微波检波器（精选7篇）
微波检波器 篇1
随着移动通信系统的快速发展, 无线电频谱变得越来越拥挤, 同时对微波滤波器提出了更高的要求, 尤其是要求更高的带外抑制特性和具有更小的体积。采用广义切比雪夫函数设计的交叉耦合滤波器, 能通过引入传输零点来提高通道的选择性, 即提高了带外抑制特性。同直接耦合形式相比, 在相同带外抑制条件下, 交叉耦合滤波器具有更少的阶数, 从而减小了滤波器体积。在分析交叉耦合的基础上, 提出采用阶跃阻抗谐振器实现滤波器, 并分析了耦合电路实现方法和电路形式。同时设计了同轴交叉耦合滤波器, 获得了很好的试验结果。
1广义切比雪夫函数原型
RichardJ.Cameron给出了广义切比雪夫滤波器的原型传输函数[1]:
式中ε为带内纹波系数, 它与通带内的回波损耗RL有关, CN (ω) 为广义切比雪夫函数
其中ωi是传输零点, N为滤波器阶数, 也是传输零点的总数。可以证明, 当, CN=1;当, CN≤1;而当, CN>1。如果传输零点均为无限传输零点 () , 则广义切比雪夫函数与传统的切比雪夫函数相同。
2交叉耦合及其实现
具有带外有限传输零点的滤波器, 常常采用谐振器多耦合的形式实现[1]。这种形式的特点是在谐振器级联的基础上, 非相邻腔之间可以互相耦合即“交叉耦合”, 甚至可以采用源于负载的耦合。交叉耦合带通滤波器的等效电路如图1所示。在等效电路模型中, R1、R2分别为电源内阻和负载内阻, ik (k=1, 2, 3, …, N) 表示各谐振腔的回路电流, Mij表示第i个谐振腔与第j个谐振腔之间的互耦合系数 (i, j=1, 2, …, N, 且i≠j) , 而源/负载与各腔之间的耦合系数分别用MSi/MiL表示。Mkk表示各谐振腔之间的自耦合系数。
这个电路的回路方程可以写为:
或写成矩阵方程的形式:
E=ZI= (sU+jM+R) I (4)
其中
E为电压矩阵, I为电流矩阵, Z为阻抗矩阵;U是N×N阶单位矩阵, M是耦合矩阵。
其中对角线上的元素代表每一个谐振回路的自耦合, 表示每一个谐振腔的谐振频率fi与中心频率fo之间的偏差。
例如当中心频率fo为2 GHz, 带宽为50 MHz, 回波损耗小于-30 dB五阶滤波器, 要求传输零点位置在fo±100 MHz处, 则可综合出耦合矩阵M为:
3 交叉耦合滤波器设计
设计了中心频率为2.14 GHz, 带宽为70 MHz, 回波损耗小于-22 dB的五阶滤波器, 经过综合变换得到耦合矩阵为
谐振腔设计中采用阶跃阻抗同轴腔[2]实现, 其结构如图2所示。阶跃阻抗谐振器可以在不减小无载Q的情况下可缩短谐振器长度, 从而减小了滤波器尺寸, 且具有良好的滤波性能。设计中取阻抗比RZ=0.36, 同时考虑开路端电容值远大于均匀阻抗谐振器开路端的分布电容值, 及阻抗不连续性引起的电容分布, 最终得中心导体高阻抗部分和低阻抗部分长度分别为l1=10.2 mm、l2=8.4 mm。在设计中, 对各级谐振器中心导体长度做了微小的调整, 以消除由于谐振器级联耦合和交叉耦合引起的谐振频率变化。
由于阶跃阻抗谐振器的电磁分布情况较均匀阻抗谐振器的复杂, 由电磁场理论可知, 阶跃阻抗谐振器电场主要分布在同轴低阻抗部分和开路端部分, 而磁场分量主要集中在同轴短路端。由阶跃阻抗谐振器电场和磁场分布较为集中, 可分别采用耦合杆耦合形式和窗口耦合形式来实现谐振器级联耦合和交叉耦合。
由耦合矩阵可知, 级联耦合系数值较大, 采用调节耦合杆实现双腔级联耦合 (如图3所示) , 其中调节耦合杆直径为4 mm。采用HFSS仿真可得耦合杆长度与耦合系数的关系, 如图4所示。可以看出, 随着耦合杆长度的变大, 级联耦合系数也变大。最终确定耦合杆长度分别为:l12=11.61 mm;l23=10.13 mm;l34=10.56 mm;l45=11.58 mm;
谐振器交叉耦合采用窗口形式实现, 由交叉耦合滤波器传输零点独立性[3], 可通过微调交叉耦合窗口来调节传输零点位置。交叉耦合滤波器最终结构如图5所示。各级谐振器内导体长度有微小的调整, 以消除由于谐振器耦合引起的谐振频率变化。图6为图5所示结构滤波器回波损耗和反射参量仿真值。
从图6可以看出, 设计的滤波器在通带范围内回波损耗小于-20 dB, 同时在中心频率的上下频带均产生传输零点, 使得带外抑制在fo±100 MHz处小于-70 dB, 这就很好的提高了带外抑制特性。
5 结论
介绍了广义切比雪夫函数和耦合矩阵的综合方法, 并在此基础上提出通过交叉耦合形式实现阶跃阻抗谐振器级联来设计滤波器, 通过滤波器设计证明了这一设计方法的可行性。由于阶跃阻抗谐振器的引入, 使得设计的滤波器在减少滤波器阶数的基础上进一步减少了谐振器的长度, 从而更进一步减少了滤波器体积。同相同滤波性能和阶数的交叉耦合滤波器比较, 综合广义切比雪夫函数和阶跃阻抗谐振器设计的滤波器, 在体积上减小了30%。并且阶跃阻抗谐振器同交叉耦合的结合极大地简化了设计过程, 减少了调试强度, 具有广泛的工程应用价值。
参考文献
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超宽带微波滤波器研究现状 篇2
1 超宽带微波滤波器关键问题
和传统滤波器一样, 超宽带滤波器用来去除带外信号及噪声, 在某些UWB系统接收端承担着天线与放大器之间的匹配作用。由于UWB系统的脉冲信号产生和消失时间非常短暂, 一个符合FCC规范的超宽带滤波器必须要在110%的带宽内具有较小并平坦的群时延特性和较远的寄生通带。因为频带低端大部分已被其他通信系统占用, 所以滤波器同时要对频带低端有良好的抑制。有一些超宽带滤波器还要考虑通带内其他通信系统, 如GPS, 3G, 4G, X波段卫星通信的干扰。另外为了适应微波集成电路小型化的要求, 滤波器要体积小, 结构紧凑, 便于集成与互联。这些都对超宽带滤波器的设计与实现提出了很大的挑战。
