PWM应用论文（精选12篇）
PWM应用论文 篇1
坐标镗床的位置精度要求较高, 其工作台要求以极低的速度移动, 从而获得精确的定位。但工作台以极低的速度移动时, 往往会出现爬行现象, 这种爬行现象会破坏工件表面的质量。为了避免出现以上情况, 对工作台的电机驱动装置提出了较高的要求。
晶体管PWM直流调速装置因其具有频率高、晶体管“结电容”小、电流脉动小及电源的功率因数高等特点, 被广泛应用于坐标镗床的工作台运行控制中。
一、晶体管PWM直流调速装置的组成及工作原理
晶体管PWM直流调速系统, 是由电流小闭环和速度大闭环组成的双闭环速度调节系统, 包括主电路、控制电路、驱动电路三部分。控制回路由速度调节器、电流调节器、三角波发生器、脉宽调制解调器组成。主回路由整流电路及晶体管PWM调制器组成。其部分设计框图如图1所示。
其工作原理是:电源单元为其他功能模块提供+5V、-5V、+12V、-12V直流电源。速度调节器及电流调节器均采用比例积分调节器。两者之间采用相互串联的连接方式, 速度调节器输出作为电流调节器的输入, 电流调节器的输出作为脉宽调制器的控制电压, 控制电压与三角波发生器产生的三角波信号进行叠加, 产生脉宽调制方波, 此方波经过晶体管功放电路放大后直接驱动电机运行。
二、晶体管PWM直流调速装置在坐标镗床中的应用方案
晶体管PWM直流调速装置具有功能强大、控制更可靠、结构更紧凑、维护保养简单等优点。本案例中采用的直流电机额定直流输出电压0～110V, 电流10～20A。
1. 系统配置及电气连接。
系统框图如图2所示。方案中, 选用晶体管PWM直流调速装置作为坐标镗床的工作台主电机的驱动器, 调速器额定电流为20A, 速度反馈采用测速发电机反馈形成速度闭环, 输出电压非线性误差不超过额定电压的0.1%～0.5%, 精度很高。同时, 回路系统配有输入电抗器、快速熔断器以及直流电机的散热风机的控制与保护回路。
由于设备内部连锁较复杂, 控制要求该系统电动机能够可逆运行, 逻辑控制环节采用西门子S7-200小型可编程序控制器来实现, 工作台速度通过外接电位器来设定。通过以上控制产品的结合, 充分利用了成熟的高新技术使直流电动机的调速系统能在本质上得到极大改善, 使坐标镗床充分发挥了它高效稳定的加工能力, 创造出较高的经济效益。
2. 参数调节。
晶体管PWM直流调速装置设有6个可调电位器, 分别为速度调节器比例放大倍数调节、速度调节器输出限幅值调节、反馈电压调节、电流正反馈调节、电流调节器输出限幅值调节及给定电压调节。
设备安装就绪后, 需要专业人员根据电机及负载具体情况对各电位器进行调整, 设备才能正常运行。
在调试的过程中, 加减速时间的调整对工作台有很大影响, 如果减速时间太长, 会导致切换方向时工作台不能及时停止而冲出限位, 发生事故;但如果加减速时间太短, 则换向时间太短, 工作台容易发生很大的声响。
三、晶体管PWM直流调速装置的有益效果及优点
1. 采用在低转速、小电流下的速度自适应技术和并联限流技术而大大的加宽了调速范围, 采用直流伺服电动机调速范围可超过1:1 000, 可以用于精密数控机床进给控制系统上。
2. 该装置可与主电路共地运行, 且只需一路控制电源, 克服了常规驱动器装置需要多路隔离电源的缺点。同时, 可接受40～70Hz范围内的电源频率, 而且具有抗电源干扰的性能。电枢控制装置不受相序旋转的影响。
3. 该装置是一种双闭环逻辑无环流电枢可逆的调速系统, 采用一个带并联限流环节的转速调节器, 转速调节器是一个参数分别可调的PI调节器, 转速调节器的输出通过限流电路直接驱动触发电路, 避免了由于电流内环而产生的延时。低速时, 与转速给定有关的反馈改变产生了良好的动态响应。
四、结语
用晶体管PWM直流调速装置控制坐标镗床的工作台后, 工作台主传动、进给传动、启制动及调速性能都很好, 实践证明该系统具有较高的性能价格比、参数调节方便、自身保护完备以及故障率低等优点, 取得了良好的经济效应。
摘要：以数控坐标镗床的工作台实现无级调速为背景, 介绍了一种晶体管PWM直流调速装置。该装置具有电枢回路的时间常数小、反向过程快、运行稳定等优点。
关键词：晶体管PWM直流调速装置,工作台,数控坐标镗床
参考文献
[1]秦继荣, 沈安俊.现代直流伺服控制技术及其系统设计[M].机械工业出版社.1999.
[2]黄家善.电力电子技术[M].机械工业出版社.
[3]陈伯宇.电力拖动自动控制系统[M].机械工业出版社, 1998.
[4]李五坡.直流电机闭环调速系统的限流措施[M].商丘:商丘职业技术学院学报, 2006.
PWM应用论文 篇2
摘要：CM6800是美国CMC半导体公司生产的新一代单片PFC+PWM控制器，该芯片采用了LETE(同步前沿PFC/后沿PWM技术)等多项专利技术，从而减小了电路中的滤波电容值且不再需要前馈电阻，同时具有绿色模式、软启动、故障检测、欠压、过压保护等功能，其主动式PFC(功率因子校正)可使功率因子接近于1。文中介绍了CM6800的主要特点、引脚功能及内部结构，给出电压模式及电流模式的应用电路。
关键词：PFC;PWM;大功率开关电源;占空比;谐波干扰
1 引言
美国CMC半导体公司推出的单片PFC+PWM控制器CM68xx和CM69xx系列产品，由于采用了LETE(上升沿调制PFC/下降沿调制PWM)和TM(增益调制技术)等专利技术?从而使CM68xx和CM69xx这两种系列芯片的增升电容可以做到非常小，从而节省无功功耗和元件成本。另外，也可提供全面保护(如电压保护、过压保护、过流保护、短路保护及过热保护等)功能，其主动式的PFC(功率因子校正)可使功率因子接近1。CM68xx系列和CM69xx系列涵盖了从50W到5000W的应用，这使得它们可以广泛地应用于PC电源、空调、大屏幕彩电、监视器、UPS、AC adaptor等众多需要开关电源的应用领域。CM6800与CM6903的软启动电流仅为100μA，其中CM6800采用DIP16封装，CM6903为SIP9封装，它们均具有极高的性价比。本文仅介绍大功率产品CM6800的结构、特点及应用。
2 CM6800/1的主要特点
CM6800/1内含脉宽调制控制器，能促进小型低成本大容量电容在开关电源设计中的应用。同时该产品还可降低电力线路负载，减小场效应管的`应力，从而设计出完全符合IEC-1000-3-2规范的开关电源产品。
CM6800/1的主要特性如下：
●PWM部分添加了反向限流;
●23V Bi-CMOS处理;
图2
●通过VIN OK可保证以2.5V而不是1.5V运作PWM;
●具有同步的前沿PFC及后沿PWM;
●为超快PFC响应提供有高转换率误差放大器;
●具有低启动电流(100μA type.)和低工作电流(3.0mA type.)特性;
●低THD、高PF;
●利用PFC与PWM之间的存储电容可减小纹波电流;
●具有平均电流控制模式，同时具有连续或非连续工作模式的boost型前沿PFC;
PWM应用论文 篇3
摘要:文章首先分析了电力机车对DC110V电源的性能要求和技术指标,采用零电压开关(ZVS)PWM全桥变换电路作为主拓扑电路设计了一种新型的机车控制电源。其次对所设计的软开关电源的主电路进行了参数计算及关键元器件的选型。最后对所设计的电路建立了PSPICE环境下的仿真模型,仿真结果表明该设计是正确和有效的。
关键字:移项控制变换器;零电压开关;PWM
中图分类号:TM91文献标识码:A文章编号:1006-8937(2009)10-0028-02
1引言
在铁路牵引动力中,电力机车具有其他机车无可比拟的优势。电力机车的控制电源为直流110V,供机车低压控制电路使用,另外再给机车蓄电池充电 ,并经逆变,整流,滤波,产生+15V、24V、48V、电压,分别供给司机台信号显示屏、仪表照明及三项设备之用。
国内现在广泛采用的电力机车和电动车组用DC110V控制电源是相控式晶闸管直流稳压电源,它与机车蓄电池并联充电,为机车控制电路提供DC110V的稳定电压。该DC110V电源装置的工频整流变压器原边从主变压器辅助绕组的副边输入396V单相交流电源,次边输出为220V,经晶闸管半控桥整流器整流,并通过由平波电抗器滤波电容器和蓄电池组并联组成的LC滤波电路滤波后,输出110V±5%直流电压,电压脉动有效值≤5V。其工频整流变压器及直流滤波电抗器非常笨重,使得整个电源柜的体积和质量都大(为400kg以上),这对减小电力机车的质量和缩小有限的设备安装空间都是不利的。
随着电力电子技术的进步,传统的直线线性稳压电源发展到现在的高频直流开关稳压电源,数字高频开关电源在体积、重量、效率等指标上,都远远优于相控电源,因此用大功率高频开关电源来替代传统的相控电源已成为一种发展趋势,相控整流电源必将被开关电源所取代。
2机车DC110V电源系统的性能指标
设计标准采用国家和铁道部相关标准。 既要为电力机车提供控制电源,又能为机车蓄电池充电。其中还应包括了过压、欠压、过流、短路、过热等保护功能。机车用DC110V电源的技术指标如下:
①电源额定输入电压。
输入电压:AC396V,输入电压变化范围:277.2V～495V。
②控制电源输入电压。
控制电源电:DC110V,电源变化范围:DC77V～DC137.5V。
③输出电压。
标称输出电压范围:直流110V;输出电压变化范围:108.9V～111.1V。
④输出纹波电压有效值。
输出纹波电压有效值≤2V。
⑤标称输出电流。
标称输出电流:75A。
⑥输出电流限制值。
输出电流限制值≤82.5A。
⑦转换效率。
额定工况下,转换效率≥90%。
⑧主要功率散热器温升。
主要功率散热器温升≤40K。
⑨电源工作频率。
电源工作频率f≥20KHz。
⑩开关电源柜输入电压和欠压的保护功能:当输入交流电压小于277V时或大于496V时,开关电源柜停止输出。
3机车开关电源的结构方案
开关电源结构图如图1所示。
其电路的工作过程为:机车变压器输出的396V交流电经整流滤波变成高压直流电送入功率变换电路(DC/DC),功率变换电路在控制电路的检测控制下通过脉冲宽度调制控制原理(PWM)输出稳定的直流电压。控制电路自动对电源输出电压和电流进行数据采样,并与用户给定数据进行比较,然后根据设置的调整算法控制开关调整电路,使电源输出电压符合给定值。控制电路在调整电源输出电压的同时还要检测电路的输出电流,当输出电流超过给定值时,就启动保护电路,实现保护功能。
4机车控制电源变换器主电路拓扑及工作原理
图2为ZVS-PWM变换器的主电路。
全桥电路的控制方式一般分为四种:双极性控制方式;有限双极性控制方式;不对称控制方式;移项控制方式。从实现大功率变换器的小型化和轻量化的角度来看,移项控制方式具有更多的优越性。移项控制方式的拓扑结构简洁,与普通全桥电路相比仅增加了一个谐振电感,成本和电路的复杂程度基本没有增加。移项控制方式简单,开关频率恒定,利于电源滤波器的优化设计,而且实现了开关管的零电压开关,减小了开关损耗,从而可以提高开关频率,其元器件的电压和电流应力小,电压应力为电源电压Vin,电流应力与传统的全桥电路一样,等于折算到原边的负载电流。
