交流阻抗特性（共7篇）
交流阻抗特性 篇1
0 引言
随着二次化学能源需求的不断增加和环保要求的提高,人们对低污染的二次化学电源的开发和应用越来越关注。锂离子电池具有比容量大、使用寿命长、工作电压高、安全性好且无污染等优点,是具有广阔应用前景的化学电源之一。钒氧化合物材料具有容纳大量锂离子的层状结构、相对较高的电位(约3.5V vs Li+/Li)、资源丰富和环境友好等优点,是理想的锂离子电池阴极材料之一,已经得到了广泛应用,如功能催化材料、锂离子电池阴极材料、化学传感器和电致变色器件等[1,2,3,4]。Manlio Occhiuzzi等[5]通过不同价态氧化钒高温反应首次人工合成了准晶态的V10O24·12H2O材料,并对其进行了EPR和XRD方面的研究。最近,W. G. Menezes等[6]通过有机盐水解法合成了类V10O24·12H2O结构的纤维状V10O24·9H2O材料,表现出了良好的电化学行为。但这些制备方法不适宜产业化,如熔融法制备耗能较高、操作不便且计量难以精确控制;有机钒盐水解法原料价格较贵,反应过程复杂。因此为了满足产业化要求,需寻找一条廉价、简单、有效制备具有新型结构的V10O24·12H2O材料的途径,并对其电化学特性进行研究。目前国际上对V10O24·12H2O材料电化学性能的报道极其罕见,而探讨这类化合物的电化学特性,将是一个非常有意义的研究领域。
本研究采用Sol-gel技术、无机过氧化法及溶剂替换工艺,在常压下制备出新型V10O24·12H2O材料,并对其交流阻抗特性进行了深入研究。
1 实验
1.1 试剂与仪器
所有试剂均为市售分析纯。用PW1700型X射线粉末衍射(XRD)仪,辐射源Cu Kα(1.54056Å),扫描速度10°/min; Horiba(Jobin Yvon)型拉曼光谱仪,激发波长为632.8nm;CHI660电化学工作仪(上海辰华仪器公司)。
1.2 实验过程
活性材料的制备:V2O5粉末与H2O2以一定比例混合,在冰水浴中搅拌一定时间后形成溶胶,溶胶于室温静置几天后形成红褐色凝胶。采用丙酮和环己烷进行溶剂替换,在常压下120℃干燥3h。
正极的制备:将前面制备的活性材料与乙炔黑、聚四氟乙烯按90∶3∶7的质量比混合后,加入到一定量的N-甲基吡咯烷酮(NMP)中,搅拌均匀后用湿膜制备器均匀地涂覆在铝箔上,然后将铝箔极片在120℃的干燥箱中干燥12h。
电池的组装:在充满氩气的手套箱(Mbrun Unilab,德国)中进行(氧气和水分压均小于5×10-6),在扣式电极(型号2016)“+”、“-”极间,依次放入正极、隔膜(Celgard 2500)、电解液(Samsung Chail Inc.,韩国)、锂片、铜网,最后通过压力机压紧,即为实验电池。
2 结果与讨论
2.1 XRD分析
图1为原V2O5粉末和产物V10O24·12H2O的XRD图谱,分别与X衍射分析软件JADE中编号为No.41-1426(V2O5)[7]和No.25-1006(V10O24·12H2O)[8]的物相吻合,只是产物的衍射峰相比晶态V10O24·12H2O有所宽化,且强度减弱。根据PCPDFWIN软件中相同编号的PDF卡可知:图1(a)中V2O5粉末峰的位置分别对应于(200)、(001)、(101)、(110)、(400)等晶面,属于简单正交晶系结构;20.2°附近强的特征峰代表(001)晶面,标志其明显的层状结构。图1(b)中V10O24·12H2O各峰的位置分别对应于(002)、(004)、(110)、(111)、(510)等晶面,属于单斜晶系结构。且原晶态V2O5的各主要衍射峰已基本消失,仅在6°附近出现了一个较强的衍射宽峰,对应于V10O24·12H2O的(002)晶面,表明V10O24·12H2O具有层状结构及无定形态。
为了研究V10O24·12H2O结构的热稳定性,测试了常压干燥后V10O24·12H2O材料在不同温度下热处理的XRD图谱,如图2所示。由图2可以看出,120℃干燥的V10O24·12H2O主要为无定形结构,经过450℃热处理后,明显出现了几个尖锐的衍射峰,属于V2O5正交晶系结构,表明V10O24·12H2O常压干燥粉末已在空气中氧化并结晶生成V2O5,这对电化学活性材料是不利的。所以为了维持样品V10O24·12H2O的结构,后面实验中所使用的V10O24·12H2O材料均采用120℃干燥处理。
2.2 拉曼光谱分析
产物V10O24·12H2O 的Raman光谱图见图3。从图3中可以看出,V10O24·12H2O主要有以下几个峰:97.0cm-1、141.9cm-1、285.7cm-1、405.0cm-1、692.7cm-1、876.4cm-1和995.4cm-1,近似于无定形态V2O5的峰位。141.9cm-1处是由3个结构单元之间的振动平移模式形成的一个强且窄的峰,归结为-V-O-V-的伸缩振动[9],表明产物具有层状结构,与XRD结果一致。995.4cm-1、929.5cm-1处的拉曼峰分别对应于-V5+=O、-V4+=O的伸缩振动模式,表明产物V10-O24·12H2O中V5+与V4+共存。
