波长控制（精选7篇）
波长控制 篇1
0 引 言
取样光栅分布布拉格反射器(SGDBR)型激光器作为可调谐半导体激光器的代表,具有体积小、结构简单、波长调谐范围宽和动态特性好等优势[1]。SGDBR型激光器由增益节、相位节和前、后取样光栅节4个节段构成,其波长调谐是通过改变相位节和前、后取样光栅节3个调谐节电流来实现的,每一个指定的输出波长与相应的调谐节电流组合对应。为了使SGDBR型激光器的输出波长精度及稳定度符合密集波分复用(DWDM)系统对所用光源中心波长偏差的要求,必须对SGDBR型激光器的各节驱动电流进行严格控制。本文首先根据DWDM系统的要求,通过半导体激光器的载流子速率方程推导出相应的SGDBR型激光器无源节驱动电流的控制精度要求,进而设计出基于LabVIEW图形化软件的波长自动控制系统,利用该系统对自行研制的4节SGDBR型激光器进行了准确、快速的波长扫描,并对扫描结果进行了分析。
1 调谐节驱动电流控制精度要求
可调谐半导体激光器作为DWDM系统的备份光源,除了要求其波长调谐范围能覆盖系统所使用的一定数量的波长通道以外,还要求其输出的中心波长满足ITU规定的DWDM中心波长偏差的要求,一般来说,光源中心波长允许的最大偏差不得大于相邻通道间隔的10%[2]。对于一个4节的SGDBR型激光器而言,为了满足这一要求,必须对其无源调谐节的驱动电流进行精确控制。
SGDBR型激光器的输出波长变化与其无源调谐节的折射率变化有关。我们假设SGDBR型激光器的波长调谐仅通过变化相位节的电流来实现,其他节段的驱动电流均保持不变,则SGDBR型激光器输出波长的变化与相位节折射率的变化之间具有如下关系[3]
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式中,λ、Δλ分别为SGDBR型激光器的输出波长和波长调谐量;undefinedg、Δundefined分别为相位节的群有效折射率和有效折射率变化量。另外,对于无源区而言,其折射率变化Δundefined与载流子浓度N之间满足线性关系[4,5,6]
undefined
式中,Γ是与波导结构相关的光场限制因子。我们借助于普通半导体激光器的载流子速率方程,并针对无源节的情况进行简化(无源节中光子的受激辐射可以不予考虑),可以得到稳态情况下相位节的载流子浓度N与其注入电流I之间的关系
undefined
式中,e为电子电量;A为捕获载流子速率的比率系数;B为与电子-空穴对有关的双分子非辐射复合系数;C为三体复合系数。
利用式(1)～(3),可以得到相位节的注入电流变化量与SGDBR型激光器输出波长之间的关系,如图1所示,所取参数见表1。从图1中可以看出,通过合理地控制相位节电流的最小调谐步长,能够得到不同的光频率调谐精度。因此我们可以根据不同通道间隔的DWDM系统对光源中心波长最大偏差的不同要求来选择相应的相位节电流的调谐步长。对于SGDBR型激光器而言,相位节的作用是辅助取样光栅节对激光器的输出波长进行精细调节,因此相位节所需的电流控制精度一般高于取样光栅节,相位节所需的电流控制精度决定了SGDBR型激光器所需的电流控制精度。
2 波长自动控制系统的设计
为了使SGDBR型激光器工作在DWDM规定的通道波长上,必须首先对其输出波长进行定标,即对各个调谐节电流在其允许的范围内进行逐一扫描,找出各个电流组合与激光器输出波长之间的对应关系,建立一个电流-波长查询表,查询表中的电流组合与波长之间是一一对应的。根据SGDBR型激光器的波长调谐原理可知,同一个输出波长可能对应于多个电流组合,这就需要对其进行筛选,一般来说,我们是根据激光器输出光谱中边模抑制比(SMSR)的优劣来进行选择的。对于不同通道间隔的DWDM系统而言,其允许的最大中心波长偏差是不同的,以100 GHz的DWDM系统为例,要求每个通道的中心波长偏差不大于100 GHz×10%=10 GHz(0.08 nm),因此在SGDBR型激光器的波长扫描过程中,相邻测试点的波长间隔不得>0.08 nm,由图1可知,这要求相邻的电流扫描点间隔不超过0.3 mA。因此,在SGDBR型激光器覆盖的整个波长范围内所需的测试点会很多,对于每个测试点都需要用光谱分析仪进行检测,精确地确定激光器的激射波长和SMSR,整个波长定标过程所需的时间会相当长,手工完成几乎是不可能的,而且容易出错。
根据SGDBR型激光器的波长调谐特点,基于LabVIEW软件平台,我们研制了一套SGDBR型激光器的波长自动控制系统,其原理示意图如图2所示。激光二极管控制器的通道包括一个电流控制器和一个热电制冷器(TEC)控制器,
其余3个通道只包含一个电流控制器,整个激光二极管控制器负责给SGDBR型激光器的4个节段提供驱动电流,并根据激光器内部反馈的热敏电阻阻值对激光器内部TEC的驱动电流进行设置,从而达到对激光器温度进行精确控制的目的。激光器的输出光通过光纤耦合进光谱分析仪。激光二极管控制器和光谱分析仪分别通过通用接口总线(GPIB)与计算机相连,利用LabVIEW程序由计算机统一控制。激光二极管控制器中控制增益节的通道输出恒定电流以保证激光器输出足够的光功率,控制调谐节的3个通道的输出电流会根据计算机的指令进行逐一扫描,计算机通过GPIB从光谱分析仪中读取每个扫描点对应的光谱数据,并对这些数据进行分析和处理,最后生成一一对应的电流-波长查询表。通过选择查询表中的电流组合,可以使SGDBR型激光器工作在指定的波长上。
在图2所示的波长自动控制系统对SGDBR型激光器实施波长扫描之前,必须通过计算机程序控制面板对光谱分析仪的相关参数进行必要的设置,如中心波长、波长扫描范围、参考功率值及取样点数,同时还必须对激光二极管控制器进行相应的设置,设定各个调谐节电流的扫描起点和终点、扫描的最小步长及扫描的点数。图3给出了自动控制系统对整个波长扫描过程进行控制的程序流程图。
如图3所示,在实际扫描过程中,首先对前、后取样光栅节电流进行扫描(这时的扫描步长可以适当取大一些),LabVIEW程序会自动记录下SGDBR型激光器输出光谱中的峰值波长、峰值功率和SMSR,并以SMSR为依据建立一个一一对应的初始电流-波长查询表。然后将ITU规定的通道波长与初始查询表中的波长值进行比对,保留查询表中与各个ITU通道波长最接近的工作点。对于这些保留下来的工作点,如果不满足ITU波长最大偏差的要求,则再对该工作点的相位节电流进行扫描(这时的扫描步长要严格按照图1中的要求来选取),从中选择出满足要求的最佳点,从而生成最终的电流-波长查询表。
3 实验结果及分析
