MOSFET电子技术

MOSFET电子技术（精选9篇）

MOSFET电子技术 篇1

海航雷达在渔业生产、国际贸易、海洋搜救方面都起着至关重要的作用, 而脉冲发生器是海航雷达的重要组成部分。脉冲发生器的主要作用是设计最优的信号形式 (波形设计) , 以提供电压、功率、脉冲宽度和脉冲波形等都符合要求的射频脉冲, 并且使输出信号具有大的时频宽乘积, 从而不易被干扰、覆盖, 具有更高的分辨率, 更易识别目标。脉冲发生器主要由控制开关、储能元件、隔离元件和旁通元件等部分组成, 其负载为微波源 (磁控管) 。脉冲发生器的工作原理如图1 所示。

目前, 国内外的海航脉冲发生器仍旧以氢闸流管为主开关, 以控制脉冲的发射和关闭。该类产品的特点是体积大、故障率高、输出波形差、精度低、效率低。鉴于此, 本文设计了一种以MOSFET为主开关的海航脉冲发生器。

1 主电路设计

首先确定脉冲发生器主电路的拓扑结构。针对传统氢闸流管不能自关断的特点, 本文采用MOSFET刚性开关管作为脉冲发生器的主开关。与另外一种刚性开关管IGBT相比, MOSFET刚性开关管更适合作为海航脉冲发生器的主开关, 因为MOSFET开关速度更快, 可获得更好的输出波形。

本文采用多个MOSFET串并联作为主开关。经过合理推导, 多个MOSFET串并联作为控制开关的拓扑结构如图2 所示。这种拓扑结构打破了以往高压电源的滤波电容向储能电容补充能量的常规结构, 而将储能电容和高压滤波电容合二为一, 成为脉冲电容。高压电源直接向储能电容充电, 以串并联形式组合的调制开关串接在储能电容与负载之间, 栅极驱动和控制电路在触发电路的激励下, 控制所有的开关 (MOSFET) , 以预置的脉冲宽度和重复频率同时导通和关断, 从而在负载上得到已设定脉冲宽度和重复频率的调制脉冲。

2 控制中心

采用FPGA作为脉冲控制发生芯片, 经过研究, 完成了发射机中脉冲发生器的设计。图3 所示为脉冲调制器的电路简图, 其中, 电容滤波电路、电压转换电路和FPGA产生脉冲信号电路均被略去。在脉冲发生电路中, 由FPGA产生的脉冲信号较弱, 无法驱动功率开关管, 因此需通过驱动芯片来转换电平, 驱动功率开关管。脉冲发生器中的功率开关管是发射机正常工作的关键器件。仅用一路开关管, 会存在极大的风险, 而用多路参数相同、作用也完全相同的开关管, 可降低发射机故障的概率。

采用FPGA产生脉冲信号, 可保证脉冲信号输出特性近似相同。功率开关管的选择主要考虑其耐压值和脉冲信号的转换能力。直流高压High Voltage由直流电压模块将24 V的电压转换为400 V的直流高压。发射机为采用变压器耦合和有源开关阴极脉冲调制方式的磁控管发射机, 因此, 直流高压通过脉冲变压器的初级绕组加载在功率开关管上。当脉冲调制信号到来, 开关管导通, 直流高压经脉冲变压器耦合到次级负载, 形成射频波形。

3 MOSFET驱动电路设计

MOSFET主电路能否安全、稳定的运行取决于多方面的因素, 其中, 驱动电路的设计是否合理, 将直接决定MOSFET主电路能否可靠工作。MOSFET的开关特性和安全工作区会随栅极驱动电路的变化而变化, MOSFET的损坏往往是因驱动电路设计得不合理导致。

Power MOSFET驱动电路的设计要求主要有: (1) 驱动电路能够提供足够的驱动功率。 (2) 在开通时, 以低电阻对栅极电容充电;在关断时, 为栅极电荷提供低电阻放电回路, 以加快功率MOSFET的开关速度。 (3) 为了使功率MOSFET可靠触发导通, 触发脉冲电压应高于管子的开启电压。

当PWM驱动芯片的驱动电流不足以驱动一个大功率的MOSFET或多个MOSFET并联时, 最简单的方法是加图腾柱驱动。本文将一个“N”型的MOSFET和一个“P”型的MOSFET串联作为图腾柱驱动电路。此电路既可以非常快速地导通关断, 又可以瞬时提供足够的负载驱动力。

4 关键技术

4.1 MOSFET串联均压

应用MOSFET串联均压技术时, 需注意以下三点: (1) 尽量选用型号、特性一致的MOSFET, 并且MOSFET吸收电路、驱动电路的结构和参数也应保持一致; (2) 系统设计要科学、合理, 以避免电路分布参数不合理带来的影响; (3) 设计合理、有效的动态和静态均压电路, 以确保串联MOSFET开关的动态和静态电压均衡。

4.2 MOSFET并联均流

应用MOSFET并联均流技术时, 需注意以下几点: (1) 选择器件时, 尽量选择均流参数一致的器件; (2) 电路布局尽量对称, 栅极驱动输入阻抗必须匹配, 所有引线尽量短而粗; (3) 源极电感应尽量一致, 这样可使电流上升、下降速度一致; (4) 加强各并联器件之间的热耦合, 将并联MOSFET放置在同一块散热装置上; (5) 在栅极上串联磁珠或小电阻, 在漏极与栅极之间接入数百微法的电容, 以抑制寄生振荡。

5 实验与分析

根据上述原理, 制作、调试了该电路。基于MOSFET技术的脉冲发生器的实验结果如下:0.075 μs (窄脉冲) 射频输出波形的技术指标为上升沿8 ns, 下降沿60 ns, 脉冲宽度为0.100 μs, 如图4 (a) 所示;0.25 μs (中脉冲) 输出波形的技术指标为上升沿8 ns, 下降沿70 ns, 脉冲宽度为0.317 μs, 如图4 (b) 所示;0.75 μs (长脉冲) 输出波形的技术指标为上升沿8 ns, 下降沿80 ns, 脉冲宽度为0.816 μs, 如图4 (c) 所示;1.2 μs (超长脉冲) 输出波形的技术指标为上升沿8 ns, 下降沿80 ns, 脉冲宽度为1.26 μs, 如图4 (d) 所示。

将所得实验数据与国内外研究机构的相关数据进行了比较, 现对比较结果作如下介绍。

西安科技大学硕士研究生袁银奇在硕士论文《船用导航雷达发射机的研究》中, 将MOSFET应用到脉冲发生器中, 该脉冲发生器获得了较好的波形参数, 其窄脉冲的射频输出波形的技术指标为上升沿20 ns, 下降沿80 ns, 脉冲宽度为0.18 μs;中脉冲的射频输出波形的技术指标为上升沿20 ns, 下降沿80 ns, 脉冲宽度为0.46 μs;长脉冲的射频输出波形的技术指标为上升沿20 ns, 下降沿100 ns, 脉冲宽度为1.28 μs。

国际上海航脉冲发生器的领导者为日本古野, 其相关海航脉冲发生器几乎属于市场垄断性产品, 同样也是采用了刚性开关管脉冲发生器。同类型先进产品古野25 k W/S1 脉冲发生器的射频输出波形数据为:0.12 μs (窄脉冲) 的射频输出波形的技术指标为上升沿20 ns, 下降沿80 ns, 脉冲宽度为0.18 μs;0.4 μs (中脉冲) 的射频输出波形的技术指标为上升沿20 ns, 下降沿80 ns , 脉冲宽度为0.50 μs;1.2 μs (长脉冲) 的射频输出波形的技术指标为上升沿20 ns, 下降沿160 ns, 脉冲宽度为1.32 μs。

当前, 无论是国内, 还是国外的脉冲发生器, 体积都比较大, 笨重的外形和复杂的结构必然导致元器件成本上升、可靠性和效率降低、后期维护不便。

6 结束语

本文设计了一种以MOSFET为主开关的海航脉冲发生器。该类产品可靠性高、体积小、效率高、技术参数突出, 可广泛替代原有的以氢闸流管为主开关的海航脉冲发生器, 在未来的海用导航、内河导航中的应用更为广泛。

摘要：针对传统氢闸流管老式脉冲发生器体积大、精度低、效率低、故障率高等缺点, 设计了一种以MOSFET为主开关的海航脉冲发生器。从海航脉冲发生器的主电路设计、控制中心、MOSFET驱动电路设计、关键技术等方面进行了研究。结果表明, 该脉冲发生器体积较小, 可靠性、精度较高。

关键词：脉冲发生器,MOSFET,驱动电路,控制中心

参考文献

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MOSFET电子技术 篇2

对小型电机驱动应用如空调、空气净化器、干燥机和洗碗机等，飞兆半导体已开发出金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)逆变器模块，可覆盖高达0.1 kW的BLDC应用。众所周知，在这类小功率应用中，MOSFET比绝缘栅双极晶体管(IGBT)更为适合。此外，MOSFET的体二极管可被用作逆变器不可缺少的快速恢复二极管(FRD)，以减少元件数目及降低驱动系统成本。本文讨论了全新SPM系列MOSFET逆变器模块(Tiny-DIP封装的Motion-SPM)的最新发展，能用于小功率BLDC电机驱动系统。

实现高功率密度的封装

这种Motion-SPM在全包封装的转模(Transfer molded)封装中集成了6个MOSFET和3个专用于MOSFET的半桥HVIC，如图1所示。它使用了和常规集成电路封装相同的转模工艺进行制造。功率MOSFET和HVIC裸片粘接在铜引线框架上。由于其额定电流很小，用于信号和电源路径的电气互连都采用直径相同的金线制作以缩短键合工艺流程，从而实现精简的生产过程。

封装设计的主要问题是热性能。对于小功率电机，目前的趋势是使用内置驱动器。内置电机在其电机底盘中装载了控制电路，可以减小系统的物理尺寸且便于配线。当然，这个控制电路包括了逆变器模块。因此，小功率应用的主要需求是紧凑性及提供所需的功率，这就要求模块具有最大的功率密度。举例说，如果100W电机的能源效率通常为85%，所需的电源便是117W。若逆变器的效率为95%，那么功率模组便只有6W的功耗。也就是说，功率模块必须能承受6W的功耗而不会超出允许的系统外壳温度或结温（器件的有源区温度称为结温），同时在给定的环境条件和允许的散热器尺寸下具备最紧凑的封装。因此，功率密度在内置电机驱动系统中尤其重要。

除了热性能外，封装还需要具备1分钟1.5 kV的隔离电压、机械硬度，以及对环境因素如湿度、温度和压力的抗扰性。在Tiny-DIP封装的热设计中，这些需求和机械限制都被包括到热传输的有限元分析(FEA)仿真中，即把功率开关的热相互作用都计算在内。通过这种仿真和验证实验，成型材料和封装厚度得以优化。