2 超宽带滤波器设计方法
传统窄带滤波器带宽一般都在1%左右, 其综合方法将滤波器参数都确定在中心频率附近, 而且频率变换过程中进行了一些窄带近似, 因而综合中所用到的计算公式只适合于精确设计窄带或者中等带宽的滤波器。如果用这些窄带滤波器的设计公式来设计超宽带滤波器将会造成很大的误差[4]。以往超宽带滤波器的设计多基于优化算法, 设计结构主要采用微带线或耦合线, 结构单一, 计算量大, 时间成本高, 这就要求用新的思路来综合超宽带滤波器的设计。
2.1 新型带通滤波器综合的方法
2010年, Amari等人发表了一种能够在带通域内直接进行广义切比雪夫带通滤波器综合的方法[5]。与传统方法有所不同, 此方法在滤波器带通域内直接综合得到通带内的传输与反射函数, 适用于综合宽带及传输零点位于任意频率处的广义切比雪夫带通滤波器。该方法导出的网络矩阵与经典综合方法导出的耦合矩阵类似, 并具有物理意义, 而经典方法导出的耦合矩阵可以看作是它的窄带近似[6]。该方法为超宽带滤波器的综合提供了新思路, 值得深入研究并指导滤波器的设计。图1是直接综合方法中所使用的带通横向耦合等效电路及其支路等效电路。
2.2 基于z变换的短路/开路枝节法
由于传输线级联式电路实现超宽带滤波器结构简单, 计算方便, 加工容易, 因此基于这种结构的z域变换法综合理论得到很大的发展[7]。基于z变换技术的综合理论是一种优化算法, 主要是分析短路或开路枝节线结构的z域的理想传输函数;再推导出各个枝节的链形散射矩阵, 并将其转化成离散时域形式;然后优化得到滤波器的实际传输函数和各部分阻抗参数。图2是一种开路枝节超宽带滤波器, 测试结果显示滤波器具有近110%的相对带宽。这种综合方法设计出来的滤波器响应曲线良好, 但是体积偏大, 且只适用于级联形式枝节并联微带电路。
2.3 多模谐振器 (MMR) 法
多模谐振器是指在通带内有多个谐振模式的谐振器。多模谐振器有很多种形式, 如环型、阶梯型等, 其中广泛应用于超宽带滤波器的是阶梯阻抗谐振器 (Stepped Impedance Resonators, SIR) [8]。多模谐振器法的核心是将谐振器的前几个模式合理分布在通带内, 以达到宽带响应。图3是最简单的单级对称结构SIR滤波器, 采用奇偶模分析法构造滤波器传输函数, 通过给定通带内反射零点的数目与位置后, 确定各部分的阻抗参数[9]。
为克服单级结构的滤波器边带抑制不好的问题, 级联形式的SIR超宽带滤波器也有很大的发展。级联形式的SIR滤波器将耦合线, 各阻抗线的阻抗特性参数表示为滤波器的响应函数, 优化出所需要的响应曲线[10], 得到各阻抗参数。带开路/短路枝节加载的SIR滤波器, 通过调整加载枝节的长度来控制多模及传输零点的位置产生较宽的阻带[11]。为增强输入输出耦合, 可以采用交指结构, 有些加载结构还利用空气桥来抑制其他模式。由于SIR具有小型化, 高次模式可控的优点, 而且SIR的加载形式非常灵活, 给设计带来极大的自由度, 这使利用SIR结构逐渐成为设计超宽带滤波器的主流形式。
2.4 高低通滤波器级联的设计方法
用一个低通滤波器和一个高通滤波器串联起来实现带通特性, 这个思想已经被应用于宽带滤波器的设计中, 同时用一个带阻滤波器和一个低通滤波器串联起来也是一个行之有效的方案[12]。图4的滤波器结构由一个截止频率为10.6 GHz的低通滤波器和一个截止频率为3.1 GHz的高通滤波器组合而成, 这种级联结构的滤波器阻带特性较好, 边带衰减比较陡峭。但是最大的缺点就是体积大, 带内插入损耗比较差, 由于高通滤波器和低通滤波器自身谐波的局限性, 这种滤波器的带宽不能做得很宽。
2.5 互补耦合方法
互补耦合技术是谐振腔采用了互补耦合方式, 在一个滤波器中同时使用电感或电容耦合, 电容及电感随频率相互影响而使滤波器表现出类似于传统滤波器的耦合效果。为了产生互补的作用, 谐振器的个数必须是奇数, 才能达到理想的切比雪夫响应。图5是一个5阶互补耦合技术超宽带滤波器, 中心频率为2 GHz, 带宽为600 MHz, 测试结果验证了这种理论在宽带滤波器综合上的正确性[13]。
3 超宽带滤波器的实现结构
3.1 多层电路结构
采用多层电路的形式, 可以将谐振器与传输线分布在不同层次当中, 对实现强耦合结构及滤波器小型化极为有利。多层电路的形式主要有共面波导/微带混合法, 低温共烧陶瓷 (LTCC) 技术以及液晶聚合物 (LCP) 技术[14]。图6 (a) 是共面波导/微带混合结构制作的超宽带滤波器, 这种结构可以方便地实现强耦合以增加带宽, 群时延比较平稳[15], 主要问题是两层传输线的侧面耦合不好实现以及寄生通带不好控制。LTCC及LCP技术有Q值高、导热性好的特性, 制作的超宽带滤波器体积很小, 便于集成。但是新材料结构复杂, 加工困难, 制造成本高。图6 (b) 是LTCC技术制作的超宽带滤波器[16], 谐振器位于第三层, 利用第二层和第四层的贴片增加电容耦合。
3.2 SIW及腔体结构