我们利用图2所示的自动波长控制系统对4节SGDBR型激光器进行测试,在实验中,将SGDBR型激光器的增益节电流设置为110 mA,并通过TEC控制器将激光器的工作温度控制在25 ℃,前、后取样光栅节的电流扫描范围均为40 mA,扫描步长设为0.5 mA,相位节电流的扫描范围为8 mA,扫描步长为0.2 mA,其测试结果如图4和图5所示。图4给出了SGDBR型激光器输出波长及SMSR随前、后取样光栅节电流变化的等高图。从图中可以看出,激光器的波长调谐特性并没有我们预期的好,出现了很多波长调谐的盲区,这主要是由于取样光栅的设计上存在一定的缺陷,前、后取样光栅梳状反射峰的间隔分别为6.6和6 nm,从实验结果看距离有些偏大,导致光栅节需要加比较大的电流才能覆盖所需的波长,而此时引起的热效应又会劣化激光器的性能。但从图3和图4中我们可以定性地看出前、后光栅节的Vernier调谐作用,其波长调谐趋势仍然可以从图中反映出来,满足SMSR≥30 dB的波长主要集中在1 530～1 550 nm之间,我们可以在这个波长范围内挑选适用的ITU波长通道。图5给出了相位节电流变化导致的激光器波长的调谐特性,从图中可以看出,相位节电流的变化引起激光器输出波长的分段线性变化,其波长变化幅度大约为0.2 nm,因此通过调节相位节电流可以对SGDBR型激光器的输出波长进行微调。
4 结束语
本文从DWDM通道波长的最大偏差要求出发,根据SGDBR型激光器的波长调谐特性,设计了适用于SGDBR型激光器快速波长定标及静态调谐的波长自动控制系统,并对自行研制的4节SGDBR型激光器样品进行了测试。测试结果表明同时对前、后取样光栅节电流进行调节,可以实现SGDBR型激光器宽范围的波长调谐,说明了SGDBR型激光器的Vernier波长调谐特性;通过对相位节电流的调节能够实现对SGDBR型激光器输出波长的精细调谐。另外,由于实际器件的结构及制作工艺中存在一定的缺陷,因此器件的波长测试结果和预期的效果有一定差距,通过对这些缺陷的分析,有助于器件性能的改进。本文的实验结果反映了SGDBR型激光器的静态波长调谐特性,为器件的动态波长切换提供了波长选择的依据。
参考文献
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波长控制 篇2
1 差分吸收激光雷达探测CO2的基本原理
在测量CO2成分的激光雷达系统中采用2束波长相近的发射激光束.其中一个波长选在CO2吸收峰的中心,记为λon,波长为1571.276 nm[3];另一个波长选在吸收峰的外边,使其受到的吸收较小,记为λoff,波长为1571.434 nm[3].2束激光的CO2吸收截面不同,波长为1571.276 nm的λon被CO2强烈吸收,波长为1571.434 nm的λoff被CO2吸收较弱或不吸收.鉴于这2个波长相差较小,所以可认为大气中气溶胶对它们的散射系数及非CO2气体对它们的吸收截面相近.由于对CO2的吸收强度不同,探测器接收到的2束激光的后向散射回波就有区别[4].回波光信号经过望远镜和光纤滤波器后,分别与对应波长的本振光进行相干混频,混频后的光信号进行数据采集和处理,通过相关的处理算法反演就可以得到CO2 的浓度信息.
2 波长控制系统
波长控制系统主要由可调谐激光器、CO2气体池、探测器、锁相放大器和激光驱动5部分组成.其组成框图如图1.
2.1 激光器
试验中选用NEWFOCUS公司的6300-LN可调谐二极管激光器,激光器调谐结构示意图如图2.
该激光器调谐是根据布拉格衍射原理,通过改变振镜和光栅之间的夹角,从而改变激光的波长[5].根据激光器波长调谐的工作方式,波长控制部分采用直流电机控制调谐与压电陶瓷(PZT)调谐2种方式进行控制.直流电机将波长粗调在1571 nm附近,然后用PZT调谐的方式进行波长精调,分别将波长控制在CO2的吸收峰和非吸收峰.根据原子光谱理论,当激光器的波长处在CO2的吸收峰时,激光强度将发生明显的衰减.激光器波长处在吸收峰和非吸收峰的判别方法主要依靠对经过标准CO2吸收池吸收后的光强进行检测来确定.
2.2 气体池
由于探测CO2所需波长要求尽可能精确,所以由激光器发出的分束光必须首先经过气体池,并由气体池作为辅助装置,产生用于激光器波长控制的反馈信号.经过CO2气体池以后的光电二极管信号反映了受到频率调制的CO2吸收光谱强度,这个强度关于波长的一阶导数[6]作为闭环控制系统的误差信号.误差信号的零值对应了谱线中心的吸收峰.频率稳定技术的手段是连续调节PZT的电压,保持误差信号在零值附近.
对于波长精密可调谐激光器,采用以下扫频调谐机制.图3a～图3d描述了这种扫频调谐机制的工作原理[6].图3中,IT为激光强度,υ为激光频率.在IT关于υ的曲线中,波谷对应被测气体(例如CO2)的光谱吸收中心.
其工作原理如下:用一束正弦信号(或三角波信号)对激光强度信号进行调制,然后对调制信号进行解调.从图3a～图3c可以看出,当调制信号远离吸收峰时,解调出的信号幅值也比较高;当调制信号在吸收峰附近时,解调出的信号幅值也比较低,当调制信号正好处在吸收峰时,解调出的信号的幅值为0.图3d描述了激光频率υ和强度的变化△IT之间的关系.在扫频调谐工作机制下,图3d中,穿越ν轴,△IT为0的点即是要找的最理想的控制点.
图3的数学描述如下,假设激光的频率为υ,激光强度为IT,调制正弦信号幅度为m,调制正弦信号的频率为Ψ,则有如下数学关系:
IT(υ)=ΙT(υ+msin(Ωt)) (1)
式(1)中要求:Ω<Γ,其中Γ为吸收线的线宽.
对式(1)进行级数展开得:
undefined
在频率调制工作机制下,式(2)中,IT(ν)是一个直流分量,它对应所加调制信号的直流分量,不同的直流分量对应激光器不同的中心波长(该分量其实就是波长的粗调值).式(2)中,强度对其中心频率的一阶导数的系数msinΩt即为图3d中的对应曲线.
2.3 锁相放大器[7]
锁相放大器结构图如图4.
锁相放大器实际上是一个模拟的傅里叶变换器,锁相放大器的输出是一个直流电压,正比于输入信号中某一特定频率(参数输入频率)的信号幅值.而输入信号中的其他频率成分将不能对输出电压构成任何贡献.2个正弦信号,频率都为1 Hz,有90°相位差,用乘法器相乘得到的结果是一个有直流偏量的正弦信号(如图5a).如果是一个1 Hz和一个1.1 Hz的信号相乘,用乘法器相乘得到的结果是一个交流调制波,基频是1 Hz,幅频是0.1 Hz(如图5b).
从上面的分析看来,只有与参考信号频率完全一致的信号才能在乘法器输出端得到直流偏量,其他信号在输出端都是交流信号.如果在乘法器的输出端加一个低通滤波器,那么所有的交流信号分量将全部被滤掉,剩下的直流分量就只是正比于输入信号中特定频率信号分量的幅值[8].试验证明用锁相放大器对一阶导数的系数msinΩt进行检测是比较理想的实现方案.
3 波长控制测试手段及结果
波长控制的测试分定量测试和定性测试2种手段:(1)定量测试主要通过波长计进行测量,波长计使用Brochure公司的621A laser wavelength meter,波长测量范围为350 nm～5.0 μm,其中分为可见光(350～1100 nm)、近红外(500～1700 nm)和红外(1.5～5.0 μm)3个波段,绝对精确度可达到±0.2 ppm,完全可以满足测量要求;(2)定性测试主要通过监测激光强度信号进行,当激光器波长处在CO2吸收峰时,强度信号会发生明显的衰减;当激光器波长不在CO2吸收峰时,强度信号将基本不变,而且幅值比较高.2种状态的输出激光强度根据吸收曲线来计算,不过理论计算只能作为参考,要以最终的实验为准.
