资源同步利用论文

资源同步利用论文（精选9篇）

资源同步利用论文 篇1

目前, 很多学校基本就是只有一个运动场地, 而体育课一般都拥挤在上午最后一节和下午, 这就导致会有多个班级同时在运动场上上课。那么, 应该如何解决这类问题呢?笔者通过多年的实践, 总结了如下的方法:

一、交叉合作

交叉合作就是利用时间差或场地差交叉进行教学的方法。在同一块场地上, 一个班级不可能整堂课都在场地上运动, 当一个班处于练习空隙或空着场地时, 另一个班可以利用这个时机, 适时地穿插进行场地利用。这个方法一定要两个体育教师之间协调好、配合好, 把有限的场地资源用教学技巧无限地利用起来。这个方法利用好, 可以大大提高场地的使用率, 等于增加了一倍的场地资源。在使用该方法时, 一定要把握好练习时机, 错过了或延误了时机, 会给另一个班和下一次练习造成影响。一般情况下, 这种方法可以运用于一些测试、考试、耐力跑等课堂教学中。

使用该方法还会收到另外一个意外效果, 当一个班出现了好成绩, 会刺激另一个班的情绪, 有利于另一个班级好成绩的发挥。如, 在学期结束时和体质健康测试时, 往往需要测试耐力项目, 而场地只有一块时, 就会势必造成几个班级同时考试的结果。这时就可以很好地利用这个交叉配合方法进行两个班的同时测试。当一个班在场地上考试时, 另一个班组织准备考试的学生排好队在场地边上准备, 当一个班一跑完, 另一个班准备的学生立即上跑道测试。而刚跑完的班级刚好可以利用这个时间进行成绩登记和下一轮测试学生的准备。笔者学校也存在场地不足的问题, 体育组教师就经常采用该方法进行测试, 效果良好。

二、同步合作

同步合作就是两个或两个以上的班级同时在一个运动场地上进行同一项活动 (这里要强调的一点是, 同步合作和下面要阐述的同场竞技是有区别的。同步合作是进行常规的练习活动, 同场竞技是教学比赛) 。同步合作要求同时进行活动的班级要相互之间配合好、协调好, 不能有超出自己班级范围的行为活动, 否则容易给其他班级造成伤害。同步进行开展得好, 可以有效提高场地利用率, 也是学校精神文明的一个体现。同步合作练习前, 体育教师一定要协调好各自班级的活动路径, 给学生讲明同步合作练习的纪律和安全的重要性。同步合作时, 各班之间一定要保留一定的练习缓冲地带, 避免意外事故发生。同步合作常运用于一些常规性的活动、径赛项目、活动时间相对较集中的教学阶段和激烈程度不高的项目中。如, 准备活动是每堂体育课所必须要进行的, 大部分体育教师都是采用热身慢跑来进行活动。而慢跑一般都是在课堂开始时进行, 这就势必造成很多班同时要进行慢跑活动。这时就可以采用同步合作的方法, 具体地讲, 田径场一般都有6条跑道, 按照一个班2条的原则, 可以进行3个班的同时慢跑。此外, 还可以分段同时进行, 即一个班在终点起跑, 另一个班可以在对角位置起跑, 这样又可以增加一倍的练习班级, 就可以较好地进行多个班级的同步练习了。

三、竞技合作

竞技合作就是两个或两个以上的班级同时在同一场地进行教学比赛活动。教学比赛也是体育教学不可或缺的组成部分, 很多技术技能检验需要比赛进行验证。教学竞技合作需要练习前各比赛班级协商好, 进行合理公平的教学竞赛。同场竞技合作有一个很大的好处就是利用班级之间的竞争意识, 刺激各比赛班级成绩或竞技技能的发挥, 对提高学生个人和集体成绩都有较大帮助。实践证明, 同场竞技合作可以有效地促进学生技术技能的提高, 使学生清楚地认识到自己的劣势, 主动去提高自己的技术技能。需要提醒的一点是, 没有参与竞赛的学生一定要注意安全问题, 实际情况是, 部分学生为了给本班加油, 经常不自觉地走进比赛场地, 给比赛造成阻碍。竞技合作经常运用于一些球类比赛和集体性项目中。同场竞技的班级可以是同年级段的, 也可以是上下年级段的, 最好不要是隔年级段的, 实力相差太大会使低年级段的班级失去比赛激情。事实证明, 同场竞技时, 各班都不想落后于其他班级, 都会摆脱平时懒散的练习情绪, 全力投入到比赛中, 可以较大程度地提高班级集体成绩。

四、整分合作

整分合作就是在同一场地不同时段, 有时需要全体上课班级统一练习, 有时可以分班进行练习。整分合作可以较好地利用场地把一些可以统一教学的内容进行有效讲解, 再分班进行巩固练习, 这样就可以减少场地资源的利用面积, 相对地就增加了场地资源。集合时, 各班按照约定的位置列队站好, 由一个教师 (一般是讲解和技术技能较好的、有经验的教师) 统一在前面进行教学 (这里可以用小型扩音器或喇叭来辅助教学) , 其他任课体育教师在下面维持秩序和安全。这个方法可以弥补一些年纪大的教师体力和能力不足的缺点, 还可以帮助年轻教师迅速掌握讲解教学的要领技巧。当统一的技术动作教授完毕, 可以分班进行强化巩固练习。这样整分合作有利于场地资源的有效利用和教学的便利, 同时也可以提高各班对技术动作的掌握。整分合作适用于一些集体性、普遍性和易掌握的教学内容, 如广播体操、校园集体舞、武术操、排舞、兔子舞等集体性的动作技术相对较简单的教学内容。如, 每年新生的广播体操教学, 往往是整个一个年级段需要在同一时间同时进行教学, 就可以采用整分合作的办法。在教授新技术动作的时候, 可以把上课的班级都集中到一起, 当统一的技术动作教授完毕, 再分班进行巩固练习。这样还可以通过对照端正不同班级彼此的学习态度, 当一个班级掌握了一个技术动作, 就等于给其他班级树立了一个标杆, 刺激其他班级更快更好地去掌握该技术动作, 无形中形成了一个良性竞争的局面。

参考文献

[1]绍伟德, 邹旭吕, 俞富根, 周晓明.体育课堂教学场地器材布置与利用有效性例析[J].中国学校体育, 2010, 11.

[2]周玉明.新视域下多班同时上体育课存在的困境及策略探析[J].体育师友, 2011, 1.

[3]韩斌.场地小, 多班上课如何处理相互干扰[J].中国学校体育, 2002, 1.

资源同步利用论文 篇2

1.从利用上看，土地资源属于___________资源。

思路解析：土地资源是在目前的社会经济技术条件下可以被人类利用的土地，是一个由地形、气候、土壤、植被、岩石和水文等因素组成的自然综合体，也是人类过去和现在生产劳动的产物。因此，土地资源既具有自然属性，也具有社会属性，是“财富之母”。从利用上看，土地资源属于可再生资源。

答案：可再生

2.说一说土地资源可以为我们的生活提供什么。

思路解析与答案：土地孕育了地球上的万物，是人类的衣食之源。我国国土辽阔，土地资源总量丰富，而且土地利用类型齐全。这为我国因地制宜全面发展农、林、牧、渔业生产提供了条件。我们吃的稻米和小麦等粮食，都是利用土地资源收获的农产品。土地资源还可以提供放牧的条件，提供肉类和奶类食品;林地可以为森林的`培育提供条件，间接为人类提供木材、纸张等物资;土地资源中的城市建筑用地为我们的生活提供了必要的住房和生活所需的娱乐场所、超市等。

3.说一说你所在的地区土地利用有哪些类型。

思路解析：对于城市学生而言，所在地区的土地利用类型多为城市建筑用地;对于农村学生而言，所在地区的土地利用类型可以有耕地、林地、草地等。

资源同步利用论文 篇3

但是,煤炭的大量开采会对环境带来负面影响,地表塌陷是煤炭开采影响土地环境的主要形式。我国开采的煤炭95%以上来自井下,预计至2015年,我国将有80%的煤矿采深达到800~1500m[1]。据统计,我国煤炭开采历年形成的沉陷区已达40×104?hm2,平均每年沉陷土地15000~20000hm2,其中耕地占30%。而我国土地资源本就十分匮乏,人均耕地只有0.11hm2,不到世界人均耕地面积的一半[2]。煤炭地下开采致使土地塌陷毁损,更加剧了我国土地矛盾,尤其是采煤沉陷区的土地矛盾。

煤炭开采过程中需要大量的水资源,而我国煤炭多分布在水资源缺乏的地区。据统计,我国有70%的煤炭城市缺水, 其中40 %的煤炭城市严重缺水。煤炭开发的布局与水资源分配的矛盾,已严重影响煤矿区人民生活,制约了区域性煤炭产业的可持续发展[3]。当采煤区地下水位较高时,大部分地表沉陷区将常年积水,合理而充分地利用这部分水资源,对缓解煤矿区水资源短缺的现状具有重要意义。

煤炭开采导致的地表沉陷对煤炭城市的资源环境、经济发展以及社会稳定与可持续发展产生广泛而深远的影响,因此,充分考虑采煤沉陷区资源相对短缺、环境比较脆弱的基本特点,合理且最大限度地利用矿区的水、土地和煤炭资源,是促进煤炭城市社会、经济和环境可持续发展的必由之路。

1 研究区概况

淮南矿区位于安徽省中部,横跨淮南、阜阳和亳州3市,属暖温带半湿润季风气候区,年平均气温在15.2~15.3℃,多年平均降水量891.6mm,降水量年内分布不均,6~9月降水量占全年降水量的60%左右,降水量年际变幅亦较大,多年平均水面蒸发974.0mm。研究区地势西高东低,淮河南岸高、北岸低,淮河及其支流由西向东流经全境,在沿河两岸形成低洼河谷平原。

淮南矿区是国家确定的13个大型煤炭基地和6大煤电一体化基地之一,东西长约100km,南北宽约30km,煤炭矿藏极为丰富,煤炭远景储量444亿t,探明储量153亿t,其煤炭的保有储量占安徽省的74%、华东地区的50%,是我国南方地区最大的煤炭生产基地。

2 淮南采煤沉陷区水、土地、煤炭资源现状及预测情况

淮南煤田可采煤层达11~13层,可采煤层总厚度约20~30m,具有煤层厚和分布集中的特点。煤田开采后,沉陷区沉陷范围广、深度大。据统计,当沉陷深度达1.5m左右时,沉陷区就会常年积水。淮南煤田的累计沉陷深度最终可达20m以上,预计2030年前,淮河以北地区的采煤沉陷区分别与泥河、架河上段、西淝河及港河、济河及其洼地相连,但构成4个各自独立的沉陷积水区,2030年后这4个区域将慢慢沉陷连成一片,与水系、洼地相连形成大范围、大深度的湖泊群。淮南采煤沉陷区不同年份的沉陷面积、积水面积、积水深度和蓄水库容的现状及预测情况见表1。

