能量回馈单元

能量回馈单元（精选8篇）

能量回馈单元 篇1

1 引言

能量回馈单元又称为回馈式节能负载、有源前端等,主要应用在具有电机回馈制动、能量回收的场合,如势能回收场合(起重机等)、大惯量动能回收(离心机、轧机等)。它通过电机的回馈制动状态将势能和动能转化为电能回馈到电网,而不是通常情况下用制动电阻耗费掉电机回馈过来的能量。随着人们对各种机械设备运转节能的关注,越来越多的各种工业设备应用了能量回馈单元进行节能,因此能量回馈装置的可靠运行成为影响各种工业设备正常运行的因素之一。

2 能量回馈单元的基本工作原理

能量回馈单元的拓扑如图1所示。

能量回馈单元的基本工作原理:当电机出现回馈制动运转工况时,电机回馈的电能通过变频器的逆变电路整流成直流电,灌入变频器的直流母线电容储存起来,使得变频器直流母线电压升高。此时能量回馈单元与电网之间的IGBT桥式变换电路,提供这部分能量反馈回电网回路,实现能量向电网的回馈。

能量回馈的产生,不可避免地要与执行机构的运动状态改变联系在一起。而在实际工况下,执行机构的加减速时间很短,如:抓斗型卸船机在抓斗下降的过程中,将近10 t重的抓斗从下降速度约130 m/min减速到几乎为零的时间只有3 s左右;加减速时间缩短带来作业效率的提高,仍以抓斗型卸船机为例,抓举的工作周期为30～50 s左右,减速时间从5 s缩短到3 s就能提高大约5%的产量。作业效率的提高,对能量回馈单元的设计提出了挑战。在很短的时间内,电机制动产生的能量回馈到电网,能量回馈单元承受相应的过载。

针对抓斗型卸船机应用的能量回馈单元,从图2实测的波形图可以看出,在下降减速的一段时间内,电机反馈的功率迅速增大,超过正常处理回馈能量的30%～40%左右,同时伴有回馈电流尖峰出现。

冲击功率,或者说冲击电流尖峰带来的问题有:1)给安装能量回馈单元的电气柜散热设计带来挑战;2)给主回路中的各个器件的选型带来挑战,如电抗器的线性度、饱和磁密的增加,保护熔丝容量的增大等;3)IGBT内部Bonding线在此时承载着超高的电流,此时功率周次问题需要引起高度重视。

3 IGBT功率周次及其影响

功率周次的定义为:IGBT内部各个芯片之间连接的Bonding线在IGBT工作结温变化时,连接可靠性的程度。一般通过固定温度变化范围内,IGBT内部Bonding线可承受的工作结温变化的次数来进行衡量。

IGBT内部结构如图3所示[1]。

在IGBT的铜基板之上,通过焊接材料连接着绝缘衬底和DBC,DBC之上是焊接的芯片和连接芯片之间的Bonding线。功率周次的影响体现在Bonding线本身和Bonding线连接芯片的焊接处。

图4为从电子显微镜下观察到的IGBT内部Bonding线脱落及拉伤的情况[2]。

在回馈功率峰值出现的时刻,大电流流过能量回馈单元的IGBT芯片和Bonding线,载流相同的Bonding线之间的电动力以及铜铝线和焊料之间温升和热膨胀系数之间的差异,造成Bonding线的断裂或者Bonding线焊接点的脱落,宏观上表现为IGBT通态压降的增大。图5为IGBT技术资料中有关功率周次耐受能力的性能指标图[3],可以看出,随着芯片结温摆幅的增大,IGBT所能耐受的次数越少。由此不难推论,在能量回馈单元的应用过程中,过短的加减速时间会造成过大的芯片结温波动范围,缩短IGBT使用寿命。

根据IGBT热传导的T型模型[4]的等效电路不难理解,图6为IGBT在周期性过载条件下,内部温度波动的分布和范围[4]。

可以看到在散热器表面温度(Theat sin k)波动很小的时候,芯片的结温(Tchip)已经有很大的波动幅度。从另一方面来说,通过改善散热,降低散热器的温度对于减少温度周次的影响作用不大。

Bonding线损坏的直接结果是IGBT模块内部并联的芯片部分脱落出工作电路,剩下的芯片以及Bonding线承载电流相应增加,进一步加剧剩余Bonding线的脱落或者剩余芯片的损坏。从整体IGBT模块来看,主要表现是IGBT导通压降增加,损耗加大,进一步提高功率峰值导致的结温变化范围[2]。当所有Bonding线全部脱落或烧断时,一般此时正处于IGBT过流状态,脱落或烧断的Bonding线产生过大的di/dt,从而在IGBT的C,E极两端引起大的过电压,击穿此IGBT,能量回馈单元此时失效。

4 能量回馈单元的工作方式对功率周次的影响

能量回馈单元的工作方式主要有2种:工频回馈方式和高频PWM回馈方式[5]。

工频回馈方式———电网侧IGBT的开关频率与电网电压频率一致,每个电压周波的一段时间(一般在电压峰值点前后一段时间),IGBT开通,提供直流母线到电网的能量流通途径。此种回馈方式的优点:电路结构简单,回馈单元成本较低,IGBT的开关损耗较小、效率较高。缺点:电流冲击较大,回馈电能质量较差。

高频PWM回馈方式———基于PWM整流器的原理,实现能量在电网和直流母线之间的双向流动,一般的4象限变频器都采用此种整流方式。此种回馈方式的优点:电流冲击较小,回馈及整流工况下的电能质量较高,可以保持电网接口处的功率因数始终接近1。缺点:电路及控制相对复杂,成本较高,效率稍低。

将工频回馈工作方式调整为高频PWM方式进行回馈,图7,图8为相同容量能量回馈单元的回馈电流波形图。由图8可见高频PWM方式电流上升较缓,电流波动范围小,电流峰值较小。因此,IGBT的结温摆幅较小,功率周次耐受次数较高。同时,由于工作在较高的开关频率,网侧BOOST电感对电流冲击有较明显的缓冲作用。

5 优化功率周次耐受能力,提高系统运行可靠性

5.1 采用改良功率周次耐受能力的IGBT

近几年新推出的IGBT,均在功率周次、温度周次的耐受能力上进行了重新设计。各种IGBT功率周次耐受能力的区别如图9所示。通过改进IGBT芯片和Bonding线之间的焊接工艺、采用新型焊接材料、优化IGBT模块内芯片分布和散热等方式,取得了较好的耐受能力。以英飞凌第4代IGBT为例,比第3代IGBT功率周次耐受能力提高近5倍。图9对此进行了比较[5]。

