超宽带微波滤波器（共6篇）
超宽带微波滤波器 篇1
1989年, 美国国防部首先提出了超宽带 (UWB) 技术并对它做了定义:发射信号的相对带宽为0.2, 或者传输信号的绝对带宽至少为500 MHz, 则该信号为超宽带信号。自2002年美国联邦通信委员会 (FCC) 批准无需许可证便可以使用3.1~10.6 GHz的超宽带通信频谱后, 超宽带技术受到了学术界和工业界的极大关注。超宽带技术具有低功耗、高速率、保密性强等特点, 早期主要应用于军事通信、军事脉冲雷达等方面[1], 近年来在民用雷达、成像、室内短距离通信、监视系统等领域也有广泛应用, 欧盟、日本、新加坡等国也制定了各自的超宽带技术标准。在宇航方向, NASA约翰逊空间中心开展了超宽带综合通信、月球/火星漫游者系列超宽带定位系统、UWB-RFID等技术的研究, 取得了很多成果[2]。目前对星载微波与激光链路混合通信系统的研究使微波光子技术在未来卫星通信中呈现出很大的优势与潜力, 而光波段广阔的频谱几乎没有带宽限制, 不仅可提供THz大容量通信, 而且电磁干扰小, 重量轻, 是超宽带概念的扩展, 有着良好的发展前景[3]。
1 超宽带微波滤波器关键问题
和传统滤波器一样, 超宽带滤波器用来去除带外信号及噪声, 在某些UWB系统接收端承担着天线与放大器之间的匹配作用。由于UWB系统的脉冲信号产生和消失时间非常短暂, 一个符合FCC规范的超宽带滤波器必须要在110%的带宽内具有较小并平坦的群时延特性和较远的寄生通带。因为频带低端大部分已被其他通信系统占用, 所以滤波器同时要对频带低端有良好的抑制。有一些超宽带滤波器还要考虑通带内其他通信系统, 如GPS, 3G, 4G, X波段卫星通信的干扰。另外为了适应微波集成电路小型化的要求, 滤波器要体积小, 结构紧凑, 便于集成与互联。这些都对超宽带滤波器的设计与实现提出了很大的挑战。
2 超宽带滤波器设计方法
传统窄带滤波器带宽一般都在1%左右, 其综合方法将滤波器参数都确定在中心频率附近, 而且频率变换过程中进行了一些窄带近似, 因而综合中所用到的计算公式只适合于精确设计窄带或者中等带宽的滤波器。如果用这些窄带滤波器的设计公式来设计超宽带滤波器将会造成很大的误差[4]。以往超宽带滤波器的设计多基于优化算法, 设计结构主要采用微带线或耦合线, 结构单一, 计算量大, 时间成本高, 这就要求用新的思路来综合超宽带滤波器的设计。
2.1 新型带通滤波器综合的方法
2010年, Amari等人发表了一种能够在带通域内直接进行广义切比雪夫带通滤波器综合的方法[5]。与传统方法有所不同, 此方法在滤波器带通域内直接综合得到通带内的传输与反射函数, 适用于综合宽带及传输零点位于任意频率处的广义切比雪夫带通滤波器。该方法导出的网络矩阵与经典综合方法导出的耦合矩阵类似, 并具有物理意义, 而经典方法导出的耦合矩阵可以看作是它的窄带近似[6]。该方法为超宽带滤波器的综合提供了新思路, 值得深入研究并指导滤波器的设计。图1是直接综合方法中所使用的带通横向耦合等效电路及其支路等效电路。
2.2 基于z变换的短路/开路枝节法
由于传输线级联式电路实现超宽带滤波器结构简单, 计算方便, 加工容易, 因此基于这种结构的z域变换法综合理论得到很大的发展[7]。基于z变换技术的综合理论是一种优化算法, 主要是分析短路或开路枝节线结构的z域的理想传输函数;再推导出各个枝节的链形散射矩阵, 并将其转化成离散时域形式;然后优化得到滤波器的实际传输函数和各部分阻抗参数。图2是一种开路枝节超宽带滤波器, 测试结果显示滤波器具有近110%的相对带宽。这种综合方法设计出来的滤波器响应曲线良好, 但是体积偏大, 且只适用于级联形式枝节并联微带电路。
2.3 多模谐振器 (MMR) 法
多模谐振器是指在通带内有多个谐振模式的谐振器。多模谐振器有很多种形式, 如环型、阶梯型等, 其中广泛应用于超宽带滤波器的是阶梯阻抗谐振器 (Stepped Impedance Resonators, SIR) [8]。多模谐振器法的核心是将谐振器的前几个模式合理分布在通带内, 以达到宽带响应。图3是最简单的单级对称结构SIR滤波器, 采用奇偶模分析法构造滤波器传输函数, 通过给定通带内反射零点的数目与位置后, 确定各部分的阻抗参数[9]。
为克服单级结构的滤波器边带抑制不好的问题, 级联形式的SIR超宽带滤波器也有很大的发展。级联形式的SIR滤波器将耦合线, 各阻抗线的阻抗特性参数表示为滤波器的响应函数, 优化出所需要的响应曲线[10], 得到各阻抗参数。带开路/短路枝节加载的SIR滤波器, 通过调整加载枝节的长度来控制多模及传输零点的位置产生较宽的阻带[11]。为增强输入输出耦合, 可以采用交指结构, 有些加载结构还利用空气桥来抑制其他模式。由于SIR具有小型化, 高次模式可控的优点, 而且SIR的加载形式非常灵活, 给设计带来极大的自由度, 这使利用SIR结构逐渐成为设计超宽带滤波器的主流形式。
2.4 高低通滤波器级联的设计方法
