设计基准事故（精选7篇）
设计基准事故 篇1
摘要：堆芯再淹没是超设计基准事故下处理控制堆芯失效的重要手段。堆芯再淹没过程中,主要考虑三个方面的物理化学现象——换热、包壳的力学表现、锆的氧化。
关键词：超设计基准,堆芯再淹没,高温
0引言
超设计基准事故下堆芯再淹没的传热机理
总体上,描述堆芯再淹没淬冷的传热有两个方面:(1)固体燃料棒内部的导热以及(2)燃料棒和周围两相流的对流换热问题。而第二个方面更为重要。
在堆芯再淹没的过程中,燃料棒会经过不同的冷却工况,其流动沸腾的流型和传热工况不同。虽然燃料棒的温度很高,热流密度大,但同样可以发生泡核沸腾。由于产生的汽泡数量很大,进而在包壳外表面附近形成蒸汽片或蒸汽柱。当汽泡产生的频率高到在汽泡脱离壁面之前就形成了蒸汽膜覆盖在壁面上,使液体不能接触壁面,出现反环状流,相应的传热工况为模态沸腾。膜态沸腾之后,上部的燃料棒包壳会被夹杂着液滴的蒸汽流冷却,最顶部的燃料棒则会被蒸汽冷却。
燃料棒的指定位置则会随时间先后经历以下的传热工况:当再淹没开始后,燃料棒包壳先会被上游沸腾产生的蒸汽所冷却,该过程几乎和再淹没启动同步,随着时间的推移会被夹杂液滴的蒸汽流(滴状流)冷却,当淬冷发生时,会由反环状膜态沸腾过渡为泡核沸腾,最后被逐渐冷却到该压力下的饱和温度。
1燃料棒包壳的物理化学表现
1000℃左右时,包壳开始受热肿胀;200℃时由于力学性质的变化产生裂痕、穿孔,有明显损伤;1200℃包壳材料开始氧化,产生氢气和额外的热量;1500℃左右开始会有B4C-Fe,Fe-Zr的共熔物产生;2000℃左右包壳材料Zr开始熔化;3000℃左右Zr O2和UO2开始熔化。
2包壳材料的氧化及氢气的产生
在1200℃开始会有明显的Zr+2H2O=Zr O2+2H2的反应,消耗包壳材料,生成氢气,并产生大量的热量,使事故情况恶化。生成的氢气量如果超过了安全范围,可能会引起氢爆,造成更大的事故后果。在由空气进入的情况下,会发生Zr+O2=Zr O2的反应,消耗单位质量的Zr会产生比Zr-H2O反应更大的热量,使温度上升速率增加。
3国外超设计基准事故再淹没实验研究
3.1 CODEX实验
CODEX实验设施是1995年由KFKI原子能研究院建立的堆外实验设施,用以调查研究堆芯退化的某些特定的影响因素,进而利用实验数据来建立和改进数学模型。CODEX实验包含了VVER和PWR的模型实验。VVER和PWR的燃料棒分别为7个和9个,利用钨进行电加热模拟堆芯放热,中心燃料棒不加热用来进行相关测量。燃料棒加热全长为600mm,包壳材料为Zr1%Nb(VVER)合金,以及Zircaloy(PWR)。环形UO2材料包裹着中心的钨发热元件。
CODEX的主要实验有7个,分别具有不同的侧重点和研究目的:
CODEX-1再淹没总体性的实验研究;
CODEX-2温度的增加以及缓慢的冷却过程,气冷;
CODEX-3/11150℃启动的底部水冷再淹没;
CODEX-3/21500℃启动的底部水冷再淹没;
CODEX-AIT-1再淹没启动前空气进入的再淹没实验;
CODEX-AIT-2再淹没启动前蒸汽和空气进入的再淹没实验;
CODEX-B4C燃料棒的退化失效。
部分实验结果:
实验过程中,燃料棒的温度随着高度的增加而上升,再淹没前温度增加,再淹没启动后温度下降。燃料棒顶部部分熔化,底部相对完整性更好
包壳峰值温度低于1200℃的再淹没过程中,基本没有氢气的生成,也没有明显的温度增长。这于Zr-H2O反应的理论机理相吻合。
预氧化形成的表面Zr O对包壳有一定程度的保护作用,防止在高温下强烈Zr-H2O反应的发生,产生大量的H2和释放热量。
再淹没前有空气进入的预氧化中,有明显的温度骤升,燃料棒有氧化严重,并有氮化物Zr N生成,燃料棒结构受影响严重,甚至可能熔化脱落。
控制棒碳化硼B4C熔点更低,是事故中最先熔化的部分,并且会产生CO,CO2,CH4等气体。
3.2 PARAMETER-SF实验
NPO“LUTCH”,Podolsk,Russia的PARAMETER实验设施是用来研究VVER燃料装配在模拟条件下的设计基准、超设计基准、以及严重事故中的表现。PARAMETER实验燃料棒束由19个燃料棒模型构成。其中18个加热的燃料棒长度3.12m,加热长度为1275mm,不加热的中心燃料棒2.92m。采用电加热的方式模拟堆芯放热,将直径4mm的钨加热元件放在燃料棒的中心,并用内径4.2mm的环状UO2包围。燃料包壳材料和VVER中相同,采用外直径为9.13mm的Zr1%Nb合金,厚度为0.7mm。燃料棒中充满氦气,用来检测包壳失效。模拟堆芯中还有其他用于测量温度,压力,流量等重要参数的设施。
PARAMETER的实验步骤主要为4部,不同的实验有局部差别:
1)加热(准备)阶段,把燃料棒稳步的加热到预定的温度,并使燃料棒温度分布均匀;
2)预氧化阶段,在Ar-蒸汽的混合气流下,于指定温度下进行包壳的预氧化;
3)瞬变加热阶段,加热燃料棒到再淹没前的预定温度;
4)再淹没阶段,再淹没开始,直到实验终止。
PARAMETER实验目前一共进行4次,分别为PARAMETER-SF1,SF2,SF3,SF4。各实验的目的、实施过程手段以及实验结果都有所不同。其中主要的时再淹没手段的不同,SF1和SF3是顶部再淹没实验、SF2是底部和顶部结合再淹没实验、SF4是底部再淹没实验。此外,PARAMETER-SF4实验中还研究了再淹没前空气泄入对堆芯现象的影响。
部分实验结论:
由于再淹没前有空气进入,Zr-O2反应放出大量的热量,使得中部甚至底部加热位置的燃料棒的温度也迅速增长到接近包壳峰值温度,这于其他没有空气进入的再淹没实验不同。这是因为预氧化阶段产生的Zr O2层不足以防止空气进入时Zr-O2的进行,从而释放出大量热量,使温度骤升。
顶部再淹没过程需要的时间比底部再淹没时间要短,但是骤冷前沿的变现会出现非线性的震荡显现,这可能是由于逆流现象(counter-current flooding limitation)造成的;
由于格栅的存在会使骤冷前沿的前进受到一定程度影响,现有的数据模拟暂时没有具体的修正。
3.3 QUENCH实验
QUENCH实验是由德国卡尔斯鲁厄研究中心进行的,以研究轻水堆裸露堆芯再淹没过程中堆芯退化和氢气产生情况为目的的试验。试验段包含21根试验棒束。棒外径为10.75mm,棒间距为14.3mm,其中20跟加热,一根不加热,加热棒的长度为2480mm,不加热的长度为2842mm。试验中用钨丝加热器加热,加热器长1024mm,直径为6mm。加热棒包壳和定位格架材料都为锆合金,环形芯块为Zr O,而不是UO2。