5.2 在主功率回路上增加交直流储能元件

在主功率回路上增加交直流储能元件,如:增加直流母线储能电容,增大进线电抗器的感值等。增大进线电抗器的感值,能限制电流的过冲,降低IGBT芯片结温的摆幅。增加直流母线储能电容,能限制直流母线电压的上升速度,间接降低电流的过冲。

5.3 完善过流保护

在异常大电流情况下,采用断开主功率回路的办法,防止出现IGBT的结温超过其允许值,也可以防止重复出现过大的电流过冲,保护IGBT。

6 结论

在某港口的抓斗式卸船机电控系统节能改造过程中,使用某欧洲品牌的工频回馈工作方式的能量回馈单元,因为客户加减速要求较高,频繁运行一个月左右炸机。数次更换IGBT修复之后重复出现炸机,时间间隔相似。在采用自主研制高频PWM整流工作方式的能量回馈单元之后,满足了客户快速加减速的要求,同时也提高了电网接口端的电能质量。在该港口已可靠运行近2 a的时间,得到了客户的一致认可。

参考文献

[1]Reliability of Power Modules in Hybrid Vehicles.Andre Christ-mann,Markus Thoben,Krzysztof Mainka.Infineon AG.http:∥www.docin.com/p-144842317.html.

[2]Reliability of Substrate Solder Joints from Power Cycling Tests.Thomas Hunger,Reinhold Bayerer.Infineon Technologies AG.http:∥wenku.baidu.com/view/a265186d58fafab069dc027b.html.

[3]Fuji Electric.High-power IGBT Modules for Industrial Use[Z].Takashi Nishimura,Hideaki Kakiki,Ttakatoshi Kobayashi,2008.

[4]Power and thermal cycling capabibity.Infineon TechnologiesAG.http:∥wenku.baidu.com/view/756e6b4acf84b9d528ea7a7d.html.

[5]Rockwell Automation.Understanding Regeneration[Z].Unde-rstanding Regeneration,2001.

[6]Thermal Equivalent Circuit Models.Infineon Technologies AG.http:∥www.infineon.com.

能量回馈单元 篇2

随着电力传动及控制技术的发展，变频调速越来越广泛地应用于工农业各领域，很好地解决了交流电动机的调速问题。而通用变频器常采用交直流电压型逆变器拓朴结构，只能运行在一、三象限。为获得电动机的制动要求，常采用电阻吸收直流侧的泵升能量，由于制动电阻放电时受电阻设计温升的限制，只能规定在较短时间的制动；另一方面这种依靠电阻放电的制动模式无法实现快速的动态响应；而对大功率变频器，电阻制动更为困难。为此我们设计了一种采用PWMAC／DC变换器控制的变频器能量回馈制动单元，与电阻放电制动相比，不仅获得了快速的动态响应，而且把制动电能回馈至电网，且能长期运行，使变频器真正实现了回象限运行。另外能量回馈制动单元工作时其网侧电流为正弦波并为单位功率因数，克服了可控硅有源逆变单元运行时对电网的谐波污染。控制系统的构成及原理

如图2—1，控制系统主电路采用单相PWMAC／DC变换器拓朴结构，L为交流进线电感以实现网侧电流PWM控制，T1～T4采用IPM模块，从而提高了功率开关工作的可靠性并简化了硬件设计。

回馈单元的直流侧并接于变频器的直流母线PN端，交流侧并接于电网。

系统采用80C196MC16位单片微处理器控制，即完成2-1虚框中的运算与PWM波形生成任务。控制系统要用电压外环和电流内环的双环结构。电压外环检测变频器直流侧电压，一旦变频器快速降频制动时，逆变器泵升电压上升至回馈电压V＊时，电压环立即动态调节，使实际电压稳定在V＊附

近。为避免整流电路与回馈单元同时工作，V＊电压值一般选择为0．85 Vdm（Vdm为变频器过压保护值），并加入一定滞环以防振荡。而电流环则按电压调节要求迅速调节网侧电流使网侧电流为正弦波且与电网电压反相（功率因数为－1），使直流电能快速回馈至电网，其网侧电流、电压矢量如图2—2所示。

在调节器设计上，外环电压调节器采用积分分离PID算法使电压控制具有动态响应快、超调小等优点，而电流环的电流控制则采用基于电压前馈的电流无差拍控制，使网侧电流具有快速跟随性能。3 电流控制算法

如图2—1，设Ve为纯正弦波，Ve＝Vemsinωt；Vn为变流器交流端电压的基波分量，则

式中R为输入回路等效电阻。考虑tn→tn＋T一个稳态开关周期（T为开关周期），如果开关频率足够高，在一个稳态开关周期中Ve可由对应的瞬时值Ve（tn）代替。对式（3—1）在tn→tn＋T时段上离散化得：

式（3—5）表明：若按式（3—5）运算并控制变流器交流端输出电压Vn（tn）就可以实现电流无差拍

控制，使系统具有较好的跟踪性。而式（3—5）右边如果忽略R则体现了电流控制系统具有电流反馈［i＊（tn）－i（tn）］加电压前馈Ve（tn）的控制特性。

如果PWM调制采用三角波调制方案，并设三角波峰—峰值为2 h，调制波函数为y（t），显然： 回馈单元容量参数设计

回馈单元容量参数主要包括回馈单元功率模块电流参数和电压参数。

由于回馈单元直流侧与变频器直流侧并接，故功率模块电压参数应与变频器功率模块电压参数一致，如220V系列选择600V耐压模块，380V系列选择1 200V耐压模块。

下面讨论回馈单元功率模块电流参数的选择。

这一参数主要通过最快启动、制动能量传递的对比研究而定量获得。

对于启动过程，设变频器驱动电动机由零速快速升速至所允许的最高转速，其对应的角速度为ωm，若变频器采用最大电流（IBm）限流启动模式，并设最短加速时间为T1，若变频器采用线性V／f模式，则加速过程变频器输出电压、电流曲线近似如图4—1所示。

这里假设电机线性加速，变频器线性升压，此时变频器输出电能以驱动电机旋转，由能量平衡关系 易得：

能量回馈单元 篇3

关键词：能量回馈,拓扑结构,数字信号处理器,功率单元,PWM整流

0 引 言

目前基于级联型逆变器的高压变频器已广泛应用于风机、水泵等低启动转矩、能量单向传递并且对调速精度要求不高的负载场合,并取得了显著的节能效果,传统的功率单元输入端采用二极管不控整流桥,受其结构所限,无法应用于某些需要四象限运行的负载场合,传统的高压变频器已经无法适用于需要能量回馈的场合了[1]。所以本文采用了三相( Pulse Width Modulation,简称PWM) 整流技术替代不控整流桥,能够有效地解决能量回馈的问题,为高压变频器的能量回馈提供了一个良好的解决方案。

