高频电流检测仪

2024-10-13

高频电流检测仪（共7篇）

高频电流检测仪篇1

0 引言

上世纪九十年代末,电除尘行业开始研究开发基于高频开关技术的新型电源,这是一种与电网频率无关的高频开关式一体化电源,设备工作频率为几十k Hz,它能给电除尘器提供接近纯直流到脉动幅度很大的各种电压波形,在应用中可针对各种特定的工况,选择最合适的电压波形,从而提高除尘效率。由于高频电源可以有效提高除尘效率并大幅节能,高频电源技术得到迅猛发展,设备容量由前些年的32 KW快速提升到目前的120 KW,并继续向更大容量发展。

因电除尘器负载的工况特殊性,为达到尽可能高的除尘效率,设备常常运行于闪烙状态,为适应频繁出现的闪烙、短路现象,高频电源通常采用串联谐振拓扑结构的变换器。采用该拓扑结构的变换器具有恒流特性,可以有效抑制除尘器电场火花的电流冲击,适应负载的大范围变化[1]。对于串联谐振全桥变换器,当开关频率fs小于二分之一的谐振频率fr时,变换器为电流断续工作方式,开关管为零电流开通,零电流/零电压关断;反并二极管为自然开通和关断[2,3]。为降低开关损耗防止功率器件过压损坏,保证零电流关断,需要对谐振电流进行过零检测,利用过零信号关断触发脉冲。因此精确的过零检测是保证零电流关断的关键所在,过零检测信号的设计就成了关键的一个环节。

1 电除尘高频电源及串联谐振变换器工作原理

高频电源原理如图1所示,三相交流电源经断路器、接触器、整流器整流输出直流电源,经全桥串联谐振电路(含局域并联谐振电路)逆变为高频交流,最后整流输出直流负高压。变换器实现直流到高频交流的转换,高频变压器/高频整流器实现升压整流输出,为ESP提供供电电源。

由于电除尘器可以等效为阻容性负载,因此其主回路等效原理如图2所示。由于采用串联谐振拓扑结构,功率器件的开通损耗与关断损耗极小,器件的关断冲击小,减少了电磁干扰,在输出侧短路时有较好的限流能力,其恒流特性有明显的火花抑制作用,火花击穿的临界电压显著提高。

其主回路工作电流为[3]

其工作过程简单描述如下

t0-t1时,Q1、Q4导通,电流经Q1、Lr、Cr、T1、Q4向电容Cr充电,在t1时,电容电压达到最大值,充电电流为零,触发信号可关断Q1及Q4,从t1开始,电容电压经Q4、T1、Cr、Lr、Q1放电,形成正弦电流的负半波,在负半波结束后,因Q1、Q4未能再次打开,回路电流为零;从t3开始,Q2、Q3导通,电容Cr被反向充电,工作过程与前述相同。由上可知,开关管为零电流开通,零电流/零电压关断,因开关管在Q1～Q4导通和关断时电流为零,故称为零电流谐振开关,为保证关断时电流为零,必须对谐振电流过零点进行精确检测设计,过零检测设计包括电流传感器的设计及过零检测信号处理两部分。

2 电流传感器的设计

2.1 方案比较

2.1.1 霍耳磁平衡式传感器,霍耳传感器采用了单或双霍耳元件并工作在零磁通状态,测量范围宽,可测量各种电流,如直流、交流、脉冲电流等,测量精度及线性度好,电流上升率快,响应速度快,响应时间小于1μs;

2.1.2 电流互感器,采用铁氧体或非晶、超微晶等今属材料作为铁芯的电流互感器可用于较高频率电流的采样,针对特定频率电流的采样,采用较高磁导率的铁芯材料可减小比差与相位差,可保证精确测量;

2.1.3 以泰克电流探头放大器(AM503 CURRENT PROBE AM-PLIFIER)作参照标准,比较了自制高频电流互感器、霍尼韦尔霍耳磁平衡式传感器CSNK591及国产电流传感器CSB4V-600V的采样。图3中1->为国产电流传感器CSB4V-600V的采样波形,2->为泰克电流探头放大器采样波形,明显可以看出国产电流传感器波形受到干扰,图4中1->为触发脉冲波形,2->为霍尼韦尔霍耳磁平衡式传感器CSNK591的采样波形,波形饱满与泰克电流探头放大器采样一致,但价格较为昂贵,体积较大,采购周期较长。图5中1->为过零检测信号,2->为自制高频电流互感器采样波形,自制电流互感器在测量精度、响应时间及抗干扰方面有较大优势,且其造价低廉。