QUENCH到目前进行了16组实验,从QUENCH-01到QUEHCH-16,在研究堆芯损坏失效和氢气产生的同时,又有不同的实验条件和研究目的。其中,
QUENCH-02和-03研究了在高温条件(接近2500K)下的现象;
QUENCH-07和-09研究了B4C、不锈钢和Zircaloy-5共融物导致熔点下降;
QUENCH-07、-08、-09在低再淹没流量下进行;
QUENCH-09研究了蒸汽缺失;
QUENCH-10研究了空气泄入;
QUENCH-16研究了空气泄入导致氮化物的形成;
QUENCH-12、-14、-15利用先进堆芯材料(ACM)进行实验,分别为E110,M5,Zirlo。
部分实验结论:
利用不同的先进堆芯材料进行的实验结果显示,不同的材料对实验结果没有明显的影响;
高温、低再淹没水质量流量、预氧化阶段蒸汽缺失预氧化不足(Zr O2保护层不完整)都会使再淹没阶段生成更多的氢气。
4现阶段超设计基准事故下堆芯再淹没实验存在的问题:
高温条件下,测温元件失效使得温度测量精确度下降;
包壳结构变化不能通过有效手段实时的检测,只能在实验过程中抽取燃料棒观察以及实验结束后观察;
包壳氧化厚度,特别是不同位置氧化程度不能有效的实时观测,只能通过生成的氢气质量来计算氧化厚度,计算结果只具有普片性,不具有特定性;
现阶段数据模拟在大多数情况下与实验结果吻合,但有细节方面需要更深入的研究和建模,比如控制格栅对两相流流动的影响和逆流现象对顶部再淹没的影响。
一种带隙基准电路的设计 篇2
带隙基准电路是大规模、超大规模和几乎所有数字模拟系统中不可或缺的模块, 其广泛应用于数据转换器, 锁相环, 振荡器等电路中[1,2,3]。带隙基准电路的性能极大的影响其他模块的性能, 因此需要设计一种具有良好的性能的带隙基准电路。基于此, 本文对带隙基准电路进行了分析与设计。
2 带隙基准电路的分析与设计
图1为本文分析设计的带隙基准电路, 由MOS晶体管M1~M6, 电阻R1~R3及运算放大器A组成。图中M1, M3, M4, M5, M6组成了启动电路。晶体管Q2是由n个并列的晶体管单元组成, 而Q1是由一个晶体管单元。电阻R1和R2相同, 运算放大器A是我们熟知一个两级运算放大器, 根据运算放大器的虚短虚断原理, 我们有
因此输出电压为
3 仿真与分析
为验证所设计的带隙基准电路, 本文采用SMIC 0.18m CMOS工艺对电路进行了仿真验证。图2为带隙基准的仿真曲线。其中图2为其基准电压的温度曲线图, 仿真结果显示, 在-50℃-125℃范围内输出电压的温度系数为2.04ppm/°C。
4 结语
本文分析设计了一种带隙基准电路, 并采用SMIC 0.18μm CMOS工艺对电路进行了仿真验证。仿真结果显示, 带隙基准电路具有非常好的性能。
参考文献
[1]韩雨衡, 赵少敏, 刘增鑫, 贺娅君, 华浩翔, 张国俊.一种宽输入范围高电源抑制比的带隙基准源[J].微电子学, 2015.
[2]唐俊龙, 肖正, 周斌腾, 谢海情.一种高电源抑制比的全MOS电压基准源设计[J].微电子学, 2015.
设计基准事故 篇3
随着社会经济的发展, 新技术的不断涌现, 市场竞争愈演愈烈。现代企业的商务环境发生了很大变化, 没有一家企业能够独自拥有所需的全部资源。虚拟企业作为以核心能力为基础、以信息技术作为必要的物质基础、对企业外部资源进行优化与整合的一种手段, 顺应了经济与信息技术的不断发展, 成为了越来越多的企业的选择, 有助于企业更好地把握市场机遇, 提高企业的市场竞争力。
1991年Kenneth博士在其向美国国会提交的一份报告中首先提出“虚拟企业”的概念, 认为“虚拟企业”是敏捷制造的一种新手段。Willian Davidow和Machael Smabble在1992年提出:虚拟企业是由一些独立的厂商, 顾客甚至同行的竞争对手通过信息技术链成的临时的网络组织, 以达到共享技术, 分摊费用以及满足市场需求的目的。虚拟企业使有着共同目标的企业之间可以实现资源的合理配置, 通过供应链的优化, 降低成本, 实现了“双赢”或“多赢”的非零和博弈模式。同实体企业一样, 成本管理在虚拟企业运营中有着重要作用, 如何合理地衡量和控制成本, 是我们需要深入研究的问题。石春生、李锦胜 (2001) 引用ABC分析法, 介绍了适合于虚拟企业自身运用过程中的作业成本控制方法;盛巧玲 (2005) 从伙伴选择的角度, 研究了虚拟企业战略成本管理模式;叶飞、孙东川 (2005) 提出了基于ABC法的虚拟企业成本监控系统, 并选取了成本绩效考核的一系列指标;刘松、高长元 (2006) 定位高技术虚拟企业 (HTVE) , 构建了HTVE成本管理的基本框架;路丽莎、邰晓红 (2010) 认为对虚拟企业自身价值链进行分析, 可实现降低成本的目的, 进而实现收益最大化;龙启春 (2010) 将战略成本动因分析应用于虚拟企业, 通过案例研究总结了虚拟企业赢得成本优势的战略方法。从现有的研究来看, 诸位学者主要从虚拟企业合作伙伴的选择、价值链等角度来剖析虚拟企业的成本控制方法。本文将对现有方法进行评析, 并在此基础上引入PBC成本控制方法, 从而有利于进一步对虚拟企业的绩效进行评价。
二、虚拟企业成本及相关成本控制方法的评析
(一) 虚拟企业成本的特点
虚拟企业的成本指为虚拟企业的共同收益而导致的所有耗费与支出, 发生在企业运营中的各个环节, 涉及到局域网建设、市场机遇的捕捉、核心能力的确定与培养、虚拟合作伙伴的选择与确定、成员企业之间的协调、解散重构时机构的调整, 以及发生在整个运营过程中的风险成本。虚拟企业由于其自身的动态性、复杂性、敏捷性以及对网络的依赖性, 其成本也呈现出不同的特点。
1.模块式成本管理。
在虚拟组织模式下, 不同的组织参与到一个项目中, 整个项目又分成不同的子项目或工作模块, 模块之间的成本一定程度上可以互相转移, 各成员间需做好联系与沟通, 及时解决出现的问题。
2.资源共享、广泛合作。
虚拟企业实现降低成本的最主要途径是通过内外部资源合理配置, 避免重复和浪费。
3.核心成本优势。
虚拟企业由具有核心竞争能力的企业组成企业联盟, 各成员在各自的领域内都有突出的技术和成本优势。
4.动态多赢。
虚拟企业随着项目的产生而产生, 随着项目的结束而重新构建新的联盟。各伙伴之间是一个“多赢”的关系, 总承包商联合分承包商、子承包商、供应商、顾客甚至竞争对手来共同研发、生产和销售产品。
5.价值驱动型成本。
与传统的生产推动型成本模式不同, 虚拟企业是一种价值驱动型的模式。在市场需求下组建运行, 以为顾客创造价值为目的, 使得企业的各经济活动实时实地适量的进行。
(二) 虚拟企业成本控制方法评析
1.传统成本控制方法。
