量供给率)成立,则系统是严格无源的。
即:
其中,T为从初始时刻到当前时刻的时间。
由上文可以知道,耗散不等式表明系统的能量由初始时刻到当前时刻的增长量小于或等于外部注入的能量总和,即无源系统的运动总是伴随着能量的损失。
对于严格无源的系统,若存在光滑可微且正定的存储函数,那么x = 0就是该系统渐近稳定的平衡点,而存储函数就可以写成Lyapunov函数。
对于H桥级联STATCOM,设系统的能量存储函数为:
对V求导,并利用J的反对称特性,可得:
即:
对应式(6),由式(8)可知,H桥级联STATCOM的能量变化率V(x(T)) - V(x(0))总小于外部供给能量二者之差为耗散量所以H桥级联STATCOM是严格无源系统。进而,可以利用无源理论对其进行控制器设计。
2.2 期望平衡点的确定
H桥级联STATCOM在稳定运行时,由于系统存在开关损耗、等效电阻损耗以及储能电容自身的损耗等,会引起功率单元直流侧电容电压下降,因此STATCOM在运行时除了对电网进行无功补偿,同时还需要维持每个功率单元直流侧电容电压的稳定。所以STATCOM稳定运行时有3个期望平衡点:直流侧电压参考值Udc;dq旋转坐标系下d轴、q轴补偿电流参考值id*和iq*。
通常情况下,H桥级联型STATCOM每个功率单元直流侧电容电压的平衡,主要靠从电网侧吸收有功电流来维持,因此可以通过控制d轴有功电流的方法实现其稳定。此时,可以将从电网侧吸收的为维持功率单元直流侧电容电压稳定在Udc的有功电流i*dc,叠加到d轴补偿电流参考值中,得到新的参考电流为id*new= id*+ id*c。则系统的期望平衡点可以修正为2个:
2.3 无源控制器设计
建立误差系统,令:
其中,x* 为系统的期望平衡点。将xe代入式(5)可得系统的误差动力学方程为:
即:
为加速系统收敛,提高x向x* 的收敛速度,使误差能量函数快速变为0,对式(11)注入阻尼,加速系统能量耗散,使其迅速收敛到期望的平衡点。注入阻尼耗散项为:
其中,Rd为系统阻尼矩阵;Ra为拟注入的阻尼矩阵,其为正定矩阵,且满足Ra1> 0、Ra2> 0。注入阻尼的量是无源控制器设计的关键,当注入的阻尼越大时,控制器对控制目标的跟踪速度越快,精度越高;但注入的阻尼过大时,会使控制系统不能正常工作,所以其选取原则为缓慢增大注入的阻尼,直到达到满意的控制效果。
将式(12)代入式(11),得到注入阻尼后的新的误差动力学方程为:
系统的Lyapunov函数为:
其中,ied、ieq分别为系统误差的d轴和q轴分量。
因为矩阵M是正定的,所以Lyapunov函数V1恒大于0。
结合式(13),对式(14)求导得:
将式(16)代入式(15)得:
由于Rd正定,若有ξ=-λxe(λ = diag(λ1,λ2,λ3),且λ1> 0,λ2> 0,λ3> 0),则有:
由式 (14)、式 (18)和Lyapunov稳定性定 理可知:V1> 0,V觶1< 0,式(10)所示的误差动力学方程以指数形式渐近稳定到期望平衡点,即系统是指数渐近稳定的。所以id、iq向idnew*、iq*收敛,系统达到期望平衡点时,xe= 0,此时ξ = - λxe= 0。
结合式(13)可知,系统应该满足:
由式 (19)得到STATCOM的无源控 制器表达式为:
为了将式(20)所表示的无源控制器应用到实际的控制系统中,需要对其进行数字化处理,设采样周期为Ts,将式(20)离散化并整理得:
由式(21)可看出,根据时刻采样的以及k + 1时刻采样的可以计算出k时刻STATCOM参考输出的指令电压u(k)。但由于数字系统固有的延时性,计算出指令电压的时刻要滞后采样时刻一拍,所以k + 1时刻的指令电压是由k时刻的采样值计算得到的,由此,式(21)可改写为:
在实际的处理过程中,如果不对k+1时刻的参考指令电流进行提前一拍预测 ,可以将其近似地用代替 , 这样也能够达到一定的控制效果。但由于二者之间的偏差,会影响系统的实时性,降低跟踪速度,增加STATCOM输出电流的谐波,进而对电网造成污染。
为了解决这一问题,本文通过构造离散状态观测器,并利用其预测功能,在时刻计算得到k+1时刻的参考指令电流id*(k + 1)、iq*(k + 1),以减小STATCOM输出电流的谐波,提高补偿性能。
3 离散状态观测器设计
取STATCOM输出补偿电流为状态变量,采样周期为Ts, 则将式 (2) 化为离散状态方程如式 (23)所示。
基于式(23),构造离散状态观测器如下:
其中,G为误差环节,即观测器输出误差补偿矩阵;“^”表示状态变量的预测值。
定义误差函数为状态变量的预测误差值,如式(25)所示 ,系统根据预测误差值对预测值进行反馈校正。
用式(23)减去式(24)得:
将式 (25)代入式 (26),整理得到 观测器误 差方程:
根据线性时不变系统的稳定性结论,若矩阵的A - G所有特征值均在z平面单位圆内,则观测器误差系统(27)是渐近稳定的,从而对任意初始误差e(0),随着时间的不断增加,e(k)都将趋向于0。即随着时间的推移,式(24)中的预测状态变量X赞(k)将趋于系统的实际状态变量X(k),使预测误差最终减小到0。
令系统在k + 1时刻,预测误差减小到0,即令e(k +1) = 0,则由式(27)可得:
4 仿真结果分析
为了验证本文所提控制算法的有效性,根据H桥级联STATCOM的工作原 理与数学 模型 , 在MATLAB / Simulink环境中搭 建三相星 形连接的STATCOM仿真模型 ,具体仿真参数如下 :网侧电压us= 1 500 V,电网频率fg= 50 Hz,开关频率fs= 1 k Hz,每相H桥单元数N = 6,电感L = 10 m H,直流侧电容C = 5 600μF,直流侧电压参考值Udc= 350 V。
为了验证本文所提算法在STATCOM补偿负载无功突变过程中的补偿效果,负载采用三相RL负载,并给出了定量的比较。下文中电压和电流均以标幺值的形式给出。
4.1 稳态补偿仿真
选取RL负载,其中,有功功率为150 k W,感性无功功率为150 kvar,对比仿真有无离散状态观测器时的补偿效果。
