同步旋转论文

2024-09-07

同步旋转论文（通用5篇）

同步旋转论文篇1

引言

无刷励磁同步电动机作为动力拖动设备,消灭了因滑环与碳刷无休止地滑动接触致碳刷磨损产生必然的火花。所以,无刷励磁同步电动机成为具有防爆、防尘、防腐蚀、恒速可控、启动特性优良、事故时能够自动强行励磁稳速和永不停转要求的石油、化工行业及其他特殊场合的选择。

主电机(同步电动机主体部分)和励磁装置组成无刷励磁同步电动机。励磁装置包含旋转整流器、交流励磁机和静态励磁装置,工作原理如图1所示。

主电机转子与交流励磁机转子同轴,励磁机采用定子励磁、转子发电的工作方式。励磁机定子由静态励磁装置供电,与电动机主轴一起旋转的转子绕组感应出三相交流电,该三相交流电经整流桥整流后供给同步电动机转子绕组,产生励磁电流。通过改变励磁机定子的励磁电流,可调整励磁机转子发出的三相交流电压,从而改变同步电动机励磁绕组的励磁电流,达到控制其启动与运行的目的。励磁装置作用如表1所示。其性能优劣直接影响到同步电动机系统安全稳定的启动与运行。

1 工程概况

独石化公司乙烯厂某制氢车间的加氢裂化装置中有6台压缩机。压缩机是对催化反应需要的新氢进行增压液化处理的设备。2004年该车间采用北重电机厂生产的同步电动机,功率为450k W~500k W,配套WLK-02II型微机励磁系统驱动,进行压氢作业。该套设备运行近10年,出现同步动作不可靠,运行不稳定等问题,严重影响加氢裂化装置的安全生产。

2014年2月该车间技术改造,采用TAKW450-18增安型大型同步电动机驱动往复式压缩机对新氢进行增压,定子额定电压6k V,装机容量达到1250k W。配电装置采用户内式布置,布置于主厂房6k V机组旁,6k V电源由户外35/6k V专用变电所负责供电,配用1600KVA主变压器1台。励磁装置升级为WLK-03SC/N1型微机励磁,WLK-03SC型属于WLK系列无刷励磁装置第三代产品,配套的DSB断电失步保护装置DSBIII为PLC式,额定励磁电压为72V,额定励磁电流为11A,恒功率因数自动控制方式。与前两代励磁装置比较,该装置采用双微机控制系统及触摸屏,可带载不停机更换控制板;保护功能完善,具备失步保护及不减载自动再整步功能,可满足工业环境下长周期连续运行的要求,安装环境如表2所示。

该装置设计有双电源自动切换单元,切换时间<80ms。该单元由双电源自动切换开关A.T.S进行主、备电源切换,主、备电源电压为380/220VAC(三相四线制),相线分别接至A.T.S进线端,A、B和C接主电源,U、V和W接备用电源,两路电源的相位保持一致。

2 结构及功能

WLK-03SC/N1型微机励磁装置由旋转励磁和静态励磁两部分组成,如图2所示。

2.1 静态励磁装置

静态励磁装置是为交流励磁机提供直流励磁调节、控制和保护的设备。装置由控制中心CC和触摸屏组成,控制中心CC为装置核心,使用Modbus协议与触摸屏及上位机通信,上位机选用工业PC机,功能是远程监控。

控制中心CC为A/B机(A开B备)双控制系统。系统中包括A、B机的CPU模块、I/O模块和DY电源模块。CPU模块以80C196KC为中心,带A/D转换及DI/DO,配隔离光耦,具有掉电保护功能。由I/O模块输出的模拟量送至CPU进行A/D转换,数字量经光耦隔离后与CPU模块相连。CPU根据输入信号(包含触摸屏输入信号)处理计算后,完成逻辑运算、控制和保护功能,并执行脉冲输出和数字量输出,CPU的脉冲输出通过I/O模块经过隔离单元及脉冲放大后,供给三相半控桥触发脉冲。DY电源模块输入采用直流开关电源和交流开关电源双路供电的24V,输出为5V和±12V。为提高可靠性和避免外部电源的干扰,±12V电源供IO模块及传感器模块使用,5V电源专供双系统的CPU使用。

触摸屏采用威纶通科技有限公司(WEINVIEW CO,LTDeview)的MT 506。输入电压:2 4 VDC;电源电阻:4Ω;显示器:5.6”,256色,TFT LCD;分辨率:320×234,支持USB2.0;处理器:32 Bit RISC 400MHz;内存(DRAM):64MB DDR2 on board;通讯口:RS-232/RS-485(2W/4W),本系统通信选用RS485接口;应用软件:EB8000 V2.0.0。触摸屏能够查看到同步电动机的励磁装置的Uff、Iff、α、U、I、cosφ、f、P、Q等参数,以及现场监控装置发出的报警信息,在运行中还能够根据控制要求修改设定值。“事件记录”中有故障报警信息及重要操作的记录,方便故障出现后进行问题分析。

2.2 旋转励磁装置

旋转整流器和交流励磁机属于旋转励磁部分。交流励磁机由生产电机厂家提供,这里不做分析。

该励磁装置配套WLK-03B旋转整流器,如图3所示。由盘体、控制模块、整流功率模块、启动功率模块和灭磁电阻模块组成的旋转整流器是无刷励磁系统中最重要的部分,在交流励磁发电机的转子上安装。

整流器的核心器件是控制模块,能够完成电机启动投励,输出触发脉冲,接通功率模块,并控制启动模块对启动电阻的投入与切除。控制模块型号:KZMK-03B,输入电路峰值电压<430V,输出电路电压<660V(阻断时),每路通态时电流<200m A。

整流器件为整流功率模块,是将交流励磁机发出的交流电整流后向主电机转子绕组提供励磁,型号:TDR型。启动功率模块在电动机异步驱动过程中,投入启动电阻,改善主电机异步驱动力矩,实现电动机平稳迅速的无脉振启动,型号:TD型。当控制模块完成启动功能后,启动电阻会自动退出。