传统成本控制方法通过成本控制来实现利润, 认为企业的利润来源于企业内部的效率, 注重对制造成本的核算与控制, 孤立地分析企业自身的情况, 偏重于事后控制, 不能进行实时控制。传统成本系统由功能性分类主导, 而现在由于使用信息技术以及网络合作伙伴的盛行, 功能性分类逐渐消失。
虚拟企业是为最终满足顾客需要而设计的“一系列活动”的集合体, 以“多赢”的互利关系为前提, 侧重于通过创新和成本投入谋取高附加值, 进而实现利润最大化, 制造成本较低, 间接费用较高, 并且间接费用并不是直接与生产过程有关, 许多费用甚至发生在制造过程以外, 如产品研发费用、组织协调生产过程费用、组织订单费用等, 其对物耗成本的核算仅是为了价值评估与分配, 因此成本控制应该是一个对虚拟企业产品进行研发与设计、采购与仓储、生产与销售、客户与服务、信息反馈进行全方位监控的过程, 重心在产品的研发与技术服务方面。由于科技创新的不断发展, 虚拟企业产品生命周期逐渐缩短, 成本管理也由控制为中心转为计划为重点。因此传统成本管理机制不能准确反映虚拟企业产品成本的真实成本信息, 不能反映提升绩效的作业信息, 并且其未涉及成本分摊和风险管理, 不适应于虚拟企业成本控制与评价。
2.ABC系统。
ABC系统是一种赢得了较高关注的测量产品成本与作业绩效的方法。根据资源的耗费以及需求作业的成本对象来分配成本, 提供了作业对象的财务与非财务信息。然而在实践中, 大部分ABC的应用对一般成本进行了盲目分配, 一些间接费用被排除在与成本动因相关的成本池之外。
在虚拟企业环境中, 公司运营通常处在不同的环境之中, 更多地依赖商业网络环境伙伴, 大多数的作业是增值的, 制造或服务作业是外包给供应商或合作伙伴的, 这时应用ABC似乎变得不太可能。在虚拟企业中, 除了战略联盟所共享的信息、面对面或网上等其他无纸化方式发生的交易外, 其他的价值增加作业或许并不可见。ABC方法一般用于外部财务报告, 在供应商与合作伙伴之间控制生产产品或服务的资源最优化使用, 而虚拟企业应将重点放在知识与信息技术管理成本上。ABC系统是一个能较好反映公司增值作业的成本系统, 但并不适用于虚拟企业由合作伙伴所带来的增值。ABC对制造供应商可能是适用的, 但对虚拟企业来说, 一个采用物流成本加上经常性费用的成本系统是更适用的。然而ABC方法给予我们很大的启示:在虚拟企业的运行中, 通过对成本动因进行重构和优化, 可达到成本控制的目的。
3.PBC系统的引入。
在虚拟企业中, 需要建立一个在绩效基础上的成本系统。这一系统具有关键成功因素 (CSF) , 建立评价关键区域的绩效的措施与度量方法, 用这些方法计划、控制和运营, 来改善组织的运营, 进而提升竞争力。Kurmia和Johnston 2000在年澳大利亚提出了ECR (有效的顾客回应) , 并提出了影响其施行的因素。ECR设计可在制造商或零售商供应链中减少成本, 进而提升商业进程。同时, 信息成本的存在也使组织决策权的分散成为必须。以下职能是关键性的: (1) 组织的机构之间分配决策权 (2) 测量绩效评价 (3) 依据表现来奖励或惩罚个人。
在虚拟组织中, 信息技术的使用、网络合作伙伴的盛行使得智能性区域出现了融合现象。合适的信息系统与知识使得伙伴间的融合变得更为关键。知识管理应当赢得更多关注, 其包括各种可变的增值作业, 知识管理应当以绩效成本系统来衡量。交错的企业关系、企业联盟、更多的网络组织的出现, 使得信息需求更加严重, 包括交互组织间的会计信息。计划与控制必须突破组织界限, 研究必须基于所有组织成员的相互信任。例如, 计划与控制都需要准确、及时、有用的信息, 作业创造、传播、应用了增值信息, 所有的这些作业都可以通过PBC系统来实现。
在虚拟企业中, 物流与送货的成本增加, 这一点特别体现在电子商务之中。存货管理是网络经济的一大挑战, 其必须符合市场的要求, 与时俱进。经常性费用在逐步加大, 知识工人特别是工程师、软件专家等分散了工厂的大部分劳动力。因此, 在虚拟企业中, 采购与物流成本、经常性费用主导了产品成本的大部分。虚拟企业的知识管理、信息技术管理、信任建立、供应商和合作伙伴间的战略联盟都会增加产品价值, 最终为顾客提供价值。
供应链管理 (SCM) 被认为是目前对企业商务战略和运营的持续改善最有效的方式。在过去的一段时间, 大家瞩目的焦点从工厂水平管理转移到企业水平管理, 这种变化基于公司的全球化发展。许多组织建立了合作伙伴关系, 建立了基于ECR和其他信息技术的战略连接来改善供应链的竞争力。新的成本系统应当关注采购、供应商发展、知识管理、信息技术和物流。根据虚拟企业的特征, 以下是建立新的绩效评价标准、成本会计系统需要考虑的关键点: (1) 由于虚拟企业分散的本质, 作业活动难以追溯; (2) 直接成本与间接成本可能会相互转化; (3) 物流成本成为总成本中的一个重要部分; (4) 许多成本是隐藏的, 很难测量; (5) 知识管理和信息技术成本在虚拟企业中将成为主要成本。因此, 人们需要做的是变事后管理为事前管理, 减少不必要的审核、检查、控制等作业;变职能管理为绩效管理, 删除非增值作业。
三、绩效基准成本系统 (PBC系统) 设计
PBC系统关注于绩效 (包括财务与非财务) 而不仅仅是作业活动本身, 这避免了企业应用传统成本体系造成的产品成本信息扭曲, 并且合理计算直接材料、直接人工及日常开支, 进而准确估计产品的成本。产品成本主要取决于增加的价值, 产品成本的准确性取决于价值创造过程中的成本和相关的动因。
1.为PBC系统确立目标。
企业每实施一个系统之前, 都必须认真定义系统的目标。PBC系统的基本目标包括: (1) 鼓励对市场、顾客和合作伙伴的积极回应而不是被动回应; (2) 提升企业的灵活性; (3) 创造财富。
2.组建PBC团队。
PBC系统设计的第二步是组建团队。团队应包括来自于虚拟企业中的不同组织的成员。团队的规模取决于各组织的大小、项目完成时间的紧迫性以及员工的数量。团队成员应当从高级管理层那里得到足够的支持, 当然这要建立在高级管理层确信新的成本系统会比旧的好的前提之下, 成员们应竭尽全力确保系统成功实施, 并且具备相关的知识和经验以对系统的成功实施做出贡献。
3.明确组织的问题。
PBC系统将会影响组织和它的合作伙伴的诸多方面, 特别是对组织的成员和组织关系的潜在影响。很多组织影响并不是可直接数量化的, 可是这些影响不能轻易忽略, 否则会进而忽视一些重要的问题、成本以及利益的关系。采用PBC方法的合适与否还要看其是否与组织的特质和环境高度一致。
4.定义价值增加区域VCA与关键性成功因素CSFs。
