GPS基准源（共7篇）
GPS基准源 篇1
为校准计数器、无线电接收器和信号发生器的频率，需要非常精确的10M H z和1M H z的信号源。这里介绍的就是与G PS相联系的基准频率源，可以获得星上铯射线“原子钟”的高精度信号。
几十年前，人们要取得比较精确的频率信号的唯一方法是使用晶体振荡器。后来，通过外差本地晶体振荡器和来自标准频率和时间站(如美国的W W V或澳大利亚的VN G) H F无线信号，可以得到明显更好的精度。
1990年，美国国防部(U S D O D)开始运行全球卫星定位系统G PS。使用这个系统作为参考，可以产生更高精度的基准频率。甚至比上述各种方法更好。这是因为G PS的22个地球轨道卫星每一个上面都有两个铯射线原子钟。为了准确定位，它们需要产生非常精确的频率和时钟信号。由于在地球的每一点上，任何时候，总是至少同时有四颗卫星可见，这就意味着随时有一个带有8个铯射线时钟的系统可以作为参考频率，提供给G PS接收设备。
目前，G PS接收器费用已经明显降低。但还是比较昂贵。尽管如此，手持式或移动式G PS导航器已经成为日常的消费品。
每个导航器内部都有完整的G PS接收器模块。但是并不是必须买导航器才能得到接收模块，也可以单独购买接收模块。只要用这些“准系统”作为设备的心脏就行了。
我们在这里选用的接收模块是G arm in G PS15L。这是个非常小的装置，外形仅46m m×36m m×8.5m m，重约14g。其内部集成了很多功能。
其中有一个完整的12通道G PS接收器，它能够一次跟踪和使用最多12个G PS卫星。并且能够从R S-232口以文本形式提供由G PS产生的时间、日期、位置和卫星状态等信息，每秒钟更新一次。
它还在输出端提供每秒一次的脉冲信号(1PPS)，脉冲前沿非常精确地锁定在U TC衍生G PS时钟系统上。我们主要是使用这些时钟作为控制本地10M H z晶体振荡器的参考信号。
1. 天线
为获得最好的性能，需要将高质量的信号馈送给G arm in G PS 15L接收器。这意味着室外空旷区域安装小型有源天线。天线要尽可能高，以便得到通畅的天空“视野”，得以接收卫星信号。
天线要以适当长度的50Ω同轴电缆接到接收器的输入端。天线将放大的1.575G H z的G PS信号馈给接收器，同时接收器也为有源天线提供直流电源。在这里，我们选用了G arm in G A 29嵌入式有源天线。它被装在一个塑料插口盒中，并安装在电视天线桅杆顶上。
2. 工作原理
要了解整个装置情况，请参考图1的方框图。10M H z晶体振荡器(图1右方，顶部)的频率由一个锁相环(PLL)来控制。这个锁相环进而又以来自G PS接收器的非常精确的1H z脉冲为参照。而这个锁相环结构比一般的稍微复杂一点。
增加复杂性的基本原因是：使用低至1H z的参照频率来控制10M H z的晶体振荡器是不容易的，至少使用标准的PLL不容易。这是由于对于标准PLL配置，振荡器频率必须除以1×108(精确到1H z)。然后在相位比较器中与参考频率比较。然而这样高的除法参数引起相当长的时间延迟，也会对纠正相位差的负反馈产生不利影响，这使得稳定PLL非常困难。
为了解决这个问题，我们用一个比较小的因子，来除以10M H z振荡器的输出。实现方法是使用同步除法器芯片，分别组成除以10和除以20两级。最终得到50kH z的脉冲信号。其脉冲前沿定时(L-H转换)与10M H z振荡器的每一个第200个脉冲的前沿非常接近于同步。
这意味着我们已经有效地将10M H z振荡器产生信号的相位转换为20倍除法器的输出端的50kH z信号。正是这个信号的相位被馈送到相位比较器的第2输入端，在那里与从G PS接收器模块来的1H z脉冲前沿相位相比较。
3. 相位比较器
相位比较器的作用与其名字完全一致———它将每一个1H z脉冲的前沿和与其最接近的50kH z的脉冲相比较，并且产生一个“误差脉冲”。其宽度精确地等于两者的时间差。在每一个1H z G PS脉冲的开始时产生一个相位误差脉冲，而其脉冲宽度可以从零(当两个信号完全同步时)到理论上的最大值(两个信号在50kH z信号的一个周期内部同步)之间变化。
在实际上，我们使用PLL反馈回路保持固定的相位差，约为10μs(周期半程)。这提供了PLL尽可能宽的调节范围，以确保10M H z振荡器信号可靠锁定。
4. 反馈电压的产生
那么，我们如何使用从比较器取得的变化的相位误差脉冲来产生对于10M H z信号的误差校正的反馈电压呢?首先，我们用误差脉冲控制一个“与”门，它传送来自第二个晶体振荡器的脉冲(运行于10M H z)到一个8位二进制计数器。这样，由于误差脉冲宽度变化。它会允许不同数量的“近10M H z”脉冲达到计数器。
例如：如果误差脉冲为8.0μs宽。将有80个脉冲到达计数器。如果误差脉冲为11μs宽。将有110个脉冲通过。以此类推，这样，在每一个1H z G PS脉冲的开始，都有一定数目的“近10M H z”脉冲串馈送到计数器。脉冲数量直接正比于相位差。
这个计数器准确地在每个1H z G PS脉冲结束时复位。在计数器的输出端我们设置了8位锁存器和由梯形电阻网络组成的简单数字-模拟转换器(D A C)。在每个误差脉冲结束之后，最新的与误差成比例的计数值被送入锁存器，替换先前的计数值。作为其结果，D A C的输出是根据相位差每秒变化一次的直流电压。这样，相位差就被转换成变化的直流误差电压了。
5. 为什么需要两个10MHz振荡器