2.2 自制高频电流互感器的设计

2.2.1 先简单分析一下电流互感器的误差

电流互感器的误差计算公式为

式中I2—二次电流(有效值);Z2—二次回路总阻抗;Lc—铁芯平均磁路长;f—电源频率;μ—铁芯材料的磁导率;N2n—二次绕组匝数;I1N1n—一次绕组安匝数;α—二次阻抗角;θ—铁芯损耗角。

根据误差计算公式,我们可以看出比差ε和相位差δ与铁芯材料的磁导率μ成反比关系,铁芯材料的磁导率μ越高,比差和相差就越小。同时应看到f越高,比差与相位差越小。

2.2.2 各种磁性材料的物理性能和价格比较如表1所示[4]

由于铁氧体和非晶合金具有中高的磁导率和低的铁损,作为高频互感器具有较高的性能优势,但非晶及超微晶铁芯受振动、受挤压后磁性变化较为严重,一般需将其装在一个有一定刚性的骨架中,铁芯与骨架间要加缓冲层,线匝绕在骨架的外侧,总之,其加工复杂且价格较贵,为此选用锰锌铁氧体PC30材料。

2.2.3

考虑到谐振电流峰值480 A,有效值约105 A,谐振频率为37 k Hz,电流互感器二次电流峰值0.8 A,取样电阻采用无感电阻9Ω,我们把互感器的信号作为过零检测用,主要考核其相位差和抗干扰能力。采用较低的磁通密度以减小励磁电流,同时为减小漏磁通,二次绕组应具有一定的匝数且均匀分布,设计参数为:铁氧体材料PC30,φ100/φ45/δ20,初级一匝,次级600 T,用φ0.51 mm的漆包线,二次取样电阻9Ω。

3 过零检测信号处理

3.1 过零检测信号回路原理如图6所示

由于电除尘高频电源有纯直流连续供电和间歇供电的要求,因此IGBT的驱动电路不采用现成的集成触发器,而采用特殊设计的触发脉冲形成电路,确保IGBT器件的驱动与保护,防止误触发、误关断等。回路中所用运放、比较器、触发器、光藕等用高速器件,二极管采用快速恢复二极管,采用绝对值线性整流电路以保证过零点的精确。

3.2 抗干扰措施如下

3.2.1 电流互感器应让主回路导线垂直穿过,采样电阻宜为无感电阻,尽量缩短电流互感器输出线,互感器输出线应与谐振主回路垂直布置,采用屏蔽双绞线。

3.2.2 过零信号检测部分采用单独电源供电,避免多路输出电源分布电容和耦合电感的影响,线路设计共模电感抑制共模信号干扰,采样电阻并联一个小电容平滑抑制电流尖峰。

3.2.3 过零信号检测电路与谐振主电路采取电磁屏蔽手段,信号元件合理布局,减小信号回路的面积。

3.3 测试波形

过零检测信号如图5中1->所示,信号清晰无干扰,利用前一个过零信号延迟整形生成IGBT触发脉冲,触发脉冲波形如图4中1->所示,触发脉冲满足零电流关断要求。

4 结束语

(1)电除尘高频电源采用串联谐振拓扑结构,变换器为电流断续工作方式,应用零电流谐振开关,过零检测很重要,若由于干扰而太早关断,将导致IGBT硬关断,IGBT的C、E极将出现过电压而可能导致IGBT损坏,导致设备严重损毁。

(2)上述过零检测与信号处理经实践运行是可靠稳定的,特别是自制电流互感器在测量精度、响应时间及抗干扰方面有优势,体积小,安装便捷,既节约成本又提高了可靠性。该电流互感器磁芯四象限工作,检测的负载电流范围宽,与主电路隔离,使用方便灵活。若直接用于直流检测,会导致偏磁,需在电流互感器副边加一个退磁电路,那将可用于母线脉冲电流的检测。

参考文献

[1]陈颖,郭俊,毛春华,等.电除尘器高频电源的提效节能应用[J].中国环保产业,2010(12):28-31.

[2]李爱文,张承慧.现代逆变技术及其应用[M].北京.科学出版社,2000:115-117.

[3]阮新波,严仰光.直流开关电源的软开关技术[M].北京.科学出版社,2000:66-70.

[4]赵修科.实用电源技术手册磁性元器件分册[M].沈阳.辽宁科学技术出版社,2002:52-63.

