电动汽车充电机（共12篇）
电动汽车充电机 篇1
0 引言
电动汽车作为一种新型交通工具,在缓解能源危机、促进环境与人类和谐发展等方面具有很大的优势。大力发展电动汽车,可以优化能源供应结构,有效地减少中国对石油资源的依赖,保证中国经济发展中的能源安全,是解决能源战略安全问题的重要措施,也是确保经济、社会可持续发展的必然选择[1,2]。
电动汽车充电设施建设是电动汽车产业健康发展的前提和基础。2010年2月国家电网公司发布了《国家电网智能化规划总报告》,对电动汽车充电设施建设提出了明确的规划:到2015年,国家电网公司将累计建设4 000座电动汽车充电站;到2020年,国家电网公司将累计建设10 000座电动汽车充电站。一个完整的充电站主要包括供电系统、充电系统、监控系统及其他辅助设施。其中,充电系统主要包括交流充电桩和非车载充电机,是充电站的核心设备。
非车载充电机是一种利用现代功率电子变换和控制技术将电网交流电能转变为直流电能的功率变换装置,其整流部分根据容量的不同可由多台充电模块并联组成。结合目前主流电动汽车动力电池的充电需求,本文给出了一种采用LLC串联谐振控制的500 V/25 A(电压调节范围200～500 V)电动汽车大功率高频开关整流充电模块的总体设计方案,详细介绍了充电模块主电路、控制电路的实现方法。针对该电路存在的空载或轻载输出电压上升、参数设计困难等缺点[3,4],本文提供了一种解决方案,并定量地给出了充电模块输入电压、开关频率、输出电压等参数的相互关系。
1 充电模块设计方案
1.1 总体设计
图1给出了充电模块的原理框图。根据各组成部分功能的不同,该模块可分为功率变换主电路、采样与控制电路、输入输出保护电路、通信和均流电路、显示及操作界面等几个部分。本文主要介绍功率变换主电路设计和控制电路设计方案。
1.2 功率变换主电路设计
功率变换主电路采用半桥LLC串联谐振电路,如图2所示。其中,Uin为三相输入整流后的直流电压值,Uo为充电模块输出直流电压。为便于后文分析,充电机负载用电阻Ro代替,变压器用励磁电感Lm和理想变压器T1代替。由于单模块为高压大功率输出,Q1和Q2分别通过6个型号为27N80的金氧氧化物半导体场效应管(MOSFET)并联实现,输出整流二极管型号为DESI60-10A。
该电路具有如下优点[5,6,7]:拓扑结构简单,功率密度高,初级开关管可实现零电压开关且关断电流小,次级整流二极管可实现零电流开关,变换效率高,可高频化。
一般情况下,由于励磁电流比较大,原边MOS管很容易获得零电压开关。同时,由于变压器原、副边电流波形接近正弦波及输出电容的钳位,输出整流二极管上没有电压和电流尖峰。因此,LLC串联谐振DC/DC变换器能获得很高的效率及良好的电磁兼容性能。
1.3 控制电路设计
传统的LLC串联谐振变换器通过调节功率管开关频率来实现稳定工作。研究[8,9,10]表明,该变换器输出电压增益M与开关管工作频率f之间成反比关系:工作频率越高,M越小,输出电压越低;工作频率越低,M越大,输出电压越高。因此,在空载和轻载时,为了稳定输出电压,功率管工作频率需要升得很高,从而产生磁性器件难以优化和空载损耗过高的问题。
为解决上述问题,设计了以SG3525(以下简称3525)为核心的控制方案,具体电路如图3所示。
图3所示的控制电路主要由电压比例—积分(PI)调节器和电流PI调节器、多个比较器、3525及外围电路组成。变换器工作在输出空载或者轻载、深度限流等工作状态时,为了避免功率管工作频率过高,脉宽调制(PWM)调节模块通过比较器判断使得3525的PWM脉冲的占空比间歇性为0,以保证变换器稳压或者稳流输出,且损耗极低[11]。其他情况下,变换器无论工作在稳压状态还是稳流状态,3525均通过PFM调节模块恒定输出占空比为50%的脉冲,功率管开关频率随负载变化而变化。通过调节开关频率调节充电机输出电压和输出电流,进而使上述控制方案可满足电动汽车动力电池的恒压—恒流充电、智能充电等各种充电需求。
2 输出电压特性分析
对于采用变频控制的LLC串联谐振变换器,其输入输出电压与开关管的工作频率及主电路的谐振
频率、谐振电感和谐振电容等参数密切相关,而找到上述参数之间的关系是LLC串联谐振变换器设计的关键。为获得充电模块的输出电压特性,本节对该变换器的主电路工作过程进行分析,定量给出开关管开关频率大于、等于和小于变换器谐振频率时的输出电压,为充电机的设计提供指导。
2.1 开关频率高于谐振频率
为便于分析,假定图2所示的充电模块主电路所有器件均为理想器件。
开关频率高于谐振频率(fk>fr)时,将图2所示变换器负载折合到原边的等效模型如图4所示。
由于谐振电容上的直流电压分量为输入电压的一半,将直流分量移出来,从下管Q2的端口看进去,开关管的开关效果相当于在其端口加上幅值为输入电压一半、开关频率为工作频率fk的方波,变压器原、副边得到的是与其有一定相移、同频率的方波,副边方波电压的幅值即为输出电压Uo。负载电阻折合到变压器原边后的电阻值为Rp=n2Ro。
图4中输入电压uin为幅值是输入电压一半、开关频率为工作频率fk的方波信号。输出电压up可以表示为:
式中:ω=2πfk。
由分析可知,折合后变压器原边电压up已经不再是一个方波,因此计算幅值大小时要乘一个折合系数λ,通过对式(1)取模值,得到变压器原边电压的幅值Up与输入电压幅值Uin大小的关系为:
通过数据分析,当λ=fr/fk时,式(2)与实际结果最接近。变压器副边电压幅值Uo与原边电压关系为Uo=Up/n。则Uo与Uin、工作频率fk等各参数之间的关系为:
2.2 开关频率等于谐振频率
当开关频率fk等于谐振频率fr时,MOS管Q1和Q2的开关动作恰好发生在励磁电流im为最大值且该值与谐振电流il相等时,谐振电流il波形为理想的正弦波。此时ω=2πfr=2πfk。由式(3)可得,Uo与Uin的关系为:
2.3 开关频率低于谐振频率
开关频率fk低于谐振频率fr时,变压器原、副边电压已经不再是方波电压,变换器各关键参数之间的关系可按下述方法分析。
设谐振电流il为:
则变压器副边电流为:
不计变换器的损耗,则半个开关周期内变压器副边向输出滤波电容传递的能量等于半个开关周期输出滤波电容向负载传递的能量,即
由于励磁电流im在这半个周期内正负对称,积分为0,式(7)变为:
同样,不计损耗,半个开关周期内输入电压传出的能量等于一个开关周期内输出电容向负载传递的能量,即
分析可知,式(9)中励磁电流im在积分时间1/(2fr)～1/(2fk)内近似不变,其值为:
将式(8)、式(10)代入式(9)可得:
3 原理样机实验结果
3.1 主要设计参数
输入交流电压:380 V交流(±20%);
输出最高电压:500 V直流(变化范围200～500 V);
最大输出电流:25 A;开关频率:25～140 kHz;
输入功率因数:≥0.90;效率:≥92%;
稳压精度:≤0.5%;稳流精度:≤0.5%;
纹波系数:≤0.5%;空载损耗:≤30 W。
3.2 实验数据
表1给出了输入电压在正常工作范围内变化、负载电流从0到满载变化时,充电模块不同输出电压时的稳压精度和纹波系数实验数据。其中,Ie为充电模块额定输出电流(25 A)。
表2给出了输入和输出电压均在正常工作范围内变化时,充电模块输出稳流精度实验数据。
表3给出了500 V直流输出、不同输入电压和负载时充电模块输入功率因数和效率实验数据。
经测试,该充电模块在不同输入和输出情况下的空载损耗仅为16 W左右。由于目前实际充电的电动汽车数量比较少,减少充电机空载待机损耗、提高充电机效率有助于大幅度降低电动汽车充电设施的运营成本。
上述实际测试数据表明,该充电模块所有性能参数完全满足设计要求。
3.3 实验波形
图5给出了空载情况下充电模块谐振电感电流波形。显然,谐振电感电流为间歇性工作方式,可有效降低开关管开关损耗。此外,间歇性控制方式也可确保该变换器在空载工作时输出电压保持稳定。
图6给出了开关频率高于谐振频率时变压器原边电压和谐振电感电流波形。
显然,谐振电感波形大部分时间处于正弦谐振状态。这种工作方式可有效降低充电模块电磁干扰,提高其电磁兼容性能。
4 结语
本文介绍了一种基于LLC串联谐振控制的电动汽车非车载充电机充电模块,给出了模块主电路和控制电路的设计方案,分析了该充电机输出电压特性。原理样机的试验结果表明,该充电模块具有较高的转换效率,很低的空载损耗,性能参数完全满足设计要求。目前,该充电机已在国内多个电动汽车充电站中得到应用,运行稳定,有推广应用价值。
参考文献
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电动汽车充电机 篇2
朋友有一12V 60AH汽车电瓶，让我帮忙做个充电器。本打算用旧ATX电源改一个，调整取样电阻，把12V输出改成14.6V，再加个限流就行了。后来一想，用电动车充电器改应该更简单些，而且效果也好的多，功率100W左右也够用了。所以找了个坏的电动车充电器，准备改成汽车电瓶充电器。现已改造完成，主要改造内容供大家参考。
我找的这个电动车充电器输入输出电源线都没有了，也没有标签，不知输出电压、电流，而且两个开关管都炸开了。IC用的是TL494＋HA17358，非常熟悉的半桥式开关电源。
一、主变压器改造
主变压器的拆开重绕，是整个改造中难度最大的一步，方法是：
1、确定原电源的输出电压电流，根据输出功率设计新电源的输出电流。根据R23、R41计算TL494 1脚电压为2.5V，根据R26、R27计算输出电压为44V。输出电流按2A计算，输出功率88W，改造后的充电器输出功率不应超过88W。12V电瓶充电限制电压14.7V，88W＝6A，对60AH的电瓶充电正合适。14.7V2、用电烙铁将变压器磁芯加热，拆开磁芯（磁芯易碎，温度高时更易碎！），输出电流＝完好的拆下磁芯是非常关键的一步，如果磁芯坏了市场上也能买到。
3、半桥式电源主变压器普遍采用三明治绕法，高压绕组分成两部分在最里层和最外层，低压绕组在中间，这样的好处是漏感小。拆掉外层的一次绕组，记清这一绕组的匝数和绕向。接着拆掉所有的二次绕组，只保留最内层的一次绕组，检查内层绝缘材料是否破损，必要时再加一层胶布，注意如果击穿将使次级输出带电，很危险！
4、这个电源变压器的次级主绕组共22匝，辅助绕组在5匝处抽头作为控制部分供电。次级绕组每匝电压2V左右，改造后也要保证每匝2V左右，高电压小电流可取稍高些，低电压大电流可取稍低些。
14.7V本电源＝7.35匝。2V原充电器输出电流2A，每匝2V，新充电器输出电流6A，变压器绕组、输出电感和整流元件压降都比原充电器的大，所以主回路取8匝，辅助绕组维持原5匝不变。