注:表中“最终”指矿区煤矿全部被开采,地面沉陷完全稳定以后。下同。

3 循环经济条件下采煤沉陷区资源同步利用的模式

循环经济本质上是一种生态经济,是以资源的高效利用和循环利用为目标,以“减量化、再利用、再循环”为原则,以物质闭路循环和能量梯次使用为特征,按照自然生态系统物质循环和能量流动方式运行的经济模式。在可持续发展思想的指导下,循环经济按照清洁生产的方式,对能源及其废弃物实行综合利用,把经济活动组成一个“资源—产品—再生资源”的反馈式流程,以达到低开采、高利用、低排放的目的。

3.1 构建循环经济条件下资源同步利用产业链

循环经济条件下煤炭企业资源同步利用产业链的构建应体现“科技含量高、经济效益好、资源消耗低、环境污染少”的新型工业化发展模式特点。在构建资源同步利用产业链时,还应考虑企业资源、能源利用的特点,通过延伸和补充产业链,实现废物资源化,使企业发展与环境保护达到有机统一。循环经济下煤炭企业资源同步利用产业链应具有纵向延伸、横向共生、纵横耦合的特点[4]。

a. 纵向延伸产业链。循环经济下煤炭企业资源同步利用产业链的纵向延伸模式是由资源的利用方式所决定的。目前淮南煤矿以煤炭为资源,发展循环经济,其纵向产业链延伸的主要模式有:① 煤炭-电力模式;② 煤炭-供热模式;③ 煤炭-焦炭-化产回收-综合利用热电模式,等。

b. 横向共生产业链。确定纵向产业链后,煤炭企业利用生产过程中产生的副产品、废弃物,在主导产业链的基础上,建立横向共生产业链:① 煤焦油-化工;② 煤矸石-电力;③ 煤矸石-造地;④ 煤矸石-建筑材料;⑤ 粉煤灰-建筑材料;⑥ 焦炉煤气-电力、化工;⑦ 矿井水-再生水,等。

c. 纵横耦合产业链。按照纵横耦合特点构建的循环经济条件下煤炭企业资源同步利用产业链应遵循循环经济 “减量化、再利用、再循环”的原则。减量化原则体现在煤炭生产和消费过程中提高资源和能源的回收率,减少各种污染物产生;再利用原则要求尽可能地对煤炭资源进行深加工,延长煤炭资源产业链,推进煤炭资源的洁净利用,扩大资源的开发领域,对伴生资源进行综合开发和利用;再循环原则要求煤炭生产和消费的各环节均应对废弃物进行资源化再利用。

3.2 建立循环经济条件下资源同步利用模式

资源同步利用就是在资源互耗矛盾突出的地区,为实现各种资源的最大利用,从整体或系统的角度出发,采用一定的技术手段对某种资源进行合理适度开发的同时,保证其他资源的开发利用不受限制,并尽可能得到最大利用,从而实现单种资源的整体优化配置和多种资源的综合优化配置。实现资源同步利用是解决煤矿区资源互耗问题的关键,但是,水、土地与煤炭资源的同步利用应有两个必要条件:首先,客观上区域内同时存在水、土地与煤炭多种资源,这是实施资源同步利用的物质基础;其次,在资源开发过程中存在水、土地与煤炭多种资源综合利用的需要。

淮南采煤沉陷区是在开采煤炭资源的过程中形成的。采煤沉陷区形成后,生态产业链被破坏,生态系统功能不能自我恢复到未沉陷前的状态,这时若不进行适当的生态修复,采煤沉陷区最终可能发展成为一片荒地[5]。

然而,从循环经济的理念看,采煤沉陷区却是具有巨大潜力的特色资源:煤矿开采地面沉陷形成的巨大蓄水空间,正好弥补了淮河中游地表蓄水空间的不足。统筹考虑采煤沉陷区利用、淮河治理和沿淮淮北地区社会经济发展的需求,充分利用采煤沉陷区的蓄水空间,大力开发利用淮南水资源,在确保水资源合理利用和保证煤炭资源正常开采的基础上,通过综合开发和建设,将洼地及沉陷区有机结合起来,建设具有蓄水功能的生态湖泊,发挥该湖泊蓄滞洪涝水、调蓄水资源的作用,可提高区域防洪、除涝和水资源保障的能力,从而实现采煤沉陷区社会、经济、环境的可持续发展。

淮南采煤沉陷区水、土地、煤炭资源同步利用模式及运行方式如图1所示。

4 淮南采煤沉陷区资源同步利用方案

在整个煤炭开采期,淮南采煤沉陷区水、土地与煤炭资源互耗的矛盾始终存在。在现有煤炭地下开采条件下,淮南矿区内的水、土地与煤炭资源可实现简单的资源综合利用,但煤炭资源的开采率低,矿井水资源利用率有限,大多以疏干排水的形式白白浪费掉,资源综合利用程度不高,不属于真正意义上的“资源同步利用”。同时煤炭采空区扩大产生了严重的地面沉陷,沉陷土地将被水淹没,失去原有土地的使用功能;而受污染水体向区域扩散,对矿区地下水资源构成威胁。因此,有效解决煤矿区不同资源矛盾的方法,不仅是选择恰当的采煤技术和煤炭采出率,还应充分利用矿井水资源,运用一定的技术手段,使矿井水资源得到再生利用,并运用煤炭开采过程中产生的副产品,复垦土地,在一定程度上恢复土地生产力。

淮南矿区主要为石炭-二叠纪煤田,二叠纪煤层厚度大,石炭纪灰岩和奥陶纪灰岩通常含丰富岩溶水,因此,地层、煤层与含水层在空间分布上形成垂直交错叠置的关系。煤炭开采活动在破坏地下岩层空间结构的同时,造成大片地面沉陷,加上淮南煤矿区特殊的煤层赋存条件,最终形成采空淹没区,导致地层之间的水力联系改变,引起水、土地与煤炭资源互耗的矛盾。为降低煤矿开采过程中资源环境的负面效应,减少煤矿开采过程中的资源与环境风险,淮南采煤沉陷区实施了有效的水、土地与煤炭资源同步利用方案,旨在解决淮南矿区严重的水、土地与煤炭资源互耗问题。

4.1 蓄水资源的利用

淮南矿区区域内有淮河、西淝河、港河、泥河、架河、济河等天然河道,有永幸河人工河道以及港河、架河和西淝河等水系下游的湖洼地。采煤引起的地面塌陷已经影响到以上河流的部分河段,目前已经形成的比较大的塌陷积水区有两个:西淝河采煤塌陷积水区和泥河采煤塌陷积水区,它们已初步具备蓄水利用的条件。淮南采煤沉陷区不同水平年可新增供水量情况见表2。

注:“最终”指矿区煤矿全部被开采,地面沉陷完全稳定以后。

淮南采煤沉陷区蓄水资源的利用可以提高沿淮淮北区域水资源承载能力和供水保证程度,其意义主要表现在以下几个方面。

a. 为沿淮淮北地区经济、社会发展提供水资源保障。安徽省沿淮淮北地区是我国重要的能源基地和粮食主产区,用水量大。现有供水不能满足沿淮淮北地区工业发展所需水量,在枯水年缺水情况尤其严重。淮南采煤沉陷区新增的供水量可以为这些区域工业经济发展提供水资源保障。

b. 替代城市超采区地下水,缓解区域地质环境问题。淮北地区的中深层地下水资源总体上较贫乏,几乎所有城市(区)都出现了不同程度的地下水超采。淮南采煤沉陷区蓄水量大,供水保证程度高,可作为替代水源之一,置换超采的中深层地下水,可缓解地质环境问题。

c. 为特殊干旱期沿淮工业和生活用水提供应急水源。随着淮河区域经济社会的快速发展,人口增加,城市化加快,以及淮南煤电一体化基地的建设,扩建、新建的电力项目、煤化工项目不断增加,用水量持续增长,尤其是干旱年、连续干旱年等特殊枯水期水资源供需矛盾更加突出。淮南采煤沉陷区的蓄水可以作为该区域干旱期的应急水源,以保证沿淮重要用水户的用水,缓解水资源供需矛盾。

d. 保障沿淮淮北城市饮用水安全。淮河水是沿淮城市的生活、生产主要水源,而淮河流域为水污染事件多发地区。淮南采煤沉陷区的蓄水与淮河干流水相对独立,在保护好采煤沉陷区水质情况下,其水质优于淮河干流水质,在淮河遭受突发污染事件或特殊干旱情况下,淮南采煤沉陷区的蓄水可以作为生活水源。

4.2 土地资源的持续利用

矿区煤炭资源的开发过程,是煤炭资源从地下空间转移到地面的产权物化过程。地下空间传递到地面形成地形副空间,导致地面物权破坏和转移,原来的农用土地产权转移给煤矿,成为煤矿建设用地,煤矿生产过程大量耕地遭到破坏,形成采煤沉陷区[6]。采煤沉陷区形成以后,矿区由单一的农业生态系统转变为各利益主体共同参与的矿区生态系统,其产业形态由地面沉陷前的农业生产为主的单一农业经营模式,转变为水旱结合、水产养殖业、林业与农业结合的复合产业结构的多元化综合经营模式:利用采矿沉陷水面发展水产养殖业,利用煤矸石填充沉陷地复垦还地,开发生产和生活用地,利用粉煤灰填充复垦,开发农林建筑用地等。这一系列生态修复措施,使沉陷区的土地经历了“耕作→塌陷→复垦→开发”的发展过程,其产业类型也完成了由“传统农业→综合农业生产结构→生态产业”的不断升级。改变沉陷土地的处置方式,优化沉陷土地的利用方式,加强沉陷土地的管理,更有利于发挥采煤沉陷区土地资源的潜力,修复并延伸沉陷区的产业链,进而实现土地资源的可持续利用。

4.3 煤炭及其副产品的综合利用

煤炭开采和原煤洗选加工只是循环经济产业链的起点,煤炭生产加工过程中排放的煤矸石、煤泥、煤层气等一系列副产品都是可以利用的资源,存在着潜在经济价值[7]。淮南矿区在煤炭地下开采的过程中,着力提高资源回收率的同时,采用高水平的采煤技术优化采场的设计和布局,实现集约化生产,以减少矸石的排放量,并充分开发利用煤层气、焦化气等煤炭伴生资源。淮南矿区企业以煤炭为基础,在原有产业链上尽量延伸,形成了“资源利用→清洁生产→资源再生”接近封闭型物质能量循环利用的反馈式链条,体现了“减量化、再利用、再循环”的原则,从而构建了“煤→化→电”、“煤→电→建材”、“煤→焦→化→电”、“煤炭开采→洗选加工→矸石综合利用”等循环经济产业链。