激光器波长粗调在1571.27 nm的时候,手调控制电流为90 mA,其输出功率为4.6 mW,PZT效率100%,温度为20.3℃.输出光经过耦合比为10:90的光纤耦合器后,取10%的衰减功率0.46 mW送入波长计进行测量,10 min内测得波长抖动范围为1571.25～1573.13 nm.相同参数下,通过FPGA硬件编程,配合PID(比例积分微分)控制算法进行精调后,使用621A波长计在15 min内测量输出波长的抖动范围为1571.27381～1571.27790 nm,围绕CO2吸收峰中心波长1571.276 nm计算,其控制精度可达到±2 pm.
4 结 论
通过上述方式,由标准CO2气体池提供波长控制反馈信号,使用探测器对其进行光强度探测,利用锁相放大器对误差信号msinΩt进行跟踪检测,并由此为激光器压电控制(PZT)部分提供精确的调节电压,最终实现激光器输出信号的精确与稳定.测试结果显示,激光器在CO2吸收峰处的波长基本可以稳定在1571.276 nm附近,精度可以达到皮米量级.试验中应该注意的问题是,此种对激光器波长精调的方法必须建立在粗调的基础上,即首先粗调激光波长到CO2吸收峰附近,并对激光强度信号进行实时监测.从图3d中可以看出,如果激光器的波长长期处于气体吸收峰外侧时,解调出来的电信号也几乎为零,但并没有达到对波长精调的目的,而且缺少对波长粗调的环节还导致系统调节速度变慢.因此,只有首先对激光器波长进行粗调,并对解调信号和激光强度信号实时监测,才能保证激光器的波长处在气体的光谱吸收峰中心.进一步提高探测器及锁相放大器的灵敏度能够有效地提高波长调谐的精度及稳定度.另外,环境温度的变化、机械振动等外界干扰对激光频率稳定性影响很大,因此,系统环境应尽量做到恒温、防震、密闭隔声、稳定电源等.
参考文献
[1]Schotland R M.J Applied Meteorol.1974,13(1):71-77.
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[7]高晋占.微弱信号检测[M].北京:清华大学出版社,2004.
光交换和波长选择交换模块 篇3
1、技术领域和应用产业
低成本高速度超密集型光子学器件与模块可应用于:
(1) 可恢复型光网络通信系统;
(2) 下一代计算机的光学数据中心;
(3) 航空、光学仪器测试等领域的光信号控制系统。
2、技术先进性、成熟性
(1) 超高速微型光交换器件, 国际领先, 已有初试样品。
创新点与优势:建立在新的光交换机制与原理上 (SOI-PLC) , 具有高性能与低成本优势。
性能:超快光交换速度 (<5ns) 、低交换操作功耗 (<5m W) 、低 (芯片上) 光损耗 (1×2/2×2结构:<0.5d B)
(2) 光矩阵交换模块 (OMS) , 国际领先, 样品设计中。
创新点与优势:全集成纳米波导结构, 新光交换单元与新网络结构的有效结合, 半导体CMOS加工技术。
性能目标:以128×128为例, 10.0d B芯片上光损耗<5ns;交换速度<-30d B串音;8×8为起点目标, 128×128为最高目标。
(3) 波长选择交换模块 (WSS) , 国际领先, 样品设计中。
创新点与优势:全集成纳米波导结构 (非PLC阵列波导光栅结构、非液晶器件、亦非MEMS技术) , 半导体CMOS加工技术。
性能目标:以1×9为例, 5.0d B芯片上光损耗;<5ns交换速度;<-20d B串音;1×2为起点目标, 1×9为5年内最高目标。
波长路由光网络相关问题分析 篇4
1 波长路由光网络概述和存在的问题分析
1.1 关于波长路由光网络概述
我们已知道, 因为器件技术逐渐朝着更高方向发展, 如, 在光网络中, 宽带复用技术应用十分广泛。事实上, 宽带复用技术主要划分为三大类, 即时分复用、波分复用以及码分复用。在把上述技术应用到光网络中时, 可使网络性能大大提高。其中, 光网络节点凭借波长信息决定路由功能, 严格按照端到端的逻辑来选择输出的, 并不是把信息发送给所有输出端, 这样以来, 能够节省网络终端使用量。
在将复用技术应用到光网络中后, 其波长路由光网络的实用价值将更大。此网络是由波长路由节点以及诸多点到点光线连接所构成的。
1.2 波长路由光网络具有的优势
和传统电信网络相比较来说, 波长路由光网络可提供更大通信容量。此外, 此网络的透明性、可管理性以及灵活性等都较强。因此, 我们可以将波长路由光网络所具有的优势大致总结为以下几点:
事实上, 波长路由网借助波长选择器对路由进行选择的。换言之, 结合波长信号来选择路由。另外, 传输码率、数据格式以及调制方式等不仅有较强的透明性, 而且又能够为用户提供多种高质量的协议业务, 对用户端到端业务不受任何限制。这种透明性是指网络所有信息由源地址在到达目的地址过程时, 不需要进行光-电-光间的转换。这主要是由于在波长路由光网络当中, 其所有的信号传输都必须在光域中完成, 而传输速率与格式都只受接收端与发射端限制。由此看来, 波长路由光网络对信号传输来说是极其透明的。
现如今, 波长路由网络既能够和现有通信网络相互兼容, 又能提供数字网等一些综合性业务与网络升级功能等。
另外, 波长路由网络也具有一定的可扩展性。而在增加新网络节点后, 既不会影响到网络结构以及设备运行, 又能给大大降低网络运行的成本。同时, 此网络通过增加波长来达到扩容的目的。
一般来说, 波长路由网络结构要比传统网络结构要简单的多, 并且端和端之间的通信都是借助光通道最终实现的, 同时, 在此路途当中, 并没有增设变换与存储设备。所以, 能够减轻网络成本运行成本, 同时又能大大提高信号传输质量。除此之外, 在波长路由网络中, 大多数光器件都为无源类型的, 这样一来, 网络的可靠性与维护性也非常高。
1.3 波长路由网中路由存在的问题
在波长路由网络中, 其路由方式大多数都是和传统线路交换网络相类似的。从整体上分析, 路由计算方法主要有两大类, 即静态算法与自适应算法。其中, 静态路由算法中路由分配并不需要对网络状态予以考虑。然而, 在静态路由中, 典型的两个例子即为固定路由和替换路由。但是, 在自适应路由中, 由网络运行状态决定连接请求的路由选择。因此, 我们对路由方式进行总结:
1.3.1 固定路由
在固定路由中, 源节点与目的节点只有唯一一条固定路由。在发出连接请求送达后, 在动态波长路由网络中, 若在这个固定的路由上缺少可用资源, 那么此连接请求便会阻塞。此问题的出现主要是由于可选用的路由过少, 导致阻塞率大大升高。其中, 固定路由方式最为常见的方式即为固定短径路由, 并且常应用到静态波长路由网络当中。
1.3.2 替代路由
在将固定路由改进之后便可成为替代路由。其中, 替代路由可允许一个源-目节点对有多个使用路由, 同时按照一定顺序予以配排列。当解决一些动态问题时, 某个连接请求到达后, 按次序查找路由中是否有一条可用资源符合此请求的要求, 若存在, 便会自动选择此路由;若不存在, 那么此项请求便会被阻塞。和固定路由来说, 此路由存在很多阻塞率指标。然而, 怎样选择能够相互替代路由是值得我们深入探究的。
