定子磁链定向控制（精选4篇）
定子磁链定向控制 篇1
1 引言
过去世界各地使用的风机,大多采用定速恒频风力发电机。定速恒频风力发电机通常采用常见的感应发电机,风速改变时,发电机的转速基本不变,运行在超同步情况下,转子的转差率s是负的,具有结构简单,维护方便等优点。但是,由于其转速恒定,不能跟踪最大风能,发电效率较低。风速改变时,发电机的功率波动也较大。当风速大于额定风速时,将会给风机的传动部分等造成很大的机械应力,可能损坏风机。电网电压发生闪变或者无功功率波动时,对发电机的电能质量也会产生影响。正常运行时,不能改变电压,不利于电压恢复或者电力系统的稳定[1,2,3]。
目前广泛采用的变速恒频风力发电机,可以通过改变桨距角来调节风机的转速,进而调节发电机转子转速。变速恒频风力发电机主要通过绕线式转子上的电力电子器件,调节输出到电网上的有功功率和无功功率,根据风速变化,快速跟踪最大风能,提高发电效率。当电网电压闪变或者电网频率改变时,通过基于定子磁链定向的矢量控制技术对发电机定子输出的有功和无功功率进行解耦控制,调节电能质量。
2 基于定子磁链定向的矢量控制
变速双馈风机风力发电系统的基本结构如图1所示。风力机机轴通过增速齿轮箱连接到绕线式感应电机的转子上。电机定子直接连接到电网上,而转子通过交-直-交变频器连接到电网上。这些电力电子器件仅从电网上吸收约25%~30%的功率来实现对发电机的变速恒频控制。
由于变速恒频双馈感应发电机的电路存在磁路上的耦合,为了实现有功功率和无功功率的解耦,采用了矢量控制,将三相静止坐标系下的定子三相电流进行d-q旋转坐标变换,分解为励磁电流分量和转矩电流分量。类似直流电机的转矩控制,在调速过程中,保持励磁电流分量不变,改变转矩电流分量控制电磁转矩,进行调速。
设d-q轴以同步速度旋转,转子和定子的电压和磁链方程按电动机惯例为
如果将发电机的转子磁链定向在同步坐标系的d轴上,定子的有功功率和无功功率的计算就比较复杂,影响了控制系统的实时处理。为解决这个问题,将发电机的定子磁链定向在d轴上。由于双馈电机定子侧电流频率始终在50 Hz左右,定子电阻的压降远比电机的反电势小,故可以忽略电机定子绕组的电阻,那么,定子电压方程就可以化简为
转矩方程为
定子侧有功功率和无功功率分别为
由式(5)可以看出,双馈发电机定子的有功功率与转子电流的转矩分量成线性关系。由式(6)可以看出,定子的无功功率与转子电流的励磁分量成线性关系。调节转子电流的转矩分量和励磁分量,就可以分别控制定子的有功功率和无功功率,实现有功功率和无功功率的解耦控制[7,8,9]。
有功和无功解耦控制策略如图2所示。
定子磁链即d轴位置的观测是矢量控制中旋转变换的关键。在静止坐标系下,忽略定子电阻后定子电压方程为
由式(7)可以看出,定子电压矢量超前定子磁链矢量90°,由观测到的定子三相电压经过3/2变换,得到静止坐标系下定子电压uα和uβ,然后计算出定子电压矢量给定位置角θ,定子磁链矢量位置为θ1= θ - 90°,这样就可以得出坐标系d轴的位置。
3 仿真研究
3.1 风速数学模型
由于风能具有随机性和间歇性,通常将风速分解为基本风 4个分量[10,11,12]。
基本风风速模型如下:
式中:A,K分别为Weibull分布的尺度和形状参数;Γ(·)为伽马函数。
基本风随时间t变化很小[13,14],可以设定其为常数。
阵风风速模型如下:
式中:vWG为阵风风速,m/s;T1G为阵风启动时间,s;TG为阵风周期,s;vmaxG为阵风最大值,m/s;t为时间。
渐变风风速模型如下:
式中:vWR为渐变风风速,m/s;vWRmax 为渐变风风速的最大值,m/s;T1R为渐变风启动时间,s;T2R为渐变风终止时间,s;TR为渐变风保持时间,s。
随机风渐变风风速模型如下:
式中:vWN为随机风风速,m/s;ωi为各个频率段的频率,ωi=(i -1/2)·△ω,△ω为随机分量的离散间距;φi为0~2π之间均匀分布的随机变量;KN为地表粗糙系数;F为扰动范围,m2;μ为相对高度的平均风速,m/s;N为频谱取样点数。
综合上述4种风速成份,风力机上的风速可由4者来合成:
3.2仿真参数设置
双馈风力发电系统的仿真参数设置如下:发电机的额定功率1 500 k W,额定电压U=0.575 k V,额定频率f =50 Hz,定子电阻Rs和定子漏感L1s分别为0.023(标幺值)和0.18(标幺值);转子电阻Rr和转子漏感L1r分别为0.016(标幺值)和0.16(标幺值);激磁电感LM为2.9(标幺值),双馈电机的极对数为3,转动惯量 风力机的风轮半径R=2.4 m,齿轮传动比N=8,直流母线电压初始值为800 V,开关周期Ts=0.000 2 s,仿真时间8 s。平均风速为8.5 m/s时,最佳叶尖速比
3.3 仿真结果及分析
图3反映了风速的变化。基本风速为7.5 m/s;阵风从0 s开始,8 s结束,最大值为1 m/s;渐变风从0 s开始,4 s结束,最大值为1 m/s,保持时间为4 s。图4和图5分别为定、转子三相电流仿真结果。
图6为有功功率和无功功率的控制结果。从图6可以看出,经过短暂的调节过程之后,定子有功功率和无功功率很快就实现了解耦控制[15,16]。随着发电机转速的变化,定子有功功率虽然发生了改变,但能快速跟踪转速的变化,动态响应很快,而无功功率基本稳定,维持在0附近。这说明定子有功功率和无功功率实现了各自的独立调节。
图7为直流母线电压的仿真结果。随着风速波动,直流母线电压很快从初始电压800 V达到给定电压参考值1 150 V。
4 结论
本文分析了风力机最大跟踪的控制方法,建立了包括基本风、渐变风、阵风、随机风等在内的真实情况下的风速仿真模型,探讨了双馈风力发电机有功和无功的独立解耦控制策略。
由于传统的PID控制是针对一个特定固定频率的线性化模型,而变速恒频双馈的风力发电系统是非线性的,时变不确定的,难以建立精确的数学模型,因此,后续仍需对双馈风力发电系统中并网控制和变桨距控制中的PID控制器作进一步的改进。
定子磁链定向控制 篇2
风能是一种洁净的可再生能源,自20世纪80年代以来,风力发电是新能源中技术最成熟、最具规模开发条件和商业化发展前景的发电方式之一[1]。目前风力发电机主要分为:双馈发电机和永磁同步发电机。双馈异步风力发电机在结构上和绕线异步电机类似,因其定子、转子都可以馈入或馈出能量,“双馈”的定义由此而来。
双馈电机定子绕组直接接入中压电网,无网侧变压器;转子绕组为低压,易于和电力电子器件相匹配。双馈调速时,转子电路的功率为滑差功率,由于风机和泵所需的调速范围小,一般为-30%~+30%,这样电力电子装置的功率仅为电机功率的30%或15%,所以转子侧变频器的容量大大小于电动机容量,降低了调速系统成本,且调速效率更高,双馈电机不仅在亚同步、同步、超同步调速范围内具有良好的调速性能,而且能够调节电网的有功和无功功率,改善电网性能,所以双馈调速具有广阔的发展前途[2]。
为了提高变速恒频双馈异步风力发电机系统的运行可靠性,本文以DSP(TMS320LF2812)为平台搭建了定子磁链定向双馈调速系统仿真模型,并对前馈解耦的有效性,调速性能和定子侧功率因数调节进行了仿真研究,验证了双馈电机调速的优越性。
1 双馈电机主电路拓扑结构
双馈风力发电用双PWM变换器是一个其交直流侧可控的四象限运行的变流装置,其主电路见图1。
双PWM变换器由两个三相电压型PWM变换器组成,采用直流链连接,滤波电容C用于稳定直流母线电压。转子侧变换器向双馈感应电机的转子绕组馈入所需的励磁电流,完成其矢量控制任务,实现最大风能捕获和定子无功功率的调节。网侧变换器在实现能量双向流动的同时,控制着直流母线电压的稳定,以及对网侧的功率因数进行调节[2]。
2 双馈电机的数学模型