在循环经济理论的指导下,淮南采煤沉陷区水、土地和煤炭资源的同步利用拉长了产业链,拓宽了产业面,以煤炭为原料,开发煤的衍生产品,使煤炭产业向下游产品延伸,实现煤炭资源从一次能源向二次能源的转化,并在转化的过程中提升了煤的附加值。

5 结 语

煤炭的地下开采不仅破坏岩层的空间结构,致使地面沉陷,还破坏了自然水循环系统,淹没土地,使得矿区水、土地资源的原有功能丧失,导致煤矿开采区水、土地与煤炭资源之间的关系演化成一种资源互耗的关系,严重阻碍了矿区社会、经济和环境的协调发展。

淮南采煤沉陷区采取水、土地以及煤炭资源同步利用的模式,避免了矿区以往末端治理、废物利用模式的弊端,通过实施煤炭深加工和土地复垦等措施,建设了有产业链支撑的循环经济体系,利用煤矸石、煤泥、沉陷区蓄水等资源,发展了综合利用产业。资源同步利用的开展,使淮南采煤沉陷区内水、土地资源的功能逐步恢复,产业结构不断升级,产业链进一步延伸,进而使因采煤沉陷而被破坏的生态系统得以修复。同时,将沉陷区建设成水源地,高效利用沉陷区内的蓄水资源,以缓解沉陷区及其周边地区水资源紧缺的矛盾,有利于区域经济发展条件的改善,促进和谐社会的建设,因而具有显著的社会效益、经济效益和环境效益。

参考文献

[1]杨逾,刘文生,缪协兴,等.我国采煤沉陷及其控制研究现状与展望[J].中国矿业,2007,16(7):43-46.

[2]范英宏,陆兆华,程建龙,等.中国煤矿区主要生态环境问题及生态重建技术[J].生态学报,2003,23(10):198-206.

[3]娄华君,庄健鸿.煤矿开采区水、土地与煤炭资源同步利用模式研究[J].资源科学,2007,29(5):90-96.

[4]岳志雁.煤炭企业的循环经济研究[D].天津:天津大学管理学院,2009.

[5]杨逾,范学理,刘文生,等.采煤沉陷区土地复垦研究工程实践分析[J].东北大学学报:自然科学版,2004,25(2):51-53.

[6]孔令国.生态矿区模式构建研究[J].煤矿开采,2009,14(3):73,124-126.

初二地理水资源同步测试题及答案 篇4

基础巩固达标

1.从自然资源的利用状况上看，水资源属于资源

解析：从自然资源的利用状况上看，自然资源分为可再生资源和不可再生资源。可再生资源是指在自然界中可以不断再生、永续利用、取之不尽、用之不竭的资源，它对环境无害或危害极小，而且资源分布广泛，适宜就地开发利用。可再生能源主要包括太阳能、风能、水能、生物质能、地热能和海洋能等

答案：可再生?

2.水资源短缺的主要原因有两点：一是 ;二是

解析：20世纪50年代以后，全球人口急剧增长，工业发展迅速。一方面，人类对水资源的需求以惊人的速度扩大;另一方面，日益严重的水污染蚕食大量可供消费的水资源。另外一个原因造成目前我国水资源短缺的原因就是浪费水资源现象严重，公民节约意识还不强烈。

答案：水资源的浪费 水资源的污染?

3.我国水资源总量少于、、、、、居世界第位

解析：我国水资源总储量约281万亿立方米，居世界第六位，但人均水资源量不足2400立方米，仅为世界人均占水量的1/4，相当于美国的1/5，前苏联的1/7，加拿大的1/48，世界排名110位，被列为全球13个人均水资源贫乏国家之一

答案：巴西 俄罗斯 加拿大 美国 印度尼西亚 六?

4.为了节约用水，农业的灌溉方式要推广使用和技术

解析：中国农业是用水大户，占全国用水量的70%～80%，每年农业用水量3900亿立方米，目前，我国农业用水的效率很低，大水漫灌，粗放型生产，使水白白的流走了。由于灌溉方式落后，全国农业灌溉水的有效利用率只有40%，仅为发达国家的一半左右;单方水的.生产能力只有0.87公斤左右，低于2公斤以上的世界发达国家水平。为了节约用水，农业的灌溉方式可以推广使用喷灌和滴灌等工程节水技术

答案：喷灌 滴灌?

5.世界水日是( )?

A.3月22日B.6月25日?C.7月8日D.10月25日?

解析：1992年12月22日，联合国大会的47/193号决议设立了世界水日。这是提醒公众重视水资源问题的一个特殊的日子。在12月23日的58/217号决议中，大会宣布从年3月22日的世界水日开始，年至为“生命之水”国际行动十年

答案：A?

6.在淡水资源中，储存水量最多的是( )?

A.地下水B.河流水C.冰川水D.湖泊水?

解析：据统计：水圈中水的总储量约138.6亿亿立方米。其中海水储量133.8亿亿立方米，占总储量的95.6%。淡水储量3.5亿亿立方米，占总储量的2.53%。淡水储量中两极冰川、永久性积雪和冰川及不能利用的深层地下水占淡水总储量的99.66%

答案：C?

7.目前人类比较容易利用的淡水资源是( )?

A.河流水、湖泊水、地下水?B.地下水、湖泊水、冰川?

C.雨水、河流水、湖泊水?D.河流水、淡水湖泊、浅层地下水?

解析：人类目前比较容易利用的淡水资源，主要是河流水、淡水湖泊水以及浅层地下水。这些淡水储量只占全部淡水的0.3%，占全球总水量的十万分之七，即全球真正有效利用的淡水资源每年约有9000立方千米

答案：D?

8.我国水资源的时间分布规律是( )?

A.东南多、西北少B.东南少、西北多?

C.夏秋多、冬春少D.夏秋少、冬春多?

解析：我国外流河河水的补给形式是大气降水，而我国的降水主要集中在夏秋季节，因此我国水资源的时间分布规律是：夏秋多、冬春少

答案：C?

9.下列地形区中，缺水最严重的是( )?

A.东北平原B.华北平原?C.长江中下游平原D.成都平原?

解析：长江中下游平原、成都平原位于湿润地区。东北平原地区虽然降水量比较少，但是气温低，蒸发量小。华北平原位于半湿润地区，并且这里是农业比较发达地区，用水量较大。

答案：B?

10.解决我国水资源空间分布不均的主要措施是( )?

A.防治水污染B.兴修水库?C.跨流域调水D.节约用水

解析：兴修水库是解决水资源时间分布不均的措施。造成水资源紧张的人为原因是浪费和污染，解决措施是防治水污染和节约用水。跨流域调水是解决水资源空间分布不均的措施。

答案：C?

综合应用创新?

11.南水北调工程，计划把长江流域的水调到( )?

A.华北和东北B.华北和西北?C.东北和西北D.西北和西南?

解析：我国南方的水资源丰沛，西北和华北的水资源比较缺乏。南水北调工程，计划把长江流域的水调到华北和西北

答案：B?

12.在山东境内建成的跨流域调水工程是( )?

A.引滦入津B.引黄济青工程?C.南水北调工程D.防治水污染?

解析：引滦入津是把滦河的水引入到天津。南水北调工程，计划把长江流域的水调到华北和西北。引黄济青工程是在山东境内建成的跨流域调水工程

答案：B?

13.解决我国水资源不足的途径中，我们现在能直接参与的是( )?

A.跨流域调水B.设计海水淡化的办法?

C.兴修水库D.节约用水，防止水污染?

解析：跨流域调水、设计海水淡化、兴修水库是政府行为。我们青少年能做的是节约用水，防治水污染

答案：D?

14.读图3.6，完成下列各题

?

图3.6

(1)兴建水库可以调控和，还可以解决水资源的问题

(2)兴修水库还有等作用

解析：水库的功能之一是蓄水，将江河拦腰截住，积少成多，为局部供水所需要。如北京的密云水库、官厅水库。北方的大多数城市都依托一个或数个这样的水库来提供用水。水库的功能之二是调节下游的径流量，由于降水量的季节差异较大，因此雨季蓄水，旱季放水，以保持下游有正常的水流量，对保持流域自然生态环境，保障农业用水是非常有利的，比如南方地区的水库，这样不仅可以调控河流流量，调整水量的变化，还可以解决水资源在时间上分布不均匀的问题。此外，很多水库比如长江沿岸的葛洲坝水利枢纽，还有防洪、发电、灌溉、养殖等功能

答案：(1)径流 水量的季节变化 时间分布不均?

(2)防洪发电、灌溉及城市用水?

15.做一做：先让我们来算几笔账

①农业用水一年按4500亿立方米计算，假设减少浪费，把有效利用率提高10%，一年就等于增加多少亿立方米水??

②我国最大的城市上海，日供水量为400万吨，供水管道漏失率为0.1%。假如把漏失率减少一半，每日可以节约多少吨水??

③我们每个家庭每天节约1千克水，全班同学合计，每天共节约多少千克水?一个月呢?一年呢??

(1)上面3道计算题，选做一题

(2)计算后你得出了什么样的结论?缺水会带来哪些影响??

(3)请你为一家工厂提供几条节约用水的措施?

解析：通过计算可以看出我国水资源的利用状况，为此我们必须要采取措施节约用水。就工厂而言采取的措施可以包括降低再生水价格的水价政策，加快城乡污水处理厂、水源和供水工程建设、建设污水处理厂，建设紧急备用水源，制定工业相关的各行业和居民生活用水定额标准，实行用水定额管理，适当调整水价，大型企业和工业企业的技术改造

答案：提示：(1)450亿立方米 20万吨 1×54×30×12千克?

(2)水资源浪费惊人。(缺水带来的影响很多，答案不唯一，只要合理即可。)?