图2为未补偿时的a相网侧电压和电流波形,由图可以看出,网侧电压与电流存在一定的相位差,电压相位超前电流相位,这是由负载产生的感性无功造成的。
图3(a)为采用无离散状态观测器的无源控制算法进行补偿后的a相网侧电压和电流波形,图3(b)为相应的FFT分析结果和THD含量。图4(a)为采用有离散状态观测器的无源控制算法进行补偿后的a相网侧电压和电流波形 ,图4(b)为相应的FFT分析结果和THD含量。其中,在控制器无离散状态观测器时,注入的阻尼Ra1= Ra2= 30; 在控制器有离散状态观测器时,注入的阻尼Ra1= Ra2= 50。这是由于控制器引入额外的观测器后,会增加控制器的计算量,延长计算时间,影响控制器的控制效果,降低控制器对控制目标的跟踪速度及精度,同时会使对谐波的抑制效果有所降低,所以通过增大注入的阻尼,补偿计算量增大后对跟踪速度及精度的影响。对比图3和图4可以看出, 本文所提控制算法下的STATCOM可以快速补偿系统所需的无功电流,相位和幅值基本无误差,补偿后的网侧电流谐波含量明显降低,THD由3.04%下降到1.48%。
图5(a)和图5(b)分别为a相参考电流的预测值与实际值的波形和两者的误差。从图5中可以看出,预测值与实际值的误差非常小,观测器实现了准确的预测。
4.2 动态补偿仿真
选取RL负载,其中有功功率为300 k W,感性无功功率为300 kvar,仿真动态突减感性无功这一过程。突减的负载为RL负载,其中有功功率为150 k W,感性无功功率为150 kvar。
图6(a)和6(b)分别为突减负载过程中,补偿前后的a相网侧电压和电流波形。从图6(a)中可以看出,在0.45 s突减负载之后,网侧电流突然减小,电压与电流存在相位差,电压相位超前电流相位。从图6(b)中可以看出,突减负载后,STATCOM仍然可以快速地补偿系统所需的无功电流,补偿精度高,动态响应迅速。
通过上述稳态和动态仿真研究,将本文所提出的控制算法应用到STATCOM中,可以快速准确地补偿稳态和动态过程中系统的无功电流,且大幅降低了STATCOM输出电流的谐波含量,减小了对电网的污染。
5 实验结果分析
为进一步验证本文方法的正确性和有效性,搭建电压等级10 k V、额定容量为2 Mvar的STATCOM对拖实验平台,即2台STATCOM同时运行,其中1台产生设定的无功,而另外1台进行补偿,使无功电流不流入网侧。STATCOM控制器中的DSP选择TI公司的TMS320F28335芯片,负责无功电流检测、参考指令电流计算和直流电压控制;FPGA选择Altera公司的CycloneⅢ系列EP3C25芯片,负责产生36路PWM脉冲控制信号,并且通过光纤将脉冲触发信号送到每个H桥单元。测得的实验波形均为a相电流波形。具体实验参数如下:网侧电压us= 10 k V,电网频率fg= 50 Hz,开关频率fs= 1 k Hz,每相H桥单元数N = 12,电感L = 10 m H,直流侧电容C = 5 600μF, 直流侧电压参考值Udc= 800 V。
5.1 稳态补偿实验
图7(a)和7(b)为无源控制算法在无离散状态观测器和有离散状态观测器情况下的静态补偿对拖实验波形(iQ、ic、is分别为无功电流、补偿电流和网侧剩余电流,IQ、Ic、Is分别对应其均方根;后同)。其中,在控制器无离散状态观测器实验中 ,注入的阻 尼Ra1= Ra2= 15;在控制器有离散状态观测器实验中 ,注入的阻尼Ra1= Ra2= 25。
从图7中可以看出,无论是否采用离散状态观测器,无源控制算法都可以很好地对无功电流进行补偿,误差很小,且补偿电流与无功电流的相位基本一致。采用了本文提出的离散状态观测器对参考指令电流进行预测后,无功电流和补偿电流中的谐波含量均有所降低,增加了电流波形的正弦度;无功电流的THD由原来的2.47% 下降到1.50%;补偿电流的THD由原来的2.54% 下降到1.53%。
5.2 动态补偿实验
为了验证装置的动态性能,即装置在负载无功突变过程中的补偿效果,仍然采用2套装置进行对拖实验,当2套装置均处于稳态工作时,在某一时刻,突然减小无功电流,此时补偿效果如图8所示。
从图8中可以看出,一台STATCOM输出的无功电流在突变的瞬间,另一台STATCOM输出的补偿电流也随之发生相同的变化,此时,网侧电流仅有很小的突变,然后马上回到稳定状态,网侧剩余电流Is= 2.32 A,整个过程非常迅速。
由稳态补偿实验和动态补偿实验的结果可以看出,采用本文提出的控制算法后,STATCOM可以准确地跟踪参考指令电流,并且能够快速地补偿负载突变时所需的无功电流,补偿精度高,动态响应迅速。
6 结论
为了解决现有的线性控制策略应用于H桥级联STATCOM系统时存在动态稳定性较差这一 问题,本文提出了新的基于无源性理论的非线性控制策略,并从理论上保证了系统的Lyapunov函数的稳定性。通过对STATCOM数学模型与工作原理的分析,建立EL系统模型。为了减少系统的计算量,提出减少系统期望平衡点数量的方法;同时,通过对系统注入阻尼,加速了系统能量耗散,大幅提高了系统向期望平衡点收敛的速度,并对注入阻尼的量做了详细的分析;为了提高控制算法的实时性,提高系统的动态性能,消除参考指令电流滞后一拍的影响和抑制STATCOM输出电流的谐波 , 构造了离散状态观测器对系统参考指令电流进行预测。最后通过仿真与实验对本文所提出控制方法的可行性和有效性进行验证,结果表明,本文提出控制算法简单,易于实现,控制精度高,稳态和动态性能优越,并有效地降低了STATCOM输出电流的谐波。
无源理论 篇2
关键词：风力发电,双馈电机,无源性,双PWM变换器,协调控制
0 引言
交流励磁双馈风力发电机组作为变速恒频风力发电的主流机型在国内得到了广泛应用,实际运行经验表明控制系统仍然为主要薄弱环节之一。图1所示的双PWM变换器励磁的双馈风力发电系统中,转子侧变换器用于双馈电机的励磁控制,实现最大风能跟踪;网侧变换器用于从电网获取转子侧所需的转差功率,或者将转差功率馈入到电网。稳定的母线电压是提高系统控制性能的有效途径,由于风能的不确定性要求不断调整电机转速以实现最大风能捕获,因此转差功率的变化频繁而且剧烈,对直流母线扰动很大,增加了网侧变换器的控制难度[1,2,3,4]。