4.1超前桥臂软开关的实现
在t0时刻前,Q1和Q4同时导通,VAB=Vin,原边电流流过Q1和Q4。在t0时刻先关断Q1,原边电流从Q1中转移到C1和C3支路中,给C1充电,同时C3被放电。由于有C3和C1,Q1是零电压关断。在这个时段里,陋感LIK和滤波电感Lf是串联的,而且Lf很大,因此可以认为原边电流ip近似不变,类似一个恒流源。这样C1的电压线性上升,同时C3的电压线性下降。在t1时刻,C3的电压下降到零,Q3的反并二极管D3自然导通,此时开通Q3,Q3就是零电压开通。同样当Q3关断时,其工作原理完全类似。
4.2滞后桥臂的软开关实现
当Q4关断时,原边电流从Q4中转移到C2和C4支路中,给C4充电,同时C2被放电。由于有C2和C4,Q4是零电压关断。当C2的电压下降到零,Q2的反并二极管D2自然导通,此时开通Q2,Q2就是零电压开通。同样当Q2关断时,其工作原理完全类似。在此开关过程中C4电压增加,VAB为负电压,使DR2也导通,将变压器副边短接,变压器原边电压为零,VAB电压全部加在漏感上,使原边电流减少,如果漏感能量太小,Q2就难以实现零电压开通。
5基于单片机控制方案的设计
本电源利用零电压零电流PWM软开关理论,以高性能微控制器为控制核心,组成数据处理电路。DSP类单片机速度够高,但目前价格也很高,从成本考虑,占电源成本的比例太大,不宜采用。单片机中AVR系列最快,具有PWM输出,因此控制电路采用ATmega128单片机,利用芯片自带的ADC及硬件PWM模块,完成外部数据的采集、移相脉冲的形成。控制系统通过I/O输出端口OCO,OC2,OC1A,OC3A分别输出4路有相位差的PWM信号控制功率转换开关IGBT的导通与关断时间,通过设置寄存器ICR1A和ICR3A来改变占空比,完成对输出电压的稳定,通过单片机内部的10位A/D转换模块完成对开关电源输出电压和电流的采样,通过系统软件实现了过压、过流保护及限流功能。采用闭环控制系统,开关电源工作时,采用电压反馈由PWM控制实现对输出电压的稳压功能,控制闭环为电压环。单片机把给定值与传感器采集的信号进行比较,产生误差信号。根据PID控制算法设置ATmega128产生不同移项角的PWM波信号,经过IGBT的专用驱动模块,控制开关调整电路电压输出。
DC110V电源软件主要完成软启动、对外部数据的采集、闭环系统调节器的PID参数计算、移相脉冲的形成、过压过流保护以及等工作,系统软件主要包括故障判别子程序、中断检测子程序、计算子程序等。
在初始化过程中,先是将ATMEGA128各个输入端口复位,初始化完成后,开中断程序。若有中断请求则响应,否则进行数据采样并读取给定值,然后进行数据处理,计算PWM的占空比,输出相应控制;若有欠压、过压、短路或过流情况发生,则进行故障处理(如图3)。
6电源电路的仿真分析
针对以上设计的电路,采用了PSPICE软件对电路做了仿真分析,在所设计的ZVS PWM DC/DC全桥变换器主电路中加入了4个激励源,这4个激励源按4节计算出来控制时间参数设置,分别驱动4个IGBT,图4为PSPICE软件模拟控制该电源变换器的仿真电路。
该电源电路的PSPICE仿真实现了IGBT的零电压开关,验证了文章电源设计的正确性。
参考文献:
[1] 林荫宇,侯振程,肖学礼.移相FB-ZVS PWM变换器的分析与设计[A].第十三届全国电源技术年会文章集[C],1999:112-113.
PWM应用论文 篇4
能源短缺是全球人类所面临的世纪性难题,节能减排也成为我国的基本国策。国家制定了《节能中长期专项规划》,为实现规划目标,国家发展和改革委员会启动了“十一五”国家重点节能工程,电动机系统节能工程是其中之一[1]。电动机是电能消耗的最大户,也是节电潜力最大的用户。据统计,我国电动机总装机容量4亿多千瓦,其年用电量约为15000亿千瓦时,约占全国总发电量的65%~70%[2]。因此,研究电动机系统的节能问题具有重大的现实意义和深远的可持续发展意义。
电动机系统能耗大、效率低的原因有两个方面。其一是由于大部分电动机系统为直接拖动,造成大量的能源浪费。其二是在牵引、矿井等需要频繁四象限运行的场合,大量的电动机制动时的再生能量通常被直接消耗掉,在大功率场合同样造成了能源的极大浪费。
随着电力电子技术的不断发展,功率器件的不断更新,控制技术的不断完善,针对第一个问题,目前越来越多的场合采用PW (Pulse Width Modulation)逆变器对电机实施调速,能够有效地改善系统运行效率,极大地节约了能源。然而,大多数的交流调速系统前端整流器采用二极管整流,对于上述第二个问题束手无策。因此,用PWM逆变器取代二极管整流,与PWM逆变器一起,构成双PWM变换器,则不但能够解决第一个问题,而且能在负载制动时将能量直接回馈给电网,实现真正高性能的、高效的电动机系统。
2 双PWM变换器基本原理
图1给出了双P W M变换器的模型电路。假设电网电压为理想电压,同时只考虑整流桥交流侧PWM电压的基波分量,这样以网侧电动势矢量E为参考时,通过控制整流桥交流侧电压矢量V,可以使得双PWM变换器工作在如图2所示的四种情况。
稳态情况下,输入电流矢量i L的模长不变,因此,电感电压矢量v L的模长也不变。因此,双P W M变换器交流侧电压相量V运动轨迹构成了一个以VL为半径的圆。A、B、C、D是双P W M变换器四象限运行的四个特殊工作点。在这四个点,系统分别体现为纯电感特性(A)、纯电阻特性(B)、电容特性(C)以及负阻特性(D)。双P W M变换器工作在这四个特殊点中间时,在不同段就工作在不同的象限,与电网之间有功、无功的交换也各不相同。显然,只要根据电网电压矢量E的大小和方向,合理地控制整流桥交流侧电压矢量V,就可以控制网侧电流和系统运行模式,实现能量双向流动。
3 双PWM变换器的发展
双PWM变换器最早出现在1987年,功率器件采用门极可关断晶闸管(G T O)[3],系统具有网侧高功率因数、低电流谐波和能量双向流动的特性。9 0年代初,出现了基于绝缘栅双极性晶体管(I G B T)的双P W M变换器[4],将开关频率提高到4.8k Hz,系统的动静态性能得到进一步提高,并推动了双P W M变换器进一步研究。此后,双P W M变换器不断取得发展,理论和实践不断完善,出现了各种各样的拓扑结构和控制策略。
3.1 主电路拓扑的发展
1)电流源型双P W M变换器
和普通的电力电子变换装置类似,双P W M变换器也分为电压源型和电流源型两大类。图3给出了电流源双P W M变换器的主电路拓扑图。这种拓扑结构必须采用大电感作为中间直流滤波环节,其优点是电流保护容易,不存在直通现象。但是,电流源型双P W M变换器的传输比低,而且输出的端电压存在较大的电压尖峰以及共模电压。
2)两电平电压型双P W M变换器
两电平电压型双P W M变换器是目前应用最为广泛的双P W M变换器拓扑结构,如图4所示。其优点是:电路简单,性能可靠,是目前研究最为充分、技术最为成熟的拓扑结构,适合于在中小容量领域的应用。
3)简化的两电平双P W M变换器
为了减少主功率开关器件,有学者提出了如图5所示的只用8个功率开关的双PWM变换器[5]。这种变换器优点是电路结构比较简单紧凑。但是其母线电压为传统两电平双P W M变换器的两倍,随之而来的是母线电容和功率开关器件的耐压都必须提高,适合于低电压场合。
4)矩阵式双P W M变换器
图6给出了近年来出现的基于矩阵变换器的双PWM变换器[6]。该变换器不仅保留了矩阵变换器固有的优点,而且换流更加安全可靠,减小了开关器件的数量。这种变换器的优点非常具有吸引力,具有很好的应用前景。但是,和矩阵变换器类似,受制于功率开关器件,目前难以实用化。
5)谐振环节软开关双P W M变换器
为了提高系统效率,降低功率开关器件的开关损耗,出现了带谐振环节的双PWM变换器[7],如图7所示。主功率开关器件在一定条件下能够零电压开关。但是,这种变换器控制相对复杂,对时序要求高,系统稳定性难以得到保障,在高压大容量变换器中应用困难。
6)中点箝位三电平双P W M变换器
中点箝位三电平变换器近年来由于具有独特的优势,成为高压大容量电力电子领域的热门研究方向[8]。三电平变换器主电路中的每个开关器件仅承受一半的直流侧电压,且无需动态均压电路;而且由于电平数的增加,减小了波形的谐波含量;在相同直流母线电压下,输出的dv/dt减小了一半,同时也有利于电机或滤波器的绝缘和安全运行。基于这些优点,中点箝位三电平双P W M变换器成为目前最为适合在高压大容量场合的双P W M电路拓扑结构,如图8所示。
3.2 控制技术的发展
如图1所示,双P W M变换器基本上由P W M整流、直流母线和P W M逆变三部分组成。其中整流部分的控制目标是减小输入电流谐波,保证功率因数要求,控制直流母线电压;逆变侧完成对电机的控制,包括启动、制动、调速等等。
1)P W M整流器控制技术
PWM整流器的研究开展于上世纪80年代。1982年有学者首先提出了基于可关断器件的P W M整流器电流的间接电流控制策略[9],实现了单位功率因数正弦波电流控制,此后P W M整流器控制技术得到了长足的发展。目前,直接电流控制技术由于具有较快的动态响应速度和鲁棒性,已经取代简介电流控制,成为P W M整流器控制策略的主流[10],并衍生出了很多种控制方法。包括电压定向矢量控制技术[11]、电流滞环PWM控制技术[12]以及预测电流控制技术[13]等等。此外,近年出现了新型的直接功率控制策略[14]。该策略并不以电流为控制目标,转而实现对网侧瞬时有功、无功的直接控制,在简化了控制结构的同时,大大提高了系统的动态响应性能。此外,上述这些常规的控制策略一般采用稳态工作点小信号扰动线性化整定方案,这种方案的不足之处在于无法保证控制系统大范围扰动的稳定性。为解决这一问题,有学者提出了基于李亚普诺夫稳定性理论的非线性控制策略[15],该方案较好地解决了P W M整流器的大范围稳定控制问题。
2)逆变器异步电机的高性能控制技术
逆变器异步电机高性能控制策略主要有磁场定向控制和直接转矩控制。主要目标是完成电机的启动、制动,调速等等运行功能,同时使系统具有良好的动、静态性能。这方面的研究开展较早,已有大量的研究成果,目前研究的重点集中在无速度传感器控制和现代控制理论的应用方面。
3)双P W M的综合控制策略
在早期的双P W M变换器控制中,一般整流部分和逆变部分采用独立控制,并没有使两者协调一致。系统工作时,直流环节动态响应很慢,为避免直流电压出现大的波动,就必须加大直流母线电容,而大电容的引入必然会带来成本的提高、重量体积的增大及故障的增多。为解决这一问题,围绕双P W M变换器整流、逆变综合控制开展了很多研究工作,从思路和出发点的不同,这些方法总体上可以分为三类。