用腔体实现宽带滤波器, 结构上不如微带灵活多变, 一直是一个设计难点。腔体及波导结构的综合通常采用全波仿真技术, 增加带宽的方法主要有两种:一种是增加滤波器级数, 一种是增加耦合量, 显然这两种方法会带来结构成本与体积问题。腔体宽带滤波器一般采用膜片耦合, 通过引入非谐振腔来增加传输零点, 减少全波仿真的计算量, 改善阻带特性。SIW技术在单层结构中具有比平面传输线更好的Q值, 进一步缩小了体积, 但是与波导结构一样, 难以实现更宽通带的目标[17]。图7是一种采用Z型拓扑结构的SIW滤波器, 输入和输出采用传输线连接, 集成度高, 通过交叉耦合增加传输零点改善了带外抑制。
3.3 复合左右手材料技术
复合左右手 (Composite Right-left Handed, CRLH) 技术指的是采用传输线实现左手结构中引入了部分右手效应。图8是一个CRLH结构的宽带滤波器, 由于结构的色散问题比较复杂, 分析理论也比较欠缺, 这种结构的滤波器带宽有限, 损耗比较大, 能否激励起合适的谐振频率有待进一步研究[18]。
3.4 具有陷波特性的结构
在实际通信中, 为避免和其他通信频段相冲突, 往往会在超宽带通信频段中对部分频带陷波, 即形成阻带。目前主要的陷波结构有:嵌入开路短截线法, 非对称输入输出耦合结构法, 加载谐振器法及缺陷地 (DGS) 法等, 其原理是利用加载的枝节或谐振器反射需要陷波的频率以达到阻带的效果。其中, 由于嵌入开路短截线法利于集成, 工艺简单受到广泛的应用。而加载谐振器的方式容易增大滤波器的体积, 理想的形式是利用缺陷地产生谐振, 充分利用了微带上下两层结构, 是未来发展的方向。图9是一种DGS陷波超宽带滤波器[19], 在3.1~10.6 GHz通带范围内插损低于0.88 d B, 频带高端抑制也比较理想。
4 超宽带滤波器发展趋势
在超宽带滤波器精确综合方面, 以z变换技术为代表的超宽带滤波器综合技术为超宽带滤波器的综合理论发展提供了新思路, 将会对精确实现超宽带滤波器的综合产生重大影响;采用单谐振器结构的超宽带滤波器的研究也已经趋于成熟;以SIR为代表的多模谐振器结构的超宽带滤波器, 由于结构紧凑、成本低廉和实现灵活, 已经被国内外学者广泛地研究与使用, 是今后超宽带滤波器结构的设计趋势;多层电路结构可以大大降低滤波器体积, 尤其以LTCC技术为代表, 是滤波器小型化、集成化的必经之路, 但是多层电路融合后的相互影响问题有待进一步研究;多个滤波器级联的形式由于体积大限制了其使用范围;复合左右手材料及LCP等新材料与新技术的应用, 将进一步促进超宽带滤波器技术的设计与发展。随着超宽带技术在军用、民用及航天等领域展现的广阔前景, 采用新型综合理论、新结构和新材料的超宽带滤波器将会更加小型化、高集成、高性能。
摘要：超宽带技术具有低功耗、高速率、保密性强等优势, 在空间导航、空间通信、雷达等领域有广泛的应用与良好的发展前景。综合了国内外超宽带技术的最新进展, 介绍了超宽带微波滤波器的作用、特点及关键问题。从z变换法、多模谐振器法、滤波器级联法等设计方法和微带结构、多层电路结构、腔体结构及新材料等实现结构对近期超宽带微波滤波器的设计进行归纳总结并举例说明。最后展望了超宽带滤波器小型化、高集成、高性能的发展趋势。
一种微波滤波器的参数提取方法 篇3
在微波滤波器的计算机辅助调试技术中, 首先要知道滤波器的状态参数, 比如耦合系数、频率漂移等。提取滤波器的状态参数的办法有提取它的耦合矩阵, 该方法通过采集矢量网络分析仪上被测滤波器的网络S参数, 通过优化、拟合得到网络参数的有理函数模型, 运用网络综合理论和矩阵旋转变换理论, 提取被测滤波器的耦合矩阵。对于耦合矩阵, 不同的拓扑结构会有不同的旋转序列。优化过程涉及到算法, 虽然有很多算法可以完成优化过程, 但其中的一些方法优化结果不稳定, 直接影响到网络综合的准确性。目前有2种算法能获得较稳定的优化结果。本文介绍的参数提取办法是通过建立滤波器的等效电路模型来实现的, 只要建立的电路模型比较精确, 它产生的S参数能够与根据指标综合得到的S参数基本吻合, 就能运用软件Designer的优化、拟合功能提取出电路模型的参数值。
1 参数提取的原理
软件Ansoft Designer有一个功能模块N-Port, 它的特性随用户定义的网络参数数据形式而定, 除了网络参数外没有其他相关的函数提供给它, 因此, 它被叫着黑匣子元件。提供的网络参数可以是复S参数、复导纳、复阻抗、复传播常数或者复终端阻抗。网络分析仪测量的S参数就是通过N-Port模块导入到软件中, 利用软件的优化功能, 完成参数提取。
参数提取首先要根据滤波器结构、指标建立滤波器等效电路模型, 等效电路模型的精确程度直接关系到参数提取的准确度, 因此, 在建立等效电路模型时, 除了要考虑滤波器结构外, 还要考虑各种影响因素, 比如网络分析仪的测试传输线对S参数相位的影响。参数提取前, 电路模型参数值的初值是根据滤波器的设计指标计算出来的理想状态下的电路模型参数值。将网络分析仪测量的S参数采集到计算机中, 通过软件Designer的优化、拟合功能, 最小化代价函数为:
undefined。 (1)
式中, Sundefined为电路模型产生的S参数;Smeasuredij为矢量网络分析仪实测的S参数。
通过软件让理想状态下的S参数曲线不断地逼近实测的S参数曲线, 最后理想状态下的S曲线与实测的S曲线拟合在一起, 这时电路模型的参数值就由理想状态下的参数值变成了实际状态下的参数值, 从而完成参数提取[1]。这种提取滤波器状态参数的方法与其他的方法相比在于它不用进行复杂的矩阵运算, 只要搭建的滤波器电路模型精确度较高, 就可以快速而准确地提取出滤波器的状态参数。
2 仿真实验及结果