目前已有众多的学者对稳定直流母线电压开展了研究。文献[5]基于两侧静态功率平衡,改善了控制系统动态特性,取得了一定效果。文献[6-8]从动态功率平衡角度出发,分别应用非线性反馈精确线性化、主从式控制研究等进一步提高母线抗扰动能力的方案。但是控制系统结构复杂,实用性有待讨论。本文则从功率直接控制的角度出发,基于无源性控制理论,对双PWM变换器的转子侧变换器和网侧变换器分别进行功率控制率的设计,并通过参数选择使其具有相同的动态特性。然后基于双馈风力发电系统中的能量流动关系,在电容电压反馈控制环路中引入功率前馈控制,使得直流母线处的电容电压两侧的功率流动动态平衡,从而减轻电容电压的波动。由于采用无源性控制理论进行控制器设计,物理意义明确且具有较强的鲁棒性,另外结合了风电系统本身的能量流动特征,因此可望取得很好的系统控制效果和发电电能质量。最后对完整的风电系统进行了相关的仿真研究,以验证所提控制策略的有效性。
1 转子侧变换器的功率解耦控制
为了保证双馈感应式发电机定子功率绕组输出电能频率ω1不变且为工频,应该按式(1)调节转子交流励磁电源的频率2ω(为了简化分析,本文中电机极对数取为1)
其中,ωr为电机的机械转速,转差率s=ω2/ω1。
假设定子侧正方向规定按发电机惯例,正值电流产生负值磁链;转子侧正方向规定按电动机惯例,正值电流产生正值磁链。考虑到坐标变换前后磁势关系不变、功率不变原则,在同步坐标系下双馈电机数学模型可表示为[9,10]:
式中:下标s和r分别代表定,转子量;下标d代表d轴分量,q代表q轴分量;u为电压,i为电流,Lm为定转子互感,LS为定子自感,Lr为转子自感,rs为定子电阻,rr为转子电阻,p代表变量的微分。
采用定子磁场定向的矢量控制方法,将同步坐标系的d轴与定子磁链重合,忽略定子绕组电阻压降,则定子侧电压矢量落在同步轴系q轴上,与定子磁链矢量相差90°,即uds=0,uqs=Us,Us为定子电压矢量的幅值,由于电网电压稳定,可视为常值。
定子功率绕组磁链为:
定子侧有功功率与无功功率分别为:
因此实现iqs,ids的解耦控制即可实现定子功率绕组有功功率与无功功率的控制,取状态变量为x1=P1,x2=Q1,由式(3)和式(2)的第三、四行可以得到功率状态方程如下:
其中:μ=(Ls Lr-Lm2);B=⎡⎢⎣-μω2Ls Ls rrμωrr2⎤⎥⎦;
若已知功率绕组有功功率及无功功率的期望值1P*和1Q*,则令e=[P1*-P1 Q1*-Q1]T,由于风力发电系统中电磁时间常数远远小于机械时间常数,因此可认为X*=0,则由式(5)可得到功率误差的状态方程为
针对式(6),可取控制率如下
上述控制率可实现状态误差渐进收敛到0,其中K=k I,I为二阶单位矩阵。
证明:将控制率式(7)带入式(6),可得误差状态方程如下
取目标系统能量函数为V(e)=eT e/(2μ),对能量函数求导,可得
其中,矩阵B+K的一阶主子式为Ls rr+k>0,二阶主子式为(Ls rr)2+(μω2)2>0,所以(B+K)为正定矩阵,由Lyapunov稳定性理论可知误差系统是渐进稳定的,又因为取k>>μ,所以误差系统收敛动态过程主要由K决定。
2 网侧变换器的功率解耦控制
在两相同步旋转dq同步旋转坐标系下,网侧变换器的数学模型可表示为[11]
式中:Ed,Eq分别为电网电动势在dq轴上的分量;id,iq为电网向网侧变换器输入的三相电流ia,ib,ic在d,q上的分量;L为进线电感;R为进线等效电阻。
将d轴沿电网电压矢量定向,则Eq=0,Ed=Us,则电网向网侧变换器传输的有功功率P和无功功率可表示如下。
取有功功率和无功功率为状态变量,x1'=P,x2'=Q,由式(9)可得网侧变换器功率状态方程如下
其中，令e=[P*-P Q*-Q]T由式(11)可求得误差动态方程为
针对上式,可取控制率为
上述控制率可实现状态变量P,Q渐进收敛到给定期望值,证明过程略,可参考上节,通过K1,K取值可使得两侧变换器具有相同的动态特性。
3 直流母线电容的电压控制策略
电容电压状态方程以有功功率的形式表示如下
式中:P为网侧变换器向电容输入的功率;P2为电容向转子侧变换器输出的功率。
双馈风力发电机稳态运行时,在不计铁损和机械损耗的情况下,可得到双馈发电机励磁控制绕组的输入功率为
在忽略转子侧变换器传输功率损耗的情况下,有P2=Pc,对电容电压采取功率前馈控制和电压反馈控制的复合控制策略,求得控制率如下
4 双PWM变换器励磁的双馈风力发电系统仿真研究
为了实现最大风能捕获,要保持风机运行在风能利用系数最大的状态,也就是要维持在最佳叶尖速比状态。采用风力机的最大功率曲线作为负载特性曲线控制发电机的电磁功率即可实现最佳叶尖速比运行,该负载特性曲线的表达式为[10]
其中:λopt为最佳叶尖速比;Cpmax为最佳叶尖速比运行状态下的风能利用系数;ωr为风轮转速;R为风轮半径;ρ为空气密度。根据式(16)和双馈电机稳态运行关系,可给出双馈电机功率绕组输出参考功率。
根据上述控制策略,采用Matlab/Simulink软件建立了双PWM变换器励磁的双馈风力发电系统的完整控制框图,如图2所示。
仿真参数设置如下:工频电源线电压380 V,频率50 Hz;Lm=69.21 m H、Ls=70.18 mh、R=1、Lr=74.31 m H,rr=0.1Ω、J=1 kgm2、C=200μF,K2=100。
A) 阶跃风速下的系统响应
图3为无功功率给定500 var不变,风速阶跃变化时,风电系统运行的响应情况。由图3(a)可见当风速从11 m/s下降到8 m/s再上升到11 m/s的过程中,转速也产生相应的变化,从风能利用系数曲线可看到稳态时均稳定在最大风能利用系数值0.37处,表明该控制策略实现了最大风能跟踪控制。图3(b)示出了双馈电机定子绕组的输出功率,定子输出有功功率随着风速的变化而变化,无功功率则维持了参考输出为500 VA,实现了双馈电机定子绕组输出功率的解耦控制。当风力机转速变化时,励磁电压频率与幅值均产生变化。图3(c)示出了过渡过程中双馈电机转子绕组控制电压的变化。图3(d)示出了仅采用电压反馈控制,以及采用功率前馈控制与电压反馈相结合的复合控制时的电容电压的响应特性对比,可明显看出,仅采用反馈控制时,电容电压随着风速的变化存在着波动以及稳态误差,但是采用复合控制时,则整个过程中电容电压基本维持不变,具有良好的特性。