同步电动机起动时如果转子处于开路状态,转子中将会感应出极高的电压,一般能达到几千伏,因此,启动时在激磁绕组会并联灭磁电阻RF,阻值约是5~10倍的激磁绕组电阻,在电动机失步时此电阻能够起到保护旋转整流器免受过电压损坏。采用FZ-2型灭磁电阻,使用时8只相同阻值的灭磁电阻串联使用。单个灭磁电阻最大通电电流为210A,通过此电流时,通电时间应该≤12s。

KZMK-03B型控制模块,TDR、TD型功率模块和FZ系列灭磁电阻均为WLK系列增安型无刷励磁系统旋转整流器上的专用部件,部件的性能参数如表3所示[3,4,5,6]。

3 工作原理及特点

WLK-03SC/N1型微机励磁装置从主电源A、B和C得电,经QF空气开关送至励磁变压器TB的一次侧,TB二次侧经接触器KM连于V1~V6组成的三相半控桥。同步电动机在高压断路器QS合闸后启动,由高压断路辅助触点启动静态励磁柜变压器输出端的接触器KM经过T1的延时时间后,主触点自动闭合,同时输出触发脉冲,三相半控桥按设定值90°的初始值提供直流励磁电压和励磁电流,KM主触点吸合后经一定延时,即在电动机可靠牵入同步后,自动调节系统和保护系统才投入工作。该装置特点如表4所示。

该装置还具备旋转整流器故障检测功能。运行过程中,电网电压下降到额定电压80%时,励磁系统能提供≥1.4Uff的强励电压,强励时间≤50s。

4 结束语

2014年6月该车间完成了同步电动机和励磁装置的安装及技术升级工作,该励磁装置运行近一年,发挥稳定,能够对同步电动机的运行进行实时监控及出现故障时准确报警和切换,有效地保障了压缩机的安全工作和加氢裂化装置的稳定生产。

摘要：高安全性能的压缩机是氢气加压裂化所需的重要设备,需要使用无刷励磁同步电动机来驱动,并且其启动和运行性能有苛刻要求。2014年独石化乙烯厂制氢车间技术改造时,换用TAKW450-18增安型大型高压无刷同步电动机,其旋转励磁器采用WLK-03SC/N1替代了已经运行近10年的旧装置。本文介绍了该WLK-03SC/N1励磁器的结构、功能、工作原理及其优点。实践表明新装无刷同步电动机能够满足压缩机安全性的要求,保证了加压氢裂装置的稳定运行。

关键词：励磁装置,无刷同步电动机,控制

参考文献

[1]向往.无刷同步电动机智能全数字励磁系统研究[D].武汉:武汉科技大学,2008.

[2]中国核工业电机运行技术开发有限公司.WLK-03SC/N1型无刷静态励磁装置使用手册5/26.2-2013SM,2014.

[3]GB3836.1-2000,爆炸性环境用防爆电气设备通用要求[S]

[4]GB3836.9-2000,爆炸性环境用防爆电气设备浇封型电气设备“m”[S]

[5]GB3836.3-2000,爆炸性环境用防爆电气设备增安型电气设备“e”[S]

[6]吴建国.JB/DQ3292-88增安型无刷励磁同步电动机防爆技术要求[S].电气防爆:2000(1):41.

同步旋转论文篇2

1 常规的检测算法

1.1 d q坐标变换检测算法[4]

令系统三相电压uabc为：

式(2)三相电压uabc经dq变换后：

由于三相测量电压中还包含谐波分量和测量误差，常将式(4)通过低通滤波器(LPF)，如图1所示。理论上dq坐标变换检测算法的判断量为：

1.2 基于αβ坐标变换检测算法

文献[5]提出一种只基于αβ坐标变换的检测算法，通过电压的α、β分量构造同步旋转坐标变换，模拟d q变换检测算法，并可省去锁相环节和三角函数计算。将dq变换矩阵P可分解为

式中：θ=ωt。故uabc可分2次变换：

同步旋转角θ可用电压矢量uαβ表示：

将式(11)代入式(10)，同步电压矢量udq为：

将式(12)代入式(4)，得

式(13)与式(4)相同，即基于αβ坐标变换的检测算法与dq变换检测算法等效，其检测原理如图3。理论上αβ坐标变换检测算法的判断量为：

1.3 带陷波器的d q坐标变换检测算法

观察式(3)，三相不对称电压的正序基频分量转换成直流量，而基频负序分量转换成2次分量。为分离基波正序分量，可采用陷波器(Notch)，其传递函数为：

式中：ω0为陷波角频率，设为2ωf(ωf为基频角频率);ζ为阻尼比。带陷波器的d q坐标变换检测算法如图4所示。理论上该算法的判断量为：

2 基于正负序双旋转坐标变换检测算法

传统dq坐标变换是正序同步旋转坐标变换，考虑构造负序同步旋转坐标变换，将-θ代入式(8)，则：

将uαβ通过上述负序同步旋转坐标变换，得

式中：ud N,uq N为三相电压在负序同步坐标下的d、q分量。正负序双同步旋转坐标变换检测算法如图5所示。理论上该算法的判断量为：

3 仿真分析与比较

利用PSCAD通过单相接地短路对传统d q变换算法和αβ变换算法的检测性能进行仿真比较。仿真中设定三相380 V系统中a相0.2 s时发生接地短路，仿真波形如图6所示。

图6中：Ua,Ub和Uc为三相电压;Vd q,Vαβ，VP,VP-N分别为d q坐标变换，αβ坐标变换，带陷波器d q坐标变换和正负序双同步旋转坐标变换四类检测算法的检测量;VN为负序同步旋转坐标变换检测到的负序分量;Vref为判跌门限，三相系统中设为0.38×90%=0.342 kV;F_trig为故障发生逻辑，Detect_d q,Detect_αβ，Detect_P,Detect_P-N分别为上述4类检测算法的检测逻辑，0表示未发生或未检测到，1表示发生或检测到。