最早出现的也是目前应用最为广泛的综合控制方法是负载电流前馈方案[16],通过检测直流回路流入逆变侧的电流来实现负载电流前馈综合控制。该方法的优点在于物理意义清晰,控制原理简单,易于实现。缺点是负载电流的直接测量和间接重构比较困难,重构误差对系统控制性能影响较大,改善效果对硬件和算法依赖性较大。另外一种方法是直接电容电流控制思路[17],该方法通过提出的模型来控制直流环节电容电流为零,使得直流回路在理想情况下不参与系统中能量的交换和流动,其本质是也是对负载电流前馈思路的一种改进,但是动态效果取得了较为明显的改进。近来还有文献[18]提出了主从控制模式的概念,按照电机侧逆变回路的状态作为主状态,将网侧整流回路状态作为从状态,按照主从控制模式实现了双P W M变换器的协调控制。
4 双PWM变换器的应用
随着上述技术的不断发展,双P W M变换器的优势越来越明显,其巨大潜力正在受到越来越多的重视,应用也越来越广泛。因此,可以预见,双P W M变换器必将在现代工业领域发挥重要作用。
4.1 四象限交流电机驱动系统
图1即为目前双P W M变换器应用最多的场合—四象限交流电机驱动。在交流电动机的四个象限,电机的运行状态可以分为电动和发电两种情况。当电动机工作在电动状态时,能量从网侧通过P W M整流器、P W M逆变器传递到电机侧,驱动电机运行。当系统制动时,电动机工作在发电状态时,电机再生能量通过P W M逆变器(运行于整流状态)、P W M整流器(运行在回馈状态)回馈给电网。控制输入侧交流电压矢量,使双P W M变换器工作在如图2所示的B和D点,就可以实现在单位功率因数下能量的双向流动。
4.2 统一潮流控制器
统一潮流控制器(UPFC)是柔性交流输电系统(FACTS)技术中最引人注目、最有应用前景的一种电力补偿装置。UPFC用于输电网主要起控制有功潮流和吞吐无功的作用,其主电路拓扑结构如图9所示,为典型的双P W M变换器结构。其串联变换器通过变压器向电力网引人一个幅值可变、相位可任意调节的电压源,从而能对线路的有功、无功进行控制;而并联变换器则通过变压器向电力网引入一个幅值可变、相位可任意调节的电流源,从而具有快速吞吐无功的能力,并联变流器的另一主要作用是提供一个稳定的直流电压以确保串、并联变流器的正常运行,相当于一个P W M整流器。
4.3 风力发电并网系统
风力发电机的并网发电,传统上常采用同步或异步发电机并网发电系统。同步发电系统需一套结构复杂的调速机构以稳定发电机转子转速;而异步发电系统在发电的同时,需向电网吸取无功、或由自备电容器提供无功电能,并且发电机转速变化范围较小。若采用双P W M变换器型风力发电机并网发电系统,就能较好地克服同步、异步发电系统的不足,其拓扑结构如图10所示。其中,风力发电机侧的变换器控制风力发电机运行,且输出电流为正弦波,从而提高了风力发电机的运行效率。同时,通过直流侧电压的调节,以满足风力机的最大功率点运行,而网侧的变换器则完成向电网的馈电控制,并实现网侧单位功率因数正弦波电流控制。
5 结论
本文在分析了双P W M变换器的工作原理的基础上,从主电路拓扑结构和控制技术两个方面,总结了双P W M变换器发展和现状,并给出了双P W M变换器在四象限电机驱动、统一潮流控制器以及风力发电并网系统中的应用。可以看出:伴随着电力电子技术的不断发展,双P W M变换器必将在现代工业领域中发挥重要的作用。
摘要：应用双PWM变换器是电动机系统节能工程的有效途径。本文分析了双PWM变换器的基本原理,介绍了目前双PWM变换器的各种主电路拓扑结构及其优缺点,总结了双PWM变换器的控制技术的发展和现状,最后给出了双PWM变换器的典型应用。
PWM应用论文 篇5
LED台灯作为LED绿色照明光源产品，作为国家绿色照明推广使用的产品。在实际的应用中，发现LED灯在周边亮度大时依然以同一功率发光，存在电能浪费；在周边亮度小时LED灯不能提供足够和恰当的光度。本文介绍了以STC89C51为控制核心，通过光敏电阻感应光度，并利用PWM调光技术对LED进行光度的自动调节。同时设置手动控制。该LED台灯电路简单，很大程度上节省电能，延长LED灯寿命，适宜阅读。
关键词
LED台灯 光度 PID PWM调光 自动调节
原创性声明
本设计所用到的程序代码和电路均是来自本团队，如没有经过允许，不得复制和转载。
目录
前言··············································4 总体方案设计······································5 硬件设计··········································5 软件设计··········································9 总结·············································12 附录1：作品照片··································13 附录2：程序·······································15
前言
LED照明又称固态照明，作为继白炽灯、荧光灯后的第三代照明技术，具有节能、环保、安全可靠的特点，固态光源是被业界看好的未来十年替换传统照明器具极具潜力的新型光源，代表照明技术的未来。发展新固态照明，不仅是照明领域的革命，而且符合当前政府提出的“建设资源节约型和环境友好型社会”的要求。
LED台灯就是以LED(Light Emitting Diode)即发光二极管为光源的台灯，LED是一种固态的半导体器件，它可以直接把电转化为光。LED台灯是典型的绿色照明光源产品，作为国家绿色照明推广使用的产品，具有广阔的应用前景。
在实际的应用中，发现LED灯在周边亮度大时依然以同一功率发光，存在电能浪费。另外一方面，因为LED的发热量和电流存在正相关的关系，发热影响了LED的寿命，所以在不必要的亮度下也减少了LED的寿命。然而，当LED在周边亮度小时，LED灯不能提供足够和恰当的光度，这样又影响了阅读，造成视觉疲劳。
PWM方法的基本思想就是利用单片机具有的PWM端口，在不改变PWM方波周期的前提下，通过软件的方法调整单片机的PWM控制寄存器来调整PWM的占空比，从而控制充电电流。本方法所要求的单片机必须具有ADC端口和PWM端口这两个必须条件，另外ADC的位数尽量高，单片机的工作速度尽量快。在调整充电电流前，单片机先快速读取充电电流的大小，然后把设定的充电电流与实际读取到的充电电流进行比较，若实际电流偏小则向增加充电电流的方向调整PWM的占空比；若实际电流偏大则向减小充电电流的方向调整PWM的占空比。
本文介绍了以STC89C51为控制核心，通过光敏电阻感应光度，并利用PWM调光技术对LED进行光度的自动调节。同时设置手动控制。该LED台灯电路简单，很大程度上节省电能，延长LED灯寿命，适宜阅读。
一、总体方案设计
基于C51单片机和PWM调光的LED台灯以STC89C51作为主控芯片，设置了手动控制和自动控制。在手动控制时，分为三档，输出不同的PWM占空比对LED的电流进行控制，从而实现了对光度的手动调节。
在自动控制时，通过ADC0809模拟-数字转换芯片不断检验光敏电阻的电压来间接测量感应光度，将电压和预设的阈值进行对比，调整PWM的占空比对LED的电流进行控制，从而实现了对光度的自动调节。总体框图如下（图1.1）:
图1.1
二、硬件设计
硬件设计总体框图如下：
图2.0
1、主控电路： 主控电路采用STC89C51作为主MCU。STC89C51是一款八位，片内有ROM/EPROM的单片机，其硬件结构具有功能部件种类全，功能强等特点。这种芯片构成的最小系统简单、实用﹑可靠。用STC89C51单片机构成最小应用系统时，只要将单片机接上时钟电路和复位电路即可，如下图（图2.1）所示。本设计所选用的晶振为12MHZ，晶振电容为30PF。
图2.1
2、LED驱动
LED的亮度受电流控制，通过控制电流调节LED灯的亮度。利用公式ILtONTI可知，利用调整PWM不同的占空比就可以控制电流的大小。电流通断的变化用NMOS管K2717实现，三极管9014提供驱动K2717的电流，PWM由P2.0输出，低电平有效。如下图（图2.2）所示：
图2.2
2、手动控制
KEY4变化控制的方式，KEY4为自锁按键，按下为手动控制，弹起为自动控制。手动控制时可以分为三档，对应与KEY1~3三个按键。如下图（图2.3）所示：
图2.3
3、自动控制
<1>光敏电阻反馈部分
光敏电阻器是利用半导体的光电效应制成的一种电阻值随入射光的强弱而改变的电阻器；入射光强，电阻减小，入射光弱，电阻增大。光敏电阻器一般用于光的测量、光的控制和光电转换。因此，不断采集光敏电阻对地的电压便可以获知台灯周边光强的变化。如下图（图2.4）所示：
图2.4 <2>ADC0809模数转换部分
ADC 0808和ADC 0809除精度略有差别外(前者精度为8位、后者精度为7位)，其余各方面完全相同。它们都是CMOS器件，不仅包括一个8位的逐次逼近型的ADC部分，而且还提供一个8通道的模拟多路开关和通道寻址逻辑，因而有理由把它作为简单的“数据采集系统”。利用它可直接输入8个单端的模拟信号分时进行A/D转换，在多点巡回检测和过程控制、运动控制中应用十分广泛。
如下图（图2.4）所示，ADC0809的参考电压设置成5V，时钟信号通过单片机P3.3口利用定时器中断输出。光敏电阻的对地电压从IN3口输入，ADC0809将其转换成数字量后通过OUT1-7输出，以便单片机进一步处理。
图2.5
三、软件设计
1、总体框图
图3.1 8
2、主要程序
<1>按键扫描
不断扫描按键判断是手动控制和自动控制。程序代码：
void keyscan(){
ad();
if(key==1)
//key4松开，a恒为0 ,通过读c的值确定b的值
{
if(c<0.40)
last=0;
else if((c>=0.40)&&(c<2.0))
last=2;
else if((c>=2.0)&&(c<3.0))
last=5;
else if((c>=3.0)&&(c<4.0))
last=7;
else
last=10;
}
if(key==0)
//key4按下，{
if(key1==0)
{
delayms(10);//去抖
if(key1==0)
last=1;
}
if(key2==0)
{
delayms(10);
if(key2==0)
last=6;
}
if(key3==0)
{
delayms(10);
if(key3==0)
last=10;
}
}
}
手动控制 9
<2>AD转换
定时器1产生CLK信号，定时时间为2us,亦即CLK周期为0.4us。程地址为011，即IN3口输入。利用公式getdata*1.0/255*VREV+对数字量进行变化。程序代码如下：