B) 随机风速下的系统响应
图4为无功功率给定500 var不变,风速随机变化时风电系统运行的响应情况。由图4(a)可见当风速随机变化过程中,转速也产生相应的变化,始终维持风能利用系数在最大值0.37处,表明该控制策略能够实现风速随机变化过程中的最大风能跟踪。图4(b)示出的双馈电机定子绕组的输出功率表明定子输出有功功率随着风速的变化而变化,无功功率依然能够维持在参考输出500 VA处,具有较好的功率输出解耦控制特性。图4(c)示出了风速随机变化过程中的双馈电机转子绕组控制电压的变化。图4(d)可看出仅采用反馈控制时,电容电压随着风速的变化存在着波动以及稳态误差,但是采用复合控制时,在风速随机变化过程中仍然能够维持电容电压基本在参考值300 V处,从而确保了整个控制系统的良好性能。
5 结论
本文对双馈风力发电系统中常用的双PWM变换器的协调控制策略进行了研究。对双PWM变换器的转子侧和电网侧分别采取直接功率控制,并基于无源性理论设计了直流母线两侧变换器的控制率,使其具有相同的动态响应特性。根据双馈风力发电系统中的能量传输关系,在电容电压反馈控制的基础上,引入了功率前馈控制,从而使得运行过程中直流母线电容两侧的功率流动平衡,减少了电容电压的波动。基于Matlab/Simulink建立了风电系统的完整仿真模型,仿真结果表明在阶跃风速和随机风速下,所述的控制策略不仅能够实现风能最大跟踪控制以及期望的无功输出,并且直流母线电容电压基本维持不变,从而确保了系统良好的控制效果以及风电系统良好的输电质量。基于无源性理论,结合风电系统特有的能量传输特性设计的控制率物理意义明确,结构简单,鲁棒性强,具有较高的实用价值。
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单站无源定位技术研究 篇3
目前,辐射源定位技术按照辐射源性质可分为有源定位和无源定位,按照基站个数可分为单站定位技术和多站定位技术。无源定位技术是电子对抗应用中的一项重要技术,由于该技术具有作用距离远、隐蔽性好等优点,对提高系统在电子战中的生存能力和作战能力均具有重要作用［1］。而单站无源定位与跟踪系统由于避免了复杂的时间同步和多个观测站之间的数据融合,所以在电子侦察中扮演着越来越重要的角色,并且成为了一个重点研究。单站无源定位技术的具体实现方法有: 测向定位法、到达时间定位法［2 －3］、多普勒频率定位法等。
1单站无源定位技术的基本原理
单站无源定位技术是利用一个观测平台对目标进行无源定位的技术。由于获取的信息量相对较少,单站无源定位实现难度则相对较大。定位的实现过程通常是: 用单个运动的观测站对辐射源进行连续的测量, 在获得一定量定位信息积累的基础上,进行适当的数据处理以获取辐射源目标的定位数据。
单站无源定位技术实质上是定位方法与算法的融合。定位方法即建立观测模型的方法,而定位算法则用来解算该观测模型。具体的说,要实现无源定位可分为两个步骤。首先,利用现有的测量技术,尽可能多地获得辐射源的参数以及其辐射信号的参数,根据这些信息来选择相应的定位方法。其次,利用定位方法建立观测模型,并根据该模型选择正确有效的定位算法。单站无源定位框图如图1所示。
2方位/ 多普勒频率联合定位
方位/多普勒频率联合定位法［4］,就是通过测量得到的多普勒频率提取目标的径向速度信息,然后结合测角系统所测得的方位信息对目标进行定位。对于连续波或有较长持续时间的信号辐射源,还可测量到达信号的频率。由于测得频率包含了目标相对观测器运动引起的多普勒成分,因此实质上包含了目标运动的状态,在一定条件下可结合实际情况进行解算,且不受目标辐射电磁波的载频已知与否的限制［4］。根据运动学原理,当观测器与目标辐射源作相对运动时,利用相互运动信息,可实现对目标的无源定位与跟踪［5］。
在XOY平面进行分析,假设观测站静止不动,位于坐标原点O( 0,0) 。辐射源目标远离观测站,在观测起始点即t1时刻位于( x1,y1) 点,其方位角为 θ1; 且目标以速度v作匀速直线运动。速度v在X轴和Y轴方向的投影分别为vx和vy; 经M次观测,于tM时刻到达位置( xM,yM) ,其方位角为 θM。
假设辐射源的工作波长 λ 已知,取tM时刻目标的状态向量为XM
由目标作匀速直线运动的假设,知其一步状态转移方程为
其中
为状态转移矩阵,而In、On分别为n阶的单位矩阵和零矩阵。
方位角测量方程tk时刻k = ( 1,2,…,M) ; 对应的方位角为 θk,方位角测量方程为
tanθk可表示为sinθk/ cosθk,则上式两边去分母后,可变为
多普勒频率测量方程: tk时刻目标多普勒频率为fd，k, 由于tk时刻目标相对于观测站的径向速度为vOT，k,则
可得到目标的多普勒频率为
将上式中fd，k与待估计状态向量XM写成线性的形式如下
上式即为以多普勒频率测量方程。
将方位角测量式( 5) 和多普勒测量式( 8) 整理成矩阵方程形式如下
其中
式( 2) 和式( 9) 构成了方位/多普勒频率联合定位观测模型的状态方程和观测方程,只要得到了一系列测量数据,便可根据相应的定位算法,求出目标的位置和速度等状态信息,进而实现单站无源定位与跟踪。
3采用方位/ 多普勒频率的定位算法
式( 9) 是在方位/多普勒频率的测量无噪声时,目标状态与观测量值之间的理想状态。但由于对方位/ 多普勒频率的测量必然包含有噪声。为此首先对式( 9) 的矩阵方程进行等效处理。设含有噪声的测量值为
下标m表示该值为测量值,vθk、vfk分别为方位角和多普勒频率的测量噪声。假设不同时刻的测量噪声互不相关,且方位角测量噪声与多普勒频率测量噪声相互独立。