2.3 交流阻抗分析
Li+在电池中的注入过程为[10]:(1)Li+ 在电解液中传递;(2)从电解液向电解液/电极界面扩散;(3)在电解液/电极间表面膜(SEI膜,Solid electrolyte interface)中迁移;(4)在电极内部进行电荷传递;(5)在电极中扩散;(6)在电极中积累(电容行为)。基于电池的系统电阻,电化学反应中的电荷传递电阻和低频区出现的扩散阻抗,并根据Randle、Vogit-FMG等模型以及EIS谱图设计等效电路图提出本实验电池中Li+在样品电极中传递的等效电路模型(如图4所示)。其中:Rs为电解液电阻;Ri、Ci分别为多层SEI膜的电阻和电容,多个Ri‖Ci元件串联拟合交流阻抗谱中的高频区圆弧,即等效为SEI膜;Rct、Cdl分别为膜/活性物质界面的电荷转移阻抗和双电层电容;W0(Finite-Wargurg、open)代表Li+在固体中的半无限空间扩散引起的Warburg阻抗;Cint代表Li+在固相中的积累和消耗。
将电极放电到2.5V后稳定数小时,然后测量工作电极的交流阻抗,测试频率范围为0.01~105Hz,电位振幅5mV。根据等效电路图4,采用Zview软件对实验测得的交流阻抗谱进行拟合分析如图5所示。由图5可知,实验值与拟合值较吻合;阻抗谱由高、中频区的圆弧(105~4.5Hz)和低频区(4.5~10-2Hz)的一条偏离45°的斜线组成。高、中频区的圆弧是由电解液与电极表面形成的SEI膜、双电层电容和电极内部电荷传递反应所引起;低频区斜线部分对应Li+在电极颗粒中由半无限空间扩散所引起的Warburg阻抗和Li+在晶格中的积累。
根据等效电路图4,并通过Zview软件拟合的参数值见表1。由表1可知:(1)电池内阻较小,有利于大电流放电,从而提高电池效率;(2)电荷转移电阻Rct较大,说明Li+在活性物质中嵌入/脱出时所要克服的结构作用力较大;(3)Warburg阻抗W1-R较大,说明Li+在固相中的半无限空间扩散困难,可能存在永久性注入锂。
2.4 胶体的形成过程及化学反应机理
V2O5粉末加入到H2O2中,由于过氧基团O22-与V的配位结合比与O2-配位结合牢固,故随着溶液颜色由橘黄色转变成红色,V2O5中O2-被O22-取代而生成HVO4。HVO4极不稳定,且由于溶剂H2O中OH-的强电负性,使得HVO4与H2O发生配位膨胀,生成十钒酸根阴离子和质子化的十钒酸根阴离子或VO2+;同时一部分V5+被过量的H2O2还原生成含有V4+或更低价态的离子或配合物,如VO2+[11]。室温放置几天后,VO2+和VO2+同时作用生成具有混合价态的红褐色凝胶(V4+V5+O)·nH2O。最后经干燥制得V10-O24·12H2O。具体反应式如下[3,7,11,12,13,14,15]:
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本实验中可假设V10O24·12H2O是由V2O5·nH2O中部分V5+还原后所得。层状结构V2O5是通过VO5四方锥共用角和棱而形成的,故当部分V5+被还原为V4+时,会出现VO4四面体。将VO4四面体和VO5四方锥共用顶点连接起来,形成类似V2O5的层状结构。所以,VOx(2.0≤x≤2.5)在结构上与V2O5相似。V2O5按化学计量衡量,氧原子相对较少,形成O2-缺位。由于晶体要保持电中性,氧缺位□束缚1个电子形成e,同时e附近的V5+变成V4+,如图6所示。
3 结论
以V2O5粉末为原料,采用Sol-gel技术及溶剂替换工艺,通过过氧化法在常压下制备出新型V10O24·12H2O材料,丰富了制备钒电极材料的方法和钒氧化合物的种类,该制备方法操作简单、反应条件温和且原料价格便宜。XRD和拉曼测试结果表明,V10O24·12H2O中同时存在V5+和V4+,具有层状结构,呈非晶态。提出了本样品的等效电路,并对样品在2.5V下的交流阻抗谱进行了拟合,实验值与拟合值较吻合。
网格接地网阻抗特性的研究 篇2
在电力系统中, 接地系统的作用十分重要, 尤其是对于电力系统的工作人员的人身安全来讲, 更为重要。当该系统处于短路故障时, 入地电流为交流, 导致接地导体电位升的参数为接地阻抗Z, 而不是接地电阻。我们知道接地阻抗特性与入地电流的频率相关。雷电流有多个频率, 该阻抗的大小取决于频率。因此电力系统处于故障时, 其接地阻抗也会发生变化。但是以往的文章并没有确切分析雷电流与接地阻抗的变化的关系, 本文将影响接地阻抗变化的土壤电阻率与雷电流频率相结合, 通过计算得出接地电阻, 并利用三极法测量不同频率电流对应下的接地阻抗, 进行比对验证。
2 接地系统的接地阻抗
在本文中, 接地系统有4个方网格并且注入频率在0~13MHz之间变化的注入电流。接地阻抗的测量办法是三个测量节点的电压降 (入地点, 电流节点, 电压节点) 。随着入地点 (网格结构) 电流的变化, 地表电位会升高, 并且能够测量地表电位的电压变化[6]。此时接地系统阻抗值与分解电流后得到的电压值等价, 并且故障点在GP的真值与在GC的真值的比值是62%。