实际电机被等效为图2所示的三相双馈电机的定转子三相坐标下的物理模型。图2中,定子三相绕组轴线A、B、C在空间是固定的,故定义为三相静止坐标系。设A轴为参考坐标轴,定子磁场的旋转速度为ω1,转子以ω角速度旋转,转子绕组轴线为a、b、c随转子旋转,a轴和定子A轴间的电角度为θr,称为空间角位移变量。规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。
三相定子绕组及三相转子绕组折算到定子侧的电压平衡方程为:
式中uA、uB、uC、ua、ub、uc为定子和转子相电压的瞬时值;iA、iB、iC、ia、ib、ic为定子和转子相电流的瞬时值;ψA、ψB、ψC、ψa、ψb、ψc为各相绕组的全磁链;Rs、Rr为定子和转子绕组电阻;p为微分算子。
按照前面的正方向规定:定子侧、转子侧正方向按电动机惯例,正值电流产生正值磁链。利用坐标变换,可以得到同步坐标系下双馈电机数学模型。为方便起见,下文中电压、电流、磁链、电阻、电感、有功功率、无功功率和电磁转矩分别用u、i、ψ、R、L、P、Q、Te表示,用下标s、r、d、q分别表示定子量、转子量和dq轴分量。坐标系示意图如图3所示[3]。
电压方程由三相坐标系上的6维电压方程变成为两相坐标系上的4维电压方程:
磁链方程:
式中,为同步dq坐标系下等效定转子绕组间互感;为同步dq坐标系下等效定子每相绕组自感;为同步dq坐标系下等效转子每相绕组自感[4]。
3 双馈电机矢量控制系统设计
3.1 定子磁链定向前馈解耦控制
本文采用定子磁链矢量ψs作为定向矢量,并按照通常矢量控制的惯例,即把dq坐标轴系的d轴与定子磁链矢量ψs重合,q轴超前d轴90°。
按照通常矢量控制惯例,d轴与定子磁链ψs的方向重合。这样,定子磁链在dq轴上的分量分别为ψsd=ψs,ψsq=0,ψsd=0,ψsq=Us。参考坐标系如图4所示。
在图4中,因为忽略了定子绕组电阻Rs,此时的定子电压简化为:
由于电网能量无穷大,可以认为稳态时定子磁链大小恒定为ψs=Us/ω1,此时定子磁链ψs正比于定子电压Us。
定子磁链方程可简化为:
由式(2)可以得出定子电流与转子电流之间的关系为:
因此,定子功率表达式也可以进一步简化:
同时,电磁转矩公式可以简化为:
由式(4)和(5)可以看出,对双馈电机有功功率和无功功率的解耦控制,就是要求实现对转子电流q、d轴分量irq和ird的独立解耦控制[5,6]。
3.2 定子磁链观测器
本文采用忽略定子电阻的电压模型的方法。具体的算法原理框图如图5所示。因为定子绕组直接和电网相连,那么定子电阻上压降和电网电压相比而言很小可以忽略,在稳态条件下,定子磁链矢量的大小恒定为ψs=Us/ω1,且落后定子电压矢量π/2。定子三相电压经3/2变换后,可以得到静止两相坐标系中的电压分量,再经K/P变换可以得到定子电压幅值和相角,该相角减去π/2即为定子磁链矢量的相角,该幅值除以电网角频率即为定子磁链的幅值[7]。
参照图5电压模型法观测定子磁链,建立了定子磁链观测的仿真模型[8],如图6所示。
4 仿真及实验结果
根据本文的分析,搭建了网侧PWM变换器基于定子电压矢量定向的矢量控制系统仿真模型。三相输入为对称正弦电压,相电压幅值Ug=260 V,输入侧等值电阻R=0.1Ω,电感L=7 m H,直流侧电容C=2 200μF,负载电阻R=100Ω,直流电压给定Vdc=600 V。
图7和图8为无功电流给定i*gq=0,而负载电阻在t=1.2 s时由80Ω突变到40Ω,即负载突变时的仿真波形,图8中交流测a相电流幅值为实际值的10倍。负载突变前后无功功率保持不变而有功功率突增,且交流侧a相电压、电流之间的相位没有变化,只是电流幅值变大。图9和图10为负载恒定,而无功电流给定i*gq在t=1.2 s由i*gq=0 A突增到i*gq=10 A时的仿真波形。