5、因为主辅绕组匝数都较少，辅助绕组又没什么电流，可以用很细的导线，所以就没必要采用抽头的绕法了。准备直径0.31的漆包线，绕法是双线并绕5 匝，一定要绕的密实平整，绕好后把一组的头和另一组的尾相接接到原接地端。两个二次绕组之间就不需要层间绝缘了，直接绕主绕组。准备直径1.0的漆包线（可以到电机修理部去找），绕法是双线并绕8 匝，一定要绕的密实平整，绕好后把一组的头和另一组的尾相接做为接地端。再用绝缘材料包好，这一层间是高压一定要包好绝缘材料。
6、最后把拆下的外层一次线圈按原匝数原方向绕回，方向错了相当于一次线圈短路。焊好外引线，二次侧使用原来的引角，外面再包上一层绝缘材料。装好磁芯，用胶粘牢。磁芯与骨架之间不能有缝隙，可以塞纸贴胶布等，否则重负载时变压器会吱吱叫。
改造后主回路电压是14V左右，取消辅助绕组直接用主回路给控制部分供电电压也合适，但此电源是自激启动，主回路带负载时启动将很困难甚至不能启动，因此还保留辅助绕组作为控制部分的电源。
二、输出电感改造
原来的电感是用磁环绕的，输出电流2A，现在输出电流6A，必须更换粗导线重新绕。将原绕组拆下，取直径1.35的漆包线，长度比原线圈短一点，绕在磁环上，绕完为止，匝数就不用数了。导线粗了还绕那么多匝绕不下，而且电流变大了，匝数过多磁环容易饱和。后来试验证明导线选细了，大电流时有些热。大电流时用多根细导线并联是好方法。
三、充电控制部分改造
1、电流控制
原充电器输出电流2A，用的是2W 0.22Ω的电阻，现电流6A，2W的电阻功率肯定不够了，0.22的阻值功率消耗也太大，所以直接用5W 0.1Ω的电阻与其并联作为新的电流取样电阻。阻值是原来的1/3左右，因此恒流值和恒压转浮充的电流值为原值的3倍左右。试了一下，恒流5.7A，恒压转浮充在1.5－2A之间，比较合适，不用调了。在R13上并电阻可降低恒流值，R14上并电阻可增大恒流值。在R30上并电阻可降低转换电流，R36上并电阻可增大转换电流。
2、电压控制
恒流、恒压充电时，D20、R42支路不起作用，R26、R27决定恒压值。为提高取样系数，将R41断开，TL494 1脚电压5V。恒压14.7V，取R26为2.2k，计算R27为4.23k，用4.7k和47k并联。取样回路要有2－5mA电流。浮充电时D20、R42支路起作用，使输出电压降低，改变R42的阻值可改变浮充电压值，将浮充电压设定为13.8V。原电路HA17358运放和TL494都用的是辅助电源供电，调试中发现输出功率变化时，辅助电源电压变化较大，这将直接影响浮充电压的设定值，因此将HA17358改为用主回路供电。浮充时HA17358的电源是稳定的13.8V，控制浮充电压时很准确，调整R42时也要在浮充状态下调整。
四、输出整流管的散热改造 充电器改完接汽车灯泡做负载试验时，过几分钟输出整流管的散热器就烫手，赶快下电。分析原因是：原来整流管输出电流2A，散热是按2A设计的，现在电流变成了6A，产生的热量与电流的平方成正比，是原来的9倍，所以散热器烫手，必须对输出整流管的散热改造。充电器内空间有限，只能在原散热器上加装小的散热器。我用薄铝板把一二次的散热器连接起来了，又加了几个小散热器，这样改造完效果也有限，仍不能满足要求。原整流管用的是30A的快恢复管，如换用肖特基管导通压降可大大降低，因此发热量也会大大降低。本想换30A 100V肖特基管，但市场上不好买，只有60V的，耐压低了点。抱着试试看的心理换上了30A 60V肖特基管，还真行，发热量大大降低。更换的整流管的耐压至少是输出电压的4倍，电流至少是输出电流的3倍。
五、其它部分改造
1、输出滤波电容原来是63V 470u的，现在电流大了，换个25V 2200u的
2、原充电器的输出端还有一个防止电瓶向充电器反送电的二极管，5A的，现在输出电流6A，5A的二极管肯定是不行了，换大的空间又不允许，所以取消了，我换了个旧ATX电源上拆下的小电感。
3、开关电源不能空载，本电路中HA17358由开关电源主回路供电，但负荷较小，为可靠又在输出端并个电阻，两个300Ω 0.5W串联，替换原来的电阻。
4、用13009替换已炸开的两个开关管。原来的两个开关管是全塑封的，因此开关管与散热器间不需绝缘措施，新换的开关管外壳是金属的，必须采取绝缘措施。螺丝与开关管、开关管与散热器间都需加绝缘垫，与散热器绝缘，开关管与散热器之间的绝缘还需涂导热硅脂，以利散热。
六、上电调试
改造完成后配好输入输出线，全面检查一遍，先用稳压电源给控制部分加电，检查控制电路部分正常后再接市电调试。通电时要在220V回路串一个220V 60W的灯泡，防止短路扩大故障。调试时最好用汽车灯泡做负载进行，对恒压、恒流、浮充电压及转换电流都需调试。这个电源没有散热风扇，改造完后散热还是不理想，估计以前损坏的原因就是散热不好，所以要对输出功率限制。
电动汽车充电市场“被繁荣” 篇3
5月25日，来自北京市电力公司的消息说，预计北京首个电动汽车充电站6月底在航天桥建成。
此前的4月，山东电力集团公司投资的山东首座大型电动汽车充电站在临沂市开工建设，华北电网公司建设的大型电动汽车充电站——唐山南湖充电站正式运营；去年8月份，国家电网上海公司投资建设了国内第一座具有商业运营功能的电动汽车充电站。去年12月底，由南方电网投资建设的首批2座电动汽车充电站和134个充电桩在深圳正式投入使用。
中海油则成立了专门的新能源动力有限公司，专门运营电动汽车能源供给网络，并宣称于2010年上半年在2个以上省会城市启动纯电动汽车充电站的网络建设。国家电网也表示，今年年底前将在全国27个城市开建电动车充电站。
问题在于，电动车充电站的火爆局面是一场圈地运动还是未雨绸缪?
快充技术尚未突破
2010年，新能源汽车个人消费者购车补贴政策的出台时间一推再推，成了挂在“驴子眼前的胡萝卜”，牵引着两大电网、石化双雄、各大车厂以及普通消费者亦步亦趋地走上纯电动车的“康庄大道”。
“现在电网公司要建的是快速充电站，但对于‘快速充电’这个词，无论是电池企业还是整车生产商都相当避讳。”江苏常熟合众环保能源技术研究所负责人抄永康对《瞭望东方周刊》说，“现在市面上提出的快充技术，都是在实验室内破坏性试验下的数据，无法推广到商用。没有一家电池生产商敢于承诺其产品在快速充电后的续航能力和重复使用寿命，因为这一技术在全世界还未突破。”
以普通民用汽车的加油时间来考量，一般每次加油花费5到10分钟，然而目前完善掌握的纯电动汽车充电技术需要5到8小时，因此，充电站如果无法提供30分钟以内的快充服务，基本就失去了其社会基础建设的功能性。
2000年电动自行车、电动摩托车开始陆续出现后，沙永康及其团队研究发现，一些电动自行车在更换新电池后，续行里程可以为45公里左右，但几个月后续行里程却明显缩短。
每天长达几个小时的电动车充电，使用户不得不日复一日扛着电池上楼回家。当时，沙永康所在的研究所以解决铅酸电池的超快充电问题为目标，提出要在5分钟之内充70％～80％，速度接近于加油，不久，实现了三倍于常规充电时间的技术。
在沙永康当时的设计中，快速充电设备将是个完整的产业链：电动车维修店、小超市、小区物业公司、企业停车棚都可以通过配置一台或数台充电机，成为这个网络中的一环。这个网络的推进显然非一时之功，也超出了商业推广的范围，因此功败垂成。
中投顾问汽车行业分析师李胜茂介绍说，新能源汽车对电池要求很高，必须具有高比能量、高比功率、快速充电和深度放电的性能，而且要求成本尽量低、使用寿命尽量长。传统的铅酸电池、镍镉电池和镍氢电池本身技术比较成熟，但它们用在汽车上作为动力电池则存在较大的问题。目前，越来越多的汽车厂家选择锂电池作为新能源汽车的动力电池。
目前世界上研究汽车快充锂电池技术的国家主要有日本和美国，日本的研究方向偏向于电池的重复使用寿命，美国的研究偏向于电池的安全性能，但都没有突破汽车锂电池的快充技术，“多久后锂电池的快充技术能够得到妥善的解决，现在没办法从技术层面判断。”沙永康告诉本刊记者。
無法实现快充，新能源汽车在实用性方面就远远低于传统燃料汽车，因此该细分市场的启动和规模将远低于目前的热炒下的预期。如果庞大的私家车市场无法参与到纯电动车领域，那两大电网和中海油的宏图很可能成为投资过剩。
政策推动下的大举投资
预计于今年两会期间出台新能源汽车个人购买补贴政策被推至了7月底前出台。据透露，目前工信部还纠结于哪些车型能列入补贴名单。
据透露，初期的国家补贴有可能只在5大城市试点，也许会实行国家补贴和地方政府补贴双管齐下的方式，“现在说新能源汽车市场可能由于这个政策而启动为时过早，如果都由地方政府补贴的话，政策的持续性值得考量。”该人士告诉本刊记者。
在4月底的全国汽车标准化技术委员会电动车辆分技术委员会上，《电动汽车传导式充电接口》等4项标准通过审查，成为电动车“国家标准”。截至目前，我国已制定并发布了新能源汽车相关国家标准和行业标准共计42项，其中22项列为新能源汽车产品准入的专项检验标准。
但就目前的标准看，除了未对电池的快速充电做出规定外，还在基础配套上存在一定缺失。以电动车充电电压为例，目前国内的电压从280伏到600伏，其中包含380伏、400伏、450伏等将近10种规格，显然，在大规模推广充电站的形势下，相关组织还未考虑到统一电动汽车充电电压的问题。
业内专家告诉记者，由于汽车充电的规模和设备要求，无法通过转接器改变充电电压，这就导致要让电动车全国通行，每个充电站都需要配齐各种电压的充电设备，这当中的重复、无效投资显而易见。
此外电池的电容量也需要有统一标准，续航能力100公里和500公里的汽车，采用相同设备充电，不仅会造成电池损耗，更会对相关设备产生伤害。
没有快充技术，电动车缺乏实用性；缺乏有持续性保证的政策补贴，电动车没有价格优势；尚未成熟的系列“国标”，让电动车生产踟蹰不前，大规模的充电站投入过剩的危机已经赫然在目。
被期许过望的电动车是否走错了自己的发展道路呢?“以目前的技术和国情考虑，更适合充电桩的投入和发展。”沙永康说。充电桩是一种慢充设备，汽车停靠后需要5到8小时的时间才能完成充电。
这种设备可以安装在停车场和居民区内，考虑到露体设备的使用和保养，初期投入适合于中小富裕城市，最好是安装在有自备车库的居民家中。但电动车电池的使用寿命短，2到3年就需要更换整组电池，其价格在10万元上下，对车主的负担很重。
也有一些企业另辟蹊径。5月2日，众泰汽车董事长吴建中在北京车展上宣布，众泰准备投放100辆众泰2008EV电动汽车用于在京租赁。此前，众泰已经在杭州批量投放电动汽车。
众泰电动汽车租用模式，由经销商提供保养服务，消费者不需要买车，不需要考虑电池损耗和更换，也不需要考虑充电问题。目前，众泰2008EV在杭州的租赁价格为2500元／月。这会不会成为电动车市场化的成功之路呢?
