冲击电流法（精选7篇）
冲击电流法 篇1
0 引言
回路电阻是断路器性能的重要特性参数。若回路电阻增大, 会导致断路器触头电损耗增大, 温度升高。断路器的触头设计都有其热容量的限制, 一旦超过触头所能承受的热容量的范围, 断路器就会处于非常危险的状态, 造成开关故障, 影响系统安全。因此, 定时检测断路器回路电阻是十分重要的[1,2,3,4]。
目前, 普遍采用直流电流进行断路器回路电阻检测。断路器回路电阻阻值很小, 一般为几十到几百微欧。若测量电流较小, 则在断路器上产生的电压降就很小, 这样对测量压降仪器的灵敏度要求就会很高, 而且小电流不能消除触头上的氧化膜, 所以不仅使测量难度增大, 也很难做到精确测量。这就要求使用大电流进行断路器回路电阻检测。一般直流大电流检测装置的体积, 会随着输出电流的提高而显著增大, 对装置元件的散热能力也提出很高的要求。
为了解决这一问题, 本文提出了一种采用冲击大电流检测回路电阻的方法。该方法测量电流峰值达1 000 A以上, 可以有效提高测量回路电阻的精度, 并结合实验和仿真对这一方法进行研究。
1 基于超级电容器的冲击大电流测量方法
本文采用电压比法进行断路器回路电阻测量。测量原理如图1所示, 测量回路电阻电压UR和标准电阻上的电压Ur。由欧姆定律可得到回路电阻值为R=URr/Ur, 其中r是阻值已知的标准电阻。
为了实现冲击大电流检测方法, 本文提出采用超级电容器作为冲击电流检测电路电源。
超级电容器顾名思义就是超大容量电容器, 也称为双电层电容器, 为被动式静电双层储能器件。超大容量电容器是由表面多孔活性炭和有机电解液组成, 外部通过氩弧焊方法焊接外壳密封, 并且通过电极与外部环境联接。超级电容器的容量最大可达1 000 F, 使用寿命可以长达500 000次, 且充电速度快, 大电流放电能力强, 是理想的冲击电流发生电源。
2 测量方法实验研究
为了研究超级电容器作为冲击电流发生电源、电压比法作为测量原理的测量模型的可行性, 利用两个分流器分别作为标准电阻和断路器回路电阻进行试验研究, 模拟实验电路如图2所示。其中BN-CDJ33V25A作为超级电容器的充电器, 最大充电电压为33 V, 最大充电电流为25 A;SCPM321546超级电容器模块作为电源, 该模块内阻为10 mΩ, 电容器容量为54 F, 最大额定电压为32 V (电压可在范围内任意调整) ;继电器SSR-10DD控制超级电容器充电;晶闸管MTC200控制超级电容器放电;分流器1 (75 mV/750 A) 作为标准电阻;分流器2 (75 mV/1 000 A) 用作模拟断路器回路电阻。
1) 冲击大电流检测方法的实现
图3为实验测得两分流器电压波形图, 当充电电压为8 V时测得两分流器电压波形图, 由图3可知其呈现为冲击波形, 由于分流器为纯电阻, 由欧姆定律可知电压波形与电流波形一致, 故回路电流波形亦为冲击波形。
表1为当电容器冲击电压变化时, 回路电流峰值。由表可知, 当充电电压达到12 V时, 主回路电流就已经达到了千安级, 试验证明利用超级电容器作为电源, 可以实现冲击大电流检测的目的。
2) 采用冲击大电流测量回路电阻的精度验证
利用分流器1作为标准电阻, 分流器2模拟断路器回路电阻。充电电压用V0表示, 分流器1测量电压峰值用V1表示, 分流器2测量电压用V2表示, 实验结果如表2所示。由表2中数据可知, 分流器2的测量相对误差非常小, 可见采用冲击大电流测量微欧级的小电阻, 其测量精度非常高。
然而, 实际测量电路中并不仅仅只有电阻。多断口断路器为了使断口的电压分布均匀, 以充分发挥每个灭弧室的作用, 每个灭弧室均并联一个均压电容。由于均压电容与断路器回路电阻为并联关系, 若电容上电流过大, 会导致标准电阻与回路电阻间电流不相等, 导致测量不准确。
由于断路器一般都比较高, 实际检测装置的电流引线都较长, 电压检测线与回路电流引线上都会存在电感, 而实际采集时电压检测线与回路电流引线一般都是挂在断路器两端, 呈平行布置, 这样回路电流引线与电压测试线间会存在互感, 使实际采集到的电压为回路电阻电压与互感电压之和, 这将使测量值偏大。
这些测量回路参数都可能对回路电阻的精确测量产生影响, 本文将利用EMTP-ATP仿真软件对这些回路参数的影响进行仿真研究。
3 冲击大电流测量方法仿真模型
超级电容器等效电路如图4所示。
R1是等效串联电阻, C是理想电容, R2表征超级电容器的漏电流效应, 是影响超级电容器长期储能的参数。R2通常很大, 可以达到数十千欧, 漏电流很小可以忽略不计, 视为开路, 因此在仿真研究时超级电容器采用图5所示模型。
GB/T 787-1996《断路器电容器》中规定断路器并联电容器的电容在下列数值中选取:1 000, 1 500, 1 800, 2 000, 2 500, 3 000, 4 000, 5 000 p F。
圆直导线电感计算公式为:
公式 (1) 中lw为导线长度;rw为导线截面半径;μ0为真空磁导率, μ0=4π×10-7H/m。
断路器测量装置引线采用规格为50 mm2, 长度取为20 m, 根据公式可计算得引线电感为24.6μH。
根据电压比法, 标准电阻与回路电阻呈串联关系, 超级电容器在电路中作为电源, 标准电阻与回路电阻串联, 均压电容与回路电阻并联, 引线电感与回路电阻串联。
如图6所示, 为单断口断路器回路电阻检测仿真电路, 其中C1为超级电容器等效电容, 取为54 F, R3为超级电容器等效内阻, 取为10 mΩ, K为时控开关, t=0.008 ms时闭合, R4为标准电阻, 取为100μΩ, L为检测装置引线电感, 取为24.6μH, R5为断路器回路电阻, 取为100μΩ。
目前, 多断口断路器主要为双断口断路器, 双断口断路器回路电阻检测仿真电路如图7所示, 其中C1、R3、K、R4、L与图6所示仿真电路相同, R6、R7为各断路器断口回路电阻, 均取为50μΩ, C2、C3为断路器均压电容。
4 均压电容对冲击大电流测量断路器回路电阻的影响
电压比法的前提是标准电阻与回路电阻上电流相等, 由于均压电容与回路电阻并联后再与标准电阻串联, 标准电阻上的电流实际为均压电容电流与回路电阻电流之和, 若均压电容电流过大, 则会使回路电阻检测不准确。因此有必要对均压电流的影响进行仿真分析。
当超级电容器充电电压设为15 V时, 均压电容上波形如图8所示, 均压电容电流峰值为30 nA, 而由上述仿真结果可知, 回路峰值高达1 442 A, 可见均压电容上电流可忽略不计。表3为当均压电容变化时标准电阻、回路电阻和均压电容上的电流, 可见由于均压电容上电流非常小为纳安级, 标准电阻与回路电阻上的电流可视为相等, 因此当电路中有均压电容时, 均压电容对于回路电阻的检测没有影响[5,6]。分别对图6和图7两种断路器回路电阻检测电路进行仿真, 发现当均压电容取0~5 000 p F之间的值时回路电流波形相同。又由表3可知, 均压电容值与测量回路电流峰值没有关系。仿真也表明有无均压电容并不改变测量电流波形。
5 引线电感对冲击大电流测量断路器回路电流及回路电阻的影响
由上文分析可知, 不论是无均压电容的单断口断路器回路电阻测量电路还是有均压电容的多断口断路器回路电阻测量电路, 均可用图7所示的仿真模型进行仿真计算, 故研究引线电感时采用该仿真模型。
1) 引线电感对回路电流的影响
改变仿真电路中的串联电感, 可得到放电电流波形数据如表4所示。由表4中可以看出当引线电感L达1 000μH时, 检测回路放电电流峰值可达到千安级。当L=200μH时, 回路电流波形如图9所示, 可见回路电流波形亦为冲击大电流波形。而当引线长度达100 m时, 引线电感才155μH, 可见引线电感不影响冲击大电流的产生。
2) 引线电感对于断路器回路电阻检测的影响