用一个低通滤波器和一个高通滤波器串联起来实现带通特性, 这个思想已经被应用于宽带滤波器的设计中, 同时用一个带阻滤波器和一个低通滤波器串联起来也是一个行之有效的方案[12]。图4的滤波器结构由一个截止频率为10.6 GHz的低通滤波器和一个截止频率为3.1 GHz的高通滤波器组合而成, 这种级联结构的滤波器阻带特性较好, 边带衰减比较陡峭。但是最大的缺点就是体积大, 带内插入损耗比较差, 由于高通滤波器和低通滤波器自身谐波的局限性, 这种滤波器的带宽不能做得很宽。
2.5 互补耦合方法
互补耦合技术是谐振腔采用了互补耦合方式, 在一个滤波器中同时使用电感或电容耦合, 电容及电感随频率相互影响而使滤波器表现出类似于传统滤波器的耦合效果。为了产生互补的作用, 谐振器的个数必须是奇数, 才能达到理想的切比雪夫响应。图5是一个5阶互补耦合技术超宽带滤波器, 中心频率为2 GHz, 带宽为600 MHz, 测试结果验证了这种理论在宽带滤波器综合上的正确性[13]。
3 超宽带滤波器的实现结构
3.1 多层电路结构
采用多层电路的形式, 可以将谐振器与传输线分布在不同层次当中, 对实现强耦合结构及滤波器小型化极为有利。多层电路的形式主要有共面波导/微带混合法, 低温共烧陶瓷 (LTCC) 技术以及液晶聚合物 (LCP) 技术[14]。图6 (a) 是共面波导/微带混合结构制作的超宽带滤波器, 这种结构可以方便地实现强耦合以增加带宽, 群时延比较平稳[15], 主要问题是两层传输线的侧面耦合不好实现以及寄生通带不好控制。LTCC及LCP技术有Q值高、导热性好的特性, 制作的超宽带滤波器体积很小, 便于集成。但是新材料结构复杂, 加工困难, 制造成本高。图6 (b) 是LTCC技术制作的超宽带滤波器[16], 谐振器位于第三层, 利用第二层和第四层的贴片增加电容耦合。
3.2 SIW及腔体结构
用腔体实现宽带滤波器, 结构上不如微带灵活多变, 一直是一个设计难点。腔体及波导结构的综合通常采用全波仿真技术, 增加带宽的方法主要有两种:一种是增加滤波器级数, 一种是增加耦合量, 显然这两种方法会带来结构成本与体积问题。腔体宽带滤波器一般采用膜片耦合, 通过引入非谐振腔来增加传输零点, 减少全波仿真的计算量, 改善阻带特性。SIW技术在单层结构中具有比平面传输线更好的Q值, 进一步缩小了体积, 但是与波导结构一样, 难以实现更宽通带的目标[17]。图7是一种采用Z型拓扑结构的SIW滤波器, 输入和输出采用传输线连接, 集成度高, 通过交叉耦合增加传输零点改善了带外抑制。
3.3 复合左右手材料技术
复合左右手 (Composite Right-left Handed, CRLH) 技术指的是采用传输线实现左手结构中引入了部分右手效应。图8是一个CRLH结构的宽带滤波器, 由于结构的色散问题比较复杂, 分析理论也比较欠缺, 这种结构的滤波器带宽有限, 损耗比较大, 能否激励起合适的谐振频率有待进一步研究[18]。
3.4 具有陷波特性的结构
在实际通信中, 为避免和其他通信频段相冲突, 往往会在超宽带通信频段中对部分频带陷波, 即形成阻带。目前主要的陷波结构有:嵌入开路短截线法, 非对称输入输出耦合结构法, 加载谐振器法及缺陷地 (DGS) 法等, 其原理是利用加载的枝节或谐振器反射需要陷波的频率以达到阻带的效果。其中, 由于嵌入开路短截线法利于集成, 工艺简单受到广泛的应用。而加载谐振器的方式容易增大滤波器的体积, 理想的形式是利用缺陷地产生谐振, 充分利用了微带上下两层结构, 是未来发展的方向。图9是一种DGS陷波超宽带滤波器[19], 在3.1~10.6 GHz通带范围内插损低于0.88 d B, 频带高端抑制也比较理想。
4 超宽带滤波器发展趋势
在超宽带滤波器精确综合方面, 以z变换技术为代表的超宽带滤波器综合技术为超宽带滤波器的综合理论发展提供了新思路, 将会对精确实现超宽带滤波器的综合产生重大影响;采用单谐振器结构的超宽带滤波器的研究也已经趋于成熟;以SIR为代表的多模谐振器结构的超宽带滤波器, 由于结构紧凑、成本低廉和实现灵活, 已经被国内外学者广泛地研究与使用, 是今后超宽带滤波器结构的设计趋势;多层电路结构可以大大降低滤波器体积, 尤其以LTCC技术为代表, 是滤波器小型化、集成化的必经之路, 但是多层电路融合后的相互影响问题有待进一步研究;多个滤波器级联的形式由于体积大限制了其使用范围;复合左右手材料及LCP等新材料与新技术的应用, 将进一步促进超宽带滤波器技术的设计与发展。随着超宽带技术在军用、民用及航天等领域展现的广阔前景, 采用新型综合理论、新结构和新材料的超宽带滤波器将会更加小型化、高集成、高性能。
摘要：超宽带技术具有低功耗、高速率、保密性强等优势, 在空间导航、空间通信、雷达等领域有广泛的应用与良好的发展前景。综合了国内外超宽带技术的最新进展, 介绍了超宽带微波滤波器的作用、特点及关键问题。从z变换法、多模谐振器法、滤波器级联法等设计方法和微带结构、多层电路结构、腔体结构及新材料等实现结构对近期超宽带微波滤波器的设计进行归纳总结并举例说明。最后展望了超宽带滤波器小型化、高集成、高性能的发展趋势。
关键词：超宽带微波滤波器,超宽带技术,微带结构,滤波器改联法
新型超宽带带通滤波器 篇2