电动汽车充电机系统稳定性研究 篇4
在电动汽车中通常使用恒定电流和恒定电压两种的充电模式为固定功率的电池组。两阶段的充电电池组充电曲线。在一般情况下,在充电和初始阶段,充电电池的最佳速率以恒定电流,锂离子电池的充电为0.3C,包括:C为电池容量,如C=100Ah的,1C充电率的充电电流为100A。在充电的初始阶段中,电池具有低的电势,即使电池的充电电压不高,电池的充电电流还是很大的。因此,在充电开始阶段使用的恒定电流充电,即充电电流以保持恒定的值。随着充电时间的延续,电池的电势继续上升,充电电压也不断提高。当电池的充电电压达到最大允许充电模式从恒流充电模式,以恒压充电模式来改变,也就是,充电电压保持恒定。恒压充电阶段,因为电池电位仍在上升,充电电压保持恒定,所以对电池的充电电流是一个双曲线趋势继续下降,一直下降到零。但在实际充电过程中,当充电电流降低到0.015C,充电充满至停止充电。此外,电动汽车充电系统还必须具有自动保护功能。
2电动汽车充电机的稳定性分析
电动车充电机系统的稳定性随着使用环境的变化而变化,根据该基本结构的充电器,它分为三相PWM整流器,输出电平的DC/DC变换器的输入两部分,从而在电动车充电器稳定性和动态响应变量的原因还在于功率输出阻抗和充电器输入阻抗相互作用,充电器输出阻抗和负载阻抗输入交互,充电器的数学模型已经改变,这使得什么被认为是充电器的稳定操作变得不稳定,原来的动态响应好充电器动态响应。在电动汽车的充电系统,三相PWM整流器连接到前者电网和级联的直流/直流转换器。这种连接结构会产生两个端口:接口1,接口2。在PWM整流器的设计中,默认通常是在理想的电源和理想的负载的情况下运行。对于PWM整流器,理想的电源是零,理想负载为DC-DC转换器的输入阻抗是无限的。然而,功率网络和DC-DC转换器的输出阻抗的输入阻抗通常是不可忽略的。的稳定性和PWM整流器的瞬态响应是由使用环境的不同。
图1、图2所示为三相PWM整流器在电动汽车充电系统中的等效电路图,非理想电网由电压源与输出阻抗串联的电压型端口表示,DC-DC变换器由输入阻抗与电流源并联的电流型端口表示。
对于电压类型的端口,例如电网、PWM整流器输出端口,恒定电压方式的DC-DC转换器的输出端口,恒流模式功率电池,所述等效电路戴维南类型,为理想电压源和阻抗系列,这个端口最差的情况下将出现在阻抗振幅值最大处;对于电流型端口,诸如PWM整流器输入端口,DC-DC变换器输出端口,恒压模式电源电池,所述等效电路诺顿类型,提供了理想的电流源和形式的阻抗,这个端口最差的情况下是在是阻抗振幅最低处。PWM整流器的稳定性和瞬态响应是受到前一级的输出阻抗的影响。电网的输出阻抗与PWM整流器的输入阻抗相比的影响,并在PWM整流器网格的影响可以忽略。PWM整流器的设计应的负载特性,所述DC-DC转换器,具有恒压充电模式比与恒流充电模式的DC-DC转换器降低的DC-DC转换器,恒压充电模式的设计应确保PWM整流器的稳定运行。该PWM整流器的输出阻抗可以影响的DC-DC转换器,这使得相位裕度和幅值裕降低的控制环路,尤其是在恒压充电模式,当电源的输出阻抗特性不被认为是,恒压充电方式和恒定电流充电模式,应以保证控制环路的效果提高时,输入阻抗是不能忽略的。动力电池负载可以改变的DC-DC转换器,具有理想的负载或电阻负载下良好的动态特性的特征。恒压充电模式,通过频率控制回路电阻负载略有下降,动态特性变化不大,可以用模拟电阻动力电池负荷;恒流充电模式下,与电池负载和与电阻负载控制环路通过减少了近10倍的频率,相位裕度也减少很多,在DC-DC转换器的动态响应的变化,动力电池负载特性被认为在控制器的设计过程中,或通过频率设计不当,充电器,可以方便地前往开环模式,不适合使用用于恒流模式充电器测试阻性负载。
3结论
因为电动汽车充电时的外部环境条件,电网的电压和电流是变化的,所以提高电动车充电机系统的稳定性是必要的。电动汽车的充电机系统的稳定性主要受三相PWM整流器和DC-DC转换器模块影响,充电机系统的各种模块之间的相互作用能够影响它的稳定性。PWM整流器有电压型和电流型两种,通过PMW整流器来提高电动车充电机系统的稳定性是一种有效的途径。
参考文献
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[2]肖勇,张明晔,张永旺,等.考虑系统静态电压稳定性的电动汽车充电设备就地控制方法研究[J].电力系统保护与控制,2015(13):30-37.
个人如何申请安装电动汽车充电桩 篇5
【摘要】随着新能源汽车的快速推广，电动汽车充电桩配套也在进一步的完善，但是目前电动汽车成功点桩的问题却成为头疼的事情。
因为小区停车场环境的复杂，物业、供电所和车企业务不熟悉，尤其是现在国家电网对涉及核减电量的复杂手续制度，导致当充电桩安装遭遇核减电量流程的时候，顺利办理完相关的手续几乎成为不可能，所以目前个人能成功申请安装电动汽车充电桩的还是偏小。
不管流程怎么复杂，到底该如何去申请呢！汽车充电桩分为公共充电桩和用户充电桩，用户充电桩就是用户向电力公司下属的电动汽车服务公司提出用电申请，将自有产权车位作为一个独立的计量单位，按照非居民低压业务扩流程装表接电，充电桩是个人私自购买，委托施工队伍来进行安装，用户按照电费账单按月缴纳电费。
如果个人要向国家电网公司申请安装电表，福州守源电动汽车充电桩公司给您建议，去申请时候必须要提供以下的资料的； 身份证原件 房屋产权证
自用充电桩用电申请报告 购车合同和发票
电动汽车充电机 篇6
日本在快速充电器的实际生产和应用方面均处于国际领先地位，研发出了独特的新型快速充电系统——“CHAdeMO”。2010年3月26日，日本政府决定要通过官民一体化的努力，统一日本电动汽车的快速充电规格，并使之国际化。日本“CHAdeMO”快速充电方式使用的是50KW的直流电力，车辆与快速充电器之间的通信采用车载LAN规格“CAN”。由于“CHAdeMO”使用的是直流电，所以在交流电压不同的国家也可以使用，这是该系统的最大优势。同时，连接口也分为快速充电用和普通充电用两种，既可用于汽车充电，又可将储存在电动汽车里的电力提供给家庭及电器。
另外，日本在电动汽车批量生产方面也领先于欧美，配套设施较为完备。据日本相关部门统计，截至今年6月4日，已有日美法德等24个国家配置了“CHAdeMO”快速充电器。“CHAdeMO”协议会5月已向欧美提议采取统一规格。日汽车厂家认为，欧美厂商试图造成“CHAdeMO”标准无法在欧美应用的印象，以阻止日系汽车的销售。日产汽车计划继电动汽车“聆风”之后，在2016年度之前再推出7款采用“CHAdeMO”方式的电动汽车，希望以此先行优势，推动日本充电器标准成为国际充电器标准。日本厂商意识到，如果欧美的电动汽车充电系统成为世界标准，日本就必须对出口海外汽车进行改造，这无疑会增加生产成本。
为抗衡日本，美国和德国合作推出了“联合充电系统（Combo）”方式。美德正在推进普通充电和快速充电用连接器的一体化，以便能将车辆的连接口精简为一个整合性的连接器。该连接器的直流快速充电电力最大为90KW，车辆与快速充电器之间的通信采用电线通信（PLC）。今年5月7日，美国通用汽车（GM）和德国大众（VW）等美德8家厂商公布了这一新充电标准，宣布未来将采用统一的充电接口标准。新标准将在欧洲和美国范围内使用。
“Combo”方式的特点首先是快，最短15分钟即可完成充电。二是省事，即用一个插头就可完成快速充电和利用夜间等低价电力时段的普通充电。美德计划于今年夏季公布联合的充电系统技术方面的详细信息，争取年内实现充电设备的实用化。预计自2013年起，利用“Combo”方式进行充电的电动汽车便可上市。通用和大众已宣布在2013年推出小型电动汽车，以此推动联合充电系统的普及。欧洲汽车制造商协会（ACEA）则宣布，2017年以后，所有的电动汽车新车都将采用“Combo”。美国汽车工程师协会搁置了参与“CHAdeMO”的计划，决定在所有电动汽车上采用“Combo”。
一种小型纯电动汽车充电机的设计 篇7
本文的目的是设计一款小型化、轻量化、智能化的快速充电机,实现为动力电池进行快速充电的功能。充电机采用基于微控制器MC9S12XE100控制的双闭环多模式自适应充电方式。首先根据项目性能指标要求进行充电机主电路参数计算,包括主回路拓扑设计、功率管选择、变压器设计、吸收回路设计及滤波回路设计、PWM控制电路设计、微控制器核心电路设计等。
根据项目要求提出电动汽车智能快速充电机主要的设计指标:输入额定电压及频率为220 VAC,50 Hz;
最大输出功率3 000 W;输出最大电压为100 V;典型输出电压89 V;额定最大输出电流为30 A;典型输出电流25 A;整机效率为≥85%;功率因素(PF)≥95%。
1 确定智能充电系统总体结构框图
本文智能充电机是在基于开关电源充电装置工作原理基础上进行设计[2,3]。充电机总体结构框图如图1所示。
2 拓扑结构确定及控制芯片选型
2.1 确定电路拓扑结构
充电功能模块由AC/DC变换器与DC/DC变换器共同组成。本设计变换拓扑采用半桥变换,在开关电源的各种变换拓扑中,半桥变换以其输出功率大、结构简单、开关器件少、实现同等功率变换的成本较低且抗磁通不平衡能力强等优点。首先是220 V的交流市电经EMI滤波、PFC校正电路,然后经DC/DC半桥变换及相应的控制电路,保证输出电流电压满足充电电池的需求。半桥变换电路主要包括功率管选择、变压器设计、吸收回路设计及滤波回路设计等[4]。
2.2 控制芯片的选择及控制电路设计
半桥式拓扑结构的充电机需要对称的PWM信号,必须选择具有两路互补输出的PWM控制器。本项目充电机选择SG3525电压型PWM控制芯片。该芯片内置软启动电路,具有输入欠电压锁定功能,可实现逐个脉冲关断。其驱动输出级采用了推挽式电路结构,灌电流/拉电流能力可达200 m A,关断速度更快。适用于推挽式、半桥式和全桥式开关电源的PWM控制电路。控制部分通过对蓄电池端电压、电流信号的采集反馈,由SG3525产生双路PWM波控制半桥拓扑中MOSFET管的通断时间来控制充电电流和电压。图3为本设计的充电机控制板电路图[5,6,7,8]。