高频电流检测仪篇2

精密整流电路在交流信号测量和模拟信号处理系统中得到广泛应用。通常在进行电路设计时需要对电路的电压或电流信号进行采样,很多时候采样电路得到的信号为数值较小的交流信号,故需将采样得到的小信号进行精密整流,转换成单向脉动直流信号,从而确定电路的各种电信号参数,保证电路的可靠性和稳定性[1]。在信号处理系统中,弱信号的采集、调节和测量作为系统重要组成部分,主要采用精密整流电路实现,它们被广泛应用在各种不同测量仪器如交流电压表、线性函数发生器、射频解调器、峰值检测器等非线性模拟信号处理电路[2]。

常用精密整流电路主要由运算放大器和二极管组成,该类电路最明显的缺点在于信号翻转过程中,当输入信号过零时,因运算放大器固有的带宽增益积以及转换速率的限制使得整流输出信号产生失真[3]。随着电流模技术的发展,由于其比传统电压模式电路具有带宽和动态范围宽、精度高、速度快等优点[4],在精密线性整流方面得到广泛应用[5]。文献[6⁃8]提出采用运算放大器对电流传输器功能进行精密整流,虽然整流精度提高了,但是由于运算放大器带宽增益限制使得电路工作频率依然较低。文献[9⁃13]提出采用晶体管实现电流镜,场效应管实现电流传输器的功能进行精密整流,电路工作频率较高,但是结构复杂,而且对器件参数匹配要求高,实际应用中较难达到。基于此,本文提出一种基于第二代电流传输器(the Second Generation Current Conveyor,CCⅡ)的精密整流电路,采用电流运算放大器实现CCⅡ模型,输入信号通过CCⅡ转换使电路工作在电流模式,完全克服二极管正向压降,同时采用直流电源补偿二极管导通压降并消除输出偏置。该电路结构简单,整流精度高且频率特性好,仿真结果表明能实现幅值10 m V,频率10 MHz的高频信号精密整流。

1 传统电压模精密整流原理

图1是一种经典的精密全波整流电路,由运算放大器和二极管共同组成[14]。

电路中各电阻满足R1=R2=R5=R6=2R4的匹配关系。当Ui>0时,输出电压Uo=Ui;当Ui<0时,输出电压Uo=-Ui;所以输出Uo=|Ui|。

该电路具有精密全波整流功能,二极管处于运算放大器负反馈回路,由于深度负反馈作用,其正向导通压降以及非线性所带来的误差被有效克服[15]。但是进一步分析发现,该电路对较高频率小信号整流不适用。如图2所示,当输入信号幅度较小时,整流输出信号在过零附近存在失真,而且随着输入信号频率增大,失真越来越明显,当信号频率达到5 k Hz时,输出信号严重畸变,即使采用单位带宽增益大的运算放大器,这种情况依然没有改善。

由仿真结果可以看出,整流输出波形在输入信号极性由负向正变化的过渡时间内失真最严重,即二极管D2由截止到导通的过程。由于二极管在状态转换过程中存在开启效应,需要开启时间对结电容充电使其电压上升达到导通状态[16]。输入信号频率很低时,其开启时间可忽略,整流输出失真度低,当输入信号频率较高时,开启时间不能忽略;同时在二极管由截止向导通过渡期间,运算放大器必须在无限小d V dt信号条件下实现状态转换[2],然而实际运算放大器转换速率不可能满足前面的条件,所以集成运放UA在信号过零附近工作在开环状态而不能保持线性工作模式,输出Uo1产生较强的干扰信号,使整流输出Uo在这段时间内产生失真。可见集成运放的放大作用和深度负反馈只能在一定程度减小二极管带来的误差并不能完全消除,所以考虑采用电流模有源器件的电流传输特性以及直流电源的补偿作用消除二极管导通的影响[17]。

2 改进型电流模精密整流原理

2.1 CCⅡ电流传输器特性

电流传输器概念于1968年首次提出,其综合实现的电流模式电路在带宽、线性度和动态范围方面比电压模式电路具有更大优越性[18]。第二代电流传输器CCⅡ的符号如图3所示,其端口特性可用矩阵方程表示为:

理想的电流传输器Y端口电流为0,X端口电压跟随Y端口(即X端输入电阻Rx=0),Z端口电流跟随X端口电流。X端电流可加电流源直接输入,也可在Y端加电压源间接转换输入,最后在Z端都能接收到全部电流。对于正型电流传输器CCⅡ+有Iz=+Ix;对于负型电流传输器CCⅡ-有Iz=-Ix。

比较典型的集成电流传输器产品是采用互补型双极性工艺的AD844芯片,单位增益缓冲器、电流镜及电流模等新技术的应用使之具有速度快、精度高的电流传输特性[19],并且具有良好的增益频率特性,其带宽增益积可达107量级[20]。