首先将式( 12) 代入式( 5) 的测量方程,有cos( θmk- vθk) xM- sin( θmk- vθk) yM+ ( tk- tM) cos( θmk- vθk) vx+ ( tM- tk) sin( θmk- vθk) vy= 0。当vθk较小时,可利用近似关系cosvθk≈1,sinvθk≈vθk,sinθmk≈xk/ rk,cosθmk≈yk/ rk,对上式进行化简,可得
其中,rk为tk时刻目标到侦察站的距离。
其次将式( 13) 代入式( 8) 的速度测量方程,有
同样利用如上近似关系对上式进行化简,则有
于是可得到与式( 9) 相对应的矩阵方程为
其中
等效测量噪声ek的协方差矩阵为
在观测了M次之后,利用全部M个矩阵方程对XM进行估计时,可表示为如下的矩阵方程
其中
则e的协方差矩阵为
从式( 17) 得到对状态XM的加权最小二乘估计为
计算时,可通过下面的迭代过程来求解:
(1)利用式(17)求XM的最小二乘解,即
并得到相应的
(2)根据获得的计算Rk。
(3)利用式(18)求加权最小二乘解,同时得到新的
(4)若足够小,则得到的为所求得的解,否则返回步骤(2)。
4仿真结果与分析
假设辐射源起始位置于点( -40 km,40 km) ,vx= 300 m / s,vy= 10 m / s,做匀速直线运动,观测站静止于远点处,雷达天线扫描周期为T =10 s。
仿真通过M =700次观测得到的方位角和多普勒频率信息,经100次蒙特卡洛实验,得到定位结果均方根误差RMSE［6］如图2所示。
图2( a) 为方位角测量噪声标准差为1°时不同多普勒频率测量噪声标准差对均方根误差的影响, 图2( b) 为多普勒频率测量噪声标准差为1 Hz时不同方位角测量噪声标准差对均方根误差的影响。
对于图2中单条曲线,当观测次数M较小时,均方根误差较大,定位精度较低,定位结果并不准确,但随着观测次数的增加,均方根误差逐渐减小,定位精度逐渐增高,而定位结果则更为准确。
如图2( a) 所示,当方位角测量噪声标准差一定时,多普勒频率信息测量噪声标准差越小,均方根误差越小,而定位精度则越高; 如图2( b) 所示,当多普勒频率测量噪声标准差一定时,方位角测量噪声标准差越小,均方根误差越小,定位精度则越高。比较图2( a) 和图2( b) 可看出,多普勒频率测量噪声标准差对均方根误差的影响比方位角测量噪声标准差明显。
5结束语
单站无源定位技术是一种新兴的且有潜力的被动定位技术,该技术对于提高系统在电子战环境下的生存能力具有重要意义。此处该技术不仅在军事领域有着重要地位,在民用领域也有广泛应用。本文主要从定位方法和观测模型的建立两方面对单站无源定位技术进行了研究。通过仿真结果验证了,该定位技术的可行性。
TPMS无源供应模式研究 篇4
汽车轮胎压力监视系统(tire pressure montoring system, TPMS),主要用于在汽车行驶时实时对轮胎气压进行自动监测,对轮胎漏气造成低胎压和高温高胎压防爆胎进行报警,保障行车安全。据统计,在中国高速公路上发生的交通事故有70%是由于爆胎引起的,而在美国这一比例则高达80%。怎样防止爆胎已成为安全驾驶的一个重要课题。据国家橡胶轮胎质量监督中心的专家分析,保持标准的车胎气压行驶和及时发现车胎漏气是防止爆胎的关键,而TPMS毫无疑问将是理想的工具。
目前,TPMS主要分为直接式和间接式两种类型。间接式TPMS不需要安装电池,是通过汽车ABS系统的轮速传感器来比较车轮之间的转速差别,以达到监视胎压的目的。当某一只轮胎的气压太高或不足时,轮胎的直径就会变大或变小,车轮的转速也相应产生变化。监视系统将车轮转速的变化情况同预先储存的标准值比较,得出轮胎气压太高或不足结论,从而报警。该类型系统的主要缺点是无法对两个以上轮胎同时缺气的状况和速度超过100km/h进行判断。
直接式TPMS是利用安装在每一只轮胎里的压力传感器来直接测量轮胎的气压,并对各轮胎气压进行显示与监视,直接式TPMS从功能和性能上均优于间接式TPMS。直接式TPMS又可分为带电池TPMS和无电池TPMS。有电池供应模式常见如锂电池,空载电压3.0~3.6V,负载电压2.8~3.4V。锂电池是TPMS系统核心部件,在轮胎中要耐高低温(-40℃~125℃),由于传统的锂电池在-40℃低温时丧失电能,在+100℃高温时会自动放电。在目前成本条件下,除要求电池使用5~7年外,还要求体积小,质量轻,即在保证容量的条件下尽量选择体积小、质量轻的电池。目前趋势是选用质量约8g的2450锂电池,但是必须限制检测和发射的次数,以保证模块可以使用5~7年,但这样就无法做到实时监控。无电池供应模式不需要安装电池,以其他方式供应胎内模快能量需求。相比较而言,无电池供应模式更具有优越性,不受轮胎中气温和气压影响,可以避免使用锂电池带来局限性。TPMS的未来发展趋势将朝向无电池方案,因此对TPMS系统无电池供应模式研究具有重要意义。
2 国内外无电源TPMS研究现状分析
2.1 微震动发电方案
由浙江通福科技有限公司生产的无源化TPMS产品为一种微型发电机[1],该装置通过磁铁震动切割磁力线,达到产生电能的目的。
图1为该装置示意图,主要包括壳体,在壳体内设有磁钢,在磁钢的左右两侧设有与其配合的两组高强度的线圈,两组线圈分别通过引线接出壳体外;设有两组弹簧,弹簧一端分别与磁钢的上、下断面相连接,另一端分别与壳体的内壁相连接。该装置装在汽车轮辋上,磁钢将随汽车上下颠簸而运动,切割磁力线产生电能。
汽车在高速公路上行驶时候,磁铁受到离心力是比较大的,设磁铁质量m为10g,车轮速度v=140km/h=39m/s,弹簧最大位移量Δx=0.04m,轮辋半径R=0.2m,弹簧弹性系数为k。由胡克定律可得:
undefined
可见,弹簧弹性系数比较大,磁铁运动受一定限制,只能产生轻微震动,产生电能有限。
2.2 压电方案
在美国D.Snyder的专利中[2],采用压电式双簧片,压电式双簧片材料是压电陶瓷。压电陶瓷产生电能的工作原理是正压电效应,压电陶瓷在应力作用下通过压电效应可产生数量可观的电荷,在工作物质上建立起很高的电势,可输出不小的静电能,构成了一个压电电源(图2)。目前日本开发出了该类压电发电产品,如日新电机目前成功开发出不使用电池就能够让LED发光的团扇电机和由压电转换元件LED组成的发光模块“发光棒”。