PWM电路的振荡频率由R10、R11和C9决定,本项目充电机设定振荡频率约为46 k Hz。晶体管VT6的集电极连接到SG3525的关断(10脚)控制端,由输入过压保护信号OV控制PWM电路的启动和停止。VT5、R14、R13组成过流保护电路,当输出电流异常增大时(≧30 A),使VT5导通,C10迅速放电,将形成新的软启动过程。
控制电路按照当前的设定的输出电压电流值产生占空比可变的PWM波,对开关管进行驱动,实现功率变换。
2.3 微控制器的选型
在本项目智能充电机研发中采用Freescale公司的16位MCU(MC9S12XE100),该系列MCU具有丰富的外设和中断源,并具有较强的抗干扰能力,适合作为充电机控制单元的主控芯片。由于采用智能充电,铅酸蓄电池每个阶段所需的充电电压和充电电流都不同,则在充电时该控制器对电池端的电流、电压信号进行采集、分析处理、决策等,根据不同的状态采用对应的充电方法以及保证在各充电阶段之间的稳定切换。对出现的各种故障和报警信号进行处理。该部分还包括对电流、电压和温度的采集以及显示等。
3 主电路参数计算及功率管选择
3.1 整流桥的参数计算与选择
本项目充电机的输入端采用桥式整流电路,最大AC输入电压为264 V,整流桥的最大反向电压UM由式(1)计算。可得
按照1.5~2倍的电压余量,可选择反向电压URRM为600~800的整流桥。
桥式整流电路的平均输出电压UDC按最小AC输入电压计算,PIN=3 500 W(考虑开关电源的效率约为85%),则
式中,IDC为整流电路最大平均电流;uACmin为交流输入电压的最小值。
整流桥的输出电流IO应为整流电路最大平均电流IDC的2~3倍[9],应该选择输出电流为25~45 A的整流桥。本设计实际选择50 A/800 V的整流桥,其型号为KBPC5008。
3.2 输入滤波电容的容量计算与选择
输入滤波电容的容量计算公式为
将PO=3 000 W,uAC=176 V代入可得
式中,PO为输出功率。
若按uAC=220 V计算,电容量C为2 808μF。考虑额定电压为220 V,输入电压为176 V时工作即可,电压纹波允许稍大一些。本设计充电机实际选用4700μF的电解电容。
3.3 功率开关管的电压/电流计算及元件选型
半桥式开关电源功率开关管的最大电压可按UCE=UImax+50 V来估算。其中UImax为UM=373 V,UCE=373+50=423 V。留出30%~50%的电压余量,本设计充电机功率开关管的耐压选择为600 V。
功率开关管承受的最大集电极电流为IC=(NS/NP)IO。其中,NS/NP的计算公式为
式中,UO为最大输出电压,本设计为100 V;UF为输出整流二极管的正向压降,按1 V计算;UImin按uAC=176 V计算,根据公式
可得,UImin=UDC=238 V。所以
由于IO=30 A,则IC=(NS/NP)IO=0.849×30=25.47 A。通常留出1~2倍的电流余量,可选IC为30~50 A的功率开关管。本设计充电机功率开关管选型为IXYS公司的IXFH36N60P型MOSFET功率管。其耐压UDSS为600 V,漏级电流ID为36 A(TC=25℃)。从其参数表中可知,当TC=100℃时,ID约为23 A。
3.4 输出整流管电压/电流计算及元件选型
半桥式开关电源输出整流管的反向电压UR=2(NS/NP)UI,根据式(4)计算出(NS/NP)为0.849。当输入电压uAC=264 V时,根据式(5)计算可得出,UImax=UDC=356 V。输出整流管的最大反向电压为UR=2(NS/NP)UI=2×0.849×356=605 V。按照1.5~2倍的安全余量,可选择URRM为1 000 V的输出整流管。
半桥式开关电源输出整流管的平均电流为输出电流的一半,即IF1=IF2=IO/2。考虑到1.5~2倍的安全余量,整流管的额定电流按输出电流选择即可。即选择IF1=IF2=IO。本充电机的最大输出电流为30 A,可选择IF(AV)为30 A的快速恢复二极管。本充电机实际选用了30 A/1 000 V的快速恢复二极管,其型号为RHRG30100。
3.5 输出滤波电容的容量计算与选型
输出滤波电容的容量计算根据式(6)计算
本项目充电机输出电流为30 A,纹波电流按20%计算,则ΔIL=30×0.2=6 A。纹波电流频率与PWM振荡频率相同,按46 k Hz计算。输出纹波电压按0.4V计算。可得
即输出滤波电容的容量应>40.8μF。实际选择输出滤波电容器时,应为计算值的10倍进行选型。所以应选用408μF以上的滤波电容。本充电机设计应该选用12 000μF的滤波电容。考虑到纹波电流较大,实际输出电容选用两只60μF并联工作。
4 高频变压器的设计
高频变压器的设计是制作本项目智能充电机的关键技术之一[10,11,12,13]。本项目高频变压器的设计步骤如下。
4.1 选择磁芯尺寸
半桥式开关电源高频变压器磁芯尺寸的选择根据式(7)计算
本项目充电机的输出功率PO为3 000 W。开关频率f为PWM振荡器频率的1/2,即46/2=23 k Hz。Bm选取0.25 T,代入式(7)可得
PM磁芯是从罐型磁芯改进而来,比罐型有更大的出线窗口和更好的散热条件,可传送更大的功率。而较EE型磁芯具有更好的磁屏蔽效果,能减小电磁干扰,较U型磁芯其绕线相当容易。本项目选用PM磁芯。
经查阅磁芯手册相关数据表可知,对于PM62型磁芯:Ae=5.70 cm2,Aw=7.78 cm2,AP=AeAw=44.36cm4,AP数值满足要求。选用较大AP值的磁芯还便于高频变压器的绕制。
4.2 计算绕组匝数
由于半桥式开关电源高频变压器一次侧施加电压为UI的1/2,其一次匝数Np根据式(8)计算。
本项目充电机UImin为238 V,磁芯Ae=5.70 cm2,Bm选取0.25 T,开关频率f=23 k Hz。代入公式可得匝一次绕组Np实际取值9匝。
高频变压器二次匝数根据式(9)计算。
将UO=100 V,UF=1.2 V代入可得
匝二次绕组NS实际取8匝。
4.3 计算绕组匝数
半桥开关电源高频变压器的一次电流有效值可按式(10)计算。
将相关数据代入可得
电流密度按4 A/mm2,查表可选导线直径为1.2的漆包线6线并绕。
高频变压器的二次电流有效值可按式(11)计算。
DMAX=0.5,将相关数据代入可得
电流密度按4 A/mm2,查表可选导线直径为1.2的漆包线15线并绕。本项目高频变压器的设计还进行了填充系数KW的检验,符合设计要求。
5 功率开关管的驱动电路
本项目充电机的功率开关管采用了脉冲变压器驱动电路[14,15],电路如图4所示。
来自SG3525控制板的PWM信号DRV1和DRV2分别通过晶体管VT1、VT3和VT2、VT4驱动脉冲变压器T1的一次绕组。电容C4用于交流耦合,能防止T1出现直流偏磁。脉冲变压器的两个二次绕组具有相反的同名端,保证两只功率开关管的驱动信号相位差为180°。一个绕组通过R2驱动功率开关管VT7,G1接VT7的栅极,S1接VT7的源极;另一个绕组通过电阻R5驱动功率开关管VT8,G2接VT8的栅极,S2接VT8的源极。R3和R7分别为功率开关管VT7和VT8的栅-源极电阻,用于防止栅-源极出现开路(悬空)现象。
本项目充电机脉冲变压器采用EI22型铁氧体磁芯绕制,先饶一次侧,二次侧采用双线并绕,以便保证输出脉冲的对称性。脉冲变压器一次电压为12 V,二次侧驱动脉冲幅度设计为15 V,考虑到驱动晶体管的饱和压降,一/二次匝数选择为32/45匝。
6 试验输出波形
充电机的关键是控制电路根据设定的输出电压电流值产生占空比可变的PWM波,对开关管进行驱动。图5为试验测出的PWM波形。
7 结束语
本项目设计出样机后进行了相关试验测试。试验结果证明,设计的充电机达到了性能指标要求,主回路拓扑结构及其控制电路可行。
摘要：快速充电是当前小型电动汽车需要解决的关键技术。文中研发了一种电动汽车用智能快速充电机,该充电机采用基于微控制器MC9S12XE100控制的双闭环多模式自适应充电方式进行充电。进行了主电路参数计算,包括功率管选择以及变压器、吸收回路、滤波回路、PWM控制电路和微控制器核心电路设计等。通过试验证明,文中设计的充电机达到了性能指标要求,主回路拓扑结构及其控制电路可行。
电动汽车充电机 篇8
目前电动汽车充电设施建设主要有两种方式,一是占用较大场地的充电站方式,二是占用空间比较小的离散充电桩方式，这两种方式都存在一定的不足。充电站方式可以满足目前市场上要求的直流充电和交流充电方式，但是在日益紧张的市区空间很难有合适的地方建设，只能选址市郊;而占用空间不大的离散桩，只能对带车载充电机的电动汽车进行充电。而电动汽车一体化充电机可以很好的对上述两种充电设施建设方式进行有力的补充，在未来电动汽车充电设施建设中存在很大的竞争优势。
1 电动汽车一体化充电机设计
本文所论述的电动汽车一体化充电机依据《GB/T 20234-2011电动汽车传导充电连接装置-通用要求》、《NB/T 2033001-2010电动汽车非车载传导式充电机技术条件》、《Q/GDW 478-2010电动汽车充电设施建设技术导则》、《国家电网公司电动汽车充电设施建设指导意见》等相关要求进行设计。该产品在满足标准对电动汽车充电桩技术要求的基础上，强化了充电机电气安全、数据安全设计和环境及电磁兼容性能的设计，具有故障充电模块自动剔除、无线组网等功能。该产品采用模块化设计，有利于产品维护。
1.1 硬件系统构成
电动汽车一体化充电机硬件系统主要由总控单元、模拟量采集模块、开关量采集模块、开关量输出控制模块、CPU卡读写器、数字电表、移动通信模块、显示屏、指示灯、按键、充电模块等组成。硬件系统的结构框图如图1所示。
总控单元是硬件系统的核心组成部分,它以高性能的32位ARM芯片TI-AM1808为核心,使用linux系统,外部通过配置FPGA芯片扩展多路通信口。总控单元具有16路RS232/485、2路CAN、2路标准以太网口。总控单元对各输入模块输入的数据进行实时运算、处理,实现系统的各种逻辑控制功能,并通过键盘及液晶显示接口进行人机交互和系统信息的实时显示,通过通信接口与上位机及其它配有通信接口的模块进行通信。对配置模块提供RS232、RS485两种串行通讯方式,可适应多种波特率和校验方式。总控单元通过以太网口或GPRS方式与后台进行通讯,可在远端实时获取运行数据,也可对一体化充电机进行管理和配置。总控单元可实时监测充电桩的运行状态,保证充电过程的安全、可靠,可对充电桩的进线输入电压,充电输出电压、电流,充电接口连接状态,车载电池管理系统状态,车载电池状态等进行实时监测,一旦出现异常,能够及时切断电源输出,保护电动汽车、电池及充电桩的安全。