不同故障情况下各类检测算法仿真结果如表1所示，仿真结果由电压跌落检测时间和稳态值2部分组成，单位分别为ms和kV。由于αβ坐标变换和d q坐标变换的检测性能极为相似，故将其数据列为一类。

4 结束语

正负序双同步旋转坐标变换算法，通过构造一个由正序和负序2个分量构成的检测量，当发生各类对称故障时，所构成的检测量具有更快的下降速度，并且普遍适用于各类故障情况。因此，具有较常规的dq变换检测算法更快的检测速度。

摘要：电压跌落的快速准确检测对于电能质量的监测与治理具有重要意义。通过进行正序和负序的同步旋转坐标变换,构造一个由正序和负序2个分量构成的检测量,用于电压跌落的检测。5种情况下的跌落检测仿真均验证了该算法的有效性,并且较其他算法具有更高的检测精度和更快的检测速度。

关键词：电压跌落,dq变换,αβ变换,正负序双同步旋转坐标变换

参考文献

[1]孙连旗.电网电压瞬间跌落的危害和防范措施[J].天津电力技术,2006,(2):28-29.

[2]金钊,刘炳.电压跌落分析与对策[J].电力设备,2006,7(4):63-66.

[3]李光琦.电力系统暂态分析[M].北京:中国电力出版社,1995.

[4]肖湘宁,徐永海,刘昊.电压凹陷特征量检测算法研究[J].电力自动化设备,2002,22(1):19-22.

同步旋转论文篇3

近年来,如何解决感应电机由于参数变化引起的控制性能下降问题是人们研究的热点,围绕矢量控制的鲁棒性问题,人们做了许多工作(主要是估计转子时间常数),但在提高系统自适应能力的同时增加了控制结构的复杂性[1];提高系统自适应或鲁棒性也是解析逆系统控制及微分几何这些非线性方法面临的问题,文献[2]提出的自适应反馈线性化理论上严谨,但只在考虑转子电阻和负载转矩两种变化的情况下就使结构十分复杂,而且没有考虑到未建模动态等因素;文献[3]采用神经网络逆系统替代解析逆系统,提高了系统的鲁棒性,它实现了转子磁场定向坐标系下电压分量之间的近似解耦和线性化,但是与电流控制型结构相比,电压控制型的感应电机控制方法鲁棒性较差。

本文利用解析逆系统理论,针对同步旋转坐标系下感应电机的三阶模型,推导了输出为转子磁链幅值和转速的电流控制型感应电机模型一般形式的解析逆控制律,根据神经网络逆系统控制理论[4],采用神经网络逼近解析逆系统,实现了感应电机系统的自适应解耦及线性化,使得外环线性调节器的设计更加简单。最后,对提出的神经网络逆解耦线性化控制方法进行了仿真及实验验证。

2 电流控制型感应电机解析逆方法的原理及推导

若感应电机是以电流控制电压源逆变器供电驱动,电流环采用滞环控制或PI等高增益控制器,这样强迫电流反馈量跟踪给定量, 当电流环响应足够快时,则两相同步旋转坐标系中以定子电流、转子磁链和机械角速度为状态变量的感应电机5阶模型中的电流动态方程可以忽略,以电压为控制量的感应电机模型变成了以电流为控制量的感应电机模型

${\begin{cases} \frac{d x_{1}}{d t} = - α x_{1} + (ω_{e} - n_{p} x_{3}) x_{2} + α L_{m} u_{1} \\ \frac{d x_{2}}{d t} = - α x_{2} - (ω_{e} - n_{p} x_{3}) x_{1} + α L_{m} u_{2} \\ \frac{d x_{3}}{d t} = \frac{1}{J} [n_{p} η (u_{2} x_{1} - u_{1} x_{2}) - Τ_{l}] \end{cases} (1)$

式中:α=Rr/Lr,Rr为转子电阻;η=Lm/Lr,Lr,Lm为转子及定转子间互感;np为极对数;J为转动惯量;Tl为负载转矩。

定义系统的输出为转子磁链幅值与转子机械角速度

$\begin{array}{l} y = h (x, u) = [y_{1} y_{2}]^{Τ} \\ = [\sqrt{x_{1}^{2} + x_{2}^{2}} x_{3}]^{Τ} (2) \end{array}$

$\begin{array}{l} 其中 x = [x_{1} x_{2} x_{3}]^{Τ} = [Ψ_{r d} Ψ_{r q} ω_{m}]^{Τ} \\ u = [u_{1} u_{2}]^{Τ} = [i_{s d} i_{s q}]^{Τ} \\ y = [y_{1} y_{2}]^{Τ} = [\sqrt{Ψ_{r d}^{2} + Ψ_{r q}^{2}} ω_{m}]^{Τ} \end{array}$

式中:x为状态变量;Ψrd,Ψrq为d,q轴转子磁链分量;ωm为转子机械角速度;u为系统输入;isd,isq为d,q轴定子电流分量;y为系统输出。

利用逆系统理论分析式(1)和式(2)所描述感应电机的可逆性,分别对感应电机系统的2个输出求导,直到表达式显含输入u。

$y_{1}^{(0)} = L_{f}^{0} h_{1} (x, u) = \sqrt{x_{1}^{2} + x_{2}^{2}}$

$\begin{array}{l} y_{1}^{(1)} = L_{f}^{1} h_{1} (x, u) \\ = \frac{2 α}{\sqrt{x_{1}^{2} + x_{2}^{2}}} (- x_{1}^{2} - x_{2}^{2} + L_{m} x_{1} u_{1} + L_{m} x_{2} u_{2}) \end{array}$

$y_{2}^{(1)} = L_{f}^{1} h_{2} (x, u) = \frac{1}{J} [n_{p} η (x_{1} u_{2} - x_{2} u_{1}) - Τ_{l}]$