结果，按尺寸Motion-SPM能使用飞兆半导体500V/4A的MOSFET，允许5W～10W的功耗(取决于外部散热器的热传输条件)，并具备最小封装尺寸如图1(b)所示。

专用于电机驱动应用的硅芯片设计

如前所述，对于小功率应用，MOSFET比其它功率晶体管更佳。MOSFET的导通特性是阻性的，如图2(a)所示，传导损耗与漏极电流的平方成正比。因此，1A条件下的传导损耗可能比具有相同额定值IGBT的传导损耗少，因为IGBT在导通状态下具有阈值电压。由于具有反向特性，MOSFET固有的体二极管可用作快速恢复二极管(FRD)，通过电子辐照工艺实现良好的恢复特性。在空间有限的引线框架中，这样便能减少芯片所占的空间。和普通的快

速恢复二极管相比，MOSFET由于尺寸较大，因此具有很小的反向电压降，如图2(b)所示。鉴于MOSFET沟道本身是双向的，将MOSFET导通可以进一步降低电压降，这一点在逆变器的同步整流或再生模式中十分有用。MOSFET的另一个优点是其耐用性(ruggedness)比IGBT高得多，较其它具有相同额定值的器件能提供更大的安全工作区(SOA)。

然而，电机驱动应用中MOSFET的最大缺点是它的开关速度过快，这会增加电磁发设(EMI)。这特点在开关频率超过50 kHz的开关模式下其实非常有利，此时开关损耗是最大的考虑因素。不过，除了一些高精度系统外，电机驱动的开关频率一般在1 kHz～30 kHz之间。在这种应用中，减小EMI比减小开关损耗来得更加重要。逆变器的EMI随开关频率和输出电压变化率(dV/dt)成比例增加。因为这个原因，大多数用户都会选择较低开关频率和较慢开关速度的器件来缓解EMI的问题。传统的MOSFET便无法达到电机驱动系统的这种电气性能需求。

Motion-SPM MOSFET专为这类电机驱动系统而设计。这种SPM的电气设计目标是低噪声及低损耗。MOS的开关速度由寄生电容决定，MOSFET栅电压充电速度则由驱动电路(HVIC)内的栅极电阻决定。在任何情况下，稳定性和性能都是成反比的。在图3(a)所示的半桥电路中，如果上部MOSFET的关断栅阻抗(在HVTC内实现)很大，当下部的MOSFET导通时，可能会有由米勒电容(Miller Capacitor)Cgd引起的电流使MOSFET导通，称为dV/dt感应开通。

如图3(b)所见，这种异常行为将增加逆变器的开关损耗(导通损耗)，最终将限制额定功率并导致模块损坏。除了稳定性问题外，MOSFET栅极电阻还应由操作要求如死区时间(dead time)和延迟时间来确定。电压源逆变器死区时间使输出电压变小，因而降低电机的低速性能。随着开关频率的提高，问题变得更加严重。消费电子器件的正常开关频率为16kHz以上，以避免出现可听见的噪声，发展商则希望在其系统中使用更少的停滞时间。理论上的停滞时间限制(可能是控制器设置的最小值)可以计算如下：

Tdead = max (Toff,LS-Td(on), HS , Toff, HS-Td(on), LS)

这里Td(on) 是导通开关(从输入信号的50%到电流至导通值)的传播延迟，Toff是从输入信号的50%到换流(current commutation)结束期间的关断延迟。下标HS和LS分别代表高端和低端MOSFET。Td(on)长，就实现所需的停滞时间。但是，这不适合于通过监测直流环电流来测量相位电流的系统，因为当中的短导通延迟可能是关键需求。Motion-SPM可以达到1.5μs的最小停滞时间和的最差情况下2.5-μs的从信号输入到电流稳定化的导通延迟，同时具有低dV/dt特性，如图2(c)和(d)所示。

在MOSFET和SPM的HVIC设计中，栅极电阻、寄生电容和阈值电压都会选择性地调整，以便在应用系统的稳定性(dV/dt耐量、停滞时间等)及性能(EMI和延迟时间)方面取得最好的折衷平衡。

应用实例

在图4的仿真中，假设结温Tj 保持在125oC，这是Tiny-DIP封装Motion-SPM的最大绝对工作结温。通过仿真，当外壳温度控制在100oC并使用空间矢量调制(SVPWM)时，可以确定模组能输送Pout=100W以上的功率，允许功耗Pd=16W。基于这种了解，利用图5(a)所示作为应用例子的130-W BLDC电机(正弦反电动势，sinusoidal back-EMF)装置进行实验验明SPM的额定功率。输入/输出功率和逆变器效率都利用功率分析仪进行测量。这实验并利用了图5(b)所示的不连续PWM方法，这方法在BLDC应用中很普遍。而所使用散热器的有效表面面积约为100 cm2。使用这种散热器，散热器温度Tc = 62oC、环境温度Ta = 25oC，所产生的功耗为8.2W。结果，对普通的BLDC应用系统来说，SPM能传送150W的功率输出，效率达95%。

除了额定功率问题外，现场应用中最大的问题是来自异常的情况如浪涌噪声(surge noise)等。HVIC是采用电平移位元件以无电隔离方式(galvanic isolation)传输信号的栅极控制IC，由于其工作特性，一般很容易发生故障。例如，很容易产生极快的控制电源瞬变、输入信号的突然振荡、高端电源终端的大负电压等。按照产品规格说明，器件在这些情况都不能保证能正常工作。

此外，易受这些情况影响的器件也不可能在生产线的测试过程中全部筛选出来。因此，HVIC电路设计及其布局必须将这些情况也考虑在内。虽然其中一些问题可通过智能化和创新的电路设计来避免，但是，大部分问题都是由很难除去的寄生电路元素引起。比如，在大多数情况下，IC闩锁效应(latch-up)是由布局引起的，应当通过设计规则来避免。信号和电源引脚上的负电压可能会导致HVIC故障及损坏，从而毁掉整个逆变器系统。HVIC在Motion-SPM中的出现，就是希望能够在这些异常情况下把HVIC的故障和损坏减到最小。

用于更紧凑逆变器的智能功率模组

MOSFET管的应用研究 篇3

1 MOSFET结构及原理

MOSFET的原意是:MOS (Metal Oxide Semiconductor金属氧化物半导体) , FET (Field Effect Transistor场效应晶体管) , 即以金属层 (M) 的栅极隔着氧化层 (O) 利用电场的效应来控制半导体 (S) 的场效应晶体管。相比传统的Si MOSFET, Si C MOSFET有更多优点, 但是高昂的价格是限制其广泛运用的关键因素。近年来Si C技术得到了飞速的发展, 生产成本不断降低, 因此也加大了Sic MOSFET的应用前景, 有望成为主流的功率器件。在实际运用中, 必须对MOSFET的静态特性和功率损耗进行模拟研究, 这样才能完整、科学地评价整个系统。目前国内外相关工作人员针对MOSFET的建模已经有了很多成果, 但是基本都是进行的物理特性建模, 对于实际运用的研究价值不高。MOSFET对驱动电路有较高的要求, 安全阈值十分小, 因此这也是限制MOSFET广泛运用的重要原因。

目前投入应用的MOSFET主要分为结型以及绝缘栅型, 后者的MOS型是应用热点, 我们简称其为功率MOSFET。功率MOSFET的主要特点是能够利用栅极电压对漏极电流进行控制, 驱动电路结构比较简单, 所需的驱动功率不大, 开关速度响应快, 工作频率高, 但是缺点是电流容量较小, 耐压性能不佳。MOSFET根据导电沟道进行分类可以分为P沟道以及N沟道。根据栅极电压幅值进行划分可以分为耗尽型和增强型。功率MOSFET多采用N沟道增强型。MOSFET有三个工作区:非饱和区 (可变电阻区) 、饱和区 (恒流区) 和截止区。当MOSFET导通时, 仅一种多子用于导电, 则是单极型晶体管, MOSFT几乎都采用垂直导电的结构, 故而也常称作VMOSFET。MOSFET的工作原理是通过在漏源极间加上正电源, 栅源极间的电压为0。栅极是绝缘的, 因此无栅极电流通过。但是栅极正电压将把P区里的空穴推开。

2 建模方法研究

以往研究MOSFET时多采用的建模方法主要是物理模型法和等效电路法。前者根据固体物理理论, 以半导体方程式的形式描述MOSFET的物理性质, 然而此种方法计算量巨大, 运用于工程实际效果不佳。等效电路法以MOSFET的外特性作为研究对象, 以电路的形式对器件进行简化, 因而可以以基本单元对外特性进行描述, 此类方法有较多经验公式可以使用, 对于工程实际运用有更高的效率, 其中PSpice就是基于此建模方法的模拟软件。

PSpice软件中的Model Editor模块极大地简化了MOSFET建模过程, Model Editor给用户提供3种MOS模型, 即MOS1、MOS2和MOS3。MOS1最为简单直观, 参数设定十分清晰, 学习成本较低, 但是这种模型忽略了电荷储存效应, 仿真精度较低。MOS2模型相比MOS1则将短沟道效应考虑在内, 以几何图形作为分析对象搭建模型, 对电荷储存效应也有一定的分析作用。MOS3则是基于本经验模型的, 运算量有了很大的简化, 通常所需的外特性曲线参数提取法都运用到此种模型。MOSFET建模通常需要参数微调, 提高模型适用性。

MOSFET静态特性模型主要由单元M1、提二极管、导通电阻以及温控电压源电流源组成。为了提高模型的精度, 笔者并没有采用体二极管的参数, 而是用独立的二极管模型对二极管进行描述。根据技术手册可以获得转移特性曲线, 然后Model Editor从中提取出沟道宽度和KP。

MOSFET动态特性模型主要是为了得到其开关特性, 该特性主要由寄生电容确定。MOSFET管的寄生电容与电压是非线性的函数关系, 不影响建模精度的情况下, 可以忽略温度对电容的影响。

3 MOSFET管应用电路

众所周知, MOS管突出的优点就是开关性能良好, 因此在对电子开关有需求的电路中得到较为广泛的应用, 比如照明调光、马达驱动等。MOS管的应用不仅局限于此, 在电源、信号放大等领域也无处不在。尽管由于工作原理的限制, MOSFET单管的电流容量通常很小, 但是通过并联的方式可以很好解决这个问题。MOSFET管的应用主要是放大电路、栅极驱动、并联应用等方面。

3.1 放大电路

两个PN结之间夹着一个N型沟道, 其中有三个电极:栅极 (G) 、漏极 (D) 和源极 (S) 。此时MOS工作在非饱和区, 栅极电阻将Rs压降加到栅极, 源极电阻利用IDQ在其上的压降为栅源极提供偏压, 漏极电阻把漏极电流转换成为漏极电压, 并影响放大倍数Au, 此时需要接入旁路电容消除Rg对交流信号的衰减作用。按照上述工作原理实现电路放大的应用领域主要包括DSL数据机、数码相机、路由器、打卡机、PDA、复读机等。采用36W、40W适配器则运用于印表机、液晶电视和通讯终端设备等。采用90W、95W适配器可以应用于笔记本电源适配器。