1.3.3 自适应路由
自适应路由的路由在选择时, 所必须严格遵循的原则为结合当时网络运行状态选择。换言之, 结合网络中链路可用资源状态来最终予以决定的。其中, 最小阻塞路由便为自适应路由的一个典型例子。例如:在最小阻塞路由方式选择过程中, 由备选路由中选择可用路由的主要原则为:要选择占用网络资源偏少的路由。但是, 若处在动态播出路由网络当中, 若为自适应路由, 其阻塞率指标要比上述两种方式好得多。然而, 此种路由方式又对算法实时性提出较高的要求, 所以, 在选择自适应路由方式前, 还需要对路由效率与性能予以全面考虑。
1.4 波长路由网中波长分配问题
在波长路由光网络中, 波长分配问题是一非常重要的问题。其中, 在静态波长路由光网络当中, 常和路由问题紧密结合在一起, 从而获得最优解。但是, 在动态波长路由光网络当中, 其波长的分配策略对于阻塞率来说具有重大影响。常用的波长分配策略:
1.4.1 随机分配法
也就是说从可用波长中随机抽取一波长分配指定给光通道。可以说, 此种分配方法十分简单, 而不需要对网络状态信息全面了解, 但此种方法会有较高的阻塞率。
1.4.2 首次命中法
按照此方案, 在不同波长中都做好标记。这样, 在选择波长过程中, 由小到大进行排序, 从中选择最小波长。而在应用首次命中法时, 是极易实现的, 同时, 阻塞指标远比随机分配法小得多。
1.4.3 最小使用法
在应用最小使用法时, 波长选择方式是将网络中使用次数最少的波长。如果此波长不可用, 再选择第二使用次数最少的波长, 以此类推下去。这可以看做是改进首次命中法的一种方式。而此种波长排号不固定, 是结合网络当时情况而定的。这种方案的阻塞率要低于首次命中法的阻塞率, 但在实现过程中会存在一些麻烦。若要弄懂当前网络情况, 必须借助网络状态传输协议进行测定。然而, 这又和网络管理方式为集中式或是分布式有着紧密关联。
1.4.4 波长保留法
在这个方案里, 常常将波长予以保留, 而在一些特定业务当中, 才允许使用。但是, 它对降低网络阻塞率并没有做出任何贡献。然而, 却可以为某些特定业务提供高质量的服务。所以, 此种方法在高质量要求场合应用价值是非常高的。
1.5 故障管理的问题
网络当中的故障管理机制通常有两种。一种叫做保护机制, 就是备用资源已经被预先计算好了, 另一种叫做恢复机制, 就是未事先准备好备用资源, 是由中断后的连接动态来寻找。总之, 动态恢复机制对网络资源利用效率是非常高的, 并不需要预留出一定的闲置资源。然而, 保护机制恢复速度是极快的, 同时又能确保业务可以快速予以恢复。
一般保护主要包含两种:其一为路径保护;其二为链路保护。其中, 对于路径保护来说, 当存在一定故障时, 业务便快速被转移给其它保护路径中。但是, 在此处, 工作路径和保护路径是两条完全分离的链路, 这样一来, 才能够保证遇到一个故障只对一个链路产生影响, 而某个单个故障却不可以终止此业务。然而, 在链路保护中, 业务必须在失效光纤链路中重找新的路由。除此之外, 又有一种称之为是子路径保护方式, 在这种模式下, 工作路径划分为多个小段, 进而再对每一段路径予以保护。子路径保护能提供更快的故障恢复速度和更高的资源利用率。进一步深入研究波长路由网络中使用的保护机制, 将它与IP层中的恢复机制结合起来, 建立一个合适的协议, 为广大用户提供更高质量的服务。另外, 研究人员还需要对波长路由网络中Qo S问题进行深入的探究和分析, 建立起相应的协议, 为用户提供出等级区分的服务。
2 结束语
我国未来的电信网络的结构将会是以WDM传送网络构成的核心的网终, 由SDH、WDM环等所构成的城域网, 再通过多元化的宽带业务的接入向广大用户延伸。从网络构架上来说, IP over WDM将会成为网络发展的趋势。这当中WDM网最主要的形式是波长路由光网络, 因此, 波长路由光网络的发展前景非常广阔。
参考文献
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多波长PON体系结构研究 篇5
随着接入网技术的快速发展,MW-PON(多波长无源光网络)已成为未来接入网发展的热点。它可使运营商现有的GPON(吉比特PON)接入带宽增加到原来的16倍,达到40 Gbit/s以上,可同时为居民用户、商业客户和无线回传(包括前传)3类客户提供统一的混合接入。
传统的TDM-PON(时分复用PON)采用一对固定的上下行波长实现多个ONU(光网络单元)与一个OLT(光线路终端)通信。XG-PON(10 Gbit/s能力的PON)的通信体制即是这样,通过采用1 270/1 577 nm上下行波长,实现了多个ONU共享一对波长,局端ODN(光分配网络)馈线的容量为10 Gbit/s/2.5 Gbit/s。事实上,10 Gbit/s速率的TDM-PON已经到了光模块低成本的极限,为了进一步提高系统带宽的容量,简单地将光调制速率增大到40 Gbit/s的方法已不可行。MW-PON另辟新径,采用增加上下行波长对(波长堆叠)的方法来增加系统带宽的容量。例如采用4对波长,每对波长传输10 Gbit/s/2.5 Gbit/s下/上行XG-PON帧,使得ODN馈线容量达到下/上行40 Gbit/s/10 Gbit/s的速率。因而MW-PON系统具有多个OLT和多个ONU通信的机制,并同时保留了多个ONU共享一对波长的优势。引入多个波长以后,MW-PON系统的设计便存在诸多挑战,主要难点在于系统结构的设计、波长的分配和管理,ONU激活以及流氓ONU的管理等方面。
1 MW-PON体系结构
1.1 MW-PON物理架构
在MW-PON物理架构上,局端系统可以有两种构成方式[1]:单个OLT和多个OLT,分别如图1和图2所示。物理架构包括OLT(一个或多个)、ONU和ODN。事实上,图2是图1在实现上的一种特例,因为图2中的OLT只包含处理一对波长的功能,每个OLT位于不同的物理位置(机盘卡),而图1中的OLT表示在同一个物理位置(机盘卡)包含4对以上波长的处理功能(即后文中的OLTp)。
在下行方向,OLT发送多波长信号(λa,…,λa+n)到多个ONU,ODN是点到多点的无源光装置(光功率分路器或波长复用/解复用器)。根据部署的场景,ODN可以是一级也可以是多级的。在上行方向,一个ONU工作在上行波长组中的一个波长上,在自己分配到的时隙内发送数据,由RN(远端节点)合路多个上行波长到馈线光纤。OLT接收和处理多个波长的上行信号(λb,…,λb+m)。
当RN不采用光功率分路器,而采用波长复用/解复用器时,可以降低ODN由于光功率分光而带来的高损耗,适用于单个ONU独占一对波长的P2P WDM (点到点波分复用) ONU的情况(即后文中的OLTq)。后者往往应用于企业用户或无线回传,该应用场景要求有较高的光通道预算。无论是采用光功率分路器,还是采用波长复用/解复用器,MW-PON系统都要管理和分配系统所使用的波长。
1.2 波长管理和分配
图3所示为一个MW-PON系统针对波长管理和分配的功能结构示意图。图中给出了两类MW-PON 的OLT:OLTp和OLTq。