void ad(){
} ST=0;//关闭转换 OE=0;//关闭输出 ST=1;//开启转换 ST=0;//关闭转换 P34=1;//选择通道0 P35=1;P36=0;while(EOC==0);//判断是否转换结束:是则执行以下语句,否则等待 OE=1;//开启数据输出允许
getdata=P0;//将数据取走,存放在变量getdata中
OE=0;//关闭输出
c=getdata*1.0/255*4.85;//电压值转换,5V作为参考电压,分成256 <3>PWM调节
定时器0控制PWM周期和占空比。程序代码如下： void into(void)interrupt 1 { TH0=(65536-500)/256;TL0=(65536-500)%256;
count++;if(count>CIRCLE)
{ count=1;}
if(count<=last)pwm=0;//占空比,使用反相器应为1 else
pwm=1;
四、总结
基于C51单片机和PWM调光的LED台灯以STC89C51作为主控芯片，设置了手动控制和自动控制。在手动控制时，分为三档，输出不同的PWM占空比实现了对光度的手动调节。在自动控制时，通过ADC0809模拟-数字转换芯片不断检验光敏电阻的电压来间接测量感应光度，将电压和预设的阈值进行对比，调整PWM的占空比实现了对光度的自动调节。该LED台灯电路简单，很大程度上节省电能，延长LED灯寿命，适宜阅读。
同时，在本次课程设计中，主要有以下体会：
1、对LED的驱动有进一步的了解，明白了如何对LED进行规定电流驱动，并通过输出不同的占空比来调节LED的亮度，从而对LED的耗电进行相应的管理；
2、进一步掌握了AD转换原理以及相关芯片的应用，通过ADC0809对外界的模拟量进行转换。
智能化S—PWM逆变器的设计 篇6
【关键词】DC/AC逆变；功率驱动；过流欠压保护
一、DC/AC逆变的转换
要想实现将直流电DC转变成为AC交流电，首要的一个问题是如何产生S-PWM波形。硬件电路通常是利用在比较器输入端一端输入50Hz正弦交流电，另一端输入锯齿波，经比较后即可输出S-PWM波形。S-PWM波形的特点为正弦波的幅度与S-PWM的脉冲波形的宽度成正比。本文为了实现单片机软件编程，第一步先利用VB软件编程实现上述S-PWM波形找到其编程参数。其设计思想为对正弦波进行归一化取样、量化、编码，将正弦波幅度变化转化为二进制编码。第二步再利用二进制编码控制单片机内部中断定时器，通过I/O脚输出S-PWM波形。
1.取样、量化、编码
如表1所示，50Hz交流电，其周期为20ms。取样定理告诉我们：取样频率相对调制信号频率越大，还原波形越好，失真越小。但取样频率太高将影响功率驱动部分开关管的导通截止特性，使输出波形变坏，增加开关管的损耗，效率降低。而取样频率太低也将影响到输出波形的还原度。所以综合考虑取样频率在（6KHz-40KHz）之间较为适宜。本设计采用8KHz取样频率。为了使输出满足奇函数取样点，正弦波一周内取样点NS=取样频率/50=160应为偶数，S-PWM脉冲周期=1/取样频率=125μs。每个取样点为任意值，所以必须经过量化才能转换为编码。量化级数越大还原精度越高，但编码位数越多，其关系为，N为量化级数，M为编码位数。考虑到各种因素采用7位编码共128个等级。编码过程本人采用VB编写了一段程序可自动完成编码。
图1为其程序运行后结果。从运行结果可知正弦波0-1800和1800-3600编码值是原点对称的，而0-900和900-1800编码值是轴对称的，所以我们只需采样0-900范围内的80个编码就可以通过单片机的P1.2、P1.3脚产生一周的S-PWM波形。编程时，将此编码存储在特定的存储区内，利用相对寻址的方法进行查找。
2.S-PWM波形的产生
利用存储的正弦波二进制点编码改变单片机的内部定时器的时间常数，首先将编码转换为相应定时值，定时开始使I/O脚变为高电平；中断响应后重新添定时常数（转换为128-原编码相应的定时值），定时启动使I/O脚变为低电平，完成一周的S-PWM输出。依次查定时编码表，不断改变定时时间常数，使I/O脚输出周期为125μs的S-PWM波形。要想驱动双端升压变压器，如图2所示，必须使单片机的两个I/O脚轮流输出半周的S-PWM波形，利用变压器的极性变化，使输出端为正负交变的正弦波。采用如此高频率的S-PWM波形，其低次谐波一般都在几KHZ以上，所以输出端的滤波器可以采用变压器的漏电感外加并联一个8～10μF的无极电容即可构成逆变器的滤波器，使输出得到很好的正弦波形。并减少了本机的体积。
其硬件电路流程图如图3所示。
附相应的软件程序：
此程序包括S-PWM的波形输出，电压的稳压，过压，欠流保护。
3.S-PWM输出电压的稳压
通过变压器上的副线圈取出输出电压的变化，经桥式整流（DJ102、DJ103）、滤波（C100）后得到平均电压，此电压分别加到过压和欠压比较器，当过压比较器为高电平时，减小定时常数，达到输出幅度降低的目的；当欠压比较器为高电平时，增大定时常数，达到输出幅度增高的目的。调整RW104、RW106可以改变输出电压的窗口范围。
二、功率驱动部分
逆变器输出功率的大小，决定功率驱动管和升压变压器的功率大小，驱动方式有双端驱动和桥式驱动。驱动管的参数应根据输出功率的大小进行选择。一般根据以下公式进行选取：
，，为功率管的管耗，为输出功率。，为功率管的反向击穿电压，为蓄电池电压。，为功率管的集电极最大允许电流。变压器应采用高频开关式变压器，视输出功率的大小决定磁芯的截面积。
三、欠压、过流保护
1.欠压保护：当电池电压过低时，应及时切断逆变器供电电路，避免因过放电而损坏蓄电池，其工作原理是：由电池正极相连的RW103电位器和二极管D104及R108电阻组成分压电路，加到U101B的5脚正向输入端，与由R107、RW106组成的基准电压加到6脚反向输入端进行比较。当电池电压高于10.8V时，比较器输出高电平，此电压加到IC1的中断INT1（P3.3）脚，无中断响应，电路处于正常的逆变工作状态。当电池电压低于10.8V时。比较器输出低电平，外部中断响应通过程序编程使逆变器停止工作（P1.2、P1.3为低电平），同时P1.5输出1KHz的间断音频报警信号加到Q6三极管带动喇叭，P1.4脚变为高电平使LED发光进行声光报警，然后自动切换到充电电路状态。
2.过流保护：当负载过重，控制失效等场合导致功率开关管电流过大时，应及时切断逆变器工作。其工作原理是：在功率开关管Q102、Q104的发射极串有过流保护电阻RF（R128、R129），其保护电流，RF为串联电阻，VR为0.7V。调整RF可以改变保护电流的大小。当RF上的电流大于0.7V时，D103、D104导通并使Q105导通，通过D105使U101B比较器输出低电平，使IC1的INT1中断响应，后序控制过程同欠压保护。
参考文献
[1]陈鸽，许飞云，贾民平.胡建中基于PIC的步进电机细分控制器[J].机电工程，2009（01）.
PWM应用论文 篇7
1 模型
设定:将电压型PWM整流器三相电源进行设定, 其电动势分别为Ea、Eb、Ec, 而交流侧设置各相的电流分别为Ia、Ib、Ic, 直流侧的电压值为Udc, 直流侧的电流则为Idc, 在交流侧PWM整流器的输入电压为Ua、Ub、Uc。
当开关器件的损耗不计入在内时, 通过守恒定律可以得出:Ea Ia、Eb Ib以及Ec Ic的和同Udc Idc相等。据此分析, 对交流侧的电流进行有效控, 能够控制和调节直流侧, 而对直流侧进行有效的控制调节能够实现对交流侧的控制。将电动势的响亮在交流单相中的数值设为E, 交流侧电压相量设为UL, VSR交流侧的电压相量设为U, 电流相量则设为I, 将交流侧功率因数角设置为φ, θ为 (90°-φ) 。当整流器电路稳定的状态下, 交流侧以及直流侧指甲你的电流是一一对应的, 所以U端点就会形成一个圆形的轨迹, 该圆的半径为UL。当整流器网侧的电流同电压同相时, 整流器会呈现出正阻特性, 若整流器网侧的电流同电压相反那么就会出现负阻特性。同上述两种情况不同的是, 整流器在某种情况下回呈现出纯电感特性以及纯电容特性。
通过上述分析可以看出, 参考值为电网电压相量时, 通过对交流侧电流的控制, 也包括对相位以及幅值的控制, 能够对VSR交流侧的电压进行有效控制, 从而控制PWM整流器的运行。所以, 针对整流器网侧, 可以将其看做为一个电流源进行控制, 同时网侧功率艺术以及电流均为可控因子。
2 运行范围
若确定好VSR的直流电压, 那么其最大交流侧相电压也能够予以确定, 即电压绝对值的最大值等于MUdc, M是整流器最大的直流电压利用率, 其大小受到整流器控制方式相关。从本质上讲, 当确定了直流侧的负载后, 直流电流便随之确定, 若整流器的工作状态为单位功率因数状态, 那么最小交流侧电流便可以确定。这是由于稳定的系统状态中, 直流侧电流等于交流侧三相有功电流的叠加。
将只留电压值设置为U*dc, 对交流侧的电源电动势的输入值ea由小到大逐步的增加时, E′a﹤E”a﹤E”’a, PWM整流器会逐步的降低其升压系数。依照功率守恒定律可以推出, 若增大电源的电动势那么其交流电流便会逐步的减小;若将交流电流逐步的减小, 直到直流电压稳定, 那么此时在直流侧所需要的最小有功电流为I″a, 电源电动势会随之增加, 若电动势继续增加, 那么交流侧的电流也会随之增加, 整流器的运行便会受阻, 因而退出单位功率运行, 而在感性功率因数的整流状态下运行。
3 控制措施
对电流的控制中, 方式方法多种多样, 其中最为普遍的方式即双闭环控制, 该结构是对电流内环以及电压为外环的有效控制。直流电压的恒定是由电压外环予以维持的, 而跟踪电流的给定则是通过电流内环予以控制的, 从而对能量流动进行双向控制, 同时也实现功率因数的双向调节。从结构上讲该种控制结构性能优良, 并且构造简单, 能够在电流内环的控制下有效实现电流的限幅, 能保护半导体开关结构。
对整流器的控制可以分成两个阶段。当升压系数大于临街系数值, 那么无功电流在电流内环中为0, 便能够有效控制单位功率因数;若交流电动势同给定的直流电压之间的比例和升压系数的临界值相等或者略小, 那么此时的无功电流不能设定为0, 此时应当使得整流器在感性功率状态下运行。这种情况下需要调整电流控制策略, 如若不然, 控制器将会出现控制紊乱, 对开关器件的损坏也极其严重。
4 实验研究
VSR物理平台的搭建仍旧需要进一步验证, 在数字化平台的基础上予以实验验证, 采用TMS320F2812作为控制芯片, 保证10KHz的开关频率, 控制策略需要建立在空间适量的基础之上。通过实验波形图可以看出, 当升压系数较大时, 整流器的工作状态为整流状态;当升压系数超过了既定的临界值, 那么在该种状态下就会产生系统的紊乱, 电流的波形便会出现畸变现象, 那么IPM便会判定为系统故障而进入自我保护状态。通过1:50的探头对电源电压进行检测, 其输出电流值为0.01V/A。
