阻抗检测（精选6篇）
阻抗检测 篇1
0.前言
GB9706.1-2007中18f) 对接地阻抗的要求为不用电源软电线的设备,保护接地端子与所有已保护接地的可触及金属部分之间的阻抗不大于0.1Ω。带电源输入插口的设备,插口中的保护接地点与所有已保护接地的可触及金属部分之间的阻抗不大于0.1Ω。带不可拆卸的电源软电线的设备,网电源插头中保护接地脚与所有已保护接地的可触及金属部分之间的阻抗不大于0.2Ω。
对接地阻抗的试验为用50Hz或60Hz、空载电压不超过6V的电流源,产生25A或1.5倍于设备额定电流,两者取较大的一个(±10%),在5s~10s的时间里,在保护接地端子或设备电源输入插口保护接地连接点或网电源插头的保护接地脚和在基本绝缘失效情况下可能带电的每一个可触及金属部分之间流通。
测量上述有关部件之间的电压降,根据电流和电压降确定的阻抗,不得超过本GB9706.1- 2007中18f) 所规定的值。
在实际的接地阻抗检测中,会有电路连接中产生的一些问题,对此本文进行了分析,以供大家研究。
1.接地阻抗检测分析
接地阻抗测试的连接电路图如图1所示,实际的按照图1电路图连线布置图如图2所示,图中右侧为接地阻抗测试仪,左侧为电压表,中间盒子为接地阻抗装置,盒子右端引出的两根线相当于图1中AE、BF,盒子左端引出的两根线相当于图1中AC、BD。
在实际的检测中, 我们会直接读出接地阻抗测试仪的阻抗数值, 如图3所示, 用接地阻抗测试仪的鳄鱼夹子夹持在AB两端如选取的测试电流为25A, 接地阻抗测试仪显示读出的阻抗为0.050Ω, 由此计算出AB两端的电压UAB=25A×0.050Ω=1.25V。 如图4所示, 而用电压表测试出CD两端的电压UCD为1.1892V ≈ 1.19V, 计算的回路电流值为1.19V/0.050Ω=23.8A。结果是AB端测试电流为25A,以AB端计算电压为1.25V,CD端测试电压为1.19V,以CD端计算电流为23.8A,即CD端电压比AB端电压低1.25V-1.19V=0.06V。计算的回路电流比测试电流小25A-23.8A=1.2A,AC段、BD段都分别是起始端为A、B的连接导线, 没有连接到电流流过负载的回路线路AE、BF上, 也就排除了在回路线路上测试产生压降的现象。 另外,接地阻抗测试仪和电压表都是经过检定和校准的仪器,显示值都是准确的,线路压降或仪器显示值不是造成UCD比UAB低的原因。
那么,究竟是什么原因造成CD两端的电压比AB两端的电压低呢?我们用电压表直接测试接地阻抗测试仪夹持在AB两端鳄鱼夹子上的电压,发现测试值是1.25V,这和计算值是一样的, 然后我们用电压表测量鳄鱼夹子夹持紧挨着的导线上,立刻降为1.19V。一到鳄鱼夹子夹持的线上就降下来,这说明压降来自鳄鱼夹子夹持导线产生的接触电阻,在25A的大电流下金属更容易氧化形成接触电阻,而且大电流下接触电阻在小电阻值接地阻抗中产生的压降就更明显。因此, 大电流下鳄鱼夹子夹持导线的接触电阻产生的压降才是造成UCD比UAB低的原因。
接地阻抗测试实际情况的连接电路中,不论是否有接触电阻,接触电阻是否产生的压降, 而回路电流是一样的, 如图5所示, 因此, 实际的接地阻抗为R地= 1.1892V/25A= 0.047568Ω ≈ 0.048Ω,比接地阻抗测试仪显示读出的阻抗0.050Ω 小约0.002Ω,这是因为接地阻抗测试仪显示读出的阻抗包含了接触电阻R接1+R接2的缘故。因此,要得到更为准确的接地阻抗需用电压表测试被测两端的电压,而不是接地阻抗测试仪鳄鱼夹子夹持端的电压。因其包含接触电阻的分压,所以比实际测试端的电压要高, 然后用被测两端的电压除以接地阻抗测试仪测试的电流才能得出真实的接地阻抗。
2.结束语
本文通过对接地阻抗的测试,在试验工作中由于连接线路接触电阻就产生了较大的分压,使得检测人员误认为未接入负载回路的导线起始两端产生了不同的电压,一度让检测人员陷入迷惑, 数据的偏离既不是仪器的不准确,也不是试验的方法错误,却是人们认为可以忽略的因素造成的。 因此,在检测工作中遇到问题从不同的角度,不同的方面做大量细致的试验,多分析、多研究, 要通过现象看本质,这样才能搞清楚试验过程中产生问题的原因。
摘要：在对接地阻抗的检测中,由于是在大电流下测量小电阻,其连接线路接触电阻就产生了较大的分压,因此在检测中产生了一些迷惑,为此本文对接地阻抗测试的实际情况进行了分析、研究,总结出来供参考。
关键词：接地阻抗,电压,电流,接触电阻
双频率阻抗式呼吸检测系统的设计 篇2