近年来, 随着短距离无线接入、无线局域网技术的发展, 基于3.1～10.6 GHz频谱范围的超宽带 (UWB) 无线通信系统, 已经引起越来越多的重视[1]。超宽带带通滤波器的小型化、宽阻带、带外抑制好、插入损耗小的实验研究成为一大热点, 并出现了大量不同的平面结构滤波器。其一是由L. H. Hsieh提出在环形谐振器上连接两个可调短截线构成宽带滤波器, 它能够实现49%的相对带宽, 并具有体积小, 低插入损耗, 良好的带外衰减, 等一系列优点[2]。不久, 这种环形谐振器结构多次被用于制作超宽带滤波器件[3,4]。另外一种结构是由低通滤波器和高通滤波器的级联[5], 需要分别设计两个滤波器, 增加了设计复杂度。随着集成度的提高, 在文献[6]中多模谐振器这一概念被首次提出, 并广泛应用于超宽带器件中。由于这种滤波器具有结构简单及一系列好的性能, 因此在文献[7]中基于多模谐振器的各种超宽带带通滤波器被设计出来。
本文通过在微带线型环形谐振器上引入短路点的方式, 构成短接环形多模谐振器。这种多模谐振器的前三个谐振频率构成了超宽带滤波器的通带, 实现了3.1～10.6 GHz内良好的通带性能。通过调节上下支节阻抗比使得单个单元相对带宽能在83%～130%范围内变化。本文还提出通过级联改进带外衰减的方法。经过实测, 单个单元和三个单元测量值与仿真值一致, 显示出良好的特性, 包括体积小, 易于调节, 低的插入损耗, 良好的带外衰减特性等。
1短接环形滤波器的研究和设计
文献[8]中所提出的UWB带通滤波器结构利用平行耦合线设计了一种短路岔线型滤波器, 并实现了较宽的通带。文献中提出由于平行耦合特性所具有的局限性, 单个单元能达到的最大带宽为111%, 若要实现更大的带宽则需使用更大的介电常数和减小耦合线缝隙, 这增大了工艺上的难度。因此如何进一步增加带通滤波器的相对带宽, 减小通带内插入损耗, 改善带外抑制度, 成为本文的研究重点。
本文所设计基于微带平面结构的短接环形超宽带滤波器结构如图1 (a) 所示, 输入输出馈线处于同一直线上直接接于短接环形多模谐振器两侧, 两馈线所形成的分界线将多模谐振器分为上下两半环, 阻抗分别为Z1和Z2, 用RZ=Z1/Z2表示其阻抗比, 将其中一个半环的中点处通过一个通孔接地。采用介电常数为εr, 厚度为h的介质基板, 短接环形多模谐振器单元结构尺寸由L1, L2和Lc表示。
为了便于数值理论分析, 微带型短接环形多模谐振器单元结构可等效为图1 (b) 的微带结构模形, 该模型由三段微带短截线级联组成。在一段阻抗为Z1电长度为θ1的开路微带线两端分别级联一段相同阻抗 (Z2) 和电长度 (θ2) 的短路微带线。根据转移矩阵级联公式, 其转移矩阵可表示如下:
undefined
. (1)
undefined
undefined. (3)
B=jZ1sinθ1. (4)
undefined. (5)
undefined. (6)
该短接环形多模谐振器的前三个谐振模式构成了超宽带滤波器的通带。在前三个谐振频率下, 展开的短接环形谐振器的电长度L分别为180°, 360°, 和270°。据文献[9]的研究发现, 这种短接环形谐振器相当于一个半波长阶跃阻抗谐振器。当保持θ1=2θ2时, 第一个和第三个谐振频率主要由Rz来决定, 而第二个谐振频率即中心频率保持不变。因此选定带通滤波器的中心频率, 通过调节Rz控制频带宽度, 可实现符合不同要求的滤波器。
根据转移矩阵与散射矩阵的转换公式, 由公式 (3-6) 即可得到滤波器的散射矩阵。我们选定滤波器中心频率为5.3 GHz, 根据理论公式在图2中绘出不同Rz下的S参数响应, 基本参数如表1所示。可以看到仅通过调节Rz, 3 dB相对带宽能够在83%～124.5%的范围内变化, 与此同时, 第二个谐振频率几乎没有改变。
2滤波器的制作和测量
依据上述理论分析, 我们制作了单个单元的超宽带带通滤波器对分析结果进行验证。该超宽带带通滤波器在相对介电常数εr=2.2, 厚度h=0.5 mm的介质基板上进行仿真实验, 仿真软件为IE3D。按图1所示微带结构滤波器, 输入输出微带馈线带宽为1.5 mm, 从而使输入/输出端口的特性阻抗为50 Ω, L1=4.6 mm, L2=4.5 mm, Lc=9.2 mm, Z1=61.8 Ω, Z2=94.3 Ω。图3左图为单级单元短接环形超宽带带通滤波器的实物照片。图4给出了单级滤波器S参数测量值, 为了便于比较, 图中同时显示了S参数的IE3D仿真结果, 可以看出, 仿真结果和测量结果吻合较好。由图可以看出, 该滤波器的3 dB带宽为2.32 GHz～11.03 GHz, 相对带宽为130%。在通带内最大插入损耗为0.54 dB, 回波损耗均在-15.54 dB以下, 带通滤波器在12.8 GHz～13.5 GHz范围内带外抑制度在-20 dB以下。