其中,OLTp是一个处理4对波长的MW-PON的局端系统,又称为TWDM-PON(波分时分复用PON)系统,OLTq可以是另一个TWDM-PON局端系统,或者是P2P WDM局端系统。
为了实现MW-PON系统一组(多个)OLT共享一组波长来为一组ONU提供服务的功能,系统拥有波长管理的几个实体,包括DC(域控制器)、IDC(域间控制器)和波长池。图3中虚线表示各波长管理实体之间的通信通道。OLT的上行和下行波长就由这几个管理实体决定,通过一个称为波长池的数据库机制来同步协调[2]。
首先,ODN的关键资源是波长组,这些波长组在光纤设施上共存。即ODN在光谱上被分成互不相交的域,不同的域之间通过DC的逻辑功能协调,该DC作为后端控制器负责所在光谱(域)的波长分配管理。其次,IDC协调DC间的公共活动,通常的功能包括ONU行为分析、流氓ONU的分析和减轻、光纤网络测试和发现以及解决故障等。IDC可能作为管理波长池的一个代理,作为这个角色,IDC也可以执行DC的波长协调管理功能。再其次,波长管理实体DC和IDC是通过调用OPC来完成协商波长的过程的,而OPC又具体控制图3中下层的OLT端口来实施波长通道的建立。
2 系统的功能
MW-PON系统的功能涉及到波长处理的逻辑功能和OLT、ONU相关的传输汇聚处理功能。
2.1 OPC功能
在OPC中,MW-PON系统波长处理的逻辑功能分为4个部分:波长分配、波长调谐、波长资源管理和波长通道性能监控[1]。
波长分配:在基于分路器的MW-PON接入网的ODN中,波长分配对于非激活ONU进入工作状态是至关重要的。当一个新的ONU加入到MW-PON中时,对最初的下/上行波长需要在OLT与新ONU之间自动地远程分配。波长分配过程必须作为ONU激活的一部分来实现,且在激活过程中可能需要波长调谐。OPC充当与ONU波长通道协商和建立的角色。为了与OLT正常通信,在波长管理实体指定ONU的下/上行波长的过程中,OPC发送和接收有关波长指定和ONU注册过程的消息。在基于Cyclic -AWG(周期性阵列波导光栅)的MW-PON接入网的ODN中,或者通过共享波长穿越ODN由OPC传送波长信息至ONU,或者通过OLT和ONU的光层自带的波长指定机制确定波长信息。在后一种情况下,波长指配在设备上电阶段就已经完成,OPC只需将波长信息在波长池备案。除非ONU收到一个来自OLT的注明了上行频率(波长)和发送时隙的授权,否则不允许该ONU发送客户信息。
波长调谐:如果ONU具有波长调谐的能力,那么在ONU激活的过程中,可能需要在遵循OLT指令的条件下调谐波长,即在具有波长调谐能力的MW-PON接入网的运行过程中,可能需要更改指配的波长[3]。还有,在一个多波长域内,如果某些波长上的负载很重,而其他一些波长是完全空闲的,则OPC推荐将ONU从负载很重的波长调谐到空闲波长上,这样可以在所有可用波长间平衡负载,从而使域的状态保持稳定。通过在轻负载情况下(例如,午夜到凌晨6点)关闭某些OLT端口,同时将工作在这些波长上的ONU调谐到其他可用波长上,可以实现OLT节能。此外,为了提高波长资源的利用率,对于某些MW-PON技术,还可通过波长快速调谐方式来实现动态波长变更。
波长资源管理:在MW-PON系统中,波长资源成为对ONU接入到ODN进行仲裁的关键。不论是基于光分路器还是Cyclic-AWG的MW-PON系统,OLT都应该在OPC确认ONU的波长分配,以支持一般情况下的波长维护。为了实现波长资源管理,需要提供波长资源可用性和波长分配等信息。对于某些特定的PON技术,可以通过控制和管理通道来实现传统的PON管理机制。作为给定域内的波长资源管理功能,OPC需要针对原有的特定技术,如DBA(动态带宽分配),进行扩展和增强,包括DWBA(动态波长和带宽分配)。
波长通道性能监控:波长通道性能监控主要包括波长漂移监控和波长稳定性监控。其中,波长漂移监控的对象是相对于目标波长的偏移量,因为在基于分路器的MW-PON接入网中,波长漂移会对其他ONU造成干扰。
2.2 传输汇聚功能
2.2.1 OLT端口功能
一个OLT端口可以理解为在指定波长上产生和接收特征信号的一个实例。产生的特征信号如GbE(吉比特以太网)、CPRI(通用公共无线接口)或G.987 XG PON信号。OLT端口的功能是在多个指定波长上接收一个特征信号。该指定波长是OLT端口的传输(下行)和接收(上行)波长,由半永久性的硬件或软件配置,并记录在波长数据库中。
在下行方向,OLT在每个分配的波长上连续发送数据。由于一些原因(如节能),OLT也可能在某一给定波长上停止收发。在上行方向,根据技术类型的不同,OLT的接收可能是连续或突发模式。
2.2.2 ONU功能
ONU由一个下行接收机和一个上行发射机组成。在多数情况下,一个ONU可属于任意给定时间的一个域,ONU另一个特征是通过波长控制机制而具有接收一个或多个特征信号格式的能力(如GbE、10GE和RF视频等)。波长锁定可通过光层自带的波长指定机制外部硬件(如Cyclic-AWG)或根据光层自协商硬件调谐,或在ONU与一个OLT连接的软件反馈回路中调谐。
MW-PON允许上行和下行波长单独调谐。在某种情况下,可能有一个固定关系,比如ODN的RN中有一个Cyclic-AWG器件,ONU的上行和下行波长就相差n个周期的FSR(自由空间范围光谱)。一个波长灵敏的ONU可以按照瞬时、快速(μs量级)和慢速(ms量级)等级别进行波长的有效调谐,在热调谐的情况下进行慢调谐可能需要许多ms的时间。此外,ONU也可能没有波长灵活性,比如在有P2P WDM系统的情况下。
局端OPC必须考虑一个ONU的响应时间。当ONU从一个OPC重新定位到另一个OPC时,必须把自己的能力和速度等信息提供给OPC。各ONU之间可能在频域或时域上共享一个单独的上行波长。ONU可能以连续或突发模式传输。当ONU的波长由Cyclic-AWG来确定时,则ONU总是以这个波长传输。
3 ONU激活和运行管理功能
对于ONU激活,必须先在DC与候选ONU之间建立通信。类似于消息协议一致,也需要波长与帧格式一致。进一步说就是先确定物理层一致,再做激活尝试。一个待激活的ONU会将它的波长调整到其DC指定的下行波长上;或者通过扫描波长来寻找一个属于它自己域中的广播帧,从广播帧中,ONU接收到一个激活请求后,通过指定上行的激活波长以及一个合法的时隙作为一个激活请求[4]。在TMD/TDMA情况下,这个激活请求消息会包含在扩展的突发帧头或者在TDM的发现帧中。
ONU根据授权参数响应授权,DC完成ONU基本激活,并且重分配到宿主OLT波长上。最低限度,基本激活需要DC识别ONU。DC或宿主OLT执行完整的鉴权。DC会通知宿主OLT接管新激活的ONU控制。如果ONU与宿主OLT通信失败,ONU须重回DC以便重激活[5],同时宿主OLT应通知DC,告知 ONU中断。如果帧格式不一致,甚至待激活ONU侦听到错误的DC发来消息,则不能解码出信号,也不能响应激活授权。
即使MW-PON接入网包含多个DC,且均对候选ONU可用,ONU也只会响应一个DC,此DC的激活广播指定了ONU所在的域名。