关键词：双频率,呼吸频率,生物阻抗,信噪比,单片机
0前言
生物阻抗法是呼吸检测中常用的方法, 由于呼吸信号是低频信号, 容易受运动干扰的影响, 多年来国内外学者都在探讨消除运动干扰的方法, 但是一直没有得到解决[1,2,3,4]。目前阻抗式呼吸检测大都在单频率的高频激励下进行[4,5,6,7,8,9,10], 本文介绍了一种双频率阻抗式呼吸检测系统的设计, 并探讨如何有效地降低运动干扰的影响。
1 测量原理
Rosell等[1]在应用双频率阻抗测试方法研究了信号/活动伪差比与肺阻抗测量频率的关系后, 发现在12.5~185 k Hz频率范围内, 随着频率的增加, 人体胸腔阻抗随呼吸变化的灵敏度会增加, 而由运动引起的干扰信号的幅度却会降低, 并且在此范围内, 为了获得较好的效果, 频率选择应该尽可能地高。基于此我们设计了双频率阻抗式呼吸检测系统, 通过一对贴在胸部的电极, 引入一个高频和相对低频的恒流式载波电流, 再利用电极和导联线将经过呼吸特征调制的载波电压信号引入高频放大电路, 在继续解调、滤波后恢复呼吸特征波形, 从而得到呼吸信号, 进而显示呼吸波形, 计算呼吸频率公式如下, 原理见图1所示。
注:1、2为一对高频电极;3、4为一对低频电极;I1、I2是由恒流源激励的高频载波电流。
式中I1、I2是由恒流源激励的高频载波电流, dz是由呼吸引起的被测量部位胸部阻抗变化, d V1、d V2则是在检测端获得的与dz成正比的呼吸电压信号。
而一般阻抗式呼吸检测选用的频率为50 k Hz左右, 我们选择57 k Hz和185 k Hz作为高频激励的频率, 有以下三方面的原因:①一般阻抗检测的高频激励频率都在50~200 k Hz之间, 57 k Hz和185 k Hz不仅在正常的频率范围之内, 而且两者之间差距较大, 可以代表高低两种频率, 因此可以较好地减少皮肤和电极之间的接触阻抗;②185 k Hz在57k Hz两谐波成分之间, 可以较好地避免两者之间的相互调制[11];③选择57 k Hz作为低频, 185 k Hz作为高频, 不仅可以获得稳定的呼吸波形, 而且可以将低频和高频获得的呼吸波形做个比较分析。
2 硬件系统设计
本系统包括MSP430单片机模块、呼吸检测模块、呼吸波形显示模块3部分, 系统框图, 见图2。
57 k Hz和185 k Hz的频率由MSP430单片机产生, MSP430F149单片机是美国德州仪器 (TI) 2000年推出的16位Flash型超低功耗混合信号处理器 (Mixed Signal Processor, MSP) 的一种。这一系列具有Flash存储器的MSP430单片机, 在系统设计、开发调试以及实际应用上都表现出较明显的优点[12]。
呼吸检测电路图, 见图3。57 k Hz和185 k Hz的高频激励源由MSP430单片机产生, 通过简单大电阻使电流恒定后, 通过银/氯化银电极将其加至人体, 将呼吸信号进行调制, 然后再经放大、包络检波、滤波后送入MSP430单片机进行数据处理, 最后通过PC显示呼吸波形以及计算呼吸频率。
呼吸检测电路中, 调制解调部分是获得稳定呼吸波形的关键, 当将高频激励加至人体后, 呼吸波就被调制到载波信号当中, 经过前置放大后进行解调, 为了提高解调的效果, 我们采用了二极管包络检波电路, 当调幅信号输入时, 调幅信号正半周的包络线全部落在二极管特性的线性区, 从而保证了检波电流与输入信号电压的幅度成线性关系, 实现了它们包络线完全一致的结果。
3 软件系统设计
软件方面的设计包括两部分:①MSP430单片机内部C程序的编写;②呼吸波形显示方面VB程序的编写。
MSP430系列提供了一套C430的集成开发环境和C语言调试器[4], 因此单片机内部我们采用C程序进行程序设计;而VB是一种可视化的编程语言, 基于Windows的应用程序开发平台, 利用VB提供的MSComm通信控件, 可以很方便地实现设备之间的串行口通讯[13,14], 我们采用VB编写了人机交互界面, 进行呼吸波形的显示以及呼吸频率的计算, 呼吸波形显示界面分别显示三类呼吸波形:①通过57 k Hz高频激励获取的呼吸波形;②通过185 k Hz高频激励获取的呼吸波形;③对57 k Hz和185 k Hz获取的波形进行叠加后的呼吸波形。在显示呼吸波形的同时进行呼吸频率的计算, 并将计算的呼吸频率直观的显示在界面上。
4 人体试验
