能量回馈控制（精选7篇）
能量回馈控制 篇1
0引言
在逆变器、UPS、发电机组等研究实验及出厂测试都要用到交流负载, 传统的电阻负载等在实验中有功电能均通过阻性元件消耗, 能耗大、发热量大、稳定性差。能量回馈型电子负载将负载电流转换为交流电反馈到电网, 实现电能的循环再生利用, 节约了能源, 不产生大量的热量, 也减小了实验场所所需的电源容量, 是一种具有广阔应用前景的测试实验设备。
能量回馈型交流电子负载的关键技术是负载电流特性模拟技术和无污染回馈电网技术[1,2,3,4,5,6]。其功率级一般采用两级PWM变换器, 对PWM变换器所采取的控制策略也提出了较高要求。早期能量回馈型交流电子负载前级主要采用PID控制[7]、滞环控制[8]等模拟控制策略, 后级一般采用带锁相环的双环反馈控制。近年来随着新型控制理论的发展, 一些新的控制策略应用于能量回馈型交流电子负载中, 大大提高了能量回馈型交流电子负载的各项性能指标。
参考文献[9-10]研究了应用于UPS测试的模拟电子负载, 其相当于在UPS和电网间串入一受控电压源, 通过改变受控电压源的电压幅值和相位, 使有功能量可返回电网。这种控制方案类似于电压源并入电网, 控制策略复杂而且有功和无功控制不解耦。参考文献[11]提出了具有能量回馈功能的通用电子负载的设计方法。通过二个PWM整流器共用一个直流侧电容, 与被测电源相连的前级整流器工作在整流状态, 与电网相连的后级整流器工作在逆变状态。在控制上, 前后级是解耦的。这种方案在实现任意线性负载特性模拟功能的同时, 有功能量以正弦电流的形式返送回电网, 对电网污染很小。对于被测电源造成的谐波污染, 此方案是无能为力的, 采用传统PI或PID调节器, 对于正弦信号, 输出肯定有稳态误差。参考文献[12]将无差拍控制应用于能量回馈型电子负载中, 并针对控制延时的问题, 建立了包含延时影响的状态方程, 提出通过状态反馈、配置极点来消除延时的控制策略。通过将极点配置为0, 达到消除延时影响且对电流环取得无差拍响应的目标。
本文采用参考文献[11]中提出的主电路拓扑, 针对能量回馈型交流电子负载输入电流波形模拟的要求, 提出了一种应用于该电路拓扑的重复控制策略, 提高了输入电流波形模拟的精度, 减小了负载模拟误差。
1主电路拓扑及功率平衡原理
1.1主电路拓扑
单相能量回馈型交流电子负载主电路拓扑如图1所示, 其为带公共直流母线电容的双单相PWM变换器电路拓扑, 采用两级AC/DC/AC变换结构, 其中前级PWM变换器为负载模拟器, 后级PWM变换器为能量回馈器, 中间有公共的直流母线电容。
图1所示的单相能量回馈型交流电子负载的工作原理如下:前级PWM变换器通过采用一定的控制策略, 控制其输入电流波形, 实现各种负载特性的模拟;公共直流母线电容从前级向后级传递能量, 后级实质上是一个逆变器, 通过采用一定的控制策略, 将直流母线电容两端直流电压变换为与电网电压同频同相的交流电压波形, 实现能量的回馈。
1.2功率平衡原理与直流母线电容电压控制
参考文献[11-12]对能量回馈型交流电子负载的功率平衡原理与直流母线电容电压控制进行了研究, 这里应用其结论, 在理想状态下要实现能量全部回馈电网, 则有:
又:
则:
从公式 (4) 可知当母线直流电容两侧输入、输出有功功率平衡时解决了系统输入、输出的有功平衡问题。因此稳态时直流母线电压保持为一恒定值就等效于维持系统的功率平衡。在实际应用中一般是在后级能量回馈控制部分通过加入直流母线电容电压控制回路来保持直流母线电容电压为一恒定值, 从而达到维持系统有功功率平衡的目的。
2带输入电压前馈的负载模拟器重复控制
单相能量回馈型交流电子负载的控制策略上采用前后两级变换器分别控制, 前级负载模拟器通过精确控制输入电感电流来跟踪参考电流波形, 从而实现要求的负载特性的模拟;后级能量回馈器一般采用带锁相环的双环反馈控制, 以实现输出电压波形与电网波形同频同相和对母线直流电容电压的稳定控制。其中前级负载模拟器的控制策略对于负载特性模拟的各项指标具有至关重要的作用, 本文将重复控制应用于前级负载特性模拟器的控制中, 以提高输入电流波形的稳态精度, 进而提高负载特性模拟的准确度。
2.1前级负载模拟器重复控制原理
重复控制是一种基于内模原理的控制方法, 它将一个基波周期的偏差存储起来, 用于下一个基波周期的控制, 经过几个基波周期的重复可达到很高的控制精度。在这种控制方法中, 加到控制对象的输入信号除偏差信号外, 还迭加了一个“过去的控制偏差”, 这个“过去的控制偏差”是上一个基波周期中的控制偏差, 把上一个基波周期的偏差反映到现在和“现在的偏差”一起加到控制对象进行控制, 这种控制方式, 偏差好象在被重复使用, 所以称为重复控制。它的突出特点是稳态特性好、控制鲁棒性强, 带输入电压前馈的前级负载特性模拟器重复控制原理如图2所示。
其中, ir为参考输入电流, i1为输入电流, u1为输入电压前馈, z-N为N阶周期延时单元, C (z) 为重复控制补偿器, P (z) 为负载特性模拟器系统模型。图中重复控制器系统内模为:
公式 (5) 中, Q (z) 为一个低通滤波器或一个小于1的正常数, 对周期误差累加值进行衰减, 用以消弱重复控制器的积分作用, 将对输入误差的纯积分改为准积分, 以牺牲系统静差的方式来增加系统的稳定性, 使重复控制器更具实用性。输入电压前馈的加入, 可以减小输入电压的波动对负载模拟精度的影响, 提高负载模拟精度和系统抗干扰能力。
由图2可得:重复控制器传递函数为:
其中, C (z) 的主要作用是处理上一周期的误差信号为合适的控制量, 来校正系统的输出。
式中Kr为重复控制器增益 (注:Kr为一个常数) , 用以消减系统误差;zk为重复控制的相位补偿环节, 其将下周期的控制量提前k拍实施以补偿系统逆变输出的相位延迟;S (z) 为一滤波器, 它主要起3个方面的作用: (1) 校正P (z) 的中低频增益为0 d B; (2) 消除P (z) 的谐振峰, 增强系统的稳定性; (3) 增强开环传递函数的高频衰减特性, 提高系统的抗干扰能力。由图2得:
综合公式 (6) 、 (7) 、 (8) 可得系统稳定条件为:
其中, z=ejωT (ω∈[0, ω/T ], T为取样时间) 。