3.1 激活过程
图4给出了一个新P2P WDM ONU正常激活的过程。ONU预分配了域和子域,子域通常是OLT端口标识。OPC周期性地发送广播消息和发现授权给ONU,域(子域)内的ONU接收广播/授权消息,系统允许由通配符来开放ONU在指定域任何OLT端口激活。
初始化后,ONU处于接收状态,其接收波长设置为预配置的广播波长,或ONU扫描所有波长,搜索广播信息。不论是哪种情况,ONU最终将找到下行波长和OPC。广播消息包含域名、子域名标识和可选的重定向信息到同域或其他域的OPC,这些参数可以确保ONU侦听到正确的OPC,或有选择地快速找到其期望的域。
如果已收到域和子域的广播消息,ONU便知道了OPC的上行波长和激活请求可能使用的技术特征参数。ONU自行调谐到上行指定波长λu和OPC。在调谐时间内,OPC可能传输ONU接收的附加广播消息。当发射机调谐到λu和OPC后,ONU等待发现授权消息来确定时间和它发送的激活请求的其他参数。OPC收到ONU激活请求消息(消息中指定超时、回退和重试等参数)后,进行初步的ONU认定操作。后续的ONU激活、授权、审计和配置功能则按照通常使用的技术方法。之后,OPC再向DC登记/注册新激活的ONU。
TDM/TDMA系统ONU的激活过程与P2P WDM ONU激活过程类似,如图5所示。其原理适用于TWDM-PON(EPON系统也可以采用类似的机制激活)。主要区别是消息的格式有所改变,系统采用扩展或适配已有的或新制定的G.98x帧及其PLOAM(物理层操作管理维护消息)来传送广播消息和发现授权。
3.2 重定向操作
图6所示为重定向操作过程。初始状态时一个ONU在OPC1下正常工作。出于流量分析、保护或其他目的,DC可能做出该ONU应切换到OPC2的决定,当然,也可能由OPC1做出该决定。
OPC1将ONU重定向到OPC2(如果OPC1是自行决定的,则首先需要查询OPC2的参数),重定向命令指定了OPC2的波长(包括上行和下行)和其他可能的参数。在离开λu和OPC1波长之前,ONU需要先向OPC1确认该重定向命令,这一步骤之所以重要是因为系统允许ONU拒绝响应重定向命令的消息。收到确认的重定向命令消息后,OPC1使用重定向消息通知OPC2和DC。
ONU按照自己的速度重新调谐发射机和接收机波长,使其与重定向命令要求的一致。当调谐到OPC2波长时,ONU将侦听OPC2周期发送的发现授权消息。ONU发送激活请求消息,该消息由OPC2识别,进而进行初始化,并根据指定的业务需求进行后续步骤。由于重定向是做切换操作而非新激活动作,因此该ONU可以快速地进入全业务工作状态[6]。系统支持这一特性所需OPC1和OPC2之间的交换状态和配置信息等步骤,这里不再赘述。
3.3 流氓ONU行为减轻机制
图7描述了一种产生流氓ONU的故障处理过程。初始状态时,ONU和OPC1处于正常操作状态,在失效情况下,ONU将自身的发射和接收波长转到了其他波长上[6]。OPC1向DC报告信号丢失,此报告包括ONU标识。由于流氓ONU可能影响多个域,DC必须与IDC互相协作。一些其他OLT的OPC2可能检测到流氓ONU的指纹(也可能包括ONU标识),如果不能解码出所传输的信息,只能向DC上报遭受流氓干扰。为了辅助识别流氓ONU,所有ONU需要被指配域内唯一的标识,ONU在每次突发发送或者连续发送时定时发送此标识。提供ONU唯一标识的功能显然应该由波长池数据库来承担。DC终将找到流氓的身份,并发出抑制流氓的命令消息。
如果出现ONU发送波长漂移,流氓ONU非法信号也可能出没在多个OLT之间。DC应对的办法是请求域中每个OLT在下行波长上发送相同的去使能SN(序列号)的PLOAM消息。这种案例情况在图7中有显示,在图的右下方,ONU接收到λd波长OPC3发来的下行去使能SN消息后,便进入静默状态。
4 结束语
MW-PON系统在光层堆叠了多个波长,增加了系统通过传统ODN的接入容量,由此开启了下一代PON技术新的发展通道。国际标准组织ITU-T正在制定MW-PON系统有关的标准,其中G.989.1已经定义了40 Gbit/s速率能力的MW-PON。虽然MW-PON系统需要增加波长分配、波长调谐、波长资源管理和波长通道性能监控等逻辑功能,并引入包括全新的OLT端口和ONU设备功能实体, ONU激活和流氓ONU行为的减轻机制等关键技术,但本文分析表明,只要合理定义标准功能实体,MW-PON采用光层堆叠多个波长的方案就能够满足系统运行的需要,具有ONU可管理、可运营、高带宽的优良特性。相关技术的进一步研究也将促进MW-PON技术的成熟和商用。
参考文献
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基于PID算法的波长锁定技术 篇6
(1)采用电EA(电吸收调制)激光器，实现波长锁定。
(2)采用波长锁定器技术来实现波长锁定。
1 采用法布里—波罗标准具波长锁定器
图1是法布里—波罗标准具波长锁定器的原理框图，输入光先经过分光器，一部分送入探测器PD1，另一部分经过Etalon送入探测器PD2。其中，PD1用于产生I Reference(参考信号);PD2产生I Etalon(I Etalon随光信号频率的变化而变化)[1]。电流比I Etalon/I Reference的变化反应了波长的变化，因此可以通过检测IEtalon/IReference的比值来判断波长是否锁定。
该锁定器需要利用分光器将一部分光信号送入锁定器，从而判断此时波长是否稳定。由于分光器的引入，这样将会带来损耗，从而影响输出光功率，降低稳定性。随着半导体技术的迅猛发展，如今已经实现了将激光器、MZM调制器、波长锁定器等集成在一起，而波长锁定器的输入则是利用激光器的背向光，这样在降低成本的同时也提高了系统的可靠性。因此，本文所使用的就是这种集成式的波长锁存器。
2 PID算法原理和实现
本文使用的是集成式的波长锁定器，即激光器、MZM调制器、波长锁定器等集成在一起，波长锁定器的输入则是利用激光器的背向光，这样在降低成本的同时也提高了系统的可靠性。这种集成的波长锁定器即为第一节中介绍的法布里—波罗标准具波长锁定器。
从第一节的介绍可知这种波长锁定器的工作原理，即:波长锁定器可以根据输入光的不同波长得到不同对应的比值Ratio。所以，要想锁住波长就要控制其他变量使得Ratio值保持此波长对应的目标值，从而实现波长锁定。本设计中通过PID控制DBR激光器的Phase电流实现Ratio值的恒定，从而实现波长锁定。
2.1 PID算法的原理
PID算法是一种在过程控制中，按偏差的比例(P)、积分(I)和微分(D)运算的结果控制输出的闭环控制算法。应用这种算法的控制器称为PID控制器(亦称为PID调节器)是应用最为广泛的一种自动控制器。它具有原理简单，易于实现，使用面广，控制参数相互独立，参数的选定比较简单等优点。PID调节是连续系统动态品质校正的一种有效方法，它的参数确定方式简便，结构改变灵活(有PI、PD和PID三种)[3]。
2.2 PID算法的实现
