目标阻抗（精选7篇）
目标阻抗 篇1
摘要：频率的电源分配网络设计是一个多目标优化问题。应用多目标进化算法优化电源分配网络的阻抗,其中去耦电容的个数和种类成为了PDN中两个需要优化的目标函数,这使得PDN中的输入阻抗,在截止频率内小于目标阻抗以达到设计要求。为解决这个问题,应用可分解的多目标进化算法,同时优化这两个目标,以获得期望的ParetoFront(PF)。实验证明,该设计方法易于实现,且效果良好、稳定性强。优化的PDN的输入阻抗满足设计要求并且优化的去耦电容的个数和种类逼近PF。
关键词：PND,去耦电容器,MOEA/D,目标阻抗,截止频率,PF
在高频时,由于过孔或晶体管切换时电源引脚吸收瞬时电流,而稳压源VRM由于电源地平面噪声的影响,无法及时提供恒定电压,这时就会从电源地平面吸取大量电荷造成压降,如果压降超过5%波纹技术规范就会导致电源无法正常工作,造成严重的电源完整性问题。因此,如何解决电源噪声问题为平面提供低阻抗路径,成为电源分配网络设计的关键。将电源允许的最大电压波动容限转化为频域的一个参数:目标阻抗。现在把问题转化为如何优化电源分配网络(PND),以提供低阻抗,使得它在截止频率内小于目标阻抗。为优化PDN,最重要的两个优化目标是去耦电容器的个数和种类的选择。设计者可以通过迭代改变这些参数来控制PND谐振以减小阻抗峰值[1]。目前,对于系统级的PND的设计是基于一些单目标随机的算法,例如遗传算法[2]和模拟退火[3,4],而应用单目标方法优化多目标问题会造成较大的偏差,无法更加准确地逼近PF。自2003年以来,进化多目标算法前沿的研究呈现出新的特点,对于多目标优化问题本身性质的研究也在深入。文中所应用的基于分解的多目标进化算法(MOEA/D)是近两年来在进化计算研究领域内的先进成果。它将多目标优化问题转换为单目标优化问题,该算法将逼近整个Pareto 前沿面(PF)的问题分解为一定数量的单目标优化问题,然后用进化算法同时求解这些单目标优化问题。算法维持一个由每个子问题当前最优解组成的种群,子问题之间的近邻关系定义为子问题权重向量之间的距离,每个子问题的优化过程通过与其近邻子问题之间的进化操作完成[5]。
1 PDN中的去耦电容
1.1 电源分配网络的设计
本文采用电源分配网络(PDN)的集总等效模型。首先是稳压器模块(VRM),如图1所示,模型可以简化为一个串联的电阻和电感。从DC到大约50 kHz的频率范围内,VRM的阻抗非常低,可以满足芯片对瞬态电流的要求。
设计PDN的第一步是确定目标阻抗,必须分别对电路板上所有芯片的各个电压轨道进行独立设计。对于每个电压轨道,目标阻抗可能会随频率而改变,这取决于芯片各自的电流频谱。当一频率分量的电流流过给定阻抗曲线的PDN时,在PDN上会产生电压噪声并且电压降低,把电压的5%规定为PDN中可接受波纹最大压降,它所对应频域内最大的阻抗,即目标阻抗。可以得到
由于规定波纹指数是5%,所以式(1)可表示为
其中,Vdd为轨道电压;Imax为芯片的最大电流。只有当阻抗曲线低于目标阻抗时,PDN符合设计要求,如果PDN阻抗某些峰值超过目标阻抗,这时需要添加去耦电容来抑制这些峰值,使其低于目标阻抗。
1.2 去耦电容网络的设计
去耦电容器网络的设计是PDN设计的重点,它决定了PDN的性能。一般PDN中都会包含各式各样的电容器,对于如何分配去耦电容器及其位置并没有达成共识。当高频时VRM不能提供低阻抗,此时,设计PDN阻抗曲线的策略就是选择合适的容值种类和个数的电容器以保持峰值阻抗低于目标阻抗。
要降低峰值阻抗就是要减小较大电容的串联等效电感(ESL)或并联更多电容器。这些电容的容值种类可以相同也可以不同。高频时电容器的阻抗完全取决于ESL的并联值,假设它们的ESL值都相同,该条件变为
其中,ESL为单个电容器的等效串联电感;n为满足目标阻抗所需并联电容器的个数;Fmax为板级PDN设计起作用的最高频率,即截止频率。
式(3)从理论上确定了为满足目标阻抗所需并联电容器的最少个数[6]
在不考虑容值的情况下,为减小所需电容器的个数,必须减小单个电容器的ESL。
PDN的输入阻抗主要由去耦电容的个数和种类所决定
其中,YVRM是稳压源VRM的电导;YPL是平面电容的电导;Chrom*Y为所添加的总电容值;ZSPR是分布电感的阻抗;Zvia是过孔电感阻抗。
2 多目标问题及算法
多目标优化问题(MOP)在现实中应用广泛,一般需要同时优化两个或两个以上的目标并且这几个目标之间相互冲突,一个解对于某个目标可能是可能较好,而对于其他目标可能较差,因此存在一个折衷解的集合,称为Pareto最优解或非支配解集。对于多目标问题最初的方法就是通过加权等方法把它们转化为单目标的问题,然后用数学规划法来求解,但每次只能得到一种权值情况下的最优解,它仅仅是多目标问题的Pareto前沿(PF)的一个解,而传统的数学规划方法往往效率很低,且它们对权重值或目标给定的次序较敏感。针对传统数学方法的局限性,越来越多的研究者试着通过直接的方法去逼近PF。提出了很多先进的多目标算法,一些通过使用数学模型或基于进化算法来逼近PF。其中,一种算法成功地将数学规划中常用的分解方法引入到进化多目标领域,而且可以直接采用进化算法求解单目标优化问题,文中即采用此算法:基于分解的多目标进化算法(MOEA/D)。
在本文中,使用MOEA/D同时优化去耦电容的种类和个数。文献[7]分别描述了MOPs和MOEA/D的构架。
2.1 MOPs的描述
目前,许多问题都是多目标优化的问题,单目标问题只是特例。多目标问题可以描述如下
其中,Ω是决策变量空间;C(x)代表问题约束和定义决策空间的可行域。F∶Ω→Rm由m个实值函数组成;Rm为目标函数空间。
为平衡各个目标,定义各个解之间的支配关系。现在令u=(u1,…,um),v=(v1,…,vm)∈Rm是两个向量,对于所有f(x)的i=1,…,m,如果有ui≤vi并且u≠v,则称u能支配v。如果不存在点x*∈Ω使得支配f(x*),则称点x*∉Ω是最佳Pareto。所有Pareto最佳点叫作Pareto集合(PS),与PS对应的所有目标向量叫作Pareto前沿(PF),其中PF={F(x)∈Rm/x∈PS}[8]。
2.2 基于分解的MOEA