5 结语
在PWM整流器中受控电流源特性是网侧呈现出的基本特征, 并且其电流具有可控的功率因数, 若整流器从电网中吸收了电能, 那么证明其工作状态为整流状态;反之, 整流器的工作状态为逆变状态, 这种运行是绿色电能转换的真正实现。文章着重对PWM整流器进行了运行状态的描述, 并根据这些状态下设备的运行状况推导出PWM整流器的临街升压系数, 同时还推导出整流器在四象限中运行调节的范围, 并提出了有效地应对策略, 并指出相应的控制过程, 对其理论正确性进行了一系列的实验证实。
摘要：文章主要针对三相电压型整流器中的PWM整流器进行了研究, 以其工作原理作为基础, 对整流器运行中, 四象限运行的状态进行了有效研究, 并提出了整流器电源呈现受控转改, 并且电流以及公因数均为可控性因素, 这一特征增加了整流器的灵活性, 能够随意在任何状态下进行切换。并提出了相关电流控制策略。
关键词：整流器,空间矢量,功率因数,控制模数切换
参考文献
[1]王久和, 张金龙, 李华德.电压型PWM整流器直接功率控制系统主电路参数设计[J].北京科技大学学报, 2006年11期
PWM应用论文 篇8
关键词：双向可控硅,绝缘栅双极晶体管,脉冲宽度调制,正弦波调光
0 引言
电视演播室灯光是满足电视摄像照明及艺术创作效果的技术保障, 在满足电视节目创作而调节光照亮度实现灯光变化的前提下, 要尽可能地考虑节约能源、减少电磁干扰、确保安全播出等问题。早期的电视调光方式比较简单, 采用电阻式调光和自耦变压器调光。这两种都是正弦波调光技术, 输出波形为纯正的正弦波, 调光效果好, 没有干扰。但是电阻式调光的效率低、能耗大;自耦变压器调光器笨重、操作不灵活、调光速度慢。目前电视演播室灯光照明普遍使用的是可控硅 (SCR, Silicon Controlled Rectifi er) 调光器, 采用大功率半导体器件双向可控硅 (Triac, Triode AC semiconductor switch) 作为调光控制器件。可控硅的体积小、功率容量大、控制特性好, 但可控硅调光器干扰大, 而且不能驱动新型的非纯电阻性灯具。近年出现的基于脉冲宽度调制 (PWM, Pulse Width Modulation) 的正弦波调光技术, 既综合了以上调光技术的优点又克服了各自的缺点, 正逐步应用于电视演播室调光, 将取代可控硅调光技术。
1 可控硅调光技术存在的问题
1.1 可控硅调光基本原理
可控硅调光是通过控制可控硅在交流电每一个周期内的导通时间, 调节加到负载的有效电压的大小, 从而实现对灯具发光亮度的控制。其原理可用图1表示。
在交流电压正半周的t1时刻, 控制极G加上正向的触发脉冲使S1导通, T/2时刻S1截止;在负半周的t2时刻, 控制极G加上反向的触发脉冲使S2导通, T时刻S2截止。通过调节控制脉冲的触发时间, 很容易调节灯具的亮度。
可控硅的体积小、功率容量大、控制特性好, 调光器的调光速度快、变化多, 而且能通过微机控制, 可以通过编制程序控制调节灯光的变化, 大大丰富了影视灯光的表现形式, 为电视的用光艺术搭建了一个很好的技术平台。同时可控硅元件相对简单, 调光设备技术成熟, 系统造价较低, 因此可控硅调光目前仍然是电视演播室调光的主要方式。
1.2 可控硅调光存在的问题
可控硅是一种非线性的电气器件, 可控硅调光器实际上是对正弦波的交流电源进行斩波, 改变其每个周期内加到负载的时间长短来调节输出电压有效值的大小, 并且斩波脉冲的频率与交流电源同频率。对输出电压信号进行傅立叶级数分解, 可以得知调光过程中输出到负载的电压除了含有电源频率的基波外, 还包含一系列电源频率的奇次谐波分量。这些高次谐波会带来很多问题, 一是产生大量的干扰, 谐波电流会使卤钨灯泡的灯丝震动产生“嗡嗡”的哼声, 同时会向空中大量幅射, 产生电磁;二是高次谐波可通过导线传导到其它负载, 干扰电网内的其它用电设备, 对于音响设备的干扰尤其明显;三是会引起电源电压波形畸变 (图2) , 使三相供电中心导体的电流增加至正常的1.4倍, 使电力变压器的效率及负载容量下降, 大大增加了供配电系统的负荷。
另外, 可控硅斩波的输出电压波形在触发点处有很陡的前沿, 电压突然从零跳变到输入值。这对于传统的纯阻性电视照明灯具没有什么问题, 但随着非电阻性灯具在电视演播室使用的增加, 可控硅调光技术已经不适应使用要求, 需要使用新的调光技术以满足新的要求。
2 基于PWM的正弦波调光技术
随着电力电子半导体技术的发展, 出现了一种大功率的高频开关器件——绝缘栅双极晶体管 (IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor) 。新型的演播室调光技术就采用IGBT作为大功率的高频开关器件, 以频率较高的矩形脉冲信号控制IGBT的导通或截止, 从而控制输入的正弦波交流电的通断。经过滤波器滤除高次谐波分量, 在输出端供给负载的是只含有输入电源的正弦波基波分量的交流电。输出电压的高低则通过调节控制信号的脉冲宽度来控制IGBT的导通与截止的时间比来调节, 从而控制灯具的发光亮度。可见, 这是一种基于脉冲宽度调制 (PWM) 调压的正弦波调光技术。
2.1 绝缘栅双极晶体管的结构
IGBT是三端电力半导体器件, 是一种复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 根据其沟道中载流子的类型可以将其分为P型沟道和N型沟道两种不同类型。以N型沟道IGBT为例, 其结构如图3。正常工作时, 衬底P+接正电位, 称为IGBT器件的阳极C, 也是PNP管的发射极。表面N+接触极通常接负或零电位, 为器件的阴极E, 也是PNP晶体管的集电极。通过栅介质引出的电极为IGBT的栅极G。
由图3可见, IGBT是绝缘栅型场效应管 (MOSFET) 和双极型晶体管 (BJT) 组合而成的达林顿结构, 是一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。N型沟道的IGBT的输入极为N型沟道增强型MOSFET, 输出极为PNP双极型晶体管。双极型晶体管的饱和压降低、载流密度大, 但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小、开关速度快, 但导通压降大、载流密度小。IGBT融合了这两种器件的优点:驱动功率小、开关速度快、饱和压降低、载流密度大, 其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间。
IGBT自诞生以来经过不断改进, 性能不断得到提高, 其开关速度已经达到几十纳秒的级别, 在现代电力电子技术中, 得到了越来越广泛的应用, 在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。
2.2 PWM调压器的原理
以IGBT作为开关器件的PWM调压器的原理可用图4的模型来表示, 输入的交流工频电压ui (t) 经过IGBT开关, 在周期性的矩形脉冲S (t) 的控制下, 形成了交流斩波信号ups (t) , 再经过滤波网络后输出正弦波工频电压uo (t) 。
交流输入电压的频率为f, 用正弦函数表示为:
矩形脉冲的周期为Ts, 频率为fs, 脉冲宽度为τ, 占空比为D=τ/Ts, 用开关函数表示:
IGBT的开关作用相当于高频的矩形脉冲对低频的交流输入电源进行斩波调制, 调制比N=fs/f。将S (t) 展开为傅立叶级数:
调制信号为:
用傅立叶级数表示为:记作:
傅立叶分析的结果表明, 斩波调制信号除含有输入电压的基波以外还含有其它谐波, 谐波频率在矩形脉冲的开关频率及其整数倍两侧附近分布, 谐波分量随次数的增加而递减。通过低通滤波器容易滤掉谐波分量部分, 经滤波后输出为:
在输出端供给负载的是正弦波交流电压, 通过调节矩形脉冲的占空比D, 即可线性地调节输出电压的大小。图5是调压器在不同占空比下输出电压的波形。
2.3 基于PWM的正弦波调光技术
基于PWM的正弦波调光技术核心是以IGBT作为高频开关控制器件的PWM调压器。在调光设备中, 一般把矩形脉冲频率选择在50k Hz左右。载波频率较高容易滤除谐波分量, 同时谐波分量也越小, 可减小滤波电感及电容。因此, 调光器以高频开关工作可减少滤波组件的体积, 同时可以保证产生的噪音在人类听觉范围以外。
在实际操作中, 调光师根据照度的需求调节调光台, 调光台输出一个控制信号控制矩形脉冲发生器, 调节其输出的脉冲宽度, 形成PWM信号控制IGBT器件的开关。可见, 这种新型的正弦波调光技术是将脉冲宽度调制技术与IGBT分时控制技术相结合, 实现AC—AC的正弦波电压的调节控制, 并且输出电压的幅度无级可调。
图6比较了正弦波调光与可控硅调光在输出为50%时的输出电压波形的实际测试图。由于调光器输出的是纯正的正弦波电压, 没有可控硅调光过程中产生的大量高次谐波, 因此克服了可控硅调光存在的很多问题。
3 基于PWM的正弦波调光技术在电视演播室的应用
基于PWM的正弦波调光技术比较传统的可控硅调光技术具有巨大的优势, 但由于早期的IGBT器件价格较高, 调光设备依靠少数的国外厂商生产, 系统造价比较昂贵, 因此没有在电视演播室中得到广泛应用。近年来, 随着IGBT器件的工艺结构不断改进, 性能得到不断提高, 国际上著名专业调光设备生产商纷纷开发了以IGBT器件为核心的正弦波调光设备。同时国内厂家的研发能力也不断提高, 出现了一些性价比比较高的国产设备, 使调光系统的建设成本大大降低。目前, 基于PWM调压的正弦波调光设备在电视演播室调光领域已经得到了越来越广泛的应用。本台于去年对综艺演播厅进行改造, 采用了正弦波调光设备取代了以前的可控硅调光设备, 取得很好的效果, 主要表现在以下几个方面。
1.噪音低、没有干扰
经过可控硅斩波的电流流经卤钨灯泡时, 会使灯丝产生“嗡嗡”的哼声, 特别是当可控硅处于半导通的状态下尤其明显, 这种哼声增加了演播室的噪声。采用正弦波调光设备后, 彻底消除了这种噪声, 降低了演播室的底噪声。
同时, 正弦波调光不会产生高次谐波干扰, 因此不会向空中发射电磁波, 大大净化了电磁环境。在电视演播室里大量使用的无线话筒、通话、返送监听等设备, 以往经常受到可控硅调光产生的干扰而影响工作, 采用正弦波调光设备后基本没有出现这种现象。
2.不会对供电网络造成污染
作为一般的城市广播电视台, 演播室的大功率调光硅箱与其它的音视频制播设备、发射设备等通常使用同一组变压器供电, 可控硅调光过程中造成的电源畸变会对其产生干扰。音响设备会受到干扰而发出“嗞嗞”的噪声, 需要使用隔离变压器隔离电源。灯光急剧变化时, 甚至会引起大功率发射机启动保护动作而造成瞬间停播!