按照中低频对消、高频衰减的原则选择重复控制器的参数, 以增加系统的鲁棒性。这里Q (z) 取常数0.95;重复控制器增益Kr可以在0~1之间调整, 这里取为0.9;S (z) 参考文献[11-12]取为一个截止频率为1.5 k Hz的数字滤波器;超前环节zk用以补偿系统相位滞后, 这里取为z3。
2.2仿真研究
为了验证以上对重复控制策略的分析, 使用Matlab/Simulink软件进行仿真。交流电子负载主电路结构按图1所示, 负载模拟器控制部分分别采用重复控制和PI控制, 能量回馈器采用带锁相环的双环反馈控制。仿真电路的参数为:输入交流电感为5 m H;直流母线电容为2 400μF;输出电感为10 m H, 电网参数为50 Hz、220 V交流;直流母线电压为450 V。
图3为负载模拟器在重复控制下的输入电流仿真波形, 图4为相同条件下负载模拟器在PID控制下的输入电流仿真波形。对比相同条件下图3和图4波形可知, 重复控制的效果要好于PID控制效果。
3实验结果
按照图1所示搭建实验电路, 控制部分按照图2所示重复控制原理采用DSP处理器来实现。实验电路的基本参数与仿真电路参数相同。图5为负载模拟器工作于复合控制下的纯阻性负载模拟时电源电压和输入交流电流波形。从图5中可以看出, 稳态时交流电子能准确地模拟纯阻性负载特性。
4结语
本文对重复控制在能量回馈型交流电子负载中负载模拟器部分进行了研究, 分析和讨论了重复控制器在此应用中的特点, 并进行了仿真和实验研究, 分析和实验说明重复控制的应用可以大大提高负载模拟器的波形模拟精度。
本文只研究了重复控制下的负载模拟器波形模拟精度, 下一步还要在负载模拟的动态特性以及非线性负载特性模拟上深入研究, 将重复控制与其他控制策略相结合也是下一步需要研究的重点。
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能量回馈控制 篇2
目前, 电动机变频器调速设计因具有显著的节能效果而得到广泛应用。然而, 通用变频器大多为电压型交-直-交变频器, 这种拓扑结构使得变频器不能直接应用于需要四象限运行的调速场合, 如需高速制动的电动机、矿用提升机、大型龙门刨床等。这是因为电动机在减速、制动时处于再生发电状态, 此时直流母线会产生泵生电压, 可能损坏开关器件及电解电容, 影响变频器安全工作[1] , 而一般的变频电路无法很好地解决该问题。采用能耗制动的方式消除泵生电压虽然简单, 但无法得到再生能量, 且采用的电阻发热严重, 容易影响系统其它部分的正常工作, 特别是简单的能耗制动有时不能及时消除快速制动产生的泵生电压, 限制了制动性能的提高。
通过有源逆变的方法能够将由泵生电压产生的再生能量及时高效地回馈到电网, 消除泵生电压, 并使得变频器可在四象限运行[2]。常规SPWM (正弦脉宽调制) 控制难以产生较好的正弦波波形, 电压利用率低。因此, 本文针对有源逆变电路, 采用基于 (d, q) 坐标系下固定开关频率的SVPWM (空间矢量脉宽调制) 控制方法对泵生电压的有功分量进行有效控制以及相位的动态跟踪, 实现正弦波电流单位功率因数回馈。
1 能量回馈系统主电路拓扑结构
变频器能量回馈系统主电路结构如图1所示。
该电路主要由三相IPM逆变桥和一些外围电路组成, 其中逆变桥的输出端通过3个扼流电抗器La、Lb和 Lc分别与变频器输入端子R、S和T相连。C1、C2为滤波电容, R2、R3为电容均压电阻, R1用于限制接通电源瞬间滤波电容产生的充电电流, 扼流电抗器La、Lb和Lc用于平衡压差、限流及滤波。当电动机正常运行时, 逆变器的开关管处于关断状态;当电动机处于发电状态时, 电流从电动机回馈到变频器直流侧, 从而使直流母线电压升高。当直流母线电压超过电网线电压峰值时, 整流桥由于承受反压而关断;当直流母线电压继续升高并超过启动回馈逆变器工作电压时, 回馈逆变器开始工作, 将能量从直流侧回馈到电网;当直流母线电压下降到关闭回馈逆变器工作电压时, 回馈逆变器关闭。
2 系统模型及SVPWM控制策略
2.1 系统模型
三相逆变桥遵循等功率变换, 建立 (d, q) 坐标系模型[3]:
式中:ed、eq分别为电网电动势矢量的d、q分量;vd、vq分别为三相VSR交流侧电压矢量的d、q分量;id、iq分别为三相VSR交流侧电流矢量的d、q分量;ω为电网电压角频率;p为微分算子;R、L分别为进线等效电阻及进线电感。
在该模型中, 三相逆变器中的两相电流之间存在耦合关系, 在设计电流控制器时应考虑这种关系。
2.2 SVPWM控制策略
根据不同的开关状态, 三相电压源逆变器共可生成8种空间矢量, 其中, (000) 和 (111) 为零矢量, (001) ～ (110) 为6个非零矢量。根据空间矢量控制原理, 通过3/2坐标变换, 可将三相电压变换到 (d, q) 坐标系, 然后利用逆变器8个基本电压空间矢量的不同组合, 合成幅值、相位不同的电压矢量V[4], 同样, 开关管输入侧电压也可用空间电压矢量表示。令同步坐标系 (d, q) 的q轴与电网电动势矢量E重合, 则电网电动势矢量E的d轴分量为零, 而三相逆变桥交流侧电压矢量V* 的坐标系 (d, q) 分解如图2所示, 其中, (α, β) 为两相垂直静止坐标系。
t=0时刻, q轴与α轴重合, 由于坐标系 (d, q) 以电网电动势角频率ω逆时针旋转, 图2中矢量V*的 (d, q) 分矢量为V*d和V*q, 矢量V*与矢量E夹角为γ, 矢量V*与α轴夹角为θ, q轴与α轴夹角为φ, 则:
矢量V*在第I扇区的合成图如图3所示。
由图3可看出, V*由电压矢量V1、V2和相应的零矢量双三角形合成, 且满足下式:
式中:Ts为采样周期;T1、T2分别为电压矢量V1、V2的作用时间。
由于undefined为电源直流电压) , 令Vref=V*/ (2Vdc/3) , 则:
式中:T0为零矢量作用时间。
对应的三相PWM开关函数波形如图4所示。
若矢量V*与α轴夹角为θ (0≤θ≤360° ) , 矢量V*与所在扇区起始边界矢量Vk (k=1, …, 6) 的夹角为 α, 则α、θ之间的关系为
根据求得的k值可找出V*所属扇区, 确定扇区后即可得出其开关矢量分配, 如表1所示。