采用不同高频激励设计的呼吸检测系统, 可以获取稳定的呼吸波形, 它能获取胸部和腹部的呼吸波形, 实现了时域、空域和频域的综合运用, 主要体现在以下3个方面:①时域上采用滑动平均滤波和中位值滤波, 降低干扰;②空域上通过不同位置获取的呼吸信号进行叠加来提高信噪比;③频域上通过不同的高频激励加至人体来获取呼吸信号。
为了验证系统的稳定性, 我们进行了初步的人体试验, 并在以下几个状态下进行测试, 获得的呼吸波形如图4所示。初步的人体试验证明该系统对于心动、血流、运动等干扰有较好的抑制作用, 能够获得较理想的呼吸波形, 并进行呼吸频率的计算。
注:A:正常步行;B:上肢做扩胸运动, 下肢静坐;C:上肢不动, 下肢运动。
5 结论
阻抗检测 篇3
在变电检修和线路检修过程中, 挂接地线是至关重要的一环, 但不规范的管理或使用将会造成接地线的漏拆, 导致带接地线合闸的误操作事故发生, 给人身、电网、设备的安全造成了极大的危害。特别是近几年, 随着电网建设力度的加大, 电网容量不断增大, 传输功率不断提升, 各类电力网与网之间的联系更加紧密, 牵一发而动全身的可能性极大, 如果发生带接地线合闸送电, 特别是发生在主要设备或通道上, 将会对电网造成不可估量的破坏, 给人民生活、经济发展和国家形象造成严重的影响。
传统方法主要有两种, 一是通过强化制度的执行, 规范接地线使用的管理来实现;二是通过变电站防误系统带有的闭锁功能来实现。虽然以上两种方法都能在实际运用中取到实质性的效果, 但都分别存在不可移越的障碍和管理空白。通过规范接地线管理的方法中每一步骤的实施都是要靠人这个实施主体来严格执行制度、流程来保证, 受人员因素干扰较大;防误系统除了存在执行主体行为不确定的问题外, 更主要的是这种方法存在很大的局限性, 仅能用于站 (厂) 内的特定设备, 而不适用于线路接地线的控制。除此以外, 文献[2]提出的接地线状态监视预警系统对接地线进行编号, 建立输电线检修时临时接地线挂接和撤除识别手段, 并将信号实时回传给调度端, 向调度值班人员和相关管理人员提供接地线未撤除的预警信号, 在一定程度上防止了带接地线合闸的误操作发生, 但是仍然涉及人的行为, 有一定的不确定性, 而且监测过程的数据传输依赖无线信号, 不具有独立性。文献[3]提出的接地线状态在线监测系统将接地线状态编辑成短消息发送到调度中心, 再由调度中心工作人员将接地线状态反馈给现场操作人员, 过程较为繁琐, 实时性差。文献[4]研究的可视化监测装置利用超声波测距结果对接地线状态进行判断, 并且增加了视频装置, 为接地线状态提供了更加可靠的信息, 但是超声波测距过程容易受空气密度干扰。文献[5]提出的智能临时接地线管理系统通过对临时接地线进行改造, 通过加入地线识别与闭锁附件, 使临时接地线纳入五防管理系统, 但对临时接地线作此改造成本较大, 经济性不高。文献[6, 7]提出了一种全新的检测方法, 通过产生回路电流的大小作为接地线状态判定依据, 回路电流大小受到线路长度的影响较大, 但文献中未提及判据适用线路长度范围。文献[8, 9]同样给线路加一信号源, 以测得的环路电阻大小作为判据, 该法的不足之处在于适用线路长度短, 有一定局限性。
本文在前述文献的基础上, 提出了一种新的方法, 能够在保证准确性和有效性的基础上克服以上问题。该法利用可变频接地电阻测试仪在线路首端加一感应电压信号, 通过测试环路电流, 在仪器内部计算出环路阻抗, 以其相角为判据判定接地线状态, 使工作人员在合闸前得到接地线信息, 防止误带接地线合闸的发生。由于现有的接地电阻测试仪无法以环路阻抗角作为判定依据, 本文对现有仪器的软件部分做出改进以适应本法。本法的优点是判断结果准确、可靠, 使用简便, 经济性高, 同时适用的线路长度范围大大增加, 可以满足所有10kV配网线路的要求。
1 原理
检修中的线路可以看做是终端接有电抗器L0的空载线路, 如图1所示。
根据均匀无损传输线的分布参数等值电路模型中长线路的基本方程和入口阻抗方程[10], 得到如下结论。
(1) 线路无漏拆接地线时, 输电线路末端开路, L0→∞, 从首端看进去的入口阻抗为:
(2) 线路有漏拆接地线时, 输电线路末端短路, L0=0, 从首端看进去的入口阻抗为:
由此可知, 两种情况下的入口阻抗Zr随参数η变化而变化, 在1/2个频率波长内, 入口阻抗的大小与线路长度l的变化关系如图2所示。
可以看出:
当时, 两种情况下入口阻抗的相角发生变化, Zoc由容性变为感性, Zsc由感性变为容性。
由以上分析, 当时, 可以环路阻抗相角φZl作为接地线状态的判断依据, 即:
其中:φU、φI以及φZl分别表示激励电压、环路电流和环路阻抗的相角。
由于通常在测量处加的激励电压相角为零, 因此只需测出环路电流的相角即可判断出阻抗的相角。由式 (3) 得具体判断方法如下:
这一特征受所加电源频率和线路参数的影响, 频率越低, 零序电感L0及零序电容C0参数越小, 判据适用的有效线路长度越长。
2 仿真验证
用EMTP仿真软件进行仿真, 搭建架空线路仿真模型见图3和图4。
图3, 图4分别为未挂接地线模型和挂有接地线模型, 其中, AC1、AC2为设定为100V的交流电源, m1、m2为电流测试装置, 测量单位为安培 (A) , TML1为参数恒定的线路, Bus1为母线, 后接变压器DYg_1 (DYg接法, 变比为10/0.38kVA) 和负载Load1 (包括有功负载P=100kW和无功负载Q=100kVar) 。
现有电阻测试仪通过前端卡环这一特殊的电磁变换器, 可以提供多种频率的高频 (通常>1k) 激励电压信号, 目的是排除工频交流电和设备本身产生的高频噪声所带来的地线上的微小电流干扰。现假定将仪器的测试频率设定为1.7kHz, uUmv=100V, 改变线路长度进行仿真, 两种情况下环路阻抗值如图5所示 (这里由于交流电路三相并联, Zloc=Zoc/3, Zlsc=Zsc/3) , 环路电流值和环路阻抗值 (部分值) 如表1所示。
经验证, 表1中数据与之前的理论分析基本一致, 现将其绘制成图5的形式[ (b) 中正负表示相角情况]。
分析如下:
(1) 图5 (a) 中, 当线路长度时, 两种情况的环路电阻值趋于相等, 若是用文献[8, 9]中检测电阻值差异的方法对接地线状态进行判断, 则在此种频率下要求线路长度小于12.823km, 不能满足所有10kV线路, 因此该法对线路长度限制较大。
(2) 图5 (b) 中呈现出的环路阻抗和线路长度的关系与之前图2的理论分析结果基本吻合, 充分证实了理论分析的正确性。
(3) 图5 (c) 中两种情况下阻抗角的正负关系体现了本文所提出的方法, 当线路长度l< (v/4f) =25.646km, 无漏拆接地线时环路阻抗角恒小于0, 反之, 有漏拆接地线时环路阻抗角恒大于0, 于是在这一长度范围内可以对接地线状态进行判断, 完全可以满足所有10kV线路的检测, 且范围超出文献[8, 9]中所提方法的一倍, 这是本法最大的优势。
(4) 图5 (c) 中, 在线路长度0
3 结语
本文介绍了以环路阻抗为判据对接地线状态进行判断的方法, 并对相应硬件实现进行了改进, 在仿真验证的基础上可以看出该法是切实可行的, 且对比其他获得接地线状态信息的方法来说, 该法具有操作简便, 成本低, 结果可靠和适用面广等优势, 具有推广价值。
参考文献
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阻抗检测 篇4
生物电阻抗测量是一种利用生物组织与器官的电学特性及其变化规律提取与人体生理、病理状况相关的生物信息检测技术[1]。激励信号的导入有多种方式,频率较低时常采用接触式[2]电极测量方式,主要有:电桥法、双电极法、四电极法和四环电极法。电桥测量法利用电桥平衡的原理来测量生物组织的阻抗,但由于其调节难度大等原因在现代的阻抗测量系统中已不多见;双电极测量技术采用一对电极,这对电极既是激励电极又是测量电极,这对电极附近组织的电流密度分布不均匀;四环电极测量系统常用于生物组织的离体测量,极少用在活体生物阻抗测量中;四电极测量系统共有两对电极:一对是激励电极,用于将激励信号灌入到人体待测部位;一对是测量电极,用于检测两激励电极之间部位的相关信号,四电极法用于对精度有较高要求的生物阻抗测量系统中。
通过以上分析及其本课题的具体实际情况,本文多通道检测仪采用四电极测量技术设计了一种32×2电极矩阵,并采用电流激励的方式,向人体体表待测部位导入恒定的正弦电流信号,间接地测量出各电极上的人体体表的阻抗信息,然后根据经络的低阻抗特性来确定经络点的具体位置,用于经络可视化研究。
1 经络可视化系统整体结构
为实现测量的实时性,经络可视化系统采用上下位机的模式[3]。下位机结合多通道经络阻抗检测仪实时采集32通道皮肤阻抗信息,检测出阻抗值最低的通道,并将最低通道值和对应的阻抗值等信息通过串口传送至上位机,上位机利用双目视觉技术进行定位,并结合下位机传来的数据获取经络点的三维坐标,再将相关信息叠加至场景摄像机实时拍摄出的人体图像中,从而实现经络的可视化。由于多通道经络阻抗检测仪在可视化过程中是经络定位的关键设备,因此本文仅针对多通道经络阻抗检测仪进行介绍。