由于

$\partial y_{i}^{(0)} / \partial u_{j} = \frac{\partial}{\partial u_{j}} L_{f}^{0} h_{i} (x, u) = 0 j = 1, 2 i = 1, 2$

$\begin{array}{l} 及 A (x) = [\begin{array}{l} \frac{\partial}{\partial u_{1}} L_{f}^{1} h_{1} (x, u) \frac{\partial}{\partial u_{2}} L_{f}^{1} h_{1} (x, u) \\ \frac{\partial}{\partial u_{1}} L_{f}^{1} h_{2} (x, u) \frac{\partial}{\partial u_{2}} L_{f}^{1} h_{2} (x, u) \end{array}] \\ = [\begin{array}{l} \frac{2 α L_{m}}{\sqrt{x_{1}^{2} + x_{2}^{2}}} x_{1} \frac{2 α L_{m}}{\sqrt{x_{1}^{2} + x_{2}^{2}}} x_{2} \\ - n_{p} η \frac{1}{J} x_{2} n_{p} η \frac{1}{J} x_{1} \end{array}] \end{array}$

从而有

$\det [A (x)] = - 2 α n_{p} η L_{m} \frac{1}{J} \sqrt{x_{1}^{2} + x_{2}^{2}}$

当x $_{1}^{2}$ +x $_{2}^{2}$ =Ψ $_{r d}^{2}$ +Ψ $_{r q}^{2}$ ≠0,det[A(x)]≠0时,A(x)非奇异,即rank[A(x)]=2等于系统的输出维数,系统的相对阶为α={1 1},并可知系统可逆,故感应电机模型可由解析逆系统来实现线性化和解耦。令

${\begin{cases} y_{1}^{(1)} = L_{f}^{1} h_{1} (x, u) = v_{1} \\ y_{2}^{(1)} = L_{f}^{1} h_{2} (x, u) = v_{2} \end{cases} (3)$

将相应的物理量带入,根据隐函数定理,Ψ $_{r d}^{2}$ +Ψ2rq≠0时解得逆系统控制律的表达式为

这里逆系统的输出作为感应电机的电流给定,将逆系统与原系统复合成伪线性系统,复合系统可以等效为2个一阶积分子系统,即转子磁链子系统和转速子系统;另外,解析逆表达式中没有同步角频率,说明控制器与电源同步角频率ωe无关。与电压控制型结构相比,电流控制型结构的逆控制律存在负载转矩,这需要对负载转矩进行观测,这里不再需要负载转矩不能突变的假设。

解析逆控制律表达式中不含有定子参数,因此这种结构对定子参数具有鲁棒性,但它与转子参数、互感及机械参数有关,存在参数扰动敏感问题;而且转子磁链和负载转矩的观测不准会使得解耦被破坏,这点文献[5]作了深入分析,并采用鲁棒性好的外环控制器从另外角度来提高整个系统性能。本节的解析逆控制律推导只是为了从理论上揭示感应电机各物理量之间的关系,通过神经网络逆系统理论来实现感应电机内环的自适应解耦及线性化。

3 电流控制型感应电机神经网络逆控制系统

3.1电流控制型感应电机神经网络逆控制系统的原理

通过解析逆表达式我们已经得到真正关注的各个物理量之间的关系,这种关系为

is=G(Ψr,v,θ,Tl) (5)

式中:θ为感应电机系统电气或机械参数。

利用神经网络来逼近解析逆系统表达式(5),选用3层前项神经网络,隐层和输出层的激活函数分别选为Purelin()和tan sig(),则用来逼近逆系统的神经网络可以表示为

$\begin{array}{l} i_{s Ν Ν} = Ν Ν (\sqrt{Ψ_{r d}^{2} + Ψ_{r q}^{2}}^{(1)}, \sqrt{Ψ_{r d}^{2} + Ψ_{r q}^{2}}, ω_{m}^{(1)}, Ψ_{r d}, Ψ_{r q}, Τ_{l}) \\ = p u r e l i n {W_{2}^{Τ} [\tan s i g (W_{1}^{Τ} Y + B_{1})] + B_{2}} (6) \end{array}$

其中

式中,B1,B2为偏置值向量。

选择适当的训练算法,确定的神经网络就可以取代解析逆系统,得到的神经网络逆控制器可使感应电机系统(电流调节器+逆变器+感应电机)近似解耦和线性化,如图1所示。

从上面可以看出,通过引进神经网络,巧妙地弱化θ的影响,取而代之的是神经网络的权值,由于神经网络是本质自适应系统,具有容错性、鲁棒性等优点,减小了输入量因观测不准造成的影响。它可以在感应电机系统变化时实现系统的自适应解耦及线性化,将感应电机近似解耦线性化成2个独立的积分环节,积分环节中不含有感应电机系统的有关参数,因此,子系统具有鲁棒性,这使得外环控制器设计更加方便。

3.2电流控制型感应电机神经网络逆控制系统的具体设计

感应电机神经网络逆控制系统的设计,主要就是设计其复合控制器,复合控制器由神经网络逆控制器和线性调节器组合而成。神经网络逆控制器的结构确定是依据解析逆控制律来完成的,根据控制律式(4),可以确定输出个数就是感应电机的控制量个数2,输入个数为5或6(加入转子磁链幅值量),而隐层数及隐层个数没有严格的确定方法,一般选择3层前向神经网络,隐层节点数在一定范围内试凑。由图1可知,近似解耦后的转子磁链子系统和转速子系统均为一阶积分子系统,根据线性系统控制理论,可以选用PI或IP型的线性调节器对转子磁链和转速子系统进行设计。神经网络逆控制系统的具体设计有如下步骤。

3.2.1 传统控制方式选择、数据采集及处理

利用感应电机电流控制型转子磁场直接定向控制(RDFOC)[6]或解析逆控制结构来采集神经网络训练数据,这里选用RDFOC,采用传统的设计方法设计转速调节器和磁链调节器得到电流给定分量,逆旋转变换把电流给定分量由同步旋转坐标系变换到两相静止坐标系,再经过3/2变换,得到三相定子给定电流。电流控制采用滞环控制器,三相给定电流与反馈电流相比较,滞环型控制迫使感应电机的三相定子电流跟踪给定电流,产生的开关状态来驱动逆变器使得电流误差减小。转子磁链通过电流转速型磁链估计模型得到,负载转矩采用文献[7]所提出的观测器。