此时, 矢量V*可由Vk和Vk+12个矢量合成, 若它们的作用时间分别为Tk、Tk+1, 则:
3 系统仿真
综合前面的理论与方法, 本文采用如图5所示的仿真控制框图, 系统仿真波形如图6所示。通过对电网A相电源相位的动态跟踪, 保证回馈电流相位与电网电压相位相反, 实现回馈电流和电网电压的同步;通过坐标变换控制i*d=0, 达到控制有功分量的目的, 并且通过对相位的动态跟踪, 使得电流在任意时刻都能够单位功率因数回馈 (回馈电流和电网电压同步反相) ;通过对回馈电流的动态跟踪和闭环控制, 使得回馈电流动、静态性能得到提高, 同时也使电流控制对系统参数不敏感, 提高了控制系统的鲁棒性。电路的仿真参数:电源频率fs=50 Hz, 三相输入相电压有效值ea=eb=ec=220 V, L=8 mh, C=2 200 μF, V*dc=620 V, 开关频率fk=10 kHz。
从图6看出, 采用 (d, q) 坐标系下的SVPWM控制策略, 可保证回馈电流和电网电压反相, 在理论上实现单位功率因数的正弦波电流回馈, 且及时有效地消除了泵生电压。
4 结语
本文将空间电压矢量引入变频器能量回馈系统的控制中, 针对有源逆变电路, 提出了基于固定开关频率的SVPWM控制策略, 并对其进行了软件仿真。仿真结果表明, 该控制方法实现了单位功率因数的正弦波电流回馈, 有效地消除了泵生电压, 电压利用率高, 动态响应快, 为需要四象限运行的系统设计提供了理论和仿真依据, 对实际工程应用具有一定的指导意义。
摘要：针对通用变频器无法很好地消除电动机在减速、制动时产生的泵生电压的问题, 文章提出了一种变频器能量回馈系统的SVPWM控制方法。该控制方法应用于有源逆变电路, 采用基于固定开关频率的SVPWM控制策略, 可有效消除泵生电压, 实现相位动态跟踪以及电流单位功率因数回馈, 并可使通用变频器在四象限运行, 具有电压利用率高、动态响应快的特点。仿真结果验证了该控制方法的正确性和有效性。
关键词：变频器,能量回馈,空间矢量,SVPWM,有源逆变
参考文献
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能量回馈控制 篇3
近年来, 随着工业化进程的不断加快, 我国对电能的需求日益加大, 节电成为了当今发展的主要课题, 能量回馈应运而生。所谓能量回馈, 是将电机制动生成能量反送回电网, 此时要求电压与电网电压同频同相, 即与电网同步, 否则会对电网造成污染, 影响电网正常运作。因此, 与电网同步是能量回馈的关键所在, 现阶段, 在能量回馈相关领域, 大家多采用软件定时同步采样方法实现回馈电压与电网电压的同步, 但这种方法存在精度低、可靠性差等问题, 在一定程度上威胁着电网的安全。本文设计了一种基于锁相环的能量回馈控制系统, 实验证明, 使用锁相环同步采样比使用软件定时同步采样精度高, 能够更好更安全的实现电能无污染并网。
1 系统硬件设计
在所设计的控制系统中, 硬件电路设计主要包括DSP控制电路、电压电流检测电路、功率驱动与保护电路及滤波电抗器的选取等。
1.1 能量回馈主电路
能量回馈系统的主回路结构如图2所示, 能量回馈装置的主电路主要由六个IGBT组成的三相逆变桥、串联电感、滤波电容及一些外围电路组成。逆变桥的输出端通过三个扼流电抗器L1、L2、L3与三相电网相连;输入端则接到直流电源上。C、R和VD组成的电路用来吸收直流母线电源上的毛刺。扼流电抗器L1、L2、L3的作用是平衡压差、限流以及滤波, 对能量回馈安全并网起关键作用。能量回馈控制系统的原理是:将直流侧电压经三项逆变桥逆变为三相交流电, 后经过同步控制、电感滤波等处理后送回电网。其中主电路六个IGBT的驱动信号为DSP软件编程控制生成的矢量脉宽调制波形。
1.2锁相环同步采样
本系统采用锁相环来控制采样的定时和速率, 从而实现同步采样。由于设计要求在一个基频周期内采样256点, 所以采样信号频率是基频的256倍。256倍频电路, 采用CD4046锁相环和4040计数器构成。CD4046是一种性能优良的CMOS锁相环, 片内含有一个具有鉴相功能的数字鉴相器和一个数字门电路型的压空振动器, 其反馈频率信号通过压控振荡器产生, 并提供给计数器4040来生成, 即锁相环输出的高频信号通过CLK引脚输入到计数器4040, 经256分频后, 通过COMPin引脚反馈回锁相环, 与电网电压同相过零点的50HZ输入信号相比较, 实现频率、相位的锁定。
由于CD4046片内鉴相器为数字鉴相器, 不能识别模拟信号, 所以应搭建过零检测电路, 如图4所示。该电路输入为基波正弦信号, 通过对过零点的捕捉, 形成输出基频方波信号, 作为锁相环的给定基频信号。
1.3 电抗器的选取
从输出一定功率考虑, 在功率一定的情况下, 交流侧电感值有最大值的限定。我们从输入电网的电流公式也可以看出, 为了平衡一定的, 电抗值越小, 可以得到的回馈电流也就越大。从这个角度来说, 电感量取得越小越好, 可以获得更高的电流输出, 也可以减少电感的制作成本。
从抑制回馈电流的谐波含量考虑, 电感值较大有利于回馈电流的高频谐波滤波。由于电感两侧的电压波形不同, 逆变输出电压在每个载波周期都产生跃变, 但不可能突变, 由于电感的作用, 将围绕正弦曲线上下起伏。可以推见电路的载波频率越高, 或是越大, 则电流的脉动量越小, 越接近正弦, 但同时也会降低电流的跟踪速度。
综合以上考虑, 对于电感值的选择, 取值较大有利于回馈电流的滤波, 但成本增加且电感上的压降增加, 电感的压降增加则直接影响逆变器向电网逆变的功率, 或同等功率下不得不增大逆变器主开关管的电流容量, 从而使得整体成本增加;取值较小, 电感上的压降减小价格降低, 但回馈电流的谐波增加。因此对于的取值应综合考虑电感上的压降、电流的谐波和制造成本。对于本文选择电感量为4mH的电抗器。从电抗器滤波前后电流波形图所示, 可见, 4mH电抗器可较好实现电流的滤波, 有效减少交流侧输出正弦波所含谐波分量。
2实验结果分析
我们将锁相环同步采样技术应用于能量回馈控制系统中, 由于电网本身存在一定的波动, 锁相环同步采样与软件定时同步采样相比, 拥有更高的精度, 输出电压能够实时跟踪电网电压达到同频同相, 提高了能量回馈并网的安全系数。锁相环同步采样和软件定时同步采样两种方法的具体电压跟踪情况如下图所示。