1 能量回馈型功率单元

功率单元主要由输入熔断器、三相全桥式整流器、预充电回路、电容器组、IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor) 逆变桥、直流母线和旁通回路构成,同时还包括电源、驱动、保护监测、通讯等组件组成的控制电路,双PWM功率单元结构如图1所示。

1. 1 PWM 整流器基本工作原理

根据功率单元整流侧结构的不同,能量回馈型多单元串联高压变频器功率单元拓扑主要有种带有三相PWM整流器的功率单元拓扑,带有单相全桥PWM整流器的功率单元拓扑和带有单相半桥PWM整流器的功率单元拓扑[2],我们采用三相PWM整流器的功率单元拓扑,如图2所示。

基于图2的电路拓扑结构,建立PWM整流器的数学模型:

式中Sk( k = a、b、c) 分别为电路拓扑的开关函数。其中:

Sk= 1: 表示桥臂的上桥臂导通,下桥臂关断;

Sk= 0: 表示桥臂的下桥臂导通,上桥臂关断[3];

通过Clarke变换和Park变换将静止坐标系下的三相电压和电流转化为旋转坐标系下的两相电压电流,从而能够使交流分量变为直流分量,方便控制算法的调试。经过一系列坐标变换后得到数学模型,如下公式:

由式( 2) 显示,在旋转坐标系下的两相电流id、iq受到多个变量的调制,主要有: 可控的电压控制量ud、uq; 电感产生的耦合电压 ωLiq、- ωLid; 外界产生的电网电压Ed、Eq。因此,如果只对id、iq进行控制无法消除旋转坐标系下两相电流之间的耦合,于是本文引入了状态控制。

1. 2 PWM 整流器的控制策略

从上文的理论模型得出系统控制策略,如图3所示。控制框图一共有两个环路组成,即一个控制电压的外环和一个控制电流的内环,内环的给定控制由外环决定。由于本文要控制的就是直流母线电压,所以直流母线电压的实际值为外环的给定量。本文采用了PID( Proportional Integral Differential) 控制进行外环的控制,而外环的输出是内环变量id的给定量。并且由于不需要无功补偿,所以另一个内环的变量iq给定量为0。从式( 2) 的数学模型中可以看到,除了电压控制量ud、uq外,还有耦合电压,所以要加上前馈补偿,最后形成如图3所示的控制框图。

1. 3 三相电压型 PWM 整流器( VSR) 的空间矢量调制方法

空间矢量PWM-SVPWM ( Space Voltage vector Pulse Wide Modulation) 调制方法是一种目前最流行的调制方法,它相比于传统的SPWM( Sinusoidal Pulse Wide Modulation) 调制方法具有直流电压利用率高的特点,但是计算也更加复杂。它依据的是电压空间矢量调制,通过判断电压空间矢量落在哪个扇区来进行矢量调节。

PWM整流器控制的关键就是确定六个开关管的开通状态和时间,其状态必须满足在同一时间只有3个开关管处于导通状态,另3个开关管处于判断状态; 非零空间矢量如图4所示一共有6个,另外两个是零矢量,在图中并未标示,但是零矢量可以控制输出电压的谐波。最后,落在平面内的任何矢量都可以由这个8个矢量进行合成,得到相应的调制方式[4]。如图4所示。

2 硬件设计部分

如图5所示,硬件设计采用了双核结构,DSP( digital signal processing) 作为整个系统的主控部分,主要负责与各个模块的通信算法以及三相PWM整流的核心控制算法。而FPGA( Field Programmable Gate Array) 作为协处理器,进行AD芯片数据的读取,并通过并行口与DSP进行实时通信。FPGA还负责接收DSP给的IGBT的PWM驱动信号,并作为PWM输出模块的输出信号[5]。

主控和各功率单元通过光纤通讯,协调各功率单元的运行,接收操作指令及连接外部接口。DSP处理器采用美国德州仪器公司生产的 高可靠性 的32位浮点数 字信号处 理器DSP( TMS320F28335) ,该处理器带有32位操作的硬件乘法器,工作频率可达到150 MHz,可以通过EPWM ( Enhanced Pulse Width Modulator) 进行PWM输出。

AD采用AD7656芯片,通过专用高速六路同步采样模数转换器进行交流同步采样,减少主控制的占用时间,通过FPGA来与各功率单元同步并行通信,能充分发挥FPGA数字逻辑控制功能强的特点,作为协处理器大大降低主控处理器的占用时间,为实现复杂算法运算提供好的硬件条件。

3 程序设计及调试

3. 1 程序控制方法

程序主控制方法原理图如图6所示。

3. 2 调试步骤与调试结果

调试分为四个阶段进行。

第一阶段,检测各电压电流相位。先确保电流传感器的绕线方向与实际电流流向一致,再用示波器检查相序。

第二阶段,检测各电压电流是否正确采用,同时检测锁相环PLL输出的正确性。

第三阶段,PID参数调节。通过调压器,控制直流侧电压在较小的幅值,进行闭环调试,检测PWM整流输出。

第四阶段,整流 + 逆变功能调试。

( 1) 将逆变控制板和四象限双PWM输出控制板放入功率单元,先确认IGBT上下管驱动信号及死区时间,并示波器测量功率单元输出波形( 不可控整流下) 。

( 2) 做空载试验,可控整流并逆变到50 Hz。

( 3) 做带载试验,可控整流并逆变到50 Hz,用示波器测量功率单元输出电压母排,四象限功率控制板Ia,Udc,Ubc波形( 见图7) 。

4 结束语

高压变频器在节能减排方面有突出的作用和贡献,在水泥、钢铁行业被广泛应用。基于级联结构的高压变频器在风机、泵类等控制性能要求不高的大功率、低启动转矩的负载场合获得了广泛应用,并取得了显著的节能效果。然而目前采用的V/F控制策略只能用于风机和水泵,而对于提升机和轧钢机等需要四象限能量回馈的场合已经不再适用[6]。所以基于能量回馈型功率单元的高压变频器具有良好的市场前景和研究意义。