VCA是指为产品或服务在组织中增值的一系列过程, 这里的价值是从顾客角度考虑的, 是满足顾客内部或外部需求的人工或机器的任务集合。VCA也可以被定义为为顾客增值的一系列作业。CSFs的定义是PBC系统的必备步骤, 因为它设定了系统的架构和范围。CSF要求会计师来判定商务相关领域所实际发生的事情, 并且保证成本系统是依据现实情况建立的。
VCA和CSFs的划定都涉及了找到一个能为顾客创造最大价值的组织。这项任务的方法一定要足够系统化以保证所有的相关区域都被考虑到。相关区域可能因为技术、大小和公司经营方式而在类型和位置上在各企业之间不同。对小公司来说, 质量控制是一个重要的价值创造区域, 但对大公司来说, 质量控制却涉及了太大的范围, 比如说在世界顶级制造业公司中, 质量控制责任落实到企业的所有员工。
微观与宏观价值区域的确定对PBC系统也非常重要, 其中微观区域是企业的焦点。微观区域是计量宏观区域的基础, 是相关微观作业的聚合体。微观价值区域的主要目的是报告准确的产品信息。参观一个公司的所有部门, 采访所有员工, 列出每个部门所做的工作可以定义出微观和宏观区域, 同时商业过程的重新设计可以帮助这一定义过程。
显然, VCA和CSFs都需要好的决策来运用在PBC系统中。决策应当基于CSF与每一个区域的相关性和细节水平, 需要给管理层提供可接受的成本可见性, 以及产品成本计划和控制的准确性程度。组织通常的作业包括购买、顾客指令过程、质量控制、物料处理、产品控制与检查、分发和维护, 除此之外, 还有一些其他因素可能成为VCA和CSE (供应链效率) 的焦点。
5.区域内CSF动因的定义。
CSF的动因是直接影响CSF或VCA的成本与绩效的一个因素, 它很好地解释了为什么CSF的成本在一段时间内会有变化。一个CSF或VCA的动因可被定义为引起VCA成本变化的任何因素。主要的成本动因是资源和作业之间的联系, 它们将成本从日记账到作业连接起来。产品成本的准确性依赖于CSF动因, 每一个区域的成本是主要动因成本的融合, 这些CSF动因实际上暗示了一个区域耗费了多少特定资源。每个区域需要不同类型的资源, 因此每一个区域都应当详细分析, 列出含有所有主要CSF动因的清单, 且每一个动因的成本都应当准确。
虚拟企业的成本动因主要分为两类, 一类是结构性成本动因, 指与虚拟企业各成员相关的基础经济结构等成本因素, 涉及企业规模、范围、技术、经验和厂址的合理选择;另一类是执行性成本动因, 指与虚拟企业执行作业程序相关的成本驱动因素, 涉及参与、全面质量管理、能力利用、联系、厂内布局、产品外观的合理加强等。
6.关键性成功因素的成本池。
CSF成本池是对每一特定CSF的成本总和, 每一类型的CSF都在CSF成本池中。如果资源是由多个CSF共享的, 那就需要采取分配的措施。分配的基础应当尽量反映出每一作业所消耗的共享资源, 估计出来的分配比率不能影响成本的准确性。
关于CSF成本池有两种不同的成本分类观点。一种观点认为所有的可追溯的成本都应包括在内以建立一个完整容纳的CSF成本池。这在理论上是很有吸引力的, 所有的资源耗费都被考虑到区域 (CSF) 成本中, 因此所有的资源都被控制在区域水平上。实际上, 完全容纳的CSF成本过于复杂, 扭曲了对成本习性的理解。第二种观点是在CSF成本池中的成本应当与做出的决策相关, 并提供决策相关的信息。较好的办法是建立过度的复杂的系统与符合环境、信息需求与组织需求的方法之间的平衡。区域成本池通过二级成本动因追溯到成本对象。
7.二级成本动因。
由于经常性费用要在各个企业之间进行分配, 若只进行一次分摊很难考虑到路程、配送物品的异质性等因素, 造成成本分配的不公平性, 不被企业所接受, 也不利于共同配送的开展。因此采用二次分摊, 总成本分解成可分离成本和不可分离成本, 先将可分离成本分摊掉, 再考虑不可分离成本, 构建二级成本动因。
二级成本动因是衡量成本对象作业的需求频率与强度的指标, 用来分配CSF成本到成本对象中。成本动因是在比率中作为分母的一个变量, 将CSF成本应用到产品或成本对象上。成本对象比率可以计算如下:
成本动因比率=期间的CSF成本/期间成本动因总量
选择合适的成本动因似乎是一个创造性的过程, 不仅仅是对传统分析中对成本隐藏动因的调查。选择二级成本动因时, 应当考虑以下动因: (1) 成本动因选择应当与CSF中成本池中的成本水平强烈相关; (2) 变量应当足够多且类似; (3) 减少特殊动因的数量 (成本及其复杂性与动因数量直接相关) ; (4) 选择能够改进绩效的成本动因; (5) 选择可用或归集了低成本的成本动因。
在实践中, 一些成本动因可能存在相同的成本池。在这种情况下, 涉及特定情境下的专业评价就成为了必要。例如, 采购作业的成本池可能有不同的成本动因, 比如说指令数量、供应商数量和订购的零件数量。目标是要选出正确的数量和成本动因的正确类型, 正确的类型在反映准确的成本时很重要。很多系统可能比较昂贵, 创造一个系统如果太复杂的话反而不好理解。这些成本动因与在传统成本会计系统分配基础有很大不同, 它们是产品与作业间的链接, 代表了产品或过程设计的改进机会。定义所有的成本动因在相同水平是不可能的, 它们可能会扩展到多元组织水平, 甚至多元化组织, 而在传统成本系统中, 成本动因仅被定义在单元水平或设备水平。
8.成本对象。
成本对象可能是任何顾客、产品、服务、合同、项目或其他的工作单元。在PBC系统中成本对象属于成本分配的底端。大多数公司有两类成本对象, 一类是产品, 另一类是顾客。理想的成本对象是卖给顾客的产品。将CSF或VCA的成本关联到区域中, PBC系统下影响产品成本的作业是产品成本的基础。选择成本动因时应对不同的产品区别开来, 如果不这么做的话, 成本动因与一些VCA有效连接, 可能会根据相应的分配比率被分离。现在的问题是如何分配经常性费用, 可能会通过增加的价值为CSF以及组织的整体绩效增值, 这样的产品分配方式在PBC系统下可能会显得有些盲目。
9.实施。
PBC系统的产品成本计算应当与传统的成本计算区别开来, 增加了成本计量方法会存在增加产品成本的风险。如果系统很详细, 系统准确性就会增强, 但同时, 时间计量成本就会增加。实施和维护一个复杂的系统可能会走向极端, 如果产品使用新系统比传统成本体系的成本还高 (根据产品计量与系统复杂性) , 那么PBC系统应重新检测。始于价值增值区域的界定, 减少系统成本的简单方法就是减少过细的区域, 但是由于它有可能影响到产品成本的准确性, 这种缩减应当谨慎进行。
对于PBC系统的成功实施, 管理方式应当适时变化。一个PBC系统与现存的系统有很大不同。当PBC系统可行时, 经理和设计师应当在一起共同分析结果。一个做好充足准备的PBC团队可以通过展示他们负责的至少一种主要产品来确保PBC系统的价值。PBC方法同那些公司现存的成本核算系统有很大的不同。