到这里，你可能会问，为什么要麻烦地使用第二个10M H z晶体振荡器去为相位误差计数器提供100ns脉冲。为什么不直接使用主控10M H z振荡器呢?使用第二个10M H z振荡器是因为在与主振荡器作相位比较时不可避免的漂移，而且这会引起进入相位差计数器小的数量“抖动”，随机噪音会导入D A C的输出端电压。由于“抖动”的原因，使用第二个振荡器比仅使用一个振荡器使PLL误差纠正具有明显更高的精度。
这一原因相当明显。如果我们使用的脉冲来自主振荡器，它们被锁定为50kH z的脉冲(因此，相位误差脉冲也同样锁定)，这一事实意味着D C误差电压只能以19.53m V增量改变，相应于相位误差的100ns的变化。
然而，由于使用第二个振荡器，被引入的抖动，意味着平均误差电压将以更小一些的增量变化。这也就意味着我们可以保证主振荡脉冲锁定到更接近于100ns。
如图1所示，来自D A C的相位误差电压通过缓冲器被馈送到由电容C 1和电阻R 1、R 2所组成的低通滤波器。滤波后的误差调整电压随后被用来控制一个变容二极管(VC 1)的电容。以便精细控制10M H z主振荡器。
通常类型的PLL系统在用来将10M H z振荡器相位与1H zG PS脉冲锁定时非常有效，但却有点限制。因为是用振荡器频率除以200代替了10M H z，这使得锁定振荡器频率在9.9998M H z或9.9996M H z及10.0002M H z或10.0004M H z时有效。
换句话说，其频率锁定能力是从10M H z开始的，按频率差每200H z及其整倍数加以区别。这就意味着，在你设置这个基准频率源时要调整主振荡器的自由振荡频率在10M H z上下的100H z之内;否则，这个PPL就会将锁定频率定为9.9998M H z或10.0002M H z，不是正确的频率了。
6. 利用GPS数据
以上就是G PS基准频率源的主要部件工作原理。位于原理图左下方的部分与主要部分在功能上完全分离。主要目标是使用与精确的1H z脉冲同步(但被分隔开)，每秒从G PS接收模块取得有用的数据流。这些数据以A SC II文本形式提供，在R S-232C串行输出接口送出。为语句数据代码形式，以4800b/s传送。所用语句形式见美国国家海洋协会标准，N M EA 1083。这个格式是N M EA为海洋导航仪信息交换制定的第一个标准。
如图1所示，我们使用已经编程的PIC 16F628A微控制器来捕获和分析这些串行数据。译码后的数据送到一个LC D模块。其中的按键S1～S3允许根据需要短时间显示大量内部数据中的一部分。一般有简单显示当前U TC的时间、日期，加上G PS方位和PLL的锁定状态。第4个开关S4控制PIC微处理器，当处理器变得混乱时，传送初始化代码命令给G PS接收模块，使其正常初始化(当然G PS中也包含有微控制器)。事实上，接收器模块为此目的，除了输出口外，也带有R S232的输入口。
然而，由于很少需要这种初始化，S4不像S1～S3一样经常使用。可代之以用小螺丝刀或探针头通过前面板上的一个小孔来操作。
7. 电路说明
现在，我们可以通过主电路图快速地说明工作原理了。图2显示了主电路图，图3则是与LC D模块有关的显示部分电路图。两者通过一个16线电缆插头连接。
操作时，G arm in G PS 15L接收模块由一个外接有源天线(图2左下方)馈送信号。被锁定的G PS 1H z脉冲的结果在8路输出电缆的灰色线上，然后送到与C O N 7相对应的10路ID C电缆插座的第5针上。这个1H z脉冲再馈送到作为缓冲级的施密特变频器IC 11a和IC 11b上。最终IC 11b来的峰～峰值为5V的脉冲直接送到相位比较器IC 7的14脚。
相位锁定到G PS脉冲的10M H z晶体振荡器以反相器IC 3f和晶体X1，变容二极管VC 1和几个小容量电容所组成。其输出10M H z信号通过反向缓冲级IC 3b馈送到C O N 1，同时也借助于IC 3c送到除法器级IC 4。信号在这一级被10除，并且产生两个输出，分别在15脚和12脚输出。12脚上的输出随之通过反相器IC 3e送到C O N 2。在B N C的连接器C O N 2提供1M H z的输出信号。与之相比，从15针输出的1M H z脉冲馈送到基于IC 5的第二个被10除的除法器级(即第10针的C ET输入端)。从IC 5的15脚产生的100kH z脉冲输出随后被送到J-K触发器IC 6的J和K端IC 6a和IC 6b。注意：从IC 3c来的10M H z输出用作IC 5的时钟，而后通过反相器IC 3e提供给IC 6a和IC 6b。这确保了计数器和除法器输出准确地同步。
从IC 6a的Q端(12脚)输出的50kH z脉冲被送到相位比较器IC 7的C in输入端(第3脚)以便与在14脚(Sin)的1H z G PS脉冲相比较。注意，这些50kH z脉冲上升沿与来自10M H z振荡器的每200个脉冲的上升沿密切配合。
相位差脉冲在IC 7的15脚出现，直接送到4位同步计数器IC 8和IC 9 (74H C 161)的时钟门控端，这两者共同组成了8位相位差脉宽计数器。这是通过图中所示的与门来实现的，但实际上与门是在芯片内部而不是分离的装置。
误差计数器使用的“准10M H z”时钟以晶体X2和反相器IC 14c为基础组成。其输出由IC 14a和IC 14f缓冲，然后送到两个计数器的时钟输入端(第2针)。两个计数器的八位输出馈送到八位锁存器IC 12的数据输入端。其输出用于驱动电阻排D A C(数-模转换器)。