断路器回路电阻检测, 普遍采用四端子法进行检测, 接线如图10所示, 其中电流线为主放电回路接线, 电压线是检测断路器电压的信号线。这样接线是为了消除接线处接触电阻的影响。由于断路器一般都很高, 所以电流线和电压线都悬挂在断路器断口两端, 电流线与电压线基本呈平行紧贴状态。电流线与电压线之间存在互感。
由于电压检测线为信号线, 电流可以视作为零, 所以电压检测线对电流线的互感对于回路电流的检测没有影响。而电流线中流过千安级的电流, 并且该电流为冲击电流, 电流时刻在变化, 因此电流线对电压线的互感将使电压检测线测得的电压值改变[7]。
电流线对电压线的互感, 可以通过计算互感系数的方法得到。设电流回路编号为1, 电流为I, 磁通为Φ11, 电感为L, 电压检测回路编号为2, 电流回路1的电流I, 其所产生并与回路2所交磁通为Φ21。由于电流线与电压线呈平行紧挨状态, 因此Φ11=Φ21, 故互感M=Φ21/I=Φ11/I=L, 所以, 电压检测线检测到的电压值为回路电阻电压和电感电压之和。
仿真时采用常用的引线尺寸, 即长20 m, 截面积50 mm2。则通过公式1的计算可知引线电感L=24.6μH。
图11是断路器电压测试线实际测得电压波形, 也就是断路器回路电阻与引线电感电压之和。图12为回路电阻上电压波形。对比两个图发现因为引线电感的影响, 实际检测的电压波形将严重失真, 若不消除引线电感的影响, 测得的回路电阻值将不准确。因此, 有必要研究消除引线电感影响的措施。
消除引线电感影响的措施:
(1) 图13为检测回路的电流波形, 当t=21.2 ms时电流达到峰值, 此时电流变化率di/dt=0。由于电感电压满足u=L×di/dt, 其中, L为电感值, u为电感电压, i为回路电流。则电感的压降在电流达到峰值处为0。则该时刻测得断路器两端的电压就是断路器接触电阻r上的电压。
仿真计算亦表明, 当t=21.2 m s时, 电感上电压为0, 测试电压线测得电压值为回路电阻电压值, 此时回路电阻电压UR=0.144 2 V, 标准电阻电压Ur=0.144 2 V, 而标准电阻阻值r=100μΩ, 则根据电压比法R=URr/Ur, 得回路电阻R=100μΩ与预设值相同, 回路电阻阻值得到精确测量。可见若要得到准确测量断路器回路电阻, 只需要采集检测回路电流达到峰值时电压线测得的电压值即可, 而标准电阻上电压波形达到峰值时刻即为检测回路电流达到峰值时刻。
(2) 在实际测量时, 由于现场强电磁干扰, 以及其他未知因素的影响, 单个采集点可能存在较大误差, 应多采集若干点进行计算再取平均值。观察图11波形, 发现电压信号线实际检测得到的电压波形变化范围非常大, 最大达电源充电电压15 V, 若采用电压传感器进行数据采集, 要求电压传感器输入范围很大, 而电压传感器的测量精度为测量范围乘以一个系数, 这样就会使电压传感器测量精度较低, 影响测量结果。
若要彻底消除引线电感的影响, 可采用屏蔽线消除互感的影响, 以及消除现场的电磁干扰, 避免干扰信号进入测量线[8,9]。
6 结语
为了精确测量断路器回路电阻, 本文提出了一种冲击大电流检测方法, 并通过模拟实验和仿真计算, 验证了该测量方法的可行性与测量的精确性, 分析了实际测量时回路参数对于该测量方法的影响, 得到如下结论:
(1) 本文提出了基于超级电容器产生千安级冲击大电流, 用于测量断路器回路电阻的方法。该方法测量精度非常高。
(2) 多断口断路器均压电容上的电流值非常小, 为纳安级, 而检测回路电流为千安级, 因此均压电容对于检测回路的影响可忽略不计。均压电容并不影响测量电路电流波形与电流峰值。
(3) 引线电感不会影响测量电路冲击大电流的产生, 但会使实际检测得到的断路器电压为引线电感电压与回路电阻电压值和, 导致测量结果偏大。当回路电流达到峰值时, 此时的测量值为真实回路电阻电压值, 可以通过这样的方法进行回路电阻测量, 也可以通过采用屏蔽导线的方法消除引线电感的影响。
摘要：提出了一种峰值达1000A以上的冲击大电流检测回路电阻的方法, 该方法能够精确地测量断路器的回路电阻。通过实验室的模拟试验, 研究了基于超级电容器产生千安级冲击大电流的实现方法, 并验证了微欧级小电阻的测量精度, 通过EMTP-ATP仿真分析计算可知, 均压电容和引线电感对测试的最终结果无影响。
关键词：断路器,回路电阻,冲击大电流,均压电容,引线电感
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水下冲击大电流间接测量方法研究 篇2
关键词：水下脉冲放电,冲击大电流,罗科夫斯基线圈
水下脉冲放电,可在瞬间产生高能的由内部高压向外膨胀的等离子体通道,借助水介质的弱压缩性,实现电能到机械能的高速转化。它自从20世纪50年代由前苏联开始系统研究以来,已广泛应用于工业领域,如医学上的体外碎石、机械加工中的液电成形、水下声学和地震勘探中的等离子体声源、环境工程中的水处理以及岩土工程中的岩石破碎[1]。脉冲放电特性研究是其中一个重要的研究领域,主要体现为脉冲波形特性,即剖析水中放电电压、放电电流、瞬时功率等因素与不同电源参数、反应器参数间的相互关系[2,3]。在所有脉冲放电特性参数中,最重要的分析参数是冲击大电流波形,而在水下放电条件下,获得准确的冲击大电流波形很困难。
冲击大电流测量有接入测量和非接入测量两种[4],接入测量采用通常采用同轴分流器法,该方法需要将同轴分流器接入放电回路,影响了脉冲功率装置的结构;非接入测量则通常采用罗科夫斯基线圈,虽然不需要接入测量回路,但是需要套在放电回路上,同样影响了脉冲功率装置的结构。有些水下脉冲放电装置对结构和体积要求很高,脉冲放电回路对于电感非常敏感,结构的改变会极大地影响电流周期、电流前沿和峰值电流,因此采用上述两种方法获得的电流波形并不是真实结构条件下的数据,获得真实结构条件下的电流波形对某些水下放电装置的设计非常重要。
本文在参考文献基础上,分析了水下冲击大电流放电等效回路的微分方程,根据其中的电压方程,采用信赖域算法对测得的储能电容器放电电压波形数据进行数值计算,获得冲击电流的衰减系数,进而通过电流方程间接获得电流波形。该方法不影响脉冲功率装置的结构和工作状态,避免了在水下放电电极之间接入罗科夫斯基线圈而带来的电感额外增加问题,也避免了罗科夫斯基线圈的防水密封问题,获得的电流波形数据反映了脉冲功率装置在水下的真实放电状态,可作为水中等离子物理研究的间接测量手段。
1 间接测量原理
图1为水下脉冲放电等效图,图1中R为回路总电阻,L为回路总电感,C为电容器的电容,K为触发开关。电容器两端电压为U(t),触发开关K被导通后,电路中的脉冲电流为I(t)。
根据经典电路理论,水下脉冲放电微分方程为
当时,电容器两端电压与放电电流可表示为[4]
回路总电感可表示为
式(4)中,δ为衰减系数,反映了电流振幅逐渐衰减的快慢;为角频率;T为电压周期。
鉴于放电电压波形可以通过高压探头在示波器中获得,通过识别和确定衰减系数δ并带入电流方程,即可获得电流波形。
2 算法
文献[5]中采用的算法处理电压波形前四分之一周期的准确性较高,但是处理后面3/4周期的准确性较低,因此本文采用信赖域算法重新进行衰减系数识别。电容器放电电压U(t)与待识别的衰减系数δ之间存在着非线性关系。可以利用无约束非线性最优化方法来识别衰减系数δ。
作放电电压的偏差平方和函数
式(6)中,(ti,Ui)为实验测得的时间-电压波形数据,i=1,2,…,m。
令fi(δ)=U(δ,ti)-Ui,则因此识别衰减系数δ转化为一个非线性最小二乘问题:min[Q(δ)]=‖f(δ)‖2,其中δ∈Rn,f(δ)=[f1(δ),f2(δ),…,fm(δ)]T,fi(δ)不全是线性函数。
