陷波特性（精选4篇）
陷波特性 篇1
0 引言
超宽带(UWB)天线在无线通信、无线接入、电子对抗等系统中都有着广泛的应用。2004年美国联邦通信协会(FCC)批准将3.1～10.6 GHz频段用于民用。如何在这一频段内实现天线的超宽带特性和小型化,已成为国际研究的热点之一。由于所研究频段覆盖了诸如全球定位系统(GPS)、无线局域网(WLAN)等窄带系统的频率,为了防止超宽带和窄带系统之间的干扰,需要在整个超宽带频段内抑制已用的窄频带,即“陷波”。
实现陷波功能的一种方法是将UWB天线与一个带阻滤波器相连接,但这势必增加系统的复杂性。更经济的方法是直接采用具有陷波特性的UWB天线。近年来提出了多种实现带阻的结构,如:文献[1,2]提出了通过在主贴片两边或顶部加载寄生贴片来实现陷波的手段;文献[3]提出了在环形天线内部加载C型寄生单元实现陷波的技术;文献[4]提出了通过加载电感电容来实现频段上的带阻并详细分析了其工作原理当前,在贴片上开槽[5]是最常用的实现带阻功能的方法。
本文提出一种采用四对称T形开槽结构的UWB天线。该天线可覆盖3.1～10.6 GHz的频率范围,并能有效地阻隔5.15～5.35 GHz和5.725～5.825 GHz的WLAN频段,具有良好的工作特性。
1 天线设计
天线结构如图1所示。辐射单元采用一个圆形金属调谐支节,并通过在微带屏蔽导体上开一个宽矩形槽来实现。圆形金属片的半径R=6 mm,采用50Ψ微带线馈电,微带线宽度为2 mm,介质基片的相对介电常数εr=2.65、厚度h=1 mm、损耗正切tanδ≤0.001,尺寸为37 mm×35 mm。
为了实现陷波功能,在圆形辐射贴片上开了四个呈对称分布的T形槽(见图1),相当于在天线结构中引入了半波长的谐振结构。当调整四个对称T形槽的总长至所需抑制频率的半波长时,在该频率点及其附近输入阻抗失配
陷波中心频率与T形槽的关系为:
式中:LT为T形槽的总长;εre为相对有效介电常数;c为光速。
利用电磁仿真软件HFSS 10.0对天线进行计算,所得结果如图2所示。可见,该天线开槽后,在4.94～6 GHz频段内具有良好的陷波特性。
2 天线带阻特性分析
利用电磁计算软件HFSS 10.0对天线模型进行分析,对影响天线性能的某些关键参数进行了研究,主要研究的参数为T形结构间距l4,l5和馈电点间隙s。
图3(a),(b)显示了天线的T形开槽结构相关参数对陷波特性的影响。由图可见,l4,l5变长,则陷波中心频率降低,反之,陷波中心频率升高。因此,可以通过调节T形槽的长短来实现不同频段上的陷波功能。
图4显示了天线的馈电间隙s改变时,天线输入驻波比频率特性的变化情况。由图可见,馈电点间隙s增大,则陷波中心频率下降,反之,陷波中心频率升高。因此,可以调节馈电点间隙s来达到所抑制的频率点。
分别优化各参数,T形槽参数取:l1=4.2 mm,l2=6.5 mm,l3=7 mm,l4=3.5 mm,l5=1.45 mm,w=0.3 mm,L1=34 mm,L2=17.5 mm。最终得到的VSWR频率特性如图5所示。可见,天线在2.26～
和两段频带范围内小于2,在4.94～6 GHz的频带范围内实现了陷波。在陷波中心频率5.48 GHz处VSWR达到40。
3 远场方向图和增益
阻抗带宽只是衡量天线带宽特性的指标之一,天线工作带宽还受到方向图带宽的影响。图6,图7分别给出了天线在2.4 GHz,4 GHz,8 GHz,10 GHz等频点处E面(y-z)和H面(x-z)的归一化方向图。图中显示,E面归一化方向图呈现“8”字形,H面归一化方向图在整个频段内具有近似全向性和对称性。
图8为天线的增益特性曲线。由图可见,天线在整个工作频段内具有较好的增益特性,在WLAN(5.2 GHz/5.8 GHz)频段内,增益显著下降,表明天线具有明显的陷波特性。
4 结语