电动汽车制动与能量回馈技术研究 篇4

本文以电动车用直流无刷电机(BLDCM)[1]为研究对象,提出了一种简单有效的方法,将刹车产生的能量转换成电能然后再存储到电池中,以此延长电动车的续航里程。

1 能量回馈制动的工作原理分析

BLDCM的等效电路与逆变桥如图1所示[2]。R、L分别是电枢电阻、电感;ea、eb、ec分别是a、b、c相的反电动势。ia、ib、ic是对应的相电流。图2是BLDCM在电动和制动状态时的开关序列。其中,ea、eb、ec是电机的相反电动势,H1、H2、H3是霍尔信号;S1~S6是开关信号。在电动状态时,上桥臂开关管S1、S3、S5为PWM调制,下管S2、S4、S6为常开或常关。在制动状态时,上管全部关闭,下管为PWM调制。

1.1 电动状态

从图2可知,一个电周期内有6个状态,以状态Ⅰ作为研究对象。图3给出了状态Ⅰ的等效电路。在PWM信号为高电平时,功率管S1与S4饱和导通,电流经S1→a、b相绕组→S4与电源闭合。如图3中实线回路所示。a、b相绕组所加电压为Vbatt,电机处于电动工作状态。

在PWM信号为低电平时,S1关闭,S4继续饱和导通,电流回路为S4→D2→a、b相绕组→S4,如图3中虚线回路所示。a、b相绕组上所加电压为零,电机处于电动续流状态。

1.2 制动状态

由于电机属于感性器件,根据升压斩波原理,可通过合理控制各桥臂功率管的通断,实现回馈充电。根据上述原理,可将上桥臂S1、S3、S5全部关断,下桥臂S2、S4、S6轮流进行PWM调制以产生回馈电流。下桥臂功率管的调制顺序由霍尔信号决定,能量回馈时霍尔信号与功率管开通情况如图2所示。当控制器接收到刹车信号时,电机从电动状态切换至制动状态。下面以状态Ⅰ为例分析电机处于制动状态时的工作原理及过程。图4所示为电机在制动状下阶段Ⅰ的开关信号S2和对应相电流的波形。

设从t0至t2为S2的一个开关周期T,S2在t0时刻开通,t1时刻截止,电机a、b绕组中电流i的波形如图4所示。

对状态Ⅰ进行分析,在[t0,t1]时间段功率管S2饱和导通,电流回路为S2→D4→a、b绕组→S2。此时属于电机电感储存磁场能量的过程。具体等效电路如图5(a)所示。

忽略S2、D4的管压降,此时回路电压方程为[3]:

i的大小为:

式中i(0)=it=t0。

在分析能量关系时忽略电阻R,则此时间段存储在电机电感2(L-M)中的磁场能量WL为:

在[t1,t2]时间段,功率管S2闭合,电流经D4→a、b相绕组→D1与电源闭合。此时电机电感释放所存储的磁场能量,为蓄电池充电,等效电路如图5(b)所示。

电路电压方程为:

电流为:

则蓄电池所吸收的能量为:

式中We为[t1,t2]时间段,汽车动能经电机反电动势作用转化的电能,WL′为电感在[t1,t2]内释放的磁场能量。

假设电机稳态运行时,电感在[t0,t1]内吸收的能量等于在[t1,t2]内释放的能量,即WL=WL′,则有:

在不考虑电流i和Uab脉动的情况下,从式(7)可得:

式中d为PWM的占空比。

由此可知,通过选择合适的d值,在S2截止时,可使蓄电池两端电压Uab≥Vbatt,即升压斩波,从而实现能量回馈。

2 电机控制器设计

本控制器研究的对象是72 V、5.5 k W的直流无刷电机。所用的微控制器是STM32F103RCT6。

2.1 控制系统的硬件设计

控制系统的硬件电路主要由控制电路、转子位置检测电路、驱动电路和逆变电路4部分组成,系统的硬件结构如图6所示。模块Ⅰ为控制电路,包括STM32最小系统和外部信号输入,如电压、温度、转把、刹车、霍尔信号等;模块Ⅱ为转子位置检测电路;模块Ⅲ为逆变电路;模块Ⅳ为驱动电路,驱动方式为自举驱动,驱动芯片是IR2110。

在实际工作过程中,主控芯片STM32处理外部输入信号(如转把、刹车信号等),根据转子位置传感器所提供的信号,按照相应的换相逻辑发出一定占空比的PWM信号。驱动电路将接收到的PWM信号放大处理,用以驱动逆变电路中的功率管以希望的开关频率和占空比导通或关断。从而使电机连续旋转并输出转矩及功率。

2.2 控制系统的软件设计

本控制系统的软件部分主要内容包括主程序和ADC中断子程序等。ADC中断子程序是程序设计的最主要部分,主要完成电机工作状态判定、相电流采样及软件滤波、速度计算、电动状态的速度和电流双闭环算法、制动状态的电流闭环算法等。ADC中断子程序流程图如图7所示。

3 仿真及实验结果

为了验证本控制系统的可行性和可靠性,使用PSIM进行计算机仿真。PSIM用于仿真整个电机控制系统及电动和制动工作状态的运行。仿真电路采用简化的控制电路。

图8(a)和图8(b)分别为电机工作在电动状态下,霍尔信号H1、H2、H3以及电机相电流ia的PSIM仿真和实验结果波形图。而图9(a)和图9(b)分别为电机工作在制动状态下,霍尔信号H1、H2、H3以及电机相电流ia的PSIM仿真和实验结果波形图。

比较图8和图9,相电流方向恰好相反,与理论分析的结果一致。验证了控制策略的正确性。

当控制器工作在电动状态时,转把信号有效,刹车信号无效;当控制器工作在制动状态时,转把信号无效,刹车信号有效。样机实验中先使电机工作在最大速度的电动状态,即Speed=426 r/min,然后调整刹车信号给定制动电流,此时电机工作在制动状态。电机的状态切换以及相电流ia和直流母线电流ibatt的波形如图10所示,图中给定制动电流为45 A。由图10可知,当电机运行在电动状态时直流母线电流为正,电池释放能量;当电机运行在制动状态时,直流母线电流为负,电池吸收能量。

实验结果表明,本方法可以实现电机制动时的能量回馈。

本文提出了一种简单有效的方法来实现直流无刷电机的制动与能量回馈。电动状态与制动状态的切换通过控制器内部控制策略完成,无需做任何硬件变动。通过PSIM仿真和样机实验,验证了本方法的可行性。

摘要：基于电动汽车用直流无刷电机制动与能量回馈的工作原理,提出一种简单且有效的能量回馈制动的控制策略。在刹车时,通过改变逆变器开关管的导通序列来控制反向力矩,由此制动能量可以回馈到电池内,以此增加纯电动汽车的续航里程。PSIM仿真和样机实验结果表明,该方法有效地实现了电动汽车的能量回馈。

关键词：电动汽车,直流无刷电机(BLDCM),能量回馈

参考文献

[1]郭庆鼎,赵希梅.直流无刷电动机原理与技术应用[M].北京:中国电力出版社,2008.