2 多通道经络检测仪的设计
在整个系统中,经络检测仪对整个系统实现精确的可视化具有重要的影响,本文介绍多通道检测仪的各个模块的设计。
2.1 经络阻抗检测仪整体框图
多通道经络检测仪的结构包含以下几个重要模块:电源模块、正弦信号发生器、压控电流源、隔离放大电路、滤波电路,有效值检测电路,具体结构如图1所示。
信号发生器产生20 kHz的电压幅度恒定的正弦信号,并作用于压控电流源间接产生20 kHz且幅度稳定的正弦电流。压控电流源产生的电流信号导入人体的待测部位,32路测量电极同时检测待测部位的正弦电压信号,并通过隔离放大电路,滤波电路和有效值的检测电路后,再由MP425数据采集模块[4]对数据进行采集并传至上位机处理。电源模块提供多通道经络检测仪各个电路模块所需的电源。
2.2 测量原理
考虑本实验需要在测量过程中有较高的精度,系统采用四电极测量方法。如图2所示是典型的单路四电极测量法的等效电路图:其中包括两对电极:一对电流激励电极(即激励电极0和1,其中R1和R2是等效接触电阻抗),另一对测量电极(即测量电极1和2,其中R5,R6是等效接触电阻抗),R7是等效的待测部位的经络阻抗。激励电极将正弦电流信号导入人体的待测部位,测量电极介于两激励电极之间,可以检测出被测部位的电压,从而间接检测出被测部位的阻抗。
2.3 多通道阻抗检测仪的设计
2.3.1 电源模块的设计
在整个多通道经络检测仪的系统中,信号发生器需要数字直流电压+5 V和模拟直流电压+5 V;隔离放大电路、滤波电路和有效值检测电路需要模拟±12 V的直流电压;压控电流源需要±37~±40 V的直流电压。为了避免电源对信号发生器和各个信号处理电路产生干扰并且提供稳定的电压,本系统专门设计电源模块,为上述各电路提供所需要的稳定电压。
本系统电源采用变压器稳压电路、LC电路、模拟地与数字地分开布线[5]、电源线和地线尽量宽等方法,有效地提高了电源的性能和抗干扰能力。
2.3.2 正弦信号发生器的设计
系统采用基于直接数字合成(DDS)技术设计正弦信号发生器,如图3所示,正弦信号发生器包括DDS芯片AD9851、滤波器电路、放大电路构成,并由单片机STC89C52控制管理,DDS的输出经过滤波电路和放大电路减少波形的失真。
2.3.3 压控电流源的设计
信号发生器输出为一定频率的电压信号,本文采用双运放形式的电压控制电流源把电压信号转换为对应的电流信号。双运放形式的压控电流源输出的电流仅与固定的电阻有关,而且该形式的压控电流源电路具有稳定、可靠的性能。满足可视化系统的需求。
2.3.4 前级放大电路的设计
由于各通道的测量电极之间的电压一般为毫伏级的,因此有必要将这个微小的信号进行放大,各通道的前置差分放大电路均相同。本文采用美国Analog Device公司生产的高精度仪表放大器AD620进行前置放大,运用该芯片的差分放大电路具有高输入阻抗、高共模抑制比和低噪声、低漂移性能。
通过调节平衡电位器的阻值来调节芯片AD620的内部平衡,以此来调节和改进前置放大电路的共模抑制比,可以减小共模信号特别是50 Hz的工频信号的干扰[5],从而提高了系统的测量精度。
2.3.5 滤波电路的优化设计
由于前级放大电路中引入工频信号的微弱干扰,并将其进行了前级放大的处理,为了进一步减小干扰信号对系统的影响提高系统的精度,需要对前级放大电路的输出信号进行滤波。多通道检测仪设计三阶有源滤波器,滤波器采用芯片双运放芯片LM358。原理如图4所示。
当电阻用10 kΩ,电容用0.001μF时,50 Hz的工频信号[5]干扰衰减达到-90 dB,20 k Hz的有用信号的增益可达到10 dB,可以满足整个系统的要求。
2.3.6 有效值检测电路的优化设计
经络检测仪的输出数据需要计算机的处理,所以检测仪的输出信号应该是直流信号。本系统采用对后级放大电路输出的交流信号的有效值进行测量。采用有效值测定单片集成芯片AD536,该芯片具有转换速度快、转换精度高的优点,符合本系统高精度测量的要求。
3 实验验证和数据分析
3.1 各通道电路的粗调
电路设计与焊接完成后,需对各个通道电路进行粗调。如图1所示,各通道电路中有前级放大电路,滤波电路,后级放大电路和有效值检测电路,因此前置和后置放大电路的放大倍数均需要调节。
为减少外界干扰的影响(特别是工频50 Hz干扰),应首先调节各通道前置放大电路的共模抑制比,并调节各通道的前置放大电路的放大倍数为6倍,后置放大电路的放大倍数为60倍,经实验与计算:各通道的共模抑制比大于70 dB,满足系统实验的要求。