压电陶瓷在现有主动式TPMS基础上改进,解决了电池的问题,而且发电模块应用面十分广泛。但压电陶瓷可以形变的次数有限,目前一般是几十万次[3]。假设轮胎转动一圈,压电陶瓷形变一次,汽车一天行驶50km,车轮半径为0.3m,周长为1.88m,则轮胎每天转动2.66万圈,也就是压电陶瓷形变2.66万次。
按目前压电陶瓷的技术水平,压电电源可以使用20天左右,行驶1000km。就目前的技术而言,离实用还有距离,但是随着技术的进步,相信在将来会有可以使用的TPMS压电电源面世。
2.3 传感器方案
传感器没有电源直接供电,它是靠电磁波的能量维持传感器工作.该类传感器根据能量耦合方式又分为两类:电感线圈耦合型和天线型。
采用电感线圈耦合方式,能量主要集中在线圈中心很近区域,其传感距离很近,1m的距离已经属于遥耦合[4],电感耦合是一种变压器模型,通过空间高频交变磁场实现耦合,依据电磁感应定律,通过交变磁场在轮胎测量发射模块的线圈中感应出电压和电流,给轮胎内测量发射模块提供能量。电感耦合方式一般适合于中、低频工作的近距离射频识别系统。典型的工作频率有:125kHz, 225kHz和13.56MHz。识别作用距离小于1m,典型作用距离为10~20cm。
天线型传感器采用天线采集空间的电磁能量,然后高效地转化其他形式能量。它能感知被测量的大小,然后将被调制的传感量通过天线转化成电磁能量发给远端接受系统,实现无源无线的传感和测量。目前,声表面波器件将天线的电磁能直接、高效率转换为声能的最佳器件之一。相比较而言,天线传感器作用距离较远,典型作用距离为1~3m。但工作频率通常为数十兆赫,甚至高达1~2GHz,由于高频输出和低功率消耗特点,适合传感器无源化的实现。
日本阿耳卑斯电气公司已经成功开发不需要电池的汽车轮胎气压监测系统[5]。气压数据信息的收发通过安装在车身上的收发器进行。这个气压监测系统采用了带宽2.4GHz频带,可以支持车速达330km/h。转发器质量很轻,仅为6g/个,可以使用温度范围为-40℃~+150℃。
3TPMS无源化发展趋势
目前,市场主流产品还是采用锂电池的TPMS,无源化TPMS大都还处于研制和试制阶段,市场上还没有成熟和规范化的此类产品。随着科学技术不断发展,新材料和新技术的应用,无源TPMS产品主导未来市场是必然趋势。
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低压无源电力滤波装置试验探讨 篇5
我国于20世纪50年代开始电力滤波技术的研究, 经过半多个世纪的发展, 我国电力滤波装置在研制、生产和应用等方面已与国际发展步伐同步, 但至今仍未颁布低压电力滤波装置的国家或行业标准, 滤波装置的功能和滤波效果参差不齐, 尤其是无源电力滤波装置, 各生产厂商的产品性能更是差异明显。
为此, 本文主要研讨低压无源电力滤波装置的检验要求, 通过这些项目检验能确保滤波装置的功能和滤波效果满足各种工况的要求。
1 检验项目
低压无源电力滤波装置的试验分为:出厂试验和型式试验。出厂试验应包括:结构检查、电容测量、电抗测量、工频耐受电压试验、放电器件试验、保护功能试验、投切试验、滤波功能试验和防护等级试验。型式试验应包含全部出厂试验, 以及雷电冲击耐受电压试验、温升试验、并联谐振试验和短路耐受强度试验。
2 试验方法
无源电力滤波装置具有滤波和无功补偿双重功能, 因此其结构检查、电容测量、电抗测量、工频耐受电压试验、放电试验、保护功能试验、投切试验、雷电冲击耐受电压试验、温升试验、短路耐受强度试验、防护等级试验可按照参考文献[1]的相关规定进行。本文仅探讨目前相关标准未涉及的滤波功能试验和并联谐振试验。
2.1 滤波效果试验
无源电力滤波装置应满足电力用户提出的抑制谐波或滤除谐波功能, 并具有较高性价比的技术要求。
由于不同用电场所谐波次数和幅值不同, 用户要求也不完全一致, 制造商一般根据用电场所的谐波数据, 依据参考文献[2]中公用电网谐波电压限值及谐波电流允许值的规定, 与用户协商确定装置抑制谐波或滤除谐波的技术参数, 以满足用户的要求。如果仅以文献[2]中公用电网谐波电压 (相电压) 限值及谐波电流允许值作为检验滤波装置的滤波效果, 那么测试结果很难反应不同滤波装置滤波效果的性能差异。
鉴于, 目前滤波效果试验没有统一的标准, 本文以谐波滤除率这一指标来衡量无源滤波装置的滤波效果。谐波滤除率是指滤波装置投入前后, 注入系统谐波电流的减少量, 按投入前注入系统谐波电流的百分比表示。
谐波滤除率算式为:KLn= (In。-In) /In。×100%
式中:
In。为未投入滤波装置时, 注入系统的n次谐波电流。
In为为投入滤波装置后注入系统的n次谐波电流。
谐波电流和谐波滤除率应取三相的算术平均值。
滤波装置安装完毕且谐波源设备正常运行后, 进行装置参数设置和谐波测试。使用电能质量分析仪, 记录装置投入前、后的谐波数据, 并计算谐波滤除率。
装置型式试验时, 因实验室试验变压器与装置参数不能完全匹配, 故对3次及以上谐波的滤波回路, 其谐波滤除率不应低于60%;现场使用时, 因装置参数根据用电系统谐波源配置, 故其谐波滤除率应高于70%。达到上述规定, 则装置能满足一般电力用户的谐波治理要求。对于2次滤波回路, 其谐波滤除率应满足用户的订货技术要求。
2.2 并联谐振试验
电力系统中主要谐波源为电流源, 其主要特征是外阻抗变化时电流不变。其简化电路和谐波等效电路如图1所示。图中In为负载的n次谐波电流, ISn为注入电网的n次谐波电流, ICn为滤波装置吸收的n次谐波电流, nXs为电网对n次谐波的阻抗, 为滤波装置对n次谐波的容抗, nXL为滤波装置对n次谐波的感抗。
无源电力滤波装置通常由RLC电路组成, 一般可简化为LC串联电路。设计时, 通常使:
式中:n为谐波次数;
XL为滤波装置基波感抗;
XC为滤波装置基波容抗。
这样滤波设置能有效地吸收n次谐波电流。当谐波次数大于n时, 滤波装置呈感性;当谐波次数小于n时, 滤波装置呈容性。因此, 当滤波装置呈容性时存在与系统阻抗发生并联谐振的可能。并联谐振时谐波电流被极度放大, 其数值可达到原值的几十至几百倍, 严重危及电网设备的安全运行, 产品设计时必须避免滤波装置与系统发生并联谐振。