假设目标函数f具有二阶连续的偏导数,第k个迭代点为δk,进行二阶泰勒展开,得
牛顿法中,如果正定,则可以求φk(y)的极小点来修正δk;而一旦φk(y)没有极小点,则迭代将无法继续,所以需要采取信赖域方法来保证算法的进行。可以用φk(y)在{y|‖y‖≤hk,hk>0}上的极小点dk来修正δk,其中dk的选取范围称为信赖域,hk是给定的正数,称为信赖域半径[6]。信赖域子问题表示如下
信赖域算法就是要考察φk(y)在δk的邻域上与f(δ)的近似程度,近似程度较高则扩大邻域,反之则缩小邻域并以此领域上φk(y)的最小解代替δk。
令
式(9)中f(δk)=φk(0)。可以利用二者的比值
来作为近似程度高低的指标[7]。当rk接近1时,近似程度越高,取δk+1=δk+dk,让hk增大;当rk接近或者小于0时,近似程度越低,取δk+1=δk并减小hk的值。
求解信赖域子问题的过程中利用了最小二乘LM法,对于矩阵可能不正定的漏洞,构造正定矩阵来解决,其中μk>0。迭代步长求解公式为
可以证明设为正定矩阵,则
是μk的单调减小函数,所以通过调整μk即可调整hk:增大μk即减小hk,减小μk即增大hk。
综上所述,得到信赖域算法的完整步骤如下。
(1)选取初始点δ0,选取μ0>0,0<β<γ<1,ρ>1,允许误差ε>0。
(2)考查是否满足终止条件。计算若终止迭代,此时的δk即为最优解。
(3)构造矩阵若正定则进行下一步,否则令μk=ρμk,直到正定为止。
(4)求解方程组
(5)计算出f(δk+dk)与rk的值。
(6)若rk<β,则令μk+1=ρμk;若rk>γ,则令若β<rk<γ,则μk+1=μk。
(7)若rk≤0,令δk+1=δk;否则令δk+1=δk+dk。
(8)令k=k+1,返回第(2)步。
3 水下放电实验
实验中利用高压放电装置进行水中放电,电容器两端电压波形由高压探头记录并显示在示波器上。利用示波器将数据存入EXCEL文件中。根据算法在计算机中编制MATLAB程序,首先读取EX-CEL文件中的Ui,ti值,用信赖域方法计算出衰减系数δ,然后将δ代入电流计算公式中,模拟出电流波形。
由于高压脉冲水中放电的瞬时性和不稳定性,使得对它的具体理论研究颇为困难,至今尚未形成一套完整成熟的理论体系。通常认为高压脉冲水中放电的物理过程可以大致分为三个阶段[8]。第一个阶段是预放电阶段(也称击穿阶段),在这个阶段内,放电电极间水介质发生碰撞电离过程并形成通道,即击穿。第二个阶段是电容器能量向放电通道倾输的阶段,即主放电阶段,或简称放电阶段。第三个阶段是放电后的气泡脉动阶段。
根据实验测得的电压波形,可以看出明显地分为平缓下降和急剧下降两个阶段,符合预放电阶段(也称击穿阶段),和即主放电阶段特征[9]。针对这两个阶段分别处理,可以获得这两个阶段的电流波形。
将高压放电装置置于水中进行放电实验,采用泰克P6015A(变比1 000∶1)接在储能电容器两端,储能电容C=2.16μF,充电电压U0=7 000 V,根据示波器电压波形测量出周期T=36.4μs,利用MATLAB程序识别衰减系数δ,程序进行的迭代过程如表1与表2所示。得到击穿前的衰减系数δ1*=1.966 8×105,击穿后衰减系数δ2*=3.368 5×104。
将衰减系数δ1*和δ2*分别代入放电电流表达式中,获得电流波形如图2与图3所示。其中绿色为电压波形,红色为电流波形。可以明显看出由于等离子体通道的形成,两极间的水介质电阻由过阻尼状态变为欠阻尼状态。
4 结论
本文的研究结果表明,利用信赖域算法可以有效地识别出水中放电冲击电流的衰减系数。利用这一方法可以仅通过测量电压波形数据而间接获得准确的电流波形,可作为水中等离子物理研究的间接测量手段。
参考文献
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冲击电流法 篇3
当变压器的功率增大时,如无切割的卷铁心R型、环型变压器,当功率大于500W,迭片式铁心功率大于2000W时,变压器开机冲击电流变得非常明显,影响供电系统的工作。一方面是比较直接的影响,直接冲击变压器的保险丝或其它保护装置,引起电源系统失效;另一方面,冲击电流进入电网系统,引起电网质量变差,影响相关其它电子设备的干扰问题。这些干扰,尤其对于一些数字电路,是致命的,因为它们对于这样的干扰没有容余。
2 冲击电流的机理
如图1所示,正常的正弦波工作,电压幅值是Vm在磁路中产生了一个稳态的磁Φm,对应到磁化曲线上的Φ1,此时对应的激磁电流i1也处于正常值;当外界有一个瞬间的单向电压产生一个瞬间磁通,当幅度达到一定的程度时如2Φm,导致磁路趋向饱和同时产生一个很大的冲击电流。如图2所示,假如产生的瞬间磁是正常稳态磁通的两倍即2Φm,由于磁化曲线是非线性的,此时在磁化曲线对应的点是Φ2,对应产生的瞬间冲击电流是i2,远远不止两倍。实际的变压器,如果用取向硅钢材料,无论是无切割的卷铁心产品,还是用迭片的方式,在常规设计条件下,冲击电流的最大值经常可以达到额定工作电流的10倍以上,使得初级保护装置失效。
根据法拉第定律,在完全理想状态下,忽略磁阻,外部脉冲电压在磁路中产生的感应磁通量满足下列条件[1]:
V(t)是加在变压器初级的瞬间电压;
dλ(t)是线圈中产生的瞬间磁通量。
由于V(t)是驱动因素,即
在不考虑漏磁通的条件下,
N:线圈总匝数。
φ(t):铁心中的瞬间磁通量。这样算得[2,3]:
实际的工作电压函数,一般都是正弦波:
Vm是正弦波的幅值,
φ是初始相位角,
这样,ω是周期率。
φφ0)是初始时间t=0时的起始磁通值,即是剩磁,可以命φ(0)=Φr,从(6)可见,磁路中最大磁通产生于φ=0,ωt=π时,
Φm是在正常周期电压工作时产生的磁通幅值。
由上可见,在“最不巧”的场合下,最大瞬间磁通使得正常设计的磁路严重饱和,磁路产生的磁化电流远远超出正常的水平,在变压器的初级回路中形成冲击电流,达到最大值。如图2所示,瞬间磁通和剩磁通叠加后,使磁路严重饱和,冲击电流迅速上升。
3 主要解决方法
电磁污染问题现在已经受到广泛重视,即使供电保护系统不失效,冲击电流回馈到电网中产生的电磁污染,也必须受到限制,因此实际上解决冲击电流的问题是变压器设计中必须考虑的因素。
(1)在磁路中插入气隙,这是最常规和有效的方法,可重复性好,性能稳定,对供电部分的寿命几乎没有影响。
但是它带来的缺陷也是比较明显的。对迭片式,气隙控制的工艺性较差,材料的厚度均匀程度、尺寸精度、装配工艺、紧固力等等,都会使气隙的重复性受到影响;对一些卷铁心产品,特别是铁心设计以无气隙作为主要性能特点的,比如R型、环型,如果插入气隙,会让原有的设计理念受到破坏,空载电流指标大大提高[4];一些切割铁心设计,比如C型或类似铁心,可以帮助减少冲击电流。铁心纵剪分条和卷绕时候时候产生的应力,可以在随后的退火工艺中进行去应力,大体恢复到原有的铁损水平,但是切割、打磨气隙产生的应力,将增大铁心的损耗;制作磁分路也是同样;一般的工艺当中,不会把浸过漆、带有捆绑装置的切割铁心进行退火,因为蒸发、炭化对炉体的污染较大,成本也高;切割、打磨本身耗费较多的工时,工序产生的污染、废水废物的处理成本越来越高,不干净、美观。
切割式铁心有个比较大的问题是带来的噪声问题。磁致伸缩在端面产生机械噪声,增大了装配的难度和要求;捆绑机构长期在磁致伸缩应力的作用下,不可避免的蠕变,变压器长期工作后,噪声变大。
与没有切割的磁路相比,在气隙的附近发散磁场显著提高,漏磁通大,这将影响附近其他元器件的工作状态;迭片式产品的发散磁场更大,因此整机在通过EMC试验会遇到更多的困难。
(2)外接热敏电阻。在变压器的初级回路串联一个热敏电阻,在冷态时它的阻抗较大,开机产生的冲击电流在这个高阻下,得到有效抑制。接通电流以后,热敏电阻受热后的阻值逐步下降到低阻的水平,对稳定回路的工作的影响也降到最低。