2.2 负型第二代电流传输器实现电路

根据CCⅡ+和CCⅡ-的电流电压关系可得到由两个CCⅡ+实现的CCⅡ-电路[19],那么基于AD844芯片实现的CCⅡ-电路如图4所示。当U1正端口输入正电压时,负端口电流流出,输出端口电流流出,从而U2输出端口电流流入,反之亦然,从而实现负型电流传输。

由AD844实现的CCⅡ-电路频率特性好,精度高,输入信号频率上升到10 MHz时,输出信号依然没有产生失真。

2.3 AD844实现电流模精密整流电路

基于AD844实现电流传输器功能的精密整流电路如图5所示,采用4个AD844可构成两个负型电流传输器,两个直流电压源分别补偿二极管D1和D2的导通电压,使它们保持在临界导通状态,避免了二极管状态转换可能造成的信号滞后或波形失真。直流电流源Io用于消除输入信号零点处输出偏置。电阻Ro将输出端电流还原成电压,调节其阻值可实现整流电路增益调节。

欲使电路工作在高频模式下,D1和D2选择开关二极管1N4148,当电压达到V1=530 m V时开始导通,V2=670 m V后二极管进入线性工作状态,其斜率是导通电阻RD的倒数。要使二极管达到临界导通状态,补偿电压VD应满足V1≤VD<V2。直流电流源Io通过电流传输器U2,U1和U4,U3分别流经D2和D1,直流电流源Io=2ID满足关系0<Io≤2.2 m A。

当输入信号Vi=0时,直流电流源Io分别通过U2,U1和U4,U3流经二极管D2和D1,那么V1-=VD,I3-=Io,Io=0,Vo=0;当输入信号Vi>0时,外加信号电流通过D1,VD补偿D1,则有:

那么:

输出电压:

当输入信号Vi<0时,外加信号电流通过D2,VD补偿D2,则有:

那么:

输出电压:

所以无论输入正信号或负信号都有输出电压,电路实现负向全波整流功能。若输出端电阻Ro采用电位器,增大Ro可对输入弱信号进行放大输出,从而实现整流电路增益调节。

2.4 仿真结果

采用Multisim仿真软件对电路正确性加以验证,并得出电路工作频率特性。直流电压源取0.6 V,二极管D1和D2处于临界导通状态,当输入信号为零时,二极管D1,D2通过电流,U1,U3的负端口电流流出,U2,U4的输出端口电流流入,,由二极管1N4148直流特性曲线可得当VD取0.6 V时,ID=0.5 m A,那么Io=1 m A。当Vi=0时,通过仿真得到直流电流源Io与输出电流的关系如图6所示,可以看出Io=0时,输出端偏置电流为-1 m A,Io=1 m A时,输出偏置为零,随着Io增大,由于二极管端电压不变故其电流保持恒定,输出端电流增加。

提出的精密整流电路直流传输特性仿真如图7所示,可以看到该电路能精确整流幅值为0~160 m V的输入信号,且信号过零附近不存在失真现象。由于输入电阻在二极管导通过程中会随其发生变化,故输出与理想Vo=-k|Vi|存在偏差;当输入信号幅值增大,二极管工作在线性状态时,其导通电阻不变,系数k随之固定。当输入信号峰值低至10 m V时,欲得到单位增益输出信号Ro=523Ω,其不同频率仿真输出波形如图8所示,从仿真结果看出提出的精密整流电路对于频率高达10 MHz的弱信号也能实现精密整流。

3 结语

高频电流检测仪篇3

高频电流传感器 (High Frequency Current Transform er, HFCT) 应用于电缆局部放电在线监测, 可以及时预警电缆绝缘隐患[1]。设计的高频电流传感器目标带宽为100k Hz~30MHz, 灵敏度尽可能大。

1高频电流传感器原理

高频电流传感器是基于电磁感应定律的Rogowski (简称罗氏) 线圈实现对电流的测量。自积分式传感器频率响应很高, 适合测量纳秒级脉冲电流信号[2]。高频电流传感器结构见图1。Mn Zn铁氧体做HFCT磁芯具有高磁导率、频率带宽高等优点。铁氧体初始相对磁导率为2100, 内径为55mm, 外半径为85mm, 高度为12.5mm, 适合工作频率为1MHz~10MHz。