根据电机的物理运行区域,设定磁链给定激励信号和转速给定激励信号,磁链幅值和转速都采用幅值随机变化的激励信号,考虑到磁链变化缓慢,信号变化周期选为较大,转速的信号变化周期选为较小,负载转矩幅值变化范围根据感应电机各个区域的带载能力确定。磁链和转速给定滤波为2阶、截止频率为30 Hz的Butterworth低通滤波器,这是为了得到平滑的给定信号。采集系统的给定电流{i*sdi*sq}和 ${\sqrt{\hat{Ψ}_{r d}^{2} + \hat{Ψ}_{r q}^{2}} ω_{m} \hat{Ψ}_{r d} \hat{Ψ}_{r q} \hat{Τ}_{l}}$ ,其中d,q轴的分量是由矢量控制中α,β轴的分量的物理量通过旋转坐标变换得到的,所需的角度计算方法见图2。根据数据中的噪声含量情况选择相应的滤波算法对采集数据进行滤波处理,由于采集的量都是直流量,本文对采集的数据进行滑动平均值滤波处理。对滤波后的数据中的转速和转子磁链幅值进行离线求导,求导算法采用高精度的5点求导算法,得到的 ${\sqrt{\hat{Ψ}_{r d}^{2} + \hat{Ψ}_{r q}^{2}}^{(1)} \sqrt{\hat{Ψ}_{r d}^{2} + \hat{Ψ}_{r q}^{2}} ω_{m}^{(1)} \hat{Ψ}_{r d} \hat{Ψ}_{r q} \hat{Τ}_{l}}$ 和{i*sdi*sq}分别作为神经网络逆控制器的输入和输出,其中 $\sqrt{\hat{Ψ}_{r d}^{2} + \hat{Ψ}_{r q}^{2}}^{(1)}, ω_{m}^{(1)}$ 是由高精度数值方法离线求得的导数。然后将输入输出量归一化到[-4,+4]范围内,从数据中等间隔获取6 000组数据,将采集的数据分为2组,一组用于神经网络训练,一组用于神经网络测试。

3.2.2 电流控制型感应电机神经网络逆控制系统的设计

选定神经网络逆系统的结构, 神经网络训练算法采用LM算法,训练500步,目标误差为MSE0.000 1,利用测试数据对神经网络进行测试,直到确定满意的神经网络。要说明的是:神经网络的训练具有一定的随机性,因此要得到优秀的网络需要大量的训练测试。得到的神经网络逆控制器把感应电机系统近似解耦线性化成2个一阶积分子系统,即磁链子系统和转速子系统,调节器采用PI调节器,得到的感应电机电流控制型神经网络逆控制系统如图2所示。当Δθ=0时就是转子磁场定向坐标系(MT)下的感应电机电流型神经网络逆控制系统结构。

4 系统仿真及实验

仿真及实验均采用额定功率为1.1 kW的笼式感应电机,其参数为:额定线电压380 V;额定电流2.7 A;定子为星型接法;额定转速146.6 rad/s;极对数为2;定子电感0.574 H;转子电感0.580 H;互感0.55 H;定子电阻5.9 Ω;转子电阻5.6 Ω;转子惯量0.002 1 kg·m2。仿真和实验采集数据的控制方法均为RDFOC,电流调节器采用滞环调节器,磁链调节器和转速调节器采用传统方法设计,使控制效果尽量达到最优。

4.1 系统仿真

系统仿真采用Matlab/Simulink中SimPowerSystems库中的逆变器和感应电机模块,逆变器采用3桥臂IGBT逆变器,直流母线电压设置为600 V,电流滞环型控制器的滞环带宽选为0.001A,最终选定结构为6-13-2、训练误差为MSE 0.001 860 42的神经网络,转子磁链和转速调节器的参数为Kp=56,Ki=1 500。为了模拟感应电机实际运行情况,设感应电机参数变为:Rr=11.2 Ω,Rs=8.85 Ω,而转子磁链观测器及负载观测器所涉及的参数不变。

设转子磁链幅值给定为:0时为0.6 Wb,1.5 s时突变到0.9 Wb;转子转速给定为:0时为146 rad/s,2.5 s时突变为70 rad/s;负载转矩为:0时为空载,在3 s时增加为5 N·m,仿真时间为4 s。图3a,图3b分别为转子磁链幅值和转速的响应曲线,仿真中选Δθ=π/6,结果表明,参数变化时和增加负载时,感应电机有优良的控制性能,转子磁链变化时,转速所受影响很小;转速突变时,转子磁链几乎不受影响,转子磁链和转速之间实现了自适应解耦及线性化,同时转速有较好的抗负载扰动能力。因此在参数变化和负载扰动的情况下,神经网络逆控制方法能够弱化转子磁链与转速之间的耦合,实现了转子磁链和转速的自适应解耦及线性化。

另外,同步旋转坐标变换初始位置Δθ的选择不影响神经网络逆系统控制方法的效果,这与解析逆系统表达式中不含有旋转坐标变换角度量是吻合的。

4.2 系统实验

实验平台的总体结构如图4所示,主要包括德国dSPACE公司的半实物实时仿真工具1103、自行设计的接口板、感应电机及工控机,接口板上包括三菱公司的ASIPM(PS12036)、整流器和逆变器之间的直流电路控制部分及电压电流传感器。工控机通过16位ISA总线与DS1103板进行数据交换,电动机的转速、直流母线电压、定子电流分别通过光电编码器和接口板上电压、电流传感器测得,通过连接面板CLP1103与DS1103板的有关单元相连接。DS1103板的微处理器运算的控制信号通过TMS320F240以PWM信号的形式送到接口板上的ASIPM,从而实现对感应电机的控制。同时有关物理量可以通过示波器进行观测。如果ASIPM出现故障,ASIPM的故障信号反馈给DS1103板的中断端,关闭控制信号,从而使系统得到保护。