其它各功能模块通过通讯方式实时上传总控单元所需要的数据，接受总控单元下发的命令，通过有机合理的配置共同完成充电工作。
系统利用通信技术实现控制分布而信息管理相对集中的分布式控制系统(DCS)[4]，该控制系统具有良好的性能和易于维护，具有良好的经济效益。
1.2 软件系统设计
电动汽车一体化充电机在空闲状态下进行充电模块自检，当某一模块存在可控状态下的报警时，依然可以进行正常的充电流程，监控系统可将故障信息发送到后台，以便进行维护处理。
当电动汽车需要充电时，用户将充电卡放置刷卡区，根据画面提示通过键盘进行相应操作，连接充电接口，选择充电模式，启动充电过程。在上述过程中，总控单元检测充电接口连接状态，如果连接状态不正常，则无法启动充电。同时，在充电过程中，显示区的充电指示灯点亮。总控单元实时监测充电电压、充电电流、充电接口连接状态、充电开关状态等，在异常或故障时断开充电开关，并报警。
充电桩软件系统主要完成的功能是将各功能模块有机的结合起来，实现各模块的协调工作，系统整体控制流程图如图2所示。
1.3 系统可靠性设计
电动汽车一体化充电机应用环境大多在室外，工作环境比较恶劣，需要适应雨、雪、雾、风吹、日晒、高温、低温等恶劣天气的考验[5,6,7]。需要进行可靠性设计。
充电桩硬件采用分布式离散控制方式，软件采用模块化编写规则，这样既能保障一体化电动汽车充电机高效可靠运行和可维护性，又使软件系统具有良好的扩展性，对产品升级换代具有非常重要的意义。
电动汽车一体化充电机输入输出电压比较高，功率比较大(可达100k W)，如不能进行可靠设计一旦发生事故后果比较严重，故对相关方面进行了严格设计。电磁兼容性方面严格按照GB/T 18487.3—2001中相关条款规定的电磁环境测试要求进行设计，结构采用金属外壳，壳体坚固，外表面采用汽车烤漆工艺，充电机防护等级按照IP20要求设计，充电机内印刷线路板、接插件等电路应进行防霉变、防潮湿、防盐雾处理，其中防盐雾能力按照GB/T 4797.6—1995中表9的要求设计，使充电机能在室外潮湿含盐雾的环境下正常运行。
电动汽车一体化充电机软件对待机、启动充电、结束充电等状态进行严密判断，即保证安全使用，也保证用户等方面的利益。软件方面采取的具体措施如图3所示。
2 现场应用及优势
本项目开发完成的电动汽车一体化充电机，于2011年12月通过了电力工业电力系统自动化设备质量检验测试中心的型式试验;目前，本项目已通过有关专家的鉴定，并在山东临沂焦庄充电站、义堂充电站，山东济南英贤充电站、葛家庄充电站等推广应用，得到一致好评。
电动汽车一体化充电机现场应用的优势：
首先，电动汽车一体化充电机能够提高土地利用率。电动汽车充电站一般建立在大型停车场、变电站等地方，占地面积大，而电动汽车一体化充电机充分利用现有土地，可在停车场、高速公路服务区、甚至在不影响交通的路边等地方安装，方便电动汽车驾驶者随时为汽车充电，这种充电桩的占地面积仅为1m²，提高了土地利用率。
其次，对带动电动汽车全产业链的发展有促进作用。电动汽车一体化充电机的合理配置能大大提高电动汽车的续驶里程，从而促进电动汽车市场的扩张。
最后，有助于低碳经济的发展。随着电动汽车一体化充电机的普及应用，将大大促进电动汽车行业的发展，对环境的可持续发展起到促进作用。
3、结论
本电动汽车一体化充电机严格遵守国家及国网公司相关标准，并根据电动汽车产业发展的规划和发展方向，研制了一种稳定、可靠、安全、实用的电动汽车一体化充电机。改充电机可靠的性能、较高的土地使用率和安装的方便性将有力的推动电动汽车充电行业的发展。
摘要：随着能源危机的显现和日益严苛的环保要求,电动汽车及其支撑配套设施得到了快速的发展。针对国内电动汽车充电站(桩)当前建设场地大等问题,设计并实现了一种电动汽车一体化充电机。首先介绍了国内电动汽车一体化充电机的现状、需求,然后以国网公司标准为设计原则进行了硬件系统的设计,采用了模块化设计原则进行了软件系统的设计,针对充电桩恶劣工作环境进行了系统安全性设计。本电动汽车一体化充电机已在山东临沂、济南等众多充换电站运行使用,运行结果表明该装置安全、稳定、可靠,必将为电动汽车的发展提供强有力的保障。
关键词：一体化,充电机,电动汽车
参考文献
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电动汽车充电机 篇9
关键词：电动汽车,驱动系统,混合励磁无刷直流电机,2812
1 引言
能源紧缺与环境污染等问题带来的负作用日益增加,使电动汽车在近些年成为各国竞相研究的热点。电机驱动系统作为电动汽车重要组成部分,其性能优劣直接关系到整车性能。目前,电动汽车上所采用的电机驱动系统以无刷直流电机(BLDCM)驱动系统综合性能最为理想,较好地满足了电动汽车对效率、功率密度等众多指标的要求[1]。但是无刷直流电机中永磁体对外加磁势的磁阻很大,电机气隙磁场难以调节致使其使用范围受限。混合励磁无刷直流电机(Hybrid Excitation BLDCM,HEBLDCM)通过安装励磁绕组的方法较好地解决了无刷直流电机调磁困难的问题,在适应不同负载方面具有明显优势,是未来电动汽车电机驱动系统的有力竞争者[2]。
2 HEBLDCM基本原理与控制策略分析
HEBLDCM在普通无刷直流电机的结构上进行了改造,在电机定子侧安装与电枢绕组正交的直流励磁绕组,转子侧安装铁磁极作为调磁极以及相间地安装N极、S极,电机整体结构如图1所示。
2.1 电机结构及调磁原理
由图1可看出,HEBLDCM气隙总磁通由永磁磁极产生的永磁磁通Φp和励磁电流If产生的励磁磁通Φf两部分组成。由于永磁磁极对外加磁势的磁阻很大,因此永磁磁极上磁通基本维持为永磁磁通Φp,铁磁极为励磁磁通Φf主要通道。从励磁角度来看,HEBLDCM的运行方式可分为:(1)零励磁运行(If=0),励磁磁通Φf为零,电机工作于普通无刷直流电机状态;(2)增磁运行(If>0),此时励磁磁通Φf与Φp方向相同(即Φf>0),电机气隙总磁通Φ增加为Φp+Φf;(3)弱磁运行(If<0),这时Φf与Φp方向相反(即Φf<0),Φ削减为Φp-Φf。
下面以If>0为例说明If对电机转矩及转速的影响,设U为电枢电压,E为电枢反电动势,R为电机内阻,L为电枢绕组各相自感,I为电枢电流,KE为反电势系数,n为电机转速,则HEBLDCM的电压平衡方程为:
式(2)中,Φf=KfIf,Kf为与励磁绕组设计有关的常数。结合(1)、(2)两式可得出n与U、If的关系表达式为:
由式(3)有,转速n可通过调节U、If来实现。
同样,电机转矩M与If及I之间关系式为:
式(4)中,KM为转矩系数,则调节I和If可实现对电机转矩M的调节[3,4]。
经以上分析可知,通过对励磁电流If的方向控制,可起到增强或削弱电机内部磁场的作用,而改变If大小则可控制调磁的强度,通过对磁场的控制最终达到控制电机转速和转矩的目的。
2.2 控制策略分析
引入励磁电流If的同时将带来励磁损耗,因此在不采取电励磁能满足运行需求的情况下电机零励磁运行。为方便分析,做如下定义:电机工作在额定电枢电压UN及额定电枢电流IN,零励磁运行时的转速为额定转速nN;电枢电流达到额定值IN时,零励磁运行的转矩为额定转矩MN;为保证主回路的调节能力,取电机零励磁恒功率运行下最高转速的90%为电机弱磁基速nf。根据电动汽车各种运行工况特点,以MN、nN、nf为临界点将系统工作状态划分为低速零励磁运行、低速增磁运行、高速零励磁运行、高速弱磁运行[5,6]。
当电动汽车低速运行(n
(1)汽车轻载低速运行时,电机负载转矩M小于额定转矩MN,此时电枢电流I未达到额定值IN,可通过调节I来满足负载转矩需求,零励磁运行。
(2)汽车处于爬坡或带负载启动等工况下时,负载转矩需求M可能超过额定转矩MN。由MN定义及式(4)可知,此时电枢电流I已达到额定值IN,假若继续增加I来获得转矩的提升,可能会导致电枢损耗急剧上升,严重时将造成电机损坏,因此调用正向励磁电流(If>0)增磁以提升电机转矩。
当电动汽车高速运行时(n>nN),此时转矩M不再是主要运行指标,仅考虑速度运行情况,以弱磁基速nf为临界值判断是否需要弱磁升速。
(1)当汽车运行在nN
(2)当汽车运行速度n大于nf时,由nf定义知此时电枢电压的利用率达到90%,不宜再采取调压调速,为避免主回路失去调节作用,引入反向励磁电流(If<0)削弱磁场提升速度,电机转矩也随速度上升而成比例下降,高速弱磁运行仍为恒功率运行。
3 系统硬件设计
HEBLDCM驱动系统需要协调控制电枢电流及励磁电流,因此比普通无刷直流电机驱动系统复杂了很多,这样对主控芯片的性能也提出了更高的要求。美国TI公司的TMS320F2812是目前在电机控制领域应用最为广泛的32位定点DSP,这款DSP的CPU主频高达150MHz,拥有精度达12位的片内AD模块,支持CAN2.0B协议的eCAN模块,两个专用于电机控制的事件管理器模块(EV)等诸多外设模块[7],基本满足了HEBLDCM系统控制的需求。
主电路功率模块选用日本三菱公司的IPM模块PM75CVA120,该模块额定电流75A,额定电压1200V,其将IGBT和驱动电路及过流、过压、欠压等保护电路集成在一起,简化了设计。励磁电路由四个IXYS公司的功率MOS管IFFN100N50P构成全桥电路,通过改变MOS管的导通次序和开关频率改变励磁电流的方向和大小。
图2为基于2812的HEBLDCM驱动系统硬件框图,硬件系统主要分为电枢主回路控制、励磁电路控制两部分,其中2812外部输入信号主要有位置、速度及电流的反馈信号以及运行参数给定信号(键盘或管理系统)等。DSP输出信号有故障保护信号和PWM驱动信号,其中E-VA中6路PWM用于驱动主回路IPM模块,EVB中4路PWM作为励磁电流方向切换信号,下面主要介绍系统部分接口电路的设计。
3.1 位置检测电路
转子位置信号及速度信号是决定电机运行的关键参数,采用日本TAMAGAWA公司的增量式光电编码器TS5214N510作为位置/速度传感器。这款编码器的分辨率为2500C/T,供电电源为+5V,输出6组差分信号:,其中为速度反馈信号,为磁极位置信号。