在采用正弦波调光后, 调光过程不会造成电源的电压波形畸变。工作于同一组电力变压器的视音频制作设备不需要使用隔离变压器, 对广播电视发射机的影响也大大减少。本台的综艺演播厅采用了正弦波调光设备之后, 不再发生大功率发射机受到灯光急剧变化的干扰而闪停的现象, 大大提高了整个台的安全播出系数。
3.智能化程度高
由于没有负载特性限制, 不仅可以对电阻性负载的聚光灯、成像灯调光控制, 也能对电感性的气体放电灯、LED灯等非电阻性灯具调光, 使观众席照明与舞台灯光“无缝交替”控制成为可能, 实现灯光师一台控制。此外, 还能对电动机、电风扇调速, 甚至还能控制泡泡机、烟机、抽水机等舞台效果器, 全方位拓展了调光台的控制范围, 让舞美设计与灯光师的创意能得到充分的融合。
4.布光系统简单
采用了正弦波调光技术的灯光系统无需另配直通模组, 设定最大调光值时即可作直通应用, 大大简化了演播厅布光的复杂性。
5.降低供电系统的负荷
基于PWM的正弦波调光设备功率因数高、效率高、波形品质好, 使整个配电系统损耗明显减少, 减少供电系统的负荷。
4 结束语
基于PWM的正弦波调光技术也还不是完美的。IGBT器件的内阻比可控硅更大, 因此工作时发热量也更大, 工作温度高, 在设计上需要更多考虑设备的散热问题, 工作环境的通风要求也更高。尽管仍存在一些问题, 但其优势更加突出, 因此在电视演播室得到了越来越多的应用, 将会逐渐取代可控硅调光。
参考文献
[1]刘志光, 马礼民.正弦波调光新技术在电视台演播室中的应用[J], 现代电视技术, 2012, (1) , P104-105、P107.
[2]毛行奎, 张文雄.交流斩波控制调压技术探讨[J], 机床电器, 2004, (2) , P50-53.
[3]IGBT晶体管工作原理[DB/OL].http://www.doc88.com/p-694135943639.html.
[4]可控硅开关元件与三端双向可控硅开关元件[DB/OL].http://ishare.iask.sina.com.cn/f/35893484.html.
PWM应用论文 篇9
关键词：87C196MC,死区时间,占空比,DC/DC变换器
1 引言
单相半桥和H桥式逆变器，由于其结构简单、性能优越，常用于双端式中大功率DC/DC变换器。对这类变换器，通常较多地采用专用PWM集成电路(如TL494、UC3525等)来实现对其上下桥臂占空比的调节和闭环控制，电路结构简单，性能可靠，在很多特种电源设备中获得了广泛应用。然而，随着技术的发展，各行各业对电力电子特种电源装置提出的性能要求越来越高，尤其是许多专用特种电源，比如用于阴极防腐保护电源等，不仅要求DC/DC变换器输出稳定度高，还要求能够根据特殊应用领域的特点实现全数字化控制和信息化管理，诸如数据采集、直接数字控制(DDC)、数字化键盘及显示、智能控制算法和网络化数据远传等[1]。要实现这些功能，专用PWM集成电路是无法胜任的。因此选用各种单片机或DSP等作为系统控制核心来统一完成所要求的功能是一种很好的选择方案。其中，单片机或DSP除完成各种控制和管理工作之外，如何产生稳定可靠、调节灵活的PWM控制信号，是尤其关注和研究的重要问题，它对DC/DC变换器乃至整体系统的性能具有决定性的作用。目前带有PWM控制功能的单片机或DSP种类繁多，但几乎毫无例外地都是为交流变频调速而专门设计的，难以直接替代专用PWM集成电路，实现对DC/DC变换器的PWM控制。
本文正是针对上述问题，通过对87C196MC单片机及波形发生器(WFG)的深入研究分析，提出了一种通过调整死区时间生成DC/DC变换器PWM控制脉冲的新方法。该方法思路巧妙新颖，与WFG的常规使用方法相比，具有程序设计简便、占空比调整范围宽、分辨率高等特点，并且消除了由于频发的WFG中断带来的时间开销，为单片机完成其它运算和高级处理腾出大量时间。通过阴极防腐保护恒电位仪样机的实验结果，证实了本控制方案的正确性。
2 死区时间调制原理
87C196MC单片机是专门为电机与电源控制所设计的一种16位微控制器，内含三相波形发生器(WFG)和若干其它资源配置。其中波形发生器有专门的死区时间控制器，且有多种工作方式，可灵活编程以适应不同变换器的控制要求。WFG的各种工作方式，可用于产生中心对准和边沿对准的PWM波形，特别适用于控制电机和其它需要PWM输出的装置[2]。本文使用的是边沿对准PWM输出方式。
如图1所示为边沿对准PWM波形生成原理图。波形发生器有16位重装寄存器(WG_RELOAD)、16位加/减计数器(WG_COUNT)、16位比较寄存器(WG_COMP)和16位控制寄存器(低10位决定死区时间)。WG_RELOAD决定载波周期，当WG_RELOAD一定时，WG_COMP决定占空比。在边沿对准PWM方式中，当允许波形发生器工作时，WG_COUNT不断进行加计数。每次计数到WG_COUNT与WG_COMP的数值相等时，输出发生跳变，而另一路输出WG则比提前DEAD_TIME发生跳变，这样便在WG_COUNT与WG_COMP相等之前形成一段长度为DEAD_TIME的死区时间。同样，当WG_COUNT与WG_RELOAD相等时输出WG发生跳变，另一路输出则比WG提前DEAD_TIME发生跳变，这样便在WG_COUNT与WG_RELOAD相等之前形成一段长度为DEAD_TIME的死区时间[3]。
从图1中可以看出死区时间生成于WG_COUNT与WG_COMP或WG_RELOAD匹配之前，或者说发生在输出波形跳变的上升沿之前，而输出跳变的上升沿发生在比较匹配时。
3 PWM控制脉冲的产生及分析
WG_RELOAD、WG_COMP和DEAD_TIME这三个寄存器的值都可以根据控制需要随时改变，其中WG_RELOAD决定载波周期，如果其值保持不变则可以保持开关频率固定。在固定WG_RELOAD和DEAD_TIME而改变WG_COMP大小的情况下，可以实现WG与两路占空比在0-100%范围内可调的PWM互补通断输出，这是波形发生器的常规PWM控制方式。然而，该方式并不适合于半桥和H桥式逆变器的PWM控制。这正是本方案区别于波形发生器常规应用的独到之处。
图1中在WG_RELOAD与WG_COMP一定时，死区时间越大输出的占空比越小，而死区时间占有10位的寄存器有较大的调整范围，因此可以通过控制死区时间来改变占空比。还可以看出如果固定WG_RELAOD，取WG_COMP为WG_RELOAD的一半，便可实现WG与两路脉冲互差180°。
给定以固定的WG_RELOAD便固定了开关频率，始终保持WG_COMP为WG_RELOAD的一半，便保持了波形发生器WG与两路输出的180°移相。当需要改变输出波形的占空比时只需改变死区时间即可，如需要增大占空比便减小死区时间，要减小占空比则增大死区时间。这样便可形成开关频率固定，占空比可在0-50%可调的两路互差180°的PWM控制脉冲，刚好适合于半桥式DC/DC变换器的控制。还可以再产生同样的两路输出脉冲，以适应H桥DC/DC变换器的控制要求。
由于波形发生器的时基为单片机晶振频率的一半，因此开关频率为：
式中：Fxtal为单片机外部晶振频率(MHz)。根据边沿对准PWM波形的生成原理可以得到占空比为：
由于WG_COMP取值保持为WG_RELOAD的一半，改变DEAD_TIME可使占空比D在0-50%范围内可调。
将式(2)进行变换得死区时间：
根据给定的开关频率fc，按式(1)确定WG_RELOAD值，将WG_RELOAD的一半赋给WG_COMP，再根据占空比的要求按式(3)计算死区时间，并随时调用更改死区时间子程序。如图2所示为具体的编程流程。主要程序及分析如下所示。
从上述程序段中可以看出，更改死区时间(即改变占空比)的过程非常简洁方便。
在WG_COMP和WG_RELOAD取定的情况下，开关频率决定于WG_RELOAD也一定，通过式(2)取占空比D对死区时间DEAD_TIME的微分，可考察占空比的分辨率：
例如外部晶振采用16 MHz，取开关频率fc为8 kHz，由式(1)可得WG_RELOAD=1000，由式(4)表明，死区时间寄存器每增加1，即Δ(DEAD_TIME)=1，则占空比减小0.1%，相应地，输出波形的脉宽减小0.125μs。可见本方案的占空比控制具有很高的分辨率，完全能够满足控制的精度要求。
4 实验结果
基于87C196MC死区时间调制的PWM控制方法所研发的阴极防腐保护恒电位仪样机，所采用的开关频率为8 kHz，在占空比为20%时利用TDS3014B数字存储示波器所记录的实验波形如图3、4所示，其中图3为单片机的输出PWM脉冲波形，图4为将单片机输出的两路控制脉冲分别经过驱动电路去控制半桥式逆变器所得输出电压波形。
实验结果表明，采用对87C196MC单片机内置波形发生器死区时间调制的方式，所产生的半桥式DC/DC变换器PWM控制脉冲稳定性好，调节范围很宽，很好地满足了阴极防腐保护装置的要求。
5 结束语
通过实验证明，该方法充分利用了波形发生器的死区时间控制功能，输出稳定，程序设计简便，占空比调整范围宽，有较高的分辨率。使用87C196MC单片机能实现较复杂的数字化控制和信息化管理等较多功能，能够完全替代专用集成PWM控制芯片，且弥补了采用专用控制芯片的不足，对于性能要求较高的专用电源是很好的选择方案。
参考文献
[1]迟善武.阴极保护恒电位仪的技术现状与展望[J].油气储运.2006.25 (8) :53-56.
[2]赵秀菊, 刘江桁.单片微机8XC196原理及应用[M].南京:东南大学出版社, 1994.
[3]孙涵芳.Intel16位单片机[M].北京:北京航空航天大学出版社, 1996.