该系统的软件部分由Matlab/Simulink和dSPACE提供的RTI模块和ControlDesk组成,Matlab用于控制算法的实现,各种接口模块由RTI提供,从而控制所涉及的接口电路,ControlDesk用于实验物理量的采集、显示和状态控制,同时可以方便地进行调节器参数的在线修改。

实验中直流母线电压为200 V,电流滞环型控制器的滞环带宽选为0.001 A,最终选定结构为5-11-2(空载实验不需要采集负载)、训练误差为MSE 0.008 729 34的神经网络。神经网络模块、电流调节器模块以及磁链计算模块的采样周期为100 μs,转速和磁链调节器的周期设为3 ms,转子磁链和转速PI调节器的参数为Kp=40,Ki=400。为了验证所提神经网络逆控制方法的的解耦效果,做以下2组实验:1)转速给定为75 rad/s,转子磁链幅值在2 s时刻由0.6 Wb跳变为0.4 Wb,运行时间为4 s,结果如图5所示,实验结果表明,转子磁链幅值突变时,转速在2 s处基本不受影响;2)转子磁链幅值给定为0.6 Wb,转速在2 s时刻由50 rad/s跳变为75 rad/s,运行时间为4 s,实验结果如图6所示,实验结果表明,转速突变时,转子磁链幅值在2 s处所受影响很小。从以上2组实验结果可以知道,本文所提的神经网络逆控制方法可以基本实现感应电机系统转子磁链与转速之间的解耦及线性化。

5 结论

本文基于同步旋转坐标系下的感应电机三阶数学模型,推导了输出为转子磁链和转速的电流控制型感应电机解析逆系统控制律,根据神经网络逆系统理论,采用神经网络逆系统来取代解析逆系统控制律,得到了电流控制型感应电机神经网络逆控制的一般形式。此方法减少了对电机参数和转子磁链观测的依赖,弱化了转子磁链与转速之间的耦合,增强了系统鲁棒性,理论分析表明,此控制结构实现了转子磁链与转速之间的自适应解耦线性化,使得外环控制器设计相对简单,整个系统具有优良的动、静态控制性能。仿真结果表明控制系统对电机参数变化及负载扰动具有较强鲁棒性,实验结果表明此方法可以基本实现感应电机系统的解耦及线性化。

摘要：根据同步旋转坐标系下感应电机数学模型,基于控制转子磁链与转速的感应电机电流控制型结构,给出了电流控制型感应电机解析逆控制方法的一般形式的控制律,采用神经网络逼近解析逆控制律,解决由于参数变化和观测量不准带来的解耦被破坏问题。理论分析表明,此方法可以实现感应电机系统的自适应解耦及线性化,弱化了转子磁链与转速之间的耦合程度,简化了外环线性控制器的设计,提高了整个系统控制性能。最后,对感应电机系统控制进行仿真及实验研究来验证该方法的有效性。

关键词：同步旋转坐标系,神经网络逆系统,自适应解耦线性化,电流控制型感应电机,鲁棒性

参考文献

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同步旋转论文篇4

中国石化股份有限公司镇海炼化分公司为国内特大型炼化企业, 炼油加工能力位居国内行业企业前列。炼油生产装置中有多套连续重整装置, 其中三套重整装置于1996年建成, 在当时属于是国内同类装置中生产规模最大的, 两台加氢压缩机组C302A、C302B为关键设备, 配套电动机为增安型无刷励磁同步电动机, 电动机额定功率为3500kW, 属于当时国内最大功率的同步电动机组。正常生产期间, 两台机组必须运行其中一台。

二、无刷励磁系统的工作原理简述

增安型无刷励磁同步电动机因对其取消了碳刷和滑环, 因此无需考虑电动机内部的正压通风系统, 同时励磁系统能量的传递是采用非接触式, 从而大大减少了日常维护的工作量, 满足了连续运行的要求, 其结构如图1所示, 其中励磁发电动机与同步电动机同轴转动。

工作原理:当发出启动机组的命令后, 高压断路器即合闸, 主电动机定子绕组受电后机组启动, 电动机进入异步运行升速状态, 此时旋转整流器灭磁回路可控硅导通, 将灭磁电阻连接至无刷同步电动机的转子励磁绕组上, 一方面, 为机组启动提供较大的启动转矩, 另一方面, 也降低励磁绕组的端电压, 防止过高的感应电压击穿投励回路中的电子元件 (此时旋转整流回路可控硅也处于截止状态) 。当电动机达到亚同步转速且满足准角度投入条件时, 旋转整流器控制模块触发整流可控硅t1～t3, 将励磁发电动机的电枢电压整流后, 加在同步电动机的励磁绕组上, 为同步电动机提供持续的励磁电流, 同时关断灭磁回可控硅。此时, 旋转整流器等效于三相二极管, 最终将电动机顺利地牵入同步状态, 并保持稳定运行。

三、机组存在问题

受当时国内在大型同步机组设计水平、材料供应、制造工艺等方面的制约, 两台压缩机组长周期运行状况不够理想, 压缩机故障比较频繁, 机组切换、维修频次高;同时电动机本体旋转整流部分故障率也很高。公司对电动机自1996年12月正式投入运行至2005年期间内故障情况进行了统计, 共计发生重要的故障7起, 其中因旋转整流环中投励模块的故障有4起, 因投励可控硅的故障有3起。此类故障直接导致机组无法正常启动或在运行中突然停机, 严重影响生产的平稳运行。

四、问题的原因分析

原有旋转整流环的控制原理 (图2) :交流励磁机转子输出, 经三相全桥整流后, 再经投励可控硅SCR3, 输出至主电动机转子绕组, 达到投励目的。启动回路由二极管D12、D13、可控硅SCR1、SCR2和灭磁电阻Rd组成, 在电动机异步启动的过程中, 转子感应电流正负半波分别流经二极管、可控硅和灭磁电阻。