[2]孙立志.PWM与数字化电动机控制技术与应用[M].北京:中国电力出版社,2008.

能量回馈单元 篇5

在诸如提升类负载下行、大惯量负载刹车等应用中, 电机处于能量回升的状态, 传统变频器通常采用刹车电阻消耗掉这部分能量, 这往往较难达到满意的停车效果, 造成系统的安全性问题甚至故障, 并造成了能量的大量浪费。台达AFE2000系列产品采用高阶控制算法, 能真正实现能量双向流动, 与变频器搭配使用, 可实现变频器调速系统的四象限运行, 把电机再生的能量回馈到电网中, 取代传统的利用刹车电阻将回升电能转换成热能消耗掉的做法。实际应用测试结果显示, 使用AFE2000后, 再生能量回馈电网效率可高达95%, 节电效果非常明显。

AFE2000的另一性能是可以提高功率因子, 降低谐波干扰。标配电抗器额定满载运行时, 输入侧电流THD≤4%, 功率因子高达99%以上, 与传统变频器相比, 谐波降低了55%, 功率因素提高了近20%。即使在电网极不稳定的情况下, DCBUS直流侧仍能维持电压 (或电流) 恒定。AFE2000提供一对一和一对多等多元化的电力回生解决方案, 降低谐波, 提升功率因素, 可以减少设备耗电量, 电费变得更少。

AFE2000还提供多种通信网络及现场总线选配卡, PROFIBUS、CANOPEN、MODBUSTCP、DEVICENET、ETHENET/IP等, 内置RS-485国际标准通信协议, 拥有先进的网络功能, 可以方便地融入高速网络, 实现更大型的网络控制。除了电梯、起重设备之外, AFE2000还可用于大惯量负载场合, 如离心机、粉碎机, 要求快速制动场合, 如机床、制袋机、自动仓库、冲床, 长时间回馈能量场合, 如风力发电、钢铁印刷、造纸机械放卷设备, 以及需要提高电力品质的场合, 如半导体厂、面板厂。

能量回馈系统在矿区电梯上的应用 篇6

1 矿区电梯能耗现状

1.1 电梯运行中的能量转化状态

为了缩小电梯曳引机的输出功率范围, 电梯都会设置对重系统, 对重系统的质量一般为M (对重质量) =M1 (轿厢质量) +M2 (额定载重量) /2, 根据电梯的实际负载情况与其额定负载之间的占比关系, 做如下定义:电梯负载∈{空载、轻载、微轻载、平衡负载、微重载、重载、满载}。对于以上七个元素, 在电梯运行中的具体分析如下:

上行加速阶段:空载、轻载、微轻载的情况为电动机转子受外力矩拖动而产生电能。平衡负载、微重载、重载、满载的情况为电动机输出功率, 消耗电能。

上行匀速阶段:空载、轻载、微轻载的情况依然为电动机转子受外力矩拖动而产生电能。平衡负载, 电动机处于非工作状态。微重载、重载、满载的情况为电动机输出功率, 消耗电能。

上行加速阶段:空载、轻载、微轻载、平衡负载的情况为电动机转子受外力矩拖动而产生电能。微重载、重载、满载的情况为电动机输出功率, 消耗电能。

下行过程基本与之相反。由此可以看出当电动机的输出力矩与转动方向相同时, 电动机输出功率, 处于耗能状态。当电动机的输出力矩与转动方向相反时, 因其转子受外力矩拖动而产生电能, 此时电动机处于能量再生状态。

1.2 目前矿区电梯的再生能量处理

电梯在能量再生状态下, 曳引机构将电梯轿厢及其中的负载、对重和曳引轮等减少的机械能通过电磁耦合转化为再生能量, 这些再生能量必须得到及时、适当的处理, 否则会引起电梯驱动系统主回路的电压不断升高, 从而使系统出现高压故障, 无法正常运行。

目前矿区电梯的电动机再生能量处理方式主要以能量转化为主, 通常是利用耗能电阻将再生能量转化为热能并将其释放。这种再生能量的处理方式结构简单、难度小、成本低, 但由于该方法只是简单的将再生能量转化为热能并释放掉, 没有对其进行任何的利用, 造成了很大的能量浪费, 同时该方法在电梯机房内产生的大量热量, 夏季可达40~50℃, 恶化了控制柜周围环境, 大大增加电梯散热系统的负担。

2 推广能量回馈系统的分析

2.1 能量回馈系统的基本原理[2]

能量回馈系统主要由IGBT、智能模块IPM、隔离二极管、滤波电感、电容等元件组成。IPM模块是主电路中的核心元件, 它将直流电能逆变为与交流电网同步的三相电流回送电网, 见图1。

二极管D1、D2可防止能量回馈系统反送给变频器, 确保系统安全运行。电感L1~L3, 电容CT1~CT3构成高次谐波滤波器, 组织IPM模块高频开关产生的高次谐波电流进入电网, 提高能量回馈系统的电磁兼容 (EMC) 性能。

控制电路有单片微机、可编程逻辑芯片、外围信号采样器构成。配以冗余度高的软件设计, 是控制电路能自动识别三相交流电网的相序、相位、电压、电流瞬时值, 有序的控制IPM工作在PWM状态, 保证直流电能及时的回馈再生利用。

2.2 能量回馈系统的优点

与能量转化法相比, 其最大的优点在于实现了再生能量的充分利用, 能量回馈效率达97%, 热损耗仅为耗能电阻的3%以下。同时也不会增加散热风扇的负担。

其次, 能量回馈系统的适用范围广, 可与电压等级为220 V、380 V、480 V, 功率等级从15~47 k W的变频器匹配。

此外, 在能量回馈中, 基于PMW可逆整流技术的完全可控整流方式和矩阵变换器方式处理能实现能量再利用, 还实现了对电梯网侧电流的完全控制。

2.3 在矿区推广的效益

目前矿区电梯大多为VVVF的小型住宅楼电梯, 尤其适合能量回馈系统的安装, 对电梯主要控制电路的改动少, 改装成本降低。

据研究表明, 一般安装能量回馈系统的电梯节电效率在15%~40%左右, 高的甚至达到45%以上。且由于减少了原本的转化的热能, 使机房温度大大降低, 节省了在机房降温方面的消耗, 从而进一步节约了电能。