MOEA/D使用分解方法把一个MOP分解成一系列的单目标优化问题。MOEA/D 尝试去集体和同时优化这些单目标以代替其他进化算法的直接逼近Pareto前沿面(PF),因为这些SOPs的每一个最优解是给定MOP的一个Pareto最优解。这些最优解的集合就是一个pareto前沿面的逼近。每个子问题在当前解集中都能找到一个局部最优解。用权重响亮的欧氏距离来描述子目标中邻居之间的远近程度,而这个权重向量就是m个子目标的聚合系数,通常认为相邻的子问题的最优解应该非常接近。子问题可以描述为
其中,λ=(λ1,…,λm)是一个权向量的集,对于所有的i=1,…,m和
z*=(z*1,…,z*m)为参考点,当优化目标最小化时,z*=min{fi(x)/x∈Ω},i=1,…,m,然后通过进化过程,同时求解子问题。由于两个相邻子问题的优化解理论上应该相似,所以在MOEA/D中每个子问题均可以借助其相邻子问题的优化信息。下面简要MOEA/D的大体思路。在本文中我们采用Tchebycheff方法,将多目标优化问题分解成N个单目标优化问题,第j个子问题的目标函数为
MOEA/D叙述如下:
(1)输入。1)决定变量。2)N为MOEA/D中考虑的子问题的数目。3)λ1,…,λN为均匀分布的N个权重矢量。4)T为在每个权重矢量邻居中的权重矢量的数量。5)停止判据。
(2)输出。1)PS的近似值为x1,…,xN。2)PF的近似值为F(x1),…,F(xN)。
3 实验数据及结果分析
3.1 实验数据
将去耦电容器的截止频率Fmax、等效串联电感ESL和最大电流Imax作为决定变量,通过改变这些参数来改变电容器的个数。同时将电容器的种类和个数作为需要优化的目标函数。将分解后的每个子问题中的目标阻抗Ztargetj作为每个子问题的参考点Z*,通过调节决定变量来改变输入阻抗Z0,使得它在截止频率内不要超过目标阻抗。在本文中取几种组合作仿真验证,MOEA/D算法中把参数设为:进化代数60代;种群大小为150;邻居个数为30个;分解方法为Tchebycheff算法。在PND中,ZVRM=0.001 Ω;ZPL=0.003 Ω;RSPR=0.002 Ω;Rvia=0。
选取3组实验数据并得到实验结果。第一组选取的目标阻抗Ztarget为0.1 Ω,截止频率Fmax为50 MHz,获得的电容器的方案如表1所示,PDN阻抗曲线如图2所示。第二组选取的目标阻抗Ztarget为0.2 Ω,截止频率Fmax为100 MHz,获得的电容器的方案如表2所示,PDN阻抗曲线如图3所示。第三组选取的目标阻抗Ztarget为0.2 Ω,截止频率Fmax为80 MHz,获得的电容器的方案如表3所示,PDN阻抗曲线如图4所示。表1～表3中电容器种类限制均为6种。
(目标阻抗0.1 Ω,截止频率50 MHz)
(目标阻抗0.2 Ω,截止频率80 MHz)
3.2 实验结果分析
实验数据显示,当频率为50 MHz时,需要的去耦电容器是24个;频率为80 MHz时,去耦电容器的个数是58;当频率为100 MHz时,去耦电容器的个数是104。这表明随着频率的升高,所需的去耦电容器也越多。高频时PND阻抗明显增大,芯片噪声严重,从图中我们可以看到,未加去耦电容的PDN曲线在高频时超过了目标阻抗,并形成尖峰。而添加相应的去耦电容后将PND曲线尖峰压到目标阻抗之内,有效地抑制了噪声。可以看到,在截止频率内PDN阻抗小于目标阻抗,满足在截止频率内阻抗设计的要求。
4 结束语
文中使用了基于分解的多目标进化算法(MOEA/D)来优化电源分配网络(PDN),去耦电容网络中的两个目标函数电容器的种类和个数被MOEA/D分解成两个单目标,并同时被优化。它们的解是一个折衷的优化解而并非是各自的最优解,实验证明,它们逼近 Pareto Front(PF)。实验结果给出了优化后电容器的种类和个数,数据显示,截止频率越高所需的电容个数越多,才能使PDN阻抗限制在规定的截止频率内满足设计需要。
参考文献
[1]ENGIN A E.Efficient sensitivity calculations for optimizationof power delivery network impedance[J].IEEE Trans Elec-tromagn Compat,2010,52(2):1511-1519.
[2]BHARATH K,ENGIN E,SWAMINATHAN M.Automatic pack-age and board decoupling capacitor placement using genetic al-gorithms and mfdm[C].In Proc.45th ACM/IEEE Des.AutomConf(DAC 2008),2008:560-565.
[3]CHEN J,HE L.Efficient in-package decoupling capacitoroptimization for i/o power integrity[J].IEEE Trans Compat-Aided Design Integr Circuits Syst,2007,26(4):734-738.
[4]ZHENG H,KRAUTER B,PILEGGI L.On-package decou-pling optimization with package macromodels[C].In Proc.IEEE Custom Integr Circuits Conf,2003(9):723-726.
[5]GONG M G,JIAO L C,YANG D D,et al.Evolutionary mu-tilti-objective optimization algorithms[J].Journal of Soft-ware,2009,20(2):271-289.
[6]ERIC B.信号完整性分析[M].2版.李玉山,李丽平,译.北京:电子工业出版社,2005.
[7]ZHANG Qingfu,LI Hui.MOEA/D:A Multiobjective Evolu-tionary Algoritm Based on Decomposition[J].IEEE TransEvol Comput,2007,11(6):458-463.