通过对一个4节梳状线腔体滤波器实际状态参数进行提取, 来证明该方法的有效性。图1虚线框内是4节梳状线滤波器的等效电路模型。串联的RLC代表了一个谐振器, 其中R代表了谐振器的损耗。Z=K12、Z=K23、Z=K34的1/4波长传输线代表了谐振器之间的耦合, Z=K01、Z=K45的1/4波长传输线代表了谐振器与输入输出的耦合, Z=sqrt (50) 的1/4波长传输线代表阻抗变换, 阻抗为50 Ω的均匀传输线代表了由于输入输出耦合引起的频率漂移[2]。
电路模型中的参数通过式 (2) ～ (8) 计算出来。
式中, RW为滤波器的相对带宽;gi为滤波器低通原型的归一化元件值;f0为滤波器的中心频率;Q0为滤波器的未加载Q值。Q0可由下式求出[3]。
undefined。 (8)
式中, Cn为常数, 它与滤波器的节数和通带内起伏有关;ΔLA为滤波器中心频率处的插损的增量。
参数提取的电路图如图1所示。图中有一个模块N-Port, 通过它将网络分析仪测量的S参数导入到Designer中, 图1中电路参数的初始值是根据滤波器指标由式 (2) ～式 (8) 计算出的理想值。通过随机优化和梯度优化使得电路模型产生的理想S21曲线 (虚线) 不断地逼近实测的S21曲线 (实线) , 最后2种状态地S21参数拟合在一起, 就可以提取出滤波器实际状态地参数值。图2是拟合前的S21曲线, 图3是优化拟合完毕的S21曲线。从图中可以看出, 优化拟合的效果非常好。表1是理想状态参数值和失谐状态下提取的参数值。
3 结束语
本文介绍了一种微波滤波器的状态参数提取办法, 该方法通过建立微波滤波器等效电路模型, 运用软件的优化拟合功能, 对滤波器的状态参数进行提取。实验证明, 这一参数提取办法简单有效, 能够很快找出滤波器对应状态下的电路模型参数值。在滤波器计算机辅助调试中, 运用它可以进行灵敏度分析和状态参数的提取。
摘要：在微波滤波器的计算机辅助调试技术中, 必须要知道滤波器的状态参数。以往的方法主要是通过滤波器的耦合矩阵来求得它的状态参数, 但计算起来相当复杂。介绍一种简单易行的提取滤波器状态参数的方法, 该方法通过建立滤波器的等效电路模型, 运用软件的优化拟合功能, 从而提取出等效电路模型的参数值。实验证明, 只要搭建的电路模型精确度较高, 就能够迅速、准确地提取出滤波器的状态参数。
关键词：微波滤波器,参数提取,等效电路,状态参数,滤波器调试
参考文献
[1]HARSCHER P, VAHLDIECK R, AMARI S.Automated Test and Tuning Systemfor Microwave Filters[J].IEEE MTT-S, 2001, 29 (6) :1543-1546.
微波检波器 篇4
现代通信电路对滤波器的要求越来越高, 即要求体积小、重量轻、边带陡峭, 通带插损小等。交叉耦合滤波器很好的满足了上述条件, 近几年成为研究的热点[1,2,3], 但其结构复杂, 耦合系数难以抽取。为降低设计难度, 文献[4]利用输入与输出波导缝隙耦合作为交叉耦合设计了中心频率12 GHz的交叉耦合级联滤波器, 然而只给出了滤波器结构形式没有说明耦合系数提取方法, 即无法根据其给出的耦合矩阵设计对应的滤波器结构尺寸。
随着计算机仿真技术的发展, 全波电磁仿真软件能够方便地调整模型耦合缝隙位置、大小、形状及膜片厚度等, 因此可以调整不同结构仿真得到对应的S参数。如果能设法找到S参数与耦合系数的对应关系, 那么就可以方便地提取不同结构的耦合系数, 从而使设计简化。基于此, 介绍了利用S参数抽取交叉耦合系数的方法, 举例说明了如何利用HFSS软件应用此方法确定滤波器输入/输出耦合物理结构尺寸, 并对仿真曲线与理论曲线进行了对比和分析。
1 交叉耦合滤波器的基本原理
全耦合微波滤波器的等效电路[5]如图1 (a) 所示。各谐振腔除了与相邻的谐振腔耦合外, 还与非邻近谐振腔存在耦合, 即交叉耦合。常规微波滤波器设计中, 为简化设计难度, 通过控制滤波器结构, 消除了交叉耦合, 即设法抑制图1 (a) 中的M13, M1n等, 这样做的代价就是使滤波器矩形系数降低, 带外抑制能力变差。现代通信电路要求高选择性的滤波器, 传统结构的滤波器已不能满足某些工程实际的需要。为此, 研究人员通过设计易于实现的结构利用交叉耦合来提高选择性。
图1 (b) 是图1 (a) 电路拓扑结构图。根据此电路拓扑结构, 归一化低通原型滤波器电压环路方程的矩阵形式可以表示成[3]:
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其中:[R]是n*n阶阻抗矩阵, 其非零值只有R11=Rnn=1;[W]类似单位阵, 但W11=Wnn=0, 其值与谐振腔谐振频率偏离中心频率大小有关;[m]是耦合矩阵;激励矢量[e]t = [1, 0, 0, …, 0];Ω是低通原型角频率;ω是实际带通角频率。两者之间的变换关系为:
undefined
其中:ω0是带通滤波器的中心频率;Δω是通带带宽。
根据式 (1) , 式 (2) 可得到传输系数与反射系数:
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式 (3) , 式 (4) 是滤波器设计中最重要的两个公式, 它揭示了耦合矩阵和S参数之间的关系, 既可以通过目标S参数综合出对应的耦合矩阵, 也可根据已知的耦合矩阵, 计算出理论的S参数。在仿真设计滤波器结构尺寸时应用此公式, 可以根据已知的耦合矩阵计算出理论S参数, 然后调整结构尺寸, 最终仿真得到该理论S参数, 此时的结构即为目标滤波器结构。具体应用将在文中第3部分举例说明。