并联谐振试验采用等效电路的方法进行[3]。在滤波装置旁并联一只等效电感, 测量并联电路的谐波阻抗, 比较并联电路的谐波阻抗和所并联电感的谐波阻抗来判断是否会发生并联谐振。试验时, 所有滤波支路根据允许的投切组合均应并联在一起。
等效电感应为滤波装置拟接入母线的系统短路容量所折算的等值电感:
式中:Ls—等效电感;
Uj为滤波装置接入点系统的平均电压k V;
Sd为滤波装置接入点系统的短路容量MV A;
为了确保在最大、最小短路容量范围内均不发生并联谐振, 等效电感至少应在最大短路、最小短路容量及其平均值三个点取值分别进行试验, 等效电感的基波品质因数应不小于40。
并联谐振的判断:
(1) 在n次谐波频率下测量滤波装置与等效电感并联后的阻抗Zn, 测试仪器推荐使用可调频率的阻抗测试仪。
由图1-b, 假设滤波装置接入点系统的平均电压为Uj, 则n次谐波电流
注入系统的n次谐波电流
故谐波放大倍数
式中:Zn—滤波装置与等效电感并联后的谐波阻抗;
LS—等效电感。
(2) 滤波补偿装置一般具有过流保护功能, 当电流大于一定值 (一般不超过1.3倍额定电流) 时, 滤波支路自动退出用电系统, 故并联谐振持续时间比较短 (小于1s) 。参考文献[1]规定对于“容量不小于150kvar的装置, 其主电路的额定短时耐受电流应不小于15kA”。另外, 回路电阻对并联谐振也有一定的抑制作用, 根据装置实验数据及运行情况统计分析, 容量不大于700kvar的装置对所有频率的并联谐振放大倍数 (K值) 应不大于8, 容量大于700kvar的装置对所有频率的并联谐振放大倍数 (K值) 应不大于5, 则能保证用电系统及滤波装置的安全运行。
3 结语
本文提出了低压无源电力滤波装置的试验项目及方法, 重点阐述了滤波效果试验和并联谐振试验的检验方法, 是笔者参与滤波装置试验和多年研究的总结, 希望有助于低压无源电力滤波装置制造厂商的产品设计、试验以及用户的产品选型。
按本文阐述的试验项目和方法检验合格的低压无源电力滤波装置, 现场运行稳定可靠, 滤波效果良好。
参考文献
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无源光网络(PON)技术概述 篇6
1 光纤传输的优势
光纤传输具有带宽高、线路直径小且重量轻、传输质量高和成本低等优势。如今光纤的带宽理论上已经超过10GHz, 每公里衰减小于0.3db, 随着技术的发展, 未来10~100Gb/s的传输也将成为可能;光纤即便包裹着保护套, 也比同等的铜线尺寸小重量轻;更为突出的是, 光纤传输抗干扰能力强, 几乎可以忽略附近各种电子噪声源的干扰;此外, 传输途中的低损耗可以增加中继器间的距离, 因此减少了外部设备的成本, 降低了维护运行费用。
2 无源光网络 (PON) 的组成与分类
无源光网络 (PON) 系统由局端设备 (OLT) 、用户端设备 (ONU/ONT) 和光分配网 (ODN) 组成。所谓“无源”, 是指ODN全部由无源光分路器和光纤等无源器件组成, 不包括任何有源器件。PON技术采用点到多点的拓扑结构, 下行和上行分别采用时分复用 (TDM) 的广播方式和时分多址 (TDMA) 方式传输数据。
PON技术可以细分为很多种, 目前常见的有APON (ATM PON) 、EPON (Ethernet PON) 和GPON (Gigabit PON) , 它们的主要区别体现在数据链路层和物理层的不同。其中, APON以AT M作为数据链路层;EPON使用以太网作为数据链路层, 并扩充以太网使之具有点到多点的通信能力;GPON则结合了APO N和EPO N的优点, 使用ATM/GEM作为数据链路层, 能够对多种业务提供良好支持, 同时引入了更多的来自电信业的网络管理和运行维护思想。目前, APON技术由于成本高, 宽带低, 已经基本被市场淘汰, 主流代表技术为EPON和GPON。简而言之, EPON用简单的技术为大多数的主流业务提供足够的功能和性能支持, GPON用复杂的方式为全部的业务提供完美的功能和性能支持。GPO N较EPO N具有明显的优势, 它们两者的简单对比如表1所示。
3 PON网络的组网方式
PON技术是一种点到多点的网络接入技术, 它是实现光纤接入 (FTTx) 的主要技术, 如图1所示, 它由以下部分组成。
(1) 光线路终端 (OLT) :OLT作为局端设备, 上行接入Internet和公共交换电话网 (PSTN) , 下行提供网络侧接口并经过一个或多个ODN和用户侧的ONU通信, OLT和ONU的关系为主从通信关系。
(2) 光分配网络 (ODN) :ODN为OLT和ONU之间提供光传输手段, 主要功能是完成光信号功率的分配, ODN是由无源光器件 (光纤, 光连接器和无源分光器等) 组成的光分配网。
(3) 光网络单元 (ONU) :ONU为光接入网提供远端用户侧接口, 用户侧的终端设备 (计算机, 机顶盒, 电话机等) 通过ONU接入光网络。
在PON网络中, 下行数据和语音信号使用1490nm波长传输, 上行数据和语音信号使用1310nm波长传输。在某些国家, 还使用1550nm波长传输视频广播信号 (CATV) 。
4 光功率预算
光信号在PON网络的传输过程中, 不可避免的存在信号衰减。因此, 在规划设计PON网络时, 必须进行光功率预算, 以保证光信号传输到ONU端时有足够强的功率, 满足数据通信的需要。光信号的传输损耗主要来自以下几个方面:每公里光纤上的损耗、分路器上的损耗、连接器上的损耗、接头处的损耗等。
PON的损耗预算基于ITU建议G983.4, B类PO N总损耗预算为22dB, C类PO N为27dB, 区分B类和C类PON在于使用激光的功率和光器件的质量, 损耗预算非常紧, 特别是在设计上使用高端口数分路器时。PON中的分路器会产生内在损耗, 因为输入功率被分发到几路输出, 分路器损耗要看分路比, 1∶2分路器损耗大约为3dB, 1∶32分路器损耗至少15dB。上行和下行信号都有该损耗, 结合考虑接头处, 连接器和光纤本身的损耗, 很容易理解为什么安装时必须准确双向测量端到端的光损耗。