提出一种具有陷波特性的超宽带印刷天线。该天线通过调整圆形调谐结构上四个对称分布T形槽尺寸来获得陷波特性使降低超宽带通信系统与频段WLAN系统之间的干扰成为可能。使用了电磁仿真软件HFSS 10.0对天线进行计算,并对天线的电压驻波比特性、辐射方向图、增益进行了研究。结果表明,该天线在2.26～4.94 GHz和6～11.68 GHz两频带范围内具有良好的阻抗特性和辐射特性,而在4.94～6 GHz频带范围内进行辐射抑制。该天线尺寸小,具有便于电路集成的平面印刷结构,可作为超宽带天线的设计方案应用于短距离无线通信设备中
摘要：设计一种具有陷波特性的超宽带印刷天线,天线采用圆形金属贴片作为辐射单元,采用微带线进行馈电,通过在贴片上开四个对称T形槽来实现陷波功能。利用仿真软件HFSS 10.0对其进行计算,对天线的阻抗特性、方向图和增益进行了研究。运算结果表明,该天线在2.264.94 GHz和611.68 GHz的工作频带范围内电压驻波比(VSWR)小于2;在4.946 GHz的阻带范围内具有良好的陷波特性;在阻带中心频率(5.48 GHz)处,电压驻波比高达40。
关键词：超宽带天线,陷波特性,印刷天线,辐射单元
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陷波特性 篇2
美国联邦通信委员会(Federal Communications Commission,FCC)于2002年解禁了3.1～10.6 GHz频段[1],超宽带无线通信技术具有传输效率高、抗干扰能力强等优点,使其成为短距离无线通信中极具竞争力的技术之一。滤波器作为超宽带通信系统的重要组成部件,国内外都进行了大量的研究[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。多模谐振超宽带滤波器是一种常见的超宽带滤波器,这类滤波器通常采用微带结构,制作相对简单,受到国内外众多研究人员的关注。Zhu L等人[2]制作的开路负载多模超宽带滤波器具有较好的通频特性。其他类型的超宽带滤波器,诸如共面波导/微带[3]、缺陷地(Defected Ground Structure,DGS)[4]、电磁带槽(Electromagnetic Band-Gap,EBG)[5]等不同结构的出现,都为微波带通滤波器的研究产生了极大的推动作用。
无线局域网(Wireless Local Area Network,WLAN)或无线保真(Wireless Fidelity,WiFi)已经成为无线通信应用非常广泛的技术,其规定的工作频段包含5.2 GHz和5.8 GHz两个频段,由于这两个频段都在超宽带频段内,这会对超宽带系统形成干扰,超宽带器件一般是采取陷波方式来消除其影响。文献[2,3,4,5]提到的超宽带滤波器在设计时并没有考虑到消除来自无线网络的干扰,本文在多模超宽带滤波器的基础之上加入双开路支节,通过调节支节的长和宽,以实现超宽带滤波器的陷波特性,屏蔽掉5～6 GHz这一频段,可以提高滤波器的抗干扰能力。利用该方法,插入损耗在屏蔽频段能够降低到-60 dB左右,相比于国内外文献中出现的谐振腔型陷波结构[8,9]、非均匀周期接地槽结构[10]、非对称曲折耦合结构[11]以及四路开路节支[12,13],该设计的屏蔽效果更好,且制造更加方便。
1 超宽带滤波器的设计及分析
多模谐振(Multiple-mode Resonator,MMR)超宽带滤波器是由步进阻抗谐振器(Stepped-impedance Resonator,SIR)和耦合传输线,以及输入输出端口组成。SIR包括一个1/2波长和两个1/4波长微带线。步进阻抗谐振器能将一次谐振模与二次谐振模之间的间隔进行扩大,从而有效展宽主要通带的截止频带[2]。带通型滤波器通常是使用电感与电容间的相互耦合形成通带,图1显示了滤波器结构的整体布局,具体尺寸如表1所示。