按1台电梯每天正常运行耗电30 k Wh计算, 安装能量回馈系统后节点效率按30%计算, 1台电梯运行一年可以节约电能3 285 k Wh, 每1 k Wh的价格0.658 1元, 1年可节省2 161.86元。目前, 一般电能回馈装置的市场价格在5 000~10 000元之间, 所以回馈装置一般在3~5年就可以收回成本。随着能量回馈系统的不断普及, 成本也会逐步下降, 回收期会更短一些。

2.4 对电梯安装能量回馈系统的要求

1) 安装能量回馈系统, 不应改变电梯主参数 (如额定速度, 额定载重量等) , 也不得切断或拆除原来的耗能电阻, 以保证在回馈系统发生故障时, 耗能电阻能马上投入使用, 确保电梯安全运行。

2) 选择能量回馈系统时, 其功率必须与电梯的主机、变频器的功率相匹配, 且应调试正常, 既回馈装置的截止电压应设置在直流母排上, 回馈装置的启动电压一般应设置比耗能电阻工作电压小20~30 V, 如果设置太高, 则电梯再生能量仍能在耗能电阻上消耗发热, 降低回馈系统工作效率。

3 结语

矿区电梯的总量正在大幅度增加, 而电梯作为高耗能特种设备, 也将成为矿区工业用电的消耗大户。在这种形式下, 针对电梯的节能技术就显得尤为重要。电梯能量回馈系统在电梯上的应用节能效果显著, 成本回收期短, 以长期发展的角度来看, 若大面积推广应用, 将会产生巨大的效益;因此, 具有十分重要的推广意义。

参考文献

[1]陈志溪.电梯工作特性与能耗形式分析[J].中国电梯, 2008, 19 (16) :45-49.

电动汽车能量回馈制动系统的研究 篇7

关键词：无刷直流电机,回馈制动,硬件电路,电动汽车

传统的燃油汽车在制动时是将汽车的惯性能量通过制动器的摩擦转化成无法回收的热能散发到周围环境中消散掉了[1]。对于电动汽车而言, 由于电动机具有可逆性, 即电动机在特定的条件下可以转变成发电机运行, 因此可以在制动时采用再生制动的办法, 通过设计好的电力装置将制动产生的回馈电流充入储能装置[2,3,4]。研究表明, 在城市工况下, 大约有1/3到1/2的能量被消耗在制动过程中[5]。因此, 研究制动能量回馈不仅增加了电动汽车的续驶里程, 对于降低电动汽车能耗, 缓解能源和环境压力具有重要意义。

永磁无刷直流电机没有电刷、利用电子换相, 故而克服了任何电刷引起的问题;另外, 永磁无刷直流电机导热性好, 电动机的效率与转速永远保持同步关系, 不会发生失步和震荡现象[5,6]。基于以上优点, 使得永磁无刷直流电机在能量回馈制动系统的应用中倍受青睐, 本文分析了永磁无刷直流电机的制动过程。

1 永磁无刷直流电机能量回馈制动原理

1.1 无刷直流电机全桥驱动的联结方式

三相星型形联结全桥驱动电路如图1所示。星形联结的二二导通方式是每次使两个开关管同时导通。根据图1的开关管命名关系, 开关管的导通顺序为:V1V2、V2V3、V3V4、V4V5、V5V6、V6V1。可见, 共有6种导通状态, 因为每隔60°电角度改变一次导通状态, 每改变一次状态更换一个开关管, 每个开关管导通120°电角度。当V1V2导通时, 电流的路线为:电源→V1→A相绕组→C相绕组→V2→地, 其中A相和B相相当于串联, 每相通电电流均为I。其他依此类推。与三相半桥式驱动方式相比较, 三相全桥星形联结二二导通方式的每个开关管导通时间为120°, 每相绕组通电240°, 绕组的利用率增加了, 输出的转矩也增加了。

1.2 能量回馈制动原理

无刷直流电机是电动汽车中较常用的一类电机, 由其工作原理可知, 只要改变同一磁极下电枢电流的方向, 就可以改变电机输出转矩的方向。当三相方波电流的相序所产生的转矩和电机转动的方向相同时, 电机工作于拖动方式。反之, 则产生制动力矩, 从而达到制动效果。如果此时某种相序的实施不仅可以产生制动力矩, 同时还可以将绕组线圈中的反电势能回馈到电池组中, 则实现了能量回馈制动。

电动汽车驱动系统由蓄电池、永磁无刷电机以及控制器组成, 原理图如图2所示。永磁无刷电机常用的工作方式为两相导通, 即一个周期内各相正、负分别导通120°且三相相位相差120°为了获得制动力矩, 在相反电势幅值最大的120°期间, 通一反方向的电流即可, 但要能向蓄电池回馈能量, 而不是从蓄电池汲取能量, 则需要通过升压斩波来实现。假定电机正向旋转, 在一个开关周期内, 通过对不同功率管进行斩波, 可获得制动性质的电磁转矩。PWM开通的时间内, 在导通的闭合回路中对电机两相的电感蓄能;PWM关断的时间内, 通过相应的二极管续流, 进而为蓄电池充电。

永磁无刷电机回馈制动方法可分为两种:单侧斩波, 双侧斩波。本文介绍单侧斩波方法。单侧斩波只对逆变器的下桥斩波, 上桥全部关断。如图2所示, 以功率管T4为例, 分析在一个开关周期内系统工作情况。T4导通期间等效电路如图3所示, 图中电流电压方向都是实际方向。

回路电压方程为:

其中:Ud为蓄电池开路电压;iP为母线电流;icd为支撑电容放电电流;id为子线电流;Rb为蓄电池充电时等效电阻;Uc为逆变器支撑电容电压;eA, eB为相电势;E为单相电势平顶处幅值;RS为相电阻;L为相自感;M为相间互感;C为支撑电容容量。

很显然, 在T4、D6导通期间通过反电势在电机的两相电感中储能, 而支撑电容放电为蓄电池充电。

当T4关断时等效电路如图4所示。

关断期间回路电压方程为:

其中, icc为支撑电容充电电流。期间D1、D6导通, 储存在电感中的能量释放出来 (抬高支撑电容端电压) , 从而在为支撑电容充电的同时, 将电流回灌进电池中, 达到回收能量的作用。

对于支撑电容而言, 根据能量守恒定律, 稳态时应有:

忽略母线电压、电流和相电流的脉动, 假定电容充放电过程中电流保持不变, 即

icd劬Icd, icc劬Icc, id劬Id, ip劬Ip

则IcdD=Icc (1-D) (6) 将上式代入式 (3) 、式 (5) , 有:

再根据稳态运行时电机电感能量守恒原则, 有:

其中, 占空比满足0≤D<1。当D> (Ud-2E) /Ud时, Uc>Ud从而实现回馈功能。

2 硬件设计

2.1 硬件系统结构

TMS320F2812是美国TI公司推出的C2000平台上定点32位DSP芯片, 运行时钟最快可达150 MHz, 处理性能可达150 MIPS, 每条指令周期6.67 ns。具有片内128 K×16位的SRAM, 能够满足无刷直流电机系统实时控制的要求。本文即采用DSP为控制器构建BLDCM能量回馈控制系统。

如图5为无刷直流电机硬件系统结构框图。硬件系统由主控板、功率驱动和接口信号板构成。主控板是DSP的最小系统, 功率驱动板上可实现功率驱动部分以及相关信号处理电路, 功率驱动板为主控板提供电源。

2.2 驱动电路设计

驱动电压一般为10~15 V。A相主电路和驱动电路如图6所示, B、C相电路与此相同。图6 (a) 为PWM隔离电路, 此电路选用的光耦LCPL-2531, 此芯片是一种双通道高速光电耦合器, 速度可达1 Mb/s。

图6 (b) 的驱动电路选用IR2110为驱动芯片, 内部为自举操作设计了悬浮电源, 有较宽的输出栅极驱动电压范围。内部集成双通道驱动模块。高端工作电压可达500 V, 输出的电源端电压范围10~20 V;逻辑电源电压范围5~15 V, 可方便与TTL、CMOS电平相匹配;工作频率高, 可达500 k Hz;开通、关断延迟小, 分别为120 ns和94 ns。图6 (b) 中, IGBT_2H、IGBT_2L为母线电压正负极, 其间连有大电容。Vbs (驱动电路VB和VS管脚之间的电压) 为悬浮电源, 它给集成电路的高端驱动电路提供电源。驱动输入电容较大的MOSFET, 在工作频率较低的情况下, 要注意自举电容电压稳定性问题, 上管的驱动波形峰顶如果出现下降的现象则要选取大的电容。为了避免VB过电压损坏IR2110, 电路中增加了稳压二极管D30。

2.3 检测电路设计

2.3.1 位置检测电路设计

无刷直流电机位置传感器采用霍尔传感器, 并采用光耦对位置传感器信号进行隔离处理, 电路与图6 (a) 类似。传感器输出通常为OC门, 需要加上拉电阻实现正确输出。在光耦隔离电路中, OC门输出极的导通可以为光耦提供电流通道, 所以光电隔离电路中霍尔传感器输出无需上拉也可以正常工作。

2.3.2 电流信号检测

电流信号检测选用电流传感器LTS6-NP。电流传感器的输出信号需要接入DSP中进行处理。处理电路如图7所示。

此电路中的运算放大器采用模拟器件公司的 (Analog Devices) OP27, 具有低失调电压和漂移特性与高速、低噪声特性、高输入阻抗的特点, 适合用来做电流采样信号处理。所以, 运算放大电路构成差分放大器形式的电流信号处理电路。

图中D5、D6为3 V稳压管, 保护DSP的AD输入端, 确保输入信号范围保持在AD允许的输入范围内。后边接一个一阶RC滤波电路对电流信号进行滤波处理。

差分放大器正相输入端为信号的输出, 反相输入端为电流传感器信号的地。本设计中运用差分放大器可以消除信号的同相成分, 有利于区分噪音和信号, 还能抑制噪音形成。图中电路对称结构, 所以R26=R25, R20=R24。

传递函数如式 (10) , 要想调节电流传感器信号送入AD的采样范围, 可以调节R20、R25来实现。

2.4 串行通信接口电路设计

图8所示为串行通信接口电路图, 串口接口芯片选用MAX3232, 其与控制接口电压都为3.3 V, 所以可与DSP直接相连。本系统的通信接口由RS232和CAN构成。在TMS320F2812中集成了CAN总线控制器和串行通信接口模块, 加以必要的接口电路就可构成通信网络。

3 软件设计

本设计软件部分如图9所示, 主程序模块中先进行系统初始化工作, 完成初始化后, 主程序进入一个死循环, 其主要功能就是响应中断, 调用中断处理程序。

本文通过对永磁无刷直流电机的研究, 采用TMS320F2812芯片作为主控芯片, 实现了电动汽车制动能量回馈控制, 使电动汽车在行驶中能量得到充分利用, 并且增加了电动汽车的续驶里程, 节约了能源, 提高了效率。

参考文献

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能量回馈单元 篇8

在逆变器、UPS、发电机组等研究实验及出厂测试都要用到交流负载, 传统的电阻负载等在实验中有功电能均通过阻性元件消耗, 能耗大、发热量大、稳定性差。能量回馈型电子负载将负载电流转换为交流电反馈到电网, 实现电能的循环再生利用, 节约了能源, 不产生大量的热量, 也减小了实验场所所需的电源容量, 是一种具有广阔应用前景的测试实验设备。

能量回馈型交流电子负载的关键技术是负载电流特性模拟技术和无污染回馈电网技术[1,2,3,4,5,6]。其功率级一般采用两级PWM变换器, 对PWM变换器所采取的控制策略也提出了较高要求。早期能量回馈型交流电子负载前级主要采用PID控制[7]、滞环控制[8]等模拟控制策略, 后级一般采用带锁相环的双环反馈控制。近年来随着新型控制理论的发展, 一些新的控制策略应用于能量回馈型交流电子负载中, 大大提高了能量回馈型交流电子负载的各项性能指标。

参考文献[9-10]研究了应用于UPS测试的模拟电子负载, 其相当于在UPS和电网间串入一受控电压源, 通过改变受控电压源的电压幅值和相位, 使有功能量可返回电网。这种控制方案类似于电压源并入电网, 控制策略复杂而且有功和无功控制不解耦。参考文献[11]提出了具有能量回馈功能的通用电子负载的设计方法。通过二个PWM整流器共用一个直流侧电容, 与被测电源相连的前级整流器工作在整流状态, 与电网相连的后级整流器工作在逆变状态。在控制上, 前后级是解耦的。这种方案在实现任意线性负载特性模拟功能的同时, 有功能量以正弦电流的形式返送回电网, 对电网污染很小。对于被测电源造成的谐波污染, 此方案是无能为力的, 采用传统PI或PID调节器, 对于正弦信号, 输出肯定有稳态误差。参考文献[12]将无差拍控制应用于能量回馈型电子负载中, 并针对控制延时的问题, 建立了包含延时影响的状态方程, 提出通过状态反馈、配置极点来消除延时的控制策略。通过将极点配置为0, 达到消除延时影响且对电流环取得无差拍响应的目标。