例如, 系统的光功率预算为28dB, 1∶16分路器损耗为13.8dB, 连接器和接头处损耗为3dB, 老化损耗为1dB, 光纤衰减分别为下行0.3dB, 上行0.42dB。
由此可以得出结论, 对于该系统, OLT和ONU之间的最大传输距离约为24km。图2是在ITU-TG984标准下, 不同分光比情况下的最优和最差传输距离。
5 结语
随着Internet的高速发展, 特别是三网融合、云计算、物联网等新技术的应用, 用户对于网络带宽的需求不断提高。在这样的大背景下, 成本低、性能可靠的PON技术必将逐步取代传统的DSL等接入方式, 走进千家万户, 这也就是人们通常所说的“光进铜退”。在不久的将来, 通过PON接入技术, 我们的家中只要拉进一根细细的光纤, 就能够同时实现互联网冲浪、拨打电话和收看电视节目, 从而真正实现三网融合。因此, PON技术在我国信息产业的发展过程中, 有着非常光明的应用前景。
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机载无源干扰技术应用分析 篇7
一、箔条诱饵投放参数在干扰中的分析
箔条诱饵的投放参数包括了五个方面, 具体如下:
第一, 箔条弹间隔。主要是每组箔条诱饵在投放过程中, 每一发诱饵投发之间的间隔时间, 一般是毫秒级。一般来说, 当飞机速度保持不变的时候, 雷达的脉冲宽度越小, 那么飞机在通过雷达距离分辨单元的时间也就越短, 而当雷达的脉冲宽度相同的时候, 那么飞机的速度越大, 通过雷达距离分辨单元的时间就会越短[1]。因此, 飞机只有不断提高速度, 飞出威胁雷达的距离分辨单元, 这样才能够有效地摆脱威胁。
设飞机的威胁距离是d, 雷达波束宽度是θp, 雷达的脉冲宽度是τ, 电磁波的传播距离是s=cτ/2 (c是光速) , 雷达波束轴和飞机之间的夹角是θ, 飞机飞行速度是Vp, 如下图所示。
径向方向上飞机通过雷达距离分辨单元花费的时间是:
切线方向上飞机通过雷达距离分辨单元花费的时间是:
因此, 通过最小值原理, 可以得到:
其中取值范围在 (0.1s, 0.2s, ……, 0.9s) 之间。
通过上面的计算可以看出, 从雷达的脉冲宽度角度来说, 在飞机的飞行速度保持不变的时候, 如果威胁雷达的脉冲宽度越小, 那么飞机通过威胁雷达距离分辨单元内的时间也就越短;而在威胁雷达脉冲宽度保持不变的时候, 如果飞机的飞行速度越快, 那么飞机在通过威胁雷达距离分辨单元内的时间也就越短。这就充分表明, 只有当飞机的飞行速度比较快的时候, 才有可能飞出雷达的分辨单元内, 保障飞行安全。从雷达的波束宽度来说, 在飞机飞行速度保持不变的时候, 如果威胁雷达的波速宽度越小, 那么飞机飞出雷达的分辨单元的时间就越短;在威胁雷达的波速宽度保持不变的时候, 如果飞机的飞行速度越大, 那么飞机飞出雷达分辨单元内的实践就越短。这就充分表明, 只有当飞机在飞行过程中加大飞行角度的变化, 这样才能飞出雷达分辨单元内, 保障飞行安全。此外, 通过公式 (1) 与 (2) 可以看出, 如果导弹轴向和飞机航向的夹角比较小的时候, 弹机接近的速度比较快, 而箔条弹的间隔投放时间比导弹尾追情况要短。
第二, 箔条弹数。主要是指每一组中箔条诱饵投放的个数。由于环境的复杂多变, 而飞机和箔条诱饵的反射面积也有很大的差异, 因此在进行箔条干扰的时候就必须多投放箔条弹数, 从而提升干扰的效率。
第三, 箔条组间隔。飞机一旦逃离了雷达的脉冲体积单元, 这会导致雷达的跟踪目标丢失, 从而进入搜索状态。此外, 由于威胁源供给方位在不断地进行变化, 随着威胁源对飞机供给方位角得不断增大, 从而导致威胁源搜索目标的时间也就增大, 而当飞机被重新跟踪以后, 再次发射箔条诱饵, 将雷达跟踪波门重新引开, 这个过程中花费的时间就是箔条组间隔时间。
第四, 箔条组数。它是指威胁源对目标进行攻击的过程中, 目标可以逃脱的次数, 主要取决于对一次威胁源进行干扰的时间。通常情况下, 威胁源迎头攻击的时间比较短, 但是尾追攻击的时间比较长。箔条投放组数不仅与威胁源自身的属性相关, 同时还与威胁源的供给方位以及速度等方面的因素有关。
第五, 箔条单/双发。箔条单/双发诱饵的投放取决于威胁源所处的方位、距离以及飞机飞行的高度等方面的因素, 但是某些特殊情况会对箔条诱饵的散开时间与RCS值产生影响, 因此在进行箔条干扰的时候往往要进行双发投放, 从而增加压制系数[2]。
二、箔条干扰机理应用
2.1投弹的时机
通过计算可知, 当飞机与导弹之间的距离约为4.5千米的时候, 飞机投放箔条取得的效果最好。与此同时, 当飞机的飞行速度比较大的时候, 投放箔条间的距离相应的也可以增加, 这样可以取得比较好的干扰效果。
2.2投弹数量和间隔
主要可以分为三种情况:其一, 如果是导弹尾追攻击飞机的时候, 那么弹机接近的速度比较慢。由于弹机的距离相比而言比较远, 威胁雷达波束在飞机位置截取的横向距离就会比较大, 从而导致飞机飞出雷达波束需要的时间更加长, 因此, 在投放箔条的时候间隔时间就比较长;其二, 如果是导弹迎头攻击飞机的时候, 那么弹机接近的速度是最快的。由于干扰弹投放时间的间隔比较短, 因此, 飞机在飞出雷达波束时候需要的时间就比较短, 所以干扰弹的间隔投放时间就比较短;其三, 如果是导弹侧向攻击飞机的时候, 弹机接近的速度相比导弹迎头攻击飞机时候的速度比较慢, 但是飞机的飞行方向与雷达的照射方向基本是垂直的。由于假目标和飞机两目标对雷达的张角是最大的, 这就导致飞机飞出雷达波束的速度是最快的, 所以箔条的投放时间也就是最短的。
三、结束语
综上所述, 机载无源干扰可以分为雷达对抗技术与红外线对抗技术, 特定的干扰参数会对诱饵的投放产生一定的影响, 因此, 在运用无源干扰技术的时候, 应该充分考虑到两种类型的投放参数, 将其运用于无源技术中, 从而取得比较好的应用效果。
参考文献
[1]付伟.光电无源干扰技术的发展现状[J].应用光学, 2010, 56 (2) :320-322