由以图3、图4、图5, 我们可以知道, 软件定时同步采样在标准电网电压频率50HZ的时候可以实现同步采样, 但是一旦电网电压发生波动, 则会发生“跟丢”的情况, 威胁电网安全。采用锁相环同步采样方式, 可在45～55HZ甚至更高范围内实现完美跟踪, 保证回馈电压与电网电压实时同步, 可实现安全无污染的能量回馈。
3 结束语
能量回馈控制系统的关键是输出电压与电网电压的严格实时同步, 一旦相位频率跟踪不上, 会产生对电网的污染, 严重危害电网安全。本文采用CD4046锁相环同步采样法实现输出电压与电网电压的同步, 硬件电路搭建较为简单, 但经相关实验证明, 该方法拥有安全可靠、谐波污染小等优点, 可实现回馈能量的无污染安全并网。
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能量回馈控制 篇4
在诸如塑料薄膜、纺织物、纸品、箔带、线缆及可绕性管材等各类卷绕物生产过程中,需将经前道工序加工的卷绕物以恒张力方式从料筒中放卷出来,以供本工序的加工处理。在此类生产设备中,一般由进给辊将卷绕物从卷料筒中拉出,而放卷轴常用被动式,为实现恒张力放卷控制而常用磁粉制动器作为放卷张力控制的执行元件[1]。
磁粉制动器具有控制简单、应用方便等特点,但其制动力矩与励磁电流间呈非线性关系,在要求高精度控制的场合,一般采用非线性补偿的方法[2]。再者,磁粉制动器动态响应较慢,使得它在高速卷绕的应用场合中难以满足要求[3],此外,磁粉制动器属于耗能式元件,且一般还需采取散热措施[4]。因此,在研究提高张力控制性能的同时,如何将放卷过程的制动能量回馈给电网以达到节能的目的,将具有重要的意义。
本文提出一种以运行于力矩方式的印制绕组直流伺服电机作为卷绕物放卷张力系统的执行元件,在提高放卷张力动、静态控制性能的同时,还能将电机制动过程产生的能量回馈到电网实现节能控制的新型放卷张力控制系统。
2 基于能量回馈的放卷张力控制系统方案
带能量回馈单元的卷绕物放卷张力控制系统框图如图1所示。其中,DC/AC为IGBT智能功率模块,DC/DC为采用IGBT的H桥式PWM变换器。U*v为线速设定值,U*F为张力设定值,U*d为DC/DC的PWM变换器供电电压设定值。
图1中,卷绕物的线速度由进给电机M2决定,而放卷过程的制动力矩由直流电机M1提供。ACR为电流调节器,通过对电枢电流的控制来实现对放卷制动力矩的控制。为保持张力的恒定,制动力矩必须随着卷半径r的变化而变化。ATR为张力调节器,具有对卷径的自适应功能,卷绕半径r由代表电机力矩的电枢电流与张力信号进行估算。U*v还可对ATR的工作进行使能控制及变速中对张力的动态补偿控制。
能量回馈控制单元框图如图2所示,其中的DC/AC变换器可实现能量的双向流动,当直流母线电压过高时启动有源逆变,并通过采集的同步信号来控制回馈电流的相位,以实现高功率因数的能量回馈控制。
回馈功率Pf的大小主要由张力F和转速v决定,如下式:
Pf=η1η2Fv (1)
式中:η1为电力电子变流器的效率;η2为电机及传动机构的效率。
3 F-I双闭环控制回路的分析与设计
3.1 制动力矩控制回路的分析
通过控制放卷电机的电枢电流可实现对放卷制动力矩的控制,基于他励直流电机的制动力矩回路的动态模型框图如图3所示。图3中,ACR为电流调节器,U*i,Ui分别为电流设定信号(V)与反馈信号(V),Uc为H桥式PWM变换器的控制电压(V),Ud为电枢电压(V),Id,IL分别为电枢电流、等效综合负载电流(A),IL0为由带材张力决定的负载电流(A),ΔI为由机械摩擦力矩及惯性矩等决定的附加损耗电流(A),Es为感应电动势(V),Ks和Ts分别为DC/DC装置的放大系数和时间常数,R为电枢回路总电阻(Ω),Tl,Tm分别为电枢回路电磁时间常数(s)和系统的机电时间常数(s),Cm为电机力矩常数(N·m/A),β为电流反馈系数(V/A),Toi为滤波时间常数(s)。
在图3中,由于薄膜类卷绕物的厚度很薄,由卷径变化及动态速度变化决定的惯性力矩及动态附加力矩等所占的分量较小,其对应的等效附加电枢电流分量ΔI也较小,故暂不考虑其影响。当ACR选如下的PI调节律,并将图3所示的系统模型作工程化处理及按典型I系统的最佳参数整定[5,6]后,可得图3所示系统的等效传递函数为
T=CmId (4)
T∑i=Toi+Ts (5)
3.2 自整定张力调节器的设计
综述分析得图1系统中的放卷张力控制回路的等效动态模型框图如图4所示。其中的ATR为张力调节器,U*F,UF分别为张力设定值(V)与反馈值(V),α为张力反馈系数(V/N),Tof为ATR滤波时间常数(s),T为输出力矩(N·m),ΔT为综合负载力矩(N·m),r为放卷的卷半径(m),r为卷半径估计值(m),F为卷绕物放卷张力(N)。由于在ATR参数自整定中对r的检测精度要求不高,故暂不计ΔT对r的影响[7]。
当张力调节器ATR选如下的PI调节律时,可按典型I系统的最佳整定方法得其参数整定公式。其中的r*为基准半径(m),kr为ATR的参数自动修正系数。因限于篇幅,此处不对图1中的速度—张力协调问题展开分析。
τf=2T∑i (7)
式(10)表明:可利用电枢电流反馈信号Ui,张力反馈信号UF来估算卷绕物的放卷半径。此外,式(6)在编程中实际上采用抗积分饱和的PI控制算法[8]。
4 DC/AC能量回馈单元的控制与仿真
能量回馈单元的主电路采用如图5所示的H桥式PWM有源逆变电路,通过控制回馈电流IN的幅值和相位[9,10],可实现高功率因数的制动能量回馈控制的目的。
图5中的4个IGBT(S1～S4)工作于单极性的SPWM调制方式,并采用平均对称的规则采样法,对应的4个IGBT的开关控制规律如表1所示,其中的us为调制波信号(V),uca为三角载波(V)。
在电源电压为220 V、电源频率为50 Hz、滤波电感为3 mH、开关频率为10 kHz、DC端电压为240 V时,利用Matlab/Simulink[11]对能量回馈单元进行仿真,得电网电压和回馈电流的波形如图6所示,仿真结果表明:该能量回馈单元的功率因数接近于1,且回馈电流的谐波成分很小。
5 节能型F-V协调控制器的技术实现