接地阻抗值的大小取决于[7]: (1) 土壤的多样性; (2) 土壤的均匀性; (3) 接地网的大小和接地系统的结构; (4) 接地网的深度; (5) 土壤的水成分和化学成分;接地系统的网格结构能通过埋深0.5~1.0的接地导体来建立。
有三个节点的电压降的测量方法如图1所示。
从图1中可以得到接地极能测量接地阻抗, 在G极和P极之间地网电位降和电流极从C极注入的入地电流。最好的测量方法是GP之间距离与GC之间距离的比值为62%。所有的测量值都能检测到并且保存到示波器中[8]。
其中:Z:接地阻抗 (Ohm) ;V:地表电位降 (Volt) ;I:注入到入地点的电流 (Ampere) =0.01ampere;在该实验中用到的设备: (1) 接地导体是直径为10mm的导体, 并且每个网格是; (2) 频率生成器是0~13MHz正弦曲线频率生成器并且是0.01A的注入电流; (3) 数字示波器。
4实验结果
实验结果如表1所示。
5结论
大型变电站网格结构的接地阻抗的特点:接地阻抗值随着注入电流频率的增加而增加。感性分量与容性分量随之增加。阻抗是随着频率而波动, 并且很难事先预测出来。
参考文献
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PCB板特性阻抗测试方法研究 篇3
1 特性阻抗的结构特征
1.1 特性阻抗
特性阻抗是传输线的一个重要特性, 特性阻抗, 又称“特征阻抗”, 是在甚高频、超高频范围的概念[2]。在高频范围内, 信号传输过程中, 信号沿到达的地方, 信号线和参考平面间由于电场的建立, 会产生瞬间电流, 如果传输线是各向同性的, 那么只要信号在传输, 就始终存在一个电流I, 而如果信号的输出电平为V, 在信号传输过程中, 传输线就会等效成一个电阻, 大小为V/I, 把这个等效的电阻称为传输线的特性阻抗Z。
1.2 特性阻抗的结构特征
在高速信号设计中, 传输线主要分为带状线和微带线。当传输线的参考平面只有一个时, 称为微带线;当传输线位于两个参考平面之间, 有两个参考平面时, 称为带状线。微带线的信号线附在介质层上, 一侧暴露在空气中, 另一侧相对介质层下方的参考层。带状线的信号线被介质层所包围, 上下夹封于参考层之间[3]。
微带线的与带状线的结构分别如图1和图2所示。
根据IPC手册, 两者特性阻抗Z0的计算公式如式 (1) 和式 (2) [3]所示
其中, εr为基板材料的有效相对介电常数;h为微带信号层与参考平面的距离;w为微带线的宽度;t为微带线的厚度。由带状线和微带线的特性阻抗公式可知, 特性阻抗主要与线路宽度、线路厚度、介质层的厚度和介质层的介电常数有关。
2 特性阻抗的测试方法和测试原理
2.1 TDR测试的基本原理
目前, 测试印制电路板特性阻抗常用的仪器是TDR。与其他测试方法比较, TDR可以更加直观地观察DUT的特性, TDR使用阶跃信号发生仪和示波器, 在被测的传输线上发送一个快速的上升沿, 在特定点上用示波器观察反射电压波形。
TDR的原理与雷达类似:当传输路径中发生阻抗变化, 部分能量会被反射, 剩余的能量会继续传输。只要已知发射波的幅度及测量反射波的幅度, 就可以计算阻抗的变化。同时只要测量由发射波再到发射点的时间差就可以计算阻抗变化的位置。
如图3所示, 当有一个阶跃脉冲加到被测线路上, 在阻抗不连续点就会产生反射, TDR显示了在沿着一条传输线传播快速阶跃信号时返回的电压波形。波形结果则是入射阶跃信号和遇到阻抗造成偏差时产生的反射组合。
IPC-TM-650[4,5]测试方法手册规定, 用反射系数来表征反射的脉冲幅度与入射的脉冲幅度之比, 用字母ρ来表示, 如式 (3) [4]所示
TDR测量以反射系数ρ表示, 因此, 已知源阻抗Z0, 则根据反射系数ρ就可以计算出被测点阻抗ZL的大小。对于固定终端ρ还可以用传输线特性阻抗Z0和负载阻抗ZL表示, 如式 (4) 所示
入射的阶跃脉冲幅度已知, 所以只要测试反射阶跃脉冲的幅度, 就可以得到反射系数ρ, 若仪器的输出阻抗Z0已知, 就可以计算出反射点的阻抗值ZL, 如式 (5) 所示
2.2 TDR的分辨率问题
TDR设备能发现或者感知最小阻抗不连续距离的能力称为分辨率。阶跃信号在传输线上传输时的示意图如图4所示。
当传输线上出现阻抗不连续现象时, 在阻抗变化的地方阶跃信号就会产生反射, 如果将反射信号进行取样并显示在示波器的屏幕上, 得出如图5所示的波形。
2.3 TDR设备的校准
通常, 在进行TDR设备[5]的测试之前, 要进行TDR设备的校准。在IPC-TM-650 2.5.5.7中, 提到了两种校准和测量的方案, 分别是Stored Reference和In Situ。需要一台阶跃发生器和高带宽的示波器。
(1) Stored Reference校准方法。通过测量测量一个标准阻抗值, 来找出系统的偏差, 将这偏差存储作系统的测量阻抗的偏差, 假定那些影响阻抗测量精度的因素不变, 所以在真正测量DUT时, 将这系统误差考虑进去, 实际的测试结果减去此误差就是实测值, 就可大幅地增加测量的精度与重复性。