[8]MIETTINEN K.Nonlinear multiobjective optimization[M].USA:Kluwer Academic,1999.
目标阻抗 篇2
关键词：数值模拟,调压室,阻抗系数
0前言
调压室是建立在压力水道上的建筑物, 以反射压力管道中传来的水锤波, 从而减小及避免水锤对压力管道的影响[1]。调压室主要由调压室前后有压管道部分、调压室与有压管道链接处的分叉部分、调压室自身的阻抗孔部分及内部突扩部分组成。作为水工结构中输水系统的重要组成部分, 调压室一直是研究单位和学者们所关注和研究的重点。如果不能正确的判断和选择其水力特性参数, 不仅会影响水电站的安全稳定, 甚至直接导致整个工程项目的失败。
对于调压室的阻抗系数, 近年来国内对调压室阻力系数的研究有了很大的进步, 刘启钊、蔡付林、宋长福等人[2,3,4]通过试验研究得出了简单调压室和有长连接管的阻抗式调压室阻抗系数关于流量比的拟合公式和关系曲线, 并推导出了阻抗式调压室局部水头损失表达式。但这些研究只是针对比较简单的阻抗式调压室, 并没有结合CFD方法对几种典型简单调压室进行试验对比分析。因此本文将在总结前人结果的基础上, 以CFD软件为平台, 对几种典型调压室进行数值模拟与试验对比分析, 研究调压室结构及各种边界条件下对其阻抗系数的影响。
1 数值模拟
1.1 控制方程
(1) 连续方程:
(2) Reynolds时均N-S方程:
(3) k-ε模型方程:
式中:为经验常数, 其值分别取1.44、1.9、1.0、1.2;C2ε的大小取决于主流方向与重力方向有关。平均速度引起的湍动能产生项Gk, 其计算公式为:;当流体可压时, 浮力引起的湍动能产生项Gb (本问题文研究中不计) ;当流体可压时, 湍动中脉动扩张的贡献YM (在本问题研究中也不计) [6]。
1.2 计算方法与边界条件
本文采用基于同位网格的SIMPLEC算法实现对速度和压力之间的耦合;应用有限体积法离散控制方程;对流项采用二阶迎风离散格式, 扩散项采用中心差分格式;近壁区域流动通过标准壁面函数法描述, 使用标准k-ε湍流模型封闭方程组[7]。在本文的所有研究对象模拟中, 进口边界条件均采用速度进口, 出口边界均采用自由出流。
2 计算结果与分析
2.1 T型分岔管阻抗系数
T形岔管调压室阻抗系数主要取决于三管连接处的修圆半径、分流与汇流比和管长管径[6]。本文研究所采用如图1 (管内径均为0.1m, 管道长度为1m, 大井高度1m) T形岔管调压室模型。在两种流态下, 通过不同分流比进行CFD计算并与文献[1]中T型分岔管调压室模型试验数据进行对比。由图1可知, 其CFD计算值与经验值趋势变化基本一致, 随着分流比Q2/Q1变化, ξ12、ξ13均先减小后变大, ξ12在0.2~0.6之间与经验值相差较大, 但是其误差均在0.1之内;ξ13随着流量比Q2/Q1的增大与经验值的差距越来越小, Q2/Q1为0.6是个转折点, Q2/Q1>0.6是最大误差为0.15, Q2/Q1<0.6后误差越来越小, 模拟数值基本与经验值符合。
2.2 有连接管的阻抗式调压室阻抗系数
本文研究的带连接管的阻抗式调压室模型如图3 (引水管道内径0.1m, 长3m, 大井内径0.33m, 长度1.5m, 调压室连接管内径0.2m, 长度1m) 所示。在不同的流态和流量比下进行数值模拟计算, 与文献[2]中试验数据进行对比。由图2可知, 随着分流比的Q2/Q1变化, ξ12、ξ13先减小后变大, 数值模拟曲线基本贴近经验值曲线, ξ12在0.2
2.3 CFD计算监测面位置与阻抗系数关系
在本文中, 根据文献[2]其CFD计算监测面设置在3~5倍管径距离处。简单调压室模型中结构简单, 通过数值模拟已经得出调压室内部速度场和压力场的变化, 而到管道3倍管径中趋于平缓, 故采用3倍管径作为其监测面进行数值模拟。但是带有连接管阻抗式调压室相对来说比较复杂, 对监测面的设置有不同的要求。故对其在分流流态下在进行数值模拟验证计算。由图3可以看出:阻抗式调压室设置对3倍管径和5倍管径分别设置监测面, 两者计算得出的调压室阻力系数与文献[2]比较, 由图3知, 相对于3倍管径与经验值的阻抗系数非常接近, 5倍管径监测面计算所得的阻力损失系数远远大于两者, 这也说明监测面位置的变化, 对阻抗系数存在影响。
2.4 连接管长度与阻抗系数关系
在研究连接管长度对阻抗系数影影响时, 四组调压室模型的连接管长度依次递增之外其余结构尺寸均与上述验证的有连接管调压室模型尺寸一致, 为了排除沿程损失的影响, 在进行CFD计算时, 管道内壁均考虑为光滑壁面。由图4可以看出, 在分流流态下, 不论连接管长度为0.1、0.2、0.3或者0.4m, 数值模拟计算得出的ξ12和ξ13都非常一致, 这说明在阻抗式调压室中, 连接管的长短影响调压室沿程阻力损失, 与局部阻力损失并没有关系。
4 结语
(1) 用CFD对两种典型调压室模型数值模拟, 与文献中试验经验公式对比分析, 两者数值较为吻合, 验证了CFD数值模拟在调压室阻力系数研究中的可行性。
(2) 在阻抗式调压室阻力系数数值模拟中, 比较了检测面在3倍和5倍管径时两者对数值模拟结果精度的影响, 结果表明:在阻抗式调压室模型进行数值模拟时两者差距很小, 一般选取3倍管径即可。
(3) 对连接管长度不同的四个阻抗式调压室模型分析研究, 在CFD计算中去除管道内壁粗糙度的影响, 结果表明:阻抗式调压室的连接管长度只是影响其内部管道沿程阻力损失, 与其局部阻力损失并没有关系, 故在实际的水电工程计算中, 可以只考虑沿程阻力损失根据现场情况对调压室连接管长度进行调整。
参考文献
[1]DL/T5058-1996, 水电站调压室设计规范[S].