事实上，计数器-锁存器-D A C子电路被安排为：每当从G PS来的1H z脉冲开始时，完成一次新的相位误差计数。顺序如下：每当1H z的下降沿(脉冲开始的100m s之后)，计数器(IC 8/IC 9)被其M R(第1脚)上的非常短的脉冲所复位。这个非常短的复位脉冲起源于IC 11a输出的1H z脉冲。这个1H z脉冲用100pF电容和1kΩ电阻鉴别后，通过IC 11C馈送到IC 8和IC 9的M R脚。
当来自IC 7的相位差脉冲到达其C EP脚(7)时，两个计数器开始计数。允许它们对通过缓冲级IC 14a和IC 14f馈送到其C P输入端(第2脚)的“准10M H z”脉冲计数。计数一直持续，直到相位误差脉冲末尾，然后停止。另一个非常短的脉冲，这次是由相位误差脉冲信号的下降沿所引起的，通过IC 11e被加到IC 12的11脚，随之计数值被送入IC 12的锁存器，代替了原来的计数值。
作为结果，D A C的输出变为与新计数值对应的直流电压。计数器在1H z G PS脉冲的最后重新复位，准备下一个循环。
从D A C来的变化的直流相位差电压首先通过缓冲级IC 13a，随后到达由1kΩ电阻(图1中R 1)，一个10μF电容(C 1)和三个1MΩ电阻(R 2)所组成的滤波器。从这里开始，滤波后的相位差电压馈送到IC 13b，变成了自动相位校正电压(A PC)。这个A PC电压被加到变容二极管VC 1上，因此使其电容改变。
如前所述，VC 1组成了10M H z晶体振荡器的一部分，而其电容变化带入振荡器的锁相环。垫整电容VC 2和其上并联的4.7pF电容是初始调整振荡器的。使其自由振荡频率在100M H z的100H z以内，确保PLL正确地锁定到正确的频率上。
8. 温度稳定性
比较器IC 2的功能，晶体管Q 1和LM 335Z温度传感器(IC 10)的作用是什么呢?这些元件是用来实现10M H z振荡器晶体(X1)、变容二极管及与其串联15pF电容的温度稳定性的。事实上，这些元件被装在一个小烘箱里以保持其温度稳定。烘箱里还有装在晶体、LM 335Z温度传感器和功率晶体管(Q 1)上的小型TO-220型散热器。小烘箱基本上是用展开的聚苯乙烯铺开在缩小的35m m胶片盒内部做成的一个绝缘壳体。需要了解的是，IC 10 (LM 335Z)被装在外壳内部，以便感受其内部温度。
IC 10上的电压基本上与其温度(开式温标)直接成正比。这个电压被加到比较器IC 2的非反向输入端，IC 2的反向输入端输入接近3.15V的参考电压，由并联在5V稳压电源线上的分压电阻(2kΩ和3.3kΩ)来提供。作为结果，当温度传感器电压上升到比3.15V稍高时，IC 2的第7脚输出会变为高电平。而当温度传感器电压比这个电平稍低时，IC 2的第7脚输出低电平(误差决定于加到比较器上的延时)。
IC 2用来控制功率晶体管Q 1, Q 1用在这里完全是作为一个加热器。这个晶体管附着在有翼散热器上组成小烘箱的一个加热器。因当其导通时会产生热量，增加温度。由于IC 10提供的负反馈的原因，小盒里的温度维持在非常接近42℃-事实上，误差±1℃。这个温度可以用电位器VR 1在小范围内调整。
9. RS-232C数据
从G PS接收器来的R S-232C数据出现在黄色导线上，并且(借助ID C插口线3)被连接到C O N 7的第2针上。它从这里通过反向缓冲器IC 14e被馈送到用来处理串行数据PIC微控制器IC 1的R B 1输入端(第7脚)。
类似地，对于G PS接收器模块的R S-232C串行输入是其蓝色线，并被送到C O N 7的第1针。作为结果，来自微控制器的串行输出口(R B 2，第8脚)的串行口的初始化命令通过反向缓冲器IC 14d送到模块上。
从IC 7来的相位差脉冲也被送到IC 1的R B 3的输入端(第9针)从而微控制器能够监测PLL是否保持锁定。
1 0. 显示器电路
显示器电路(见图3)通过插口C O N 9与主电路接口，其中包括两行×16字符LC D模块(可以直接由微控制器IC 1驱动)和其对比度控制用的VR 2。
此外，还有四个控制开关(S1～S4)和三个指示灯发光二极管(LED 1～LED 3)依次由开关晶体管Q 2～Q 4驱动。注意Q 2和Q 3(也就是LED 1和LED 2)是由微控制器直接控制的(借助R A 1和R A 2)。而Q 4 (LED 3)责被来自G PS的1H z脉冲借助IC 11b来驱动。如前所述：按下S1～S3在LC D上分别显示指定的数据，而S4则用于初始化G PS接收模块。
1 1. 电源
电路电源由外部的12V D C电源来提供(电源插口额定功率要500m A以上)。电源通过电源插口C O N 5和二极管D 1提供，二极管用作反向电压保护。
二极管D 4～D 5提供附加的电压降，以减少电源在三端稳压器R EG 1中的损耗，R EG 1提供稳压后的+5V电源给大多数电路。唯一直接由非稳压的+11.4V输入驱动的是在小盒中的比较器IC 2和加热器晶体管Q 1。
1 2. 其他信号
以上是关于电路的描述。需要注意，基准频率源还给出了各种有用的信号(除了主10M H z和1M H z输出之外)，这些信号可用来监控其操作。
首先，1H z G PS脉冲通过IC 11d和C O N 3给出。其次，IC 7输出的相位差脉冲的反相变形通过IC 11f和C O N 4给出。最后，来自IC 13a的未滤波的D C相位差电压通过C O N 8给出。后两个信号都能用来记录频率源的操作。
摘要：为校准计数器、无线电接收器和信号发生器的频率, 需要非常精确的10MHz和1MHz的信号源, 《基于GPS的基准频率源》介绍的是与GPS相联系的基准频率源, 可以获得星上铯射线“原子钟”的高精度信号。
基准电压源 篇2