图1中的节能型F-V协调控制器是以高性能数字信号处理器TMS320LF2407A为控制核心,人机界面由192×64的点阵式LCD、功能按键、用于状态指示的发光管及分别用于设定张力与线速度的指针式电位器、开关电源模块等组成。DC/DC变换器采用IGBT桥式PWM变换器,DC/AC变换器采用IPM模块,内含6个IGBT且自带驱动及保护电路,本系统取其中的2个桥臂(4个IGBT)组成H桥式PWM逆变电路。此外,用于放卷张力控制的电机采用2.1 kW的印制绕组直流伺服电动机。
6 结论
本文所述的系统已在最高线速度为400 m/min、最大张力为300 N的塑料薄膜分切机中得到应用,该系统具有快速、平稳的张力控制性能与良好的节能效果,且在卷径变化范围高达10倍情况下,系统的控制性能均符合生产要求。
采用带能量回馈单元的卷绕物放卷张力控制系统是一种新的技术尝试,在提高卷绕物放卷张力控制性能以及降低相关生产设备的能耗等方面都具有重要的意义。
参考文献
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能量回馈控制 篇5
关键词：高压变频器,失电跨越,能量回馈,转矩电流,数学模型,控制策略
高压变频器作为一种高效的调速节能设备,被广泛应用于风机、水泵等负载上[1]。在系统的实际运行过程中,电网电压不可避免的会出现瞬间跌落甚至短时失电,进而引起电机转速大幅波动、电机过流、变频器直流母线欠压、输入过流等[2,3],最终导致变频器停机甚至故障损坏,对生产造成严重影响,甚至带来巨大的经济损失。为此,高压变频器要具备失电跨越功能,即在电网短时失电期间,维持直流母线电压,以避免欠压保护或输出过流。对电网失电期间变频器母线电压控制方法的研究具有重要的实际意义。
国内外学者围绕该问题展开了大量的研究工作。文献[2,3]针对采用V/f开环控制的调速系统,通过快速降低电机定子端输入电压频率的方法,使得电动机进入能量回馈制动状态以维持失电期间的直流母线电压,一旦参数不合适,很容易出现直流过压、输出过流等故障,导致跨越失败;文献[4]基于稳态数学模型设计了母线电压控制器,通过调节转矩电流来提升失电期间的直流母线电压,具有一定的参考价值,但是由于稳态模型忽略了系统损耗和转速变化等实际因素,不能准确表达转矩电流与母线电压之间的关系,难以达到理想的控制效果。
综上所述,目前的研究普遍存在考虑不全面、模型不够精确或者算法太复杂等问题,导致直流母线电压控制器动稳态性能不够理想、抗干扰能力较差。本文基于矢量控制算法,通过直接控制转矩电流使电机进入能量回馈制动状态,维持直流母线电压在较高水平。为了实现直流母线电压精确控制,首先建立了失电跨越期间系统的精确数学模型。并利用多项式微分定理进行模型线性化,大大简化了控制算法。为了解决转速下降对控制系统快速性、稳定性的影响,提出将控制器输出乘以转速倒数的方法,最后通过加入前馈补偿的方法提高了控制精度。在此基础上,针对实际系统所需的性能指标,采用经典控制理论进行控制器设计,实现了失电跨越功能。本文对提出的控制策略和参数设计方法进行了仿真验证,最后,相关的分析和方法在一台2 MW样机上进行了实验验证。
1 失电跨越控制原理
失电跨越功能为在电网瞬间跌落或失电期间,通过将直流母线电压控制在较高水平,解决母线欠压和变频器输出过流等问题,从而保证电网失电期间变频器正常工作。因此,直流母线电压控制是失电跨越的核心问题。
1.1 采用电机能量回馈以维持失电期间直流电压本文采用能量回馈将直流母线电压提升并
维持在较高水平。首先通过控制变频器输出使电机进入制动状态,当电机工作于回馈制动状态时,电机减少的动能,一部分供负载消耗,另一部分转换为变频器的电磁功率,而电磁功率一部分转换为电机及变频器损耗,另一部分则可以用来给支撑电容充电,从而维持失电期间直流母线电压的稳定。
在矢量控制算法下,通过调节转矩电流便可以产生制动转矩[5],使得电机进入能量回馈制动状态。而要精确控制转矩电流的大小,首先必须建立失电跨越期间系统的数学模型。
1.2 失电跨越期间系统数学模型的推导
本文以级联H桥型变频器为例,针对失电跨越期间变频器电路,来推导和建立较为准确的系统动态数学模型。
在失电跨越期间,变频器功率单元简化电路如图1所示。图1中,C为直流支撑电容,R为泄放电阻,Sj(j=1,2,3,4)为功率开关管。
根据基尔霍夫电压、电流定律,有逆变器m相(m=a,b,c)开关函数模型:
式中:N为级联个数;m为a,b,c某相;n为某个功率单元;Smn1,Smn2分别为m相第n单元功率开关管1,2的状态,状态值为1时表示开关管导通;udcmn为m相第n单元直流母线电压;udc为直流母线电压平均值;im,um分别为变频器输出的相电流和相电压。
考虑各功率单元直流母线电压相同,消去开关变量,并得到三相电路模型:
利用等幅值变换,将式(3)变换到同步旋转坐标系,可得:
式中:ud,uq,id,iq分别为定子磁链定向下的d,q轴电压、电流分量。
利用基于定子磁链定向的异步电机电压方程[5]:
式中:ω1为定子同步角转速;Ψd为定子磁链;Rs为定子电阻。
将式(5)代入式(4),得到直流母线电压与定子电流的关系为
在失电跨越期间,通过控制保持磁链不变,则上式简化为
可以看出,数学模型描述了失电跨越期间交直流功率平衡关系,其同样适用于其他拓扑结构变频器。
上述推导过程将功率开关管视为理想器件,要建立更为准确的数学模型,开关管损耗就不能忽略。开关损耗简化计算公式为[6]
其中
式中:为失电跨越期间直流母线电压的目标值。
将式(8)代入式(7),最终得到的高压变频器失电跨越期间数学模型为
通过对失电期间功率关系的定性分析,以及对失电期间系统数学模型的推导,本文获得了失电跨越期间直流母线电压与转矩电流之间的定量计算公式,为失电跨越控制算法设计提供了理论依据。然而要达到高性能的控制目标,还必须设计合理的控制策略和控制器参数。
2 控制策略及参数设计
本文通过调节转矩电流的大小实现直流母线电压控制,电压控制系统闭环结构如图2所示。其中电流控制器采用PI控制器,开环截止频率设定为375 rad/s,远大于电压环带宽,以实现快速的电流响应,因此将其闭环传递函数等效为1。图中虚线框内即为按照式(9)搭建的失电跨越期间系统数学模型,通过式(9)不难发现,传递函数G1所表征的输入输出关系是非线性的,难以进行控制器设计。