[2]刘启钊, 彭守拙.水电站调压室[M].北京:水利水电出版社, 1995.
[3]蔡付林, 胡明, 曹青.有长连接管的阻抗式调压室阻抗损失系数研究[J].水电能源科学, 2001, 19 (4) :40-42.
[4]宋长福.阻抗式调压室水力性能研究[D].南京:河海大学, 2004.
[5]王福军.计算流体动力学分析-CFD软件原理与分析[M].北京:清华大学出版社, 2004.
[6]程永光, 杨建东.用三维计算流体力学方法计算调压室阻抗系[J].水利学报, 2005, 36 (7) :787-792.
接地阻抗的检测分析 篇3
GB9706.1-2007中18f) 对接地阻抗的要求为不用电源软电线的设备,保护接地端子与所有已保护接地的可触及金属部分之间的阻抗不大于0.1Ω。带电源输入插口的设备,插口中的保护接地点与所有已保护接地的可触及金属部分之间的阻抗不大于0.1Ω。带不可拆卸的电源软电线的设备,网电源插头中保护接地脚与所有已保护接地的可触及金属部分之间的阻抗不大于0.2Ω。
对接地阻抗的试验为用50Hz或60Hz、空载电压不超过6V的电流源,产生25A或1.5倍于设备额定电流,两者取较大的一个(±10%),在5s~10s的时间里,在保护接地端子或设备电源输入插口保护接地连接点或网电源插头的保护接地脚和在基本绝缘失效情况下可能带电的每一个可触及金属部分之间流通。
测量上述有关部件之间的电压降,根据电流和电压降确定的阻抗,不得超过本GB9706.1- 2007中18f) 所规定的值。
在实际的接地阻抗检测中,会有电路连接中产生的一些问题,对此本文进行了分析,以供大家研究。
1.接地阻抗检测分析
接地阻抗测试的连接电路图如图1所示,实际的按照图1电路图连线布置图如图2所示,图中右侧为接地阻抗测试仪,左侧为电压表,中间盒子为接地阻抗装置,盒子右端引出的两根线相当于图1中AE、BF,盒子左端引出的两根线相当于图1中AC、BD。
在实际的检测中, 我们会直接读出接地阻抗测试仪的阻抗数值, 如图3所示, 用接地阻抗测试仪的鳄鱼夹子夹持在AB两端如选取的测试电流为25A, 接地阻抗测试仪显示读出的阻抗为0.050Ω, 由此计算出AB两端的电压UAB=25A×0.050Ω=1.25V。 如图4所示, 而用电压表测试出CD两端的电压UCD为1.1892V ≈ 1.19V, 计算的回路电流值为1.19V/0.050Ω=23.8A。结果是AB端测试电流为25A,以AB端计算电压为1.25V,CD端测试电压为1.19V,以CD端计算电流为23.8A,即CD端电压比AB端电压低1.25V-1.19V=0.06V。计算的回路电流比测试电流小25A-23.8A=1.2A,AC段、BD段都分别是起始端为A、B的连接导线, 没有连接到电流流过负载的回路线路AE、BF上, 也就排除了在回路线路上测试产生压降的现象。 另外,接地阻抗测试仪和电压表都是经过检定和校准的仪器,显示值都是准确的,线路压降或仪器显示值不是造成UCD比UAB低的原因。
那么,究竟是什么原因造成CD两端的电压比AB两端的电压低呢?我们用电压表直接测试接地阻抗测试仪夹持在AB两端鳄鱼夹子上的电压,发现测试值是1.25V,这和计算值是一样的, 然后我们用电压表测量鳄鱼夹子夹持紧挨着的导线上,立刻降为1.19V。一到鳄鱼夹子夹持的线上就降下来,这说明压降来自鳄鱼夹子夹持导线产生的接触电阻,在25A的大电流下金属更容易氧化形成接触电阻,而且大电流下接触电阻在小电阻值接地阻抗中产生的压降就更明显。因此, 大电流下鳄鱼夹子夹持导线的接触电阻产生的压降才是造成UCD比UAB低的原因。
接地阻抗测试实际情况的连接电路中,不论是否有接触电阻,接触电阻是否产生的压降, 而回路电流是一样的, 如图5所示, 因此, 实际的接地阻抗为R地= 1.1892V/25A= 0.047568Ω ≈ 0.048Ω,比接地阻抗测试仪显示读出的阻抗0.050Ω 小约0.002Ω,这是因为接地阻抗测试仪显示读出的阻抗包含了接触电阻R接1+R接2的缘故。因此,要得到更为准确的接地阻抗需用电压表测试被测两端的电压,而不是接地阻抗测试仪鳄鱼夹子夹持端的电压。因其包含接触电阻的分压,所以比实际测试端的电压要高, 然后用被测两端的电压除以接地阻抗测试仪测试的电流才能得出真实的接地阻抗。
2.结束语
本文通过对接地阻抗的测试,在试验工作中由于连接线路接触电阻就产生了较大的分压,使得检测人员误认为未接入负载回路的导线起始两端产生了不同的电压,一度让检测人员陷入迷惑, 数据的偏离既不是仪器的不准确,也不是试验的方法错误,却是人们认为可以忽略的因素造成的。 因此,在检测工作中遇到问题从不同的角度,不同的方面做大量细致的试验,多分析、多研究, 要通过现象看本质,这样才能搞清楚试验过程中产生问题的原因。
摘要：在对接地阻抗的检测中,由于是在大电流下测量小电阻,其连接线路接触电阻就产生了较大的分压,因此在检测中产生了一些迷惑,为此本文对接地阻抗测试的实际情况进行了分析、研究,总结出来供参考。
测量阻抗的振荡轨迹识别 篇4
关键词：系统振荡,继电保护,测量阻抗,振荡轨迹,电势幅值
0 引言
电力系统中的很多扰动, 比如电力系统故障、负荷的突然变动、输电线路的切换等都可能造成系统振荡。系统振荡是一种严重的不正常运行状态, 而不是故障状态。但是振荡时电流、电压不断发生变化, 造成了测量阻抗很可能落入距离保护的动作区内而引起保护的误动作[1,2]。因此现阶段继电保护中有关振荡问题的研究主要集中在振荡与故障的识别以及振荡轨迹的研究2个方面[3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。