资源同步利用论文 篇5

基带视频信号占据了电视制作领域的核心, 在这里我们所追求的是信号质量和低延时量。从黑白信号和彩色复合视频到今天的多种多样的SDI信号, 这些格式组成了电视系统的基础。即便随着为了存储和分发而生的压缩系统的出现, 基带信号仍然成为现场电视制作运营传输的首选。

基带电视系统天生就是与同步锁相分不开的。因此, 一个主同步信号需要分配给系统内的设备从而使它们的输出同步。每个设备都被“同步”到与整体系统一致, 如此才能保证诸如切换、混合、键控等操作正确无虞。模拟黑场信号作为系统同步信号已长达50年之久。甚至SDI信号的诞生也无法改变其作为同步基准的主导地位——因为它功能丰富、容易部署、价格低廉, 实在是不二之选。

在早期的电视系统, 很显然需要将信号源如摄像机进行同步从而保证下游设备在它们之中切换时不会导致画面被破坏。为了实现这一点, 一个演播室需要一个主脉冲信号发生器为每台摄像机提供同步脉冲信号。这些信号是很基本的电视驱动脉冲信号如H和V同步、H和V消隐等等。这样同步后的摄像机的输出就可以进行切换和混合了, 也促进了特效、键控等功能的出现和发展。

然而在演播室之间进行信号切换成为了问题, 因为缺乏演播室间的信号同步。解决方案很简单, 就是送一路主同步信号到每个演播室去把所有信号进行锁定。接下来的问题就是台内信号和台外信号之间的切换, 比如转播车信号, 也需要进行同步。这样就需要传送大量同步信号给每个台内设备, 使得同步系统变得昂贵且复杂。同时, 设备电路的发展让台内系统与原来的摄像机切换台系统比起来变得越来越复杂和庞大, 因此我们需要更简单的同步解决方案。

大家知道NTSC或PAL制模拟波形信号包含所有的同步信息可用于信号的同步, 实际上也被作为同步信号而使用。它由高质量的信号发生器产生, 并且通过同轴电缆和模拟视频分配放大器进行传输与分发。当一个设备收到它时, 同步沿被分解加以锁定并驱动信号最后的生成。这种从设备去锁主同步信号发生器的方式意味着“主-从”同步锁相的时代的来临。

再看今天的视频设备, 信号由逻辑状态机产生。这些复杂的逻辑电路被用来计算像素、行、场等, 并提供给设备自用的计时信号 (如摄像机的成像器驱动信号和内存控制) 以及根据SMPTE标准输出信号。它们由一个基础频率晶振提供时钟, 这是一个视频格式的根本所在——比如SD信号的27MHz。一旦被这个时钟驱动, 系统将开始源源不断地生成信号。这个信号的相位是不确定的, 由系统初始启动时决定。

要把这样的设备锁定在外同步上, 需要两件事情——一个时钟 (时基) 和一个相位基准, 它们都可以从一个同步波形里获得。时钟实际上存在于每一个同步脉冲沿, 并且可以通过一个锁相环从波形中恢复出来。通常来说H同步用来锁定从设备的基础振荡器;当彩色电视信号时代来临时, 色同步常被用来进一步解决锁相问题, 使得一个从设备实现与主同步的锁定而不受噪波干扰。有了锁定的基础时钟, 从设备就可以输出与主同步一致的信号了, 但相位是不确定的。当然, 在SDI世界里这种被模拟复合彩色电视所要求的锁定已经不再需要, 因为同步信号接收端已经从复杂的同步头锁定转向简单的H锁定, 它已经提供了足够的功能。

为了让从设备输出与主系统相同相位的信号 (也与其他设备相同) , 这些信号发生器状态机必须互相锁定。这通常由简单地从相应同步信号垂直同步的时钟沿分解得出, 并用于重置信号发生器的逻辑。设计上通常让输出信号的时钟与基准信号的H和V一致, 并且提供了可调整的功能, 以像素 (最多一行) 和行 (最多一帧) 为步进, 来进行系统设置。

这套方案被使用长达数十年, 因为它成本低、稳定可靠、易于使用。即便是HD的到来带来了三电平同步, 黑场仍然是当今同步信号的统治者。同时, 系统还包含了其他的同步基准, 比如SMPTE 12M的时码和DARS, 每个都需要类似的树状分发结构。还有, 技术的发展和设备将电视系统与IT系统结合在了一起。典型的例子就是视频服务器和编解码器。这些设备连接了两个世界——且不仅限于这两大高端设备, 任何设备只要带有以太网口即便用于监控也利用了IT的架构——所有的报警、控制与管理都依赖于此。采用IT架构进行基准信号的分发将大大缓和系统的复杂性并带来网络系统的灵活性。

二同步信号与IT架构

随着IT技术在广播电视系统里的广泛应用, 寻找一个传统同步技术的替代者的意愿变得强烈。IT技术被人们熟悉因为它已经在我们身边无处不在。在一个被良好管理的媒体网络中, 包含上千个实时流是可能的, 但在显微镜下, 这些流是不稳定的, 并且不能传输一个所需要的高精度同步信号。一旦网络拥堵, 抖动将变得很大。因此这远不能满足广播电视系统对同步的要求。守时服务如NTP确实存在, 通过时间信息可以推算系统延时并且允许一定程度的守时精度 (ms级) 传输到从设备, 但对于视频来说精度还是不够。

基于NTP理论, 新的协议出现了, 为广播电视系统提供了需要的性能。IEEE1588标准定义的精确守时协议 (PTP) 就是这样一项技术用来通过以太网络将精确时间从主时钟系统传送到大量的从设备。主时钟发生器与网络设备以及最终的从设备交换时间信息。标准还提供了网络交换机与主设备和从设备交互的功能——这样主设备能与最近的设备交互 (从设备或者交换机) , 然后这些交换机再与下级设备交互, 依次下去。交互的功能是测量发送和停留的时间允许接收端进行校正。一个支持1588的交换机能够既被当做主设备也可以当做从设备。它可以被上游的主设备锁定时间, 利用它来锁定下游设备的时间。采用这种技术, 让交换机参与到守时中来, 精确时间的大型网络就可以搭建起来了。

采用守时方式作为信号基准成不是一个新理论了。至少有些设备制造商已经在内部结构上基于类似守时方式来设计了。这个结构的一个立竿见影的好处是采用GPS同步成为了简单明了的方式, 因为GPS的守时方式是相同的。GPS接收机携带不仅仅时间输出 (通常是在串口上有时间信息和逻辑信号“datum”此时之前发送的数据是有效的) , 还提供了源于GPS频率的基准。GPS时间, datum以及可选的时钟基准就可被信号发生器用来进行内部时间计数器的同步。同样, 时间计数器被用来生成信号。IEEE1588可以被认为是网络分发的GPS。实际上, 当系统主同步锁定在GPS上, 从设备将可以认为它们工作在直接锁定在主同步上。这实际上是一个比GPS更可靠地系统方案, 因为有多个主系统和不止一个网络可以使用。而GPS, 需要天空、气候的限制、无备份的空间因素都给这个系统带来了限制和风险。

写到这里, 一个系统由主时钟、多层的交换机和大量的从设备能够达到精确守时到数百ns, 这样的系统广泛用于机扑工程学和设备控制。但这种表现是不足以支持传统复合视频世界的, 那里需要亚纳秒的级别, 但足够应付SDI系统了 (ns级) ——精度够用且可以忍受微小的偏移。如果IEEE1588用于SDI同步设备并用于合成需要的时钟频率, 这种功能很容易被实现。如果1588中的时间数据翻译成视频信号项目, 那么就能成为基准同步系统。

三IEEE-1588与同步锁相

IEEE1588标准基于TAI守时技术。这项技术于1958年1月1日午夜开始计时 (TAI纪元) 。开始时TAI与UTC同步, 一段时间后由于地球自转闰秒被用来进行校正, 但UTC支持闰秒跳变而TAI则持续不断以线性方式计时下去。

IEEE1588守时协议由两个主要计数元素组成。其中一个是32bit整秒计时, 另一个是32bit的1GHz时钟计时, 即达到1ns精度的计时。当计数器达到10的9次方-1时, 归零, 整秒计时器增加1。两部分组成了一个跨度为136年以1ns为单位的计时方式。

实现精确守时的过程实际就是建立一个精确时基的过程。虽然协议里不包含频率的传递, 周期性的时间信息传到从设备后与本地时钟进行比较, 不仅仅是对本地时间进行校对, 还基于误差调整本地晶振。结果是随着时间的同步, 从设备的晶振也与主钟紧密锁在一起。

以此为基础, 如传统同步一样, 需要为信号同步提供两个主要的元素——频率和相位基准。1588的基准频率可以认为是1GHz, 但它无需为了守时而运行在某个特定的频率下, 只需要用在计时器保持与主钟的计时步调一致。现代科技支持任何所需要的频率都可以合成出来, 即使是直接使用1588的1GHz频率。

时钟锁定从设备只是同步任务的一部分, 建立一个绝对的相位基准同样很重要。这可以通过一项技术叫做“基准点对齐”来完成。这个概念的基础是建立一个“基准点”——这个时间上的一点决定了信号的相位。IEEE1588采用TAI基准点, 任何时间和日期都可以使用, 只要符合规范即可。比如, 可以定义第一场第一行的同步头的下降沿为基准点, 此时, 计时的数值是已知的。相应地, 对于下一个V同步, 该计数值是可以计算出来的。在从设备中, 包含对进行中的时间计数和计算出的下一个V (或任意感兴趣的事件) 事件值加以对比, 如果同时出现即生成一个定时边沿。此时, 信号发生器便重置到这个已知的状态, 即例子中的第一场第一行。因此, 如传统同步锁相一样, 输出信号的相位就确定了。系统如传统的blackburst同步锁相方式一样, 通过从主钟时基获取到的频率和通过计算得到的相位即可对信号进行同步锁相。

除了视频, 还有其他基准信号可能要用到, 比如DARS和时码。产生DARS与产生视频基准没什么区别。信号的相位所在基准点已经被定义, 持续地计算下一事件 (根据DARS波形的周期) 用来驱动信号发生器的重置。这里周期不再是视频的场频, 而是DARS的。如视频一样, 信号与基准点对齐, 在之后的任何时间只要相位确定, 就可以输出正确的信号了。

时码则有所不同。时码首先是精确的帧标记系统, 其次是被用作守时的工具。人们想出通过对视频帧使用特定的类似时间的标签加以标记来简化cue和编辑应用。

在50/25Hz系统里, 因为视频的场频和时码的运作与秒的关系为整数倍, 因此不存在错误积累问题。视频帧与时间戳能够准确对应。而在59.94/29.97Hz系统里, 视频和时码频率不是秒的整数倍关系, 而是运行在1.001 NTSC速率下, 这意味着时码和真实时间之间存在误差。通过NTSC的丢帧方式, 这个误差可以被尽量减小, 但不会被消除。在24小时后, 时码和真实时间仍然存在一个差量。因此, 在视频与真实时间对齐的时候, 时码并不是与真实时间一致。因此在NTSC环境里, 有一个非标准的操作即“每日定时方式”来消除每天的错误积累使其与真实时间一致, 通常是在午夜完成。这导致了时码的不连续性, 但经过40多年的使用, NTSC系统设备已经很好地处理并接受了这种方式。