PBC系统的设计和功能应当给经理层人员讲解, 这样他们就能明白新系统与现存系统的不同。使用者应当接受培训, 这样他们能够了解PBC系统的可用信息, 以及从现有系统中收集到的不可用信息。CSF的定义、价值创造区域、价值创造作业及水平对PBC系统是关键性的, 因为系统成本与产品成本准确性依赖于此。上面介绍的步骤可应用于任何组织 (服务业或制造业) 。一个简单的但是聚焦价值创造区域的成本分配基础在产品或服务的制造过程中应当提高资源使用效率。
四、虚拟企业的PBC系统与绩效评价关系框架
在虚拟企业运作中, 供应链管理SCM把组织的作业巧妙地连接起来。供应链的总成本由各个节点的作业成本及节点间的留存利润组成。高效率需要战略供应合作伙伴, 并通过共享资源与合作来改善彼此之间的关系, 进而为虚拟企业创造价值。
在供应链的运行中, 实施ECR变成供应链合作伙伴的最大挑战。尽管如此, Jenkins认为经理层采取ECR仍然是是关键性的一步。以下是经理们在零售行业运用ECR很重要的原因: (1) 推动策略不能实施; (2) 供应商和分配者要为顾客满意度工作; (3) 信任和妥协比使用权利更加有效; (4) 在竞争性的环境下不允许仅仅依靠销售的增长。
大多数的作业和过程都涉及ECR的交叉功能边界和组织边界。ABC和传统的成本控制方法缺少ECR中涉及的价值创造区域所捕捉的价值。然而, PBC系统并没有严格地阻碍成本在作业与区域内的分配、最终产品价值创造区域、多功能与组织的边界等。表1示意了价值创造区域、关键性成功因素、绩效评价指标和CSF动因的关系框架。把VCA同CSF、CSF动因与绩效评价相关联是系统框架的理论基础, 这一框架并不包括所有的价值创造区域、CSF、绩效评价和CSF动因, 因为在公司与公司之间、不同的商业模式之间可能会发生变动。组织可能会根据自己的独特要求, 使PBC的相关度量因素相关联, 建立自己的度量标准。虚拟企业的合作伙伴组成的团队可能会使用这种办法来建立PBC系统。
五、结束语
在不断变化且竞争压力急剧增大的商业环境中, 为满足商务运营的需求, 需要拥有可靠并持续的成本系统, 进而有利于企业的绩效评价。管理实践与方法改变了, 组织机构从垂直管理向水平管理改变, PBC系统和绩效基础管理 (PBM) 提供了反映水平管理观点的成本和运营信息。PBC系统重点关注了知识管理、信息系统及功能与组织绩效。本文介绍了PBC系统的基本步骤, 最后搭建了虚拟企业PBC系统与绩效评价关系框架, 旨在对这一理念进一步思考。传统的成本方法在应用于21世纪的商业模式时有着极大的局限性;ABC方法虽然改善了传统成本方法的局限性, 协调了制造商在20世纪80、90年代的商业冲突, 但ABC隐含的局限, 同传统的成本系统一样, 在涉及到虚拟企业的商业形式时, 就显得不那么完美了。PBC系统可能并不是21世纪组织绩效评价挑战的最佳方案, 新方法总是需要时间的检验。对于21世纪的新的商业形式需要给予更多的研究。笔者认为将来的研究导向应包括: (1) 基于现在的PBC系统或者相似的系统建立一个更精准的框架 (2) 绩效评价与度量的经验测试应当包含PBC或类似系统。其中实际调查和案例研究应当是实现PBC系统有效的合适方法。无论采取什么方法, 这一领域的问题仍需进一步研究应用。
参考文献
[1]王能.虚拟企业的组织与管理-基于团队理论的视角[M].北京:中国社会科学出版社, 2009:6-108.
[2]叶飞, 孙东川.面向全生命周期的虚拟企业组建与运作[M].北京:机械工业出版社, 2005:5.
[3]龙启春.战略成本动因分析在虚拟企业中的应用研究[J].商品与质量, 2010 (7) :42-43.
[4]盛巧玲.基于伙伴选择的虚拟企业战略成本管理研究[J].时代经贸, 2007 (12) :107-108.
[5]田中禾, 袁瑾.基于价值链的虚拟企业成本控制体系研究[J].商业会计, 2010 (1) :19-20.
[6]卫汉明.高新技术企业与传统企业成本管理的比较[J].科技进步与对策, 2000 (5) :38-39.
[7]张孟雯, 杜文娟.虚拟企业成本管理研究[J].时代经贸, 2007 (12) :107-108.
[8]石春生, 李锦胜, 刘洋.虚拟企业运作过程中基于ABC的成本控制方法[J].高技术通讯, 2001 (1) :66-68.
低压带隙基准源的设计 篇4
基准源是模拟和混合信号集成电路的重要组成部分。而带隙基准源由于其优秀的温度特性而成为首选。然而, 随着芯片的供电电压和功耗越来越低, 带隙基准电路的设计面临着新的挑战。本文设计了基于1.5v电压的带隙基准电压源, 在室温下其温度系数达到30ppm。
2 电路结构
3 仿真结果
该电路在Cadence软件的Spectra环境中进行仿真, 工艺采用SMIC0.18um标准工艺流程进行。仿真结果表明该电路在1.5V低电压下可以良好工作, 其时域波形稳定, 并且温度系数为34ppm.远低于一般电路的1000ppm.图三为带隙基准电路输出基准电压的时域波形, 从该波形可以看出, 时域输出非常稳定, 对噪声的抑制比极高。图四为R2不同阻值时, 基准电压与温度变化的曲线关系, 通过仿真可以发现当R2在40K ohm时温度系数最好, 为34ppm.印证了手工计算。
4 结语
本文完成了一个低电压1.5V下的结合Widler基准电压源的带隙基准电流源的设计与仿真。在设计过程中, 由于电源电压较低, 对于MOS管的宽长比的选取需要特别的小心, 在本文中使用宽长比较大的MOS管以减小电压的消耗。最终仿真结果表明该电路在1.5V电压下能够稳定工作, 且其温度系数为34ppm。
摘要：在传统带隙结构基础上, 实现了一种适用于1.5V电源电压的带隙基准电压源。电路设计采用SMIC0.18umCMOS工艺实现, 测试结果显示, 在低电压的工作状态下, 该电路能够稳定工作, 并且其温度系数达到34ppm。
关键词：带隙基准,温度系数,电源电压
参考文献
[1]Doyle, LeeYJ.Kim Y B.A CMOS Subband gap Re ference Circuit with IV Power Supply Voltage[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2004, 39 (1) :252-255.
[2]何乐年, 王忆.模拟集成电路设计与仿真[M].北京:科学出版社, 2008.
[3]陈贵灿, 程军, 张瑞智等译.毕查德拉扎维模拟CMOS集成电路设计[M].西安:西安交通大学出版社, 2003.