图2中,损耗M的方程为
为了简化控制算法,利用多项式微分定理可
由于M中转矩电流相关项的系数远小于ω1Ψd,则转矩电流与直流母线电压平方的关系近似为线性,假如将直流母线电压的平方值代替直流母线电压值作为被控对象,则控制系统近似为线性系统,从而避免了复杂的非线性控制算法设计。
由式(11)不难得出,直流母线电压不仅仅受到转矩电流的影响,还和损耗M,电机同步转速ω1和定子磁链d轴分量Ψd有关。文献[4]忽略了损耗M,并将同步转速和磁链d轴分量取为发生失电时的值,并认为在失电跨越期间保持恒定,虽然控制器设计相对简单,但是牺牲了控制性能。
本文首先采用乘以ω1Ψd倒数的方法将其对直流母线电压的影响抵消,保证电压控制的快速性,并引入前馈量,对损耗进行补偿,以提高直流母线电压的控制精度。基于上述分析和设计,本文提出的直流母线电压控制系统结构如图3所示。
此时电压控制器被控对象传递函数为
本文采用PI调节器,利用零极点抵消的方法将电压环设计成一阶惯性环节,因此,PI调节器比例系数与积分系数的关系为
再由系统期望的电压环带宽频率ωc,得到控制器参数:
为了保证在电压环参数设计时,可以将电流内环传递函数等效为1,电压环带宽频率ωc设置为电流内环截止频率的1/10。
3 仿真及实验验证
3.1 仿真结果及分析
为了验证本文提出的失电跨越控制策略的有效性以及相关结论的正确性,利用Matlab/Simulink工具箱搭建了级联H桥型高压变频调速系统。调速系统变频器参数为:额定电压6kV,额定功率2 MW,额定直流母线电压1 kV,级联单元N=5,母线电容C=9 F,泄放电阻R=10kΩ,开关频率fsw=900 Hz,失电判断电压udc0=650 V,目标直流母线电压;电机及负载参数为:额定功率1 MW,额定电压6 kV,定子电阻Rs=1.47Ω,转子电阻Rr=0.89Ω,漏感Llr=0.031 7 H,互感Lm=1.180 2 H,转动惯量J=150kg·m2,极对数p=2,额定磁链ΨN=15.6 Wb,负载系数kml=0.44;电压控制器参数为:Kvp=1.575,Kvi=0.035;电流控制器参数为:Kp=23.09,Ki=888.21。仿真模型中开关管接近理想器件,近似认为损耗系数K1,K2等于零。
首先按照文献[4]的方法进行仿真,直流母线电压波形如图4所示。文献[4]的方法虽然能够控制住直流母线电压的下降,但是电压值与指令值之间始终存在较大的偏差,初始时刻偏差接近20V,5s之后,仍然存在大于10V的电压偏差难以消除。
然后按照本文的控制方法进行了仿真,得到的直流母线电压控制效果良好,直流母线电压及相关变量波形如图5～图7所示。仿真中,第10 s时电网掉电,当检测到直流母线电压低于650 V时,发出失电信号,进入失电跨越工作模式,直流母线电压指令值为770 V。第15 s时电网恢复,为了减小来电时冲击电流,转速给定初值为当前转速,2 s后逐渐恢复至额定转速。
图5为失电跨越期间转矩电流波形。如图5a所示,转矩电流在整个过程中均能及时响应系统的需要;如图5b所示,检测到失电后,为了满足直流母线电压提升的需要,转矩电流迅速下降至一较大的负值。伴随直流母线电压的上升,转矩电流随之迅速上升,失电后0.2 s便达到稳态值。转矩电流动态性能良好。
图6为失电跨越期间直流母线电压波形。如图6a所示,失电期间直流母线电压维持在较高水平;如图6b所示,直流母线电压动态响应与转矩电流动态调节作用相吻合,电压跌至650 V时,进入失电跨越工作模式,在转矩电流调节作用下,直流母线电压停止下降并迅速上升,0.2 s后便上升到目标值770 V,稳态误差小于0.3%。直流母线电压控制的快速性、准确性良好。
图7为失电跨越期间电机转速波形。失电跨越期间电机转速不断下降,电网来电后,转速维持2 s进行过渡,然后逐渐提升至额定转速,系统恢复正常。
以上仿真结果表明,本文推导得到的动态数学模型结合本文采取的控制措施,能够实现较高性能的直流母线电压控制,同时当电网来电时,调速系统能够恢复正常工作。
3.2 实验验证
为了验证本文提出的失电跨越控制策略的实际运行效果,在一台2.5 MW级联H桥型高压变频器上进行了实验,其他实验参数与仿真参数一致。实验时,利用通讯将功率单元控制板采集母线电压送到主控板DSP芯片,结合输出电流采样实现电网失电期间直流母线电压、转矩电流、励磁电流的闭环控制,同时将数据存入RAM内存芯片。实验后,通过串口通讯将数据上传,并通过Matlab软件对数据进行处理,得到图8、图9所示的总时长7 s的失电跨越实验波形,其中电网在第3 s时失电。
图8为失电跨越期间转矩电流波形。第3 s时转矩电流快速响应,下降至负值,系统进入能量回馈状态,仅经过0.4 s后转矩电流即达到稳态值,实际的转矩电流动态性能良好。
图9为失电跨越期间直流母线电压波形。第3 s时直流母线电压迅速下降,不到0.1 s便跌至650 V;之后,失电跨越算法启动,在转矩电流控制环的调节下,直流母线电压停止下降并逐渐上升,仅过了0.4 s便达到目标值770 V,稳态误差基本为零,与仿真结果相符,直流母线电压控制的快速性、准确性良好。
4 结论
鉴于大多数文献通过快速降频制动实现失电跨越的方法存在快速性和准确性难以兼顾、母线电压波动较大而导致欠压、过压的风险,本文提出了一种基于矢量控制原理的能量回馈失电跨越控制策略,该策略的核心是通过控制转矩电流实现母线电压的快速和精确控制。
本文首先通过推导失电跨越期间系统的动态数学模型,得到了转矩电流和母线电压的关系,为母线电压控制提供了理论依据;并采用将母线电压平方作为被控变量的控制算法,有效避免了非线性算法设计;然后通过分析并证明,将控制器输出乘以转速倒数的方法,可以解决转速下降对控制系统快速性、稳定性的影响;最后通过加入前馈补偿的方法,提高了母线电压控制精度。仿真和实验均证明,本文所提出的控制策略能够实现母线电压快速、准确控制,使系统具备高性能的失电跨越功能。
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电动汽车制动与能量回馈技术研究 篇6
本文以电动车用直流无刷电机(BLDCM)[1]为研究对象,提出了一种简单有效的方法,将刹车产生的能量转换成电能然后再存储到电池中,以此延长电动车的续航里程。