首先在被测件的位置连接Airline空气线, 假设阻抗值为:Zref, Airline的另一端连接一段末端为开路的电缆, 测量Airline的反射电压作为参考电压Vref, 如图6所示。
去掉末端的电缆, 加上探头, 测得探头开路反射电压为Vinc, 如图7所示。
去掉末端的电缆与空气线, 测量并记录电缆的平均电压Vcal_check, 测量T40%probe时间, 如图8所示。
连接被测件, 首先测量电缆的平均电压Vcheck, 比较与Vcal_check的差别, 若超出Vinc的0.2%, 需要再进行校准。测量被测阻抗不受干扰部分的平均电压Vline与T40%~60%line的时间, 如图9所示。
通过运算, 就能得出阻抗Z0 (line) ;传输时延Tdelay;传输速度V与介电渗透性εr;分别如式 (6) ~式 (10) 所示
综上可以得出结论:Stored Reference校准方法是在被测件的位置连接Airline, 测量Airline的阻抗, 测量结果与Airline的标称值比较, 得出的误差作为以后测试的系统误差, 实际的测量结果减去此误差得出的就是被测件的阻抗值。通过遵照IPC-TM-650规范的校准与测量步骤, 实现测试50Ω的误差为±0.5Ω, 重复性达到0.1Ω;100Ω的误差为±0.8Ω, 重复性达到0.2Ω。
(2) In Situ校准方法。概念与Stored Reference校准方法类似, 只是前者的误差被测量过一次就被存储下来, 而后者是每次测量都加入Airline的误差, 通过运算后去除其误差, 从而提高测量的精度与重复性。
3 结束语
随着电路系统集成度以及带宽频率越来越高的发展趋势, 对于PCB板特性阻抗的要求也越来越高。国内外的生产厂商都在寻求对特性阻抗控制方法的新突破。提高TDR设备的精准度, 降低设备的生产成本是亟需解决的问题。
摘要：随着大规模、超大规模集成电路被广泛应用于通用系统中, 新的串行总线的速率高达几十Gbit·s-1, 在这样的速率下, 如果传输线的阻抗不符合标准, 传输线间就会产生严重的串扰, 这将直接影响PCB的质量。为更深入地研究特性阻抗的测试方法, 文中就特性阻抗的基本知识、TDR测试的基本原理和方法进行了介绍, 为日后的PCB板特性阻抗测试工作提供了参考。
关键词：特性阻抗,TDR,测试方法
参考文献
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低压电力线信道的阻抗特性研究 篇4
家庭用户电器使用的电力线网络已经存在, 把它作为通信环境困难很大。存在恶劣的通信环境, 如: 变化的阻抗, 噪声干扰变化大以及信号在电力线上传输衰减大。因此, 研发低压通信系统载波通信方案的前提是构建电力信道模型, 测量分析电力信道, 而这些也是分析提高载波信号传输质量的基础。
电力线网络的配置没有一定的特点, 总体可以分为三种, 它们分别是高压电力线网络、中压电力线网络和低压电力线网络。高压电力网络的任务是从发电厂发电, 输送到各个城市的周边, 想到信息的安全及重要性, 技术人员一般不考虑将它作为通信线路。中压电力线网络的任务是将用电配送到周围地区的中压变电站, 中压变电站然后将电压变换为220 V/380 V供家户的电器工作[1]。低压电力线网络则遍及到各个家户, 这为组网通信带来方便。
一般的低压供电系统如下图1所示, 系统通过变压器联络到各个家庭用户, 每条支路的长度也不相等, 支路的网络分布结构没有一定的特点, 连接的家庭户数也很没定数。总之, 网络拓扑分布结构没有特点。
2输入阻抗数据的测量方法
根据理论知识将低压电力信道的输入阻抗规定为在信号发送端驱动点和信号接收端的驱动点之间的等效阻抗[2], 电力线携带信号传送的能力直接与阻抗有关。
在图2中, 信号发生器产生信号, 该信号一般选用正弦信号, 它首先经过耦合变压器T和给定电阻R, 然后进入低压电力网, 通过仪器测量出给定电阻两端的电压V1和用户家里插座上的电压V2, 再依据电路原理的公式就能计算出要知道的输入阻抗Z。
具体阻抗值由下式求得:
在室内换不同点的插座同时改变测试信号的频率, V1、 V2的电压由测量得出, 这样通过上面的公式就能测定出输入阻抗。
3耦合方案
耦合电路主要起两个作用: 一是能将通信仪器与220 V的市电隔离, 这就保证了通信仪器的安全; 二是通信频段外的各种噪声能被耦合系统中的滤波电路滤除, 这样就大大减少了对系统的干扰[3]。图3就是一个典型的低压电系统的耦合电路, 该电路中有一个耦合电容、一个耦合变压器和一个二极管。
电力线通信中常用到耦合电容, 它能将被传输信号耦合到低压电力线上, 滤波器中的一个重要器件也是耦合电容。 耦合电容是携带高频通信信号用的, 所以该电容必须是一个高频的电容, 电容的自谐振频率还要比通信信号的最高频率高。此外, 高频电容还得有能滤波220 V的强电和浪涌电压, 所以要求耦合电容必须是一个高能力耐压的电容。