文献[3-5]分别提出了不同的识别系统振荡模式的方法;文献[6]分析了三相故障距离继电器在系统振荡及振荡中再故障时的动作性能;文献[7]利用广域相量测量技术提出了一种根据系统实时参数自适应调整保护动作门槛值的新算法, 该算法能识别振荡中再发生的各种故障;文献[8]基于小波变化以及神经网络的优点, 构建了一种新型的小波神经网络模型, 该小波网络能够正确、快速识别振荡和各种故障情况;文献[9]提出了一种用级联多分辨率形态梯度变化 (SMMG) 的方法识别振荡中的故障和改进的故障选相方案;文献[10]提出了一种基于阻抗变化率的适用于振荡的新型选相方法;文献[11]提出了一种基于U cosφ波形特征快速识别振荡和对称性故障的方法;文献[12]提出了一种通过电阻元件检测振荡速度实时改变三相故障解锁判据延时的方法;文献[13]提出了一种基于小波变换识别振荡、故障、振荡中再故障的新方法;文献[14]基于振荡中心电压频率和电流频率是否相等, 提出了一种基于电气量频率差异的振荡识别方法;文献[15]基于电压频率的特征提出了一种不受系统结构变化和运行方式变化影响的区分同步振荡和失步振荡的方法。上述文献集中分析振荡和短路识别的问题, 但对于振荡轨迹这一基础问题却研究不足。
经典的振荡轨迹分析方法一般都是基于系统两侧电势幅值相等这一假设条件进行分析的。有时为了方便地确定振荡中心的位置, 还会假定系统各元件阻抗角相同[1]。文献[16]提出了两侧电势不等情况下测量阻抗的振荡轨迹, 结果表明:当两侧电势幅值不等时, 振荡轨迹为圆;两侧电势幅值相等时是圆半径为无穷大和中心无穷大偏移的特殊情况。但文中对轨迹的分析不够详实, 而且理论推导过程比较复杂, 不易掌握。
本文提出了一种全新的分析方法, 即不考虑上述假设条件, 对两侧电势幅值不等和阻抗角任意的情况进行了分析, 得出了两侧电势幅值不等、相角任意时测量阻抗的振荡轨迹, 同时在阻抗平面上确定了振荡轨迹的圆心与半径, 并对2种分析方法进行了比较。由于本文的分析方法没有运用到假设条件, 所以分析结果更具参考价值和应用价值。
1 传统的振荡轨迹分析方法
图1为双电源系统。图中, ZM为保护安装处背后的系统阻抗;ZL为线路阻抗;为系统综合阻抗, 对应于图1中的全部阻抗值之和, 即。在进行振荡轨迹的分析时, 为了方便地给出具有一定指导意义的结论和简洁的公式, 通常引入以下假设条件:
其中, δ为ES和EW间的相位差。
在上述假设条件下, 文献[1]推导了振荡时M处测量阻抗轨迹的经典公式如下:
其中, 。
通常为了更加简便地分析振荡中心的位置, 还会引入一假设条件, 即全系统阻抗角相同。在此假设条件下, 振荡中心的位置位于全阻抗中心处。
在传统的假设条件下, 其振荡轨迹如图2中虚线所示。由图2 (a) 、 (b) 的对比可以看出, 系统阻抗角是否相同, 会影响振荡轨迹的具体位置, 但不会影响到振荡轨迹的形状。
2 本文振荡轨迹分析方法
为了方便叙述, 将图1等效为图3所表示的电路图, 且设:
则保护安装处M的测量阻抗为:
将式 (2) 代入式 (3) 可得:
对式 (4) 进一步整理可得:
由于Zm是复数, 可以将其表示为:Zm=a+j b, 其中, a表示实部, b表示虚部。令
需要注意的是, 上述推导过程并不要求系统各元件的阻抗角相同, 即、arctan (XN/RN) 、arctan (XL/RL) 与arctan (XM/RM) 可为任意值。
将Zm、、ZM代入式 (5) 可得:
对式 (6) 两边取模值:
2.1 m=1时的振荡轨迹分析
当m=1时, 式 (7) 可以化简为:
在ZM、一定的情况下, 式 (8) 所表示的轨迹为一条直线, 如图4中虚线所示。图4中实线表示的是式 (1) 所形成的曲线。通过2条曲线的比较可以看出, 当两侧电势幅值相同时, 2种分析方法所得的振荡轨迹相同。
2.2 m≠1时的振荡轨迹分析
当m≠1时, 对式 (7) 等式两边平方并化简可得:
显然, 在a、b为变量时, 式 (9) 是一个标准的圆方程。
因此, 通过上面的分析可以得出以下结论:
a.当m=1时, 振荡轨迹是一条直线, 见图4。
b.当m≠1时, 振荡轨迹为圆, 并且振荡轨迹的圆心为, 半径
c.当m<1时, 振荡圆心处于复平面的第一象限, 振荡轨迹如图5中虚线所示;当m>1时, 振荡圆心处于复平面的第三象限, 振荡轨迹如图5中实线所示。
需要指出的是, 上述推导过程中对系统阻抗角并无要求, 因此推导得出的结论无论阻抗角是否相同都成立。
为验证推导过程的正确性, 在、ZM=0.8+j3Ω、m=1/1.1的情况下, 利用MATLAB画出式 (4) 所表示的轨迹, 如图6 (a) 所示。由图6 (a) 可以得出, 此时振荡轨迹的圆心为 (10.72, 89.19) , 半径为84.46, 这与理论计算结果相仿, 因此可以说明上述推导的结果是可信的。需要指出的是, 当系统振荡时, 如果两侧功角不能摆到360°, 那么其振荡轨迹是一个圆弧, 见图6 (b) 。
2.3 2种分析方法的对比
分析振荡轨迹是为了发现距离保护是否受振荡的影响。图7为在不同参数下本文方法和传统方法得到的局部放大的振荡轨迹与阻抗方向圆之间的关系, 其中方向圆的直径取为线路全长的1.1倍。