按照这个方案设计的回路,看上去可以比较理想的控制冲击电流,但是实际上,关机后,必须要等到热敏电阻恢复到高阻状态,才能再次开机,否则没法起到抑制作用,这样无法应用在很多场合。
(3)软启动开关:通常的设计方式是软启动开关始终在开机的第一时间,只向变压器输出50%的额定电压,然后自动或是手动地切换到100%的额定电压。在50%的额定电压开机,变压器的冲击电流得到显著遏制,从前面的公式(7)可以得到:
由于成本较大,相对复杂,一般的变压器厂家很少使用这种方式,一般也不使用在关键设备当中。
其它外接元件。外接元件的普遍方式是利用外接元件,包括上面提到的,在初级回路中增大阻抗,从而达到削弱冲击电流的目的,在实际中,根据用户的应用场合和不同变压器制造者的优势,还有其它一些方法,比如有的设计利用阻尼震荡,使得剩磁尽量的少,即Φr=0。但是这些方法普遍存在的问题是增加了较高成本、降低了系统的可靠性,没有从变压器本身的设计出发解决问题。
4 基于变压器的其它解决方案
作为变压器的制造者,最现实的办法是在变压器固有的设计和工艺方法上解决问题,适合于在各种场合应用,比如,把R型变压器应用到电力变压器,适合于在各种企业推广。特别是对采用取向材料的,卷铁心、没有切割气隙的产品,更加迫切,找到保持变压器高效、低漏磁通、低噪声、高可靠性的办法,同时又保持成本不变活增加很少。
从公式(6)出发,基于变压器的解决方案的其中一个办法是增加初级的匝数,这样可以降低铁心中的磁通,Φm也得到降低。整个变压器的体积增大,但工艺上变动较少,制造流程上可以和一般的产品保持一致。这个方法的缺点是增加的成本比较多。
通过从原理的讨论出发,分析影响变压器冲击电流的相关要素,理解冲击电流行形成的物理过程,同时深入分析变压器的自身物理结构,比如尺寸、比例、铁心结构、线圈结构、绝缘材料结构尺寸等等,分析变压器的电性能参数包括电压、激磁电流、电感、漏感、分布电容、材料的介电参数等,特别是对变压器新材料新用途的研究,结合用户的使用要求和成本取向,得到一系列的解决冲击电流的方法,在广泛的使用当中得到了验证。
从冲击电流的分析可以看到,一些变压器的比较基本的技术问题,仍然存在深入研究的意义。作为变压器生产大国,我国在提高技术能力和高端变压器竞争力方面,和国外一些深资变压器企业相比,还有差距。实际上,在变压器方面的很多物理过程有较深的技术价值,这也是国外一些企业竞争力和创新能力的核心所在。
摘要：浅述了变压器的冲击电流的形成原理,认为主要是由于外部瞬间电流导致磁路趋向饱和,而磁路中的剩磁则加剧了这个饱和程度,最大冲击剩磁通,使这两者同向叠加。列举、分析了常用解决方法,比较了采用基于变压器本身技术工艺解决冲击电流的优势。
关键词：冲击电流,饱和,磁通
参考文献
[1]电子变压器专业委员会.电子变压器手册[M].沈阳:辽宁科学技术出版社,1998.
[2]杨儒贵.电磁定理和原理及其应用[M].成都:西南交通大学出版社,2002.
[3]毛钧杰.电磁场与微波工程基础[M].北京:电子工业出版社,2004.
冲击电流法 篇4
关键词：配电网络,合环,冲击电流,预警,EMS
0 引言
目前,配电网络结构多采用环型网络。为了提高配电网络的供电可靠性,在一定程度上满足不停电转供的要求,调度人员可以选择适当的供电路径进行合环操作,以保证配电网的供电灵活性,提高电网的运行经济性,但由此引起的环流却有可能对电网的安全运行产生很大的影响。根据相关电力系统理论,合环操作除应符合线路和变压器操作的一般要求外,还具有本身的特点,其中最重要的是必须正确预计操作中每一步骤的潮流分布,确认其不超过各元件的允许范围。合环冲击电流包含两个分量:一个是稳态分量,即在潮流模拟计算中的计算量;另一个是自由分量,它不仅受合环点两端电势差、相角差及合环回路阻抗值的影响,其最大幅值和衰减周期还分别受合环时刻和环路阻抗比值的影响。当环路电阻与电抗比值小到一定程度时,自由分量衰减周期变长,该分量叠加在稳态分量上可能会引起保护动作。
国内针对合环操作开发了离线合环操作辅助决策软件,初步建立了一种网络的简化方法和合环冲击电流的计算分析方法。但由于无法获得网络的实时运行参数,使用化简的网络和较低的计算精度可能产生很大的误差,这样得到的计算结果不能对合环操作提供准确的指导决策[1]。此外,调度人员在进行环网并列操作时,若不能适当地选择合环操作点,则可能引发很大的环流,致使保护动作,严重的过电流甚至会烧毁供电设备,造成人身伤害,影响供电的可靠性和系统的安全运行。为此,在合环操作之前对合环后的电网进行分析以确定合环操作的安全性就显得尤为重要了。
1 在线方案设计
1.1 方案分析
本文研究并实现基于能量管理系统(EMS)的在线合环冲击电流预警功能:首先从能量管理系统中获取在线模型及断面数据,将相关信息存入合环冲击电流分析的计算库中;接着提供相应的界面让使用者进行合环点的设定;然后在全网实时方式的基础上,利用广度优先算法对合环路径进行搜索;之后对环路所经过的电压等级、路径上变压器的接线方式进行校验。在端口阻抗求解方面,摒弃传统的对合环路径阻抗进行累加的粗略算法,采用基于在线全网导纳阵部分求逆的方法,使得端口阻抗的计算结果更加准确;之后建立一阶RL电网络,用待定常数法求取合环电流的强制分量和自由分量,从而得到合环电流的时域特性以及冲击电流的最大冲击值和稳态值,再进一步得到线路在合环后的电流变化。根据这些信息,结合线路的保护定值和整定时间,可以判断出线路的保护装置在合环后是否会动作,从而为合环操作风险评估提供理论依据。
1.2 程序流程设计
程序流程设计包括以下几个方面:
(1)模型及数据断面的获得。基于能量管理系统(EMS),直接从状态估计或潮流计算模块获取计算模型及初始断面数据,也可以从断面管理中获取历史的断面数据。
(2)环路搜索与拓扑展示。计算合环冲击电流时,对合环路径进行搜索,并用拓扑图展示的方式将合环路径上的厂站(设备)展示出来,提示用户合环的全路径。考虑到220kV以上系统可能有多条通路,在展示合环通路时,将采用展示最少逻辑支路连接的通路形式(广度优先搜索算法)。
(3)环内相位检验。对于环内变压器绕组的接线方式,合环风险分析模块会进行校验,若环内存在相位差,则系统会给出不合理提示。
(4)冲击电流计算。根据合环端口的阻抗和合环前端口的电压差计算合环冲击电流;根据RL电路的合环零状态响应特性和端口阻抗的R、L特性,计算出冲击电流随时间变化的状态。
(5)分析合环冲击电流对保护的影响。在获得冲击电流随时间变化的状态后,对合环冲击电流是否会导致合环开关的过流保护或速断保护误动进行判定,输出预警提示。
在线合环冲击电流预警程序流程如图1所示。
2 关键技术研究
2.1 模型及数据来源
已具备PAS状态估计、潮流计算等高级应用功能的能量管理系统(EMS),为合环计算提供了良好的基础条件。合环潮流计算功能嵌入调度员潮流模块中,无需另外建立计算模型,它与初始断面数据都可以直接从状态估计或潮流计算模块中获取,也可以从断面管理中获取历史的断面数据。
对任何潮流模拟操作的计算,总是在某一个初始的运行方式上进行的。这种初始方式可以是状态估计提供的实时运行方式,也可以是以往保存的历史运行方式。将数据断面取出后,还可以手动设置电网的运行方式,作为研究某种方式下合环风险的需要。
2.2 合环端口阻抗的计算
合环操作的典型系统接线示意图如图2所示,母线A与母线B经过变压器1、母线C、电网、母线D、变压器2形成一个环路,当开关A合上时发生合环。通过基态潮流情况可知,母线A与母线B之间的电压差,再计算出两母线间的端口阻抗后,就可以算出合环冲击电流,进而分析其对电网的影响。
由图2可知,合环端口的阻抗由两部分组成,即:
式中,Z为合环端口阻抗,合环之前电网的端口阻抗为两电气母线i与j之间的阻抗Zt;Zh为合环线路阻抗。传统的求法是画出环路路径后,再将路径上各支路的阻抗求和。这是一个粗略的方法,当支路较复杂时,会引起计算误差。而本模块中采用的方法如下。
对于某电气岛,已知其导纳阵YB,要求解的是两电气母线i与j之间的阻抗Z,有:
对导纳阵进行部分求逆,以求得Z。由于阻抗阵是导纳阵的逆矩阵,即:
因此有:
式中,Zii为母线i自阻抗;Zjj为母线j自阻抗;Zij为母线i与母线j之间的互阻抗;Yij为导纳阵中元素;n为导纳阵阶数,即该电气岛的电气节点数。
式(3)是一组线性方程,可直接采用按行消去、按行回代的高斯消去法来求解。对于电力系统来说,求解该方程有三个特点:
(1)由于导纳阵是稀疏阵,因此整个过程中需要运用稀疏技术。
(2)由于导纳矩阵的对角元是一行中的主元素,其绝对值最大,因此在解方程时不必增加选择主元的步骤。
(3)由于端口阻抗只需求取一次,因此不必采用因子表法,此时可将方程右侧的常数列代入消去和回代。
首先进行消去和规格化以求得上三角阵,之后再按行回代以求取Zi和Zj,之后通过式(2)求得Z1,再通过式(1)求得端口阻抗Z。
2.3 合环电流的计算
由于电网线路和变压器支路上含有电阻和电抗,因此合环操作完成后,可将环路看作一阶RL串联电路,其合环电流的计算过程也可以看作一阶RL串联电路在正弦输入情况下的零状态响应,如图3所示。
首先,可以根据合环前的基态潮流信息求出理想电源的电压U:
式中,i和j为合环端口;Ui、Uj分别为端口i和j的电压幅值;θi、θj分别为端口i和j的电压相角。
由于不能得知配网功率的具体分配,因此可根据合环相关的两条10kV母线的电压矢量,相关10kV配网出线的功率值和两条合环电缆的参数求得合环点两端的电压矢量,即:
式中,ΔUi、ΔUj为相关母线i和j到合环点的电压降横分量;δUt、δUj为相关母线i和j到合环点的电压降纵分量;rt、xt为母线i到合环点的电缆电阻和电抗;rj、xj为母线j到合环点的电缆电阻和电抗;U'i、θ'为母线i的电压幅值和相角;U'j、θ'j为母线j的电压幅值和相角。
对于RL电路,外施电压源为正弦电压,即:
式中,us为合环电压;Um为理想电源的幅值;φu为合环时电源电压的初相角,它取决于合环的时刻,也可称作接入相位角;ω为角速度;t为时间。合环后,电路方程为:
式中,R、L为一阶RL电路的电阻和电抗。其通解为i=i'+i",其中自有分量,为时间常数,可以通过端口阻抗求出);i'为以下方程的特解。
根据待定常数法,设:
式中,Im和θ为特定常数,将式(9)代入式(8)得:
求解得:
设则方程(7)的通解为:
由于在进行合环操作之前i(0+)=i(0-)=0,因此有:
从而得出A,且有,将其代入式(12),最终得到合环冲击电流表达式为:
由式(22)可知,合环电流由前半部的强制分量和后半部的自由分量组成,其状态与合环时电源电压的初相角有关。当φu=δ时,后半部自由分量为零,即合环后直接进入稳态。
在进行合环操作前,应该预计合环后可能产生的极致情况。当时,有:
由此可知,■越大,自由分量的衰减就越慢。经过约半个周期的时间,冲击电流几乎为稳态电流最大值的2倍。
本文将合环运行等效为开环运行方式与合环点两侧具有附加电压源作用的结果,合环稳态电流等于开环方式下的负荷电流与合环点两侧电压差引起的环流叠加。计算步骤为:
(1)计算合环前配网的潮流,得到合环点两侧的电压矢量差。
(2)计算等值后的环网总阻抗。
(3)计算开环方式下的负荷电流。
(4)计算合环点两侧电压差引起的环流。
(5)将开环方式下的负荷电流与合环点两侧电压差引起的环流叠加。
对于合环冲击电流,因电力系统三相对称,故只取其中的一相进行研究,环网阻抗可以简化为RL串联网络。
3 应用
基于能量管理系统(EMS)的在线合环冲击电流预警功能在南通电网中得到应用。从南通电网地县一体化能量管理系统OPEN-3000 EMS中获取在线模型及断面数据,将相关信息存入合环冲击电流分析的计算库中;在电网一次接线图上提供相应的界面进行合环点的设定;利用广度优先算法对合环路径进行搜索,对环路所经过的电压等级、路径上变压器的接线方式进行校验,并提供环路展示界面;求取合环电流的强制分量和自由分量,得到冲击电流的最大冲击值和稳态值,结合线路的保护定值和整定时间,判断出线的保护装置在合环后是否会动作,给出分析表格及结论,供在线研判及参考。
4 结束语
在线合环冲击电流预警分析软件实现了在线生成计算分析模型和实时电网运行方式,电网模型具有时效适应性;采用环路合环端口阻抗法,合环冲击电流计算结果具有准确性;界面友好,软件功能具有实用性。通过研究分析合环冲击电流风险,为实施转供电提供了良好的技术支持,有效提高了电网调度和运行人员对电网合环操作的分析能力,使合环调度由经验型上升为分析型,降低了合环操作的风险,保障了用户供电安全性和可靠性。
参考文献
[1]陈霄,王磊,李扬.配电网络合环冲击电流的分析[J].电力自动化设备,2005,25(4):40-42
[2]葛少云.李晓明.基于戴维南等值的配电网合环冲击电流计算[J].电力系统及其自动化学报.2007,19(6):124~127
冲击电流法 篇5
关键词：千安级冲击电流,超级电容器,GIS,导电连接件,测量,回路电阻
0 引言
气体绝缘组合电器(GIS)由于具有体积小、占地面积少和维护方便等优点,在电力系统中得到了广泛应用。但每年因GIS故障而导致的电网事故,给国民经济造成了严重的损失。2010年4月,佛山供电局辖区世龙站发生单相短路故障,导致GIS触头烧蚀;2010年6月丹桂站母线发生三相短路,电弧导致母线烧蚀。事后调查发现,投运前采用传统回路电阻测量方法测量的回路电阻数据合格,但是在投运后事故仍然发生[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10]。因此,精确测量GIS触头的回路电阻,将有利于降低GIS故障的发生概率,对电力系统安全运行尤为重要。
目前,回路电阻测量主要难在测量电流较小导致无法准确测量GIS触头的接触电阻,而提高测量电流将导致设备过重,不便于现场试验。常用的直流电流源回路电阻测量仪,虽然电流稳定、便于测量,但只能输出100 ~ 600 A的电流,要产生更大的电流,设备成本和重量都将大幅增加,导致其便携性差,不利于现场检修试验的开展。基于电容电感组成二阶振荡电路[11]的测量方法,虽可通过采样电流峰值附近的信号消除电感对测量结果造成的影响,但是其产生的电流峰值也仅为100 A,而且持续时间较短,对消除触头的表面膜不利。工频交流电流源进行接触电阻的测量时,感应电压会影响测量的准确性。采用电解电容作为电源时,需要大量的电容串并联才能输出大电流,仍不能解决体积和重量的问题。
上述测量方法都有一定的局限性,因此本文提出采用基于超级电容器的冲击电流源,对接触电阻进行测量。超级电容器具有特大电容量、内阻小、充放电速率高、安全系数高和长期使用免维护等优良特性,能够满足现场产生千安级电流的要求且方便携带[12,13,14,15,16,17,18]。
1 回路电阻测量原理
本文构建的基于超级电容器的测量回路,如图1所示。图中,C为超级电容器的电容,C = 165 F;r为超级电容器的内阻,r=6.3 mΩ;VD0为晶闸管;R0为分流器,R0= 75μΩ;L1和R1分别为测量引线的电感和电阻;L和R分别为被测GIS的电感和电阻。
首先将超级电容器充电到所需电压,触发VD0导通后,电容C经主放电回路放电,测量回路将产生幅值为千安级的冲击电流;将测量得到的分流器两端的压降转换为电流信号、GIS触头两端的压降作为电压信号,可计算得到接触电阻的大小。图2为充电电压为10 V时放电电流幅值和被测元件的端电压幅值。
被测元件的压降u(t)与回路作用电流i(t)的关系为:
其中,R和L分别为某一时刻被测元件的电阻和电感。