如图3所示,编码器端输出位置及速度差分信号经由接口板上SN75175转换为单端信号,再由高速光电耦合器6N137对单端信号进行隔离处理后送至2812捕捉单元,经捕捉单元完成位置/速度信号的采集,最后由CPU完成转子位置判断以及速度计算。
3.2 CAN收发电路
CAN总线是在汽车行业应用最为广泛的现场总线,为加强系统与电动汽车管理系统的通信,扩展CAN外围电路。选用TI公司的SN65HVD230作为CAN控制器和物理总线接口,其T、R引脚分别连接2812的CANTXA、CANRXA引脚,如图4所示。
3.3 AD采样调理电路
系统采用的电流互感器输出满量程为±6V,然而2812AD模块输入模拟电压范围为0~3V,采取图5所示电路将电流传感器输出电压信号限制在3V以内,然后再送入AD摸块,确保采样的正确性。
4 系统软件设计
由控制策略分析可知,HEBLDCM驱动系统设计的关键在于如何根据电动汽车运行工况的改变自动切换工作状态,选择运行方式,尽可能的发挥出混合励磁无刷直流电机的性能优势。
图6为系统主程序框图,主程序中主要包括系统初始化、运行命令给定与显示、外部输入信号检测、速度计算、故障检测及处理、状态判断、通信等子程序。电机运行方式选择首先通过当前运行速度n与nN的比较初步判断高、低速状态。若n>nN(高速),则n再与nf比较决定是否弱磁升速;若n
5 结束语
一个性能优越的电机驱动系统不仅可提高电动汽车整车性能,对促进电动汽车的发展和推广也具有重要的意义。本文在分析混合励磁无刷直流电机调磁原理和系统控制策略的基础上,分别介绍了驱动系统硬件电路设计和软件框架,该电机驱动系统具有磁场可调、低速大力矩及调速范围广等众多优点,在电动汽车驱动方面有着良好的应用前景。
参考文献
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电动汽车充电机 篇10
关键词：电动汽车,实时充电优化,汽车充电预测,滚动优化,智能电网
0 引言
作为清洁能源汽车的代表,电动汽车近年得到了快速发展[1,2]。电动汽车数量达到一定规模后,如果任由其无序充电将对电网产生负面影响,引发电能质量下降[3,4,5]、网损增加[6,7,8],甚至危及电网稳定性[9]。因此,电动汽车智能充电(也称协调充电)问题得到关注,一种典型思路是将充电负荷转移到常规负荷的低谷时段,在满足汽车充电需求的同时,减弱其充电影响。研究表明,智能充电不仅能有效减少无序充电造成的电能质量下降和网损,而且能使电网总负荷曲线实现削峰填谷,增加电网运行效益[10,11,12,13,14,15,16,17,18,19]。
电力系统调度分为日前—滚动—实时3 个时间窗口,目前电动汽车智能充电优化研究主要侧重于日前离线和实时在线优化两方面。日前优化时,汽车入网时间和充电需求难以确知,需进行日前预测,常用做法是利用交通数据库分析它们的概率分布函数并获取特征参数[17,20,21],在此基础上优化汽车未来几个小时的充电功率。而目前的实时充电优化常采用“滚动式”优化方法,它和日前优化区别在于:第一,电网每个时刻仅考虑当前入网汽车信息,采集、刷新接入时间、当前电量、车主提供的充电需求和预计离开时间,故优化所需信息是确定的;第二,优化后对入网汽车只设定当前时刻充电功率,而非未来一段时间内的充电功率[11,14,19]。
为便于后文论述,本文将目前常见的实时充电优化方法称为常规方法。这类研究仅考虑入网(已接入电网)汽车信息,不考虑未入网汽车(尚在行驶中,未来可能接入电网)。因此虽然方法可行,但由于优化已知信息局限于入网汽车集合,有时优化效果并不够好[14]。随着信息通信技术(ICT)在电动汽车上的应用和汽车充电数据的不断积累[22,23],已有人研究如何结合汽车充电行为的历史规律和汽车当前运行状态,预测未来一段时间电动汽车入网时段、充电需求[24,25,26,27,28,29]。研究表明,虽然单辆电动汽车充电行为规律性较弱,预测较难,但对于由多辆汽车组成的汽车集群,各个时段的电量需求、可用充电功率的规律性较强,容易取得较高的预测精度。
基于此,本文在当前常规实时充电优化研究的基础上,考虑了将入网汽车信息,提出了计及汽车充电预测的实时充电优化方法:每个时刻,电网根据电动汽车未来充电行为的预测信息形成充电预测模型,并将预测模型纳入实时滚动优化模型中,求解已入网汽车当前时刻的优化充电功率。
与已有研究相比,本文贡献如下。
1)考虑到电动汽车预测在未来将越来越可靠,提出了一种新的实时充电优化方法,以引入将入网汽车预测模型的方式来利用预测信息,尝试回答未来预测信息如何有效应用的问题。
2)所提方法中,由入网汽车的确定信息构建的充电约束和未入网汽车的预测模型处理为两个分离的约束集合,从而使得无论后者预测精度如何,入网汽车都能满足自身的充电约束,保证实时充电方案的可行性。
3)由于预测精度对优化效果也将有直接影响,本文基于滚动优化,通过实时反馈电网当前峰谷水平、入网汽车充电状态和新的预测模型,重新优化当前时刻入网汽车充电功率,避免误差持续累积、放大。针对不同的预测精度进行了对比仿真分析,尤其是验证了较差预测误差下所提方法的效果。
1 实时充电优化模型和预测方法简介
为便于后文说明和对比,本节简介常规实时充电优化方法的数学模型和汽车充电行为预测方法。
1.1常规实时充电优化方法(简称RT方法)
电动汽车在夜间和白天的停车时间进行充电。夜间充电通常指的是晚上18:00左右到次日08:00点左右,这段期间,由于居民用电习惯,负荷仍然存在峰谷特性。由于车主充电习惯,不受控下电动汽车充电负荷将叠加在晚高峰上,造成更大的负荷高峰,需要通过实时充电优化,避免晚高峰,并进行填谷。本文采用夜间充电为例加以介绍,但相应控制目标和相应方法也可应用到白天“日间充电”上。
考虑面向夜间充电(如晚上20:00 到次日09:00)的实时充电优化问题。在时段[1,T]内(时段间隔为Δt)配电网有N辆电动汽车在不同时刻接入充电,电网实时优化汽车充电功率实现填谷:任一调度时刻t,电网将入网汽车作为优化对象,根据剩余充电需求,建立滚动时间窗内的填谷充电优化模型;求出最优解后,向入网汽车下发当前时刻优化值作为实时充电功率的设定值。建模时,设第n辆电动汽车入网和离开时刻为tnin和tnout,额定充电功率为rnmax,入网前的净充电需求为Rn(净充电需求可由汽车的目标荷电状态,初始荷电状态,电池容量,充电效率以及优化的时间步长确定[14]),时刻t的RT模型可表达为[14]:
式中:Nta为时刻t入网充电汽车集合,即Nta={n∈N|tnin≤t
根据各汽车的入网和离开时间,优化中的rn-(t)可由下式确定[14]:
在每个时刻,RT模型中的接入汽车集合、优化时间窗、各汽车的电量信息和优化充电功率都将重新采集、刷新,以使实时充电优化结果能满足入网汽车的实际充电需求[11,14]。
1.2汽车充电行为预测方法
伴随ICT技术的应用和车网通信技术的推进[22],已有不少研究者基于汽车充电行为的历史数据,并结合当前汽车的状态,预测汽车未来充电行为,如充电时间、充电地点、充电需求等[23]。目前常见3种预测方法。第1种预测方法是分析电动汽车的交通行为特点,建立汽车集群充电行为的动态微分方程,预测汽车充电负荷[24,25];第2种方法是利用已有的交通行为数据库,如全国居民出行的调查(NHTS),通过蒙特卡洛仿真车主的交通和充电习惯,建立随机概率模型(如非时齐semi-Markov模型)预测汽车在未来时段的充电时间、地点、负荷需求[26,27];第3种方法则是结合汽车的历史充电行为数据(可借助ICT技术采集得到),通过回归分析方法预测未来单辆电动汽车或者集群的充电时段,能量需求等信息[28,29]。在文献[28]中,采用第3种方法预测单车和汽车集群的充电行为。对于单辆汽车,根据文献[30],首先通过广义线性模型(GLM)方法预测汽车的入网时间段[tnin,tnout],再在此基础上预测单车的充电需求;而对于汽车集群,因各时刻入网充电汽车数量、充电需求、充电需求分布、最大充电功率(时刻t集群充电需求等于在该时刻离开的各汽车的充电需求之和;时刻t集群充电需求分布等于此时刻入网汽车的充电需求之和;时刻t的集群最大充电功率等于该时刻各电动汽车功率上限之和[28])等信息的周期规律比较明显,可直接采用线性回归模型进行预测。由于电动汽车集群中汽车个体较多,汽车个体充电规律的不均匀性彼此抵消,集群的规律性可能会更加明显,在电动汽车大规模普及的情况下相对单车预测可能有更高的精度。
综上可知,通过交通行为建模或基于历史数据的回归分析等办法,有多种方法可对单车或者汽车集群的充电行为进行有效的预测。基于此,本文未将研究重点放在如何预测充电负荷,而是将单车或者集群的充电预测信息作为建模时的已知输入,重点研究在预测信息可用的情况下,如何在实时充电优化中利用好这些信息,以取得比常规方法更好的效果。
2 基于模型预测的实时充电优化方法
本节根据单车或者集群的预测信息,在现有RT方法的基础上,分别建立基于单车或者集群模型预测的实时充电优化方法(简称为MPRT方法)。
2.1基于单车模型预测的MPRT方法(MPRT-1方法)
设任一调度时刻t,电网除考虑已入网汽车模型(如约束式(2)),还预测出未来Ttp时段内将入网的各辆电动汽车的接入电网时间段,充电需求,则可利用这些信息构建各车的充电预测模型,并结合约束式(2),得到MPRT-1 优化模型如下。
式中:Ntp为将在Ttp时段内入网的汽车集合,即;Tt为时刻t的优化时间窗,但从当前时刻延伸到Nta和Ntp中所有汽车的最迟离开时刻;为Ntp中的汽车n在时刻τ的预测充电功率上限,由式(6)确定;其余变量意义同前。
该模型中,约束式(2)描述了已入网汽车的功率和电量约束,约束式(5)描述了Ntp中各单辆汽车的预测模型。 由式(6)可知汽车未接入电网时,汽车不充电,而入网后为额定充电功率;此外约束式(5)还考虑了Ntp中各汽车的充电需求。值得注意,由于入网汽车的确定信息构建的充电约束和未入网汽车的预测模型处理为两个分离的约束式(2),式(5),所以无论后者预测精度如何,入网汽车都能满足式(2)中的充电约束,保证实时充电方案的可行性。