由于本文提出的这种新型超宽带带通滤波器单元具有较好的级联效果, 我们将单元结构通过微带短截线直接串接级联。图3右图为三级短接环形多模谐振器级联所形成的滤波器实物照片。所采用的介质基板参数, 短接环结构单元尺寸和输入输出馈线均与图3左图相同。级联三个单元的两段短微带线尺寸为:长为0.5 mm, 宽为0.9 mm。图5给出三单元级联的超宽带滤波器S参数的仿真值与测量值。由图可见3dB的带宽为3.1 GHz～10.3 GHz, 中心频率为6.7 GHz, 百分比带宽为107%。在整个通带内, 回波损耗优于-16 dB, 最大插入损耗为0.67 dB。在低频和高频的截止频率处带外抑制变得更加陡峭。带外抑制度在-20 dB以下的频带范围加宽为11.1 GHz～15.6 GHz。
3结束语
本文采用短接环形谐振器结构设计出新型超宽带带通滤波器单元, 调节方便, 能实现大于130%的相对带宽, 制作简单, 尺寸小, 并且通过直接级联形式显著改善带外衰减情况。实测结果表明该滤波器单元能获得优于-15.54 dB的回波损耗, 小于0.54 dB的插入损耗, 三级级联滤波器能明显提高带外抑制, 具有极为广阔的应用前景。
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超宽带微波滤波器 篇3
差分信号在高速通信系统中可以用来抑制环境噪声和电磁干扰, 但是, 不合理布线和延时产生的共模噪声极大地降低了差分信号的完整性, 阻碍了差分布线优势的充分发挥。相对于传统的单端滤波器[1,2,3]而言, 共模抑制滤波器的设计目标就是能在特定工作频段抑制共模信号而让差模信号通过。因此, 设计用于差分信号的共模抑制滤波器非常重要。
目前已有很多设计共模抑制滤波器的方法。文献[4, 5]采用了一种高磁导率铁氧体磁芯的共模扼流圈, 这种传统方法仅适用于MHz频率范围。文献[6]提出了一种用于GHz频率范围的低温陶瓷共烧技术 (Low Temperature Cofired Ceramic, LTCC) 的小型化共模滤波器, 但是这种技术制造成本较高。文献[7, 8]分别提出了2种基于缺陷接地结构 (Defected Ground Structure, DGS) 的共模滤波器, 但这些共模滤波器所提供的共模阻带带宽还不够宽。因此, 设计一种具有更宽阻带的共模抑制滤波器仍有待进一步研究。
基于上述背景, 提出了一种采用C-DGS的新型超宽带共模抑制滤波器。在对单个DGS单元的频率特性和等效电路分析的基础上, 提出了一种新型的耦合型DGS, 并建立了等效模型。理论研究和仿真结果表明, C-DGS可用于实现具有极宽抑制带宽的共模滤波器。
1 DGS 频率特性及其等效电路
DGS是一种在平面微波传输线的接地金属层背面蚀刻出的周期或非周期形状的结构, 经典的哑铃型DGS单元结构及其等效电路模型如图1所示。
为了防止共模噪声的产生, 哑铃型DGS单元结构以差分传输线的中线为对称轴。该哑铃型DGS单元主要由栅格尺寸 (a×b) 和间隙大小 (g) 这2个参数决定。研究 发现, DGS微带线具 有带隙特性[9]。
理论分析表明, 哑铃型DGS单元的频率特性可以等效为一个并联的RLC谐振电路。其中C、L和R分别表示并联电容、并联电感和并联电阻, 可由下面的公式提取出来[9,10]:
式中, ωc表示 -3 dB截止角频率;ω0 (ω0= 2π·f0) 表示并联RLC电路的谐振角频率;特性阻抗Z0= 50Ω, 一阶巴特沃斯低通原型参数g1= 2;S11 (ω0) 表示谐振角频率处的S参数值。
2 C-DGS 频率特性及其等效电路
基于哑铃型DGS单元结构的频率特性, 提出了C-DGS。该结构由2个彼此相邻的哑铃型DGS单元组成, 如图2所示。
研究表明, 2个相邻的DGS单元能够产生耦合的地电流, 这种耦合效应能够在不修改结构的前提下通过增加额外的衰减极点来提高微带线的带阻特性[11], 并且这2个相邻的DGS单元之间的耦合效应与耦合间距d有关。为了研究C-DGS在差分传输线中的频率特性, 基于哑铃型DGS单元结构的等效电路, 给出了C-DGS的集总等效电路模型。
图2中, C、L和R分别为式 (1) 、式 (2) 和式 (3) 提取出来的并联电容、并联电感以及并联电阻。Lm表示2个并联电感L之间的互感, 耦合系数kM可由式 (4) 得到:
式中, fe和fm是互耦引起的2个谐振频率[12]。
为了研究不同耦合间距d对C-DGS频率特性的影响, 用HFSS仿真了3个具有不同耦合间距 (d =0.01 mm, d =0.3 mm和d =1 mm) 的拓扑结构。图2中C-DGS的其余参数为:a =b =5 mm, g =0. 5 mm, w = 2. 18 mm, s = 1 mm。介质板的参数为:相对介电常数2.65, 厚度0.8 mm。仿真结果如图3所示, 其中Scc21表示共模信号的传输系数, 根据式 (4) 计算出耦合系数kM分别为 -0.298、-0.206和 -0.135。从电磁仿真结果可以看出, 耦合距离d越大, 2个衰减极点之间的距离越近, 耦合系数的绝对值| kM|越小, 2个哑铃型DGS单元之间的耦合效应越弱, 即负互感效应越不明显。
3 共模滤波器设计