PWM应用论文 篇10
在交流调速系统中,脉宽调制技术(PWM)得到了广泛的应用,而各种微处理芯片的不断推出使得PWM技术有了更大的发展空间。许多国外学者提出了将逆变器和交流电动机看成一个整体的思想,将逆变器的开关模式和电压矢量及目标磁链联系起来,使电机气隙磁通按圆形移动,从而实现空间矢量PWM控制[1]。本文着重讨论了采用分段式PWM空间矢量控制的性能和进行低速补偿的方法。
2 分段式空间PWM控制
分段式空间矢量PWM控制的核心思想是通过合理选择不同的开关状态(即对应于不同的电压矢量),以保证定子磁通轨迹接近于园。逆变器的八种开关状态,可以用八种对应的电压矢量来表示,矢量的空间位置如图1所示。Vs(Sa,Sb,Sc)由三个开关状态构成,可表示为:
式中α=ej2π/3,Vs为空间电压矢量,Ed为定子感应电势。
根据Vs=RsIs+dφs/dt忽略定子电阻Rs的影响时,就有气隙磁通φs=Vsdt,从而可以由电压矢量来控制磁通的运动轨迹。通过合理选择电压矢量作用的时间和顺序,使磁通轨迹接近于园,从而达到控制转矩的目的。磁通轨迹在一个周期内被分为6个扇区,每个扇区分为N等份,每份时间为Tsa=1/6Nf。在每一个Tsa时间内通过合理安排2个电压矢量作用的时间,以逼近要求的磁通轨迹。
电压矢量Va和Vb的作用时间分别为:
其中:
(n为循环变量),πθ=6/2N。每个周期的矢量发出顺序为:(Ⅰ区)4,6→2,6→2,3→1,3→1,5→4,5(Ⅵ区)。
为了保证任何时刻相邻矢量只有一个桥臂状态发生改变,对每一个60o扇区中的小矢量三角形,均分解为两个子三角形。每一个小矢量三角形的电机矢量应按顺序发出,零矢量的选择以每次只移动一个矢量位为准。这样控制的特点是在相同的目标磁通轨迹下所需的开关数最小,并且减少开关损耗和互锁效应的影响。
3 互锁时间对调速性能的讨论
为了确保逆变器半桥不发生短路,逆变器触发控制时人为地加入一段时差Ta为互锁时延,此外由于开关器件的存储效应造成开关器件关断时也有一段时延Ts,这样就会造成发出的实际作用在电机上的电压矢量产生畸变,这就是所谓的互锁效应[2]。考虑到续流二极管的作用,在不同的负载电流情况下,互锁造成的影响是不同的(如图2所示),但是总可以归结为对指令脉冲增加或减少(Td-Ts)。
分析分段式PWM控制在各个采样周期Tsa=1/(6Nf)中的脉冲波形的具体实现,可以发现在一个周期里各相的高电平脉冲均关于零矢量中心对称,这个特点为进行互锁分析提供了方便。
以V4,V6矢量构成的周期为例,发矢量的顺序为:100(Ta)→110(Tb)→111(To)→110(Tb)→100(Ta)→000(To)
同时以电流方向为ia>0,ib>0,ic<0为例可以得到如图3所示的输出P W M脉冲波形。
如图3所示,各电压矢量的长度变化为:
如果用-1代表减少脉宽(Td-Ts),+1代表增加宽度(TdTs),0表示无影响,则在上述采样周期里对六个输出电压矢量脉宽的调整可以用一个向量来表示(这里称其为互锁矢量):
(0,-1,1,-1,0,1)
归纳研究表明,对于上述的分段PWM空间矢量控制策略,互锁效应可以归纳为以下六种互锁矢量的影响,这六种矢量为:
在某一个采样周期中的互锁矢量是由所处的扇区位置和此时三相电流的符号决定的。如果引入电源符号向量sign(i)=[sign(ia),sign(ib),sign(ic)],则互锁矢量在每一个60o扇区仅是电源符号相量的函数。具体的关系如表1所示。
根据上述讨论,通过对所发电压矢量的宽度进行调整,使得实际输出的脉冲波形和所期望的相同,就可以达到对互锁效应的补偿效果,用软件方式实现对于开环PWM控制更为简便实用,但应当指出,由于电流的方向无法实时检测,具体实现时可以假设电流滞后于电压一个角度来估计电流符号向量,当然这样的补偿具有一定的局限性。同时用软件进行补偿由于对Ts不可能进行准确的实时跟踪,这样的补偿也是不完全的。
4 实验、仿真结果及讨论
实验及仿真曲线如图4~图9所示。以异步电动机在静止α、β坐标系下的派克方程作为电机的仿真数学模型,对互锁时间进行补偿时,电流向量可直接从数值仿真计算中的相电流得到。仿真结果表明,互锁效应在低频和高频时对电机调速的性能有一定的影响。
在低频段,互锁效应主要表现为对力矩和磁通的影响,使得电机定子磁通的幅值有较大的降低,而且磁通圆也呈现较明显的畸变,同时力矩的脉动增加,输出的力矩较小。但低频时对电流波形的正弦度影响较小。在高频段,互锁效应主要体现为对电流波形的影响,但对输出转矩的影响较小。
根据前述空间PWM控制方法和对互锁效应的补偿算法,以常用的单片机为控制CPU实现了开环的空间矢量PWM变频速度控制。实验结果表明对互锁效应的补偿可以较大地提高低速时的输出力矩,同时可以有效地减小高速时的电流谐波,这与仿真计算的结果基本吻合。采用相应的补偿方法后,性能可以有较大的改善。
摘要：对分段式PWM控制技术在变频调速系统中的应用进行了讨论,通过研究逆变器上下桥臂的PWM信号之间的时间差对系统性能的影响,给出了解决的思路,提出了一套实用的补偿算法,仿真实验和实际应用表明该方法在高速和低速下均具有较好的动态和稳态性能。
关键词：分段式PWM,变频,调速
参考文献
[1]李永东,高景德等.异步电机磁通观测模型及位置最优控制系统[J].电工技术学报,1995(5),1-7
PWM应用论文 篇11
【关键词】离线式;PWM开关电源;传导电磁干扰;分析
前言
随着科学技术的巨大进步，社会环境当中的电力电子装置也得到了广泛的普及应用，而这些设备在使用的过程中必然会产生较强的电磁干扰现象，反过来，这些干扰现象又会对设备本身的稳定运行带来不同程度的影响。从以往的研究资料中可以看到，通过研究电力电子装置的电磁干扰源及其特征，有助于改善电力电子装置的电磁兼容性能，从而有效削弱设备开关电源传导电磁现象，保证电力电子设备的稳定运行。
一、针对开关电源传导电磁干扰源及其相关内容的分析
离线式PWM开关电源装置是一种抗噪性较强的装置，它具备一定的经济性与实用性特征，在工程中的应用极为普遍。从总体来看，欲想要研究PWM开关电源传导电磁干扰，则首先要明确开关电源传导电磁干扰源及其在主电路中的作用机理。基于此，构建一种包含有功率半导体器件以及无源元件等内容的高频电路模型，并对该模型进行电磁干扰的模拟分析，从而对其性能做以了解，以便于在实际操作中能够有效避免开关电源传导过程的电磁干扰现象。
（一）离线式PWM开关电源传导电磁干扰源
鉴于实际电力电子装置中半导体器件的开关瞬态性能、电路连线的三维结构以及无源器件的非线性等因素的影响，如若直接对其进行精确的描述则就会遇到较大的阻碍，因此，构建一种包含有功率半导体器件以及无源元件等内容的高频电路模型的方法对实际装置的电磁干扰发射还很难进行准确的预测[1]。
（二）电磁干扰源及其模型特征分析
从专业的角度来看，电力电子装置中的开关器件的非线性是致使其产生电磁干扰的主要根源。鉴于各类型装置中所选用材料较为特殊，往往在实际使用的过程中，可以忽略这一电磁干扰现象，但并不意味着此类型的干扰不会对设备的正常运作产生影响。通过理论分析可知，高频功率开关器件是传导电磁干扰源，通常会在开关瞬间产生电磁干扰[2]。离线式PWM开关电源的传导干扰源以及耦合途径有着直接关联，而且，开关电源在受到典型传导干扰源作用时，则会呈现出干扰耦合通道的状况。由此可以了解到，若想要有效避免离线式PWM开关电源传导电磁干扰，则要从其机理及特征着手来操作。
二、有效避免开关电源传导电磁干扰的措施分析
（一）浅析离线式PWM开关电源传导电磁干扰的特性
经分析，离线式PWM开关电源传导电磁干扰的特性较为突显，即离线式PWM开关电源传导电磁干扰数据可以通过测算模拟环境中的干扰源及其参数来获取，因此，探究避免PWM开关电源传导电磁干扰的有效措施之一便是通过其干扰特性来将其避免。基于离线式PWM开关电源传导电磁干扰的特性，提出了一种测量交流电机传动系统中电磁干扰耦合途径特性的方法，即得出传导干扰耦合通道的特性[3]。
（二）探究避免PWM开关电源传导电磁干扰的合理措施
在建立高频电路仿真模型过程中，在上文中所提到的一种包含有功率半导体器件以及无源元件等内容的高频电路模型的方法，通常需要将各个元器件单独进行建模，而对元器件间实际存在的高频耦合效应未予以考虑，这种简化处理有时会严重影响对电磁干扰的正确理解和分析，同时，也不利于指导设计人员进行技术调试[4]。
因此，探究一种有效避免离线式PWM开关电源传导电磁干扰的可行性措施极为必要。从现实情况来看，开关电源传导电磁环境呈现一种动态的变化趋势，随着因素及条件的变化而发生细微的变化。因此，通过构建模型来探究避免产生电磁干扰的方法有一定的现实意义。从测算数据中可以了解到，开关电源传导电磁干扰的特征较为明显，只有针对其特征变化情况来采取必要的措施来改善，才能对开关电源传导机制的正常操作带来实质性帮助。
三、结束语
综上所述，从以上所分析的情况来看，由于离线式PWM开关电源中高速功率开关器件在应用时能够产生瞬间的电流、电压，则会对电力资源通道中的电流以及电压造成一定的影响。在实际的电网环境中，这种类型的开关电源传导电磁干扰普遍存在。经系统的分析与验证可知，通过将开关电源置于不同的占空比状态，经模拟实验操作过程可以了解到，通过测量开关电源在拟定干扰源时的传导状态，能够进一步明确其传导特征，最后，凭借在模拟实验中所得出的开关电源传递特征，得出阻隔传导干扰的有效方法，为实践操作带来启示。
参考文献
[1]陈治通，李建雄，崔旭升，等.反激式开关电源传导干扰建模仿真分析[J].电源技术，2014，05（05）：955-956.
[2]余凱，廖惜春.反激式开关稳压电源传导干扰研究[J].通信电源技术，2012，02（02）：12-14.
[3]郭攀锋，谭国俊，赵艳萍，等.开关电源传导EMI抑制技术探讨[J].微波学报，2010，01（02）：74-75.