3.2 多路测量电路的测量与分析
为了分析和验证多通道经络检测仪中各系统参数对测量精度的影响,在多通道经络检测仪的32个通道仿造人体体表激励与测量模型接入纯电阻。在相同实验环境下,采用单一变量法,保持激励电流源的频率和电流不变,对纯电阻的阻抗值进行多次测量求取平均值并计算误差。
通过电路测量实验,所测得的阻值和真实电阻值的差值在-0.3 kΩ~0.3 kΩ之间,相对误差在-2%~2%之间,测量结果的精度满足实验的初步要求。
3.3 人体实验结果数据分析
实验室环境温度20 ℃左右,一般情况下皮肤不做任何处理。首先打开电源,启动上下位机程序。受试者将激励电流源的参考地电极握于手掌心,激励电流源的输出通过湿电极粘贴于受试者手臂上端的皮肤上,将32通道检测电极沿着太阴肺经[6]的尺泽穴到太渊穴位之间进行接触皮肤的缓慢移动,在移动中的某一时刻截取数据如图5所示。
由图5可见,计算机输出的显示结果为32路输出电压构成的折线图,每个电压值对应一对测量电极触点处的皮肤阻抗值,电压越低,阻抗值则越低,实验表明,在同一时刻可能有若干个通道的阻抗值会低于100 kΩ,在经络可视化系统中可以设计一种基于空间平滑度准则的代价函数,从这些候选通道中选择出最有可能经络通道位置,本例中检测得到的经络点为第5通道,经络点的阻抗值为93.000 kΩ。
本研究中采用图像融合技术,把经络点投影到现场的二维实时图像平面上,再利用曲线拟合的方法,让经络线平滑的显示在现场的实时图像上。其结果如图6所示。
4 结束语
阻抗检测 篇5
关键词：EIT,DPSD,恒流源,负电容补偿
1 引言
电阻抗成像技术(electrical impedance tomography,EIT)是一种能够反映生物体内部结构及组织器官功能的医学影像技术。它的主要原理是:根据人体内不同组织具有不同的电导率这一物理原理,通过注入电极给人体注入小的安全电流,从测量电极测回体表的电位来重建人体内部的电阻率分布或其变化的图像。EIT对胃和肺功能的成像是被证实确实可行的,相关研究表明,EIT技术可以成功运用于肺气肿、脑溢血、发热以及胃肠功能图像的重构,但是至今还没有EIT应用于临床的实例。因为EIT图像重构过程的病态性,测量中细微的误差也会导致最后成像时较大的偏差。实际上,要保证EIT的高精度测量需要克服存在的3个难题,分别是:如何减小电极的接触阻抗,如何抑制放大器的共模增益以及如何提高恒流源的输出阻抗[1]。本文讨论的就是测量和提高恒流源输出阻抗的方法。
经注入电极注入到人体的安全电流由恒流源提供,从图像重构精度及系统校准角度考虑,要求电阻抗成像系统中的恒流源输出电流恒定、温度稳定性好和输出阻抗足够大。其中,输出阻抗(R0,C0)的大小是评价恒流源性能优劣最重要的特性。理想恒流源的输出阻抗为无限大,即保证电流只流过负载,而实际恒流源的输出阻抗是有限的。如图1所示,由于恒流源内阻Zout引起的分流将导致实际流过负载的电流Iload并非恒流源的输出电流Iout。特别在高频情况下,由于印制板材料以及布线等因素引起的杂散电容往往会使恒流源等效输出阻抗变小,从而使得负载电流和输出电流的差值变得很大[2]。由此可知,往往是杂散电容的影响使得EIT系统频率不能做得很高,本文将这些杂散电容等效到恒流源输出电容。
EIT系统设计恒流源时要着重考虑提高其输出阻抗,一般设计为电压控电流源(VCCS),常用的实现电路有Howland电路、电流反射镜电路等。相关文献对这2种电路作了仿真分析和测量比较,文献结果指出,在频率100 kHz以上,2种电路的输出阻抗均可达到100 kΩ[3]。
本文讨论的输出阻抗测量方法和补偿电路设计独立于恒流源的设计,是EIT系统恒流源设计之外的测量和进一步提高其输出阻抗的方法。
2 输出阻抗检测
2.1 DPSD
数字相敏检波(DPSD)是采用高速ADC采集模拟正弦信号,并与生成的参考数字正弦信号作用,用算法实现相敏检波。有文献研究表明[4],与模拟相敏检波(APSD)相比,DPSD对谐波信号和由于有源器件引起的随机噪声具有很强的抑制作用,适合用于微弱信号的精密检测,且具有灵活性大、精度高、线性度好等优点。
如图2所示,令待解调正弦信号为x(t)=Asin(ωt+φ),根据Nyaquist采样定理,用高速ADC采回N点正弦数列x(n)后,可编制算法解调出正弦信号的同向分量Vr和正交分量Vq,以及幅值A和初始相位φ[5]。
2.2 输出阻抗检测