基于上述分析, 为了加宽共模滤波器的噪声抑制带宽, 提出了一种新型的采用C-DGS结构的共模抑制滤波器, 如图4所示。在差分传输线的金属接地平面上蚀刻出2个级联的C-DGS结构, 2个C-DGS之间的距离为dis。共模抑制滤波器的参数为:a =4 mm, b =5.5 mm, g =0.5 mm, d =0.3 mm, dis = 8 mm。差分传输线的参数为:w = 2. 18 mm, s =1 mm。为了体现出所设计的共模抑制滤波器的优点, 对传统共模抑制滤波器和提出的滤波器进行电磁仿真。其中, 传统滤波器由4个周期性的哑铃型DGS单元组成, 即令图4中的d = dis = 8 mm。仿真所用介质板的参数为:相对介电常数2.65, 厚度0.8 mm。
传统共模抑制滤波器与本文提出的滤波器进行对比的电磁仿真结果如图5所示, 其中Scc21和Sdd21分别表示共模信号和差模信号的传输系数。从图5中可以明显看到, 与传统共模抑制滤波器相比, 本文提出的滤波器对共模噪声具有更强的抑制能力。提出的共模抑制滤波器20 dB阻带为3.4 ~12. 4 GHz, 带宽达到9 GHz, 滤波器的尺寸为24. 6mm×16. 36 mm。在共模信号的阻带范围内, 差模信号在该滤波器中的损耗小于3 dB。文献[7, 8]共模信号的阻带带宽都没有本文提出的共模抑制滤波器的阻带要宽, 说明C-DGS结构在共模抑制滤波器设计中具有实用意义, 这也正是本文研究的目的。
4 结束语
提出了一种由C-DGS结构组成的新型共模抑制滤波器。与传统的周期性的哑铃型DGS单元构成的共模抑制滤波器相比, 采用级联的C-DGS结构设计出的新型共模抑制滤波器具有3.4 ~12.4 GHz的阻带带宽, 其相对带宽达到114%, 并且这种共模抑制滤波器对差模信号的插入损耗很小, 可以很好地适应小型化、共模宽抑制和差模低损耗的需要。
摘要：提出了一种采用耦合缺陷接地结构 (Coupled-Defected Ground Structure, C-DGS) 用于GHz差分信号下的新型超宽带共模抑制滤波器。这种新的C-DGS由2个彼此相邻的哑铃型DGS单元组成。等效电路研究分析表明, 与传统的级联DGS相比, C-DGS表现出更宽的共模阻带。通过改变C-DGS的耦合强度, 共模抑制滤波器的阻带带宽可以灵活调整。为了验证这种新的结构, 设计、制造并测试了优化后的C-DGS测试样品。可以观察到, 共模噪声从3.412.4 GHz减少了20 dB以上, 而差分信号仍保持良好的质量。
关键词：共模滤波器,缺陷接地结构,等效电路,耦合缺陷接地结构,差分信号
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超宽带微波滤波器 篇4
美国联邦通信委员会(Federal Communications Commission,FCC)于2002年解禁了3.1～10.6 GHz频段[1],超宽带无线通信技术具有传输效率高、抗干扰能力强等优点,使其成为短距离无线通信中极具竞争力的技术之一。滤波器作为超宽带通信系统的重要组成部件,国内外都进行了大量的研究[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。多模谐振超宽带滤波器是一种常见的超宽带滤波器,这类滤波器通常采用微带结构,制作相对简单,受到国内外众多研究人员的关注。Zhu L等人[2]制作的开路负载多模超宽带滤波器具有较好的通频特性。其他类型的超宽带滤波器,诸如共面波导/微带[3]、缺陷地(Defected Ground Structure,DGS)[4]、电磁带槽(Electromagnetic Band-Gap,EBG)[5]等不同结构的出现,都为微波带通滤波器的研究产生了极大的推动作用。
无线局域网(Wireless Local Area Network,WLAN)或无线保真(Wireless Fidelity,WiFi)已经成为无线通信应用非常广泛的技术,其规定的工作频段包含5.2 GHz和5.8 GHz两个频段,由于这两个频段都在超宽带频段内,这会对超宽带系统形成干扰,超宽带器件一般是采取陷波方式来消除其影响。文献[2,3,4,5]提到的超宽带滤波器在设计时并没有考虑到消除来自无线网络的干扰,本文在多模超宽带滤波器的基础之上加入双开路支节,通过调节支节的长和宽,以实现超宽带滤波器的陷波特性,屏蔽掉5～6 GHz这一频段,可以提高滤波器的抗干扰能力。利用该方法,插入损耗在屏蔽频段能够降低到-60 dB左右,相比于国内外文献中出现的谐振腔型陷波结构[8,9]、非均匀周期接地槽结构[10]、非对称曲折耦合结构[11]以及四路开路节支[12,13],该设计的屏蔽效果更好,且制造更加方便。
1 超宽带滤波器的设计及分析
多模谐振(Multiple-mode Resonator,MMR)超宽带滤波器是由步进阻抗谐振器(Stepped-impedance Resonator,SIR)和耦合传输线,以及输入输出端口组成。SIR包括一个1/2波长和两个1/4波长微带线。步进阻抗谐振器能将一次谐振模与二次谐振模之间的间隔进行扩大,从而有效展宽主要通带的截止频带[2]。带通型滤波器通常是使用电感与电容间的相互耦合形成通带,图1显示了滤波器结构的整体布局,具体尺寸如表1所示。