多模谐振是通过奇偶模传输的相位差形成不同的谐振频点,从而拉宽通带的宽度。通过IE3D软件对该设计滤波器模型进行了不同耦合长度的全波电磁仿真,图2是耦合长度L3分别为0.2 mm,1.0 mm和3.95 mm时插入损耗S21的仿真结果。由S21随波长变化的曲线可以看出,在4 GHz,7 GHz和9 GHz左右产生了3个谐振频点。当耦合长度从0.2 mm增加到1 mm时,插入损耗S21并没有发生明显的变化,但当耦合长度变为3.95 mm时,S21的频率响应就十分接近0 dB,因此选定耦合长度为3.95 mm。图3为插入损耗S21与回波损耗S11随频率变化的仿真结果,图中的S参数曲线显示该滤波器设计能够在超宽带频带内获得较好的频率特性。S21最低只有-0.65 dB左右,而S11都低于-10 dB,最低能够超过或达到-50 dB左右,具有较好的超宽带通频特性,满足设计要求。图4是该滤波器另一重要参数——群时延的仿真结果。可以看出在超宽带频域内群时延能够维持在0.35 ns内,并且可以稳定在0.22 ns上,在通带范围内具有良好的群时延特性。
2 陷波滤波器设计与仿真分析
为了保持在原滤波器的通带特性基础上,使其拥有陷波特性。国内外出现的陷波结构存在谐振腔结构[8,9]、非均匀周期接地槽结构[10]和非对称曲折耦合结构[11]等。
在多模谐振结构超宽带滤波器获得陷波特性的研究中[12,13],增加开路支节是一个简单而有效的方法。文献[12,13]都是通过加入4个开路支节,让滤波器产生陷波特性,按照此类方法对其滤波器改进会产生双频陷波,插入损耗只能陷到-20 dB左右,且对通带内的通频特性影响较大。如果增加两个对称的开路支节既能保持原滤波器的通带特性,并且产生一条较窄的陷波带,因此在图2设计原型上加入两段开路支节。在输入/输出端口处添加两条1/4波长微带线,宽度为0.1 mm,开路支节添加在微带线边上,形成两个L型的开路支节。改进后的滤波器结构如图5所示。
研究发现开路支节的长度l和宽度w会对陷波频点产生较大的影响。分别对长度l和宽度w的变化给滤波器带来的影响进行仿真测试,结果如图6和图7所示。从图6可以看出,随着长度l从1.56 mm增加至1.74 mm,谐振频点会逐渐左移,但在超出一定值(1.62 mm)后,滤波器就会产生多个谐振频点,形成多个陷波带,曲线变得不平滑。当l=1.56 mm和1.62 mm时,插入损耗结果最佳。图7显示了插入损耗随宽度w的变化,可以看出滤波器同样存在谐振频点左移的情况。当w=0.25 mm和0.3 mm时,插入损耗结果最佳。
综上所述,当l分别为1.56 mm,1.62 mm和w分别为0.25 mm,0.3 mm时,陷波特性效果较好。长度和宽度的值越大,谐振频点越向频率低端靠。同时对这两组长度和宽度组合进行仿真,仿真结果如图8所示。相比之下,长度与宽度组合分别为1.56 mm,0.3 mm和1.62 mm,0.3 mm时,插入损耗结果最理想,但后者的谐振频点更接近5.5 GHz,更有利于陷波。
最后选定长度l=1.62 mm、宽度w=0.3 mm,整个滤波器模型在RT/Duroid 6010的介质基板下完成,其相对介电常数为10.8,厚度为1 mm。在IE3D上对模型进行仿真,图9和图10分别为陷波滤波器的S参数和群时延的仿真结果。滤波器在陷波后的超宽带频段内(3.1～5.1 GHz和5.9～10.6 GHz)插入损耗仍然较低,能够保持在-1 dB内,回波损耗最低处低于-55 dB。在5～6 GHz之间形成了陷波带,最大抑制电平接近-60 dB,仿真性能超过其他类型的陷波结构。群时延除在5 GHz附近存在明显变化之外,在超宽带频段内保持稳定。因此本设计既保持了滤波器在除陷波区外的超宽带通频特性,又提高了其抗干扰的能力。