恒流源输出阻抗检测原理如图3所示。
图中R0和C0为恒流源的等效输出电阻和电容。其检测原理为:控制模拟开关选通不同通道,ADC分别采到不同负载时的电压,并用DPSD解调出各自的同向分量Vr和正交分量Vq,它们满足以下关系式[6]:
以此得到等效电容C0和等效电阻R0,最后可获得恒流源的输出阻抗Zout。在实际测量时,为了保证测量的精度,在保证恒流源输出电流恒定的情况下,要协调恒流源输出电流幅值和Rf的阻值大小以有效利用ADC位数。
3 负电容补偿
为了保证EIT系统图像重构精度,有不同的增大恒流源输出阻抗措施。除了在恒流源设计时注意加大输出阻抗外,本文采用并联负电容技术补偿等效输出电容以进一步提高恒流源等效输出阻抗。负电容补偿示意图如图4所示。
补偿前,由于杂散电容等因素的影响,恒流源的等效输出阻抗为:
采用并联负电容方法补偿后,等效输出阻抗增加到:
具体负电容实现电路如图5所示,理想情况下运算放大器的增益A→∞,该电路的等效输入阻抗为与电阻Rx有关的负电容值。
在EIT系统的恒流源输出端并联负电容电路,根据前文方法测量出恒流源等效电阻R0和等效电容C0后,系统再通过调节数字电位器Rx的阻值精确控制补偿电容的值。理想情况下可完全抵消恒流源等效输出电容,避免高频情况下杂散电容的分流,从而提高系统频率和图像重构精度。
4 实验及结果
本文在电阻抗成像系统上实现了恒流源输出阻抗检测及负电容补偿方法。如图6所示,系统采用DSP和FPGA搭建控制和信息处理模块,控制恒流源模块输出正弦电流,并用高速ADC采回输出阻抗检测电路的输出电压信号,在DSP内部与参考数字正弦信号作用实现数字相敏检波,最终得到恒流源等效输出阻抗。之后接入负电容补偿电路,调节数字电位器的阻值后再测量恒流源阻抗。
实际测量是在恒流源输出频率为80 k Hz情况下进行的。未接入补偿电路时,实际测得的恒流源等效输出电阻为1.2 MΩ,等效输出电容为13 p F,此时恒流源等效输出阻抗只有0.1 MΩ左右,之后接入负电容补偿电路并调节数字电位器阻值在1.5~1.0 kΩ范围变化,通过测量可以发现恒流源等效输出阻抗从0.3 MΩ增大到0.6 MΩ左右,如图7所示。
5 结束语
恒流源输出阻抗的大小直接影响着EIT系统的图像重构精度和系统的校准。本文讨论了基于DPSD的恒流源输出阻抗检测方法及负电容补偿技术,并在电阻抗成像系统上实现了这一方法。
本文讨论的测量方法和补偿电路设计独立于恒流源设计,是恒流源设计之外的测量和进一步提高其输出阻抗的方法。通过实验结果可以发现,虽然无法完全抵消恒流源的输出电容,但是负电容补偿技术对恒流源输出阻抗的改善有明显效果,对提高EIT系统图像重构精度以及系统校准有积极的作用。最后应当指出,本文讨论的方法不仅可以很好地应用于EIT系统,在其他对恒流源输出阻抗有较高要求的系统中也可以得到很好的应用。
参考文献
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阻抗检测 篇6
关键词：数值模拟,调压室,阻抗系数
0前言
调压室是建立在压力水道上的建筑物, 以反射压力管道中传来的水锤波, 从而减小及避免水锤对压力管道的影响[1]。调压室主要由调压室前后有压管道部分、调压室与有压管道链接处的分叉部分、调压室自身的阻抗孔部分及内部突扩部分组成。作为水工结构中输水系统的重要组成部分, 调压室一直是研究单位和学者们所关注和研究的重点。如果不能正确的判断和选择其水力特性参数, 不仅会影响水电站的安全稳定, 甚至直接导致整个工程项目的失败。
对于调压室的阻抗系数, 近年来国内对调压室阻力系数的研究有了很大的进步, 刘启钊、蔡付林、宋长福等人[2,3,4]通过试验研究得出了简单调压室和有长连接管的阻抗式调压室阻抗系数关于流量比的拟合公式和关系曲线, 并推导出了阻抗式调压室局部水头损失表达式。但这些研究只是针对比较简单的阻抗式调压室, 并没有结合CFD方法对几种典型简单调压室进行试验对比分析。因此本文将在总结前人结果的基础上, 以CFD软件为平台, 对几种典型调压室进行数值模拟与试验对比分析, 研究调压室结构及各种边界条件下对其阻抗系数的影响。
1 数值模拟
1.1 控制方程
(1) 连续方程:
(2) Reynolds时均N-S方程:
(3) k-ε模型方程:
式中:为经验常数, 其值分别取1.44、1.9、1.0、1.2;C2ε的大小取决于主流方向与重力方向有关。平均速度引起的湍动能产生项Gk, 其计算公式为:;当流体可压时, 浮力引起的湍动能产生项Gb (本问题文研究中不计) ;当流体可压时, 湍动中脉动扩张的贡献YM (在本问题研究中也不计) [6]。