PID算法根据其处理方式不同，可以分为增量式PID算法、位置式PID算法和微分先行PID算法。数字控制器的输出作为控制量的增量kuΔ的算法被称为增量式PID算法。数字控制器的输出值与控制量的值u(k)相对应的PID算法被称之为位置式PID控制算法。而当控制系统的给定值发生阶跃变化时，微分作用将导致输出值大幅度变化，这样不利于生产的稳定操作。因此在微分项中不考虑给定值，只对被控量(控制器输入值)进行微分，这种算法被称为微分先行PID算法。然而，目前一般的系统中应用较为广泛的依然是位置式PID算法和增量式PID算法。
位置式PID控制算法的当前控制量的大小由当前误差、累计误差和一阶前向误差共同决定，位置式PID算法具体的C语言实现如下:
所谓增量式PID是指数字控制器的输出只是控制量的增量Δuk。当执行机构需要的控制量是增量而不是位置量的绝对值时，可以使用增量式PID控制算法进行控制[4]。其中，具体的增量式PID算法的推导如下所示:
因此，如果计算机控制系统采用恒定的采样周期T，一旦A、B、C确定，只要使用前后三次测量的偏差值，就可以求出控制量。
增量PID控制算法与位置式PID算法相比，计算量小得多，因此在实际中得到广泛的应用。而位置式PID控制算法也可以通过增量式控制算法推出递推计算公式:
位置式PID控制算法的当前控制量是由当前误差和前两次的误差共同决定的，具体的C语言的实现方式如下所示:
2.3 PID参数的确定
在使用PID算法时，只有确定一组合理的PID参数才能使控制起到良好的效果，不合理的PID参数会给整个控制系统带来各种各样不良的后果。以下简要介绍PID参数调整的一般步骤和方法:
(1)比例参数Kp:首先仅仅只考虑比例控制系统，即令积分参数和微分参数的值都为0。将调整量的值设置为允许最大值的60%左右，将比例参数Kp从0开始逐渐增大，直到系统出现振荡为止。接着将Kp值慢慢减小，直到振荡消失，那个PID算法的比例参数即为振荡消失时所设置的P值的60%左右[5]。
(2)积分参数Ti:比例增益Kp确定后，设定一个较大的积分时间常数Ti，然后逐渐减小Ti，直至系统出现振荡，然后逐渐加大Ti，直至振荡消失。记录此时的Ti，设置PID的积分时间常数Ti为当前值的150%～180%[5]。
(3)微分参数Td:微分时间常数Td一般不用设定，为0即可。若要设定，与确定P和Ti的方法相同，取不振荡时的30%[6]。
(4)系统空载、带载联调，再对PID参数进行微调，直至满足要求。
以上便是PID参数确定的一般步骤，不过在实际的应用中，可以根据实际的情况进行具体灵活的调整。不过，总体的宗旨就是保证系统的快速有效的稳定，并且尽可能地减小因调整带来的振荡。
3 PID改进算法
在实际的应用过程中会遇到很多控制量与调整量非单调的情况，即:有时会遇到在一定范围内，当调制量增大时，被控制量也会随之增大，但是当调整量增大到一定的值使，控制量可能会减小，然后再随着调整量的增大而增大。具体的曲线关系，如图2所示。即，当调制量从A'增大道B'时，控制量也会随之从A增大到B，随着调整量的增加，控制量会达到最大值。此时，若调整量继续增加，如增加到C'则控制量会从最大值减小到C。
在使用PID控制算法时，如果出现振荡比较大的情况，可能会出现控制量失锁的情况。即，如图2所示，当控制量的目标值为B，而此时控制量的值为A时，如果PID的振荡较大，则在调制过程中，可能会出现下一次的调整值被设置为C'的情况。那么此时的控制量为C，则会使得误差越来越大，有时甚至会出现控制量失锁的情况。
因此，为了避免在非线性系统中，PID控制算法中因过冲过大而引起的控制环路失锁的问题，结合位置式和增量式PID算法的思路，对PID算法做了改进。一般情况下，如果PID控制算法的参数调节得足够合理的话，调整最大点只会出现在第一次调制的过程中。也就是说，第一次调整是最容易出现失锁，那么就必须保证控制量在第一次调整时保持在安全的范围内。因此，系统上电之后，应首先对调整量进行预装载，使得控制量达到目标值附近，再使用PID控制算法。这样可以避免因为首次误差太大引起的Inrush问题，同时也可以避免累计误差过大而造成震荡时间过长的问题。具体的表达式如式(5)，其中，Initialvalue表示预装载之后调整量的值，u0表示第一次PID的值。
改进之后的PID控制算法的流程图如图3所示。
从以上算法可知，改进之后的PID算法，实际上第一次是没有做调整的。那么，PID参数的I和D不能同时为0，如果出现两者同时为0的情况，则PID算法失效。并且，调整量的初始值不可以为0，若初始值为0则与位置式PID算法没有分别了，而一般情况下，将初始值设定为对系统相对来说比较安全的值，即在目标值附近。具体的C语言实现方式如下:
文中Ratio与Phase的关系并不是单调的，在一定范围内当Phase增大时，Ratio就会随之增大，但是当Phase增大到一定的值的时候Ratio又会变为最小值，再随着Phase的增大继续增大，并且每个通道对应的Phase电流临界点各不相同。在这种情况下，如果PID调节过程中，振荡过大，则会造成Phase过调，导致Ratio超过最大值而又从最小值一点点的变大，这样就会造成波长漂移而失锁。改进之后的PID控制算法可以消除调整中出现的过冲，从而解决本课题中Phase电流和Ratio非线性的问题，从而避免因Phase电流过调而带来的波长失锁问题。
4 结束语
首先介绍了常用的波长锁定技术，并通过两者的比较体现了文中所用的集成式法布里—波罗标准具波长锁定器的优势。随后，介绍了PID算法的原理，并通过推导得出了增量式PID算法和位置式PID算法的计算公式以及介绍了PID参数的确定方法。最后，针对本课题的具体情况，为了消除因Phase过调造成的波长失锁的问题，在位置式PID算法的基础上提出了改进PID控制算法。
摘要：文中主要讨论10G可调谐SFP+光模块基于DBR可调谐激光器的设计与实现。该方向主要技术涉及波长调谐、波长锁定、功率均衡以及TEC控制等。并通过PID算法实现波长锁定,该算法是对传统的位置式PID算法改进得到的。改进后的PID算法可以避免在波长锁定过程中,因Ratio过冲引起的波长失锁的问题。
关键词：DWDM,PID,波长锁定,锁定器
参考文献
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1053nm波长光环行器的研制 篇7
光环行器是利用法拉第旋转磁光效应和双折射晶体的偏振光学特性制成的多端口单向传输非互易光无源器件。光纤通信技术的迅猛发展,推动了光环行器的研发。国外从20世纪70年代就将光环行器列为重点开发项目,80年代进入实用化阶段,特别是美国、加拿大和日本的光环行器产品已经系列化、小型化、商品化。我国从20世纪80年代开始光环行器的研发工作,并取得很大进展。但是查阅国内外公开报道文献,目前尚未查到与1 053 nm波长光环行器相关的技术资料。
我们主要介绍1 053 nm波长光环行器的设计原理及其制作技术,通过对1 053 nm波长材料响应特性的分析研究,设计出合理的机械光学结构,获得了高性能、低插入损耗、高隔离度的1 053 nm波长光环行器。
1 理论分析