设计基准事故 篇5
1 基准电压设计原理
温度系数是基准电压源的一个核心指标, 目前都是采用抵消平衡技术来提高其温度特性。将基准电压源中正温度系数物理量和负温度系数物理量, 采用一定配比来降低其温度系数。因此, 分析带隙基准电压中各物理量的温度特性是设计的基础, 配比抵消温度系数是设计的关键。
1.1 正温度系数电压分析
当NMOS管的VGS≈VTH时, 器件工作在亚阈状态, 由于存在弱反型层, 漏源之间会有一定的导通电流ID, 根据亚阈特性, 电流ID与VGS成指数函数关系
其中, ζ>1, 为非理想因子, VT=k T/q。由式 (1) 得
则
由式 (3) 可分析出ΔVGS为一个正温度系数的电压物理量。
1.2 负温度系数电压分析
双极晶体管的基极-发射极电压 (VBE) 具有负温度系数。根据其物理特性, 结电压VBE与温度的函数关系为
式中, η和α分别是与三极管结构和漏源电流有关的系数;η通常为4;α为1或0, 1代表漏源电流为PTAT电流;0代表漏源电流为与温度无关;T0为参考温度;VBG为带隙外推电压。因此通过分析VBE的数学函数, 可得出VBE与温度近似成负比例关系, 即VBE近似为一个负温度系数的电压物理。
2 一阶温度补偿电路
采用配比正、负温度系数的电压可得到一个近似零温度系数的基准电压。图1为采用一阶温度补偿的基准电压源电路。
图1中VCC和VSS分别为电源电压和地;Mp1、Mp2、Mp3、Mp4为PMOS晶体管宽, W/L的宽长比为1∶1∶M∶N;同时Mn1、Mn2为NMOS晶体管宽, W/L宽长比为1∶A;而晶体管Mp1、Mn1晶体管宽长比为1∶B。根据EKV的连续型I-V模型, 强反型-弱反型的临界电流或转折点电流定义为标称电流ISo, 在0.35μm CMOS相关工艺参数, 计算得到ISon=87.4 n A, ISop=29.7 n A。为保证NMOS晶体管工作在亚阈值区, PMOS晶体管工作在强反型区, 比值1∶B应该尽量大, 以确保MNOS的漏源电流<80 n A, 可得
根据节点S的电流方程
通过分析VOUT电压方程, VOUT为一阶函数, 由于VBE为负温度系数而IPTATR3为正温度系数, 如果调节M为一合适值, 则VOUT的温度系数可以近似为零, 即此电路实现一阶温度补偿, 同时还可以通过调节R2、R3来实现对VOUT的大小调节。
3 曲率补偿电路
3.1 曲率补偿原理
采用一阶温度补偿的基准电压温度系数较差, 主要原因是只通过配比抵消一阶电压的温度系数, 而没有对高阶电压的温度系数进行抵消。一阶温度补偿电路仿真分析可知, 基准源只能在某个温度点T0具有零的温度系数, 在低温与高温区域, 温度系数则达到30~100×10-6/℃。所以, 为得到温度性能更好的带隙基准电压源, 必须进行高阶温度补偿。
3.2 曲率校正
为了改善图1一阶温度补偿基准电压VOUT的温度性能, 进一步分析式 (4) 的VBE方程, 如果抵消方程中第3项所带来的温度影响, 则基准电压的温度系数将降低, 其温度性能也将改善。通过曲率校正可以实现消除高阶项的温度影响。曲率校正电路如图2所示, Mp1的偏置电压VPTAT是一个正温度系数电压, 即流过Mn1的电流IPTAT为正温度系数电流。图2电路的电源和地分别为Vcc和Vss。电路中电流镜Mn1和Mn, 使得流过Mn2的电流为IPTAT。电流镜Mn3和Mn4, 使得流过Q5的电流为IOUT。流过Q1、Q2、Q3、Q4电流分别为IPTAT、IPTAT、IPTAT/A、 (IPTAT/A+ICTAT) 。电压VBE=VTln (IC/ISS) , IC为集极的电流, Iss为反向饱和电流;VT是热电压, 且VT=k T/q, 其中k为波尔兹曼常数, T为绝对温度;q为电子电量;A为Q2与Q3的发射极面积比;R为电阻;电流ICTAT=VBE5/R。由此可以计算出X、Y、Z这3点的电压值。
由电流ICTAT=VBE5/R得ICTAT具有负温度系数;IPTAT为正温度系数电流, 即调节A和R (ICTAT) 可以使得电流 (IPTAT/A+ICTAT) 的和为常数K, 且温度系数趋于0。
由式 (11) 可知, 产生的输出电流IOUT (K为常数) 为温度的高阶函数, 通过调节面积比例系数A和电阻R (或ICTAT) 来调节高阶温度补偿。
4 电路前仿真
(1) 采用曲率校正的一阶温度补偿带隙基准电压源电路如图3所示。
分别仿真分析非曲率校正基准电压和曲率校正基准电压。仿真时电源电压VCC为1.2 V, 温度范围为-20~120℃。图4为温度特性仿真结果。图4 (a) 为非曲率校正一阶温度补偿的带隙基准电压源温度特性曲线, 基准电压在-20~40℃范围内平均温度系数约为2.1×10-6/℃, 40~120℃范围内为17.1×10-6/℃, 所以有必要在高温部分进行曲率温度补偿。经过曲率校正的温度曲线如图4 (b) 所示。在-20~120℃范围内平均温度系数为1.7×10-6/℃, 在温度为60℃时, 存在一个突变点, 主要原因是:系数K不是与温度完全无关, 在60℃是I2PTAT由二次曲线向更高次曲线变化的一个转折点, 如图4 (b) 所示。
(2) IOUT (I2PTAT/K) 温度仿真结果如图5 (a) 所示, 电源电压VCC为1.2 V, 温度扫描范围为-20~120℃。从图中可以看到电流IOUT (I2PTAT/K) 为一条“准二次”曲线, 在60℃时有一个转折点。图5 (b) 中曲线为产生IOUT电流时NMOS的栅偏置电压 (VTHN=0.7 V) 。
5 芯片测试结果
5.1 温度特性测试
取30颗样片分别进行温度动态扫描测试和静态缺陷测试。动态温度扫描测试范围为-40~125℃, 测试步进为1℃, 测试结果如图6所示, 单样片的动态温度系数均<2×10-6/℃, 与上述电路仿真结果基本一致。
5.2 静态缺陷测试
分别在-40℃、25℃、85℃、125℃下测试30颗样片的基准电压并记录数据, 再进行统计分布分析, 记录数据如表1所示, 统计分布如图7所示, 统计分析结果表明, 芯片性能一致性高, 服从正态分布规律, 正品率达到99.99%以上, 符合6西格玛质量要求。
6 结束语
基于Chrt0.35μm CMOS工艺, 设计了一个基于亚阈值区工作的一阶温度补偿电路和一个采用正温度系数电压作为偏置电压的I2PTAT电流产生电路, 获得了一个电路结构简单, 高性能的带隙基准电压源。经过样片测试结果表明;电路可以获得稳定的输出基准电压400 m V, 在-20~120℃范围内温度系数约2×10-6/℃。该基准源的最低工作电压为1.2 V, 适合于低电源工作, 可用于太阳能供电的集成系统中, 同时该电路具有较强的移植性, 可为各种数字或模拟芯片提供精准的参考电压。
摘要：要基于Chrt0.35μmCMOS工艺, 设计了一种基于亚阈值工作区的一阶温度补偿和I2PTAT电路组成的带隙基准电压源。芯片测试结果表明, 电路在1.2 V电源电压下便可工作;在温度-20～120℃范围内, 基准电压源平均温度系数<2×10-6/℃。该带隙基准源具有良好的可应用于高精度模数转换器 (ADC) 、数模转换器 (DAC) 和系统集成芯片 (SOC) 中。
关键词：带隙基准源,曲率校正,温度系数,I2PTAT
参考文献
[1]GABRIEL A R M.Voltage references from diodes to precision high-order bandgap circuits[M].Newyork:WileyInterscience, 2002.
[2]ANTON P.A compensated bandgap voltage reference with Sub-1-V supply voltage[M].Berlin:Springer, Analog Intergrated Circuit and Signal Processing, 2005.