本文在理论基础上做了相关试验,测量网侧和转子侧电流波形选用了LEM公司的电流霍尔传感器。可看出网侧电流波形是50 Hz正弦波,转子侧电流频率慢于网侧电流频率。双馈电机的矢量控制的可行性和优越性得到了验证。
5 结语
对双馈调速系统的主电路拓扑结构、定向矢量选择、磁链观测器结构和原理、前馈解耦控制等方面进行了研究,搭建定子磁链定向双馈调速系统仿真模型,并对前馈解耦的有效性、调速性能和定子侧功率因数调节进行了仿真研究。在深入分析网侧变换器数学模型的基础上,分析如何通过采用前馈控制策略实现有功与无功的解耦控制,并根据变换器输入、输出功率平衡关系分析减小直流侧储能滤波电容容量、抑制直流母线电压波动的负载电流前馈控制策略,提出利用转子侧变换器的dq轴电压给定值代替实际值进行负载电流估算的间接检测方案。
摘要：分析了双馈电机速度调节和功率因数调节的基本原理,从主电路拓扑结构、定向矢量选择、磁链观测器结构和原理、前馈解耦控制等方面对双馈调速系统进行了研究,搭建了定子磁链定向双馈调速系统仿真模型,验证了双馈电机调速的优越性。在基于DSP(TMS320LF2812)的实验平台上,初步完成有速度传感器定子磁场定向矢量控制实验,证明了矢量控制的可行性与优越性。
关键词：双馈电机,定子磁链矢量控制,矢量控制,数字信号处理器
参考文献
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定子磁链定向控制 篇3
对于电力拖动系统, 其动态、静态性能取决于系统对电机电磁转矩的实时控制能力。异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统[1], 电磁转矩更是耦合性强, 对其控制亦十分复杂。矢量控制则通过测量异步电动机定子电流, 根据磁场定向原理, 将电流分解为产生磁场的电流分量 (励磁电流) 和产生转矩的电流分量 (转矩电流) 分别加以控制, 并同时控制两分量间的幅值和相位, 电磁转矩与转矩电流有近似的线性关系, 达到控制异步电动机转矩的目的, 实现高性能调速。
2 控制结构分析
异步电机的电磁转矩表达式:
其中, np为电机极对数;Lm为定转子之间互感;Lr为转子电感;id为定子电流在转子磁链方向上的分量;Ψr为转子磁链。由式 (1) 可见, np、Lm、Lr是与电机相关的常数, 当保证Ψr为定值时, Te与id有线性关系, 称之为转矩电流分量。
矢量控制系统有多种结构, 带转矩内环磁链闭环的矢量控制系统结构如图1所示[2], 该系统由三个闭环结构组成, 外环控制转速, 内环为转子磁链和电磁转矩, 直接对二者同时实现控制。通过转速反馈信号与转速给定相比较的偏差经过转速调节器ASR, 输出转矩指令信号Te*;转速调节器的输出转矩指令信号Te*与实际电磁转矩Te相比较的偏差通过转矩调节器A-TR, 运算出转矩电流分量id*;转子磁链给定是一函数发生器, 由转速给定作为输入, 得出转子磁链给定信号Ψr*, 经磁链调节器APR运算出励磁电流分量iq*。转子磁链函数发生器根据电机的调速范围和转速给定信号, 在恒转矩范围内恒磁通, 转子磁链保持额定, 在恒功率范围内削弱磁场, 转子磁链随转速指令的增大而减小。
转子磁链反馈信号包含了转子磁链的大小和位置, 转子磁链的观测模型主要有二种[3]:
(1) 在两相静止坐标系的模型。定子电压和电流由传感器测得后, 经过3s/2s变换, 根据异步电机在两相静止坐标系下的数学模型, 计算转子磁链的大小和相位。
(2) 按转子磁场定向两相旋转坐标系下的模型。三相定子电流ia、ib、ic经3s/2r按转子磁链定向, 得到id、iq, 利用矢量控制方程式
可以获得Ψr和转差ωs, 由ωs与实测转速ω相加得到定子频率信号ω, 再经积分即为转子磁链的相位角, 即同步旋转变换的旋转相位角。
id*、iq*经过2r/3s为ia*、ib*、ic*后, 利用电流滞环调制得到逆变器开关信号。
3 仿真模型