2 输入/输出耦合系数提取
输入/输出耦合作为交叉耦合, 可使滤波器产生两个附加零点, 从而提高通带选择性[2]。对分数带宽及源/负载导纳归一化的耦合系数m, 该m对应的归一化导纳变换器J, 两者大小相同, 故可通过提取其对应的导纳变换器的值得到该耦合系数。图2给出了输入/输出耦合结构[4], 其等效电路可以表示为源、负载通过导纳变换器相连, 如图3所示。
图3中, 源、负载导纳分别为GS, GL, 导纳变化器m, 故从端口向负载侧看, S11可以写成:
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其中端口右侧输入导纳Yin=m2/GL, 化简得:
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其中:GS=1。考虑设计及加工方便使输入/输出波导结构一致, 即有GL=GS=1。此时有:
undefined
3 应用HFSS提取耦合系数
文献[4]给出了交叉耦合级联滤波器耦合矩阵, 即式 (8) , 其对应的第一级输入/输出耦合矩阵为式 (9) :
undefined
undefined
本文中即要抽取耦合系数m=-0.053 7。
设计一滤波器中心频率f0=10.5 GHz, 3 dB带宽, Δf=40 MHz。选择标准波导BJ100作为输入/输出波导, 即波导口宽a=22.86 mm, 高b=10.16 mm, 取输入/输出波导长l1=l2=13 mm。两波导通过耦合缝相连, 缝宽w=5.8 mm, 高b0=b=10.16 mm, 厚t=1 mm, 缝的一边偏离波导中心g=0 mm。HFSS仿真模型见图4。分别调整w, g的大小, 根据式 (7) 计算得到相应的耦合系数。图5, 图6分别表示g, w变化对耦合系数的影响。
可以看到:调整g, w都可以得到需要的耦合系数。考虑加工方便, 选取g=0 mm, w=6.05 mm , 这时mSL⧋-0.054, 完成耦合系数的初步抽取, 现在所得结构即为需要耦合结构。
4 分析验证
可根据式 (3) , 式 (9) 计算得到目标S21曲线。同时, 根据第3部分确定的仿真结构也可以得到仿真模型的S21曲线。将两条曲线放在同一图中对比, 如图7所示。
由图7可以看出:计算曲线是一条与频率无关的曲线, 这是在理论分析窄带滤波器时, 把耦合系数设定成定值[6]的缘故。实际上, 耦合系数是随频率变化的, 故仿真曲线S21随频率升高而有所改变。在所关心的频带内仿真曲线与理论曲线吻合的很好, 能够满足设计要求。
实际仿真滤波器时, 输入/输出耦合缝隙周围可能还有其他的缝隙, 这些缝隙会影响场的结构分布, 结果也就改变了输入/输出耦合系数值, 但只需在初步确定整个滤波器结构后, 稍微调整各耦合缝隙即可得到设计的滤波特性。
5 结 语
给出的输入/输出耦合系数抽取方案可以有效降低设计难度, 增加设计灵活性, 提高设计精度, 减少设计周期。该方案不仅用于提取交叉耦合滤波器输入/输出耦合系数, 也可用于提取其他类似结构的滤波器耦合系数。
参考文献
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微波检波器 篇5
光纤光栅具有体积小、质量轻、波长选择性好、不受非线性效应影响、偏振不敏感、带宽范围大、附加损耗小、器件微型化、耦合性能好, 可与其他光纤器件融成一体等特性;而且光纤光栅制作工艺比较成熟, 易于形成规模生产, 成本低, 具有很好的实用性, 其优越性是其他许多器件无法替代的。这使得光纤光栅以及基于光纤光栅的器件成为光学领域理想的关键器件之一[1,2,3,4,5,6]。
微波光子滤波器是微波光子学中的关键器件之一, 可用于代替传统的方法来处理射频 (RF) 信号, 即将RF信号直接调制光载波, 并在光域内进行处理。该滤波器具有高紧凑性, 电磁环境下高兼容性, 体积小且易于安装等优点, 随着人们对宽带通信容量不断增长的需求, 微波光子滤波器逐渐成为国内外众多学者研究的热点[7]。鉴于光纤布拉格光栅 (FBG) 独特的波长选择特性, 近年来提出了许多基于FBG的微波光子滤波器结构。纵观国内外的报道, 从最初利用光纤光栅色散特性到利用其延时得到连续可调谐滤波特性, 微波光子滤波器在光纤光栅制作工艺等技术发展的推动下, 性能不断改善, 并逐步实现实用化。
1 基于FBG的微波光子滤波器
目前有两大类微波光子滤波器, 一类是以光纤环作为延迟单元, 另一类是以光纤光栅作为延迟单元。光纤环作为延迟单元在实现可调谐性和可重构性上遇到了困难, 而光纤光栅作为延迟单元具有很大的灵活性, 且能比较容易地实现多抽头。
1.1微波光子滤波器的理论分析[8]
图1为基于单光源的微波光子滤波器工作原理图, 多光源微波光子滤波器的工作原理与其相同。RF信号x (t) 经过电光调制器 (EOM) 调制到光载波上, 经过1×N分光器将光分成N路, 在每路中, 光强受到了可控的调节wn (n=0, 1, 2, …, N-1) , 并经过不同的延时, 然后N束光经N×1耦合器输入到光电探测器 (PD) 中进行检测, 输出的RF信号表示为:
比较输入和输出, 可以得到微波光子滤波器的传输函数:
对应的频域响应为:
从传输函数的频域响应可以看出, 决定滤波器响应的两个重要因素是每一路的权重wn和延时nτ。权重wn决定了滤波器传输函数的形状, 而延时单元τ决定了自由频谱范围 (FSR) , 自由频谱范围为1/τ。
1.2基于FBG的微波光子滤波器的工作原理