MPRT-1方法中,每个时刻首先确定已入网的汽车集合Nta,并刷新电量数据;再根据预测的时段长度Ttp确定将要入网的汽车集合Ntp和预测信息;再由以上信息,确定优化时间窗Tt,建立优化模型;采用集中式或者分布式优化求解该模型,向入网汽车下发当前时刻的优化值作为实时充电功率设定值,结束该时刻优化计算。计算步骤如图1所示。
2.2 基于集群模型预测的MPRT方法(MPRT-2)
设任一调度时刻t,如果电网预测出未来Ttp时段内将入网汽车集群各个时刻的充电需求R^p(t)、充电需求分布^pRD(t)、最大充电功率^r珔p(t)等信息,则可利用这些信息构建集群预测模型[28],并结合约束式(2),得到MPRT-2优化模型如下。
式中:Tt表示时刻t的优化时间窗,时间窗最末时刻Tt=max{Ttp,tnout|n∈Nta};rp(τ)表示优化中时刻τ集群充电功率;rp为由rp(τ)组成的向量;α(τ)是反映已充电量对集群可用充电功率影响的因子;其余变量定义如前。
约束式(8)采用了文献[28]中的集群预测模型,约束集第1个约束表示每个时刻集群的充电功率不能大于充电功率上限的预测值,引入因子α(τ)是由于集群实际可用充电功率上限将随集群已充电量的增加而减少,α(τ)的计算可参考文献[28];约束式(8)第2个约束表示集群充电量应不小于该时刻集群的充电需求;第3个约束表示集群充电量不应大于该时刻集群能吸收的最大电量。
与MPRT-1方法相比,Ntp中各辆汽车的预测模型在这里由一个集群预测模型代表。从预测的角度看,集群充电行为的规律性更加明显,预测较为容易,有助于电网进行实时充电优化;从计算角度看,若Ntp集合元素较多,MPRT-2方法的优化规模和计算量将比MPRT-1方法明显减少,并容易利用已有的分布式优化方法(如RTODC方法[14])进行求解。另一方面,由于约束式(2)和式(8)仍然是分离的,MPRT-2方法仍能保证入网汽车实时充电方案的可行性。MPRT-2方法的计算步骤如图2所示。
由于MPRT-1和MPRT-2方法思想类似,下文中统称为MPRT方法,分析其与目前常见的RT方法的异同。
3 MPRT和RT方法的理论分析
将RT和MPRT方法特点总结如表1所示。
由上表可见,MPRT方法与目前RT方法的区别就在于优化中利用了将入网汽车的预测信息。换言之,如果每个时刻无预测,即Ttp=0,Ntp= ,那么MPRT退化为现有RT方法;否则,引入预测信息将导致新的优化结果。例如,对于“理想”预测,即每个时刻Ttp足够长,Ntp=N/Nta,且入网汽车的预测信息无误差,那么由第2节中两个MPRT优化模型的目标函数和约束式,每个时刻MPRT方法的模型将计及所有汽车的准确充电信息进行优化,易知此时优化充电结果将是填谷的理论最优解,而目前的RT方法则很难获得这一结果[14]。而实际中,Ttp通常为有限时段,且NtpN/Nta,如果未接入的电动汽车的预测精度较高,MPRT方法仍能比目前RT方法更合理地优化入网汽车的充电功率。图3用一个直观的例子说明了利用预测信息有助于电网更合理地安排汽车实时充电功率。图中A和B代表了在t1和t2时刻入网的两组电动汽车的充电需求。
图3中假设各时刻优化时间窗都足够长。在图3(a)中,电网采用RT方法进行实时充电优化,由于电网在t2时刻之前并不知道有新汽车接入,所以每个时刻都预留部分A去填充t2之后的负荷低谷,这使得t1到t2时段内的总负荷曲线较低;而在t2时刻,新一组汽车入网,此时汽车总充电需求突增,电网将之填充在t2时刻之后的常规负荷低谷处,使得总负荷曲线较之前明显增高,整个时段内呈阶梯状,并没有实现理想的填谷。而在图3(b)中,电网采用MPRT方法进行实时充电优化,由于利用了预测信息,电网可预见在t2时刻将有充电需求为B的新汽车入网,故尽可能将充电需求A填充在t2时刻之前的负荷低谷处,避免了RT方法中不合理的做法,最终取得更好的填谷效果。
4 算例验证
为验证本文方法的有效性,分别对电动汽车入网充电时间的3种分散程度(分别用Case_1,Case_2,Case_3 代表)进行仿真。汽车入网充电时间在Case_1中相对集中,而在Case_3中相对分散。3种算例的仿真参数如表2所示[14]。在理想预测和有预测误差的情况下,分别仿真RT,MPRT-1 和MPRT-2方法的电动汽车实时充电功率,并和理论上的最优填谷曲线进行对比。参考文献[29],对单车和集群的预测,分别考虑3 种精度(分别用A1,B1,C1以及A2,B2,C2表示),如表3和表4所示。
4.1 理想预测下的结果对比
理想预测下,比较3种算例的RT和MPRT方法的实时充电优化结果,现有方法和MPRT结果与基准曲线对比如图4所示。负荷为标幺值;充电结束时间09:00。
图4中分别对比了从Case_1到Case_3的RT和MPRT方法的填谷效果。图中,RT,MPRT以及理想曲线在所有汽车结束充电(09:00)之后将和常规负荷曲线重合。通过和理论最优解对比,可知无论是MPRT-1还是MPRT-2方法,由于合理利用了对未来入网汽车的预测,图中都和理论上的最优填谷曲线重合,实现了最优充电。而对于RT方法,随着汽车入网时间分散程度增加,图中总负荷曲线阶梯现象明显,甚至严重偏离最优解(如图4(c))。这是因为电网缺乏汽车充电行为的预测信息,在夜间充电早期预留了大部分充电需求,致使夜间充电后期充电需求过大,从而造成阶梯状明显的总负荷曲线,无法实现理想的“填谷”。但是在理想预测或者很高预测精度下,MPRT方法通过对未来的预测,可更加合理地安排每个时刻的充电功率,使得填谷曲线相当接近理论最优解,保证填谷效果。进一步的比较和说明参考附录A。
为突出显示避免晚高峰的效果,Case_3下RT,MPRT-2方法和汽车自由充电(一接入电网就以最大功率进行充电)两种模式下系统负荷曲线对比如图5所示。充电结束时间09:00。
4.2 存在预测误差下的结果对比
通常理想预测难以实现,因而有必要研究不同预测精度对MPRT方法优化结果的影响。表5和表6给出了在不同预测精度下,RT,MPRT-1,MPRT-2方法和最优填谷曲线偏差的二范数。
对于上表,可见无论是MPRT-1还是MPRT-2方法,不同预测精度下的结果均优于现有RT方法。在最差预测精度下,MPRT方法所得结果和最优填谷曲线的偏差约是RT方法的10%,特别对于汽车接入时间较分散的Case_3,即使有预测误差的MPRT方法也远优于现有的RT方法。
图6进一步给出对于Case_3,C1和C2预测下的MPRT方法,RT方法得到的总负荷曲线,并将之与理想的填谷曲线对比,分析预测误差的影响。图中充电结束时间09:00。
由图可见,无论对哪种MPRT方法,预测误差的影响都主要发生在夜间充电早期,它使总负荷曲线在最优充电曲线附近发生波动。这是因为在夜间充电早期,大部分汽车并未入网,相应信息由带误差的充电预测获得。如果某时刻过高估计了未来的充电需求,电网将安排更多入网汽车在该时刻充电,故总充电功率将比最优曲线略高;反之,总充电功率将比最优曲线略低,所以曲线将出现波动,而不再如理想预测时那样能与和理论最优解重合。但即使在最差预测精度下,图中的曲线波动也是比较小的。在夜间充电后期,大部分汽车已经接入,优化信息确定,预测误差的影响将大为减少。
总之,由仿真可见,一般情况下,预测误差对MPRT方法影响有限,所得总负荷曲线仍然很接近理想的填谷曲线,可比现有方法更好地减少电网开机成本,提高效益。
5 结语
本文在目前只考虑入网汽车信息的实时充电优化方法中,引入未入网汽车在时间维度的预测信息来构建预测模型,以改善常规方法的优化效果,尝试回答了未来愈加准确的电动汽车预测信息如何有效应用于实时充电优化中的问题。
所提方法中,将入网汽车的确定信息构建的充电约束和未入网汽车的预测模型处理为两个分离的约束集合,保证任意预测精度下实时充电方案的可行性。再加之“滚动优化”的机制,通过实时反馈电网当前峰谷水平、入网汽车充电状态和新的预测模型,重新优化当前时刻入网汽车充电功率,避免误差持续累积、放大,使得所提方法,使得所提方法(无论是基于单车还是集群的预测模型)能够在不同的预测精度下都可比现有常规方法取得更好的填谷效果,而且电动汽车充电时间越分散,效果提升越明显。特别地,较差预测信息下的良好仿真效果表明,所提方法对电动汽车预测精度有一定的鲁棒性,即使在电动汽车发展初期预测效果较差的情况下,也有积极价值。
由仿真可知,预测精度越高,本文方法效果越好,因而未来有必要进一步研究汽车集群或者单车充电行为的预测方法,提高预测精度,例如通过信息通信技术和智能交通系统。此外,由于本文重点说明所提方法效果,故对模型中用户、电池和电动车性能等因素有所简化。 未来研究中可通过在约束式(2)中加入相应的约束对这些因素加以考虑。在本文研究基础上,未来还有必要进一步结合电力网络约束,研究将入网汽车的空间分布预测对于实时充电优化的影响。
电动汽车充电机 篇11
本文主要对考虑时空分布的电动汽车操作与停放的充电负荷预测方法展开探讨，利用动态模型对电动汽车的停车需求做出了预测，对不同型号的和停放目的的汽车做了详细研究，并根据需求建立了时空分布模型。
绪论
传统汽车消耗的石油属于不可再生资源，未来总有用尽的一天，并且汽车排放对大气破坏严重，而随着温室效应的逐渐严重，人们对“低碳”、“绿色”、“环保”等的呼声越来越高，人们在努力寻找新能源。电动汽车的发明满足了人们“低碳、节能”的要求，成为了各国家、企业重点发展的项目。但由于电动汽车技术的不成熟，还受到一些因素的制约，如造价高、续航差、配套设施不完备等。其中充电设施主要是道路两旁充电站的建设，而合理的分布规划则需要计算出电动汽车充电负荷。另外，对电动汽车进行充电也会为我国目前的供电网络带来影响，而如果进行合理预测，错开用电高峰期，则达到了削峰填谷的效果。因此，考虑时空分布对电动汽车充电负荷进行预测是建设充电站、改善电网结构、研究充放电机制等工作的基础。
一、考虑时空分布的电动汽车充电负荷预测思路
首先需要大致的预测出某一地区内未来汽车市场中电动汽车的保有量，对该地区进行更详细的划分，主要根据该地区建设情况、停车特征等划分成若干区域，计算出每一个区域的实际停车需求。之后，根据该地区电动汽车的主要用途、驾驶人群、驾驶习惯等，综合研究后建立起充电特征模型，利用蒙特卡洛方法对该地区电动汽车何时使用、何时停放、何时充电进行实况模拟，得出充电的主要时间段，从而得出电动汽车充电负荷时空分布。