基准电压源是指被用作电压参考的高精度、高稳定度的电压源, 要求其能克服工艺、电源、温度以及负载变化而保持稳定, 并能在标准工艺下制造。能产生基准源的技术很多, 如带隙基准源、稳压管、VBE基准源、热电压VT基准源以及利用MOS工艺中增强型MOS管和耗尽型MOS管之间的阈值电压差产生基准电压的技术等。理想的带隙基准电压源电路的输出电压几乎不受温度变化、工艺变化、电源电压波动等因素的影响。
鉴于产生稳定电压的基准模拟的重要性和广泛应用, 以及对性能的高要求, 国内外对带隙基准电压源做了大量的研究, 主要集中在以下几个方面:
1 低温度系数
温度系数用于表征基准电压源随温度的电压变化, 由于晶体管BE结正向导通电压VBE随温度变化的非线性, 传统带隙基准源的温度特性已无法满足更高精度和稳定性的需求。从一阶线性补偿到曲率补偿如二阶, 三阶补偿, 指数补偿, 对数补偿 (亚阈值电路) 等。而且补偿方式众多, 如电流相减补偿法, 电压叠加补偿法, 利用不同质电阻上电压降的叠加实现温度系数的曲率补偿, 阶段性电流模式补偿等, 可获得最好温度系数达到几个ppm/℃。
2 高电源抑制比
在开关电源芯片工作过程中开关的通断产生大量的高频噪声, 这会对输出电压产生不利的影响, 基准电压源应该在较宽范围内具有良好的电源抑制比性能。为了提高电源抑制比性能, 目前的研究主要有以下四种方法:
1) 使用内部校准过电压基准电压源产生的核心电路部分提供供电电压或电流;2) 增加共源共栅器件隔离电源电压和基准电压源产生核心电路部分;3) 提高运算放大器的增益和电源抑制比;4) 将电源电压波动馈送到基准电路的反馈环路中, 通过反馈环路来提高电源抑制比。
采用共源共栅电流镜能有效地避免普通电流镜因沟道调制效应带来的电源依赖性, 从而提高了电路的电源抑制比PSRR。使用无运算放大器的负反馈结构的带隙基准技术, 在1MHz的电源抑制比是-40d B。这些电路都能大幅度提高低频时的电源抑制比。但当工作频率升高时, 基准电压的电源抑制比会有很大的降低, 这将限制对电源电压高频噪声的抗干扰能力, 所以提高高频电源抑制比也是得到了很多的重视, 采用全差分结构可以显著改善PSRR, 在500KHz为-90d B。另一方面通过对基准电路高频简化结构的电源抑制比传输函数的分析, 加入频率补偿电路, 实现零极点的相消, 达到扩展频带的作用。
3 低工作电压
近年来, 便携式电子产品的快速发展使得对低压低功耗带隙基准源的需求大大增加, 同时也对基准源的设计提出了更高的要求。为了缩小电池尺寸和延长电池寿命, 需要基准电压源电路工作在2V以下的电压和A量级的静态电流下, 同时还要保证较高的电路性能, 如低温漂、高电源抑制比等。实际中很多基准电压源的工作电压无法降低主要是受使用的运算放大器的影响, 主要解决方法有使用互阻抗运算放大器使工作电压达到1.2V, 或避免使用运算放大器改用单输入放大器。
4 低功耗
低功耗设计已经成为电子产品设计的主流, 基准电压源也存在这种趋势。工作在亚阈值的CMOS基准电压源利用两个MOS管栅极源极电压差的正温度系数来与BE结负温度系数相抵消, 虽然可以降低功耗, 但由于这对工艺的控制精度提出了很高的要求, 由此带来的温度系数往往是不理想。另外, 避免使用运算放大器不仅在低压工作上, 而且对低功耗也有着重要的指导意义。
基准电压源主要有齐纳二极管、隐埋齐纳二极管和带隙基准电压源三种分类, 它们都可以设计成两端并联式电路或者三端串联式电路。
齐纳二极管优化工作在反偏击穿区域, 因为击穿电压相对比较稳定, 可以通过一定的反向电流驱动产生稳定的基准源。它的特点是输入范围宽, 为2V到200V。它们还具有很宽范围的功率, 从几个毫瓦到几瓦。精确度达不到高精度应用的要求, 静态电流较大 (1~10m A) 。齐纳基准源的另一个问题是它的输出阻抗, 内部非零阻抗将导致基准电压随负载电流的变化而发生变化, 选择低输出阻抗的齐纳基准源将减小这一效应。此外, 它的长期稳定性比较差。
埋入型齐纳二极管是一种比常规齐纳二极管更稳定的特殊齐纳二极管, 这是因为采用了植入硅表面以下的结构。除了具有输入电压范围宽的特点, 精度比常规齐纳二极管的基准源提高很多, 但部分器件不能吸入电流。
带隙基准电压源包括双极型带隙基准源和CMOS带隙基准源。带隙基准电压源的性能较其他基准有了很大的飞跃。它的温度系数可以做的很小, 可获得1.22V到10V的各种基准电压。由于建立在非表面的带隙机理上, 因此比齐纳二极管更稳定。它的输出阻抗很低, 能保持很小的温度系数而且具有长期稳定性。同时, 带隙基准源工作的静态电流和功耗都很小, 电源电压抑制比较大, 输出基准电压受电源电压的影响很小。
各种基准源由于特点不同而应用在不同的场合。齐纳二极管、隐埋齐纳二极管的基准电压较高, 适用在电源电压较高且对功耗要求不高的系统中, 比如稳压器。带隙基准电压源由于它的优越性能而获得广泛的使用, 模拟数据转换器 (ADC) , 数模转换器 (DAC) , 温度传感器, 通信电路等都会用到它。
摘要：基准电压源是模拟集成电路中的基本单元, 它在SOC、ADC、DAC、传感器和通信电路以及存储器等领域有着广泛的应用。基准源的目的是向后续电路提供稳定的、不随外界因素 (主要是电源电压和环境温度) 影响的电压。本文主要介绍了基准电压源的研究现状及分类应用。
关键词：带隙基准,曲线补偿,低功耗,温度系数
参考文献
[1]魏智.多ADC系统的基准源设计.国外电子元器件, 2002.
[2]Razavi B著.陈贵灿等译.模拟CMOS集成电路设计[M].西安:西安交通大学出版社, 2002.
[3]刘刚, 何笑明, 陈涛.微电子器件与IC设计.北京:科学出版社, 2005.