PWM应用论文 篇12
场致发射显示器(Field emission display,FED)是一种主动发光型的全固体化的平板显示器,它与CRT一样,都是用高能电子轰击荧光粉而发光。FED具有自主发光的特性,因此不需背光源,且在低工作电压下就可产生和CRT相近的高亮度。FED显示器不仅体积小、重量轻、亮度高、分辨率高、显示质量好,而且响应速度快,是一种具有光辉前景的新一代平板显示器。FED必将成CRT的最好继承者,且有望在市场竞争中占据重要地位[1,2,3,4]。
灰度对于图像显示和彩色化是一个非常重要的指标。FED驱动电路系统主要由前级采集与控制系统、灰度调制驱动模块和电源等组成。灰度调制驱动模块是整个FED驱动电路系统的核心,目前由于专用芯片的缺少,成为FED的难点所在。灰度调制常见的方法主要有以下几种:幅值调制法、空间灰度调制法、时间灰度调制法[5]。由于时间灰度调制法采用纯数字调制技术来实现图像灰度调制,因此应用广泛。它是利用人眼的视觉暂留特性,可以在时间上将一个显示周期分成若干个时间片断,通过控制显示单元在一个周期中显示的时间片断数来实现灰度级。常用的时间灰度调制法主要有帧灰度调制法、子场灰度调制法、脉冲宽度调制法(Pulse width modulation, PWM)。
1 改进型PWM灰度调制法的研究
各种显示器由于其结构、工作原理不同,实现灰度显示的方案也不尽相同。本文介绍的灰度调制方法适合于大面积显示的丝网印刷制备阴极的场致发射显示,满足它的驱动电压的要求和高质量、高分辨率的要求。
从FED的显示原理可知FED像素单元场发射电流的大小取决于两个因素:一是驱动电压的大小二是供给阴极的电流强度驱动电压的高低直接决定了发射电流的强弱,这是FED的固有特性,是器件的内在因素。理论上讲幅度控制法(Pulse amplitude modulation,PAM)和PWM都适用于FED。但是PAM方法在电路实现上比较复杂,每一路输出都要经过D/A变换,再驱动功率输出级,使得电路成本高。另外,该驱动方式的输出电压与亮度之间的线性度也不好,因此FED的灰度调制主要还是采用PWM方式。目前主要应用美国Supertex公司生产的灰度调制驱动芯片HV632来实现PWM灰度调制[6,7]。其功能是将输入的8位数据直接调制成脉宽表示的灰度信号,即PWM方式,并进行功率放大,它输出的高压脉冲信号送至FED显示屏相应的R、G、B三基色像元引线电极驱动显示。每个显示像素可实现256级灰度。采用HV632芯片作为FED灰度调制驱动芯片,基本上能满足我们研制的FED显示屏的各项参数的需要,但随着分辨率和亮度要求的不断提高,其工作电压低、电流小、集成度不高的缺点也逐渐显现。此外,HV632的驱动管开关速度较慢,不利于更高分辨率图像的显示。
对于高达XGA级典型的场致发射显示器,它的最大扫描脉冲宽度约为21.7 μs(帧频60 Hz,行数为768行),实现256级灰度级性能,灰度脉冲增量就等于21.7 μs除以256,或者说是0.085 μs,这是一个非常短的脉冲。按照一般现有技术方案,第n个灰度级是用一个脉冲来驱动显示器而实现的,该脉冲的宽度等于所述灰度增量乘以n。对于低级数n,所述驱动脉冲的脉冲宽度可能在显示器的RC时间常数范围内。均匀PWM调制的前提是假设像素单元的RC时间常数为零的理想情况,但是实际中场发射像素单元可以等效为一个RC阻容网络,由此每一寻址的阴极单元都具有某一确定的RC时间常数,当用脉冲电压信号驱动阴极像素单元时,就会造成驱动电压的高频成分衰落,在灰度级低端,驱动脉宽短,信号失真尤为明显,这就造成亮度对驱动信号脉冲宽度的响应是非线性的,因此必须考虑到像素的等效RC滤波效应。
1.1 理论模型
三极型的FED的等效电路模型如图1所示[8]。其中,CGC是栅极和阴极间的等效电容,RG是栅极到阴极电流所形成的动态电阻,而IAC表征阳极搜集的电流强度,用来表征发光亮度。Ri为在栅极串入的保护电阻,R0是在阴极串入的取样电阻,RL是负载电阻。其中:
式中,gm为场发射器件的跨导,α为阳级收集电流率。该电路和BJT的等效电路十分类似,在PWM方式下,像素工作在饱和区,其幅频特性决定了器件的最高工作频率,也就是PWM的最小脉冲宽度。
将驱动电路和像素的等效电路串连在一起,同时忽略R0的影响,可以得到VGC的频域特性为:
由式(2)知该电路表现出来的是低通特性,因此,对快速变化的驱动波形,会产生失真,从而对灰度调制的线性度产生影响。还可以看出随着频率的升高VGC迅速衰减,对应PWM的脉冲波形在时域的表现就是上升和下降时间增大。随着脉冲频率的升高VGC将跟不上调制脉冲的变化。这时VGC的波形就严重失真。当VGC的峰峰值衰减到小于阈值电压的时候,FED屏就不会发光。也就是说,对应于该占空比的灰阶就将无法显示。
场致发射器件的像素RC时间常数可以在几百纳秒到几个微秒,例如,对于分别为100 kΩm和20 pF的每像素电阻和每像素电容,它的RC时间常数为2 μs,对于XGA级给定的灰度脉冲增量为85 ns,会有50%以上的灰度级受到脉冲畸变的影响。尽管可以通过优化显示器的结构来降低像素RC时间常数,仍然会在最初的若干灰度级存在灰度失真[9]。
因此可以这样做,提供一个与第一灰度级(n=1)相应的第一驱动脉冲,其脉冲宽度大于该场致发射显示器的像素RC时间常数,该脉冲宽度等于非理想(非零RC时间常数)场致发射显示器和相应的理想(零RC时间常数)场致发射显示器各自的总负荷响应-驱动脉冲宽度曲线之间的脉冲宽度间隔。该宽度间隔是两条曲线之间在相互总体上平等的部分的水平距离,如图2所示。
图中包括一个假想的理想场致发射显示器的灰度和亮度曲线,理想场致发射显示器的像素RC时间常数为零纳秒,还包括一个非理想的场致发射显示器灰度和亮度曲线,以及用均匀PWM方法灰度和亮度曲线。可见采用改进PWM使得FED的亮度响应趋于理想线性。
使用这种改进型的PWM方式能够减少信号在灰度级低端的损失,在大多数灰度级上显著减小亮度误差,还能实现比现有的PWM方法更多的灰度级总数。
1.2 改进型PWM灰度调制法优化设计
由人眼的视觉感应曲线可知,人对光刺激的响应是呈指数变化的,与RC电路的响应具有同样的性质(视觉光强与电容电压类似)。令L为刺激光线的光强,L′为人眼感觉的光强,τ=RC为时间常数,则:
当编码置“1” 的时间段内,人眼的亮度响应如式(4)描述:
式中:L1为人眼的亮度响应;L为光刺激亮度;t为该时间段内的有效光刺激时间。L0为该段指数曲线开始上升时刻已经存在的人眼亮度感觉 (即上一个下降指数段的最后时刻值)。
在编码置“0”的时间段内,人眼的亮度响应如式(5)描述:
式中:t从0开始到下一个编码置“1”的时间段有效时间到来时结束;L1为上一个上升时间段最后时刻的亮度值。
图3(a)、(b)分别为一场图像时间内编码01010000和10100000的二进制分时PWM的人眼感觉亮度曲线图。可以看出二进制分时PWM由于高位所占的时间较长,单位时间亮暗转换次数少,与理想亮度曲线拟合度低。即使256阶灰度显示的最大的亮暗转化速率也仅为每场4次,对应用最多的中间灰度值还会不可避免地造成亮暗转换速率大大下降到每场1次左右。在实际显示应用中当观看者眼球运动时,会带来视觉闪烁、人为色分离、中间色调失真、动态图像不稳定等缺陷。
根据人眼的视觉特性建立最优的PWM模型,进而根据模型的最优解来得出最优PWM算法。提高PWM编码亮暗转换速率与时间分布的均匀性。可实现以下两个优化目标:单位时间亮暗转换次数最大化和亮暗转换频率均匀化。最优PWM实际上就是对“1”亮态和“0”暗态编码的最佳时间分配以及相互位置的均匀化。为了简单化模型,可考虑成当灰度值小于8时实际上是对“1”进行均匀分配,其他位置为“0”; 当大于8时实际上是对“0”进行均匀分配,其他位置为“1”。且第X级灰度分配关系与第15-X级正好相反,故可以只考虑灰度值小于8的情况,就可推出大于8的情况。通过进一步的将模型简单化,只需考虑灰度值小于8的情况,就是在15个位置上分配“1”,使其均匀。由上述数学模型最终建立以下表达式:
式中,X为该PWM的灰度等级,Y为转换次数,Z为转换频率,ui是X级灰度PWM中的第i个闪烁单元的长度(0≤i≤X)。
为了满足单位时间亮暗转换次数最大即要满足:输入为X级灰度时(假设16级灰度),当X小于8级灰度,转换次数为X次(即是其输入灰度值,即处于“1”的状态的数量);当X大于等于8级灰度,转换次数为15-X次(即是15-输入灰度值,即为处于“0”状态的数量)。当亮暗转换次数等于其灰度值时亮暗转换次数取最大值,数学表达式如式(6)所示。根据需要将亮暗转换一次的包含的二进制码定义为一个闪烁单元,例如:在“111010111100000”中“1110”,“10”,“111100000”各为一个闪烁单元。则可推出亮暗分布的均匀化充要条件为:①PWM后每个闪烁单元的长度差不超过1(即ui≤1);②PWM后每个闪烁单元中“1”的个数差不超过1;③ PWM后每个闪烁单元的“0”的个数差不超过1。故约束条件如式(7)与式(8)。根据已得出的亮暗分布均匀化充要条件,只需算出PWM中每个单位的最小闪烁单元长度min(ui)(最大闪烁单元长度max(ui)=min(ui)+1),其闪烁单元数即是灰度值,就可获得最佳的PWM的编码波形。解出上式,可看出该式中的Z等于15除以X之后取整,这样就可获得最优化PWM中最小和最大闪烁单元的长度。
1.3 功能模块设计与实现
根据灰度最优化模型,可以建立最优的灰度算法。该算法的程序流程图,如图4所示。其中灰度算法模块电路组成如图5所示。比较电路判断输入灰度值是否大于8,如果不是则选通运算电路1,否则选通运算电路2。
图6是仿真的波形图,在输入信号为0110(灰度值为6)时,输出信号即通过最优算法的PWM编码为101010100100100,经验证满足最优条件。由于该灰度算法的传输带宽是由LSB(二进制表示法中一个数字的最低数值或权的那一位)所占的时间决定,所以虽然增加了编码的长度但是该算法无需提高带宽,只是增加一个灰度算法单元。
2 结果与分析
图7是均匀PWM调制下的灰度-亮度曲线图,从图中可以看出考虑了显示器的RC时间常数,第一驱动脉冲的宽度大于RC时间常数,在较低灰度等级,脉冲宽度增量是一样的,因为在较低亮度级,眼睛感应是线性的,但是,在较高的灰度级,眼睛对亮度的感应就不是线性的了,因此做了Gama校正,它们的脉冲增量比低灰度级的大。,对于20以下的灰度级,它的不良效应会使亮度降低至少20%,而利用改进型的PWM亮度误差当n>7时小于3%,而当n<7时,亮度误差是无关紧要的,因为在正常的工作条件下,n<7时的亮度值对于人眼来说是不可识别的。
低逸出功印刷型 64 cm彩色FED样机照片如图8所示。从演示效果图来看,我们研制的FED样机演示的视频图像较为清晰细腻,亮度较高,画面质量较为理想。但是还存在一些不足,如色彩不够鲜艳,白平衡效果不好,亮度、对比度还有提升的空间,图像显示的均匀性不够,图像存在干扰等。
3 结 论
本文根据FED显示器响应特性,设计了改进型PWM灰度调制方法,通过确定驱动脉冲顺序,结合人眼的视觉特性设计了最优PWM调制技术,通过调整驱动脉冲增量,实现了单位时间亮暗转换次数最大化和亮暗转换频率均匀化的优化目标。同时通过采用FPGA控制技术实现了改进型PWM灰度调制,减少了FED图像灰阶损失,提高了图像显示质量,为FED显示器灰度调制方法的改进提出了新的思路。
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