从1588中生成时码很直接, 与合成视频的过程很像。时码值由1588中的时间计算得出, 包括闰秒值 (用来得出UTC) 和本地的时区偏置。另外, 某些地方强制的夏令时规则必须要考虑。这些变化都要根据不同的帧率系统进行相应处理。对于NTSC系统而言, 有必要让从设备知道“每日定时方式”的校对从而针对丢帧规则进行恰当的同步和锁相。

IEEE1588包含最基本的时间分发元素, 但某些广播电视特有的元数据, 如1001系统中的每日同步时间, 需要传送到从设备。1588中有一个机制, 允许制作根据应用的“profiles范本”。这些扩展数据与主数据一起作为协议的一部分来进行守时运转。这种机制可以用来传输其他应用的元数据而无需增加额外的传输协议。

从系统角度来看, 采用网络化的同步锁相带来很多好处。从成本与架构复杂度出发, 不再需要专用的树状分配系统给每个信号类型, 也就意味着节省了大量的电缆和用于安装分配器的机柜 (同时也减少了链路的崩溃点) 。更多地网络设备供应商则将1588加入到设备当中, 在用于媒体传送或控制外, 还能透传同步锁相信号而无需特殊的网络。通过网络提供和管理同步锁相架构, 还可以无缝管理其他的IP设备。冗余性则通过传统的网络保护技术:多台主钟可同时存在, 内部商定哪一台作为活动主钟而哪些是备份。

将会有一段过渡时期传统同步锁相与1588同时存在。而将新技术引入是可行的, 因为无需改变现有系统。但在新系统里, 两种同步锁相都会存在。我们希望看到设备生产商在设计新产品时将两种同步锁相都考虑进去, 而不仅提供一种。这种混合型产品将可以在两种方式中任选, 不管是传统同步还是网络同步。H和V定时控制在两个方式里没有区别, 使得信号能够与系统同步。

实现一个完美的解决方案还需要做几件事。现有的同步锁相系统正如它的连接方式一样, 内部是安全可靠的, 而网络传送的同步锁相则相对脆弱易受其他通信流量影响。需要引入安全性测量机制来确保不受干扰。冗余性管理技术需要进一步开发研究来确保同步锁相系统的稳定如同“板上钉钉”。闰秒也是一个问题。很多的经验还需来自媒体、控制、管理、报告和同步锁相在一起的网络, 了解它们是否以及如何对同步锁相信号造成影响是成功的关键。

我们在传统同步基准信号上已经走了很久, 也许比技术允许使用它们的时间更久, 不过确实使用一个现有的要比重新定义新的要简单。其他领域技术的发展为广电的改革提供了新的解决方案, 而我们的厂商则仅需要进行一点点改进, 距离新的时代只有一步之遥。新的替代同步锁相信号所基于的网络代表了材质上的进步, 并且不像过去的方法, 它自身的属性让未来支持新的格式、标准和信号变得更容易。或许更重要的是, 它带来了网络与基带领域的融合, 这是一个不可阻挡的趋势。是否今天的所有基带信号都会在未来变为网络的应用?或许现在没有人敢立刻下赌注, 但网络化的同步锁相信号或许就是一个开端。如果设备同时具有两种同步接口, 系统设计者就可以根据行业发展和技术发展的趋势构建更好的平台而无需背负传统同步的高成本、多限制的负担。随着基带向网络转化, 新的同步锁相将随时融入新的行业体系。

资源同步利用论文 篇6

现代社会处于信息化时代, 国家机关、企事业单位为节约办公成本采用了无纸化办公环境, 工作人员在工作岗位上都要创建一些重要的文档。由于计算机专业水平的差异, 各个单位的网络的安全问题基本上都是很脆弱, 病毒日益猖獗, 造成了一些重要文档丢失, 很多工作人员都经历过重要文档丢失而苦恼, 因些对一些重要文档对于备份就显得尤其重要, 利用File System Watcher进行异地文件同步操作就能很好地解决该问题。

二、File System Watcher类

System.IO.File System Watcher功能是监听本地计算机、网络驱动器或远程计算机上指定目录及其子目录下的文件更改。

当指定目录及其子目录下的文件发生创建, 就触发Created事件;当指定目录及其子目录下更改文件的大小、文件属性、上次写入时间、上次访问时间或安全权限时就触发Changed事件;当删除指定目录及其子目录下的文件时就触发Deleted事件;当重命名指定目录及其子目录下的文件, 就触发Renamed事件。Notify Filter属性设置监听目录的更改类型;Filter设置筛选字符串, 监听指定目录及其子目录下的哪些文件;P a t h属性设置要监听的指定目录路径;Include Subdirectories属性指定是否对指定目录下的子目录进行监听;Enable Raising Events属性指定是否启用监听。

三、对多个目录进行异地同步操作类Watcher Files的实现

(一) 定义私有对象。

分别为File System Watcher数组对象fsw, 让fsw数组中每个元素对象监听一个目录;数组对象str Dir, 分别存储监听目录的路径;str Msg为Watcher Files监听文件更改的消息;具体如下:

private static File System Watcher[]fsw;

private string[]str Dir={""};

private string str Msg="";

(二) 构造函数Watcher Files。

完成对Watcher Files的初始化操作, 对Watcher Files设置监听的目录数组。

public Watcher Files (string[]str)

{str Dir=str;}

(三) 开始监听方法Start。

Watcher Files对指定目录及其子目录进行监听。

(四) 停止监听方法Stop。

Watcher Files对指定目录进行停止监听, 从内存中释放所有File System Watcher对象。

(五) 对File System Watcher的Created事件。

处理File System Watcher对象的新建文件或目录的事件。

(六) 对File System Watcher的Changed事件。

处理File System Watcher对象对指定目录及其子目录下的文件更改的事件。

(七) 对File System Watcher的Deleted事件。

处理File System Watcher对象对指定目录及其子目录下的文件删除操作的事件。

(八) 对File System Watcher的Renamed事件。

处理File System Watcher对象对指定目录及其子目录下的文件重命名操作的事件。

(九) 消息函数Get Msg。

Watcher Files返回对指定目录及其子目录下文件的监听所处理的消息。

public string Get Msg ()

{return str Msg;}

四、可以扩展功能

(一) 可以对监听进行暂停操作; (二) 对监听文件可进行不同步操作; (三) 对大容量文件进行监听时, 可处理大容量文件的上传完成操作; (四) 对文件恢复时, 可指定恢复日期; (五) 可对Watcher Files作为windows服务进程, 在后台实施监听。

参考文献

资源同步利用论文 篇7

但是即使两个进程在同时读他们的时钟,他们各自的本地时钟也会提供不同的时间值。这是因为计算机时钟和绝对时间之间有偏差,(如图1所示)而且他们的时钟漂移率不同。时钟偏移是指两个时钟的读数之间的瞬间不同。时钟漂移率是指在由参考时钟变量的每个单位时间内,在时钟和名义上完美的参考时钟之间的偏移量。时钟漂移的存在使得两个进程以不同的频率给某个事件计数。

基于上述问题的考虑,可利用IEEE1588精密时间协议(PTP)实现网络系统之间的精确同步。

1 IEEE1588精准时间同步原理与实现

IEEE 1588精密时间协议通过消息传递机制使控制网络内的时钟与最精确时钟保持同步,其基本思想是在网络设备中加入时钟节点,在节点网络里选择最佳的主时钟,其他的时钟同步于这个主时钟,这样节点内的时钟便通过PTP协议达到同步的目的。

1.1 PTP协议同步原理

一对在单条链路上的主从时钟的同步过程主要靠交互时间戳来完成(如图2所示)。其实现过程可分为以下步骤:

第一步,主时钟采用多播方式向网络上发布Sync报文,报文中记录着sync报文的发送时间估计值t0,从时钟接收sync报文,并在报文接收时刻记录下sync报文的本地接收时间tl。

第二步,主时钟采用多播方式向网络上发布follow_up报文,报文中包含sync报文的精确发送时间t0的值;从时钟接收follow_up报文,得到t0的值。

第三步,从时钟采用单播方式向主时钟发送delay_req报文,报文中记录着delay_Req报文的发送时间t2,主时钟接收delay_req报文,并在报文接收过程中记录下delay_Req报文的本地接收时间戳t3。

第四步,主时钟采用单播方式向从时钟发送delay-resp报文,其中包含delay-req报文的接收时间t3的值;从时钟接收delay-resp报文,得到t3的值。

从时钟获取了全部4个时间戳的值。通过计算得到与主时钟的偏差(offset)和传输延迟(delay),调整本地的PTP时钟并与主时钟对准。

计算过程如下:

1.2.1 PTP协议中的报文时戳点和时钟时戳点

在以太网中,IEEE1588所定义的报文将封装在UDP/IP中,以多播方式发送,它符合IEEE 802.3中以太网帧格式的基本结构(以太网帧格式如表1所示)。起始帧界定符的最后两位“11”用于通知接收端后面的内容是帧的实际字段,在一个封装了sync报文或者delay_req报文的以太网帧中,需要有时戳生成功能的部件在这两位之后打上报文时戳点(如图3所示)。

在PTP报文的传输路径上也有一个特殊的点称为时钟时戳点(如图4所示),sync报文和delay_req报文应分别在发送和接收时刻(当报文时戳点经过时钟时戳点的时刻)打上时间戳。这个时间戳用于记录sync报文和delay_req报文的发送或者接收时间值。

1.2.2 网络传输延迟分析

PTP报文自发送到另一个时钟节点接收所经历的传输延迟主要包括三部分:1)栈内滞留时间outbound_latency和intbound_latency。2)传输路径的延迟。3)网络交换设备等带来的延迟。

每个PTP端口有两个标志性的常量outbound_latency和inbound_latency(如图5所示),常量outbound_latency是sync报文和delay_req报文从时钟时间戳到通信介质的时间,常量inbound_latency是sync报文和delay_req报文从通信介质到时钟时间戳的时间,这两个常量在延迟校正过程中被用到。

当报文时戳点经过时钟时戳点时应该被有效的机制检测到,超前或者滞后检测到都应该得到纠正。在时钟时戳点获得的时间值我们称之为测量值(measured value)在到达通信介质处的时间值我们称之为reported value。所有与outbound_latecy有关的报文都应该转换为reported value,它的值等于measured value+outbound_latecy。所有与inbound_latecy有关的报文都应该转换为reported value,它的值等于measured value-inbound_latecy。

在网络通讯过程中,被传递的信息需要在发送端的本地协议栈中进行封装,从协议栈的顶层开始,每下降一层就将原有数据打包,增加一些包头、包尾等信息,运算处理时间的不确定性导致在栈内的滞留时间也具有不确定性。因此,要降低网络传输延迟的不确定性,需要尽可能的将时间戳获取点向协议栈的底层移动,时间戳的获取点越靠近传输介质,获取的发送和接收时间戳的精度就越高(图6表示了可以获取时间戳的位置)。