图1所示的测量回路中,回路电感主要是被测对象的连线电感,测量的前几毫秒,测量端的电压接近电容器的充电电压,此时电感的压降远大于接触电阻的压降;而当电流达到最大值时,di(t) / dt接近为0,此时测量端的压降信号为纯电阻压降,该电阻的大小将主要反映导电杆触头接触状况。根据式(1)进行推导,得到接触电阻的计算表达式为:
其中,m为采样点;Δt为采样间隔;L可通过不同幅值电流的测量结果计算得到;u(m)和i(m)可通过测量得到;Δt为采样频率的倒数。
2 系统主要硬件设计
2.1 系统硬件整体设计
基于千安级冲击电流的回路电阻测量系统主要由工控机、充电模块、主放电回路、电压隔离传感器以及数字信号处理模块等组成。图3为系统硬件原理框图。
如图3所示,工控机通过串口控制充电电压与充电电流后发出充电指令,充电模块对超级电容器充电;充电完毕后,充电回路自动断开;工控机发出触发指令,晶闸管导通,超级电容器对回路放电;电压与电流信号通过电压隔离传感器进行放大;放大后的信号进入数字信号处理模块,并将接收到的信号进行模数转换后送入工控机进行数据处理,存储结果并生成报表。
2.2 超级电容器
超级电容器是构成系统电源的核心部件,是一种介于电池与普通电容之间的无源器件,具有电容的大电流快速充放电特性,同时也有电池的储能特性,并且重复使用寿命长,放电时利用移动导体间的电子(而不依靠化学反应)释放电流,从而为设备提供电源。
超级电容器的电容量(C)、超级电容器的内阻(r)以及充电电压(Uc)是影响放电电流波形以及幅值的主要因素。通过ATP仿真计算,得到不同因素对测量回路放电电流的影响。表1—3分别为不同条件下,回路中的放电电流峰值。由表1—3可知:当超级电容器内阻和充电电压一定时,电容量越大,放电电流的峰值就越大;当超级电容器电容量和充电电压一定时,内阻越小,放电电流的峰值就越大;当超级电容器电容量和内阻一定时,充电电压越大,放电电流的峰值就越大。因此,选取超级电容器的原则是电容量要大且内阻要小,并可以通过增加充电电压提高放电电流的峰值[19,20,21,22,23,24,25]。
在充分考虑现场测量要求以及便携性的基础上,本文采用电容量为165 F、内阻为6.3 mΩ的超级电容器,其质量为13 kg。在一般现场试验条件下,该超级电容器能满足产生千安级峰值电流的要求。
2.3 数据采集
基于千安级冲击电流的回路电阻测量系统,选用适当量程和高响应速度的电压隔离传感器保证数模转换的精度,提高数据采集卡的利用率,同时也实现强、弱电的隔离。利用差分通道采集经电压隔离传感器放大过的2路信号,并将信号接地连接到低电压输入端,以避免共模电压引起的接地环路噪声。数字信号处理模块采用16位的数模转换器,其采样频率为250 k Hz,并采取“先采集、先存储、后处理”的模式,保证了回路电阻测量系统抗干扰和高速采样的特点。
3 系统软件设计
基于千安级冲击电流的回路电阻测量系统的软件部分采用Labview图形化编程语言开发,系统主要功能模块包括:充 / 放电控制、数据采集控制、数字滤波、数值计算、数据显示、数据存储和生成报表等,程序流程如图4所示。
试验时将测量的数据存入数据库,存储内容包括变电站名称、被测对象名称、试验时间、回路电流波形、电压波形以及回路电阻值,用户可根据现场实际情况设置测量参数。软件集成了试验对象的历史数据,用户可根据年、季度、月份、日等选项查询数据,以便用户直观了解GIS触头的历史测量数据,方便安全维护。
4 实验室调试
以100μΩ分流器模拟被测导电连接件,试验目的在于评估基于千安级冲击电流的回路电阻测量系统的测量准确性及稳定性。另外,在充电电压为30 V时,测量不同阻值的标准电阻,验证测量系统在不同测量范围内的测量准确性,为测量装置的主要技术指标的提出提供依据。在不同的充电电压下,分别进行5组试验,放电电流峰值、回路电阻值以及测量相对误差如表4所示。测量系统对60 ~1500μΩ标准电阻的测量结果及相对误差如表5所示。
表4的试验数据表明:基于千安级冲击电流的回路电阻测量系统的放电电流峰值,随着充电电压的增加而增大,当充电电压大于等于15 V时,放电电流峰值超过了千安级;测量数据的分散性较小,说明系统的稳定性良好。由于本系统计算回路电阻时选择的是当电流达到最大值的时刻,此时di(t) / dt接近为0,而不是完全等于0,因此测量结果有一定的误差。但是根据测量结果,在不同充电电压下,测量结果的相对误差均在1% 以内,测量精度较高。
由表5数据可知,在测量范围为60~1500μΩ、充电电压为30 V时,测量结果的相对误差均在0.5%以内。而GIS触头的回路电阻范围也正是位于此区间(几十至几百微欧),因此,该测量系统能够满足工程实际需要。
5 现场试验
5.1 试验布置
针对某在建500 k V变电站的GIS进行现场试验,试验回路包括母线侧接地刀闸、断路器、电流互感器、线路刀闸和线路接地刀闸。试验中,还将可调节插入深度的弹簧触头与新建的GIS间隔串联构造故障状态,并对GIS间隔的接触状态进行评估。故障状态示意图如图5所示。被测的GIS间隔总长为18.5 m,测量引线共10 m,对B相进行测量,其回路电阻允许的管理值范围为225~345μΩ。
为了验证基于千安级冲击电流的回路电阻测量系统测量的有效性,将本文系统测量结果与常规直流回路电阻测试仪测量结果进行对比。
5.2 测量结果及分析
5.2.1 GIS 间隔测量结果
针对某在建500 k V变电站内多间隔GIS设备进行现场试验,对比测量结果见表6。采用常规直流测试仪进行测量时,随着直流电流从100 A增至600 A,回路电阻逐渐增大;采用本文测量系统进行测量时,随着作用电流幅值达到千安级,回路电阻基本趋于稳定。利用管理值判断可知,2种测量系统测得的结果均在允许范围之内,表明GIS触头接触状态良好。
由表6可知,GIS触头接触状态良好时,采用常规直流测试仪测量的结果较分散,而采用本文测量系统测量的结果稳定性高,回路电阻值基本不变。这是因为当GIS触头正常连接时,接触面处的接触点数足够多,其呈现的回路电阻很小,在通过额定及以下电流时,接触斑点处的温升不超过允许值,回路电阻变化不大。其次基于千安级冲击电流的回路电阻测量系统能产生千安级的作用电流,在复杂电磁环境下利用千安级的作用电流测量,抗干扰能力较强。
5.2.2 GIS 间隔与触头串联测量结果
将上述多间隔GIS设备与可构造故障的弹簧触头串联进行现场试验。弹簧触头的接触压力主要体现在主触头里镶嵌的2根弹簧上,由弹簧触头的结构尺寸可知,当插入深度为33 ~ 63 mm(63 mm时为完全插入)时,2根弹簧都作用在右侧触头上,接触压力不变;当插入深度小于33 mm时,只有1根弹簧作用在右侧触头上,接触电阻会有明显的变化;当插入深度小于21 mm时,触头不与弹簧接触,接触电阻会明显增大。测量结果对比如表7所示。
当该GIS间隔与弹簧触头串联时,由于串联连接处的连接电阻较大,导致测量时总的回路电阻阻值较大;当触头插入深度为28mm时,由于常规直流测试仪的功率较小,不能够产生600 A的放电电流。
当GIS间隔与接触良好的触头连接时,采用常规直流测试仪测量的回路电阻随着直流电流幅值的增加逐渐增大,测量结果分散;采用本文测量系统,随着作用电流幅值达到千安级,回路电阻的测量结果基本稳定。
当GIS间隔与故障触头连接时,随着作用电流幅值的增加,回路电阻逐渐增大。相对常规直流测试仪,采用本文测量系统测量的回路电阻变化明显,特别当触头插入深度为28 mm时,测量值明显增大,反映了触头存在故障。这是因为当GIS触头连接出现故障时,接触处的接触点数会大幅度下降,其呈现的回路电阻将增大;当连接处通过的电流较大而接近额定电流时,由于局部温度升高会导致接触点变软,失去导电性能,甚至导致接触处的接触斑点熔融,GIS触头的回路电阻变化明显。
6 结论