多模谐振是通过奇偶模传输的相位差形成不同的谐振频点,从而拉宽通带的宽度。通过IE3D软件对该设计滤波器模型进行了不同耦合长度的全波电磁仿真,图2是耦合长度L3分别为0.2 mm,1.0 mm和3.95 mm时插入损耗S21的仿真结果。由S21随波长变化的曲线可以看出,在4 GHz,7 GHz和9 GHz左右产生了3个谐振频点。当耦合长度从0.2 mm增加到1 mm时,插入损耗S21并没有发生明显的变化,但当耦合长度变为3.95 mm时,S21的频率响应就十分接近0 dB,因此选定耦合长度为3.95 mm。图3为插入损耗S21与回波损耗S11随频率变化的仿真结果,图中的S参数曲线显示该滤波器设计能够在超宽带频带内获得较好的频率特性。S21最低只有-0.65 dB左右,而S11都低于-10 dB,最低能够超过或达到-50 dB左右,具有较好的超宽带通频特性,满足设计要求。图4是该滤波器另一重要参数——群时延的仿真结果。可以看出在超宽带频域内群时延能够维持在0.35 ns内,并且可以稳定在0.22 ns上,在通带范围内具有良好的群时延特性。
2 陷波滤波器设计与仿真分析
为了保持在原滤波器的通带特性基础上,使其拥有陷波特性。国内外出现的陷波结构存在谐振腔结构[8,9]、非均匀周期接地槽结构[10]和非对称曲折耦合结构[11]等。
在多模谐振结构超宽带滤波器获得陷波特性的研究中[12,13],增加开路支节是一个简单而有效的方法。文献[12,13]都是通过加入4个开路支节,让滤波器产生陷波特性,按照此类方法对其滤波器改进会产生双频陷波,插入损耗只能陷到-20 dB左右,且对通带内的通频特性影响较大。如果增加两个对称的开路支节既能保持原滤波器的通带特性,并且产生一条较窄的陷波带,因此在图2设计原型上加入两段开路支节。在输入/输出端口处添加两条1/4波长微带线,宽度为0.1 mm,开路支节添加在微带线边上,形成两个L型的开路支节。改进后的滤波器结构如图5所示。
研究发现开路支节的长度l和宽度w会对陷波频点产生较大的影响。分别对长度l和宽度w的变化给滤波器带来的影响进行仿真测试,结果如图6和图7所示。从图6可以看出,随着长度l从1.56 mm增加至1.74 mm,谐振频点会逐渐左移,但在超出一定值(1.62 mm)后,滤波器就会产生多个谐振频点,形成多个陷波带,曲线变得不平滑。当l=1.56 mm和1.62 mm时,插入损耗结果最佳。图7显示了插入损耗随宽度w的变化,可以看出滤波器同样存在谐振频点左移的情况。当w=0.25 mm和0.3 mm时,插入损耗结果最佳。
综上所述,当l分别为1.56 mm,1.62 mm和w分别为0.25 mm,0.3 mm时,陷波特性效果较好。长度和宽度的值越大,谐振频点越向频率低端靠。同时对这两组长度和宽度组合进行仿真,仿真结果如图8所示。相比之下,长度与宽度组合分别为1.56 mm,0.3 mm和1.62 mm,0.3 mm时,插入损耗结果最理想,但后者的谐振频点更接近5.5 GHz,更有利于陷波。
最后选定长度l=1.62 mm、宽度w=0.3 mm,整个滤波器模型在RT/Duroid 6010的介质基板下完成,其相对介电常数为10.8,厚度为1 mm。在IE3D上对模型进行仿真,图9和图10分别为陷波滤波器的S参数和群时延的仿真结果。滤波器在陷波后的超宽带频段内(3.1～5.1 GHz和5.9～10.6 GHz)插入损耗仍然较低,能够保持在-1 dB内,回波损耗最低处低于-55 dB。在5～6 GHz之间形成了陷波带,最大抑制电平接近-60 dB,仿真性能超过其他类型的陷波结构。群时延除在5 GHz附近存在明显变化之外,在超宽带频段内保持稳定。因此本设计既保持了滤波器在除陷波区外的超宽带通频特性,又提高了其抗干扰的能力。
针对陷波性能,可对国内外出现的不同陷波结构[6,7,8,9,10,11]进行对比,结果在表2中列出。可以看出,本优化设计的双开路支节在陷波性能上明显优于其他陷波结构。
3 结论
本文在多模谐振结构的超宽带滤波器基础上增加了两个开路支节,通过优化调节支节的长度和宽度,使滤波器获得了1 GHz左右的陷波特性,能够屏蔽无线网络5～6 GHz的干扰。模型的仿真结果表明,该滤波器在超宽带(除陷波带)内仍然保持了较好的通频,在WLAN频段内获得了陷波特性,陷波的最大抑制电平接近-60 dB,性能优于其他陷波结构,群时延在5.5 GHz左右存在明显的变化,提高了其抗干扰的能力。
摘要：超宽带的频段是在3.1～10.6 GHz,中心频率是6.85 GHz。无线局域网的工作频段为5.2 GHz和5.8 GHz,其与超宽带频段产生了冲突,会对超宽带系统形成干扰。在多模谐振超宽带滤波器的基础上,加入开路支节,设计了具有陷波特性的滤波器,可以消除无线网络的干扰。仿真结果表明,该滤波器在超宽带频段内屏蔽掉了无线局域网的频段,实现了滤波器的陷波功能,使滤波器获得了较好的抗干扰能力。
超宽带微波滤波器 篇5
2002年, 美国联邦委员会 (Federal communications commission) 批准了3.1-10.6GHz的频段作为商用频段, 至此UWB超宽带系统得到了广泛的关注和研究, 而UWB滤波器作为关键部件也得到了广泛的研究, Zhu Lei在2007年提出用一种电磁带隙 (EBG) 结构[1]替代原有的阶梯阻抗[2,3]多模谐振器用来实现超宽带, 但是得到的滤波器阻带较窄, 受寄生通带[4]影响, 2009年Binyan yao等人在微带线上加载圆形存根实现了超宽带[5], 但是尺寸较大, 回波损耗较小, 上边带不够陡峭。