经上述原理分析, 发现旋转励磁存在以下设计缺陷。

(1) 放电电阻模块Rd只有一个开通电压, 开通电压整定值为额定励磁电压值加200V时, 灭磁可控硅才开通;低于整定值时, 灭磁可控硅根本无法导通, 不能满足电动机启动的要求, 电动机启动末尾有脉振现象, 存在转矩的不对称性, 牵入力矩大大减小, 并且在电动机运行过程中, 灭磁可控硅存在误开通现象, 虽然有灭磁电阻误开通报警模块, 但报警模块为光电传输, 其可靠性较差。

(2) 触发控制模块由电阻及二极管组成, 没有滑差检测环节, 只是通过限流电阻, 提供投励可控硅SCR3的触发信号, 以达到投励目的。原有励磁系统投励过程为电动机启动时, 静态励磁靠人为定时投励, 只有当电动机完全进入亚同步转速后, 才能可靠投上励磁, 但电动机靠异步力矩加速至亚同步的时间受电网电压、负载影响较大, 若静态励磁投励时间延时短, 则会造成带励启动, 脉振程度加剧。静态励磁投励时间延时长, 捕捉不到最佳投励时机, 也容易造成投励失败, 同时电动机启动绕组长时间通大电流, 会使绕组的绝缘老化加速。

(3) 投励可控硅SCR3的散热器面积有限, 满负荷运行时发热比整流二极管严重, 易造成投励可控硅SCR3的老化。

五、改造方案

针对上述问题, 在充分论证的基础上, 选用WKLF-41型微机控制无刷同步电动机励磁系统旋转整流励磁装置, 对原有励磁系统进行全面的改造。

1. 新的旋转励磁环的控制原理

(1) 旋转主回路电气图见图3, 主回路包括三相半控桥式整流电路和启动回路。启动回路由启动可控硅、二极管及启动电阻组成。该回路取消了众多励磁厂家采用的直流回路投励主可控硅, 解决了由于直流侧电流大而引起的主可控硅过热的电流瓶颈问题, 同时还避免了由于主可控硅的损坏而导致电动机的失磁现象, 并且其中任意一个功率组件损坏, 都不会导致电动机立即失磁。

(2) 控制回路由主控模块ZK12控制, 电动机启动后, 交流励磁机输出为主控模块提供工作电源。主控模块控制三相半控桥式整流电路及启动回路的工作状况, 在电动机异步启动和再整步异步驱动过程中, 启动可控硅导通阀值被设定为低定值 (10几伏) , 使启动电阻能可靠接入, 保证转子感应电流正负半波对称, 使电动机异步启动和再整步过程中平稳快速。主控模块设有滑差投励和零压计时投励检测环节, 实现顺极性准角投励, 消除牵入同步过程中的振荡, 减小对电动机的冲击。投励完成后, 启动可控硅导通阀值被设定为高定值, 使启动电阻退出回路避免长时带电发热, 当转子回路实现过电压时, 启动回路重新接入电动机转子回路, 吸收过电压, 保护主桥。主控模块设有防止电动机运行中启动回路出现误开通的检测环节, 通过逻辑控制使整流电路工作处于失控工况, 利用其续流时刻将启动可控硅关断。

2. 整流环元器件的参数选择

主电动机参数:额定励磁电流Ife=188A, 额定励磁电压Ufe=195V;空载励磁电流Ife=85A, 空载励磁电压Ufe=60V;灭磁电阻Rd=6Ω, 满压启动感应电流Ifq=145A。

整流功率模块电流按两倍额定励磁电流选择, 电压按>1.5×1.414×Ifq×Rd选择;整流功率模块型号为ZL-400A/2 300V;启动功率模块型号为QD-300A/1 000V;主控制模块电压等级要满足空载和满载励磁电压的要求;主控制模块型号为ZK42-24V/270V。

六、实施效果

在经过充分的技术论证和细致的施工准备后, 公司于2006年10月、11月分别对两台机组旋转整流环进行了全面的改造, 带负荷运行均一次成功, 运行至今, 两台机组电气部分没有出现任何故障, 机组运行可靠性大幅度提高。也正鉴于改造取得的成功经验, 公司2010年6月对甚为关键的加氢裂化核心机组C302C进行了类似改造, 同样取得了十分满意的效果, 同时也获得了良好的经济效益。据统计, 改造后的机组每台每年可节约维修费用约4万元。

七、结束语

同步旋转论文篇5

将AS5040磁旋转编码器应用于永磁同步电机位置检测时,需要解决两个问题:一是磁旋转编码器安装位置初始定位,即确定编码器输出的位置信号与电机实际位置角的对应关系;二是获得电机轴开始转动时转子磁极的精确位置。对于永磁同步电机来说,为得到电机轴开始转动时转子磁极的位置,通常采用昂贵的绝对编码器或旋转变压器来达到这样的要求。本文采用廉价的AS5040磁旋转编码器同样能达到这一要求。

1 AS5040工作原理

AS5040检测转轴角位置时,需在转轴的端部安装一个纽扣形磁铁。AS5040与磁铁的相对位置如图1所示,其工作原理是通过芯片内部的

线性霍尔阵列检测出磁铁的磁场强度分布,从中分离出角度信息[2]。

该磁旋转编码器具有增量角度输出和绝对角度输出功能。增量角度输出信号分为A,B两路,磁铁相对AS5040旋转一周,A,B通道各输出256个周期脉冲,两路信号相位相差1/2个脉冲,可以根据超前或滞后关系判断转动方向,通过4倍频可以获得10位的分辨率。AS5040将绝对角度定义为磁铁的磁极与霍尔阵列间的角度,磁铁每旋转一周,AS5040将输出512个绝对角度信号,通过SPI通讯可将其读出。在绝对角度为0或1023时,INDEX通道将输出一个零位脉冲,可以利用此信号重置测量值,消除累积误差。