[3]吴金, 刘桂芝, 张麟.CMOS亚阈型带隙电压基准的分析与设计[J].固体电子学研究与进展, 2005, 25 (3) :366-384.
多功能基准源系统软件设计与仿真 篇6
AT89C51是美国ATMEL公司生产的低电压, 高性能CMOS8位单片机, 片内含4k bytes的可反复擦写的只读程序存储器 (PEROM) 和128 bytes的随机存取数据存储器 (RAM) , 器件采用ATMEL公司的高密度、非易失性存储技术生产, 兼容标准MCS-51指令系统, 片内置通用8位中央处理器 (CPU) 和Flash存储单元。
1 主要功能和总体设计
本文提到的多功能基准源系统工作电路包含以下几个部分:供电电路、5V基准电压电路、分压电路、控制电路、电压合成电路、电压/电流转换电路和LCD液晶显示电路及警报电路。
各部分电路的简要介绍如下: (1) 供电电路是为芯片及电子元件 (如Op07) 提供工作电压, 也为电压合成电路提供输入电压; (2) 5V基准电压电路是为分压电路、继电器控制电路提供所需要的5V基准电压; (3) 分压电路路是由5个电位器并联构成, 电路两端加5V电压。通过调节这些电位器, 可以分别在b1~b6处得到4V、2V、1V、0.5V和0.25V的电压。 (4) 电压合成电路是该电路由一个加法器和一个反相器构成, 电路中的运算放大器选用OP07。 (5) 控制电路由AT89C51单片机控制, 单片机输出的控制信号控制继电器的开关, 从而完成对各路电压的选通。同时经74LS47译码器将理论的电流输出值在数码管上显示出来, 采用按键作为步进加、步进减的控制按钮。 (6) LCD液晶显示电路及警报电路是通过对AT89C51单片机的软件编程, 把时间和温度显示在1602液晶屏上, 如果温度超过40度, 则向AT89C51发送命令, 蜂鸣器发出警报。本系统总体结构框图如下图1所示。
2 系统软件设计
系统软件设计是多功能基准源设计的核心, 它直接决定基准源的运行性能。本文的系统软件采用C语言编程, 在Keil C环境下进行编译运行, 并且编译后所生成的HEX文件可以加载到Protues ISIS所搭建的电路模型中进行仿真。
2.1 主程序设计
主程序设计思想:控制电路利用单片机编程实现[1]。电流的输出范围是4~20m A, 中间有17个步进。通过软件编程用即可实现5位2进制数表示4~20的所有状态, 并且完成加一、减一和复位功能。
2.2 工作时间子程序和温度显示与报警子程序设计
温度显示与报警子程序设计思想:首先要对1602、DS1302及DS18B20进行初始化, 显示日期时间要读取DS1302日期数据和时间数据;显示温度, 每一次读写之前都要对DS18B20进行复位, 复位成功后发送一条写ROM指令, 然后发送存储器操作指令, 这样才能对DS18B20进行预定的操作。将读取温度数据与之前设定的40℃对应的数据进行对比, 当温度小于40℃时, 程序将仅显示温度;当温度大于40℃时, 蜂鸣器报警。
3 仿真模型搭建及仿真结果分析
Protues ISIS是英国Labcenter公司开发的电路分析与实务仿真软件, 它运行于Windows操作系统上, 可以仿真、分析 (SPICE) 各种模拟器件和集成电路。如图2所示为基于Protues ISIS所搭建的多功能基准源系统的仿真模型, 验证通过软件编程可以实现在液晶屏1602上显示时间和温度, 以及通过数码管显示4~20m A电流的示数、0~5V电压示数。
单片机P3口接译码器74ls47, 译码器的输出连接共阳极数码管, 数码管显示为4~20m A的电流示数, P0.1~P0.4口通过上拉电阻连接到继电器控制电路部分。两个数码管, 上面的为低位, 下面的为高位。当电流为20m A时, 单片机的P0口控制继电器的最高位和第三位吸和, 即分压电路中的4V和1V电压通过继电器开关电路的选通, 在电压合成电路中进行电压合成。但是在Protues仿真软件中的继电器由于与其相连的元器件的影响, 导致电压损耗, 故我们所看到的示数, 小于5V理想电压。系统仿真图中的AT89C51为整个系统的控制核心, 将其编写的程序以二进制的形式烧入后, 它将按照编写的指令运行。通过P2.4、P2.5、P2.6引脚DS1302时钟芯片的联系在一起, 从而控制DS1302的执行方式。P2.7引脚与DS18B20的DQ引脚相连, 从而把DS18B20的温度传送给单片机, 编译后的软件程序以.HEX的文件形式加载到AT89C51单片机中后能够在LCD1602液晶显示器能显示当前时间和温度。上述如图3仿真图所示
4 结论
由于本文采用了AT89C51和DS1302以及温度显示模块DS18B20为核心, 具备时间准确, 功耗低, 增加功能方便, 采用嵌入式单片机进行数字控制, 并结合所采用的电压合成与电压/电流转换电路, 在提供多档位的电压电流值的同时, 提高了基准源精度。同时经过Protues ISIS所搭建的模型进行仿真, 进一步验证了系统软件的合理性, 通过仿真结果显示多功能基准源系统能够满足设计要求。
摘要：本文以AT89C51作为主控制芯片, 结合专业时钟芯片DS1302和温度传感器DS18B20以及LCD1602液晶屏, 设计了一种基于嵌入式单片机的基准源系统。设计完成的多功能基准源, 可以实现17个档位电流电压输出 (420mA, 05V) 、温度显示及报警、工作时间显示及电流/电压显示等功能;设计给出了系统软件的设计流程图;同时以Protues ISIS软件为基础建立了多功能基准源系统的仿真模型, 并进行了仿真, 仿真结果显示该系统能够满足显示和报警功能。
关键词：基准源,AT89C51单片机,时间显示,温度显示,Proteus仿真
参考文献
[1]金桂, 向国梁.基于C语言STC89C52电子密码锁的设计与仿真[J].电子技术, 2010, 3 (319) :176-178.
[2]刘玉杰.DS18B20温度测量电路与仿真[J].数字技术与应用, 2011 (4) :103-104.
[3]周学军.基于AT89C2051的数字温度计设计[J].现代电子技术, 2010, 17:164一165.
[4]李莉, 韩学尧.基于PROTUES的单片机计时系统[J].大众科技, 201 (03) :76-79.