图2为典型的基于FBG阵列的微波光子滤波器的结构。经过EOM后的宽带光进入由多个FBG组成的光栅阵列中, 每个FBG的中心反射波长和反射率均不同, 相邻两个FBG之间的距离均为l。根据FBG反射波长, 调制的宽带光被切割成和光栅数目相同的光束, 光束的宽度由光栅的反射带宽决定。宽带光中, 波长为λ0附近的光被第一个光栅反射, 波长为λ1附近的光则透过第一个光栅被第二个光栅反射, 以此类推。由于λ0, λ1, …, λN的反射光之间因为反射点的空间位置不同, 因此相邻之间有一定的时延。
基于FBG阵列的微波光子滤波器的权值由每个光栅的反射率决定, 而单位延时τ由相邻FBG之间的距离l决定, 即
式中neff为有效折射率, c为真空中的光速。
2 基于FBG的几种典型微波光子滤波器的结构
利用FBG构成微波光子滤波器的结构非常灵活。根据FBG不同的应用方式可分为FBG阵列、特殊结构的FBG、FBG对、啁啾光纤光栅环等结构。
2.1利用FBG阵列[9]
图3为一种利用FBG阵列构成的微波光子滤波器的结构。可调谐激光器的输出光被RF信号外调制后由光纤分光器送入到FBG阵列中, 在每一路中, 光载RF信号被FBG阵列分割成与FBG数目相同的光束, 所有的反射信号经过不同的延时均通过光纤环行器注入到光纤耦合器中, 耦合器输出的信号再由PD进行检测。
该结构的优点是通过改变可调谐激光器的波长可以选择工作的光纤光栅, 因此其频率响应可以很容易地实现调谐, 是一种可调谐的带通滤波器。但这种滤波器除了精度不易控制以外, 要想得到更大的调谐范围, 就需要增加FBG的个数, 因此结构比较复杂。
2.2利用特殊结构的FBG
随着FBG的发展, 各种特殊结构的FBG相继问世, 图4为利用超结构FBG构成的微波光子滤波器的结构[10]。超结构FBG的折射率调制是周期性间断的, 其反射谱是一组分立的反射峰。如果在FBG间加入色散介质, 则不同的峰将会经历不同的时延, 相当于光经过一系列不同波长不同反射率的光纤光栅后产生一系列的光抽头。
利用超结构FBG构成的微波光子滤波器, 可实现带通响应, 且结构简单, 但其难点在于超结构FBG的制作非常复杂, 为保证FBG的反射峰幅度以中心波长对称分布, 其制作工艺非常严格。
2.3利用FBG和掺铒光纤[11]
图5为利用FBG和掺铒光纤的高Q值带通微波光子滤波器的结构。其中, FBG1的反射率为50%, FBG2的反射率为100%, 调制光通过耦合器进入到FBG对中, 其中一半信号被FBG1反射回来, 另一半经过掺铒光纤的放大后被FBG2全部反射到FBG对中, 通过掺铒光纤放大后再次进入到FBG1中, FBG1又耦合近一半的信号输出, 而被FBG1再次反射的另一半的信号再次经过上述的过程, 这样信号被FBG对向前向后不断地反射和延时形成了脉冲响应的大量抽头, 并且不同抽头之间的延时都是相同的。该结构在FBG对中引入了掺铒光纤从而实现了高Q值, 但掺铒光纤的长度受到一定限制, 该滤波器不能实现可调谐性。
2.4利用啁啾光纤光栅环[12,13]
中国浙江大学的研究人员根据FBG的特性提出了两种新颖的滤波结构:可调谐无限脉冲响应 (IIR) 滤波器和可调谐陷波滤波器。它们都基于啁啾光纤光栅 (CFBG) 环, 其FSR可通过改变光载波波长实现连续调谐。
图6为利用CFBG和光纤环构成啁啾光纤光栅环的可调谐IIR微波光子滤波器的结构。调制光信号注入耦合器中, 耦合器的输入端2和输出端4通过光纤构成光纤环, 在环中设置环行器, 环行器的端口3串接若干个不同工作波长的CFBG, 这样光信号在光纤环中被CFBG阵列切割延时, 并通过环行器返回到耦合器的输入端2, 得到不同的抽头响应后通过耦合器的输出端3输出。改变输入光的波长可以选择不同的CFBG, 这样光信号在环中走的距离不同, 延时就不同, 从而改变滤波器的FSR。
图7为利用CFBG和光纤环构成啁啾光纤光栅环的可调谐陷波滤波器的结构, 与可调谐IIR滤波器结构不同, 在耦合器的输出端3和4通过光纤构成光纤环, 耦合器输出的两个强度相同的信号在环中沿相反方向传输, 分别经过CFBG切割反射后经历了不同的延时, 并从耦合器的输入端2输出。两个抽头的光程差由相应的CFBG在光纤环中的位置和输入光波长决定。由于采用的是CFBG, 因此该陷波滤波器的FSR可连续调谐。与IIR结构相比, 其主要缺点是:由于有1/2的光信号返回到原光信号的入射端, 因而存在3 dB的光损耗;同时, 为了避免光反射进可调谐激光器, 还需在光路中放置光隔离器。
IIR滤波器和陷波滤波器均利用了啁啾光纤光栅环实现不同特性的滤波功能, 且都可调谐。采用更多CFBG的滤波器, 两者可以实现更大范围的调谐, 但结构会更加复杂。另外可以通过控制CFBG在光纤环上的位置来保证调谐的精度。
3 结 论
由于FBG具有独特的波长选择特性, 因而可用来更加灵巧地构建微波光子滤波器, 而在构成方式上, 利用CFBG代替FBG可以实现连续调谐, 且结构比较简单;另外可以利用特殊结构的光纤光栅构成微波光子滤波器, 但其制作比较复杂, 精度难以控制, 可以考虑用多个FBG代替特殊结构的光纤光栅实现特殊结构光纤光栅的滤波功能。近几年来利用CFBG环构成微波光子滤波器的结构屡见报道, 理论和试验都证明, 这种方式不仅结构简单, 而且滤波功能更完善, 如果在光纤环中加入掺铒光纤, 可实现高Q值和连续可调谐的微波光子滤波器, 相信这将是微波光子滤波器的发展趋势。
微波检波器 篇6
关键词：微波光子滤波器,光纤环延迟线,信号流图,法拉第旋转镜
0 引言