针对陷波性能,可对国内外出现的不同陷波结构[6,7,8,9,10,11]进行对比,结果在表2中列出。可以看出,本优化设计的双开路支节在陷波性能上明显优于其他陷波结构。
3 结论
本文在多模谐振结构的超宽带滤波器基础上增加了两个开路支节,通过优化调节支节的长度和宽度,使滤波器获得了1 GHz左右的陷波特性,能够屏蔽无线网络5～6 GHz的干扰。模型的仿真结果表明,该滤波器在超宽带(除陷波带)内仍然保持了较好的通频,在WLAN频段内获得了陷波特性,陷波的最大抑制电平接近-60 dB,性能优于其他陷波结构,群时延在5.5 GHz左右存在明显的变化,提高了其抗干扰的能力。
摘要：超宽带的频段是在3.1～10.6 GHz,中心频率是6.85 GHz。无线局域网的工作频段为5.2 GHz和5.8 GHz,其与超宽带频段产生了冲突,会对超宽带系统形成干扰。在多模谐振超宽带滤波器的基础上,加入开路支节,设计了具有陷波特性的滤波器,可以消除无线网络的干扰。仿真结果表明,该滤波器在超宽带频段内屏蔽掉了无线局域网的频段,实现了滤波器的陷波功能,使滤波器获得了较好的抗干扰能力。
陷波特性 篇3
平衡结构的天线一般都具有完全对称的辐射臂。当采用微带线、共面波导或同轴线等不平衡馈线馈电时, 为实现天线馈电网络的阻抗匹配并保证天线的电性能不发生畸变, 需要设计适当的不平衡线至平衡线的巴伦来进行馈电。同时, 为了抑制其他频段信号对所用无线通信系统的潜在干扰, 就需要设计具有陷波特性的天线和相应的微波电路[1,2,3,4]。
本文提出了一种可用于槽线天线馈电的具有陷波特性的宽带微带线-槽线巴伦。通过引入的阶梯阻抗变换器, 有效拓宽了巴伦的工作带宽;通过在微带线开路端引入的λ0/4的开路枝节 (λ0为陷波波频段中心频率的自由空间波长) , 实现了对干扰频段信号的抑制[4,5,6,7,8]。
1 巴伦的设计与结构
提出的具有陷波特性的宽带微带线-槽线巴伦的结构如图1所示。巴伦选取相对介电常数为2.65, 厚度为2 mm的介质基板印制。介质基板的上层是带有扇形开路枝节和阶梯阻抗变化器的微带线;下层是带有圆形短路枝节的槽线。在微带线扇形开路枝节上引入陷波开路枝节, 用于抑制其他频段的潜在干扰。阶梯阻抗变换器用来实现槽线与50Ω微带线的宽带阻抗匹配。微带扇形枝节的半径R=14 mm, 角度θ=85°;陷波开路枝节的长度为58 mm;槽线圆形枝节的半径R=17 mm。
微带线-槽线巴伦的等效电路如图2所示。可以看出, 在陷波频段时, 引入的λ0/4的开路枝节可使得巴伦对该频段产生陷波特性。
使用3D电磁仿真软件Ansoft HFSS V13对设计的微带线-槽线巴伦进行了仿真优化分析, 得到的最终尺寸如下:W1=5.5 mm, W2=4.5 mm, W3=2.4 mm, W4=1.5 mm, W5=1.2 mm, W6=0.2 mm, L1=21 mm, L2=47 mm, L3=47 mm, L4=7 mm, L5=67 mm, L6=58 mm, R1=17 mm, R2=14 mm, θ=85°。
2 结果分析
图3给出了巴伦在引入陷波开路枝节前后的仿真驻波比对比。可以看出, 陷波开路枝节对陷波频段实现了明显的抑制。
图4和图5给出了陷波开路枝节的长度L6和宽度W6不同时, 天线驻波比的仿真结果。如图所示, 改变陷波开路枝节的长度L6, 可以调节巴伦的陷波频段的位置;改变陷波开路枝节的宽度W6, 可以对陷波频段的宽度进行微调。
图6给出了巴伦的S参数仿真结果。可以看出, 巴伦除陷波频带1.25~1.46 GHz外, 在频带0.38~2 GHz内反射系数S11≤-10 d B, 插入损耗S21≥-1.8 d B。
3 结束语
本文提出了一种具有陷波特性的宽带微带线-槽线巴伦。利用阶梯阻抗变换器, 实现了巴伦的宽带阻抗匹配;利用开路枝节, 对干扰频段实现了明显的抑制。实测结果表明, 巴伦满足0.38 MHz~2 GHz的阻抗带宽, 并对1.25~1.46 GHz频带具有良好的陷波特性。