二、停车生成率模型
1.传统停车生成率模型
对传统停车率影响较大的因素是建设用地，如果计算出某建筑区域内的停车生成率，再乘以该建筑的总面积，就得出了此类建筑的停车需求，然后用同样方法计算出不同类型建筑的停车需求，就得出了一个地区的停车需求。表达方程式： 方程式中，Pi表示一个区域（i）在停车高峰期的车位需求量；Rij代表第i区中某一类（j）用地的停车需求生成率；Lij为第i区第j类的面积；fij表示修正系数（城市地理位置、人口数量、分布密度、消费水平等）。
2.考虑时间分布的改进停车生成率模型
上述模型中只考虑了停车高峰期的车位需求，没有体现出一天内汽车停放时间分布特征，在对电动汽车
三、电动汽车驾驶与停放特性
1.日行驶里程
由于电动汽车技术还不是成熟，市场保有量不多，因此采集数据较为困难，也不具说服力，一般都是采用燃油汽车的数据对电动汽车进行分析。对燃油汽车日行驶里程的数据采集可以通过GPS定位系统得到精确的数据。但是由于GPS技术限制，所获取的数据并不充足、精确，所以很难代表整体汽车的行驶里程数据。因此可以采用多年累积下来的国内外调查数据，如美国家庭旅行调查。
2.居民区工作日停车需求
通过调查得知，居民区住户都是在早上开车去上班，车位被大量闲置；晚上下班归来，车位需求量迅速增多。
四、电动汽车充电需求模型与负荷预测方法
1.电动汽车充电需求模型
随着剩余电量的不断减少，在一定情况下，驾驶人员需要对电动汽车进行充电：（1）到达目的地后，剩余电量不足以返回；（2）到达目的地之前电量已经不足并且发出警报，驾驶人员应及时开到路旁充电站进行充电；（3）晚上返回居住地后，为了第二天继续使用而选择充电。
2.基于蒙特卡洛模拟的电动汽车负荷预测
用上文的方法对不同数据进行采集，之后用蒙特卡洛模拟法随机抽取不同区域、不同建筑中电动汽车的行驶里程、停放特征、驾驶行为对时空分布的电动汽车充电负荷进行预测。该模型以停车需求量最高的时间作为模拟起始点，抽取所有汽车的行驶里程、满电状态下的电量、电量消耗速率等数据；抽取不同停车场中电动汽车的停放时间。每隔15分钟刷新汽车的状态（停放、充电、行驶等），使汽车的停放、充电达到一种理想的状态，即电量不足就会进行充电，汽车充满电就会结束充电。将实际停车辆与用模型计算出的车位需求相减求差，若差值大于零，则根据差值抽取还没有停车的车辆提前提放到停车场，并抽取停放时间；如果差值小于零，则将多余的车辆驶离停车场。如果一天内一辆汽车的在途时间比较长，那么停车时间就会变短。系统会根据不同类型的停车场和不同目的的车辆抽取停车时间，之后利用行驶里程加以修正，则修正后的时间可用以下函数计算：
五、结束语
本文利用停车模型对停车需求进行了预算，根据某地区居民的汽车驾驶习惯、停车规律等，最后利用考虑时空分布的电动汽车充电负荷预测方法（蒙特卡洛模拟法）进行预测。蒙特卡洛模拟法能够快速、准确地计算出电动汽车充电负荷的时空分布特点，足以为将来城市电网以及充电设施规划提供具有参考价值的数据。另外，由分析得出，在同一地区的不同区域内，由于经济水平、居民数量等的差异会导致建设用地不一样，这就使得不同区域内的充电负荷会明显不同，因此，蒙特卡洛模拟法更适合于较小范围的电动汽车充电负荷预测。
（作者单位：东营职业学院）
电动汽车充电网络 篇12
1 电动汽车充电标准系统
相对而言, 汽车产业在电气化的过程中, 主要由欧洲、美国、日本和中国这几个国家的汽车公司所主导, 所以目前电动汽车供电设备 (EVSE) 与电动汽车之间的互联主要由这几个标准来界定。电动乘用车相关充电标准如图1所示。
如果按照标委会分布的, IEC TC69下面的标准主要界定一些基本要求:
(1) IEC61851-1:充电系统总体要求。
(2) IEC61851-21-1:充电系统车载充电机EMC要求&61851-21-:充电系统非车载充电系统EMC要求。
(3) IEC61851-23:直流充电桩。
(4) IEC61851:24:直流充电通信要求。
IEC SC23H下面界定物理性状的要求, 如图2所示, 这是导致全球不同充电接口不一样的标准。不过也是由于本身的局部电网的差异造成了一定差异性。
(1) IEC62196-1:插头插座基本要求。
(2) IEC62196-2:交流尺寸和互换性要求, 主要包含Type1 (美国、加拿大、韩国、日本、澳大利亚等地) 、Type2 (欧盟) 和中国标准三种。
(3) IEC62196-3+62196-3-1:直流尺寸和互换性要求, 包含在Type1和Type2上演进的Combo1&2系统、中国系统及CHAde MO系统三种类型。
TC69下主要是无线标准, 这将是下一波充电和交互的主要形态。
(1) IEC61980-1:无线充电基本要求。
(2) IEC61980-2:无线充电通信。
(3) IEC61980-3:特殊要求。
TC69下的V2G标准, 涉及到电网与电动汽车网络通信的要求:
(1) ISO 15118-1:V2G基本信息。
(2) ISO 15118-2:V2G拓扑和OSI层。
(3) ISO 15118-3:V2G物理&数据链路层。
(4) ISO 15118-4 Ed.1:V2G网络和拓扑。
(5) ISO 15118-5 Ed.1:V2G物理&数据链路层测试。
(6) ISO 15118-6 Ed.1.0:V2G无线充电。
最后最为核心的安全标准是TC22分标委下面的ISO/IEC 17409安全要求。
在美国, SAE汽车工程协会制定了SAE的相关标准, 大部分是与以上的IEC/ISO标准兼容的, 不过具备更多的实践意味。国内推出了GB20234、GB18487等相关的标准, 与以上的这些存在较大的差异。
2 美国的充电网络实践
充电网络可以粗浅地分为两部分:面向电动汽车车主所在的家用局部电网的系统和将车主作为消费者的商业充电网络。
2.1“大宅”家用局部电网与充电整合
以丰田和本田为首的一些车企, 很早就建立在美国家庭局部电网的路径上去做这些事情。系统结构如图3所示。根据SAE的J2931HP-GP的标准, 使用PLC在交流充电的时候, 与电网系统进行交互。在这种情况下, 可以实现车主在不同的电网运营商 (Utility) 下面不同费率体系, 定制出个性化的电力消费情况。随着车内的充电器双向逆变的能力以及局部电网的扩充, 可以预见到的是, 这是一条摸索尝试的路径。通过将 (电能) 能量管理与充电系统整合, 相当于把整个能控系统纳入到系统的管理环境。通过若干级的通信管理, 主要包括:
(1) 车与充电桩PLC J2931 HP GP;
(2) 充电桩与电表&智能插头Zig Bee或者PLC;
(3) 电表与电网管理系统 (IEEE-802.15.4g或者PLC或者3G) ;
(4) 手机与车企信息中心无线交互。
2.2 商业设施&办公设施
美国构筑局部电网能源系统, 从另一个维度是以商业设施和办公设施进行能量管控, 虽然容量大了许多, 但整个系统结构与家庭大同小异。原有的充电供电设施可以集中或者分点铺设, 再通过PLC系统通过单组网关进行连接, 对整个商业设施的负荷 (照明、空调、其他负荷) 、商业设施屋顶较大面积的太阳能板和风能系统进行连接, 通过储能&UPS系统调节负荷。系统结构如图4所示。
有了较小区域的网络系统条件, 一旦整个以地区为单位的电动汽车普及, 其充电和使用负荷就是可控的。既可以通过资费体系启动被动调节, 也可以通过数据信息系统进行智能调节。从长期来看, 整个充电系统对于电网负荷就有了很大的鲁棒性, 不会一冲而倒。
从实用性的角度而言, 由于车辆和充电桩有了充分的信息交流 (PLC通信) , 可以获取很多的信息, 车主在寻找充电设施的时候可以获取:
(1) 有效的地图导引服务, 通过手机或者车载导航导引到充电设施。
(2) 有效的费用管理, 充电设施的费率信息可以通过负荷表进行实时的网络调节。
(3) 充电设施的有效利用, 既可以知道电动汽车何时充完, 也可以告知车主和下个想用该充电设施的车主。
以上充电网络, 在制定标准过程中, 一步步通过实证获取经验数据积累以完善。通过充电的互通性进行验证 (基本功能、交互功能和V2G功能) , 使得未来充电设施与车辆的兼容性得到大量的提高, 一步一个脚印就这样完善起来了。
3 中国当前的规划
中国的规划是以大型充电站、公交枢纽充电设施以及其他几种的充电桩聚合为前提的。国内电网企业规划的充电网络系统如图5所示。
4 浅谈充电网络
对于充电网络, 大小公司都开始关注, 其实只要了解一下目前国内外的规划对比, 会发现确实有很大的改进空间, 值得资本和工程力量的介入。
为方便对比, 下面把国内的规划大概介绍一下:
(1) 上层充电运营协议系统
由能源局规划的两份基本规范《电动汽车充换电服务网络运营管理系统通信规约:系统与离散充电桩通信规约》和《电动汽车充换电服务网络运营管理系统通信规约:系统与站级监控系统通信规约》, 就是建立在这种相对集中的充电设施条件上的。
(2) 下层桩对网关
蓝本为《基于PLC技术的电动汽车与充电桩之间通信技术》, 由国网上海与华为在IEC的会议上提及, 具体信息目前不详。相信会有更多的细节出来。
(3) 桩对电动汽车
目前只有基础的PWM作为功率调节使用, 直流桩使用《GB/T27930电动汽车非车载传导式充电机与电池管理系统之间的通信协议》, 相关的信息多一些。
从实用性的角度, 目前如北京发布的 (商业+公共) 充电设施地图和APP, 能相对完好地给出充电桩的GPS信息和充电状态, 也能引导车主去充电, 但是基于电气负荷的管理, 需要独立的充电系统进行协调。私人的充电系统, 是不具备这个能力去整合到集中式的网络系统之中的。未来这套系统能否经受住大量的电动汽车的充电需求, 存在一定的风险性。特别对国外的标准和实践对比来看, 中国目前对电动汽车充电并没有与智能电网结合很好地进行规划, 相信随着15118的推进, 以电网企业为主的标委会会有更多的举措。
5 结语
充电网络, 可以说是将汽车充电状态下纳入到物联网系统之中, 将电气化的车辆与电网很紧密地链接在了一起, 其重要性不可低估。目前国内的发展状态, 离全球尚有一定的距离, 相信未来会有更多的发展和机遇等着创业企业。
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