由图7中虚线椭圆中的轨迹可知, 在分析距离保护是否受振荡影响的局部轨迹中, 本文方法和传统方法得到的2种轨迹相差不大, 所以2种方法得到的结论也大致相仿, 如图7 (a) 所示, 2种方法得到轨迹都不受振荡的影响, 因此传统的分析方法在大部分情况下是满足工程需要的。但在某些情形下, 如图7 (b) 所示, 利用本文分析方法得到的轨迹不受振荡的影响, 而传统的分析方法得到的结论是受影响的, 此时2种方法得到的结论相悖。因此传统分析方法虽然具有较强的工程价值, 但其假设条件还是对分析得到的结论产生了一定的影响, 而本文的轨迹分析方法更具有理论指导意义。
3 仿真验证
仿真系统采用图1所示双电源系统, 电压等级为220 k V, 系统参数中, ZM 1=2.42+j 24.91Ω, ZN1=2.18+j 24.91Ω, ZM0=j 8.25Ω, ZN0=j 8.02Ω;线路参数中, 线路全长200 km, ZL1=0.037 6+j 0.423 4Ω/km, ZL0=0.301 0+j 1.270 2Ω/km;下标1、0分别表示正序和零序。振荡周期为1.5 s, 采用全周傅氏算法对保护安装处测量阻抗进行计算。
图8为系统两侧电势幅值比k=0.97时的电压、电流和功率波形, 由图8的波形可以看出此时系统发生了振荡。
图9 (a) 、 (b) 分别给出了k=0.97和k=1.03时测量阻抗的计算结果, 图中同时绘出了测量阻抗的理论值。
表1为测量阻抗的理论值与计算值比较的结果, 定义圆心相对误差为实测圆心与理论圆心之间的距离相对理论半径的百分比。
由表1数据可见, 电力系统发生振荡时, 测量阻抗轨迹近似为一标准圆。仿真过程未采取即时跟踪的算法, 考虑振荡中由系统两侧电动势幅值和频率波动引起的误差后, 认为仿真结果与理论值相符合。
4 结论
音响中的阻抗与匹配 篇5
放大器与音箱的匹配是选型时需要重要考虑的问题, 它直接关系着音乐重放的效果和器材的寿命。放大器与音箱的匹配主要有阻抗匹配、阻尼匹配和功率匹配。对功率放大器来说, 阻抗匹配是第一位的。它要求作为负载的音箱 (扬声器) 阻抗不应小于放大器的额定负载阻抗。如功率放大器原设计接8Ω负载, 应与8Ω或8Ω以上阻抗的音箱连接。当配接16Ω音箱, 使用中除了输出功率减小一半以外, 尚未带来其他明显影响;而当配接4Ω负载时, 输出功率将增加近一倍, 如果音量又开得较大, 则有可能使大功率晶体管损坏。现在有些放大器对音箱阻抗允许有可变范围, 如4-16Ω;在这种情况下, 阻抗每变小一倍, 功率就升高1.6倍。如标定8Ω阻抗下, 额定功率为100W的放大器, 若改接4Ω阻抗的音箱, 放大器的输出功率则为160W。一般情况下, 对阻抗有范围的放大器, 取其阻抗范围的中值比较合适。
功率匹配一般指功率放大器的额定功率与扬声器的额定功率相适应。从目前的趋势来看, 功率放大器的额定功率有较大幅度增长 (从几十瓦增长到上百瓦) , 而扬声器系统的额定功率由于电声器件的结构所限增长较慢。一般来说, 放大器的额定功率应大于音箱额定功率的1/4比较合适, 即125W的放大器推动100W的音箱。这样, 既可以推动音箱全力工作, 又可以保证器材的安全。因为一般扬声器都有一定的抗过载能力, 其允许值为额定功率的一倍半左右。故按上述方法进行功率匹配仍是比较安全的。
阻尼系数是指音箱阻抗与放大器输出阻抗之比。实践表明, 当阻尼系数较小时, 扬声器低频特性、输出声压频率特性、高次谐波失真特性均会变差。阻尼系数过大, 对实际性能影响并不显著。
但是在音响设备上的所谓匹配, 实际上是两种意义上的阻抗匹配:电压传输意义上的阻抗匹配和功率传输意义上的阻抗匹配。事实上在音响设备上有意义的讨论是指:功率传输意义上的阻抗匹配。阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配, 得到最大功率输出的一种工作状态。即功放输出阻抗和所连接的音箱负载阻抗之间所应满足的某种关系, 以免接上负载后对器材本身的工作状态产生明显的影响, 同时又可得到最大的功率输出。
首先要强调, 一台理想的功放, 其输出内阻应该是非常低而接近于“0”的。如果无法做到理想, 那么电子管机因具有比较高的输出阻抗而应选用与其输出端标称阻抗相等或接近的音箱;而晶体管放大器输出阻抗比较低一些, 在安全输出电流范围内则无特别限制, 可以连接比较宽范围阻抗的音箱。在实际工作中功放与音柱搭配考虑以下因素。
一、功率匹配
为了达到高保真聆听的要求, 额定功率应根据最佳聆听声压来确定。我们都有这样的感觉:音量小时, 声音无力、单薄、动态出不来、无光泽、低频显著缺少、丰满度差, 声音好像缩在里面出不来;音量合适时, 声音自然、清晰、圆润、柔和丰满、有力、动态出得来;但音量过大时, 声音生硬不柔和、毛糙、有扎耳根的感觉。
二、功率储备量匹配
音箱:为了使其能承受节目信号中的触发强脉冲的冲击而不至于损坏或失真。这里有一个经验值可参考:所选取的音箱标称额定功率应是经理论计算所得功率的三倍。功放:电子管功放和晶体管功放相比, 所需的功率储备是不同的, 这是因为电子管功放的过荷曲线较平缓。对过荷的音乐信号波峰, 电子管功放并不明显产生削波现象, 只是使波峰的尖端变圆。这就是人们常说的柔性剪峰。而晶体管功放在过载后, 非线性畸变迅速增加, 对信号产生严重削波, 它不是使波峰变圆而是把
摘要:文章详细分析了IoC设计模式的原理, 讨论了依赖注入的3种方式并对每种方式特点进行了阐述和对比, 最后说明了IoC实际作用。
关键词:控制反转;依赖注入
在一个典型的软件系统中, 必定要把整个系统划分为若干个模块, 大多数开发者难以理解和把握过于复杂的系统。把软件系统划分成多个模块, 可以有效控制模块的复杂度, 使每个模块都易于理解和维护。但在这种情况下, 模块之间就必须以某种方式交换信息, 也就是必然要发生某种耦合关系。