3.2 栅极驱动应用

功率MOSFET管的栅极驱动必须考虑保护、隔离等其他GTR所关注的问题。但是不同的是, MOSFET的输入阻抗远比GTR的高, 所以驱动电路结构更加精简, 电路组成一目了然。高压侧栅极驱动应用主要分为浮动栅极驱动电源法、脉冲变压器法、充电泵法、自举法和载波驱动法。隔离式的栅极驱动电路以不同隔离元件可以划分成电磁隔离和光电隔离两大类。

浮动栅极驱动对不定的时间周期作完全栅极控制。隔离电源的成本影响很大 (各个高压侧MOSFET都有隔离电源) 。将以地为参考点所得的信号实现电平转换, 情况是复杂多样的。电平转换器会承受所有电压, 并尽量缩小传输延迟、降低功耗, 实现快速开关。设备中的光隔离器成本高, 而且受噪声的影响较大。

脉冲变压器法虽然结构简易、成本较低, 但是在较宽的占空比范围内应用不易实现。脉冲变压器法针对低频情况时, 变压器会出现一定的尺寸增加。并且由于寄生参数无法忽略, 快速开关的波形偏差较大。脉冲变压器属于典型的电磁隔离式栅极驱动电路。使用续流二极管D可以对驱动管的过电压进行控制, 使得关断是时间相对更长。

充电泵法可以生成“过干线”的电压, 它由电平转换器控制或当MOSFET被开启时, 用以“泵激励”栅极。对于前者, 电平转换器问题在工程实际中已经得到解决。后者则出现开启时间过长的问题。在任何时间, 采用充电泵法栅极可以实现不定期的开启。

自举法相对经济, 然而和上述的脉冲变压器法一样具有一定的局限性, 自举电容刷新对占空比和开启时常的影响很明显。而且此方法也要依靠电平转换器, 难度较高。

3.3 并联应用

由于MOSFET管的一个突出优点就是不会出现电路集中, 所以对于器件的保护有保障。通常MOSFET器件转移特性决定其拥有负温度系数, 一部分漏极电流增加不久就会出现漏极电流的降低, 这主要是由于MOSFET管当电流增加时, 欧姆损耗会增加, 导致温度增加。正是这种特性避免了局部过热情况的发生。并联应用通过增加电流容量使得电流极其均衡。进行MOSFET管的并联运用时, 主要是处理好电流动态的均衡分配。动态电流主要代表开关开断时的电流以及占空比小的最大电流。对动态电流影响较大的参数是跨导、电路开启最低电压、通态电阻和开关反映速度。为了提高并用应用效率, 要尽可能降低各个参数的分散系数, 使其转移特性保持一致, 这样可以确保栅源电压的变化不至于产生局部电流不平衡的现象, 避免过载的发生。但是在工程实际中, 很难保证参数完全一致, 实际操作中只需要尽量保证电流的分配不均处于安全值一下即可。

采用不同的电路结构会得到截然不同的动态均流结果, 选取元器件时要充分考虑, 尽量避免电感性负载, 否则会严重影响动态均流, MOSFET管拥有很大的寄生电容, 在高频工作环境下, 非常容易产生寄生振荡, 这是必须努力消除的。利用MOSFET管实现的并联和传统的并联有较大的差别, 应用时更加复杂。为了在实际应用过程中取得良好的效果, 首先应当确保每个栅极之间都由电阻隔开, 并且串联入的电阻阻值应当比电路输出阻抗大。在各个栅极的引线上布置铁氧体磁珠, 形成具有损耗的阻尼环节。条件允许的情况下, 可以在各个器件的漏栅间都加入小电容调整电压之间的相位关系。在对各元器件进行布局的时候要尽量使得分布对称, 这样可以减少连线长短不均造成的影响。

3.4 大功率MOSFET管的调配发射机应用

大功率的MOSFET管是在MOSFET之后形成的新型的功率开关器件, 可以借助于增强的N沟道实现更高的耐压能力, 跨导的线性明显改善, 开关速度大大提升, 输出功率更高。大功率MOSFET管的栅源电压值为零时, 尽管漏极电压是正值, 但是电流被断开, 漏极电流为零, MOSFET管此时是截止状态。一旦栅极电压变为正值, 等效于把栅极电压加在了电容器上, 电场会吸引电子, 当漏极电压值很小时, 吸引的电子数少, 且大部分被复合耗尽, 不能形成导电沟道。随着栅极电压的增大, 吸引的电子数不断增加, 直到形成了N型沟道, 这个沟道是漏、源极之间的导电沟道, 称之为“反型层”。栅源电压此时充当开启电压, 对Id具有控制功能。大功率MOSFET管通常采用的连接方式是共源式的, 此时源极和衬底是直接连接在一起的, 输出特性曲线主要分为三个工作区:饱和区、雪崩区和可调电阻区。可调电阻器也称为线性放大区, 饱和区是VMOS的线性放大区, 雪崩区也叫击穿区, 为了确保MOSFET管正常工作, 尽量避免该管工作在雪崩区。通过特性曲线我们可以得知栅源电压和漏极电流之间的传输特性, 从而可以通过栅极电压的微笑变化实现漏极电流较大的变化控制。在实际的调频发射机功率放大器使用过程中, 通常经过近似公式的计算。

V-MOSFET的栅极是V型的, 可以输出很大的电流魔都, 具有较大的散热面积, 对于大功率的工作环境有较强的适应性。V-MOSFET栅极的输出阻抗很高, 调频性能优良, 宽带匹配十分容易。由于功率的增益高, 输出功率相对大得多, 功率控制容易。而且由于漏源的击穿电压比较高, 工作安全性有保障, 即使在海拔较高的发射台应用时, 也不用担心雷电造成的干扰。V-MOSFET可以确保信号质量优良的情况下实现跨导的良好线性和温度稳定性。对于2SK524在调频机中使用时, B类工作的效率高于65%, C类工作效率为80%, AB类工作效率为55%。2SK524的极限参数表现也良好, 各参数没有最小值限制, 总耗散功率最大值可达500W, 最大漏电流可达18A。

4 MOSFET管应用的注意事项

4.1 防止静电击穿

MOSFET管的优点决定了其在静电强大的情况下无法释放电荷, 这样容易造成静电击穿。通常静电击穿有2种类型:一种是是电压型, 此时氧化层被击穿形成了针孔, 导致栅极与源极短路;另一种是功率型, 此时金属薄膜铝条熔断, 使得栅极开路。

为了防止静电击穿工作人员应当使用腕带良好接递, 把器件焊接到电路中使, 确保工作台正常接地。测试器件时, 器件的各个电极只有当完全接入测试仪器之后才能接通, 并且在测试之前要把参数归零。

4.2 防止过电压

主要注意栅源间和漏源之间的过压防护。前者是保护工作的重点, 后者可以通过RC抑制电路进行保护。

4.3 防止过电流

在进行负载的接入和移除时容易出现较大的冲击电流, 应当借助电流传感器以及控制电路及时地断开回路。要同时保证峰值电流和有效值电流都不超过额定电流。

5 小结

MOSFET管在科技进步的当今依然有非常广阔的发展前景, 笔者通过模型的搭建和对理论的分析, 针对重要参数的选取提出建设性的建议, 深入研究了MOSFET管使用过程中的注意事项以及主要应用场合。对功率MOSFET管和V-MOSFET管的应用分别展开了详细的分析, 对MOSFET管的工程中遇到的问题也提出相应解决措施, 希望对提高MOSFET管使用效率和安全性有一定的指导意义。

参考文献

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[2]刘松, 张龙, 王飞等.开关电源中功率MOSFET管损坏模式及分析[J].电子技术应用, 2013, 39 (3) :64-66.

MOSFET电子技术 篇4

关键词：全桥移相控制器LM5046；28个PIN脚功能

* 用LM5046作电流型控制

LM5046采用加入一个正比于初级电流的信号到RAMP端，一种实现方法如图9，初级电流用电流互感器检测或检测电阻检测，检出的信号经过滤波后再经一支电阻接到RAMP端，用作斜率补偿，可以看到加到RAMP端的信号由在CS端的初级电流信息加上附加的斜波经电阻RSLOPE用作斜率补偿。

电流检测电阻的选择在整个电流条件下，在电流检测电阻上的电压要在CS端最小阈值728mV以上。

通常，总的斜率补偿量是要防止次谐波振荡，所以至少要等于输出电感电流转换到变压器初级的下斜率的一半。在一个开关周期之后，为了减轻次谐波振荡，斜率补偿必须有等于一段时间的滤波电感电流转换到初级的下斜率，这作为临界控制是已知的斜率补偿电阻需要去执行临界控制。其计算如下式：

RSLOPE=

此处，NTR是到初级的匝比，例如对3.3V输出的变换器，初次级匝比为9：1输出滤波电感为800nH，电流检测电阻为15mΩ，RSLOPE为1.67kΩ。

* VIN和VCC

输入电压直接加到VIN端，加到功率变压器初级的电压与系统电压是相同的，变化范围为14～100V，推荐使用的滤波器如图10，它用来抑制在输入端可能出现的瞬态过压，当VIN工作在接近LM5046的最高电压时更为重要，进入VIN的电流取决于LM5046的工作电流，开关频率以及在VCC端的外部负载。还包括外部功率MOSFET的栅电容，在典型应用中变压器一个辅助线圈通过二极管加到VCC端，此端必须超过VCC电压8V以上才能关断内部的高压起动源。

在输出电压达标，外部VCC开始给IC供电以后，流入VIN端的电流降到1mA以下，VIN电压仍保持在VCC电压以上，以防止电流反向流出。

*在VIN大于100V时的应用

在输入电压高于100V时，VIN可从外部供电如图11，在此电路中VIN与VCC接在一起，其供电电压必须高于10V，但不得超过16V，图11右边的电压源供电令LM5046输出激活。

* UVLO和OVP的分压器选择

IC内两个比较器接于UVLO和OVP端用来检测欠压、过压条件。两个比较器的阈值设为1.25V，两个功能用两个外部电阻分压器调节。分压器都有接在VIN到AGND之间，如图12，图13，或都用三个电阻分压器如图14，独立的UVLO和OVP端提供有较大柔性的选择范围，当UVLO端电压低于0.4V时，控制器进入低电流关断，对于UVLO端电压大于0.4V但低于1.25V时，控制器处于待机模式，当UVLO端电压大于1.25V时，控制器全部使能，两个外部电阻用来调整最小工作电压如图13，当UVLO端电压降到1.25V以下时，内部20μA电流漏使能，将UVLO端电压进一步降低，电阻R1和R2计算如下