一种高精度基准源电路 篇3
在高精度集成电路系统中, 低温度系数﹑低工作电压基准源的设计十分重要, 基准电压的温度特性直接影响电路精度和性能。本文根据低温度系数﹑低工作电压的要求, 基于标准CMOS工艺设计, 采用低压运算放大器, 提出了温度曲率校正的方法, 最终实现了低温度系数﹑低工作电压的CMOS带隙基准源设计。经过仿真验证, 电源电压在1.3 V时电路可以正常工作, 输出电压的平均温度系数约为2.2 ppm/℃。
1 一阶温度补偿电路
如图1所示, 电路中采用了一种低电压运算放大器进行钳位, 保证M、N电压近似相等。电路设计器件M1、M2、M3的尺寸相同, Q1和Q2的发射极面积为M:1, 电阻R1=R2。
输出电压:
从式 (1) 可知, VBE1为负温度系数电压, VTln M为正温度系数电压, 所以输出电压VOUT为一个经过一阶温度补偿的电压, 可以通过调整电阻比值和系数M调整输出电压VOUT的大小和精度。
2 曲率补偿
图1所示的电路并不能满足对高精度基准源输出的要求, 原因是双极晶体管的基极-发射极电压VBE, 即PN结二极管的正向电压是负的高阶温度系数, 一阶温度补偿电路不能消除高阶温度系数影响, 要减少带隙基准源的温度系数, 必须消除高阶温度系数的影响。曲率校正电路如图2所示。
图2中M4、M5、M10、M11、R5构成偏置电路, M10、M11工作在亚阈值工作区, 利用MOS器件的亚阈值特性为C点提供正温度系数的偏置电压, C点提供正温度系数的偏置电压, 器件M6、M7、M8、M9的电流是温度的高阶函数。设计M7和M9尺寸相同, 进而电流I7=In。
在D、E两点产生电压差, In×R4= (VD-VE) =VTln[ (Id+In) /ISS]。
In对温度求偏导得:
由于, 整理上式得:
由式 (2) 可知, 将高阶温度补偿电流In引入到一级温度补偿电路作为补偿电流, 输出电压式 (1) 调整为:
式 (3) 中, In是温度的高阶函数电流, 通过调节补偿电流的大小可以调节VOUT的高阶温度系数。
3 电路仿真
如图3所示, 电源电压VCC为1.8 V, 温度扫描范围为-20℃~120℃, 一阶温度补偿电路输出电压平均温度系数为11 ppm/℃。
如图4所示, 电源电压VCC为1.8 V, 温度扫描范围为-20℃~120℃。从图中可以看到补偿电流是温度的高阶函数。
如图5所示, 经过曲率校正电路校正, 电源电压VCC为1.8 V, 温度扫描范围为-20℃~120℃, 输出电压平均温度系数为2.2 ppm/℃。
如图6所示, 在27℃环境下, 对电源电压进行DC扫描, 电源电压大于1.3 V电路就可正常工作。
比较图3和图5所示的Hspice仿真结果, 可以发现经过曲率校正电路对输出电压进行高阶温度补偿, 使得输出电压平均温度系数从原来的11 ppm/℃减小到2.2 ppm/℃, 输出电压具有更高的输出精度。图6所示, 在27℃环境下, 电源电压在1.3 V时电路就可以正常工作了。
参考文献
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[3]吴金, 刘桂芝, 张麟.CMOS亚阈型带隙电压基准的分析与设计[J].固体电子学研究与进展, 2005, 25 (3) :366-384.
低压带隙基准源的设计 篇4
基准源是模拟和混合信号集成电路的重要组成部分。而带隙基准源由于其优秀的温度特性而成为首选。然而, 随着芯片的供电电压和功耗越来越低, 带隙基准电路的设计面临着新的挑战。本文设计了基于1.5v电压的带隙基准电压源, 在室温下其温度系数达到30ppm。
2 电路结构
3 仿真结果
该电路在Cadence软件的Spectra环境中进行仿真, 工艺采用SMIC0.18um标准工艺流程进行。仿真结果表明该电路在1.5V低电压下可以良好工作, 其时域波形稳定, 并且温度系数为34ppm.远低于一般电路的1000ppm.图三为带隙基准电路输出基准电压的时域波形, 从该波形可以看出, 时域输出非常稳定, 对噪声的抑制比极高。图四为R2不同阻值时, 基准电压与温度变化的曲线关系, 通过仿真可以发现当R2在40K ohm时温度系数最好, 为34ppm.印证了手工计算。
4 结语
本文完成了一个低电压1.5V下的结合Widler基准电压源的带隙基准电流源的设计与仿真。在设计过程中, 由于电源电压较低, 对于MOS管的宽长比的选取需要特别的小心, 在本文中使用宽长比较大的MOS管以减小电压的消耗。最终仿真结果表明该电路在1.5V电压下能够稳定工作, 且其温度系数为34ppm。
摘要：在传统带隙结构基础上, 实现了一种适用于1.5V电源电压的带隙基准电压源。电路设计采用SMIC0.18umCMOS工艺实现, 测试结果显示, 在低电压的工作状态下, 该电路能够稳定工作, 并且其温度系数达到34ppm。
关键词：带隙基准,温度系数,电源电压
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GPS基准源 篇5
1 基准电压设计原理
温度系数是基准电压源的一个核心指标, 目前都是采用抵消平衡技术来提高其温度特性。将基准电压源中正温度系数物理量和负温度系数物理量, 采用一定配比来降低其温度系数。因此, 分析带隙基准电压中各物理量的温度特性是设计的基础, 配比抵消温度系数是设计的关键。
1.1 正温度系数电压分析
当NMOS管的VGS≈VTH时, 器件工作在亚阈状态, 由于存在弱反型层, 漏源之间会有一定的导通电流ID, 根据亚阈特性, 电流ID与VGS成指数函数关系
其中, ζ>1, 为非理想因子, VT=k T/q。由式 (1) 得
则
由式 (3) 可分析出ΔVGS为一个正温度系数的电压物理量。
1.2 负温度系数电压分析
双极晶体管的基极-发射极电压 (VBE) 具有负温度系数。根据其物理特性, 结电压VBE与温度的函数关系为
式中, η和α分别是与三极管结构和漏源电流有关的系数;η通常为4;α为1或0, 1代表漏源电流为PTAT电流;0代表漏源电流为与温度无关;T0为参考温度;VBG为带隙外推电压。因此通过分析VBE的数学函数, 可得出VBE与温度近似成负比例关系, 即VBE近似为一个负温度系数的电压物理。