本文采用参考文献[11]中提出的主电路拓扑, 针对能量回馈型交流电子负载输入电流波形模拟的要求, 提出了一种应用于该电路拓扑的重复控制策略, 提高了输入电流波形模拟的精度, 减小了负载模拟误差。

1主电路拓扑及功率平衡原理

1.1主电路拓扑

单相能量回馈型交流电子负载主电路拓扑如图1所示, 其为带公共直流母线电容的双单相PWM变换器电路拓扑, 采用两级AC/DC/AC变换结构, 其中前级PWM变换器为负载模拟器, 后级PWM变换器为能量回馈器, 中间有公共的直流母线电容。

图1所示的单相能量回馈型交流电子负载的工作原理如下:前级PWM变换器通过采用一定的控制策略, 控制其输入电流波形, 实现各种负载特性的模拟;公共直流母线电容从前级向后级传递能量, 后级实质上是一个逆变器, 通过采用一定的控制策略, 将直流母线电容两端直流电压变换为与电网电压同频同相的交流电压波形, 实现能量的回馈。

1.2功率平衡原理与直流母线电容电压控制

参考文献[11-12]对能量回馈型交流电子负载的功率平衡原理与直流母线电容电压控制进行了研究, 这里应用其结论, 在理想状态下要实现能量全部回馈电网, 则有:

又:

则:

从公式 (4) 可知当母线直流电容两侧输入、输出有功功率平衡时解决了系统输入、输出的有功平衡问题。因此稳态时直流母线电压保持为一恒定值就等效于维持系统的功率平衡。在实际应用中一般是在后级能量回馈控制部分通过加入直流母线电容电压控制回路来保持直流母线电容电压为一恒定值, 从而达到维持系统有功功率平衡的目的。

2带输入电压前馈的负载模拟器重复控制

单相能量回馈型交流电子负载的控制策略上采用前后两级变换器分别控制, 前级负载模拟器通过精确控制输入电感电流来跟踪参考电流波形, 从而实现要求的负载特性的模拟;后级能量回馈器一般采用带锁相环的双环反馈控制, 以实现输出电压波形与电网波形同频同相和对母线直流电容电压的稳定控制。其中前级负载模拟器的控制策略对于负载特性模拟的各项指标具有至关重要的作用, 本文将重复控制应用于前级负载特性模拟器的控制中, 以提高输入电流波形的稳态精度, 进而提高负载特性模拟的准确度。

2.1前级负载模拟器重复控制原理

重复控制是一种基于内模原理的控制方法, 它将一个基波周期的偏差存储起来, 用于下一个基波周期的控制, 经过几个基波周期的重复可达到很高的控制精度。在这种控制方法中, 加到控制对象的输入信号除偏差信号外, 还迭加了一个“过去的控制偏差”, 这个“过去的控制偏差”是上一个基波周期中的控制偏差, 把上一个基波周期的偏差反映到现在和“现在的偏差”一起加到控制对象进行控制, 这种控制方式, 偏差好象在被重复使用, 所以称为重复控制。它的突出特点是稳态特性好、控制鲁棒性强, 带输入电压前馈的前级负载特性模拟器重复控制原理如图2所示。

其中, ir为参考输入电流, i1为输入电流, u1为输入电压前馈, z-N为N阶周期延时单元, C (z) 为重复控制补偿器, P (z) 为负载特性模拟器系统模型。图中重复控制器系统内模为:

公式 (5) 中, Q (z) 为一个低通滤波器或一个小于1的正常数, 对周期误差累加值进行衰减, 用以消弱重复控制器的积分作用, 将对输入误差的纯积分改为准积分, 以牺牲系统静差的方式来增加系统的稳定性, 使重复控制器更具实用性。输入电压前馈的加入, 可以减小输入电压的波动对负载模拟精度的影响, 提高负载模拟精度和系统抗干扰能力。

由图2可得:重复控制器传递函数为:

其中, C (z) 的主要作用是处理上一周期的误差信号为合适的控制量, 来校正系统的输出。

式中Kr为重复控制器增益 (注:Kr为一个常数) , 用以消减系统误差;zk为重复控制的相位补偿环节, 其将下周期的控制量提前k拍实施以补偿系统逆变输出的相位延迟;S (z) 为一滤波器, 它主要起3个方面的作用: (1) 校正P (z) 的中低频增益为0 d B; (2) 消除P (z) 的谐振峰, 增强系统的稳定性; (3) 增强开环传递函数的高频衰减特性, 提高系统的抗干扰能力。由图2得:

综合公式 (6) 、 (7) 、 (8) 可得系统稳定条件为:

其中, z=ejωT (ω∈[0, ω/T ], T为取样时间) 。

按照中低频对消、高频衰减的原则选择重复控制器的参数, 以增加系统的鲁棒性。这里Q (z) 取常数0.95;重复控制器增益Kr可以在0~1之间调整, 这里取为0.9;S (z) 参考文献[11-12]取为一个截止频率为1.5 k Hz的数字滤波器;超前环节zk用以补偿系统相位滞后, 这里取为z3。

2.2仿真研究

为了验证以上对重复控制策略的分析, 使用Matlab/Simulink软件进行仿真。交流电子负载主电路结构按图1所示, 负载模拟器控制部分分别采用重复控制和PI控制, 能量回馈器采用带锁相环的双环反馈控制。仿真电路的参数为:输入交流电感为5 m H;直流母线电容为2 400μF;输出电感为10 m H, 电网参数为50 Hz、220 V交流;直流母线电压为450 V。

图3为负载模拟器在重复控制下的输入电流仿真波形, 图4为相同条件下负载模拟器在PID控制下的输入电流仿真波形。对比相同条件下图3和图4波形可知, 重复控制的效果要好于PID控制效果。

3实验结果

按照图1所示搭建实验电路, 控制部分按照图2所示重复控制原理采用DSP处理器来实现。实验电路的基本参数与仿真电路参数相同。图5为负载模拟器工作于复合控制下的纯阻性负载模拟时电源电压和输入交流电流波形。从图5中可以看出, 稳态时交流电子能准确地模拟纯阻性负载特性。

4结语

本文对重复控制在能量回馈型交流电子负载中负载模拟器部分进行了研究, 分析和讨论了重复控制器在此应用中的特点, 并进行了仿真和实验研究, 分析和实验说明重复控制的应用可以大大提高负载模拟器的波形模拟精度。

本文只研究了重复控制下的负载模拟器波形模拟精度, 下一步还要在负载模拟的动态特性以及非线性负载特性模拟上深入研究, 将重复控制与其他控制策略相结合也是下一步需要研究的重点。

参考文献

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