MPF(微波光子滤波器)技术是将宽带射频信号调制到光载波上，在光纤系统中实现滤波的射频信号处理方法，具有宽带宽、低损耗、无电磁干扰和结构简单等优点，克服了电子瓶颈对采样率的限制[1,2,3]。这一技术已在射电望远镜、雷达以及移动通信等系统中得到应用。随着光纤通信、移动无线接入等技术的不断发展，相应的光器件成本也不断降低，MPF将成为高频微波滤波的主流技术，在现代通信系统具有广泛的应用前景[4,5]。但目前已研究出的MPF的整体性能不高，并且在实验操作中对相干光偏振的控制相对复杂[6,7]。
本文提出一种基于法拉第旋转镜辅助FRDL(光纤环延迟线)MPF的结构模型，并给出了详细的分析过程。法拉第旋转镜克服了干涉光偏振态随机变化导致的偏振态诱导干涉信号衰落，很好地控制了干涉光的偏振态，抵消了传输光的偏振态的变化，将外界信号引起的相位移变转换为光强的变化，克服了偏振态变化导致的输出信号衰落。得到了一个能同时实现高品质因素Q值、高阻带抑制比以及高边频选择性的可调谐带通MPF，系统的稳定性得到了提高。
1 法拉第旋转镜FRDL MPF的原理
法拉第旋转镜FRDL MPF的结构图如图1所示。调制光信号进入到由耦合器、光纤环以及增益补偿EDFA(掺铒光纤放大器)组成的延迟单元，通过法拉第旋转镜对传输的光信号进行反射，形成不同延时的抽头，最后各抽头经光电探测器输出。
图2给出了各抽头光信号的传输路径。第1个抽头不经过光纤环，直接通过耦合器的直通臂，由法拉第旋转镜反射，再通过耦合器的直通臂到达光电探测器，见图2(a)。第2个抽头由两部分组成，分别以相同的路径顺时针(见图2(b))和逆时针(见图2(c))经过光纤耦合器，在光电探测器进行相干相加，得到延迟时间为T的抽头。第3个抽头由3路光信号经过两次光纤耦合器相干组成，得到了延迟时间为2T的抽头。通过光信号在该结构中的流程图发现，第N个抽头是由N-1路光信号电场相干相加形成第N-1个抽头。相同光路长度的光信号电场相干相加得到一个抽头，不同光路长度延迟时间分别为T、2T、3T…(光源的相干时间小于光纤环的延迟时间)的连续抽头在光电探测器非相干求和。图2(d)给出了个信号抽头的流程图。
2 理论分析和仿真结果
在法拉第旋转镜FRDL MPF的信号处理单元中，可由每个同时到达光电探测器的相同路程光信号相干相加得到一个抽头，延迟光信号在光电探测器中非相干相加得到连续抽头。第1个抽头的输出功率为
第2个抽头是由不同传输方向、相同时延的两路信号相干相加，其输出功率为
第N个抽头是由N-1路信号的相干相加，第N+1个抽头的输出功率为
则延迟时间为NT(N=1,2,3，…，N)的连续抽头在光电探测器非相干相加。法拉第旋转镜FRDL MPF的传递函数可表示为
H(z)=P1+P2z-1+P3z-2+…+PN+1z-N，(4)式中，z=exp(j2πTf),f为微波信号的基频频率，T=(nL)/c是光信号在光纤环中的延迟时间，L为光纤环的长度，n为光纤的折射率，c为光速。取R=1，将上式进行化简得到
进一步化简到得：
由式(5)、(6)发现，该系统的传输特性是由耦合器的耦合系数k和EDFA的增益g决定的。由此看出该结构最大的优点是实现高阶的传递函数。幅频特性曲线下降到低于峰值3dB处对应的频率为f-3dB，其中Δf-3dB=2f-3dB，由式(5)、(6)再根据Q值的定义，可得到该系统的Q值：
式中，FSR=1/T。由式(6)可以得到，系统传递函数在kg处有3个零极点，三阶的极点可以在带通频率获得高Q值的频率响应，共轭零点可以使滤波器在通频带以外有高的边频选择性和阻带抑制比。与一阶IIR MPF相比大大地改进了滤波器的响应特性。
2.1 耦合系数k对传输特性的影响
图3所示为EDFA增益g=1.95时，法拉第旋转镜FRDL MPF在不同耦合系数k时的频率响应。由图可知，传输函数谱线的峰值以及对边带的抑制有很大的差别。随着k值的增大，旁瓣的陷波深度也随之增大，k=0.60比k=0.40时的陷波深度增大了30dB。但是，通过计算发现，Δf3dB的变化幅度很小，因此系统的Q值并没有增大，说明耦合系数对法拉第旋转镜FRDL MPF的Q值影响比较小，可以通过改变耦合系数来提高系统的性能。
2.2 EDFA增益g对传输特性的影响
图4给出了k=0.50时，不同增益g的频率响应曲线。当增益较小时，法拉第旋转镜FRDL MPF得到了陷波滤波响应。随着环增益的增大，当g=1.30左右时，MPF实现的是带通响应，但是选频能力很差。但随着增益的增大，当kg接近1时，可以得到高性能的带通滤波器响应。
2.3 kg对传输特性的影响
图5所示为法拉第旋转镜FRDL MPF在不同kg时的频率响应。图5(a)中，随着k·g的增大，滤波器频谱变的陡峭，峰值也随之变大，阻带抑制性加强，而Δf3dB却没有得到明显的改善。为了更好地比较耦合系数和增益对频谱特性的影响，图5(b)给出了在kg一定的情况下，传输特性的变化情况。对比发现，随着耦合系数的减小和增益的增大，其陷波深度越来越大，但是Δf3dB不变，并且增益g对传输性能的影响大于耦合系数k对传输性能的影响。在图5(a)中，k=0.7,g=1.9时，f20dB=0.5GHz,f3dB=0.38GHz，此时法拉第旋转镜FRDL MPF的形状因子为1.3，比单个光纤环以及光纤光栅的一阶IIR MPF(形状因子为0.4左右[8])提高了很多。在图5(b)中，k=0.7,g=1.400时，FSR=1/T=0.5GHz,f-3dB=0.004 9GHz，由式(7)得出Q值为100。同时从图中发现，当k=0.5、g=1.960，光纤环环长L为0.15m时，频谱响应的阻带抑制比约为50dB。