本文提出了一种加载环形和方形存根的超宽带滤波器, 通过调整环形跟方形的半径, 使谐振模式的谐振点落到通带范围内, 实现3.1-10.6 GHz的超宽带频段, 同时抑制杂散的上阻带中的谐波[6], 消除了寄生通带的影响, 采用叉指耦合的方式来耦合能量[7], 能够在通带获得较小的带内波纹, 而且能够在过渡带产生传输零点, 增加滤波器的矩形系数, 该滤波器与其他滤波器相比, 有以下优点:小型化易于集成, 结构紧凑, 可调参数灵活, 有陡峭的边带, 回波损耗大, 有很宽的上阻带。滤波器设计与分析
2 滤波器结构
滤波器的整体结构如图1所示。滤波器由50端口馈电部分、叉指耦合结构、高阻抗微带线、加载的开路存根构成。
采用的谐振器是三个开路存根并联到一个高阻抗线上构成, 两边的存根关于中间的存根对称分布。加载的存根中间镂空, 可以保证不影响原来的谐振性能的同时, 减少辐射损耗, 增强通带性能。
对于端口馈线设计, 采用的是50Ω阻抗的端口馈线, 因为端口外面接入的阻抗为50Ω, 采用50Ω的端口馈电方式, 能够实现与外面电路的匹配, 实现从外面电路传入端口后, 信号能够有效地传输。
3 优化仿真
3.1 滤波器结构优化
50Ω馈电端口通过微带线耦合对高阻抗线进行馈电, 滤波器加载的圆形跟方形存根, 通过调整它们的尺寸, 来达到滤波器的匹配阻抗, 每一个存根都可以看做一个谐振腔, 调整他们的尺寸实际上就是改变他们与高阻抗线的阻抗比, 或者说是改变电流的分布流向。
首先, 如图2所示, 改变圆形存根的参数, 观察滤波器参数S21值的分布。
从图2中看出, 随着外径R的变大滤波器的通带的高频截止频率变小, 因此外径R主要是对通带上频带截止频率影响较大而对低频截止频率基本没有影响。
3.2 滤波器仿真
经上述对滤波器参数的优化, 利用软件CST对滤波器模型设计进行仿真分析。最终确定的滤波器的尺寸为:L1=5.1mm, L2=1.16mm, L3=0.46mm, L4=0.4mm, L5=0.25mm, L6=1mm, L7=4mm, L8=3.3mm, R1=0.2mm, R2=0.48mm。
最终的得到的滤波器的S21仿真曲线如图3所示。
从图3可以看出滤波器的通带范围为3.1-10.6GHz, 通带波纹大于-0.5d B, , 阻带范围为14-26GHz, 可以有效地抑制高次谐波, 在14GHz处的衰减达到-55d B, 带外插入损耗大于-15d B。
4 结论
本文提出一种在高阻抗线上加载开路的超宽带滤波器。该滤波器通过调节加载的存根的大小来实现谐振可调, 阻带范围大, 带外抑制能力强, 最终实现3.1到10.6GHz的超宽带滤波, 该滤波器体积小易于集成, 有一定的实际应用价值。
摘要：本文提出一种在高阻抗线上加载开路存根实现超宽带滤波的方案。该滤波器采用多模谐振 (MMR) 的方式, MMR是由加载的三个存根循环分流到一个高阻抗的微带线实现的, 用叉指结构来耦合能量。采用FR4介质板的相对介电常数为10.8, 介质板厚度为0.635mm。利用软件CST对设计方案进行验证与优化, 得到通带范围为3.1-10.6GHz, 带内插入损耗大于-0.5dB, 回波损耗小于-15dB, 上阻带宽度为14-26GHz。
关键词：多模谐振,超宽带,叉指耦合,开路存根,高阻抗线
参考文献
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超宽带微波滤波器 篇6
微波带通滤波器是一种具有选频特性的部件。随着多种通信方式的飞速发展,频率拥挤日趋严重,对频率的分隔要求也越来越高。因此微波带通滤波器的应用也越来越广泛,对设计也提出了更高的要求。滤波器的实际形式多种多样,每一种结构形式有各自的一套设计公式和图表,要掌握这些设计方法十分繁锁和困难,而且其适用性和准确性也有限。由于微波滤波器的加工周期长,成本高,因此对设计的准确性提出了更高的要求。随着各种电磁场仿真软件的商业化发展,一系列如HFSS这样可以达到准确计算的软件不断涌现,而且先进的计算机技术使得这类计算的速度和时间已经提高到了人们可以接受的程度。耦合系数法,就是在目前CAD发展的基础上开创的一种设计直接耦合微波带通滤波器的通用方法。它可以用来设计波导、同轴、交指、梳状等各种形式的滤波器,使它们的耦合结构形式能够多种多样,满足不同需求;还可用来设计特殊形式的滤波器,如具有附加耦合的滤波器,电调滤波器等。
1 设计原理
1.1 理论分析
网络综合法设计微波带通滤波器首先要从集总参数低通滤波器开始研究,引入导抗变换器后可以使其变换成只用一种电抗元件的低通原型,然后根据频率变换,转化为集总元件带通滤波器,一般情况下把导抗变换器看成耦合器,形成集总参数带通滤波器。然后考虑在通带频率附近如何用分布参数来实现它,从而完成整个直接耦合微波带通滤波器的设计。