依据以上的分析, 利用Matlab/Simulink工具箱[4], 搭建按照转子磁链定向的矢量控制调速系统的模型如图2:
系统主电路由恒定直流电源、三相桥式逆变器、异步电机模型构成, 控制部分包括外环转速环, 内环转矩环和磁链环, 最后生成触发脉冲加至逆变器六个开关器件。
电机中模型, 从Machines Measurement Demux端口引出转子磁链dq分量、定子三相电流ia、ib、ic, 电磁转矩Te作为反馈信号。三个调节器采用PI形式, 内部结构如图3所示。
得到的id*、iq*以及零轴电流i0*=0变换到定子三相坐标系上, 得到定子电流给定信号ia*、ib*、ic*。
Current Regulator模块利用自定义封装, 实现滞环调节, 其内部结构如图4, 使用时只需指定滞环环宽, 滞环宽度的大小影响开关器件的开关频率, 环宽越小, 开关频率越高, 且电流控制精度越高, 反之亦然。
4 仿真结果与分析
仿真采用固定步长的ode3仿真算法, 为保证精度, 限制最大步长取1e-5。
电机空载启动, 启动过程充分利用电机的过载能力, 以最大加速度加速, 启动时间只需0.1s, 快速性好, 如图5, 其中虚线为转速给定, 实线为实际转速。
启动进入稳态后, 在1.5s时刻加75%额定负载, 转速稍微有降落, 但是能跟随给定值, 系统呈现良好的抗扰性。在2s时刻进行减速20%, 减速过程的快速性良好。在3s时刻加速10%, 转速也能良好的跟随给定值。整个调速过程中的电磁转矩指令值如图6、图7为其响应, 可以看出, 系统对电磁转矩的控制是有效的。
图8和图9给出整个调速过程中励磁电分量和转矩电流分量的响应曲线。由图见, 励磁电流分量在整个调速过程中没有发改变, 保证了电机内部磁场在稳态、暂态发挥最大的效率, 而转矩电流分量在加载、加速速过程中都随着指令信号改变而改变, 从而态的控制电机电磁转矩, 对应的三相坐标系的电流波形放大图如图11~12, 可以看出, 过速过程平滑, 基本无冲击。
5 结论
矢量控制是一种优良的控制策略, 带转内环磁链闭环矢量结构, 得益于直接对转矩磁链同时进行反馈控制, 能够获得转速良好转速控制效果, 其系统性能优异。
利用Matlab/Simulink提供的电机、电力子器件、电源、控制模型, 很容易建立矢量控制系统的仿真模型, 全面地展示矢量控制技术的特点, 其强大的数据、图形分析功能, 能直观的观测各个变量的动态响应。
参考文献
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定子磁链定向控制 篇4
关键词：虚拟电网磁链,矢量控制,磁链初值,PWM整流器
0 引言
PWM整流技术在电力系统中的应用越来越广泛, 其分为电压型和电流型, 目前广泛应用的是电压型PWM整流器, 主要采用电压定向矢量控制方式, 该方式需要检测电网电压、输入电流和直流母线电压, 需要多种传感器, 众多信号的采集处理使控制复杂, 成本偏高。直流母线电压传感器用于稳定直流母线电压, 交流电流传感器为电流闭环提供反馈信号, 进行过流保护。电网电压传感器采集电网电压提供同步旋转坐标变换所需要的角度信号。如果能够用电流传感器获得相应的角度信息, 那么就能省去电网电压传感器, 这也是虚拟磁链技术提出的出发点。
无电网电压传感器控制, 如果控制得当, 可以去除电网电压波动以及谐波的影响, 虚拟电网磁链信号对于测量干扰有良好的抑制作用, 所以基于虚拟电网磁链定向的PWM整流器矢量控制具有相当大的实用价值。
1 虚拟磁链定向的矢量控制
1.1 虚拟磁链的定向及VFOC
基于虚拟磁链定向的矢量控制 (VFOC) 是在基于电网电压定向的矢量控制 (VOC) 基础上发展出来的。电网电压有谐波干扰时, 就会直接影响电网电压基波适量相位角检测, 影响适量定向的精准度和控制性能, 还有可能造成系统震荡。虚拟磁链可以将VSR交流侧 (滤波环节和电网) 等效成一个交流发电机, 三相电网电压矢量经过积分所得的矢量就是虚拟电动机的气隙磁链。由于积分的低通性, 可有效抑制电网电压谐波对磁链的影响, 确保适量定向的精准度。其控制思想如图1。