1.2 计算方法与边界条件
本文采用基于同位网格的SIMPLEC算法实现对速度和压力之间的耦合;应用有限体积法离散控制方程;对流项采用二阶迎风离散格式, 扩散项采用中心差分格式;近壁区域流动通过标准壁面函数法描述, 使用标准k-ε湍流模型封闭方程组[7]。在本文的所有研究对象模拟中, 进口边界条件均采用速度进口, 出口边界均采用自由出流。
2 计算结果与分析
2.1 T型分岔管阻抗系数
T形岔管调压室阻抗系数主要取决于三管连接处的修圆半径、分流与汇流比和管长管径[6]。本文研究所采用如图1 (管内径均为0.1m, 管道长度为1m, 大井高度1m) T形岔管调压室模型。在两种流态下, 通过不同分流比进行CFD计算并与文献[1]中T型分岔管调压室模型试验数据进行对比。由图1可知, 其CFD计算值与经验值趋势变化基本一致, 随着分流比Q2/Q1变化, ξ12、ξ13均先减小后变大, ξ12在0.2~0.6之间与经验值相差较大, 但是其误差均在0.1之内;ξ13随着流量比Q2/Q1的增大与经验值的差距越来越小, Q2/Q1为0.6是个转折点, Q2/Q1>0.6是最大误差为0.15, Q2/Q1<0.6后误差越来越小, 模拟数值基本与经验值符合。
2.2 有连接管的阻抗式调压室阻抗系数
本文研究的带连接管的阻抗式调压室模型如图3 (引水管道内径0.1m, 长3m, 大井内径0.33m, 长度1.5m, 调压室连接管内径0.2m, 长度1m) 所示。在不同的流态和流量比下进行数值模拟计算, 与文献[2]中试验数据进行对比。由图2可知, 随着分流比的Q2/Q1变化, ξ12、ξ13先减小后变大, 数值模拟曲线基本贴近经验值曲线, ξ12在0.2
2.3 CFD计算监测面位置与阻抗系数关系
在本文中, 根据文献[2]其CFD计算监测面设置在3~5倍管径距离处。简单调压室模型中结构简单, 通过数值模拟已经得出调压室内部速度场和压力场的变化, 而到管道3倍管径中趋于平缓, 故采用3倍管径作为其监测面进行数值模拟。但是带有连接管阻抗式调压室相对来说比较复杂, 对监测面的设置有不同的要求。故对其在分流流态下在进行数值模拟验证计算。由图3可以看出:阻抗式调压室设置对3倍管径和5倍管径分别设置监测面, 两者计算得出的调压室阻力系数与文献[2]比较, 由图3知, 相对于3倍管径与经验值的阻抗系数非常接近, 5倍管径监测面计算所得的阻力损失系数远远大于两者, 这也说明监测面位置的变化, 对阻抗系数存在影响。
2.4 连接管长度与阻抗系数关系
在研究连接管长度对阻抗系数影影响时, 四组调压室模型的连接管长度依次递增之外其余结构尺寸均与上述验证的有连接管调压室模型尺寸一致, 为了排除沿程损失的影响, 在进行CFD计算时, 管道内壁均考虑为光滑壁面。由图4可以看出, 在分流流态下, 不论连接管长度为0.1、0.2、0.3或者0.4m, 数值模拟计算得出的ξ12和ξ13都非常一致, 这说明在阻抗式调压室中, 连接管的长短影响调压室沿程阻力损失, 与局部阻力损失并没有关系。
4 结语
(1) 用CFD对两种典型调压室模型数值模拟, 与文献中试验经验公式对比分析, 两者数值较为吻合, 验证了CFD数值模拟在调压室阻力系数研究中的可行性。
(2) 在阻抗式调压室阻力系数数值模拟中, 比较了检测面在3倍和5倍管径时两者对数值模拟结果精度的影响, 结果表明:在阻抗式调压室模型进行数值模拟时两者差距很小, 一般选取3倍管径即可。
(3) 对连接管长度不同的四个阻抗式调压室模型分析研究, 在CFD计算中去除管道内壁粗糙度的影响, 结果表明:阻抗式调压室的连接管长度只是影响其内部管道沿程阻力损失, 与其局部阻力损失并没有关系, 故在实际的水电工程计算中, 可以只考虑沿程阻力损失根据现场情况对调压室连接管长度进行调整。
参考文献
[1]DL/T5058-1996, 水电站调压室设计规范[S].
[2]刘启钊, 彭守拙.水电站调压室[M].北京:水利水电出版社, 1995.
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[5]王福军.计算流体动力学分析-CFD软件原理与分析[M].北京:清华大学出版社, 2004.
[6]程永光, 杨建东.用三维计算流体力学方法计算调压室阻抗系[J].水利学报, 2005, 36 (7) :787-792.