耦合变压器的作用有两个, 一是将电流隔离, 并实现阻抗变换, 二是高频电信号必须能够通过耦合变压器。通过耦合变压器的信号, 我们对它的的频率范围也有一定的限定。 同时, 由于市电信号的频率只有50 Hz, 幅度又较大, 因此与高频通信信号相比, 市电最少有105数量级的过饱和影响[4]。载波信号通过市电被电力线传输到高通滤波器, 载波信号然后进入耦合电路。实际上, 高通滤波器也是一个带通滤波器, 它对强电进行滤波, 并降低其电压幅度, 目的是减小对后面测量系统的影响。
在图3中, 高通滤波器中有电容C1、C2和耦合变压器T1, 滤波器是用来过滤市电, 并降低其幅度, 这样就可以减小其对通信系统的影响。变压器次级连着5个开关二极管组成了一个限位电路, 作用是稳定敏感的通信系统。如果正限位电平低于输出端电压, 二极管D1、D3、D4将会导通, 对输出电压进行高电平钳位; 相反, 如果负限位电平低于输出端电压, 二极管D2、D3、D5就会导通。
4输入阻抗测试数据分析
如下表1所示, 在不同插座上测得的输入阻抗数据分别为Z1、Z2、Z3。
对所测数据使用matlab中的最小二乘法进行拟合, 图4给出了拟合后的曲线, 它由Z给出。所得到的输入阻抗与频率的关系为: | Z| = 1. 22 × 10- 2× f- 0. 06, 式中, 频率的单位为k Hz; 阻抗的单位为 Ω。
分析图4, 可以得出在一定的通信频率段内, 低压电力线通信信道的输入阻抗有变化, 变化范围为2. 2 Ω ~ 41 Ω, 并且输入阻抗随频率的不断升高而增大[5]。总之从实验数据来看, 输入阻抗值在大概150 k Hz ~ 450 k Hz频率范围比较低。所以, 携带载波信号的发送装置要在此频段工作, 它必须具有很低的输出阻抗, 否则信号的传送是失败的。
5总结
本文分析了低压电力线的网络拓扑图, 结合实际指出低压电力线作为通信环境有很多技术难点, 通过理论知识给出了如何测量低压电力线网络的方案和耦合信号方案, 所测数据得到的结论是: 低压电力信道的输入阻抗和所传输的载波信号频率有关, 而且关系很大。此分析对低压电力线通信方案的设计有着一定的参考价值, 同时也为我们的低压电力信道建模打下了基础。
参考文献
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交流阻抗特性 篇5
随着电力电子设备模块化、小型化的发展趋势,磁集成技术已经成为当前研究的重点和热点。磁集成技术在平面变压器、平面Boost电感等方面已经有了比较成熟的技术,近年来国外的学者又将平面磁集成技术应用于EMI滤波器,在实现模块化和小型化的同时,也减小了高频寄生参数,例如高频时电感的并联寄生电容EPC,电容的串联寄生电感ESL等[1,2],从而可以有效地改善其高频特性。
平面集成LC线圈是构成平面磁集成EMI滤波器的基本结构,它是在介质基片的两表面直接喷镀导体绕组而形成的,是一个分布参数式结构,实现了电感和电容的集成。通过适当连接集成LC线圈的端点可以实现等效LC串联谐振、并联谐振及低通滤波器结构。
集成LC单元的模型主要分为两类,集总参数模型和分布参数模型。集总参数模型由两个互相耦合的电感构成[3],电感两端由两个电容连接,但这只是LC单元的一阶近似模型,不能准确地预测其高频特性。分布参数模型由一系列RLC单元串联连接组成[4],模型的精确度依赖于单元的个数,但单元的个数不能确定。L.Zhao在[5]中提出了广义传输线理论,并基于该理论建立了集成LC单元的高频模型,可以精确得到LC单元的阻抗特性,但LC单元不同的连接方式下,边界条件发生变化,需要重新求解微分方程,较为复杂。
鉴于以上原因,本文在[4,5]的基础上,利用模量转换法解耦传输线方程,将传输线看作一个二端口网络,推导出了两导体传输线的阻抗矩阵,通过该阻抗矩阵可以更加方便地得到LC单元不同连接方式下的高频阻抗特性。
2 LC单元的高频模型
2.1 LC线圈的结构
在电感和电容无源集成的研究中,传输线的两导体之间存在较好的电磁耦合,成为应用最为广泛的一种结构。在较宽的频带内,它可以有效地存储电场和磁场能量,从而实现电感和电容的集成。由于传输线的对称结构,在电路中有两种基本的连接方式(图1),一种是以A、B为连接点,另一种是以A、D为连接点。
图1(a)电场和磁场均分布在两导体之间,而图1(b)中电场和磁场在空间分布上实现了分离,通过改变介质基板的介电常数可以调节层间电容的大小,中间加磁芯或增加匝数以增大电感,这样就可以得到电力电子应用中所需要的电感和电容值。因此,通常把图1(b)作为集成LC结构在电路中基本的连接方式。
集成LC线圈的简化等效电路如图2所示,忽略导线损耗,上下两导体用电感L表示,两导体之间的电感耦合用M表示,层间电容为C。
图2(a)中,B、C点开路,A、D之间的阻抗为:
ZAD可近似地认为是电感和电容的串联阻抗,若B、C开路,A、D作为输入端口,C、D作为负载端,则集成LC线圈可等效为LC低通滤波器结构。
图2(b)中,B、C短接,A、D之间的阻抗为:
ZAD可近似地认为是电感和电容的并联阻抗,即B、C短接时,A、D可以看作LC并联结构。
图2仅仅是集成LC线圈的一阶近似等效模型,要研究其高频特性,必须建立其精确的高频模型。
2.2 集成LC单元的高频模型