a. 本文研制了以超级电容器为核心的回路电阻测量系统的充电模块和基于千安级冲击电流的回路电阻测量系统。
b. 试验结果表明 ,该测量系统能够产生千安级的冲击电流,测量稳定性高,测量结果准确,相对误差在1% 以内。
冲击电流法 篇6
根据实际的生产运行分析, 在110~500 KV设备事故中, 雷击造成的输电线路跳闸占总次数的第1位, 已严重影响了电网的安全可靠运行。[3,4,5]输电线路分布广, 地处旷野多, 线路的雷害事故占很大比重, 尤其是沿海地区表现尤为突出。线路落雷后, 沿输电线路传入变电站的侵入波威胁到变电站内的电气设备, 是造成变电站事故的重要因素。随着社会发展, 电力在人类生产、生活中发挥着不可替代的作用, 因此, 保证输电线路的安全、稳定与畅通也变得尤其重要。
目前, 国内外相关的研究现状都还停留在基于泄漏电流的监测上, 避雷器的泄漏电流通常作为监测避雷器运行状况的一种重要手段, 但对于输电线路上带纯空气间隙的避雷器, 在正常运行中无泄漏电流通过避雷器, 也就无法通过测量泄漏电流来评价避雷器的状态。并且输电线路条件复杂, 很难进行预防性试验和带电试验, 所以在进行泄漏电流在线监测的基础上, 开展基于避雷器雷电冲击电流的在线监测具有重要的意义和价值。
1 基本原理及实现方案
1.1 泄漏电流评价避雷器状态基本原理
由于金属氧化物有良好的非线性电阻特性, 所以氧化锌避雷器内部没有放电间隙。正是由于没有放电间隙, 在正常运行中阀片长期承受电力系统运行电压的作用, 有泄漏电流不断流过避雷器的各个串联的氧化锌电阻片, 在加上内部受潮或过热等因素的影响, 因而会造成阀片非线性电阻特性的劣化。这种劣化的主要表现是正常电压下的阻性电流的增加, 阻性电流的加大造成发热量的增加, 避雷器内部温度的上升, 温度的上升又加速阀片的老化, 形成恶性循坏, 最后导致MOA由于过热而损坏, 严重时可能引起避雷器的爆炸, 引起大面积停电事故。[6]因此可以把测量避雷器的泄漏电流作为监测避雷器健康状况的一种重要手段。
一般认为仅占总泄漏电流10%~20%的阻性电流的增加是引起氧化锌避雷器劣化的主要因素, 其中主要包括:瓷套内、外表面的沿面泄漏, 阀片沿面泄漏及其本身的非线性电阻分量, 绝缘支撑件的泄漏等。阻性电流大幅度增加可能是由于密封问题引起的湿度人侵或是氧化锌阀片的过早老化, 而阻性电流的瞬态上升则是由氧化锌阀片温度的临时升高引起的主要原因。所以从总泄漏电流中准确提取其阻性电流才是判断避雷器运行状况的关键。
氧化锌避雷器绝缘性能下降的因素主要有两个:氧化锌阀片老化和受潮。[7]氧化锌阀片老化使其非线性特性变差, 主要表现为在系统正常运行电压下阻性电流高次谐波分量显著增大, 而阻性电流的基波分量相对增加较小;[8]受潮的主要表现为在正常运行电压下阻性电流基波分量显著增大, 而阻性电流的高次谐波分量增加相对较小。[9]针对这样的特性, 对避雷器进行阻性电流的监测如果只监测阻性电流的基波分量或只监测阻性电流高次谐波分量都不能准确地反映其运行状况。因此在本项目中采用的是谐波分析法监测避雷器阻性电流的原理。即通过对电压、电流波形数据进行分析、计算, 得出其阻性电流基波分量和各次谐波分量及变化, 通过比较和综合判断才能实现对避雷器运行状况的监测。
1.2 冲击电流峰值评价避雷器状态基本原理
避雷器标称放电电流是用于划分避雷器等级的, 它是避雷器最基本的技术参数之一, 以8/20波形的雷电冲击电流峰值表示。根据国标《交流无间隙金属氧化物避雷器GB11032》中规定:避雷器应能耐受20次峰值等于避雷器标称额定放电电流而波形为8/20的雷电冲击电流试验, 20次冲击后避雷器不击穿、不闪络、不损坏。而放电电流远小于标放电流时, 基本上不会对避雷器有影响。
带间隙金属氧化物避雷器避免了工频电压长期作用下的老化问题, 其运行状态及累积的冲击破坏与冲击电流的时间和幅值有关, 引起冲击破坏的时间和放电电流幅值成反比。[10]按照国标的要求, 避雷器放电电流峰值大于标放电流的次数大于20次时就需要进行告警和指示。所以通过避雷器的放电电流峰值及大于标放电流的次数, 对于评价避雷器的运行状态, 特别是针对有间隙的避雷器具有重要的价值和参考意义。
1.3 输电线路避雷器在线监测实现方案
1.3.1 整体架构
本系统的整体实现方案分为现场在线监测终端和后台主站采集分析系统两个部分组成。其中终端采用嵌入式系统, 自动采集输电线路避雷器各种监测数据, 包括:避雷器泄漏电流信息、雷击时冲击电流大小、动作次数、动作时间、环境温度、湿度等信息, 并进行数据处理、存储和发送。后台系统主要负责接收所有前端发送的在线测数据, 并完成综合计算、显示存储、趋势分析、数据库以及报警管理等任务。同时主站系统实现与其它相关系统的接口, 实现数据的共享和综合分析。
1.3.2 电流传感器的选型设计
在本项目中, 需要测量泄漏电流和雷电冲击电流峰值, 实现输电线路避雷器的在线监测, 测量数据的要求见表1。
根据1中测量数据对传感器的要求, 在本项目中对于采集的数据采用三个电流传感器以采集不同的数据。三个传感器的选择见表2。采用三个一组的电流传感器既保证了微小泄漏小电流的采集精度, 又保证雷电冲击大电流的采集, 三个采集通道, 功能互不影响。
1.3.3 泄漏电流采集设计方案
泄漏电流的采集采用了电磁式穿芯小电流传感器, 选用起始导磁率高, 损耗小的坡莫合金做铁心。该传感器能够准确检测100 u A~100 m A的工频电流。相位变换误差≤0.05°, 具有极好温度特性和电磁场干扰能力, 完全满足复杂现场干扰下的设备取样的精确度要求。
传感器输出电流信号首先经过运放组成的I/V变换电路变成电压信号, 电压信号经过R C滤波后, 再通过一级运放进行放大。由于设计中采用C P U片内A/D进行采集, 其电压输入范围为0~3.3 V, 因此运放的输出信号需经过1.8V直流平移电路后, 才能输入CPU片内A/D进行采集。I/V变换电路由运放组成, 电路同时采用了直流负反馈设计, 只对交流电流信号进行放大, 对直流信号进行抑制。I/V变换原理如图1所示。
通过电流传感器获得流过避雷器的总电流信号, 获得避雷器运行参考电压信号, 利用采集装置将此时域波形同步地转换为数字化离散信号, 然后将两个离散数字波形信号经离散傅里叶变换 (DFT) 或快速傅里叶变换 (FFT) , 求出电压、电流的各次谐波相角, 进而从总泄漏电流中分离出阻性电流基波值和阻性电流各次谐波值, 针对输电线路避雷器在线监测的特点, 采用离散傅里叶变化的方法, 此种方法相对F F T具有高效、省时、运算速度快等特点。
已知一组数字信号记录x (n) , 长度为M, 则x (n) 的N离散傅里叶变换为:
将 (3-2) 带入公式 (3-1) 可得:
公式 (3) 中, k=1代表基波, k=2代表2次谐波, k=N代表N次谐波。
X (k) 可以分成实部R (k) 和虚步I (k) 分别求和, 则一次谐波 (基波) 幅值计算公式为:
同理, K次谐波的幅值计算公式为
在计算阻性电流时, 设电压基波矢量U=A+Bj;电流基波矢量A (1) =R (1) +I (1) j;可以求出两个向量间的夹角w, 则基波阻性电流分量为:A (1) *cos (w) ;其它谐波阻性分量计算方法类似。
上文中描述的方法是可以从总泄漏电流中分离出阻性电流基波值、阻性电流各次谐波值和总阻性电流值。通过对阻性电流基波值、谐波值和总阻性电流值的监测, 与系统历史采集数据的纵向比较, 可全面地评价避雷器的运行工况。当避雷器阻性电流值发生变化幅度较大时, 应当注意其运行情况, 避雷器就可能存在潜在的隐患。当避雷器在系统正常运行电压下阻性电流高次谐波分量显著增大, 但基波分量相对增加较小时, 可以判断避雷器的氧化锌阀片可能存在老化现象;而在正常运行电压下阻性电流基波分量显著增大, 而高次谐波分量增加相对较小时, 一般可以判断避雷器的氧化锌阀片可能受潮。