实际上理想的“矩形响应”的低通滤波器是无法实现的,只能力图逼近理想曲线。根据所选逼近函数的不同,会有不同的响应,经常用到的一种是“Butterworth响应”,又称最平坦响应;另一种是“Tchebycheff响应”,又叫做等波纹响应;还有一种椭圆函数响应。
最平坦响应函数,在通带内可以得到平坦的幅频响应,但会牺牲带外抑制度;而等波纹响应却可以得到比较理想的带外特性,但带内有波纹;而椭圆函数虽然响应特性更逼近矩形,但阻带有波动。一般情况下,选用Tchebycheff响应。
低通原型电原理图如图1所示。
引入导纳(J)变换器可将上述低通原型变换成只有一种电抗元件的等效电路,如图2所示。
低通原型滤波器可以通过下述频率变换将其转化为带通滤波器,如图3所示。
w′=w′1(w/w0-w0/w)/W, (1)
w′1为原型低通滤波器的截止频率;
w′为原型低通滤波器的频率轴;
W=(w2-w1)/w0为带通滤波器的相对带宽;
w2为频率变换后带通滤波器上带边频率;
w1为频率变换后带通滤波器下带边频率;
w为频率变换后的带通滤波器频率坐标。
低通原型滤波器中的并联电容Ca,其容纳经过式(1)变换到带通滤波器中,变成一个电容和一个电感的并联,如图3所示。
w′Ca=w′1(w/w0-w0/w)Ca/W=wCp-1/wLp,
式中,Cp=w′1Ca/Ww0;Lp=W/w′1w0Ca。
一般来讲,上述的导纳变换器J可以用一个电容或一个电感来实现,在微波结构中就是耦合;Lp和Cp组成的并联谐振器可以用微波谐振腔来等效。这样形成的带通滤波器称为直接耦合微波带通滤波器。
与图2、图3对耦的阻抗(K)变换器、串联谐振腔的滤波器形式不再赘述。
1.2 要点分析
用耦合系数法设计直接耦合微波带通滤波器的要点有3个:外界Q值,腔间的耦合系数和谐振腔的频率。
① 外界Q值的理论值可以用如下公式得到:
Qe=g0g1/W或Qe=gngn+1/W;
式中,W是带通滤波器的相对带宽;g0、g1、gi、gi+1为归一化的低通元件值。
外界Q值,可通过HFSS仿真由下式计算,得到相应的结构尺寸:
Qe=f0τmax/4。
式中,τmax是单端输入,单个谐振腔的群时延的最大峰值;f0是τmax对应的谐振频率。
当仿真值和理论值相等时,就可以得到实际的正确的输入输出耦合结构。
② 腔间的耦合系数:
腔间耦合系数的理论值可以用如下公式得到:
式中,W为带通滤波器的相对带宽;gi、gi+1为归一化的低通元件值(i=1,2,3…n)。
耦合系数ki,i+1,可以通过HFSS仿真,由下式计算,得到合适的结构尺寸:
ki,i+1=(f
式中,f1、f2是双腔本征模仿真时2种模式的频率值(令f2>f1);
选定腔体结构,运用本征模仿真,可以得到2个模式的频率值,代入式(3),当得到的值与式(2)的理论值逼近或相等时,便可以认为此结构的大小就是所需要的值。
③ 谐振器的谐振频率:
谐振器的结构比较复杂,它的结构初值可以采用耦合系数本征模仿真以及外界Q值仿真时的值。如果是窄带调谐滤波器(3%以内),上述值就可以作为设计尺寸。如果带宽在5%以上,要达到免调谐的目的,每个谐振器的准确值,可以通过仿真优化最终确定。
2 设计实例
本实例采用六腔同轴形式,腔间耦合结构采用模片加单销钉的混和结构,通带中心频率为2 102 MHz,相对带宽1%,插入损耗L0<1 dB,回波损耗<-17.8 dB。
其耦合系数和外界Q值的理论值为:
Qe=27.9,
k12=0.009 462 416 7=k56,
k23=0.006 117 982 8=k45,
k34=0.005 685 061 8。
通过HFSS仿真,可以得到:全部耦合窗厚度选1 mm,开窗高度10 mm;销钉直径3.5 mm,销钉位置关于中心对称,从外到里销钉偏离中心位置分别为6.8 mm、4.2 mm、3.8 mm。腔体初值选择30×30×25.86 mm3;内导体直径9 mm,第1、6腔内导体高度23.67 mm,其他腔内导体高度23.55 mm。输入输出采用抽头形式,抽头直径1 mm,抽头高度4.86 mm。
其结构形式如图4所示。
仿真曲线如图5所示。
实际的测试曲线如图6所示。
3 结束语
通过设计实例可以看出,用耦合系数法设计的同轴带通滤波器的实际曲线与仿真曲线的带宽和驻波一致。并且其耦合结构可以选择多种形式,如设计实例中模片销钉混和结构,使滤波器的设计具有了更大的灵活性,满足不同的需要。并且使用HFSS的优化功能,可以得到更加精确的设计,带宽5%以上时,甚至可以做到免调谐。经过工程的实际验证,用耦合系数法设计的其他多种形式的滤波器,也取得了很好的效果,从而解决了设计微波滤波器的关键问题之一。相对于其他的设计方法,有很好的通用性,具有很大应用空间。
摘要：介绍了一种直接耦合微波带通滤波器的设计方法,同时给出了一个滤波器的设计实例和测试结果。运用网络综合法,根据所需技术指标,计算出腔间耦合系数和外界Q值的理论值。采用CAD方法进行了仿真,得到了相应的实际的谐振腔的耦合结构,然后进行整体仿真优化,完成整个设计。具有通用性强,设计准确,减小研制周期等优点。
关键词：低通原型,直接耦合带通滤波器,耦合系数,谐振腔,HFSS
参考文献
[1]甘本祓,吴万春.现代微波滤波器的结构与设计[M].北京:科学出版社,1973.