1 能量回馈制动的工作原理分析
BLDCM的等效电路与逆变桥如图1所示[2]。R、L分别是电枢电阻、电感;ea、eb、ec分别是a、b、c相的反电动势。ia、ib、ic是对应的相电流。图2是BLDCM在电动和制动状态时的开关序列。其中,ea、eb、ec是电机的相反电动势,H1、H2、H3是霍尔信号;S1~S6是开关信号。在电动状态时,上桥臂开关管S1、S3、S5为PWM调制,下管S2、S4、S6为常开或常关。在制动状态时,上管全部关闭,下管为PWM调制。
1.1 电动状态
从图2可知,一个电周期内有6个状态,以状态Ⅰ作为研究对象。图3给出了状态Ⅰ的等效电路。在PWM信号为高电平时,功率管S1与S4饱和导通,电流经S1→a、b相绕组→S4与电源闭合。如图3中实线回路所示。a、b相绕组所加电压为Vbatt,电机处于电动工作状态。
在PWM信号为低电平时,S1关闭,S4继续饱和导通,电流回路为S4→D2→a、b相绕组→S4,如图3中虚线回路所示。a、b相绕组上所加电压为零,电机处于电动续流状态。
1.2 制动状态
由于电机属于感性器件,根据升压斩波原理,可通过合理控制各桥臂功率管的通断,实现回馈充电。根据上述原理,可将上桥臂S1、S3、S5全部关断,下桥臂S2、S4、S6轮流进行PWM调制以产生回馈电流。下桥臂功率管的调制顺序由霍尔信号决定,能量回馈时霍尔信号与功率管开通情况如图2所示。当控制器接收到刹车信号时,电机从电动状态切换至制动状态。下面以状态Ⅰ为例分析电机处于制动状态时的工作原理及过程。图4所示为电机在制动状下阶段Ⅰ的开关信号S2和对应相电流的波形。
设从t0至t2为S2的一个开关周期T,S2在t0时刻开通,t1时刻截止,电机a、b绕组中电流i的波形如图4所示。
对状态Ⅰ进行分析,在[t0,t1]时间段功率管S2饱和导通,电流回路为S2→D4→a、b绕组→S2。此时属于电机电感储存磁场能量的过程。具体等效电路如图5(a)所示。
忽略S2、D4的管压降,此时回路电压方程为[3]:
i的大小为:
式中i(0)=it=t0。
在分析能量关系时忽略电阻R,则此时间段存储在电机电感2(L-M)中的磁场能量WL为:
在[t1,t2]时间段,功率管S2闭合,电流经D4→a、b相绕组→D1与电源闭合。此时电机电感释放所存储的磁场能量,为蓄电池充电,等效电路如图5(b)所示。
电路电压方程为:
电流为:
则蓄电池所吸收的能量为:
式中We为[t1,t2]时间段,汽车动能经电机反电动势作用转化的电能,WL′为电感在[t1,t2]内释放的磁场能量。
假设电机稳态运行时,电感在[t0,t1]内吸收的能量等于在[t1,t2]内释放的能量,即WL=WL′,则有:
在不考虑电流i和Uab脉动的情况下,从式(7)可得:
式中d为PWM的占空比。
由此可知,通过选择合适的d值,在S2截止时,可使蓄电池两端电压Uab≥Vbatt,即升压斩波,从而实现能量回馈。
2 电机控制器设计
本控制器研究的对象是72 V、5.5 k W的直流无刷电机。所用的微控制器是STM32F103RCT6。
2.1 控制系统的硬件设计
控制系统的硬件电路主要由控制电路、转子位置检测电路、驱动电路和逆变电路4部分组成,系统的硬件结构如图6所示。模块Ⅰ为控制电路,包括STM32最小系统和外部信号输入,如电压、温度、转把、刹车、霍尔信号等;模块Ⅱ为转子位置检测电路;模块Ⅲ为逆变电路;模块Ⅳ为驱动电路,驱动方式为自举驱动,驱动芯片是IR2110。
在实际工作过程中,主控芯片STM32处理外部输入信号(如转把、刹车信号等),根据转子位置传感器所提供的信号,按照相应的换相逻辑发出一定占空比的PWM信号。驱动电路将接收到的PWM信号放大处理,用以驱动逆变电路中的功率管以希望的开关频率和占空比导通或关断。从而使电机连续旋转并输出转矩及功率。
2.2 控制系统的软件设计
本控制系统的软件部分主要内容包括主程序和ADC中断子程序等。ADC中断子程序是程序设计的最主要部分,主要完成电机工作状态判定、相电流采样及软件滤波、速度计算、电动状态的速度和电流双闭环算法、制动状态的电流闭环算法等。ADC中断子程序流程图如图7所示。
3 仿真及实验结果
为了验证本控制系统的可行性和可靠性,使用PSIM进行计算机仿真。PSIM用于仿真整个电机控制系统及电动和制动工作状态的运行。仿真电路采用简化的控制电路。
图8(a)和图8(b)分别为电机工作在电动状态下,霍尔信号H1、H2、H3以及电机相电流ia的PSIM仿真和实验结果波形图。而图9(a)和图9(b)分别为电机工作在制动状态下,霍尔信号H1、H2、H3以及电机相电流ia的PSIM仿真和实验结果波形图。
比较图8和图9,相电流方向恰好相反,与理论分析的结果一致。验证了控制策略的正确性。
当控制器工作在电动状态时,转把信号有效,刹车信号无效;当控制器工作在制动状态时,转把信号无效,刹车信号有效。样机实验中先使电机工作在最大速度的电动状态,即Speed=426 r/min,然后调整刹车信号给定制动电流,此时电机工作在制动状态。电机的状态切换以及相电流ia和直流母线电流ibatt的波形如图10所示,图中给定制动电流为45 A。由图10可知,当电机运行在电动状态时直流母线电流为正,电池释放能量;当电机运行在制动状态时,直流母线电流为负,电池吸收能量。
实验结果表明,本方法可以实现电机制动时的能量回馈。
本文提出了一种简单有效的方法来实现直流无刷电机的制动与能量回馈。电动状态与制动状态的切换通过控制器内部控制策略完成,无需做任何硬件变动。通过PSIM仿真和样机实验,验证了本方法的可行性。
摘要：基于电动汽车用直流无刷电机制动与能量回馈的工作原理,提出一种简单且有效的能量回馈制动的控制策略。在刹车时,通过改变逆变器开关管的导通序列来控制反向力矩,由此制动能量可以回馈到电池内,以此增加纯电动汽车的续航里程。PSIM仿真和样机实验结果表明,该方法有效地实现了电动汽车的能量回馈。
关键词：电动汽车,直流无刷电机(BLDCM),能量回馈
参考文献
[1]郭庆鼎,赵希梅.直流无刷电动机原理与技术应用[M].北京:中国电力出版社,2008.
[2]孙立志.PWM与数字化电动机控制技术与应用[M].北京:中国电力出版社,2008.