2 一阶温度补偿电路
采用配比正、负温度系数的电压可得到一个近似零温度系数的基准电压。图1为采用一阶温度补偿的基准电压源电路。
图1中VCC和VSS分别为电源电压和地;Mp1、Mp2、Mp3、Mp4为PMOS晶体管宽, W/L的宽长比为1∶1∶M∶N;同时Mn1、Mn2为NMOS晶体管宽, W/L宽长比为1∶A;而晶体管Mp1、Mn1晶体管宽长比为1∶B。根据EKV的连续型I-V模型, 强反型-弱反型的临界电流或转折点电流定义为标称电流ISo, 在0.35μm CMOS相关工艺参数, 计算得到ISon=87.4 n A, ISop=29.7 n A。为保证NMOS晶体管工作在亚阈值区, PMOS晶体管工作在强反型区, 比值1∶B应该尽量大, 以确保MNOS的漏源电流<80 n A, 可得
根据节点S的电流方程
通过分析VOUT电压方程, VOUT为一阶函数, 由于VBE为负温度系数而IPTATR3为正温度系数, 如果调节M为一合适值, 则VOUT的温度系数可以近似为零, 即此电路实现一阶温度补偿, 同时还可以通过调节R2、R3来实现对VOUT的大小调节。
3 曲率补偿电路
3.1 曲率补偿原理
采用一阶温度补偿的基准电压温度系数较差, 主要原因是只通过配比抵消一阶电压的温度系数, 而没有对高阶电压的温度系数进行抵消。一阶温度补偿电路仿真分析可知, 基准源只能在某个温度点T0具有零的温度系数, 在低温与高温区域, 温度系数则达到30~100×10-6/℃。所以, 为得到温度性能更好的带隙基准电压源, 必须进行高阶温度补偿。
3.2 曲率校正
为了改善图1一阶温度补偿基准电压VOUT的温度性能, 进一步分析式 (4) 的VBE方程, 如果抵消方程中第3项所带来的温度影响, 则基准电压的温度系数将降低, 其温度性能也将改善。通过曲率校正可以实现消除高阶项的温度影响。曲率校正电路如图2所示, Mp1的偏置电压VPTAT是一个正温度系数电压, 即流过Mn1的电流IPTAT为正温度系数电流。图2电路的电源和地分别为Vcc和Vss。电路中电流镜Mn1和Mn, 使得流过Mn2的电流为IPTAT。电流镜Mn3和Mn4, 使得流过Q5的电流为IOUT。流过Q1、Q2、Q3、Q4电流分别为IPTAT、IPTAT、IPTAT/A、 (IPTAT/A+ICTAT) 。电压VBE=VTln (IC/ISS) , IC为集极的电流, Iss为反向饱和电流;VT是热电压, 且VT=k T/q, 其中k为波尔兹曼常数, T为绝对温度;q为电子电量;A为Q2与Q3的发射极面积比;R为电阻;电流ICTAT=VBE5/R。由此可以计算出X、Y、Z这3点的电压值。
由电流ICTAT=VBE5/R得ICTAT具有负温度系数;IPTAT为正温度系数电流, 即调节A和R (ICTAT) 可以使得电流 (IPTAT/A+ICTAT) 的和为常数K, 且温度系数趋于0。
由式 (11) 可知, 产生的输出电流IOUT (K为常数) 为温度的高阶函数, 通过调节面积比例系数A和电阻R (或ICTAT) 来调节高阶温度补偿。
4 电路前仿真
(1) 采用曲率校正的一阶温度补偿带隙基准电压源电路如图3所示。
分别仿真分析非曲率校正基准电压和曲率校正基准电压。仿真时电源电压VCC为1.2 V, 温度范围为-20~120℃。图4为温度特性仿真结果。图4 (a) 为非曲率校正一阶温度补偿的带隙基准电压源温度特性曲线, 基准电压在-20~40℃范围内平均温度系数约为2.1×10-6/℃, 40~120℃范围内为17.1×10-6/℃, 所以有必要在高温部分进行曲率温度补偿。经过曲率校正的温度曲线如图4 (b) 所示。在-20~120℃范围内平均温度系数为1.7×10-6/℃, 在温度为60℃时, 存在一个突变点, 主要原因是:系数K不是与温度完全无关, 在60℃是I2PTAT由二次曲线向更高次曲线变化的一个转折点, 如图4 (b) 所示。
(2) IOUT (I2PTAT/K) 温度仿真结果如图5 (a) 所示, 电源电压VCC为1.2 V, 温度扫描范围为-20~120℃。从图中可以看到电流IOUT (I2PTAT/K) 为一条“准二次”曲线, 在60℃时有一个转折点。图5 (b) 中曲线为产生IOUT电流时NMOS的栅偏置电压 (VTHN=0.7 V) 。
5 芯片测试结果
5.1 温度特性测试
取30颗样片分别进行温度动态扫描测试和静态缺陷测试。动态温度扫描测试范围为-40~125℃, 测试步进为1℃, 测试结果如图6所示, 单样片的动态温度系数均<2×10-6/℃, 与上述电路仿真结果基本一致。
5.2 静态缺陷测试
分别在-40℃、25℃、85℃、125℃下测试30颗样片的基准电压并记录数据, 再进行统计分布分析, 记录数据如表1所示, 统计分布如图7所示, 统计分析结果表明, 芯片性能一致性高, 服从正态分布规律, 正品率达到99.99%以上, 符合6西格玛质量要求。
6 结束语
基于Chrt0.35μm CMOS工艺, 设计了一个基于亚阈值区工作的一阶温度补偿电路和一个采用正温度系数电压作为偏置电压的I2PTAT电流产生电路, 获得了一个电路结构简单, 高性能的带隙基准电压源。经过样片测试结果表明;电路可以获得稳定的输出基准电压400 m V, 在-20~120℃范围内温度系数约2×10-6/℃。该基准源的最低工作电压为1.2 V, 适合于低电源工作, 可用于太阳能供电的集成系统中, 同时该电路具有较强的移植性, 可为各种数字或模拟芯片提供精准的参考电压。
摘要：要基于Chrt0.35μmCMOS工艺, 设计了一种基于亚阈值工作区的一阶温度补偿和I2PTAT电路组成的带隙基准电压源。芯片测试结果表明, 电路在1.2 V电源电压下便可工作;在温度-20～120℃范围内, 基准电压源平均温度系数<2×10-6/℃。该带隙基准源具有良好的可应用于高精度模数转换器 (ADC) 、数模转换器 (DAC) 和系统集成芯片 (SOC) 中。