经典传输线理论只有在两导线中流过平衡电流时才成立,即电流的大小相等、方向相反。为了使传输线方程对非平衡电流也成立,采用了广义传输线模型[5]。图3为集成LC结构及基于广义传输线理论建立的集总参数电路。
分别用ui(x)和ii(x)表示导体i的电压和电流,传输线的矩阵方程:
式中,Ri—考虑集肤效应和邻近效应后单位长度的电阻;
Li—导线单位长度的自电感;
M、Cm—分别为两根导线单位长度的互感和互容;
C0—导线单位长度的自电容。
为了解耦方程组(3),可以采用模量变换法。假设T、W分别为电压变换矩阵和电流变换矩阵,则有:
式中,Um和Im分别为模态电压和电流,实际电压和电流矩阵方程的解为:
Ym为模态导纳矩阵,γ为ZY的特征根。实际电路的特性阻抗矩阵:
式中,Γ=TγT-1。
若规定:e±Γx=Te±xγT-1,则方程(5)可以变为:
将方程的解(7)表示为阻抗矩阵的形式,则有:
根据上面的分析,集成LC单元可以看作一个二端口网络,通过该阻抗矩阵可以得到LC单元在不同连接方式下的阻抗特性。又因为阻抗矩阵中含有单位长度的电磁参数,因此,准确计算出这些参数是分析阻抗特性的基础。
3 单位长度电磁参数
3.1 单位长度电感
单匝螺旋线圈的结构如图4所示,当上下两导体中加共模激励时,每个导体单位长度的自电容为[6]:
则单位长度的电感为:
式中,c为真空中光的传播速度3×108m/s,K为第一类完全椭圆积分。
3.2 单位长度互电容和互感
导线内部电感值与外部电感相比较小,且随频率的增加而减小,所以分析时均忽略了导线内部的电感。在差模激励下,磁场仅存在于两导体之间,则差模电感:
Wm为两导体之间存储的磁场能量,因此:
式中,w为导线的宽度,h为介质层的厚度。
在PCB上导线处在非均匀介质中,电场在介质的分界面上存在边缘效应。根据导体的等效宽度we和介电常数εe得到等效特性阻抗[6]:
式中,r=we/h。
这样可以假定导体处在等效介电常数的均匀介质中,则两导线间的互电容为:
4 LC单元的阻抗测量与分析
为研究LC单元的阻抗特性,验证模型的准确性,设计了单匝的集成LC线圈(图5),上下两层对称,四个端点分别为A、B、C、D。分别在无磁芯和加磁芯时,通过测量LC线圈在不同连接下的阻抗与计算值进行比较。测量使用仪器是网络/频谱分析仪HP4395A,磁芯采用PEI43。
由前述可知,集成LC线圈可以等效为一个二端口网络。根据式(8)~(13)可以得到单位长度的电磁参数,将其代入阻抗矩阵(7),可以计算不同连接下的阻抗值。分别将LC线圈连接成串联谐振和并联谐振结构,测量其阻抗随频率的变化曲线。
图6为不加磁芯时,LC线圈在不同连接下测量和计算的阻抗随频率变化的特性曲线。图6(a)中,在55MHz以前相角接近-90°,阻抗ZAD呈容性,在55 MHz时发生谐振,之后相角变为90°,表现为感性。图6(b)中在57MHz以前相角接近90°,阻抗ZAD呈感性,在57MHz处发生谐振,之后相角为-90°,表现为容性。
与图6相比,增加磁芯后串联谐振点没有明显变化,并联谐振点显著减小,由57MHz减小到1.7 MHz,说明加磁芯后集成电感增大。
电感和电容集成在一个模块中,形成了谐振结构,由于介质板的介电常数较小,所以集成电感和电容值较小,谐振点较高。通过适当的调节集成电感和电容的大小,可以满足电力电子设备中谐振电路的要求。同时,阻抗ZAD的计算值与测量值吻合较好,验证了模型的准确性,对集成EMI滤波器的研究具有重要意义。
5 结论
本文基于广义传输线理论建立了集成LC单元的高频模型,将LC单元看作二端口网络,推导出其阻抗矩阵,并通过测量与模型进行了比较,得到了如下两点结论:
(1)集成LC线圈通过不同的连接得到了LC串联谐振和并联谐振结构,验证了集成LC线圈作为电感和电容无源集成结构的可行性。
(2)将计算出的单位长度电磁参数代入阻抗矩阵,通过该矩阵计算出的阻抗值与测量值吻合较好,验证了参数计算和建立模型的准确性,为研究集成LC线圈的高频特性提供了有效方法。
参考文献
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交流阻抗特性 篇6
车用网络是通过总线将汽车上的各种电子装置与设备连成一个网络,实现相互之间的信息共享[1]。它不仅可以简化系统机构、节省连接电缆、减少冗余的传感器及相应的软硬件配置; 而且能够更好地控制和协调汽车的各个系统,提高各个控制系统运行的可靠性; 还可以实现各子系统之间的资源共享,更有利于集中实现各子系统的在线故障诊断。
CAN是控制网络Controller Area Network的简称[2]。它能够有效地支持具有很高安全等级的分布式实时控制系统,是构造车载网络的基础。
CAN总线是一种串行数据通信总线,其通信接口中集成了CAN协议的物理层和数据链路层功能,可完成对通信数据的成帧处理,包括位填充、数据块编码、循环冗余检验、优先级判别等工作[3]。
目前车载网络中主要采用了两种类型的CAN: 一种是用于动力系统通信与控制的高速CAN,速率达到500 kb/s,主要面向实时性要求较高的控制单元,如发动机、电动机等。