R1=

R2=

此处，VPWR为所要的开启电压VHYS为所要的UVLO在VPWR下的窗口，例如，如果LM5046在VPWR达到33V使能，在VPWR减到31V时关断，R1将是100kΩ，R2为4.2kΩ，UVLO端电压任何时候都不会超过7V。

两个外部电阻能用来调节最大工作电压如图12，当OVP端电压升到1.25V以上时，内部20μA电流源使能升高OVP端电压，于是提供了一个保护窗口，电阻值R1和R2计算如下

R1=

R2=

如果LM5046在VPWR-OFF达到80V时被禁止工作，而在78V时使能，则R1=100kΩ，R2为1.5kΩ，OVP端电压任何时候不得超过7V。

UVLO和OVP也可以用三支电阻一起设置如图14。R1的计算基于UVLO分压器，用相同的值，UVLO及OVP设置点R1和R3仍旧为100kΩ和1.5kΩ，R2为2.7kΩ时R3为4.2kΩ。

遥控电路控制器的工作模式，可以用一个漏极开路的器件接到UVLO端如图15示出用OVP比较器作过热保护。但热敏电阻应放在发热源的功率器件处。

* 电流检测

CS端接收变压器的初级侧电流信号，它可以由电流互感器送来也可以从检测电阻送来，如图16，图17所示。在两种情况下，滤波元件RF和CF要位于IC附近，接地点靠近PGND端，电流检测比较器必须提供710mV的信号在CS端做为过载电平，一旦CS端电压超过此值电流检测比较器终止PWM脉冲，并开始给RES端充电，LM5046将进入打呃模式或连续限流模式。

* 打呃限流工作模式和重新起动

打呃限流工作模式在功能描述部分已叙述，在此限流模式RES端由30μA电流源充电，重新起动延迟时间需要达到1.0V阈值，由下式给出

TCS=

如果CRES=0.01μF，TCS将为334μS，一旦RES达到1.0V，30μA电流源关断，10μA电流源在其上斜到4V时开启，然后5μA在下斜到2V时开启，打呃模式的关断时间为

THICCUP=

当CRES=0.01μF打呃时间为49mS，一旦此段完成，RES端拉低SS端释放，允许重新软起动。一旦SS端升到1V，则PWM脉冲开始工作，打呃模式提供给功率变换器在过载时一段冷却时间，减少了输入电流。

* 应用电路实例

MOSFET电子技术 篇5

功率MOSFET管在一些极端的边界条件下的实际应用中, 如系统的输出短路及过载测试, 输入过电压测试以及动态的老化测试中,有时会发生过压的损坏。 过压损坏通常直接理解为雪崩失效损坏,因为雪崩的过程伴随着过压的现象。 因此,在功率MOSFET的数据表中,定义了在非箝位感性负载开关条件下,雪崩电流和雪崩能量的额定值,有些公司还给出了大单脉冲和多脉冲条件下, 参考雪崩电流和雪崩能量的额定值考查功率MOSFET抗过压雪崩的能力。

数据表中雪崩电流和雪崩能量的额定值对应着一定的测试条件,特别是不同的公司有时候使用不同的测量电感值, 导致工程师无法在相同的条件下进行比较;即便是使用相同的测量电感值,系统的工作条件和数据表中给定的测试并不相同。 功率MOSFET管数据表中,所使用的电感比实际应用的电感值要大很多,如对于低压功率MOSFET, 额定电压低于30 V, 行业内采用的测试雪崩能量的电感值为0.1 m H。 过去,只有在低工作频率和大电流的电机驱动中,才会发生非箝位感性负载开关的雪崩现象,而在这种使用中,电机的电感比较大,行业内就采用大电感来评估功率MOSFET管的雪崩能力。因此, 数据表中雪崩能量只具有参考的价值, 本文将详细地讨论这些问题, 从而更加明确地理解功率MOSFET的雪崩能量。

1 数据表中雪崩能量值

雪崩电流在功率MOSFET的数据表中标示为IAV, 雪崩能量代表功率MOSFET管抗过电压冲击的能力。 在测试雪崩能量过程中, 选取一定的电感值, 然后将电流增大, 也就是功率MOSFET开通的时间增加, 电流也就越大, 然后关断, 重复这个开通和关断的过程, 直到功率MOSFET损坏, 对应的最大电流值就是最大的雪崩电流。 注意到在测量雪崩能量时,功率MOSFET工作在非箝位感性负载开关UIS状态下,具体的测试电路及其工作原理可以参考文献[1-7]。

在数据表中, 标称的IAV通常要将前面的测试值做70 % 或80 % 降额处理, 因此它是一个可以保证的参数。功率MOSFET供应商会对这个参数在生产线上做100%全部检测,因为在实际的测试中,雪崩的电流有降额,因此不会损坏功率MOSFET管。

采用的电感值不同, 雪崩的电流值也不同, 因此雪崩能量也不同。 对于不同的工艺和平台,经常出现这样的现象: 在大电感的时候, 其中一个功率MOSFET管的雪崩能量比另一个大,但是,在小电感的时候,前者的雪崩能量反而小于后者。 不同的电子系统中,负载的电感值并不相同,因此,对于一个功率MOSFET管,需要研究在不同的电感条件下雪崩的能力。

2 使用不同电感测量雪崩能量

本文研究的功率MOSFET管为AON6232A, 额定电压40 V,导通电阻2.9 mΩ,封装DNF5*6。 使用的电感值分别为:500 n H、10 μH、100 μH。 在许多开关电源系统中, 最恶劣的条件是电感或变压器发生饱和, 这样储能的电感主要为线路的寄生电感,功率回路寄生电感通常为200~500 n H,本文使用500 n H的电感值。 将损坏的功率MOSFET去除外面的塑料外壳,就可以得到露出的硅片正面失效损坏的形态。 测量的结果、波形及失效损坏的图片分别如图1 和图2 所示。

3 不同电感值损坏的模式分析

从图1 可以看到, 随着电感值的降低, 雪崩电流及雪崩能量也随着降低, 但它们之间并不是线性降低,特别是雪崩能量,降低的幅度更大。 主要的原因在于,当电感值降低时,功率MOSFET管发生雪崩损坏的电流急剧增加, 在同样的测试电压时, 小的电感导致电感电流也就是流过功率MOSFET管的电流的di/dt也急剧增加。功率MOSFET管损坏的直接原因是因为加热后产生的热量不能及时地耗散出去, 导致局部的单元过热而损坏。

小的电感产生di/dt大, 同样的时间内产生的能量大, 由于内部热容的延迟效应, 热量并不能及时耗散出去,因此,相比大电感的测试条件,功率MOSFET管在小电感的雪崩电流及雪崩能量明显降低。

从VDS波形来看,可以看到明显的电压箝位,也就是电压平台,这也是真正的雪崩电压值。 功率MOSFET管发生雪崩损坏的位置在关断过程中,VDS的电压发生转折点的位置。 可以看到,电感越小,损坏发生的转折点的电压越高,这也表明,在小电感时,功率MOSFET管发生雪崩损坏的速度更快。

功率MOSFET管的内部结构和等效电路如图3 所示,其内部有一个寄生三极管,在关断过程中,如果大的电流流过寄生三极管的Rb, 那么寄生三极管导通, 电流将集中寄生三极管导通的局部区域,而三极管是负温度系数:温度越高,流过局部区域的电流越大,温度进一步增大, 从而导致功率MOSFET内部形成局部的热点而损坏。

在关断的过程中, 流过Rb的电流由3 部分电流组成:(1)从沟道中偏移到体内的电流;(2)寄生二极管的反向电流;(3) 由dv/dt和Cds产生的动态电流。 因此, 大电流快速关断时,流过Rb的电流最大,寄生三极管最容易发生导通,从而损坏功率MOSFET管。 在一些极端的条件下, 由于内部寄生三极管更早地导通, 甚至在电压的波形上,看不到箝位的电压平台,就直接损坏。

从失效的图片来看, 电感越小, 产生损坏的区域也越大,主要的原因是电感小时,雪崩的电流大,大电流的冲击形成更大的损坏区域。 电感小时,雪崩的电流小,硅片的温度相对上升得慢, 内部更容易平衡, 失效的形态是在硅片中间的某一个位置产生一个较小的击穿小孔洞, 通常称为热点, 其产生的原因就是因为过压而产生雪崩击穿。 硅片中间区域是散热条件最差的位置,也是最容易产生热点的地方。

小电感发生雪崩时, 产生的电流更大, 损坏的区域更靠近功率MOSFET的S极, 这是因为在大电流时, 全部流过功率MOSFET, 所有的电流全部要汇集中S极,这样,S极附近区域更易产生电流集中, 因此温度最高,也最容易产生损坏。

4 结论

( 1 ) 功率MOSFET的雪崩能量受电感值的影响, 电感越小, 雪崩电流越大, 而雪崩的能量越低, 而且, 雪崩电流及雪崩能量和测试电感并没有线性的关系。

( 2 ) 小电感雪崩时, 更大的电流和更快的电流上升率, 由此产生更快的温度上升率, 能量不能及时耗散出去,是导致小电感雪崩能量急剧降低的原因。

( 3 ) 大电感雪崩产生损坏的区域小, 小电感雪崩由于大电流冲击产生损坏的区域大, 而且损坏距离更靠近S极。 小电感条件下,大电流快速关断更容易导致内部寄生三极管导通,损坏器件。

参考文献

[1]刘松.理解功率MOSFET的UIS[J].今日电子,2010(4):52-54.

[2]刘松,葛小荣.理解功率MOSFET的电流[J].今日电子,2011:35-37.

[3]刘松,陈均,林涛.功率MOS管Rds(on)负温度系数对负载开关设计影响[J].电子技术应用,2010,12(36):72-74.

[4]刘松,张龙,王飞,开关电源中功率MOSFET损坏模式及分析[J].电子技术应用,2013,39(3):64-66.

[5]刘松.理解功率MOSFET的Rds(on)温度系数特性[J].今日电子,2009(11):25-26.

[6]刘松,葛小荣.应用于线性调节器的中压功率MOSFET的选择[J].今日电子,2012(2):36-38.

[7]刘松.基于漏极导通区特性理解MOSFET开关过程[J].今日电子,2008(11):74-75.