[5]张丹宁, 金桂.基于STC89C52单片机DS1302时钟芯片定时开关的设计与仿真[J].现代电子技术,
带隙电压基准源的设计与分析 篇7
在集成电路工艺发展早期,基准源主要采用齐纳基准源实现,如图1(a)所示。它利用了齐纳二极管被反向击穿时两端的电压。由于半导体表面的沾污等封装原因,齐纳二极管噪声严重且不稳定。之后人们把齐纳结移动到表面以下,支撑掩埋型齐纳基准源,噪声和稳定性有较大改观,如图1(b)所示。其缺点:首先齐纳二极管正常工作电压在6～8 V,不能应用于低电压电路;并且高精度的齐纳二极管对工艺要求严格、造价相对较高。
1971年,Widlar首次提出带隙基准结构[1]。它利用VBE的正温度系数和ΔVBE的负温度系数特性,两者相加可得零温度系数。相比齐纳基准源,Widlar型带隙基准源具有更低的输出电压,更小的噪声,更好的稳定性[2]。接下来的1973年和1974年,Kujik和Brokaw分别提出了改进带隙基准结构。新的结构中将运算放大器用于电压钳位,提高了基准输出电压的精度[3]。
以上经典结构奠定了带隙基准理论的基础。文中介绍带隙基准源的基本原理及其基本结构,设计了一种基于Banba结构的带隙基准源,相对于Banba结构,增加了自启动电路模块及放大电路模块,使其可以自动进入正常工作状态并增加其稳定性。
1 带隙基准源工作原理
由于带隙电压基准源能够实现高电源抑制比和低温度系数,是目前各种基准电压源电路中性能最佳的基准源电路。
为得到与温度无关的电压源,其基本思路是将具有负温度系数的双极晶体管的基极-发射极电压VBE与具有正温度系数的双极晶体管VBE的差值ΔVBE以不同权重相加,使ΔVBE的温度系数刚好抵消VBE的温度系数,得到一个与温度无关的基准电压。图2为一个基本的CMOS带隙基准源结构电路。
其中,Vref为输出的基准电压;VBE1为图2中Q1的基极-发射极电压;R1,R2在电路中的位置如图2所示。
图2电路工作原理为:运算放大器、PMOS管M1和M2构成一个负反馈,使得运放正负输入端电压相等。发射极面积之比为n的两个三极管Q1、Q2的VBE差值ΔVBE加在电阻R1上。运放的输入电流为零,所以电阻R1、R2上的电压也和绝对温度成正比,可以用来补偿Q1管子VBE中随绝对温度线性减小的部分。合理选择R1、R2及n的值,可以得到与温度无关的输入电压
以上电路可以得到的输出电压与温度的关系一般是开口向上或向下的抛物线,这样容易想到若再叠加一定的曲线,就可以进一步消除输出电压的温度效应,使电压更加稳定。
这种思想早在1983年B.S.Song和P.R.Gray就提出了[5],之后诞生了很多根据不同曲线结合,或应用不同工艺来制造的新基准源电路,也是很有发展潜质的一个方法。其中,2003年Leung利用了与温度有关的电阻比,一个用高阻多晶电阻,另一个用扩散电阻,这样通过这两个电阻上的压降与VBE相加,就可以VBE消除VBE温度系数的非线性[2,6]。
2 一种基于Banba结构的基准源
2.1 基本结构
文中设计的一种带隙基准源电路,是在1999年发表于JSSC上的基准源结构[1]基础上添加了自启动电路及放大电路构成,如图3所示。
组成:第一部分为启动电路,主要由MSA,MSB,MSC三个管子的性能来决定电路的自启动;第二部分为放大器,采用二级Miller电路,并且从带隙部分获得偏置电流;第三部分与Banba结构基本一致。
本结构的优点体现在以下几个方面:
(1)在传统的带隙基准电路中,输出电压Vref约为1.25 V,这就限制了电源电压在1 V以下的应用,而这个结构的Vref通过两个电流的和在电阻上的压降来实现:一个电流与三极管的VBE成正比,另一个与VT成正比,产生的基准电流通过MOS管M3镜像到输出电流,再通过输出负载电阻R4决定输出参考电压,方便改变所需产生的电压值。
(2)放大器中采用Miller补偿可以增加稳定性,Hironori Banba等采用的是以NMOS为差分输出管的单级运放,这样要达到较低电源电压则需要非标准的耗尽型器件,对工艺的转换性较差,所以文中采用PMOS管作为差分输入。由于放大器在电路中起的作用是保证1、2电压的相等,达到对核心部分没有影响的效果,所以此结构是对Banba结构的一种改进。
(3)启动电路使电路节点处于简并状态时也可以自动进入正常工作状态,在Banba结构中,其自启动方法是采用一个额外的脉冲(Power On-Reset Signal)来实现,这在模拟与混合电路中较少用到,所以文中添加了启动部分的电路,虽然增加了元件数,却能使制造和启动过程简单实用。
2.2 自启动模块及放大电路模块分析
在放大器的偏置电路中,如果初始状态节点2的电压为0,则出现简并,在没有外界刺激情况下不会工作,这在实际应用中是不可接受的,所以必须去除简并点,方法如图4所示,由3个MOS管形成开启电路。由于PMOS管MSA的栅极接地,所以MSA始终导通,这样使得S点电平升高,S也是MSB管的栅极,因此MSB管导通,它的漏极电平降低,这样如果启动点为PMOS栅极,该PMOS管导通,电路可以开始工作。最后还必须使MSB脱离,当电路开始正常工作时,MSC管开启,这样就再次使S节点电平下降,MSB管由此关断,脱离了启动部分。
带隙电路中的放大器主要作用是使两个输入点的电平相等,所以只要增益足够就可以,另外为了防止振荡,相位裕度也要足够,其他指标不是特别重要。图5为放大器的核心部分,各部分作用:MA1、MA2为第一级差分放大,MA6为第二级放大,MA5、MA7从带隙部分偏置电流分配给放大部分MOS 管。Cc为密勒电容,将主次极点分离,也可增大相位裕度。
2.3 Spectre仿真结果及分析
图6为使用Cadence的仿真软件Spectre在台积电(TSMC)0.18 μm工艺下如图3所示的一种基于Banba结构的Bandgap的输出参考电压与温度的关系图。可以看出结果为:在-50～100 ℃内,相差最大的参考电压的对应两点变化为96.71 ℃,901.176 μV,相应温度系数为
从实用角度看,也就是说温度在70 ℃的变化范围内,此电路均有2-11的精度。但这是在TT模式下、不考虑版图布局、寄生电阻及电容等的情况下仿真的结果,实际情况或许会有些偏差。
3 结束语
基准源的设计与应用在基准电压源是模拟集成电路的基础模块,它在电路系统中为其他功能模块提供高精度的电压基准,或由其转化为高精度电流基准。一个合格的基准电压源对电源电压、工作温度、输出负载变化、制造工艺不敏感,可以为其他电路模块提供精确的参考点,是当代模拟集成电路极为重要的组成部分,它为串联型稳压电路、A/D和D/A转化器提供基准电压,也是大多数传感器的稳压供电电源或激励源。
摘要：介绍了基准源的发展和基本工作原理以及目前较常用的带隙基准源电路结构。设计了一种基于Banba结构的基准源电路,重点对自启动电路及放大电路部分进行了分析,得到并分析了输出电压与温度的关系。文中对带隙电压基准源的设计与分析,可以为电压基准源相关的设计人员提供参考。可以为串联型稳压电路、A/D和D/A转化器提供基准电压,也是大多数传感器的稳压供电电源或激励源。
关键词：基准源,Banba结构,带隙基准源,输出电压
参考文献
[1]HIRONORI B.A CMOS bandgap reference circuit with sub-1-V operation[J].IEEE J.Solid-State Circuits,1999,34(5):670-673.
[2]KA N L,MOK K T.A sub-1-V15-ppm/℃CMOS bandgap voltage reference without requiring low threshold voltage device[J].IEEE J.Solid-State Circuits,2002,37(4):526-530.
[3]毕查德.拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿,译.西安:西安交通大学出版社,2003.
[4]ANDREA B.Op-amps and startup circuits for circuits for CMOS bandgap references with near1-V supply[J].IEEE J.Solid-State Circuits,2002,37(10):1339-1343.
[5]SONG B S,GRAY P R.A precision curvature-compensated CMOS bandgap reference[J].IEEE J.Solid-State Cir-cuits,1983,SC-18:634-643.