如图1所示,另一种是用于车身系统通信与控制 的低速CAN,速率是100kb / s。主要用于实时性要求不高的情况,如车灯、车门、车窗、车载电话等信号的采集以及反馈。
各个CAN系统的所有控制单元都并联在CAN数据总线上。
高速CAN总线一般采用双绞线结构。
高速CAN总线双绞线结构由扭绞在一起的CAN-High和CAN-Low两条线组成。其双绞结构既可以防止电磁干扰对传输信息的影响,也可以防止本身对外界的干扰。
CAN-High和CAN-Low为高低电平两根数据线,同时接收控制器发出的信号,且高低电平互为镜像。
1 总线特性阻抗及终端电阻
特性阻抗又称“特征阻抗”,它不是直流电阻。
在高频范围内,信号传输过程中,信号沿到达的地方,信号线和参考平面( 电源或地平面) 间由于电场的建立,会产生一个瞬间电流,如果传输线是各向同性的,那么只要信号在传输,就始终存在一个电流I,而如果信号的输出电平为V,在信号传输过程中,传输线就会等效成一个电阻,大小为V/I,把这个等效的电阻称为传输线的特性阻抗Z。
特性阻抗是影响信号质量的最重要的因素( 见表1) 。
如果信号线的各处瞬间阻抗相等,那么信号在传输过程中可以平稳地向前传播[4]。
如果传输线的各处特性阻抗不同( 开路/断路/阻抗不匹配等) ,那么信号能量的一部分就会在阻抗变化的地方发生反射,并可能形成震荡,从而破坏信号的连续性。在低速系统中,由于有足够的时间使信号在可能导致误触发前稳定下来,所以不会有严重的后果; 在高速的系统中,由于可能没有足够的时间使信号在可能导致误触发之前稳定下来,就会产生传输线的完整性问题,导致严重后果,因此要求在高速CAN总线的两个终端需各加一个与传输线特性阻抗相同的终端电阻。
ISO11898规定CAN总线传输介质需采用特性电阻为120Ω的双绞线、屏蔽双绞线同轴电缆和光导纤维。且为了电阻匹配,高速CAN总线的2个终端各需要安装1个标称值为120Ω的终端电阻,以减少信号反射、避免振荡、增强EMC性能、稳定并增强差分电压、提高数字通信的抗干扰性和可靠性( 见表2) 。
同时,为了满足ISO11898要求,主机厂串行通信线束需求中更明确地规定了CAN总线的线束设计要求: 一般采用非屏蔽双绞线,其每米绞股数应为33 ~ 50,强电磁干扰情况下需采用屏蔽双绞线,屏蔽层一端接地( 见图2) 。
1. 从接收节点端看到的总线差分电压取决于发送节点和接收节点之间和长度相关的电阻2. 总线上两点之间的最小延迟可以是零。最大延迟决定于比特率以及发送电路和接收电路的延时
a. 取决于拓扑结构 / 转换速率 / 比特率,电阻和 120 Ω 之间存在偏差是允许的。但是,有必要针对具体情况检查其他的电阻值的适用性。备注: 终端电阻值越小,网络的允许的节点数越少
2 非屏蔽双绞线特性阻抗检测
按照EIA 364 - 108[6]进行非屏蔽双绞线特性阻抗检测, 时域分析仪Time Domain Reflectometer ( TDR) 的型号是AgilentE5071C,如图3。
不同电线的绝缘材料和线型结构是略有不同的,为了获得汽车线束中常用CAN线材料的特性阻抗的数据,按照表3准备8组样品并进行测试,实验数据如表3。
试验中发现:PVC电线( FLRY A, FLRY- B) 比较软,绞股均匀,特性阻抗在120Ω上下波动。PE辐照交联材料的 电线( FLR2X- A,FLR21X- A ) ,比较硬,无法绞股均匀,特性阻抗也较大。
3 电动车驱动 CAN 需采用特殊的屏蔽双绞线
电动车的电磁环境非常复杂: 电池、主电路、电机等大功率、大电流的电子设备,控制电路上的时钟信号、数字信号、驱动信号都会产生电磁干扰。汽车采用的电缆本身为无源器件,自身不产生电磁干扰,但其导体为天线,是信号产生辐射发射的主要原因,也是外来场使信号受到污染的原因( 敏感度和抗扰度) 。它们把传输的电能转变成电磁场,然后泄漏到广阔的环境中; 同时,它们也能把其周围的电磁场转变成传导电信号。因此汽车用电线电缆的抗干扰性成为汽车电子电磁兼容的重要组成部分。
电动车内存在大功率、大电流的电力电子装置驱动系统,电磁干扰特性同传统车辆相比有 很大不同。大功率的电力电子 装置在运行过程中会产生很强的电磁干扰,可能会使整车运行不稳定或影响车载/车外附近电气设备的正常工作。因此,仅靠线对绞合已无法达到抗干扰的目的,必须屏蔽才能够抵抗外界干扰,且屏蔽线的特性阻抗需满足ISO11898要求。
由于自制的普通PVC屏蔽双绞线特性阻抗只有50Ω ~70Ω左右,无法满足要求,所以线束设计中需要采用特殊的屏蔽双绞线,如下是特殊屏蔽线和普通PVC屏蔽线的对比情况,如图4所示。
观察对比表格中的数据可以发现: 特殊屏蔽线和普通PVC屏蔽线相比,电线的绝缘层要厚得多( 0. 83 mm对0. 22 mm) ,整体外径也要大很多( 7. 60 mm对4. 50 mm) 。同时,对比试验中还发现,带屏蔽层的CAN线的特性阻抗比去除屏蔽层的双绞线的特性阻抗要小( 见表4) 。
4 结束语
交流阻抗特性 篇7
关键词：OFDM,电力线阻抗,高频通信,阻抗匹配