由直流母线电压Vdc跟功率变换器开关函数可以得到交流侧输出电压的α、β分量, 并由此可以算出三相电网电压的α、β分量, 对电压进行积分可以得到虚拟电网磁链, 经过变换便可得到控制系统进行角度变换所需要的角度信息cosθ、sinθ, 其系统控制结构如图2。
图中利用两相电流和开关管桥臂开关信号估计出虚拟磁链的α、β分量, 进而得到θ角的正余弦曲线, 以此进行坐标变换, 获得无电网电压传感器虚拟磁链定向的同步旋转坐标系, 已完成系统的空间矢量控制 (SVPWM) 为整流器提供脉冲信号, 控制开关管的开通与关断。
1.2 虚拟磁链定向时积分漂移的克服
当利用电网电压积分进行虚拟磁链定向时, 存在积分漂移问题, 主要体现在以下两个方面:
(1) 当通过A-D转换对电网电压进行采样时, 由于采样电路中点电压的漂移, 通常会导致采样结果中伴随着微小的直流分量, 当这个直流分量控制在误差允许范围内时, 对系统实时控制的影响可以忽略。然而, 为实现虚拟磁链定向, 则必须对电网电压进行积分, 这样直流分量误差会随着运行时间的增加而越来越大, 最终严重影响系统的定向准确度。
(2) 由于电网电压是一个正弦信号, 而对正弦信号进行积分时, 其积分结果会出现一个和积分初值相关的直流分量, 同样也会造成定向误差, 如式 (1) 。
为了克服以上两个问题, 常采用低通滤波器 (LPF) , 由于消除了积分运算, 因而初始时刻引起的直流分量的积分效应被抑制。
采用LPF环节后可以消除饱和现象, 但直流分量依然存在, 只是被降到了原有的1/ωc, 若想彻底消除, 将LPF输出再经过高通滤波器 (HPF) 进行补偿, 其传递函数如式 (3)
2启动实现与分析
2.1采用零矢量发生的方法
如果采用微分环节求取电网角度时, 对电流信号采用低通滤波器, 其角度线性度不好。波形如下。其中左图上边波形为电网锁相角度;左图下边波形为计算观测的角度;右图则分别为d轴和q轴电流。在截止频率fz=1000Hz, T=0.0001情况下, 发现电流存在直流偏移, 且角度在过零基本一致。
截止频率fz=100Hz, T=0.0001情况下, 电网锁相角度、计算观测的角度、d轴和q轴电流如图4所示:
2.2 利用锁相原理的方法
如果利用锁相原理, 通过电流采样, 计算d、q轴磁通, 并使q轴磁通控制为零的情况下, 波形如下。其中左图上边为电网锁相角度;左图下边为计算观测的角度;右图分别为d轴和q轴电流。
从图中可以看到电网实际相位与虚拟磁链估计出的相位一致, 可以满足要求。
3 试验验证
本次试验平台为200k W/660V低压变频器, 电感为1.875m H。采用虚拟磁链定向PWM整流控制和带电网电压传感器的电压定向PWM整流控制两种方案进行试验, 并将试验结果对比, 结果如下:
从图中可以看出, 虚拟磁链定向PWM整流控制可以达到带电压传感器的PWM整流器的效果。
4 结束语
三相电压型PWM整流器的主电路与三相交流电机的主电路有很大的相似性, 可以采用类似于交流电机磁场定向矢量控制的方法对PWM整流器进行无电网电压传感器控制, 这样可以省去PWM整流器电网电压定向所必须的交流电压传感器, 从而降低了PWM整流器的成本。准确观测虚拟电网磁链是PWM整流器无电压传感器控制的关键。本文提出了虚拟磁链初值估计的改进型方法, 并进行了实验验证。结果表明, 本文所提出的方法比传统不带虚拟磁链初值计算的方法准确度要高, PWM整流器启动过程中, 电流冲击较小, 有良好的动态和稳态性能, 具有很好的应用前景。
参考文献
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