MOSFET电子技术 篇6

电力电子器件对提高整个装置的性能指标起着十分重要的作用[1]。随着多电飞机、电动汽车和新能源等电力电子应用领域的蓬勃发展,功率变换器对效率、功率密度和耐高温等方面的要求越来越高[2,3]。由于硅器件的性能逐渐接近材料理论极限,以碳化硅为代表的新型功率器件应运而生。碳化硅半导体器件具有导通电阻低、击穿电压高、极限工作温度高等优点[4,5,6],随着碳化硅半导体技术的不断发展,国内外研究人员对碳化硅功率器件的应用研究也在不断展开和深入[7,8,9]。

本文设计、搭建了通态电阻测试电路和双脉冲测试电路,并以Cree公司的碳化硅MOSFET CMF10120D和IXYS公司的硅MOSFET IXFH26N60P为例,对器件特性进行了对比研究,通过简易测试电路对其通态特性和开关特性进行了测试、分析,在变换器设计之前较为准确地掌握了碳化硅器件的实际工作特性。

1 碳化硅MOSFET通态特性分析

图1(a)、图1(b)分别给出了碳化硅MOSFET和硅MOSFET的输出特性曲线。从图1(a)中可以看出,碳化硅MOSFET的栅极电压即使达到15 V,继续增大栅极驱动电压仍能显著减小通态电阻,因而在不超过栅极极限电压的情况下,应尽可能设置更高的驱动电压以获得更低的通态电阻,充分发挥碳化硅MOSFET的优势;而从图1(b)中可以看出,硅MOSFET在栅极驱动电压达到7 V以上时通态电阻的变化已经很小,因此在实际应用中,考虑栅极极限电压的限制,通常驱动电压会设置在15 V左右。

2 碳化硅MOSFET开关特性分析

图1 MOSFET的输出特性曲线

功率MOS-FET存在多种寄生电容:栅源极电容、栅漏极电容和漏源极电容,这些电容对MOSFET开关动作瞬态过程具有明显的影响,通常将上述电容换算成更能体现MOSFET特性的输入电容Ciss、输出电容Coss和密勒电容Crss,如表1所示。从表1中给出的数据可以看出,碳化硅MOSFET寄生电容的容值远小于相近电流等级的硅功率MOSFET,根据MOSFET的开关过程可知,寄生电容值越小,开关速度越快,开关转换过程的时间越短,即可减小开关损耗。

表1 MOSFET寄生电容及开关时间比较

3 实验测试结果

3.1 碳化硅MOSFET通态特性测试

为对比碳化硅MOSFET和硅MOSFET的通态特性差异,本文设计制作了图2(a)所示的通态电阻测试电路。保持栅极电压恒定,使MOSFET处于导通状态,调节直流电源使流过MOSFET的电流恒定,通过测量漏源极电压可以计算出通态电阻值。改变栅极电压,重复上述过程,从而得到不同栅极电压下的通态电阻曲线,如图2(b)所示。

图2 MOSFET通态特性测试图

从图2(b)可以看出,硅MOSFET的通态电阻在栅极电压达到7 V以后几乎不再减小,而碳化硅MOSFET在栅极电压达到15V以上时仍有较明显的变化,与理论分析一致。这种特性导致了碳化硅MOSFET在栅极电压较低时的通态电阻相对较大,实际应用中需要注意设置更高的栅极电压以获得低通态电阻。在栅极电压大于12 V后,碳化硅MOS-FET的通态电阻值小于硅MOSFET,随着栅极电压的增大,碳化硅MOSFET的低导通电阻优势更显著。表2给出了栅极电压为15 V和20 V时的通态电阻比较,碳化硅MOSFET的通态电阻分别减小了33%和53%。而碳化硅MOSFET的电压定额是硅MOSFET的两倍,充分说明了碳化硅MOSFET兼顾了低导通电阻与高阻断电压的静态特性优势。

表2 不同栅极电压下的MOSFET通态电阻值

3.2 碳化硅MOSFET开关特性测试

为了对碳化硅功率器件与硅功率器件的开关特性进行对比研究,本文设计和搭建了图3所示的双脉冲测试电路。图中的开关器件Q分别采用IXFH26N60P和CMF10120D,上管的续流二极管DH采用碳化硅肖特基二极管(C3D10060A)。为充分测试功率器件的开关特性,对不同输入电压和不同驱动电阻组合条件下的开关特性分别进行了测试,输入电压分别为300 V、400 V、500V,驱动电阻分别取10Ω、20Ω。

图3 双脉冲测试电路图

输入电压为500V、驱动电阻为6.8Ω时的功率器件电压、电流波形如图4所示,图中CH1为漏源极电压VDS波形,CH2为栅源极电压VGS波形,CH3为漏源极电流ID波形。从图4中可看出,与硅MOS-FET相比,碳化硅MOSFET开通时,VGS没有非常明显的密勒平台,这是由碳化硅MOSFET的短沟道效应和低跨导决定的。图4(a)中,在漏极电压下降过程中,硅MOSFET的栅极驱动电压波形出现严重的振荡现象,栅极电压的振荡将导致漏源极电流随之振荡,峰值电流达到7.88 A,增大了器件应力,降低了电路工作的可靠性。

图4 MOSFET开通瞬态展开波形

栅极电压产生振荡的主要原因是漏极电压变化时通过密勒电容对栅极电压的耦合干扰。MOSFET开始导通后,漏源极电压下降,密勒电容开始从栅极抽流放电,漏极电压变化率越大,产生的耦合电流越大,若栅极瞬时驱动电流不足以提供足够的抽流电流,则栅极电容开始放电,栅极电压下降。碳化硅MOSFET的密勒电容容值较小,因此在开通过程中产生的耦合电流远小于硅MOSFET,栅极电压振荡较小,如图4(b)所示。

图5给出了不同输入电压和不同驱动电阻下MOS-FET开通损耗和总开关损耗的测试结果。与硅MOSFET相比,碳化硅MOSFET的开关损耗显著减小,输入电压为500 V、驱动电阻为20Ω时的总开关损耗可减小17.6%,对功率变换器的效率提升作用将十分可观。

图5 MOSFET开关损耗测试结果

4 结束语

本文设计、制作了通态电阻测试电路和双脉冲测试电路,并以CMF10120D和IXFH26N60P为例,分析、总结了碳化硅功率器件与硅功率器件的实际工作特性差异。实验结果表明,碳化硅MOSFET的密勒电容远小于相近功率等级的硅MOSFET,同样工作频率下栅极受密勒电容产生的耦合干扰影响较小,且开关速度快,开关损耗明显减小,但碳化硅MOSFET的期望开关速度更快(电压变化率更大),工作电压更高,且栅极电压极限较窄。因此,在高频应用中碳化硅功率器件也需要抑制栅极振荡和耦合干扰,避免误导通问题,保证碳化硅功率器件及电路的可靠工作。

摘要：由于材料性能的不同,碳化硅MOSFET与硅MOSFET在电气特性方面存在一些显著差异,不能简单地将硅MOSFET直接替换为碳化硅MOSFET。为了准确地掌握碳化硅MOSFET在实际应用中的工作特性,利用双脉冲测试电路对器件特性进行了研究,重点对通态特性和开关特性进行了分析、总结,实验结果可对基于碳化硅MOSFET的变换器优化设计提供指导。

关键词：碳化硅,双脉冲测试,MOSFET,开关特性,通态特性

参考文献

[1]陈治明,李守智.宽禁带半导体电力电子器件及其应用[M].北京:机械工业出版社,2009.

[2]盛况,郭清,张军明,等.碳化硅电力电子器件在电力系统的应用展望[J].中国电机工程学报.2012,32(30):1-7.

[3]王学梅.宽禁带碳化硅功率器件在电动汽车中的研究与应用[J].中国电机工程学报.2014,34(3):371-379.

[4]李典林,胡欣.d U/dt引发的MOSFET误导通分析[J].通信电源技术.2006,23(6):39-42.

[5]吴凤江,高晗璎,孙力.桥式拓扑结构功率MOSFET驱动电路设计[J].电气传动.2005,35(6):32-34.

[6]孙凯,陆珏晶,吴红飞,等.碳化硅MOSFET的变温度参数建模[J].中国电机工程学报,2012,32(0):1-7.

[7]赵正平.Si C新一代电力电子器件的进展[J].半导体技术,2013,38(2):81-88.

[8]KOLAR J W,BIELA J,et al.Performance trends and limitations of power electronic systems[C].Integrated Power Electronics Systems(CIPS),2010.

MOSFET电子技术 篇7

根据金属腐蚀电化学基础理论, 不纯净的金属或合金与电解质溶液接触会发生原电池反应, 导致金属或合金腐蚀、产生微弱气流、化学腐蚀和电化学腐蚀同时发生。而纯金属很容易与空气 (含CO2) 和水长期接触因酸性水膜而发生析氢以及因弱酸性和中性水膜而发生氧化等电化学腐蚀。

而电化学加工技术利用金属的电化学腐蚀现象, 在通电的电解液中, 离子在电极和溶液之间形成动态流动, 可以实现对工件材料的双向加工。带电离子的流动使其在溶液中分布不均匀, 形成电位差。产生的电位差越靠近金属表面增长越快些。

如果反应中金属离子的析出和溶解速度互为补充, 即金属发生的氧化反应和还原反应达到一个动态平衡, 我们称这种状态下的电极电位达到一个平衡电极电位, 电极称为可逆电极。达到平衡电极电位的条件有很多, 其表达式可引用奈斯特方程式:

式中: E'是平衡电极电位, V;

E0是标准电极电位, V;

R是摩尔气体常量, 8.314J/mol K;

n是参与反应中电子;

F是法拉第常数, 96500C/mol;

T是绝对温度, K;

a是离子有效浓度, mol/L。

根据具体金属的不同性质表现, 上述方程式可改写成不同的简式:

金属电极简式:

非金属电极简式:

处于平衡电极电位的状态, 电极上的离子保持动态平衡, 电极上不会有电流流过。电化学加工过程是要利用电极上偏离平衡电极电位的电位差, 甚至是强电流加快化学反应速度。电极上流经的电流强度越大, 电极电位差越大, 这种现象被称为电极的极化。偏离差称为超电压。电极的极化趋势为, 电流加强促使两级电极电位数值的绝对值增长。

研究表明, 使用高频脉冲型电化学电源进行微细电化学加工, 能够在很大程度上改善加工精度和表面质量, 实现微小电极间隙加工, 并为极小间隙加工提出一种可能。因为与直流电源相比, 脉冲间歇时间用来分散电解液温度和清除电解产物, 使电极表面的极化减弱。

斩波电路设计

斩波电路作为高频电化学加工电源的重要部分, 是通过脉冲信号的控制, 把主回路直流稳压信号转换为高频信号的一种电路。其核心器件为MOSFET, MOSFET是单极性压控器件, 开关速度快, 但存在极间电容。以MOSFET器件为核心所设计斩波电路的性能直接影响加工电源的质量性能。

MOSFET的开关过程

在MOSFET工作过程中, 每当遇到脉冲电压u P的上升沿时刻t0, MOSFET会在输入电容Ci的作用下开始充电, 栅源电压u GS保持上升直到达到开启电压值u T时刻t1, 此时漏极电流i D开始产生。从t0 到t1 这段时间, 称为开通延迟时间td (on) 。t1 时刻开始, i D伴随u GS而增长。漏极电流i D增长到t2 时刻达到一个稳态值, 此时, 栅源电压u GS也增长到一个稳态值u GSP。从t1 到t2 这段时间称为电流上升时间tri。t2 时刻开始, 漏极电流i D和栅源电压u GS保持稳态值不变, 漏极电压u GS下降, 直到t3 时刻, u GS降为0。从t2到t3 这段时间称为电压下降时间tfv。这段时间维持不变的栅源电压u GS形成了一个值为u GSP的平台, 这个平台被称为米勒平台 (Miller Plateau) , 在t3 时刻后又缓慢上升并在某一时刻到达最终的稳态值。至此MOSFET开通。事实上栅源电压u GS保持不变的原因是栅极的信号给栅极和漏极的极间电容CGD (又称米勒电容Miller Capacitance) 反向充电使漏极电压u DS降低, 栅源电压u GS保持不变。MOSFET的关断过程的步骤和电气特性的变化与开通过程相反, 相应的电气值则基本一致。