图6给出了k=0.5、g=1.9、光纤环环长L分别为0.15、0.20和0.25m时的频率响应，可以看到频率响应具有很高的边频选择特性，并且通过控制光纤环环长能实现MPF的可调谐性。为了实现可调谐特性，光纤环可通过采用机械拉伸的方法实现长度的可调，还可以在光纤环中放置一工作在反射模式的线性啁啾光纤光栅，由于线性啁啾光纤光栅的不同位置的反射波长不同，通过改变入射光载波的波长可实现滤波器自由频程的调谐[9]。
3 结束语
通过对法拉第旋转镜FRDL结构MPF的探讨研究，得到了一个同时具有高Q值、高阻带抑制比和高边频选择性的可调谐带通MPF。分析了微波射频调制信号在该结构中的流程，并给出了传递函数、Q值的推导过程。讨论了耦合器系数、EDFA的增益以及光纤环环长对输出谱特性的影响。在FRDL MPF中引入控制偏振的反射法拉第旋转镜，增加了对相干光的稳定性，实现了高阶的带通滤波器，大大提高了MPF的性能。通过改变参数，该结构滤波器的Q值可以达到100左右，形状因子为1.3，阻带抑制比为50dB。这是目前阻带抑制比和边频选择性最好的高Q值的带通MPF。
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微波检波器 篇7
传统的平衡式滤波器设计方法并不容易实现具有高共模抑制度的平衡式低通滤波器。因为对于一对差分传输线而言, 其差模情况下的等效电路始终会存在虚拟接地点。比如文献[1]~[4]中的结构并不能用来设计低通滤波器, 因为其差模等效电路中拥有短路接地点。因此, 很少有相关的论文涉及微波频段的平衡式低通滤波器设计。据作者所知, 只有文献[8]和[9]提出了一种可以用来设计平衡式低通滤波器的方法, 但是这种利用缺陷地结构来抑制共模信号的方法很难在实现较宽频带范围。
如图1所示, 该文提出了一种新型的微波平衡式低通滤波器。该滤波器设计基于双边平行带线结构, 拥有低带内插损和较宽的共模抑制能力等优点。并且介绍了一种滤波器的简单设计方法。
1 滤波器设计
图1为所设计的平衡式低通滤波器的结构示意图。传统的双边平行带线是一种平衡式传输线, 其结构中间层为介质, 介质两面为对称的信号线。因为双边平行带线的对称特性, 我们可以将“地”线和“信号”线互换使用。通过将端口处成对的SMA接头中的一个反接, 可以实现差模等效电路与共模等效电路的互换, 反之亦然。
差模情况下的低通特性是利用端口1 (2) 与端口1` (2`) 相反的信号线来实现的。图2为平衡式低通滤波器的差模和共模的等效电路以及L-C原型。
对于差模情况, 如文献[11]第5章所述, 可利用开路枝节实现低通响应。具有较高阻抗的传输线可以等效为电感 (L1、L2和L3) , 那么开路枝节可以等效为接地电容 (C1和C2) 。在该设计中, 将3 d B截止频率设定为1 GHz, 两个传输零点分别设置在1.66 GHz和2.3 GHz用来提高低通滤波器的频率选择性。其零点的计算公式如下:
对于共模响应, 短路枝节可以等效为电感 (L4和L5) 和电容 (C3和C4) 的并联。其共模的谐振点由并联的L4C3和并联的L5C4控制。而且这些共模谐振频点远离差模的通带响应, 所以该平衡式低通滤波器可以在较宽的频带内抑制共模信号。
表1为实现上述差模低通滤波器所需的L-C的值。图3中带圆点标识的曲线为该低通滤波器利用L-C原型电路进行仿真的频率响应。
基于上述理论分析设计了一款差分低通滤波器。其结构参数如下:l1=20 mm, l2=20 mm, l3=16 mm, l4=14 mm, w1=0.5 mm, w2=4.5 mm, w3=5.75 mm。基板采用罗杰斯4003C, 其介电常数为3.38, 厚度32 mil, 损耗角为0.002 7。图3中带三角标识的曲线为该滤波器通过软件仿真得出的频率响应。由图3可见, 与利用L-C原型电路的仿真结果吻合良好。
2 测试结果
为了验证其理论的正确性, 我们加工了该滤波器的样品。图4为该样品的照片。该滤波器的仿真结果是通过软件Aglient ADS和Ansoft HFSS。电路样品测试采用Aglient公司的四端口矢量网络分析仪N5230A, 该仪器可以同时测出差模和共模的S参数。图3为该平衡式电路的仿真与测试结果, 两者吻合良好。从该滤波器的测试结果中可以看出, 低通滤波器的3 d B截止频率为1 GHz, 插入损耗小于0.22 d B。该滤波器拥有良好的通带性能, 而且10 d B的共模抑制能力可以达到2.7 GHz。
3 结语
该文提出了一种基于双边平行带线的平衡式低通滤波器。通过相反的端口结构实现了平衡式滤波器差模响应的低通特性。为验证该理论, 设计并制造了该滤波器样品, 仿真与测试吻合良好。该滤波器的通带性能良好, 并拥有较宽的共模抑制能力, 适用于现代无线通信系统。
摘要：该文介绍了一种基于双边平行带线的新型微波频段低通滤波器。由于双边平行带线其本身固有差分传输特性, 其中一条金属带条可作为另一条的地或者是信号线。通过相反的端口结构实现了滤波器差模响应的低通特性。提出了差模和共模不同的L-C等效电路, 并用来分析这两种模式的频率响应。为了该验证理论, 设计了一个3 d B截止频率为1 GHz的低通滤波器滤波器, 制造并进行了测试。所设计的滤波器具有低插入损耗和宽带的共模抑制能力等优点。仿真和测试结果吻合良好, 验证了所提出的结构和设计方法。
关键词：双边平行带线,平衡式滤波器,低通滤波器
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