光环行器的工作原理如图1所示,从端口1输入的光信号只能在端口2输出,端口2对端口1反向隔离;从端口2输入的光信号只能在端口3输出,端口3对端口2反向隔离。
光环行器的光路如图2所示,图中F1a和F2a为顺时针方向旋转的法拉第旋转器,F1b和F2b为逆时针方向旋转的法拉第旋转器。P1和P3为完全相同的偏振分光双折射晶体,光轴方向在x-z平面内均与光线传播方向成45°,分光角度由晶体的光轴与光线传播方向间夹角决定,分光间距由晶体长度决定,只有P1,P3完全相同才可以实现输入光经P1分成的两束光在通过P3后重新合为一束光输出。P2为外形尺寸与P1、P3相同,光轴方向在y-z平面内与光线传播方向成45°的偏振分光双折射晶体。且P1,P2,P3均为单轴晶体,单轴晶体中只存在一个光轴,当光沿着光轴方向传播时,光线以折射率no发生折射而不出现双折射现象;当光沿着其它方向传播时,光束则被分为两束线偏振光:o光(寻常光)和e光(异常光)。o光偏振方向垂直于光轴及光线方向,e光偏振方向在包含光轴及光线方向的平面内并且垂直于光线方向。o光和e光分开的角度与入射光线与光轴的夹角关系为:
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式中α为o光和e光的夹角,θ为入射光线与光轴的夹角,no为晶体材料中o光的折射率,ne为晶体材料中e光的折射率,no,ne与晶体材料及工作波长相关,可由sellmeier公式求得。
图3为光环行器三个端口光线在P1,P2,P3上的位置图。图4为光环行器中光偏振态变换及其在各个元件中的位置。图4a)为端口1至端口2传输时的情况,传输方向与P1光轴成45°的入射光从端口1输入,P1将入射光束分离成正交偏振的1(45°)和2(-45°)两束光,1(45°)光在P1中为e光,故其光线向x轴正向偏折,2(-45°)光在P1中为o光,故其光线沿原光路前进。1(45°)光经F1a后,偏振态顺时针旋转45°变为1(0°)光进入P2。2(-45°)光经F1b后,偏振态逆时针旋转45°变为2(0°)光进入P2。1(0°)和2(0°)光的偏振态与P2的光轴垂直,因此在P2中均为o光,光线沿原来的光路前进,如图3a)所示。1(0°)光进入F2a其偏振态顺时针旋转45°变为1(-45°)光进入P3,1(-45°)光在P3中为o光,故其光线沿原来的光路前进。2(0°)光进入F2b其偏振态逆时针旋转45°变为2(45°)光进入P3,2(45°)光在P3中为e光,故其光线向x轴正向偏折,1(-45°)和2(45°)光合为一束光在端口2输出。
图4b)为端口2至端口3传输时的情况,传输方向与P3光轴成45°的入射光从端口2输入,P3将输入光束分离成正交偏振的3(135°)和4(-135°)两光束,4(-135°)光在P3中为e光,其光线向x轴负向偏折,3(135°)光在P3中为o光,其光线沿原来的光路前进。3(135°)光的偏振态经F2a顺时针旋转45°变为3(90°)光进入P2。4(-135°)光的偏振态经F2b逆时针旋转45°变为4(-90°)光进入P2。3(90°)和4(-90°)光的偏振态与P2的光轴平行,故在其中均为e光,光线向y轴负向偏折,如图3b)所示。3(90°)光进入F1a其偏振态顺时针旋转45°变为3(45°)光进入P1,在P1中为e光,其光线向x轴负向偏折。4(-90°)光进入F1b其偏振态逆时针方向旋转45°变为4(-45°)光进入P1,在P1中为o光,其光线沿原光路前进。然后3(45°)、4(-45°)光合为一束光在端口3输出,而无法进入端口1,实现了端口2对端口1的隔离。同理可以实现端口3对端口2的隔离。
2 结构设计
三端口光环行器既可在两个端口采用一个双光纤准直器,在第三个端口采用一个单光纤准直器;也可在三个端口各采用一个单光纤准直器。在1 053 nm波长光环行器中我们使用的光纤为1 060 nm单模光纤,为了更好地确定环行器结构,我们先分析光束传输特性。光斑半径是光传输特性的一个主要参数,光纤输出光束的模场半径为:
ω0=(0.65+1.619 V-3/2+2.879 V-6)a (2)
式中V为归一化频率,undefined,a为光纤纤芯半径,n1和n2分别为光纤纤芯和包层折射率。高斯光束的光斑半径变化为:
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反映了高斯光束在传播方向上的发散程度,基横模高斯光束的发散角为:
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可见,发散角θ0与光束的腰斑半径ω0(即光纤输出光束的模场半径)成反比,ω0越小,光束发散角越大,高斯光束的方向性越差。由式(2)~式(4)可知,1 060 nm光纤的模场直径比通信用波长(1 310 nm、1 550 nm)小,因此光束发散角比通信波长下的大。根据我们的器件制作经验,我们发现光束发散角较大,光束与双光纤准直器的双光纤夹角匹配较差,耦合效果不好,损耗较大。鉴于此,1 053 nm光环行器的三个端口均采用单光纤准直器,图5为该光环行器的外形结构,其封装采用了先进的金属化焊接工艺。
3 测试结果
我们采用1 053 nm宽带光源与ANDO 6317C光谱分析仪对该环行器的插入损耗和隔离度进行了测试。按图6所示将光源输出端与光谱分析仪输入端连接,将光谱分析仪中心波长设为1 053 nm,扫描带宽为(1 053±10)nm,光谱分析仪记录下该光源光功率谱P0(如图9和图10所示);按图7所示连接光路,在图6临时接点处截断光纤,把环行器沿所标示方向正向接入光路,光谱分析仪记录下正向接入时环行器输出的光功率谱P1,如图9所示。从而获得该光环行器的插入损耗谱αIL(dB)=P0-P1,如图9所示。按图8所示连接光路,在图6临时接点处截断光纤,把环行器沿所标示方向反向接入光路,记录下反向接入时环行器输出的光功率谱P2,如图10所示。从而获得该光环行器隔离度曲线IISO(dB)=P0-P2,如图10所示。
插入损耗和反向隔离度是光环行器的最主要性能参数,它们不仅与光束传输特性相关,而且还与偏振分光双折射晶体光轴的对准误差角、厚度,法拉第旋转晶体(磁光材料)的消光系数、旋转角误差,入射光束的相对偏差角相关。按照目前的技术条件,光纤准直器的插入损耗为0.3 dB,所有双折射晶体的总损耗为0.3 dB,法拉第旋转器的损耗为0.8 dB,各组件间的互相配合角度引起的损耗为0.1 dB,所以光环行器理想的总损耗低于1.5 dB。但在光环行器的制作过程中会引入一些估计不到的损耗,所以损耗可能会稍微大一点。只要法拉第旋转器旋转角度及各双折射晶体间的光轴夹角精度足够高,隔离度一般可以保证30 dB以上。从图9和图10可以看出,我们制作的1 053 nm波长光环行器的插入损耗小于1.8 dB,隔离度大于30 dB,基本达到理想水平。
参考文献
[1]原荣.光纤通信网络[M].北京:电子工业出版社,1999.
[2]卢亚雄,杨亚培,陈淑芬.激光束传输与变换技术[M].成都:电子科技大学出版社,1999.