因此, 模块之间必定会有这样或那样
它整齐割削平。有人用电阻、电感、电容组成的复合性阻抗模拟扬声器, 对几种高品质的晶体管功放进行实际输出能力的测试。结果表明, 在负载有相移的情况下, 其中有一台标称100W的功放, 在失真度1%时实际输出功率仅有5W。由此对于晶体管功放的储备量的选取:高保真功放:10倍;民用高档功放为6-7倍;民用中档功放为3-4倍;而电子管功放则可以大大小于上述比值。
三、阻抗匹配
它是指功放的额定输出阻抗, 应与音箱的额定阻抗相一致。此时, 功放处于最佳设计负载线状态, 因此可以给出最大不失真功率, 如果音箱的额定阻抗大于功放的额定输出阻抗, 功放的实际输出功率将会小于额定输出功率。如果音箱的额定阻抗小于功放的额定输出阻抗, 音响系统能工作, 但功放有过载的危险, 要求功放有完善的过流保护措施来解决, 对电子管功
IoC原理浅析
■金兴王霓虹
的依赖关系, 过强的耦合关系 (如一个模块的变化会造成一个或多个其他模块也同时发生变化的依赖关系) 会对软件系统的质量造成很大的危害。特别是当需求发生变化时, 代码的维护成本将非常高。所以, 必须控制和消解不必要的藕合, 特别是那种会导致其它模块发生不可控变化的依赖关系。IoC、DI (依赖注入) 等方法就是开发者仔细研究依赖关系, 经过许多设计实践后发展起来的新方法。
一、IoC原理
在传统的模块实现中, 由程序代码直接控制程序之间的关系。而加入了IoC设计概念后, 意味着将你设计好的类交给
放来讲阻抗匹配要求更严格。
四、阻尼系数的匹配
阻尼系数KD定义为:KD=功放额定输出阻抗 (等于音箱额定阻抗) /功放输出内阻。由于功放输出内阻实际上已成为音箱的电阻尼器件, KD值便决定了音箱所受的电阻尼量。KD值越大, 电阻尼越重, 当然功放的KD值并不是越大越好, KD值过大会使音箱的电阻尼过重, 以至使脉冲前沿建立时间增长, 降低瞬态响应指标。因此在选取功放时不应片面追求大的KD值。作为家用高保真功放阻尼系数有一个经验值可供参考, 最低要求:晶体管功放KD值大于或等于40, 电子管功放KD值大于或等于6。
保证放音的稳态特性与瞬态特性良好的基本条件, 应注意音箱的等效力学品质因素 (QM) 与放大器阻尼系数 (KD) 的配合, 这种配合需将音箱的馈线作音响系统整体的一部分来考虑。应使音箱的馈线系统去组装控制, 而不是在你的类内部控制, 这称为控制反转 (Inversion of Control, IoC) 。对于框架而言就是由容器控制程序之间的关系, 而非传统实现中由程序代码直接操控。这就是“控制反转”的概念的本意, 即控制权由应用代码中转到了外部容器, 控制权发生了转移所以称为反转。
IoC框架就是将对象的创建和获取提取转移到外部容器, 由外部容器提供需要的组件。对于Spring这样的轻量级容器, 它们的反转是“如何定位插件的具体实现”。这里的“插件”就是实现具体业务逻辑的组件, 它是在程序的运行期间
等效电阻足够小, 小到与音箱的额定阻抗相比可以忽略不计。其实音箱馈线的功率损失应小于0.5dB (约12%) 即可达到这种配合。
音响设备中, 除了功放与音箱的连接外, 基本上是属于:电压传输意义上的阻抗匹配。
对电子设备互连来说, 信号源连接放大器, 前级连后级, 无论是在理论设计或工程实用上, 只要后一级的输入阻抗大于前一级的输出阻抗5-10倍以上, 就可认为阻抗匹配良好, 从而达到视听感觉最佳, 声音还原度高, 直逼真实效果。
参考文献
[1]、黄继昌.无线电爱好者实用资料图表集[M].人民邮电出版社, 1990.
也谈阻抗、容抗和感抗 篇6
1 电阻
在日常生活中, 能够导电的物体叫导体, 导体一个最主要的特征是里面有大量可以主要移动的电子, 电子的定向移动形成电流, 阻碍电子发生定向移动的阻碍作用就叫做电阻, 通常用“R”表示。它是由电子定向运动与导体中的离子相互碰撞而产生的, 大小由公式R=ρsl确定, 单位:R-欧姆。式中:ρ是导体的电阻率 (即相同截面积单位长度导体的电阻或相同长度单位面积导体的电阻) , 其大小随导体温度变化而变化, L为导体的长度, S为导体的横截面积。由此可见, 同一段导体的长度越长电阻越大, 越粗电阻越小, 导体电阻的大小与电压、电流无关。
2 感抗
在中学自感电动势实验中我们知道, 当线圈通过交流电时要产生自感电动势, 产生的感生电流总是要阻碍原来电流的变化。于是把这种阻碍作用称为“感抗”用字母XL表示, 它的大小由公式XL=2πfl来确定, 单位欧姆 (Ω) 。式中:f为交流电的频率, 国际单位制单位为赫兹 (HZ) ;L为通电线圈的自感系数简称“电感”, 国际单位制单位亨利 (H) 。电感L和线圈的长度、横截面积、匝数、绕法、线圈芯的介质及体积均有关。一般来说, 线圈长度越长、匝数越多、横截面积越大、匝距越小、芯越大、芯导磁率越高电感L就越大。由公式XL=2πfl可见, 电感线圈具有通直流电 (直流电f=0, 所以XL=0) 阻交流电, 通低频阻高频的作用。
3 容抗
电容器就象连接在自来水管里的水箱, 水箱可以储水和放水。电容器在电路里也具有充电和放电的功能, 是一个储能容器。当把它接待交流电路的时候, 由于交流电的大小和方向随时间变化而变化, 因此电容器也在不断的充电和放电, 电容器的板极上所带的电荷就对发生定向移动的电荷具有阻碍的作用, 我们把这种阻碍作用就叫做电容器的容抗, 用字母表示, 其大小由公式来确定。式中:XC容抗国际单位制单位为欧姆 (Ω) , f交流电的频率国际单位制单位为赫兹 (Hz) , C电容器的容量国际单位制单位为法拉 (F) 。由式中可以看出:交流电的频率越高、电容器的容量越大, 电容器的容抗就越小。因此电容器具有通交流阻直流, 通高频阻低频的作用, 直流电 (f=0, XC→∞) 不能通过电容器的, 电容器的这点特性刚好与前面讲的电感线圈的特性刚好相反。感抗和容抗只存在于交流电路中, 在纯电阻电路里只有一些分布电感和分布电容存在, 对线路影响不大。