根据上文中的分析, 必须要同步采集电流信号以及电压信号。但在高压输电线路杆塔上采集电压信号不仅会给输电线路带来安全隐患, 并且会增加终端安装的现场实施难度, 所以在同步电压信号采集上利用GPS时钟采用同步采集的方案。
在变电站内安装PT电压采集装置, 该装置配置有GPRS通信模块和GPS模块。由于GPS模块有高精度的秒脉冲信息输出, 包括秒脉冲信号和相应的时间信息, 根据设置的固定的采集周期, 输电线路避雷器在线监测装置和站内PT电压采集装置采用秒脉冲的上升沿产生中断, 这样可以保证两个采集单元在同一秒脉冲时刻同步采集, 同步误差保证在0.5 us以内。数据采集完成后, 两个采集单元通过GPRS网络将数据上送到上位机监控软件, 由上位机监控软件通过计算得到阻性电流基波值以及各次谐波值。同步采集的原理图如2所示。
1.3.4 冲击电流峰值采集设计方案
冲击电流峰值的测量采用罗戈夫斯基线圈 (罗氏线圈) , 利用被测电流产生的磁场在线圈内感应的电压来测量电流。一次侧为单根载流导线, 二次侧为罗戈夫斯基线圈。因为所测电流的等效频率很高, 所以采用空心的互感器, 这样可以避免铁心饱和所带来的损耗及非线性影响。
由于冲击电流持续时间段、变化快, 只需测量冲击电流的峰值。因此, 传感器信号经前置调理电路送入保持电路作电压信号保持, 以保证A/D能够采集到峰值电压信号, 保持电路由整流桥, 电容, 电阻分压组成。传感器输出电流信号先通过电阻转换成电压信号, 再通过整流桥把传感器输出的正负极性冲击电流信号整流成正极性冲击电压, 用此电压对电容进行充电。当被测一次电流到峰值时, 电容电压也会相应充电到峰值电压, 而当被测一次电流从峰值在20 us内变化到0 V时, 整流桥由于输出电压比输入电压高而断开, 与电容并联的放电回路电阻选择兆欧级, 可以让电容电压从峰值放电到0 V的时间为几十个ms, 从而保证C P U能对峰值电压进行采集和记数。峰值保持电路原理图如图3所示。
设计中分大小冲击电流采集, 所以要分别装2个独立的冲击电流传感器, 小冲击电流起始点为±50 A, CPU只需根据中断信号对其记数即可, 不需要做采集;大冲击电流起始点为±4 K A, C P U根据中断信号对其记数的同时, 还要采集峰值电压大小, 然后再由后台软件换算成实际冲击电流峰值大小。
1.4 相关试验
为了验证终端设备的各项功能性能指标, 在项目的相关试验中采用分流器—示波器测量法来测量冲击电流的准确性, 测试原理如图4所示。其中RS为分流器, 则冲击电流的实际值为:
其中:u1为示波器测得分流器RS两端的电压值;
RS为分流器RS的阻值, 本实验选用的分流器的阻值为0.1 mΩ。
冲击电流测试数据见表3, 泄漏电流测试数据见表4, 通过测试可以得出, 终端的各项技术指标均满足要求。
2 结论
输电线路避雷器由于安装位置、运行环境、维护方式等因素的特殊性, 一直都没有一种有效的手段来评价避雷器的运行状态。针对高压输电线路避雷器在线监测存在的各种困难和问题, 本文在分析了传统的避雷器在线监测实现原理的基础上, 提出了一种适合输电线路避雷器的全运行状态实时监测技术。本项目的研究实现了输电线路避雷器的在线监测, 减少了检修和停电导致的经济损失, 使得输电线路避雷器日常运维工作有据可依, 提高电网运行的可靠性。
摘要：避雷器是电力系统重要设备之一, 其性能的优劣对电网安全运行起着很大作用, 但输电线路避雷器目前采用的定期预防性试验存在时限性及操作困难等问题。针对输电线路避雷器的特点, 本文提出了基于泄漏电流和雷电冲击电流测量的避雷器全运行状态的实时监测技术。通过采集泄漏电流评价线路避雷器的受潮、老化等状态;雷击时通过避雷器冲击大电流的次数和峰值, 它反映避雷器的剩余寿命以及是否需要预防性试验;冲击小电流的次数, 它可为雷电防护及雷击事故分析提供极有价值的科学依据。本文研究成果对提升全网的故障预防及事故分析能力具有重要的积极意义, 有利于提高输电线路防雷水平及降低输电线路雷击跳闸次数。
关键词：输电线路,避雷器,冲击电流,泄漏电流,在线监测
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冲击电流法 篇7
关键词：电机电源,投切角度
引言
根据工作实践经验的积累和实践情况分析, 主要研究确定投切角度的传统方法是对异步电机进行建模, 分析不同投切角度下冲击电流峰值的大小得到最佳投切角。但该种方法对单相电机较为适用, 如果所研究对象是三相异步电机, 由于各相冲击电流的幅值和相位不同, 因此很难判断该投切角度下所产生的冲击电流对电机影响最小。本文通过建立三相异步电机的数学模型, 进而得到异步电机在横转速条件下投切电源时的三相冲击电流及其对应电流谐波的总失真THD。最后从冲击电流对绝缘寿命影响及冲击电流谐波总失真THD对电机本身及周围电气设备影响两个方面分别给出了感应电机最佳投切角度。
1 电机模型的建立
为了保证负载工作的连续性, 要求在转速未下降到负载不能正常工作之前将电机投切到备用电源。因此为了分析方便, 假设电机在投切到备用电源过程中转速始终保持同步转速wr不变。同时, 考虑到异步电动机是一个及其复杂的系统, 其中涉及到力、电、磁之间的转换, 因此三相异步电动机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。为了使问题简化, 在建立异步电动机数学模型时做如下假设;1) 气隙磁通密度在空间按正弦分布, 忽略磁场的高次谐波;2) 忽略铁心损耗及铜耗;3) 不考虑频率和温度变化对绕组电阻的影响;4) 不计转子绕组积流效应与异步电动机结构方面带来的非线性问题;5) 断电后及投切过程中异步电机始终保持同步速wr, 因此在此过程中电磁转矩方程可忽略。
2 冲击电流热效应对绝缘寿命影响分析
冲击电流热效应产生的主要影响表现在其对绕组绝缘造成的绝缘损耗。虽然在横转速条件下进行投切, 其单次投切产生的的冲击电流热效应不足以破坏电机绕组绝缘, 但如果考虑其绝缘损耗的长期累积作用, 累积的绝缘损耗也会使其绝缘寿命受到影响。
2.1 谐波对电机本身及电气设备影响角度分析
在感应电机投切过程中, 如果投切不当, 在产生较大冲击电流的同时会产生很严重的谐波干扰, 对用电设备及电机本身造成影响。谐波对用电设备及电机影响主要表现在如下几个方面:1) 谐波增加电动机的附加损耗, 降低效率, 使电动机发热增加;2) 使电动机产生脉动力矩、机械振动、噪声及谐波过电压;3) 容易导致继电保护和自动装置误动作, 并会使电力测量不准确;4) 对弱电系统造成干扰;
2.2 综合考虑两种因素作用下的投切角度选择
从上述分析可以看出, 对于单独考虑冲击电流热效应对绕组绝缘影响或谐波影响时, 电源的最佳投切角度有所差别。但考虑到异步电机同步速投切产生的冲击电流过渡过程较短, 而且不属于频繁投切, 因此冲击电流产生的绝缘损耗对电机的影响相比谐波的影响低。当必须考虑两种情况共同作用下投切角度的选择时, 可根据两种情况的重要程度, 采取权系数的方法确定投切角。
式中:α为考虑两种情况作用下的投切角;ω1, ω2分别为两种情况所对应的权系数, 视条件而定, 其中ω1+ω2=1;f1, f2分别为发热产生的绝缘损耗及谐波THD归一化后对应的函数。
由 (1) 式可以很容易知道, 当忽略谐波影响而主要考虑发热对绕组绝缘产生的作用时, 可取ω1=1, ω2=0。而当忽略绝缘损耗而只考虑谐波影响时, 可取ω1=0, ω2=1。而当ω1, ω2在 (0, 1) 之间选择时, 其决定的最佳投切角介于f1, f2所确定的最佳投切角之间, 其具体值视两种情况影响的强弱也即是ω1, ω2两个权值的大小而定。
3 结论