1.3 DP83640中对Sync和delay_req报文的处理

Sync报文和delay_req报文都含有一个origin Timestamp字段,该字段的值和PTP_ASSIST的值有关,当PTP_ASSIST值为真时将跟随一个follow_up报文(只针对sync报文),其时间戳字段包含latency信息。当PTP_ASSIST值为假时将不跟随follow_up报文,sync报文origin Timestamp字段包含滞留时间(latency)的信息。

1)Sync报文的处理:

Sync报文的两步操作:

DP83640缺省状态下是两步操作,对于两步操作,需要记录和保存消息入口和出口的时间值以用来计算其滞留时间latency。一旦收到相关的Follow_Up消息,滞留时间(latency)应加到Follow_Up消息的修正字段correction Field。另外如果使能IGNORE_2STEP位,不管PTP报文PTP_ASSIST位如何,都强行进行两步操作。

Sync报文的一步操作:

为避免在管理接口间传输时间值,可以利用DP83640的一步操作。通过使能SYNC_1STEP位,可令DP83640进行一步操作,自动将时间戳插入报文的origin Timestamp字段。PTP协议要求是把滞留时间latency加到correction Field,将到来的原始时间戳值origin Timestamp加到correction Field,并减去入口的时间戳值。处理器会做如下设置:

但DP83640使用一步操作将不会做上述操作,用于Sync消息的出口时间会随着传送过程自动嵌入到origin Timestamp字段。PHY会自动设定:

需要注意的是在转发第一个Sync消息之前,应首先设定PTP时钟时间然后根据滞留时间latency修改入口时间。[2]

2)Delay_Req消息处理

对于Delay_Req消息,DP83640不支持将latency加到Delay_Req消息的correction Field字段,取而代之的是必须为Delay_Req消息纪录入口和出口的时间值,这些时间值用来确定其滞留时间latency,并将其加到Delay_Resp消息的correction Field字段。

从以上分析可以看到,应用DP83640可以精确地计算在栈内的滞留时间,同步效果更加精确。

1.4 利用DP83640进行频率纠正和相位对准

通常分布式系统中各个节点上的时钟,是用一个晶振驱动的计数器来计量的。一般情况下两台计算机的晶振频率是不同的,导致PTP时钟也以不同频率计数,在这里我们可以把晶振驱动的本地时钟看作硬件时钟H(t),对此硬件时钟进行采样形成软件时钟S(t),S(t)用来为PTP节点提供时间基准,即PTP时钟。以此PTP时钟为基础的PTP计数器记录着时间值。DP83640能有效地调节采样频率和进行相位对准,同时还能在物理电路上保证晶振的精确性。

DP83640具有几个内部时钟,包括本地参考时钟,一个被恢复的以太网接收时钟,一个PTP时钟(其时间值记录在PTP_TDR寄存器中),一个内部的PTP数字计数器,一个可以控制数字计数器和PTP时钟速率(频率)的逻辑(参见图7)。

外部晶振或振荡器对本地参考时钟提供激励。本地参考时钟成为器件中所有时钟的核心。DP83640能够将主PTP时钟和主PTP计数器相位对准,再将本地参考时钟锁频到PTP主时钟上。可以用下式简单的表述其过程:主本地时钟→PTP主时钟→主计数器→sync报文时间→恢复主本地时钟→从时钟节点本地时钟→PTP从时钟→从计数器。

从接收的PTP数据包中恢复接收时钟,并锁定到对接点中的发送时钟。在正常工作时利用IEEE 1588 PTP包,通过控制速率调节逻辑将从器件中的PTP时钟和计数器与主器件中的PTP时钟和计数器相匹配。将从系统的PTP时钟和计数器锁定到主系统的PTP时钟和计数器,DP83640通过有效调节硬件时钟,达到主从时钟的频率锁定和相位对准。[3](图8为原理示意图)

DP83640采用PTP速率(频率)控制寄存器(PTP_RATEH和PTP_RATEL)和PTP临时速率控制寄存器(PTP_TRDH和PTP_TRDL)来调节PTP速率。具体采用哪种方式与主从时钟之间的频率差异有关,例如在开始同步时时间值相差较大,可通过固定速率纠正,当相差很小时转为临时速率纠正。

固定速率纠正可按如下方式编程:

1)将速率方向(0x8000表示更高,0x0000表示更低)和该值的上10位写入PTP_RATEH寄存器中。

2)将时间差值的低16位写入PTP_RATEL寄存器。在速率写到PTP_RATEL时生效。

举例说明:假设主时钟上次同步后的计数器读数为a,从时钟自上次同步后计数器读数也为a。经过2秒,主时钟计数器记录的sync报文发送时间为b,从时钟计数器记录的接收时间为c,那么就有:

主时钟频率=(b-a)/2s,

从时钟频率=(c-a)/(2s+delay),

(从时钟频率-主时钟频率)/主时钟频率=dppm(百万分之一),

d×10-6×2/(b-a)=e

将e的单位转化为亚毫微秒,假设其十六进制值为0x254DC4,那么就可依下述方式实现固定速率纠正。

1)将0x0025写入PTP_RATEH。

2)将0x4DC4写入PTP_RATEL。

3)DP83640根据此值调节本地从时钟频率使其等于主时钟频率。

临时速率纠正与固定速率纠正的编程方法类似。临时速率在写入PTP_RATEL寄存器时立即生效,所以在设定临时速率前必须对PTP临时速率延时寄存器进行编程。在临时速率持续时间(记录在PTP_TR_DURL寄存器中)结束后,PTP_TMP_RATE位清零,速率纠正数值将切回到固定速率纠正数值。临时速率延时按以下方式配置:

1)临时速率持续时间为一个26位的数,单位是时钟周期。在默认的8 ns参考时钟周期时,最大持续时间约为537 ms。

2)将临时速率持续时间的上10位写入PTP_TRDH。

3)将临时速率持续时间的低16位写入PTP_TRDL。在写该寄存器时临时速率持续时间立即生效,并且会保持恒定,直到通过写寄存器操作进行修改。通常不需要改变临时速率的持续时间。[4]

2 测试与结果

实验采用三块freescale的M5234BCC开发板,该开发板采用了coldfire系列CPU,和DP83640网络控制器,IEEE1588代码部分由IXXAT提供。分别对时钟抖动和相位误差进行测试,测试过程如下。

将三块M5234BCC开发板通过LAN连接,M5234BCC与计算机之间通过RS232电缆相连,通过主时钟输出信号来触发示波器,依靠主触发信号来测量从信号时间。在IEEE 1588应用中,一般通过将主器件的一个秒脉冲(PPS)触发输出连接从器件输出的相应PPS信号,来测量同步性能。(如图9所示)。

参考时钟采用FCO 25 MHz时钟源。以1秒的同步间隔和10毫秒的临时速率持续时间,在25℃室温和3.3 V的VCC等正常条件下进行测量。使用示波器内部的直方图功能在特定的延迟时间点捕捉时钟信号的上升沿,并记录直方图的峰峰值和标准偏差值。如图10所示,测量时钟信号抖动峰峰值和标准偏差不超过1ns。

在同样的25 C室温和3.3 V的VCC等条件下,通过确定主时钟输出到从时钟输出引脚的时延可测得对主时钟的同步误差。同步周期设为1秒,临时速率持续时间为100毫秒。如图11所示,时钟相位误差不超过6ns。

3 总结

该文结合IEEE1588协议和DP83640以太网控制器初步探讨了协议的同步原理。对延迟时间进行了深层次的讨论,结合测试结果得出采用专用的IEEE1588同步以太网芯片要比仅用软件实现IEEE1588协议更加精确,满足大多数以太网应用的同步要求。DP83640提供了一个高精度的低抖动时钟输出,对于IEEE 1588主时钟而言是频率对准的,同时也是相位对准的。

摘要：该文基于IEEE1588精准时间同步协议(PTP协议),结合DP83640以太网控制芯片阐述了PTP协议同步报文发送和接收原理,通过在物理层加盖时间戳和调节本地时钟的频率和相位,DP83640能够提供精准的IEEE1588时钟,有效地解决由于软件带来的时钟抖动问题。

关键词：IEEE1588,DP83640,时钟同步,时间戳

参考文献

[1]IEEE Std.1588-2002,IEEE standard for a Precision clock Synchronization Protocol for Networked Measurement and Control Systems[S],2002.

[2](2007)National Semiconductor Corporation.http://www.national.com/an/AN/AN-1838.pdf.

[3](2007)National Semiconductor Corporation.http://www.national.com/an/AN/AN-1730.pdf.

[4](2008)National Semiconductor Corporation.http://www.national.com/an/AN/AN-1729.pdf.

资源同步利用论文 篇8

在数字通信中,消息是由一串连续的信号码元传递的,这些码元通常都有相同的持续时间。接收端接收这个码元序列时,一般需要知道每个码元的起止时刻,从而对码元进行判决。把在接收端产生与发送码元的频率和相位一致的定时脉冲序列的过程称为码元同步或位同步、位定时。

在全数字化侦收解调器中,对不同速率的数字信号采样频率往往是固定的,因此采样频率和符号速率通常是不同步的。理想情况下对码元的判决要在时间连续脉冲波形的中间时刻进行,因此需要对采样以后的接收信号进行处理来实现码元同步。由采样定理知道,采样频率只要满足奈奎斯特采样定理就可以由采样信号唯一地恢复出原始原模拟信号。

本文以采样定理和采样信号的恢复为理论基础,利用接收信号的采样点通过内插和重采样技术实现数字信号解调的码元同步。

1 由原始采样点恢复重采样点

实现码元同步的原理框图如图1所示。在满足采样定理的情况下,离散时域信号x(nTs)经过理想低通滤波器,可以无失真地恢复出原始模拟信号x(t)。

理想低通滤波器的单位冲击响应h(t)为:

$h(t)=\frac{\sin (\text{π}/{\rm T}{}_{\text{s}})t}{(\text{π}/{\rm T}{}_{\text{s}})t}$。

式中,Ts为采样信号的采样间隔,h(t)也称为内插函数。按照采样定理原始模拟信号x(t)为:

$x(t)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }x}(n{\rm T}{}_{\text{s}})h(t-n{\rm T}{}_{\text{s}})$。

对恢复出的模拟信号以符号速率或符号速率的整倍数重新采样,并根据每个码元脉冲中间时刻的采样值进行判决,可以实现码元同步和数据的恢复。实际中,由于运算量等限制不可能也不需要完全恢复出原始模拟信号,而只需要恢复出码元脉冲中间时刻(最佳判决点处)的样点值就可以了。因为码元定时误差检测的需要,通常还需要恢复出判决点之间的若干样点。