低压电力线载波通信(Low-voltage Power Line Carrier Communication)是指利用电力线传输数据和话音信号的一种通信方式,它建立在电力配电网基础上,其主要优点是不需要专门铺设线路,节省资源,网络覆盖面大,便于通信终端的建立和移动[1]。电力线的这些优势早已引起了人们的重视,受到越来越多的研究者的关注。尤其是将OFDM调制方式应用到电力线通信中,更是为电力线高速通信提供了有力的支持[2]。然而,利用电力线通信并非易事。因为电力线最初并不是为通信而铺设并且组网复杂,其线路上的高电压,大电流,大噪音及其复杂变化的负载,使得电力线阻抗随机变化,高频通信下变化剧烈。这些特点给实现可靠高速的低压电力线高频通信造成了很大的困难。
由于构成配电网的导体是多种多样的,因此会遇到许多不同的特性阻抗。加上低压电力线对用户的开放性,每个用户可在任意时间开闭用电器,而且消费者负荷方式和类型各不相同。因此网络终端阻抗随时间而发生很大变化,导致发送设备的输出阻抗和接收设备的输入阻抗均难以匹配,甚至在某些频率上形成深衰落。为了解决这个问题,探索设计了一种阻抗匹配系统对电力线实时测量并补偿,同时选择适当的变压器变比使得通信中的电力线阻抗维持在一恒定值上。
1 阻抗特性分析及匹配模型
1.1 低压电力线高频通信下的阻抗特性
大量研究测试表明,低压电力线上的输入阻抗与所传输的频率密切相关,并且具有较强的时变性和差异性,在不同的时段不同的地点阻抗的变化明显。此外随着电网负载的变化,输入阻抗也会发生较为激烈的变化。图1是0.02~30MHz频段下在不同时间测量的电力线阻抗[2]。
可以看出,在100k Hz以下频段,输入阻抗值较低,1~30MHz的频率范围,阻抗变化幅度很大,阻抗值在5~500Ω的范围内变化。总体上看,阻抗随着频率的增加而增加[4]。但是在频率的变化过程中会出现阻抗低谷区,呈现剧烈变化的波动现象。这是由于电力线负载及电力线本身组合成许多谐振回路,在谐振频率及其附近频点上形成低阻抗区,从而造成了在局部频率段内阻抗随着频率增加而减小的现象。
1.2 自适应阻抗匹配原理
针对电力线上阻抗实时变化的特点,专门加入了对应的实时匹配系统(如图2所示)。包括3个模块:测量模块、计算控制模块、匹配模块。整个系统的工作模式是“测量—计算控制—匹配”。即测量模块先采集电力线上阻抗数据并送给计算模块,计算控制模块计算结果后将像样的控制信息送给匹配模块,有匹配模块完成最后的阻抗补偿。
1.3 测量阻抗算法
电力线阻抗分为电阻和电抗两部分,即:Z=R0+j X
在较短时间内电力线阻抗基本上是线性的,设:
其中V1、V2分别是信号源和分压信号的幅度,φ1、φ2分别是信号的相位,而A1、A2分别是为采样加入的偏置直流电压。采样后得到:
上述序列中各项分别与序列(i=1,2…N)相乘然后求和得到[3]:
则:
由上式可得:
该算法的优点:
(1)能在采样点比较少的情况下提取幅度和相位信息;
(2)对干扰信号有很好的抑制作用,精度比较高;
(3)算法没有出现输入信号的频率信息,只需保证在一个周期内采整数个点即可。
1.4 计算控制模块
本方案采用的计算控制部分为高性能、低功耗的8位ATmega163单片机,ATmega163是一个功能强大的单片机[5],16K的可编程Flash且有同时读写的能力,512字节EEP-ROM,驱动程序可直接从仿真器下载进入单片机中,无需烧制,能够较好的满足本课题的基本要求。
1.5 匹配模块
由于电力线的阻抗的复杂性,容性阻抗和感性阻抗都有可能出现。现分别选用8组电感和8组电容补偿相应的电抗使其稳定。电抗匹配通过开关电路控制继电器的开闭来实现。继电器采用NAi S/DSP1-DC5V,该继电器具有封装小,容量大,灵敏度高,耐压高等优点,适用于测试电路及自动化控制电路。能够较好的满足本系统的基本要求。功放电路选择可直接驱动继电器的达林顿三极管集成芯片ULN2823A,其典型的输入电压是5V。
2 阻抗测量与匹配
2.1 阻抗测量结果:
为了检验阻抗测量的精度和系统有效性,在实验室采用8组已知电阻和电容串联替代变化的配电网阻抗值。测试信号的频率选用OFDM通信频率的中间值(f=10MHz)。8组电阻和电容值分别用Hp4193和本系统进行测量。
用本系统重复测量三次,从表1可以看出该系统测量的数据具有重复性和可再现性。系统测量误差有一些波动,但基本都在9.2%以下(除50Ω外)。说明该系统测量结果较为准确。
2.2 阻抗匹配结果:
采用上述8组阻容搭配模拟配电网阻抗值,在实验室条件下检验该系统匹配结果如表2:
从表2中可以看出,经本系统补偿后的电抗值基本稳定在较小的范围内。
3 结论
本文对低压电力线高频通信下阻抗进行了分析,并在次基础上提出了一种自动阻抗匹配系统的设计模型。实现了阻抗测量部分、计算控制部分、电抗补偿部分和电阻变换部分等关键技术。该系统能够较为准确地测量模拟的配电网阻抗,并且经试验加入补偿电感或电容的方法是可行的。因此,该系统能够很好地解决OFDM调制方式下电力线高频通信中阻抗时变性引起的的有关问题。
参考文献
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