关键词：带隙基准源,曲率校正,温度系数,I2PTAT
参考文献
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多功能基准源系统软件设计与仿真 篇6
AT89C51是美国ATMEL公司生产的低电压, 高性能CMOS8位单片机, 片内含4k bytes的可反复擦写的只读程序存储器 (PEROM) 和128 bytes的随机存取数据存储器 (RAM) , 器件采用ATMEL公司的高密度、非易失性存储技术生产, 兼容标准MCS-51指令系统, 片内置通用8位中央处理器 (CPU) 和Flash存储单元。
1 主要功能和总体设计
本文提到的多功能基准源系统工作电路包含以下几个部分:供电电路、5V基准电压电路、分压电路、控制电路、电压合成电路、电压/电流转换电路和LCD液晶显示电路及警报电路。
各部分电路的简要介绍如下: (1) 供电电路是为芯片及电子元件 (如Op07) 提供工作电压, 也为电压合成电路提供输入电压; (2) 5V基准电压电路是为分压电路、继电器控制电路提供所需要的5V基准电压; (3) 分压电路路是由5个电位器并联构成, 电路两端加5V电压。通过调节这些电位器, 可以分别在b1~b6处得到4V、2V、1V、0.5V和0.25V的电压。 (4) 电压合成电路是该电路由一个加法器和一个反相器构成, 电路中的运算放大器选用OP07。 (5) 控制电路由AT89C51单片机控制, 单片机输出的控制信号控制继电器的开关, 从而完成对各路电压的选通。同时经74LS47译码器将理论的电流输出值在数码管上显示出来, 采用按键作为步进加、步进减的控制按钮。 (6) LCD液晶显示电路及警报电路是通过对AT89C51单片机的软件编程, 把时间和温度显示在1602液晶屏上, 如果温度超过40度, 则向AT89C51发送命令, 蜂鸣器发出警报。本系统总体结构框图如下图1所示。
2 系统软件设计
系统软件设计是多功能基准源设计的核心, 它直接决定基准源的运行性能。本文的系统软件采用C语言编程, 在Keil C环境下进行编译运行, 并且编译后所生成的HEX文件可以加载到Protues ISIS所搭建的电路模型中进行仿真。
2.1 主程序设计
主程序设计思想:控制电路利用单片机编程实现[1]。电流的输出范围是4~20m A, 中间有17个步进。通过软件编程用即可实现5位2进制数表示4~20的所有状态, 并且完成加一、减一和复位功能。
2.2 工作时间子程序和温度显示与报警子程序设计
温度显示与报警子程序设计思想:首先要对1602、DS1302及DS18B20进行初始化, 显示日期时间要读取DS1302日期数据和时间数据;显示温度, 每一次读写之前都要对DS18B20进行复位, 复位成功后发送一条写ROM指令, 然后发送存储器操作指令, 这样才能对DS18B20进行预定的操作。将读取温度数据与之前设定的40℃对应的数据进行对比, 当温度小于40℃时, 程序将仅显示温度;当温度大于40℃时, 蜂鸣器报警。
3 仿真模型搭建及仿真结果分析
Protues ISIS是英国Labcenter公司开发的电路分析与实务仿真软件, 它运行于Windows操作系统上, 可以仿真、分析 (SPICE) 各种模拟器件和集成电路。如图2所示为基于Protues ISIS所搭建的多功能基准源系统的仿真模型, 验证通过软件编程可以实现在液晶屏1602上显示时间和温度, 以及通过数码管显示4~20m A电流的示数、0~5V电压示数。
单片机P3口接译码器74ls47, 译码器的输出连接共阳极数码管, 数码管显示为4~20m A的电流示数, P0.1~P0.4口通过上拉电阻连接到继电器控制电路部分。两个数码管, 上面的为低位, 下面的为高位。当电流为20m A时, 单片机的P0口控制继电器的最高位和第三位吸和, 即分压电路中的4V和1V电压通过继电器开关电路的选通, 在电压合成电路中进行电压合成。但是在Protues仿真软件中的继电器由于与其相连的元器件的影响, 导致电压损耗, 故我们所看到的示数, 小于5V理想电压。系统仿真图中的AT89C51为整个系统的控制核心, 将其编写的程序以二进制的形式烧入后, 它将按照编写的指令运行。通过P2.4、P2.5、P2.6引脚DS1302时钟芯片的联系在一起, 从而控制DS1302的执行方式。P2.7引脚与DS18B20的DQ引脚相连, 从而把DS18B20的温度传送给单片机, 编译后的软件程序以.HEX的文件形式加载到AT89C51单片机中后能够在LCD1602液晶显示器能显示当前时间和温度。上述如图3仿真图所示
4 结论
由于本文采用了AT89C51和DS1302以及温度显示模块DS18B20为核心, 具备时间准确, 功耗低, 增加功能方便, 采用嵌入式单片机进行数字控制, 并结合所采用的电压合成与电压/电流转换电路, 在提供多档位的电压电流值的同时, 提高了基准源精度。同时经过Protues ISIS所搭建的模型进行仿真, 进一步验证了系统软件的合理性, 通过仿真结果显示多功能基准源系统能够满足设计要求。
摘要：本文以AT89C51作为主控制芯片, 结合专业时钟芯片DS1302和温度传感器DS18B20以及LCD1602液晶屏, 设计了一种基于嵌入式单片机的基准源系统。设计完成的多功能基准源, 可以实现17个档位电流电压输出 (420mA, 05V) 、温度显示及报警、工作时间显示及电流/电压显示等功能;设计给出了系统软件的设计流程图;同时以Protues ISIS软件为基础建立了多功能基准源系统的仿真模型, 并进行了仿真, 仿真结果显示该系统能够满足显示和报警功能。
关键词：基准源,AT89C51单片机,时间显示,温度显示,Proteus仿真
参考文献
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GPS基准源 篇7
1 建立GPS监测基准的方法
1.1 GPS基准点的原理