4 阻抗
在实际电路中, 纯电感电路、纯电容电路、纯电阻电路是不存在的, 通常是由电感、电容、电阻组成的复合电路 (非线性电路) , 这种电路通过交流电时电阻、线圈、电容都对交流电通过有阻碍的作用, 这种阻碍作用我们就叫做这个交流电路的阻抗, 用字母Z来表示, 单位也是欧姆 (Ω) 。根据电工学的原理, 交流电在通过电阻、线圈、电容组成的复合电路时, 按照正弦交流电的变化规律、电容器的充放电特性以及楞次定律我们知道, 通过电阻的电流和加在电阻上的交流电压是同相的, 而通过电容器上的电流与所加的交流电压要提前 (即90°) ;通过电感线圈的电流与加在电感线圈上的交流电压滞后 (即90°) 。因此, 在有电阻、电容、电感线圈串联而成的交流电路所加的总电压不能像串联电阻那样简单相加, 而是它们的矢量和 (如图1所示) 。
即:;根据欧姆定律。由此可见, 在由电阻、电容、电感线圈组成的非线性电路中, 一般阻抗都要大于线路的直流电阻, 除非有感抗和容抗相等的特殊情况电路阻抗才等于它的直流电阻。对于电子电路初学者, 现在就明白了一些电器上面所标称的阻抗是什么意义了, 如动圈喇叭名牌上标有4Ω、8Ω、16Ω阻抗并不是它的直流电阻, 它们的直流电阻比它所匹配的阻抗小的多, 而且根据感抗和容抗公式里我们还知道, 交流电路的阻抗是随交流电的频率、电路的电感、电容大小变化而变化。
在电子电路中, 半导体元器件、电阻、电感、电容是组成电路的基本元素, 按照科学的设计组合组成复杂的电路, 处理各种电子信息。在日常生活中最常见的充电器中交流电低压整流稳压滤波器 (如图2所示) 。交流低压电源经过二极管全波整流后, 脉动的直流电通过1C、C2和L组成的电路 (π型滤波器) 时, 1C、C2具有通交流阻直流、L具有阻交流通直流的作用, 通过三次的过滤在电路输出端得到了一个大小方向恒定直流电源。
参考文献
网格接地网阻抗特性的研究 篇7
在电力系统中, 接地系统的作用十分重要, 尤其是对于电力系统的工作人员的人身安全来讲, 更为重要。当该系统处于短路故障时, 入地电流为交流, 导致接地导体电位升的参数为接地阻抗Z, 而不是接地电阻。我们知道接地阻抗特性与入地电流的频率相关。雷电流有多个频率, 该阻抗的大小取决于频率。因此电力系统处于故障时, 其接地阻抗也会发生变化。但是以往的文章并没有确切分析雷电流与接地阻抗的变化的关系, 本文将影响接地阻抗变化的土壤电阻率与雷电流频率相结合, 通过计算得出接地电阻, 并利用三极法测量不同频率电流对应下的接地阻抗, 进行比对验证。
2 接地系统的接地阻抗
在本文中, 接地系统有4个方网格并且注入频率在0~13MHz之间变化的注入电流。接地阻抗的测量办法是三个测量节点的电压降 (入地点, 电流节点, 电压节点) 。随着入地点 (网格结构) 电流的变化, 地表电位会升高, 并且能够测量地表电位的电压变化[6]。此时接地系统阻抗值与分解电流后得到的电压值等价, 并且故障点在GP的真值与在GC的真值的比值是62%。
接地阻抗值的大小取决于[7]: (1) 土壤的多样性; (2) 土壤的均匀性; (3) 接地网的大小和接地系统的结构; (4) 接地网的深度; (5) 土壤的水成分和化学成分;接地系统的网格结构能通过埋深0.5~1.0的接地导体来建立。
有三个节点的电压降的测量方法如图1所示。
从图1中可以得到接地极能测量接地阻抗, 在G极和P极之间地网电位降和电流极从C极注入的入地电流。最好的测量方法是GP之间距离与GC之间距离的比值为62%。所有的测量值都能检测到并且保存到示波器中[8]。
其中:Z:接地阻抗 (Ohm) ;V:地表电位降 (Volt) ;I:注入到入地点的电流 (Ampere) =0.01ampere;在该实验中用到的设备: (1) 接地导体是直径为10mm的导体, 并且每个网格是; (2) 频率生成器是0~13MHz正弦曲线频率生成器并且是0.01A的注入电流; (3) 数字示波器。
4实验结果
实验结果如表1所示。
5结论
大型变电站网格结构的接地阻抗的特点:接地阻抗值随着注入电流频率的增加而增加。感性分量与容性分量随之增加。阻抗是随着频率而波动, 并且很难事先预测出来。
参考文献
[1]何金良, 曾嵘.电力系统接地技术[M].北京:科学出版社, 2007:290-296.
[2]司马文霞, 李晓丽, 袁涛等.不同结构土壤中接地网冲击特性的测量和分析[J].高电压技术, 2008, 34 (7) :1342-1346.
[3]张建刚, 魏绍东等.分层土壤中接地体冲击特性的仿真研究[J].武汉大学学报, 2014, 47 (4) :490-493.
[4]朱时阳, 袁涛等.分层土壤中接地装置冲击散流特性的有限元分析模型[J].电网技术, 2014, 38 (8) :2304-2309.
[5]李中新, 袁建生等.变电站接地网模拟计算[J].中国电机工程学报, 1999, 19 (5) :76-79.
[6]鲁志伟, 文习山等.大型变电站接地网工频接地参数的数值计算[J].中国电机工程学报, 2003, 23 (12) :89-93.