在实际工作工程中, MOSFET与其他各类电气元件一样, 各项电气特性值的测量和计算一般都是基于稳态值的10%、90% 来定义的。而如图中曲线所示的达到绝对满度和绝对零的情况则是在定性分析开关各阶段过程变化时有较多应用。

斩波电路的工作模型

MOSFET的开关模型如图所示, 开关特性好坏取决于极间电容的电压变化快慢:

CGD= CR CR为反馈电容

CGS= CI - CR CI为输入电容

CDS= CO - CR CO为输出电容

在开关电路, 特别是高频开关电路中, 开关特性的好坏的主要影响因素是MOSFET的动态特性, 而MOSFET的动态特性是由内部的三个极间电容充放电速度快慢决定的, 特别是栅源极间电容的充放电速度。在MOSFET正常工作时, 维持其静态工作的能量损失要远远小于维持其动态工作的能量损失, 这是由于它超过千亿量级欧姆的输入高阻抗。所谓的动态工作状态就是MOSFET处在开关和闭合交替转换的工作状态, 工作状态的转换引起极间寄生电容充放电变化, 势必损失一定的能量。随着开关频率的增加, 短时间内损失的能量则会更多。

在MOSFET关断的时刻, MOSFET内部电位反差形成反向电流通路来释放寄生电容储存的电荷, 高频的工作状态下, 内部形成的反向电流通路会因为开关速度慢而造成电荷释放时间较长, 这时MOSFET就会在寄生电容的电荷量尚未释放完全时改变工作状态, 开关特性变差。

如图2 是栅源极间电荷 (即输入电容的电荷) 与栅源极间电压的曲线图。MOSFET导通, 栅源极间电荷量逐渐增长, 输入电容充电。完全导通后, 输入电容不再增长, 而栅源极间电压会继续增长。所以, MOSFET开关性能主要看栅源极间电容的充放电速度。

MOSFET双通路型斩波电路

本设计结合以MOSFET为主要功率器件、应用于高频微细电化学加工的研究, 提出了一种具有较强抗干扰能力和负载能力的MOSFET双通路型斩波电路。两路MOSFET开关管的栅极控制信号频率相同, 相位相差180 度, 因此两路MOSFET器件在同一时刻只有一个开通一个关断, R为限流电阻。

MOSFET电子技术 篇8

Citation:HU Tao, TANG Yongqi, HUANG Linsen, et al..MOSFET and IGBT driver circuit research and design[J].The Journal of New Industrialization, 2015, 5 (3) :11‒19.

0引言

随着功率半导体技术的发展, 功率MOSFET技术取得了重大的突破, 大大地促进了电子工业的发展, 甚至引发了开关电源工业的革命。到20世纪80年代中期, 由易驱动的MOSFET管和低导通损耗的双极型晶体管组成的IGBT开始用于大电流和高压开关电源设备。尽管IGBT (insulated gate bipolar transistor) 有电流拖尾的缺点, 但其复合了功率场效应管和电力晶体管的优点, 具有输入阻抗高、开关频率高、热稳定性好、易触发和能承受高压强电流等特点, 所以在大容量变流装置中得到广泛应用[1]。如今功率MOSFET和IGBT在中小功率电力电子设备中具有主导地位其中IGBT随着制造工艺的提升, IGBT的运用范围也逐渐向高压大容量领域延伸。因此对于MOSFET和IGBT的驱动电路的研究, 也成为了电力电子技术研究的热点之一。目前IGBT和MOSFET的常用的驱动方式主要有, 自举驱动如IR公司驱动芯片IR2110、IR2133, 光电耦合器隔离驱动如东芝开发的IGBT和MOSFET的驱动光耦TPL250, 专用驱动芯片驱动如日本富士公司开发的EXB841, 无磁变压器驱动如Eupec Gmb H开发的无磁芯变压器驱动芯片2ED020I12-F, 以及脉冲变压器驱动。其中专业芯片和光耦驱动通常需要为其提供独立电源。

1MOSFET与IGBT工作原理

电力MOSFET是多元集成结构, 一个器件由许多个小MOSFET组成。目前MOSFET大都采用了垂直导电结构, 来提高器件的耐压和耐电流能力。图1为N沟道增强型垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET。当漏极接电源正端, 源极接电源负端, 栅极和源极间电压为零时, P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏, 漏源极之间无电流通过。如果在栅源极之间加正电压, 由于栅极是绝缘的, 所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却可以将其下面P区中的空穴推开, 而将P区中的电子 (少子) 吸引到栅极下面的P区表面, 当Ugs大于某一电压值Uge (th) 时, 栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度, 从而使P型半导体反型而成为N型半导体, 形成反型层, 该反型层形成N沟道使得PN结J1消失, 漏极和源极导电。UT称为阀值电压, 当Ugs超过UT越多, 导电性越强漏极电流越大。

图2为N沟道IGBT内部结构示意图, IGBT可以看出是是由双极性晶体管与MOSFET组成的达林顿结构, 相当于一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。IGBT的驱动和原理与电力MOSFET基本相同是一种场控器件。当Uge为正且大于开启电压Uge (th) 时, MOSFET内形成沟道, 并为晶体管提供基极电流从而使IGBT导通。由此从控制原理上, IGBT导通和关断的的控制, 可以等效为对IGBT内部MOSFET的控制。

MOSFET场效应管 (以及IGBT绝缘栅双极性大功率管等器件) 的源-栅之间是绝缘的二氧化硅结构, 直流电不能通过, 因而低频的动态驱动功率接近于零。但是栅一源之间构成了一个栅极电容Cgs, 因而在高频率的交替开通和关断时需要一定的动态驱动功率。小功率MOSFET管的Cgs一般在10~100p F之内, 对于大功率的绝缘栅功率器件, 由于栅极电容Cgs较大, 一般在1~100n F之间, 因而需要较大的动态驱动功率[2]。更由于漏极到栅极的米勒电容Cdg, 使栅极驱动功率往往是不可忽视的。因IGBT具有电流拖尾效应, 在关断时要求更好的抗干扰性, 需要负压驱动。MOSFET速度比较快, 关断时可以没有负压, 但在干扰较重时, 负压关断对于提高可靠性很有好处, 对于IGBT负偏压对于防止擎住效应尤为重要。

图3和图4分别为电力MOSFET以及IGBT开关过程的相关波形。Up为理想触发脉冲, Ugs为电力MOSFET的GS两端的电压波形, Id为漏极电流。Uge为IGBT的GE两端的电压波形, Ic为集电极的电流波形, Ug为在Up驱动时, MOSFET工作在非饱和区的临界电压和IGBT工作在饱和区时栅极的临界电压。

通过图3和图4的对比, 发现电力MOSFET和IGBT的开通和关断过程基本相似, 其中有一处明显的区别是, IGBT的关断会有电流拖尾的现象。当IGBT关断时, IGBT集电极电流下降到一定时, 其下降得速率明显降低, 这将导致IGBT的关断时间变长。在关断过程, 可以通过把驱动电压降到阀值电压之下来快速截断电子流, 同电力MOSFET关断原理一样。不过IGBT的空穴会存留在漂移区, 只有通过电压使之漂移并与电子复合掉。这样在关断后直到所有空穴被清除或复合掉的时间内, IGBT会存在拖尾电流。在使用IGBT作为开关管时, 电流拖尾现象限制了驱动脉冲的最大占空比和频率, 要留有足够的时间以确保IGBT关断。

MOSFET管的直流输入阻抗特别高。当VGS为10V时, 删极只流过纳安数量级别的电流。因此一旦栅极电压建立起来后, 栅极的驱动电流可以忽略。但事实上, 当开关管在导通阀值电压的驱动下, 栅极的输入阻抗变得很小, 在开关的驱动波形中, 这一暂态电压就是那个电压平台。然后由于在栅源间有一个不能忽略的的电容。为了快速导通或关断漏极电流, 需要较大的电流驱动栅极电压上升和下降。但开关管的内部结构限制了栅极的最大驱动电流, 米勒效应就是引起MOSFET导通延迟的主要原因, 这在高压应用场合表现更为明显。高压IGBT的寄生栅极寄生电容很小, 所以它受弥勒效应的影响也小[3]。

IGBT和MOSFET的驱动电路具有如下要求:IGBT的栅极射极之间和电力MOSFET的栅极和源极之间都存在着数千皮法的极间电容, 因此要求驱动电路的内阻较小, 才能使IGBT的栅极射极之间和电力MOSFET的栅极和源极之间快速建立驱动电压。开通时以低电阻为栅极电容充电, 关断时为栅极提供低电阻放电回路。由于栅源间和栅射间的的氧化层很薄, 容易被击穿导致器件被损坏, 因此驱动电压不能过高, 通常最高驱动电压要小于20V, 但要高于阀值电压[4]。在关断时为增加可靠性和抗干扰, 需要施加一定的反压。在桥式拓扑中, 需要在同一时间导通或关断开关管。但是不同的PWM传输回路的阻抗可能不同, 以及驱动模块的不一致带来的上升和下降时间的不同, 使得桥式拓扑的无法精确控制, 严重可能导致上下桥臂直通造成短路。为了提高PWM信号传输的准确性, 要求触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度。还要求各路驱动电路传输回路的阻抗尽量一致。在开关管工作在较高的开关频率时, 还要求驱动电路能提供足够的驱动功率。IGBT和MOSFET的门极输入阻抗高, 因此容易受到干扰信号的影响, 在PCB布线时要合理的布局, 尽量抑制干扰信号的传播, 必要时要采取合理的屏蔽措施[5]。

2隔离驱动电路总体设计

隔离驱动模块的设计结构如图5所示, 隔离驱动模块主要包括两部分:分别为隔离DC/DC模块和光耦驱动模块。隔离DC/DC电源为光耦驱动模块提供相互隔离电源[6]。隔离DC/DC提供独立电源的组数可以根据不同的的要求而改变, 设计主要针对三相全桥而设计的独立电源。该隔离DC/DC共提供四组独立电源, 分别为3个上桥臂供电, 3个下桥臂共用一组电源。PWM的输入信号和输出信号的电气隔离由光耦完成。隔离驱动电路由两个输入分别为电源VCC和驱动信号输入。