本文采用TI公司的TMS320 LF2407A作为电机控制器,该DSP具有串行外设接口模块(SPI)以及正交编码器脉冲电路(QEP),能够处理AS5040绝对角度和增量角度信号。

2 AS5040安装位置初始定位

磁旋转编码器安装位置初始定位主要目的是获得在电机位置角为0时对应的编码器绝对角度,根据这一信息可以使得电机位置角与编码器的绝对角度一一对应。

图2示出了AS5040,磁铁磁极,电机转子磁极,以及电机定子A相轴线四者间的关系。定义转子磁极与定子A相轴线重合时电机位置角为0,且逆时针方向为正向。

图2中,α1为AS5040轴线与电机定子A相轴线的交角,AS5040安装到电机端盖上后,α1即被固定;α2为磁铁轴线与电机转子d轴(直轴)的交角,当磁铁安装到电机转子轴上后,α2即被固定;θ为电机定子A相轴线与电机转子d轴的交角,即电机位置角;Ax为AS5040轴线与磁铁轴线的交角,即AS5040绝对角度,可以通过其SSI接口输出,并由DSP的SPI读取。

可以看到,电机位置角可以表示为

θ=Ax-(α1+α2) (1)

由于Ax可以从AS5040读出,为了能求出电机位置角θ,还需要测出(α1+α2)的值。

为了测出(α1+α2),在电机位置角θ=0时,从AS5040读出此时的绝对角度,设为A0,根据式(1)得到:

α1+α2=A0 (2)

根据式(1)、式(2)电机位置角可以表示为

θ=Ax-A0 (3)

同样在电机刚开始旋转时的电机初始位置可由下式得到:

θ0=Ax1-(α1+α2)=Ax1-A0 (4)

式中:Ax1为电机刚开始旋转时从AS5040读出的绝对角度值。

从上面过程可以看到,一个必需的步骤是要在电机位置角θ=0的时刻,从AS5040读出A0。因为电机位置角θ与电机反电动势相位有关,考虑利用反电动势信号捕捉电机位置角θ=0的时刻。

图3所示的电路引出了电机反电动势信号。在图3中,R是外接电阻,LA,LB,LC是电机定子三相电感,RA,RB,RC是电机定子三相电阻。根据上面对电机位置的定义,若R值取得很大,则定子内阻压降以及电感上的感应电压可以被忽略,电机A相反电动势的表达式为[3]

eA=ωΨfsin(pθ) (5)

UA=eA (6)

式中:eA为电机A相反电动势;Ψf为转子磁通;p为电机转子极对数;θ为电机磁极与定子A相轴线间夹角,即电机位置角;ω=dθ/dt;UA的定义见图3。

从式(5)可以看出,通过检测A相反电动势正向过零点即可表明电机位置角θ是否等于0。

图4是检测A相反电动势正向过零点的示意图。为了获得信噪比较高的反电动势波形,需要利用另外一台电机拖动永磁同步电机以较高的速度作恒速旋转。

当A相反电动势正向过零点时,DSP发生捕获中断。在中断服务子程序中,通过SPI读入AS5040输出的绝对角度信号A0。尽管电机拖动速度很高,由于在反电动势过零点处仍会有毛刺存在,实际捕获过零点时,过零比较器仍会有误触发。在过零比较器的前级串入一个低通滤波器,可解决这一问题。由于电机空载恒速旋转,反电动势是频率正比于转速的正弦波,滤波器引起的延迟可以被精确地补偿。

转子磁极对数为p时,每机械周期A相反电动势将出现p个正向过零点,A0可取AS5040输出的绝对角度信号中最大者。

整个初始定位过程无需手工调整传感器与电机的相对位置,同时在安装时对传感器的安装位置角未作任何要求,从而加快了传感器的安装速度。

3 电机转子初始位置的确定

虽然AS5040能够输出绝对角度信号,但每转只能输出512个绝对角度信号;另外,需要通过串行通讯才能获取绝对角度信号。在汽车较为恶劣的电磁环境中,串行通讯降低了信号传输过程中的可靠性;同时,由于串行信号的传输延迟,在电机转速较高时,不能实时获取角度信号。根据AS5040可以同时输出增量角度和绝对角度的特点,只将绝对角度信号用于电机初始位置的确定,电机在运行过程中的位置角由增量角度信号决定,从而能够得到分辨率为10位的电机位置信号。

当电机控制器上电时,在DSP的初始化程序中启动SPI,从AS5040的SSI读取AS5040的绝对角度,记为AX1,根据式(4),电机初始位置角的计算如下:

undefined

从上面的过程可以看到,只需在电机刚开始转动时,通过SPI读入一次AS5040的绝对角度信号,利用这个信号即可获得电机初始位置角,测量误差为±0.35°。

4 电机位置角的测量

从电机开始转动到第一个INDEX信号出现之前,电机位置角根据增量信号的脉冲个数以θ0为起始位置作增减。当AS5040的INDEX信号出现时,对应的AS5040绝对角度为0或者1023。为了消除累积误差,需要利用INDEX信号重置电机位置角,根据式(3),重置后的电机位置角为(1023-A0)。

这一过程可由DSP的正交编码器脉冲电路(QEP)完成。QEP模块能够对A/B增量脉冲信号4倍频,同时能够根据两路信号的相位关系提取转向信息,简化了外围电路。

5 试验结果

试验电机转子磁极为3对极,电机反电动势为正弦波。实验过程中,电机由另一直流电机拖动,转速为630r/min。试验结果如图5所示,电机位置角通过D/A输出,反电动势信号根据图3取出。可以看到,反电动势的过零点与实测电机位置角的零点符合得很好。

6 结论

目前已将AS5040应用在汽车电动助力转向系统的永磁同步电机上。运行试验表明本文的方案能够实现精确的转子初始位置检测,同时能够获得较高分辨率的转子位置信号。

参考文献

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