摘要：提出了一种具有陷波特性的宽带微带线-槽线巴伦。通过采用阶梯型阻抗变换器, 拓宽了巴伦的工作带宽。同时, 在微带线的开路枝节上增加了一个1/4波长的开路枝节, 使得巴伦可以在所需的频段内实现陷波特性。仿真结果表明, 巴伦除在1.251.46 GHz频带内实现陷波外, 在0.382 GHz频带内反射系数均<-10 d B, 插入损耗均优于-1.8d B。
关键词：巴伦,宽带,陷波,微带线,槽线
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温度对陷波网络阻抗的影响 篇4
在中波的天调网络中,从天线回馈进来的其他频率会干扰发射机的正常工作,因此天调网络中配有大量的陷波网络对干扰的频率进行抑制,但每当天气变化较大时,一些与工作频率相近的干扰频率会通过天线回馈到发射机,本文采用实验方法就温度对陷波网络的影响进行观察与总结。
中波发射台的天调网络中,一般采用复合陷波网络,如图1。
该网络是把并联谐振于工作频率的阻塞网络与串联谐振于干扰频率的吸收电路复合起来。如(2)中LIC1并联谐振与工作频率f0,同时LIC1对干扰频率f1的阻抗与L2串联谐振与干扰频率f1,然后将此网络并接于天调网络上,对工作频率f0呈现开路,但对干扰频率f1进行吸收从而达到抑制干扰信号而不影响发射机正常工作的效果。
在实际使用中,复合陷波网络对干扰频率能起到较好的吸收作用,但每当气温变化巨大时,陷波网络变化特别明显,导致发射机反射过大,且通过调谐发射机输出网络无效,只能到天调网络处进行调整。经过对陷波网络的调整,发现LIC1与L2(或L2C2)组成的串联谐振电路发生率频率偏移,导致发射机反射上升。由于所有的谐振电路都满足公式,只有电容与电感的容量变化时才会导致谐振频率的偏移,因此考虑为电容电感等器件的容量随温度的变化而变化。
2 实验数据
笔者就老台的调配网络中拆出了一个复合陷波网络进行分析,对电容、电感单独进行降温,使用红外测温仪、网络分析仪等对其阻抗变化进行观察,测量后发现由于实部变化可以忽略不计,故只考虑虚部的阻抗。
观察发现电容单独从-10℃升至14℃，jX从9.7Ω变化至-2.7Ω,变化值为-12.4Ω。
电感单独从-10℃升温至20℃,jX从-5.8Ω变化至-3.6Ω,变化值为2.2Ω。
对整个陷波网络从-10℃升温至18℃。jX从7.8Ω变化至-2.2Ω,变化值为-10Ω。
3 实验总结
总结后发现,电容降温对阻抗的影响远远高于电感降温对阻抗的影响,且变化方向相反,阻抗受温度影响基本呈线性,结合图4与公式可知,当整体气温降低时,C的变化率高于L的变化率,且变化相反,导致谐振频率偏移,并且整体降温时阻抗特性曲线变化率与电容单独降温的阻抗特性曲线大体相似但变化率较小,可以推断温度对陷波网络的影响其实主要是对电容的影响。
查阅资料后发现中波网络中使用的电容通常为CCG8系列的板型瓷介质电容,其温度特性一般为-750PPM/℃,即每降低1摄氏度电容增加万分之7.5,增加1摄氏度电容减少万分之7.5,即温度降低时电容容量变大,由于电容变化方向相反,故温度降低时,电感量减小。在实际的调试中也印证了这一点,当气温降低需要调整天调网络时,需减少L2的电感量,方可使陷波网络恢复正常。
随后对不同类型的电容进行了更换,继续实验,发现尽管同为CCG8型号的电容,其温度特性均各有不同,可以优先使用H型(750±60PPM/℃)。再对旧的电容进行了更换,采用温度特性较好的电容,发现发射机反射现象大有好转,使用半年以上,没有出现无法调谐而必须去天调网络处进行调整的现象。
摘要：在中波的天调网络中,吸收干扰频率的陷波网络稳定性会受到温度影响,本文就温度对陷波网络阻抗的影响进行实验分析,找出不稳定的原因并进行处理。
关键词：陷波网络,温度变化,阻抗,电容,电感
参考文献