设码元间隔为Tb,重采样的采样间隔为Ti,其中Ti=Tb/k,k为整数,本文中取k=2。则重采样后信号序列y(mTi)为:

$y(m{\rm T}{}_i)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }x}(n{\rm T}{}_{\text{s}})h(m{\rm T}{}_i-n{\rm T}{}_{\text{s}})$。

不失一般性,重采样的样点y(mTi)采样时刻介于第nk和第nk+1之间,即

mTi=nkTs+ukTs。

式中,0<uk<1为小数倍的原采样间隔,即

uk=nTs/Ti-int[nTs/T]。

因此,y(mTi)可以重新表示为:

$y(m{\rm T}{}_i)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }x}(n{\rm T}{}_{\text{s}})h(n{}_k{\rm T}{}_{\text{s}}-n{\rm T}{}_{\text{s}}+u{}_k{\rm T}{}_{\text{s}})$。

令i=nk-n,则有

$y(m{\rm T}{}_i)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }x}[(i+m{}_k){\rm T}{}_{\text{s}}]h[(i+u{}_k){\rm T}{}_{\text{s}}]$。

该表达式是通过内插和重采样实现数字解调码元同步的理论基础。

利用理想滤波器h(t)获得重采样点是对信号的完全无失真恢复。但是由于h(t)是非因果物理不可实现的,实际应用中可以使用h(t)加窗后的滤波器来实现。设矩形窗宽度为L=I2-I1+1,则y(mTi)表示为:

$\text{y}(\text{m}\text{Τ}{}_{\text{i}})={\displaystyle \sum _{\text{i}=\text{Ι}{}_1}^{\text{Ι}{}_2}\text{x}}[(\text{i}+\text{m}{}_{\text{k}})\text{Τ}{}_s]\text{h}[(\text{i}+\text{u}{}_{\text{k}})\text{Τ}{}_s]$。

实际应用中,内插方法很多并不局限于理想内插一种方式,如拉格郎日多项式内插法、三次线性内插等多种方式,不再一一介绍。由上式可以得到图1中由I(n)和Q(n)恢复I′(n)和Q′(n)的公式:

${\text{Ι}}^{\prime }(\text{m}\text{Τ}{}_{\text{i}})={\displaystyle \sum _{\text{i}=\text{Ι}{}_1}^{\text{Ι}{}_2}\text{Ι}}[(\text{i}+\text{m}{}_{\text{k}})\text{Τ}{}_s]\text{h}[(\text{i}+\text{u}{}_{\text{k}})\text{Τ}{}_s];$

${\text{Q}}^{\prime }(\text{m}\text{Τ}{}_{\text{i}})={\displaystyle \sum _{\text{i}=\text{Ι}{}_1}^{\text{Ι}{}_2}\text{Q}}[(\text{i}+\text{m}{}_{\text{k}})\text{Τ}{}_s]\text{h}[(\text{i}+\text{u}{}_{\text{k}})\text{Τ}{}_s]$。

对低速率信号的解调,码元同步模块的输入速率相对符号速率会较高,即Tb/Ts比较大。此时,仅利用原始采样点求重采样点即可。对高速率信号的解调,由于处理速度和A/D速率的限制,码元同步模块的输入速率相对符号速率就比较低。极限情况下Tb/Ts=2,即一个符号内仅有2个采样点。此时,为了重采样点的计算精度,需要对原始采样序列先内插I倍,再对内插后的序列按上述方法计算重采样点,该情况下I(n)和Q(n)为内插后的信号。

从重采样点的内插公式看,获得重采样点只需要长度为L的原始样点(或内插I倍后的样点)和滤波器系数以及由nk和uk确定的重采样时刻即可。重采样点的计算精度取决于原信号样点和滤波器的长度。内插滤波器系数可以在线计算或事先做好数据表存放在内存中(尤其适用于硬件实现的情况)。当原始样点(或内插I倍后的样点)较多时,内插滤波器阶数会很高,致使运算量和延时都太大,建议采用多相滤波器结构来实现。

nk和uk的确定通过DDS来实现,以下将进行详细介绍。

2 码元同步的实现

2.1 重采样时刻的确定

如图1所示,重采样时刻的确定是通过虚线内由NCO和小数间隔计数器组成的DDS来实现的。DDS的参考时钟fclk为原始采样速率或I倍内插后采样速率,可统一表示为fclk=I/Ts,当不需要内插时I=1。DDS输出频率即为内插器计算和输出重采样的频率。由于nk为以fclk速率移入内插器的原始样点序号,不必再计算,DDS只需给出重采样时刻的值即可。

上节已经提到本文中重采样的间隔Ti=Tb/2,因此重采样频率为1/Ti。DDS合成频率为fout=1/Ti的正弦波,当码元未同步时,DDS输出频率还受环路滤波器输出的同步误差控制。因此DDS内相位累加器累加值表示如下:

θ(k+1)=θ(k)+FW+LPFout。

式中,LPFout为图1中的环路滤波器输出,其计算方法在后面将进行介绍;FW为DDS的频率控制字,表示为:

$\text{F}\text{W}=2\pi \frac{\text{f}{}_{out}}{\text{f}{}_{clk}}=2\pi \frac{1/\text{Τ}{}_{\text{i}}}{\text{Ι}/\text{Τ}{}_s}=2\pi \text{Τ}{}_s/(\text{Ι}\text{Τ}{}_{\text{i}})$。

当码元同步环路锁定时,LPFout收敛于0,于是有

θ(k+1)=θ(k)+FW。

相位累加值满足0≤θ(k)<2π,当θ(k)=2π时,相位累加器溢出,此时对应的时间为(nk+uk)Ts,内插和重采样模块输出重采样点。从图2可以得到uk的计算公式。

图2坐标系中,A、C点横坐标nkTs和nk+1Ts分别为距离输出重采样点前后最近的原采样点对应的时刻,对应的纵坐标为该时刻相位累加器内的值,分别表示为θ(k)和θ(k+1)。由于C点对应的θ(k+1)>2π了,相位累加器的值要对2π取模,即从C点跃变到B点。(nk+uk)Ts相位累加值等于2π,DDS溢出,控制内插重采样模块输出为重采样点。

由图中的相似三角形ADE和AFC可以得出下列关系:

$\frac{\text{u}{}_{\text{k}}\text{Τ}{}_s}{(\text{n}{}_{\text{k}+1}-\text{n}{}_{\text{k}})\text{Τ}{}_s}=\frac{2\pi -\text{θ}(\text{k})}{\text{θ}(\text{k}+1)-\text{θ}(\text{k})}$。

由于当环路锁定时,θ(k+1)-θ(k)=FW为常数,因此得到:

uk=[2π-θ(k)]/FW=[2π-θ(k)]×ζ0。

式中,ζ0=1/FW。

2.2 位同步误差检测

在图1的码元同步环路中,内插重采样输出信号速率要和数据的符号速率完全同步,必须实时计算位同步误差,并利用同步误差来控制DDS的输出频率,达到调整内插重采样输出速率的目的。

关于位同步误差检测的算法很多,本文采用Gardner算法,计算公式如下:

error(n)=I′[(n-1/2)Tb](I′[nTb]-I′[(n-1)Tb])+

Q′[(n-1/2)Tb](Q′[nTb]-Q′[(n-1)Tb])。

式中,I′(nTb)和Q′(nTb)分别为第n个码元判决时刻对应的抽样值;I′[(n-1)Tb])和Q′[(n-1)Tb])分别为第n-1个码元判决时刻对应的抽样值;I′[(n-1/2)Tb]和Q′[(n-1/2)Tb]分别为第n个和第n-1个码元判决时刻的中间时刻。

由上述可知,本文中Tb=2Ti,即内插重采样器在一个码元周期输出2个样点,判决点和相邻码元中间点。因此同步误差计算公式可以表示为:

error(n)=I′[(n-2)Ti](I′[nTi]-I′[(n-3)Ti])+

Q′[(n-2)Ti](Q′[nTi]-Q′[(n-3)Ti])。

对于采用正交变换的BPSK/QPSK/OQPSK信号解调,图1中的I(n)和Q(n)分别为正交变换的同相和正交信号,误差检测计算由2路信号共同获得,有利于提高码元同步环路的性能。对FSK和ASK等信号,码元同步环路的输入分别为通过鉴频器或包络检波器的输出波形,图1和误差检测只取一项即可。

该算法适用于环路捕获和跟踪2种模式,对于MPSK信号,误差的检测和计算与载波相位是否同步无关。因此码元同步环路可以先于载波同步进行,减少了载波同步环路的运算量。

2.3 数字环路滤波器的设计

码元同步环路使用的数字环路滤波器与模拟环中使用的环路滤波器一样,对噪声及高频分量起抑制作用,并且控制着环路相位校正的速度。适当地选择滤波器的参数,可以改善环路性能。在本文中环路滤波器对位同步误差检测模块检测到的同步误差信号进行平滑滤波,利用滤波输出控制DDS,从而调整DDS输出频率。

本文采用一阶环路滤波器,其结构如图3所示。

该滤波器是模拟一阶有源比例积分滤波器的数字化实现,其传递函数为:

${\rm H}(z)=k{}_1+k{}_2\frac{z}{z-1}$。

由于模拟一阶有源比例积分滤波器的传输函数为:

$F(s)=\frac{1+s\tau {}_2}{s\tau {}_1}=\frac{\tau {}_2}{\tau {}_1}+\frac{1}{\tau {}_{1}s}$。

由双线性变换可得到:

$k{}_1=\frac{2\tau {}_2-{{\rm T}}^{\prime }{}_{\text{s}}}{2\tau {}_1},k{}_2=\frac{{{\rm T}}^{\prime }{}_{\text{s}}}{\tau {}_1}$。

式中,T′s为模拟滤波器数字化的采样间隔,本文中环路滤波器工作在1/Tb速率下,因此T′s=Tb。

由于采用模拟一阶有源比例积分滤波器的锁相环的相位传输函数为:

$\text{Η}(\text{s})=\frac{2\text{ζ}\text{ω}{}_{\text{n}}\text{s}+\text{ω}{}_{\text{n}}^2}{\text{s}{}^2+2\text{ζ}\text{ω}{}_{\text{n}}\text{s}+\text{ω}{}_{\text{n}}^2}$。

式中,ωn、ζ分别为环路自然频率和阻尼因子。

$\begin{array}{l}\text{ω}{}_{\text{n}}=\sqrt{\frac{\text{G}{}_o\text{G}{}_d}{\text{τ}{}_1}}‚\\ \text{ζ}=\frac{\text{G}{}_o\text{G}{}_d\text{τ}{}_2}{2\text{ω}{}_{\text{n}}\text{τ}{}_1}=\frac{\text{τ}{}_2}{2}\sqrt{\frac{\text{G}{}_o\text{G}{}_d}{\text{τ}{}_1}}=\frac{\text{τ}{}_2\text{ω}{}_{\text{n}}}{2}。\end{array}$