能量回馈控制 篇7
随着电力电子技术的高速发展, 能量回馈技术不断完善, 它在电梯行业的应用已经十分广泛, 在自动扶梯中的应用近几年也被提上了日程。随着城市地铁的井喷式发展, 公交型自动扶梯也越来越多。由于公交型自动扶梯人流量大, 其安全性和能耗受到了特别的关注。能量回馈技术不仅有助于提高自动扶梯产品的舒适性、安全性和可靠性, 还能在很大程度上降低扶梯的运行能耗, 提高其电气系统的电磁兼容性 (EMC) , 减少对环境的负面影响, 从而使自动扶梯产品能更加符合节能环保的要求。因此, 能量回馈技术受到众多自动扶梯制造和使用单位的青睐。
1 能量回馈技术在公交型自动扶梯上的应用
1.1 基本原理
能量回馈技术即能量回馈单元采用双PWM控制和矩阵变换器的一体化技术。能量回馈原理如图1所示。 (1) 当电机处于拖动状态时, 能量由交流电网经整流器中间滤波电容充电, 逆变器在PWM控制下将能量传送到电机。 (2) 当电机处于减速运行状态时, 由于负载惯性作用进入发电状态, 其再生能量经逆变器中开关元件和续流二极管向中间滤波电容充电, 使中间直流电压升高。此时, 整流器中开关元件在PWM控制下将能量回馈到工频电网, 完成能量的双向流动。 (3) 同时由于PWM整流器闭环控制作用, 使电网电流与电压同频同相位, 提高了系统的功率因数, 消除了网侧谐波污染。
1.2 性能改善
对于公交型自动扶梯在高负载下运行所产生的再生能量, 传统的自动扶梯通常采用了制动单元加电阻的能量转化方式, 即利用能耗电阻将再生能量转化为热量并通过风冷散发掉。由于自动扶梯机房空间比较狭小, 这势必会给机房内增加大量的热量, 导致机房持续高温, 从而恶化机房内部的环境, 甚至可能诱发变频器的过热保护、辅助刹车系统电磁铁过热故障以及电控柜中电子元器件出现不稳定状态导致的设备间隙性故障等。此外, 公交型扶梯大多使用在地铁站, 而由能耗电阻转化来的热量还会一定程度上增加地铁站空调系统的负荷。
能量回馈技术则是将再生能量通过适当处理, 使其符合并网条件并回馈给电网, 与能量转化消耗相比, 能量回馈技术不但实现了再生能量的再利用, 而且还通过降低自动扶梯机房温度, 改善了自动扶梯驱动系统与电控系统的工作环境, 提高了自动扶梯的可靠性和安全性。
1.3 节能环保
1.3.1 节能
能量回馈技术的最大亮点在于其能够将扶梯驱动电机产生的再生能量经过适当处理后回馈给电网, 从而实现再生能量的再利用, 在解决再生能量处理问题的同时, 大大降低了扶梯的运行能耗。通过实验测试, 整理后基于10 m高度扶梯运行的能量消耗比较数据如图2所示。测试结果表明: (1) 当扶梯在负载率为40%以上时下行, 驱动电机能量消耗为负值, 系统输入的电能也为负值。这充分说明在扶梯下行时电机处于发电状态, 有大量的电能回馈到了电网。 (2) 随着扶梯下行负载率的增加, 电机产生的能量回馈随之不断加大, 回馈电网的转化率也不断提高, 从45%提高到了90%左右。
据不完全数据统计, 中国现在地铁站运营的扶梯数量已超过5万台。根据对地铁站公交型扶梯的实地跟踪调查, 高峰时地铁每2 min一班, 蜂拥的人流在自动扶梯上持续的时间大约为60 s, 按1台扶梯每天电耗30 kW、下行负载扶梯实际占比20%计算, 每年每台扶梯可减少电耗约2 200 kW·h。这样算来, 全国所有公交型扶梯总计节约的电能将是一个非常惊人的数字。因此, 采取并推广能量回馈技术非常必要, 其对降低自动扶梯运行能耗有着十分重大的意义。
1.3.2 环保
(1) 普通的变频器供电采用交—直—交主回路形式, 通过实验测得普通变频的du/dt波形如图3所示。根据图像分析, 可知du/dt变化率大, 此波形含有大量的谐波成分, 如果直接回馈到电网, 会给电网造成严重的谐波污染。而由于电网输入侧的电流含有大量的谐波成分, 输入电流无法控制, 就会导致输入功率因数无法有效控制, 从而造成功率因数低下, 过低的功率因数可能会影响电网运行。
(2) 通过实验测得带能量回馈单元的变频器输入端du/dt波形如图4所示。根据图像分析, 可知du/dt变化很小, 电压波形基本接近正弦波。这是由于对回馈电流的闭环控制实现了其基本正弦化, 从而极大地减少了其中的谐波成分, 减轻或消除了谐波对电网的污染, 这就达到了扶梯电气系统电磁兼容性标准的要求。而由于电网输入侧电流可以控制, 就能实现输入功率因数的单位化, 即在扶梯上行或轻载下行时驱动电机处于电动状态, 电压和电流的相位相同, 功率因数为1;当扶梯负载下行时驱动电机处于发电状态, 输入的电压和电流相差180°, 功率因数为-1。这就避免了功率因数过低对电网的安全运行造成影响。
2 带能量回馈自动扶梯系统的应用实例
如图5所示, 系统基本组成为:电气控制柜单元、带能量回馈单元的变频器、辅助刹车系统、永磁同步驱动主机。该系统采用变频控制和能量回馈制动方式, 被控电动机可急启急停。在自动扶梯负载下行过程中, 惯量越大, 回馈能量越大, 可产生不低于40%额定功率的能量回馈。
带能量回馈自动扶梯系统具有以下控制性能: (1) 实现电机软启动, 启动力矩和低速转矩大; (2) 在电网波动±20%范围内恒转矩上下行, 使扶梯运行不受电网波动影响; (3) 实现无级调速, 电扶梯按“S”速度曲线运行, 启动和停止过程平稳, 加速和运行平滑, 减少机械冲击; (4) 制动安全可靠, 以回馈制动为主, 电气制动相辅, 并配合机械抱闸制动; (5) 四象限运行, 实现再生能量回馈, 并控制功率因数为1; (6) 完整、可靠的变频器自身保护及主机安全防护。
3 结语
随着世界能源危机的加剧, 再加上各国对节能减排的高度重视, 节能技术已成为时代焦点。而随着地下交通和大型商场的飞速发展, 公交型自动扶梯数量将与日俱增, 能量回馈技术的应用能在很大程度上提高其运行性能, 降低其运行能耗, 在安全舒适的前提下节约宝贵的能源。这极大地满足了自动扶梯制造和运营的需求, 具有良好的社会推广价值和市场前景。
参考文献
[1]涂从欢.电力驱动系统中能量回馈控制的设计[J].电气传动, 1996 (3)
【能量回馈控制】推荐阅读：
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