现在许多城市都建设了自己的CORS系统, 除了作为城市地理信息框架的组成部分, GPS连续监测站有着自己独特的优点, 即站点分布均匀, 间距约为50 km左右, 观测时间序列长, 监测值精确可靠。GPS连续监测站本身的沉降量可以通过GPS技术精确计算出来, 因此可将其视为基准点。基准点观测墩上同时设有水准标志, 与整个水准网连测, 根据基准点沉降量和两期水准观测即可求出其他水准点的沉降量。该方法可以减少水准点和基准点的连测距离, 即减少误差传播累积, 从而大幅提高地面沉降的监测精度。需要注意的是, 这里的基准点和普通的GPS静态观测点是不同的, 后者观测时间仅有2 d~3 d, 只有少量单天高程解。由于定位技术本身的原因, GPS单天高程解的精度一直比水平定位精度低, 所以2个~3个高程值的可靠性也差, 普通的GPS静态观测点是不适合作为基准点的。
该方法的关键是获取GPS基准点的精确沉降量并建立基准点和水准网的联合模型。随着观测方式和计算方法的不断改进, GPS垂向处理精度有所提高。由于GPS和大地水准测量技术采用的不是同一个高程基准, 所以不能通过高程建立联系。然而两种高程的变化量是一致的[5], 这为建立GPS基准点和水准网的严密关系提供了很好的切入点。
1.2 联合处理模型
这里借鉴前人的模型[5]来建立基准点和水准网的数学关系, 并根据要求赋予参数新的含义。模型包括两类观测值, 分别是两期水准测量数据和基准点沉降量, 后者其实是一种虚拟观测值。假设监测网中对m个监测点进行了复测, 两期有s1和s2个水准网测段, 则任意时刻t, i, j两点的观测方程为[2]:
其中, htij为i, j两点在观测时刻t的观测高差;vtij为其误差, Hjt, Hit分别为在t时刻j点和i点的高程;Hi0, Hj0分别为i点和j点在参考时刻t0的近似高程;dhi0, dhj0均为其改正数, 是待求参数;Vj, Vi分别为j点和i点的垂直运动速率, 即沉降量, 也是待求参数。
假设m个监测点中有n (n<m) 个基准点, 对于任意点k (1<k<n) , 已经通过水准路线与整个监测网连测, 则有:
其中, gk0为k点利用GPS技术得到的基准点沉降速度, 即上述基准点年度沉降量;vk为其改正数。
根据式 (1) 和式 (2) , 利用最小二乘估计进行全局最优化处理, 即可求解出其他水准点的沉降量。其解法和精度模型可见参考文献[6], 由于篇幅限制, 此处不再列出。
在联合处理模型的式 (1) 中, 当t=t0且s2=0, n=0时, 即没有第二期水准网和GPS准观测值的情况, 就是普通的静态水准网平差模型。在式 (2) 中, 当vk=0时, 即不对基准点的沉降量作为未知数估计, 此时的模型就是动态水准网平差模型。可以看出, 静态和动态水准网平差都是联合处理模型的特殊情况。
2 试验过程与结果
为验证方法的合理性, 选取天津市滨海新区的地面沉降监测为例。天津市地面沉降监测网面积达1万km2, 滨海新区位于监测网的东部, 最远端距离基岩标相距100 km, 如果用传统的监测方法, 沉降值的传递误差累计最大将达到14 mm。滨海新区及周边有4座GPS连续监测站, 能获得连续变化的高程序列, 结果可靠。但出于成本考虑, 不可能建设大量的GPS连续监测站点, 所以用其作为水准网的基准点, 是两种技术监测地面沉降的最好选择。现利用GPS监测基准和传统方法来同时计算该区域的地面沉降。
2.1 基准点沉降计算
天津市滨海新区及周围的4座GPS连续监测站 (TJA1, KC01, DZ01和CH01) 作为基准点, 首先利用高精度处理软件GAMIT/GLOBK获取每个基准点的大地高序列。根据蓟县GPS连续观测站 (编号JIXN) 在全球参考框架中高程很稳定的分析结果[5], 采用它作为GPS网的高程基准[3], 仅对滨海新区和JIXN共5座GPS站做局部网相对定位, 不再引入IGS站作大尺度的基线解算和框架转换, 结果显示高程序列重复性达到2 mm。然后我们通过插值确定基准点的沉降量, 精度为3 mm, 满足作为基准点的要求。
2.2 沉降计算与分析
搜集滨海新区2007年末和2008年末两期水准与GPS基准点进行联合处理, 剔除闭合超限的水准环测段, 挑出两期公共水准观测点合计486个, 共有测段1 170个。计算时一、二等水准测量的先验误差分别是1 mm和1.3 mm。作为比较, 我们也利用传统方法进行了计算, 使用的先验误差值与上面一致。在进行比较时, 单位权中误差和监测点平均精度是衡量方法优劣的两个重要指标, 其中单位权中误差反映了模型的内符合精度, 值越小, 精度越高。而监测点的平均精度反映了监测网所有点的沉降值精度, 值越小, 精度越高。两种方法的计算结果比较如表1所示, 其中一代表传统方法, 二代表采用GPS基准的新方法。
mm
从表1可以看出, 无论是单位权中误差还是监测点的平均精度, 方法二比方法一的各项指标值都要小, 即精度更高。基准点TJA1通过GPS技术处理的沉降量是负值, 实质上联合处理结果显示, 该点周围还存在一些负值的区域, 位于滨海新区汉沽北部, 这和传统地面沉降监测到的现象是一致的。过去的地面沉降监测中也曾发现汉沽北部有上升区域, 但是考虑到单纯利用水准测量技术的缺陷而不能肯定这个结论, 现在通过新的技术予以了证实。
3 结语
利用GPS技术建立大范围的地面沉降监测基准是可行的, 可以建立起科学的数学模型。而实例表明该方法是可行的, 能使滨海新区地面沉降监测平均精度从5.4 mm提高到2.8 mm。该方法可以在实际中逐渐展开运用, 并为更多地面沉降地区所借鉴, 但是它比传统静态监测处理方法复杂, 需要更多的工作量。
摘要：为了提高大范围地面沉降监测精度, 提出一种利用GPS连续监测站建立地面沉降监测基准的方法, 即将普通水准监测点和GPS基准点连测, 并通过数据处理模型得到监测网的地面沉降值, 列出了基准点沉降量和水准网观测数据联合处理的严密公式, 通过分析天津滨海新区的实例, 证明了该方法的合理性。
关键词：地面沉降GPS,监测基准,水准测量
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