式中,Go为图1中NCO增益;Gd为同步误差检测增益。

根据τ1、τ2和k1、k2的关系可以得到数字环路滤波器参数计算公式为:

$\begin{array}{l}\text{k}{}_1=\frac{1}{2\text{G}{}_o\text{G}{}_d}(4\text{ω}{}_{\text{n}}\text{ζ}+\text{Τ}{}_b\text{ω}{}_{\text{n}}^2),\\ \text{k}{}_2=\frac{\text{Τ}{}_b\text{ω}{}_{\text{n}}^2}{\text{G}{}_o\text{G}{}_d}。\end{array}$

通常,用滤波器的噪声带宽BL来代替ωn,BL=[ζ+1/(4ζ)]ωn/2。因此,环路滤波器参数计算公式为:

$\begin{array}{l}\text{k}{}_1=\frac{\text{B}{}_L(4\text{ζ}+2\text{Τ}{}_b\text{B}{}_L+1)}{\text{G}{}_o\text{G}{}_d[\text{ζ}+1/(4\text{ζ})]{}^2},\\ \text{k}{}_2=\frac{4\text{Τ}{}_b\text{B}{}_L^2}{\text{G}{}_o\text{G}{}_d[\text{ζ}+1/(4\text{ζ})]{}^2}。\end{array}$

通常阻尼因子ζ=0.707,给定单边噪声带宽BL就可以针对不同码速率1/Tb设计环路参数。

3 结束语

分析了采用内插和重采样实现数字信号解调码元同步的理论基础,详细介绍了码元同步环路各组成模块的设计和实现方法,并通过仿真试验进行了验证。试验中在满足奈奎斯特定理的条件下,对采样频率和码元速率在不同比例的情况下(整数或非整数)均获得正确的仿真结果,解决了解调不同速率数字信号时对采样率的依赖问题。本文介绍的方法适用于软件和硬件实现,具有良好的工程实践意义。

摘要：以采样定理和采样恢复为理论依据,分析了利用内插/重采样技术从基带采样信号中恢复数字信号最佳判决点的可行性。给出了采用该技术实现全数字码元同步的方法,并对其关键组成模块:内插/重采样器、码元误差检测、环路滤波器以及DDS等给出了详尽的设计说明和参数计算方法。该方案对软件和硬件实现有着普遍的适用性,其正确性和有效性经过了仿真验证。

关键词：内插/重采样器,码元同步,采样定理

参考文献

[1]GARDNER F M.Interpolation in Digital Modems-Part I:Fundamentals[J].IEEE Transa-Ctions on Communications,1993,41(3):501-507.

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[5]丁玉美,高西全,彭学愚.数字信号处理[M].西安:西安电子科技大学出版社,1997.

资源同步利用论文 篇9

关键词：正交频分复用,同步,稀疏信道估计,恒包络零相关序列,压缩感知,正交匹配追踪

时频同步和信道估计是正交频分复用 (OFDM) 系统中的关键技术。传统的同步算法[1]由于存在循环前缀而使得其符号定时同步度量函数存在一个和循环前缀长度相同的平台期。而文献[2]算法由于设计的导频符号有共轭对称的特点, 所以其符号定时同步度量函数在主峰附近会出现旁峰。文献[3]和文献[4]里算法都利用了CAZAC序列设计导频符号, 由于CAZAC序列有良好的自相关性, 它们都能精确地完成符号定时同步, 消除了文献[1]和文献[2]算法的缺点, 但二者在符号定时同步时都使用到了本地序列与接收序列做相关运算, 所以计算量较大。

关于信道估计, LS准则算法简单易行, 但其对稀疏信道估计的结果不够理想, 故不适合用于稀疏信道估计。而MMSE准则算法虽然对信道估计的值很精确, 但是它的计算很复杂, 所以实际应用较少。文献[5]提出了利用优化的部分傅里叶矩阵作为感知矩阵进行稀疏信道估计, 但该方法没有兼顾到时频同步, 所以功能有限。

本文将设计一种ZC序列组成的导频符号能够在时域兼具完成时频同步及稀疏信道估计, 并且完成符号定时同步不需要本地序列。

1 导频符号设计及同步方法

1.1 导频符号设计

Zadoff-Chu (ZC) 序列是CAZAC序列的一种, 本文所用序列定义如下

其中, N表示序列长度, 它具有良好的自相关性, 有恒幅特性, 低峰均比性, 经傅里叶变换后仍为ZC序列等特性, 还具有自反性, 即

本文设计新符号如图1所示。

其中, 符号A是长度为N (子载波数目) 的ZC序列经IFFT变换到时域的序列, 也是一个ZC序列。符号A*是符号A的共轭序列, 符号CP是循环前缀, 取自符号A*的后X位。

1.2 时域符号定时同步

本文算法进行符号定时同步不需要像文献[3]和文献[4]利用本地序列, 而是通过计算度量函数M (d) , M1 (d) , M2 (d) 来实现, 具体如下

式中, M1在θ±N范围内是升降陡急的函数, 并且由于CP不是A后X位的复制, 所以M1在θ附近没有平台期, 如图2 (a) 所示。

M2因为有循环前缀的存在, 虽有两个冲激值, 但在θ±N内只有一个冲激值, 如图2 (b) 所示。二者乘积M也只有在θ时才有冲激值, 这就消除了平台期和旁峰, 如图2 (c) 所示。

符号定时同步估计值为

当M最大时的θ值即为符号定时位置。

1.3 时域符号频偏估计

在完成符号定时同步后, 开始进行频偏估计。假设存在归一化频偏ε, 本文先对小数倍频偏εF进行估计, 再对整数倍频偏εI进行估计, 都在时域完成, 不需要FFT的过程。在获得正确符号定时位置后θ, 利用求取P1 (d) 相位来完成小数倍频偏εF估计, 有

当d位于θ时有

得出小数倍频偏后对接收到的序列进行补偿, 补偿后的序列只存在整数倍频偏。接下来进行整数倍频偏估计。因为符号A由θ位置开始, 假设仅存在整数倍频偏εI时, 有

此时利用本地序列x (n) 的循环移位序列x (n+εg) mod N与r (n) 做互相关, 有

由式 (16) 可知仅当εI=εg时存在峰值, 所以

2 稀疏信道估计方法

2.1 时域信道特点和感知矩阵的构成

稀疏信道是指只有少数路径为非零值的无线信道, 它是时域稀疏信号, 因此可用压缩感知技术进行信道估计。一般而言, 真实信道的长度小于循环前缀的长度LCP, 也<N, 假设离散信道冲激响应长度为N, 则离散信道模型为

假设时域发射序列为

经过长度为N的信道后, 接收端序列为发射序列与离散信道的卷积

其中, n是均值为零;方差为σ2的高斯白噪声。将式 (20) 写成矩阵形式如下

在完成时频同步后, 接收序列不存在频偏且已知θ的位置, 将yθ+N-1到yθ+2N-2这N个值的矩阵形式重写如下

不难验证Φ既是正交矩阵, 也是托普利兹矩阵。如果向量h在时域只有K个非零值, 即为K稀疏的向量。按照关系M=c Klog (N/K) 先对Φ随机抽取M行, 再将所抽取部分矩阵按列归一化后可得到矩阵Φ', Φ'是否满足压缩感知条件将通过对比验证。若矩阵A满足约束等距条件 (RIP特性, 见文献[7]) 则可为感知矩阵, 即

其中, δK是约束常数;x是任意K稀疏向量。式 (23) 也可表示为AHA的特征值都在[1-δK, 1+δK], 即

已有文献[8~9]证明部分傅里叶矩阵和高斯分布随机矩阵满足RIP特性, 接下来进行对比。

2.2 感知矩阵的优化及对比

对本文算法Φ和文献[5]中的傅里叶变换阵F以及高斯分布随机矩阵G都优化后再进行RIP特性对比。所谓优化是因为任意挑选出的部分矩阵并不一定是最优的, 应根据文献[10~11]进行优化, 对于矩阵A应满足其各列向量之间的相关性最小才能使得估计性能最优, 即MIP特性[12,13]

生成3个N阶方阵, 本文算法Φ;傅里叶变换阵F;高斯分布随机阵G。以Φ为例, 当稀疏度为K时, 先生成多个部分矩阵{Φ'i}, 再按照MIP特性从中挑选出最优的矩阵Φopt。再对Φopt进行100次随机抽取K列得到100个M×K阶矩阵{Φi}1≤i≤100。计算出每个度量矩阵ΦiHΦi最大和最小特征值以及约束常数, 可得到100个λmax, λmin, δK, 然后求得均值这3种算法优化的感知矩阵RIP特性比较如图3所示。

由图3可知本文算法优化的感知矩阵Φopt比优化的高斯分布随机感知矩阵Gopt和优化的部分傅里叶矩阵FoptRIP特性更优, 因此Φopt可作为感知矩阵。

图4显示同样的稀疏信号分别由3种优化的感知矩阵在测量数相同情况下, 并通过OMP方法[14]恢复出的结果对比。

如图4所示, 由于本文算法矩阵RIP特性更优, 所以恢复的信号更接近原始信号。

3 算法仿真

3.1 时域符号定时估计与频偏估计仿真

设置OFDM导频符号参数为:循环前缀长度LCP为64采样点单位, 后接3段符号长度N均为256采样点单位。设置归一化频偏为4.1。多径信道采用6条信道, 相对时延分别为:0, 1, 3, 8, 12, 25采样点单位;增益分别为:-3, 0, -5, -6, -8, -10 d B。本文算法与文献[3~4]在不同信噪比下得到的符号定时同步均方误差对比如图5所示。

由于本文的符号定时同步不仅用到了ZC序列的自相关性, 还融入了自反性的优点, 所以均方误差在信噪比较小时优于文献[3~4]。

频偏估计均方误差性能对比如图6所示。

由于文献[3]与本文算法频偏估计方法相同, 故性能接近。二者估计范围较文献[4]大, 所以在低信噪比时都略优于文献[4]。

3.2 时域稀疏信道估计性能对比

针对相同的时域稀疏信道, 分别用Φopt, Fopt, Gopt做压缩感知矩阵进行信道估计。信道采用在循环前缀长度LCP内随机产生的稀疏度K=6的随机脉冲信号, 三者的观测导频数均为36, 在不同信噪比下得到信道估计均方误差如图7所示。

由于三者的RIP特性不同决定了其对时域信号恢复的能力不同, 三者所恢复信号的均方误差大小与各自RIP特性相吻合。

4 结束语