3隔离DC/DC驱动电源的设计

3.1栅极充放电平均电流计算

假设当驱动脉冲信号加到栅极和源极前, 栅极和源极之间的电压为零。驱动信号的幅值为U, 栅源极电压由零上升到U时间为Tc则, 该电压上升过程可以看成, 由驱动脉冲对Cgs和Cgd两个结电容充电[7]。因此充电电流计算可以分为两部分。

第一部分为驱动脉冲对Cgs充电, 电压由零上升到U, 该平均电流为:

第二部分为驱动脉冲对Cgd充电, 设漏源极电压为Vds, 忽略漏源极的导通压降。则Cgd电压Ugd又从负的Vds上升到到U, 电压共变化U+Vds, 该平均电流为:

因此充电平均电流Ic:

同样假设栅源极电压由U下降到0的时间为Tf则可以得到放电的平均电流为If:

在实际设计时, 可以根据开关管的实际参数估算出充电与放电回路所需的灌电流和拉电流, 从而设计出合适的驱动电路。从平均电路的计算公式可以看出, 增大平均电流可以减小充放电的时间, 但是由于开关管的内部结构限制了最大的充电电流, 因此设计时还应该参看所需驱动的开关管的参数。

3.2驱动电路驱动功率估算

隔离驱动所需的隔离DC/DC电源, 需要考虑每个桥臂的驱动功率, 但每个桥臂的驱动功率又很难精确计算, 通常采用简化模型进行估算, 然后留有足够的裕量, 以简化模型为基础估算驱动电路的功率[8]。

假定驱动功率包括消耗在栅极电阻Rg上的功率, 驱动脉冲的频率为f, 周期为T, 电压为Uq。在一个周期内所需要的能量为给Cgs和Cgd两个结电容充电Rg上消耗的能量Wr, 和Cgs和Cgd两个结电容电压为Uq时两个电容上储存的能量Wcg:

由一阶电路的零状态响应可知Wr等于Wcg所以有:

因此单个开关管的驱动功率P为:

实际在设计电路时还应考虑到线路等其他损耗, 并根据开关管的个数估算出驱动电路所需的功率, 并取一定的裕量来设计驱动电路的功率。设计按大功率MOS管来计算, 为了满足具有足够的裕量, 栅极输入电容值按200n F, 来计算驱动功率, 栅极电压按照最大20V计算, 可得驱动功率, 为了保证设计的驱动功率足够大、留足裕量, 驱动功率为5W来进行设计。

为了实现IGBT和MOS管的隔离驱动, 按照图5隔离驱动模块的设计结构选取合适的拓扑, 设计满足驱动要求的隔离电源。由于驱动电源需要为电力电子设备开关管的驱动提供电源, 因此要求驱动电源具有稳定的的性能和高的可靠性。在常用的隔离型DC/DC直流变换器, 为了考虑成本和体积等因素, 选择推挽拓扑为主电路结构设计带有4路独立电源输出的隔离DC/DC。该隔离DC/DC的特点为相对于正激和反激拓扑具有变压器磁芯利用率高、便于使用、体积较小等优点, 相对于半桥电路节省了两个分压电容, 相对于全桥又有少用两个功率管的特点[9]。电路控制采用了电流模式控制, 有效的克服了该拓扑存在变压器磁芯饱和的问题。在低压场合上述优势更为明显, 因此设计选用该拓扑为主电路。具体电路如图6所示。

3.3隔离DC/DC驱动电源的关键器件参数的选定

3.3.1整体设计要求

根据上述的分析, 对DC/DC隔离电源具有如右表的一些要求。

开关管的选型

设计选用的拓扑为推挽拓扑, 选用MOSFET功率管为开关管具有防止偏磁的作用, 而且电路采用了电流控制模式使得设计的可靠性提高。且在该设计中由于开关管所需的耐压值较低, 因此选择导通电阻较小的MOS管, 从而提高系统的工作效率。

在忽略变压器漏感的情况下, 开关管所承受的最大电压为两倍的输入电压的值, 但由于变压器在实际运用中还存在着漏感, 这将使得开关管承受的电压应力比2Vdc还要大。设计惯例在考虑漏感的情况下一般选取开关管的电压应力为Vp=1.3 (2Vdc) 。

工作频率设定:

RT和CT选择依据:

选取CT的值为0.015u F, 根据上公式可求得RT为3.3k。

输出电压分析:

电感电流断续时输出电压大于连续时的输出电压, 当为空载时输出电压为:

电流峰值设置:

推挽一次侧电流检测采用无感功率电阻检测电流, 电阻Rcy采用0.1R/5W, 电流峰值Ip设定为5A, 则当电流为5A时该电阻两端的电压为0.5V。根据数据手册中电流设定公式:

可以求得1管脚设定电压为1V, 为满足系统系统在16脚关断信号消失后系统能够自动恢复, 在给1脚设定电压时, 要确保流入1脚的电流小于0.8m A, 设计利用芯片参考电压端2脚, 利用20K串联5K从2脚分得1V到1脚。

电压外环设置:

为了实现输入输出的电气隔离, 电压反馈采用了以TL431为基准电压和线性PIC817线性光耦来实现电压信号的隔离反馈。

滤波电感计算:

当输出电流处于CCM和DCM临界时有, 电感电流的峰值为两倍的平均电流:

其中每个开关管的驱动功率按5W计算, 电压按10V计算, 可以得到Imax=1A

最终可以求得单个开关管驱动电源滤波电感的值为:

设计变压器通常使V2, 在占空比为0.4时, 输出为Vo, 所以有:

滤波电容计算:

输出电容按照电感电流临界时, 电流峰峰值为1A, 假定输出电压纹波峰峰值Vpp为1V, 铝电解电容其纹波主要由等效ESR决定, 在很大的范围内铝电解电容, ESR的值R和电容C的乘积在和之间, 取RC乘积为计算有:

在驱动时为了能提供较大的瞬时电流, 滤波电容选择100u F, 下桥臂驱动回路驱动电容选择300 u F, 同时为了滤除高频干扰, 在同时并上一个103的瓷片电容。

高频变压器匝数:

式中 (Ae单位为cm2, Bmax单位为G, Vi单位为V) 取整数, 初级绕组为7匝。次级绕组按照输入为12V, 输出考虑整流二极管压降, 假定为1V, 占空比为40%, 输出电压16V计算有:

取整后, 取二次侧绕组为13匝。

4光耦驱动模块设计

为了实现驱动信号的隔离, 通常的做法有运用隔离变压器, 这种利用隔离变压器隔离驱动信号的设计比较复杂, 当驱动信号占空比过大时可能出现无法工作的情况。还有一种常用的做法为利用光耦隔离, 光耦隔离具有电路简单, 可靠的特点, 在开关频率不大于50K的场合得到了广泛的运用。因此选用光耦隔离来实现驱动信号的隔离。

设计选用东芝TLP352型号的IGBT/MOSFET栅极驱动光耦, 它有一个图腾输出结构, 可以实现拉电流和灌电流[7]。TLP352是理想的功率MOSFET和IGBT的栅极驱动器。在使用中, 由隔离DC/DC获得的隔离电源为TLP352供电, 下桥臂共用一组电源。

通常数字驱动信号由MCU或者DSP产生, 由于这些IC的管脚能够输出的电流较小, 通常不能够直接驱动光耦。例如TLP352的驱动电流最小为6.5m A, 对驱动电流要求相对较大, 普通MCU或者DSP无法直接驱动。为了确保光耦的可靠导通, 以及防止损坏MCU和DSP, 通常在MCU和DSP的输出和光耦之间加上一个放大电路。设计采用了74HC245在供电电压为5V的条件下, 74HC245端口的驱动电路都大于50m A满足光耦的驱动要求。设计用7805为74HC245供电, 其电路图如7所示。

5实验

根据图7的原理图, 制作了隔离DC/DC实验机, 样机如图8所示。分别对对实验样机的四路隔离输出进行稳压性能的测试, 图9和图10分别给出12V和16V输入时, 其中一组输出电压波形和推挽电路的驱动波形。从测试结果可以看出该隔离DC/DC输入从12V升到16V时, 输出在负载为2K的情况下输出电压从15.1V升到15.8V, 稳压能力较好, 满足驱动电路的要求。

6结语

设计采用隔离DC/DC电源为光耦驱动电路供电, 实现了上下桥臂的独立驱动。克服了自举驱动由于各桥臂使用同一组电源而相互之间存在干扰, 以及下桥臂长时间不工作的情况下自举电容无法充电造成上桥臂无法工作的缺点。同时由于上桥采用了独立电源供电, 提高了驱动电路的可靠性。

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MOSFET电子技术 篇9

在两路脉冲功率源的同步输出实验中,触发控制系统是保证源正确有效合成的关键。控制系统一方面产生两台源正常运行的工作时序,同时通过同步考虑的设计,控制激光触发开关产生触发信号,达到一定的功率合成效率。由于功率MOSFET具有单极型、电压驱动、开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好及所需驱动功率小而且驱动电路简单的特点,所以采用MOSFET来设计激光触发器的外触发控制系统。

1 系统结构及工作原理

图1为激光触发脉冲功率源同步控制系统结构框图,单台源均采用德国InnoLas公司的SpitLight 1200激光器,将触发信号分成多路,分别控制单元开关导通。激光触发系统工作原理为:两路脉冲功率源的储能单元充电到设定值,控制系统根据目标位置设定两台源的触发时间间隔,分别发指令到两台源的激光触发系统,触发系统产生激光注入主开关,控制两组主开关各自击穿,初级能源系统储存的电能通过开关向负载馈送。

激光器对外触发系统的设计参数要求如下:

(1)产生闪灯触发信号。脉冲幅值5 V～15 V,脉宽≥100μs,工作频率50 Hz,负载50Ω;

(2)产生普克尔盒触发信号。脉冲幅值5 V～15 V,脉宽≥100μs,脉冲上升沿≤5 ns,负载50Ω,工作频率50/N(N=1,2,…,50)。该信号与闪灯信号之间延时可调;

(3)外触发电路、激光器和脉冲功率源之间采取隔离和屏蔽等抗干扰保护措施,确保触发系统在功率源高压大电流强辐射的恶劣环境中正常工作。

2 理论设计与分析

激光器外触发系统由控制信号产生和控制信号触发2部分组成,二者之间通过普通多模光纤(工作波长为820 nm)进行连接。其中,控制系统工作参数设置(如工作频率和工作次数等)、控制信号产生、输出信号隔离及转换(电/光)等功能在控制信号产生单元内实现,它位于操作者所在的工作区;放置于脉冲功率源激光器侧的是控制信号触发单元,完成通过光纤传输而来的输入信号转换(光/电)、放大、快上升沿信号形成以及隔离触发输出等功能。

2.1 控制信号产生单元设计

控制信号产生单元分为2部分:

(1)脉冲触发信号发生器。用于产生控制功率MOS-FET器件、功率晶体管工作的脉冲触发信号,具有输出脉冲的个数、脉宽及频率可调的能力,输出为TTL电平。采用工业PC,内置NI定时/计数卡PCI-6602,利用LabVIEW开发系统编制计算机人机界面,设置工作参数,编程产生激光器外触发工作所需的控制信号。其中PCI-6602提供8路32 bit源频率80 MHz的定时/计数通道,输出脉冲信号上升沿实验测试在10 ns左右;

(2)光纤隔离电路。用于隔离TTL电平的触发信号和功率MOSFET的输出电压,具有响应快、不失真的特点。光纤发送器件选用HFBR-1414,其带宽可达5 MHz,满足脉宽为数百μs的触发脉冲信号传输要求。

2.2 控制信号触发单元设计

控制信号产生单元分为4部分:

(1)光/电转换电路。采用HFBR-2412光纤接收器件,将通过多模光纤传输至控制信号触发单元的光信号转换为TTL电信号。

(2)功率MOSFET驱动/功率晶体管驱动电路,前者用于将低电平的TTL信号提升到可以用来驱动功率MOSFET器件的电平,以产生脉冲上升沿≤5 ns的激光器普克尔盒触发信号。后者用来产生闪灯触发信号。

(3)功率MOSFET器件。MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)是一种电压控制型的器件,由于MOSFET是正温度系数,所以可避免温度持续上升而使器件损坏。同时由于它的导通电阻在理论上没有上限值,因此导通时的能量损失可以非常小。其优点是:具有非常快的导通和关断能力(ns量级);非常低的触发能量;能工作在高重复频率下(MHz量级);使用寿命长(平均109次);高效率、脉宽可以调节(输出由输入触发信号决定)。经选择采用IR公司的功率MOSFET器件———IRLML2803,它的漏源极击穿电压VDSS为30 V,直流电流ID为1.2 A,脉冲下最大输出电流为7.3 A,导通延时时间Td(on)为3.9 ns,关断时间Toff为9 ns。

(4)电源部分。采用锂电池组提供给光纤隔离电路和功率MOSFET驱动电路所使用的低压电源。它配装有专用保护板,具有过充、过放、过压、欠压、过流短路及反接保护功能,进一步保证电池组控制部分的安全工作。这样有效地消除了触发单元与前级控制信号产生单元及后级功率源高压工作回路因电源共地而可能产生的高压击穿等危险因素。

如图2所示,变换后的TTL电平经整形、功率MOS-FET/功率晶体管驱动、脉冲变压器隔离输出至激光器。为了保证触发单元的正常工作,在其输出至激光器之前需加入高耐压(5 kV)脉冲变压器进行电气隔离。

2.3 功率MOSFET器件及其驱动电路选择

图3为功率MOSFET器件的工作原理电路示意图。图3(a)中,RG和CGS是影响MOSFET导通延时的主要参数;漏栅极电容CGD是造成开关动作过程中栅极电压受干扰的主要参数;漏源极电容CDS是影响关断时间的主要参数。MOSFET器件转换过程有2个:导通转换和关断转换。导通转换过程的漏源电压VDS、漏极电流iD、栅源电压VGS和与栅极电流iG随时间t的变化关系如图3(b)所示。导通转换过程分成4个阶段,各个阶段分别是:

(1)t0～t1阶段:栅极驱动电流iG对CDS和CGS充电,使CGS上的电压从0上升到MOSFET导通阈值VGS(th)。

(2)t1～t2阶段:栅源电压VGS继续以指数规律上升,超过MOSFET导通阐值VGS(th)达到Va,在VGS超过VGS(th)后,漏极电流开始增长,并达到最终的输出电流Io。在这一过程中,由于电压与电流重叠,MOSFET功耗最大。

(3)t2～t3阶段:从t2时刻开始,MOSFET漏源电压VDS开始下降,引起从漏极到栅极的密勒电容效应,使得VGS不能上升而出现平台,在t3时刻漏源电压下降到最小值。

(4)t3～t4阶段:在这一区间栅源电压VGS从平台上升到最后的驱动电压。上升的栅压使漏源电阻RDS(on)减小,t4以后MOSFET进入导通状态。

MOSFET器件的截止转换过程与上面的过程相反。由上面的分析可知对栅极驱动电路的要求主要有:

(1)驱动信号的脉冲前、后沿都要陡峭。

(2)对功率MOSFET栅极的充放电回路时间常数要小,以提高功率MOSFET器件的开关速度。

(3)驱动电流为栅极电容的充放电电流,驱动电流要大,才能使开关波形的上升沿和下降沿更快。

选用MOSFET器件IRLML2803,查其特性曲线图可得:在VDS=15 V、VGS=12 V时,总栅极电荷QG≈3.7 n C,则栅极电容C=QG/VGS=3.7 nC/12 V≈0.3 nF=300 p F。

MOSFET导通和截止的速度与MOSFET栅极电容的充电和放电速度有关。MOSFET栅极电容、导通和截止时间与MOSFET驱动器的驱动电流的关系可以表示为:

式中,d T是导通/截止时间,d V是栅极电压,C是栅极电容(从栅极电荷值),I是峰值驱动电流(对于给定电压值)。

IRLML2803导通/截止时间是4 ns,则I=QG/d T=3.7 nC4 ns≈0.9 A。即由以上公式得出的峰值驱动电流为0.9 A,同时还需要考虑在MOSFET驱动器和功率MOSFET栅极之间使用的外部电阻,这会减小驱动栅极电容的峰值充电电流,所以选择峰值输出电流大于0.9 A的驱动器。系统中采用的是4.5 A高峰值输出电流的同相驱动器TC4424A,经实验验证满足快上升沿信号输出要求。

3 测试结果与分析

3.1 触发信号光纤传输转换测试

激光器外触发系统采用光纤传输和收发技术,由于其本身是由绝缘材料制成,所以具有很好的高电压隔离能力,同时还具有很强的抗干扰能力,多路光纤信号传输的同步性也非常好,满足对信号高压隔离和同步性的要求。

图4为激光器外触发单元产生的信号波形图。图4(a)、图4(b)中通道2均显示的是工作频率50Hz的激光器闪灯触发信号(前者是输出个数为50的脉冲序列,后者是单个输出脉冲),它在控制信号产生单元内由PC机编程产生,经脉冲变压器隔离、电/光转换、光纤传输处理输入至触发单元,再经过光/电转换、功率晶体管驱动放大,由高耐压脉冲变压器隔离输出至激光器,其上升时间Tr在200 ns以内,主要是由脉冲变压器的输出上升时间确定。

图4(a)、图4(b)中通道1均为激光器普克尔盒触发信号(显示方式同通道2),工作频率50 Hz(50/N,N=1),在控制信号产生单元内信号生成方式同闪灯触发信号,不同的是在触发单元内经过功率MOSFET及高速MOSFET驱动器成形等处理,最终生成实测上升沿小于5 ns的脉冲信号。

实验中测得激光器闪灯触发信号、普克尔盒触发信号脉宽均为160μs,后者较前者滞后约250μs,两者均可调,并且普克尔盒触发信号的输出频率也可调,满足激光器的使用要求。

3.2 激光器外触发工作对功率源的影响

低抖动高功率重复频率主开关系统是功率源同步控制系统的研制核心和难点。为了实现脉冲功率源同步系统的低抖动工作,首先对系统工作过程中的抖动来源进行分析。同步系统的工作流程如下:激光器外触发系统产生一个快上升沿的信号送到激光器,激光器产生脉冲激光注入激光开关,激光开关闭合,形成线通过感应叠加模块对二极管放电,产生电子束。在这个过程中,可能产生以下的抖动:

(1)激光器外触发系统电路抖动J1。抖动来源于传输线路及转换线路中的芯片延时不同和芯片本身的抖动,该抖动经实测小于2 ns;

(2)激光器抖动J2。抖动来源于激光器的工作过程,在快前沿信号(tr≤5 ns)触发下激光器抖动小于3 ns。

(3)激光开关抖动J3。抖动来源于激光触发产生等离子体放电的物理过程,设计指标为小于5 ns。

图5为脉冲功率源中4路感应叠加模块合成负载波形,重复频率25 Hz,负载为平面二极管,图中为25个波形的重叠(通道1为二极管电流信号波形,通道2为二极管电压信号波形)。由此证明:采用激光器外触发系统,负载输出波形的一致性较好,重复频率25 Hz工作时开关抖动低,满足设计要求。

3.3 抗干扰考虑

激光器外触发单元是同步运行中的控制环节,是装置能否正常工作的关键。对触发电路的要求是脉冲前沿陡且有足够的幅值与脉宽,稳定性与抗干扰性能好等。而高压发生装置容易产生各种瞬时尖峰信号,即所谓“毛刺”,当其幅值和能量达到一定程度时,极易导致系统不能正常运行。在前期的同步运行试验调试过程中,由于受实验场地条件的限制,激光器电源与脉冲功率源的初级充电电源共地,在功率源运行时,导致激光器外触发系统输出至激光器普克尔盒的触发信号相对于设定时刻提前产生一个尖峰干扰脉冲,从而无法保证同步运行试验的正常进行。对此采取增加电源滤波器、高频电容等方式,以消除电源引入的干扰影响,结果有所改善。下一步工作则是将激光器与其外触发系统共用同一电源,与脉冲功率源的电源彻底分开,保证同步系统的安全工作。

实验结果表明:采用功率MOSFET及其高速驱动器等措施有效,利用光纤收发器件转换传输、高耐压脉冲变压器隔离可行。影响脉冲功率源开关同步输出转换效率的是激光器外触发回路的性能。功率MOSFET开关通断状态可以通过触发脉冲控制,选用高峰值输出电路的MOSFET驱动器,可以将输出脉冲信号上升沿控制在5 ns以下。采用激光器外触发系统,单台脉冲功率源重频开关实现参数:工作电压150 kV,电流30 kA、抖动≤5 ns、重复频率25 Hz。为进一步开展两台或多台脉冲功率源稳定、可靠地精确同步输出奠定一定的技术基础。

另外,触发控制电路印制电路板中,控制电路极易受到功率回路的干扰,应使MOSFET驱动器和MOSFET的走线长度尽可能短,以此限制电感引起的振荡效应。驱动器输出和MOSFET栅极间的电感,也会影响MOS-FET驱动器在瞬态条件下将MOSFET栅极维持在低电平的能力。激光触发实验中存在的问题,如减小波形前沿、增强抗干扰能力等还需要继续深入研究。

摘要：采用功率MOSFET及其驱动器和光纤收发器件,研究了激光触发开关脉冲功率源控制技术中的快上升沿(≤5ns)触发信号产生、驱动、传输及光纤隔离、高耐压脉冲变压器使用等关键技术。给出了激光器外触发控制电路的设计及测试结果,并对其应用特点进行了分析和讨论。

关键词：功率MOSFET,驱动器,激光触发,光纤隔离,高耐压脉冲变压器

参考文献

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