图2等效电路图高频电流传感器等效电路见图2。i1、i2分别为原边检测电流和传感器线圈中感应电流, M为线圈与置于线圈中间的载流导体之间的互感, LS、RS、CS分别为线圈的自感、内阻和杂散电容, RL为积分电阻。线圈中的感应电动势可由下式确定: (1) 按照等效电路列出电压和电流方程: (2) (3) 零初始条件下系统传递函数为: (4) 正弦稳态信号作用下幅频特性为: (5) LS远大于RLRSCS, 按3d B带宽计算传感器下限频率和上限频率: (6) (7) N为副边匝数, S为磁芯截面积, l0、l1分别为气隙和磁芯的等效磁路长度, μ0、μ1分别为气隙和磁芯相对磁导率。铁氧体磁阻[6]Rm1=l1/μ1S, 气隙磁阻Rm0=l0/μ0S, 传感器自感、互感为: (8) (9) 杂散电容的集中参数按下列公式计算: (10) 式中:ε—绝缘层的介电常数。传感器灵敏度为: (11) 由以上分析可知, 传感器灵敏度主要由线圈匝数和积分电阻RL决定。传感器要获得较大的带宽, fh应尽量大, f1尽量小。即提高自感, 减小积分电阻, 但会降低传感器的灵敏度。气隙的存在使磁阻增大, 传感器自感、互感降低, 导致传感器下限频率上升。2高频电流传感器参数选择用控制变量法比较线圈匝数、积分电阻、气隙对传感器特性的影响。2.1匝数比较了5匝、10匝和18匝线圈绕制的传感器的幅频特性, 积分电阻为50Ω, 控制气隙大小为一张塑料纸厚度 (约为0.08mm) 。图3为三种不同匝数的传感器幅频特性。图3不同匝数的传感器的幅频特性下限频率随线圈匝数增多而降低。10匝时下限频率低于100k Hz, 上限截止频率高于30MHz。满足工程要求, 灵敏度达到了13d B, 有利于提取电缆局部放电信号。2.2积分电阻图4不同积分电阻下传感器的幅频特性u

比较25Ω、50Ω、100Ω积分电阻下传感器的幅频特性 (见图4) , 线圈均为10匝, 气隙均为纸气隙。

选择50Ω积分电阻能获得较宽的带宽和高的灵敏度, 另外50Ω电阻与局放检测系统用电缆阻抗匹配, 能较好地传输检测信号。

2.3气隙

气隙的存在会大大降低磁芯内部磁场强度。

其中:H、H′分别为无气隙和有气隙时磁芯内部等效磁场强度。

由公式 (12) 知, 气隙大小仅为1mm时, 磁芯内磁场强度为原来的0.32倍。气隙大小仅对自感、互感产生影响, 不影响自阻、杂散电容的大小。因此气隙的大小仅对传感器下限频率产生较大影响。表1为传感器部分参数计算值。

实验对比了不同气隙下的传感器的幅频特性 (见图5) 。匝数均为10匝, 积分电阻为50Ω, 开口磁芯只保留一处间隙, 气隙大小分为一张塑料纸间隙、1mm间隙和2mm间隙。。

实验结果表明, 气隙提高了高频电流传感器下限频率。在1MHz频率以上, 气隙对传感器灵敏度影响较小。为降低高频电流传感器下限频率, 需严格控制气隙的长度。

公式 (10) 计算得杂散电容约为40p F, 公式未考虑线圈回线对杂散电容的影响, 另外线圈分布不均也使得实际杂散电容值偏大。根据公式 (7) 上限频率约为79MHz。

3滤波电容抑制低频干扰

高频电流传感器安装在电力电缆终端接头的接地线上, 现场电磁干扰大。积分电阻前串接高通滤波电容能有效屏蔽10k Hz以下电磁干扰。NI Multisim仿真分析了滤波电容对传感器特性的影响, 见图6。

滤波电容能有效抑制低频增益, 抑制作用随电容值增大而降低, 但电容值过小会提高传感器下限频率。选择82n F滤波电容, 通带频率为50k Hz~79MHz, 最大灵敏度13.9dB。

最终制作的高频电流传感器幅频特性见图7。通带频率为50kHz~50MHz, 灵敏度为13dB (5V/A) 。

4结语

本文分析了开口式高频电流传感器等效电路和参数的计算, 分析了线圈匝数、积分电阻的选择, 以及气隙长度, 滤波电容对传感器特性的影响, 对磁芯开口的高频电流传感器的制作具有指导意义。

参考文献

[1]雷志鹏, 宋建成, 孙晓斐, 等.矿用高压电缆局部放电测量传感器的研究及应用[J].煤炭学报, 2013, 38 (12) :2265-2271.

高频电流检测仪篇4

以周期间歇性供电代替直流加工模式下的连续供电, 使工件发生周期断续的溶解是脉冲电流电解加工的基本原理[1]。当电解加工采用高频窄脉冲电源时, 阳极工件发生频率较高的断续的溶解反应, 加工间隙中的物理化学特性、电场中的电流密度和流场在脉宽间隔区域的恢复改良了电流效率的曲线特性, 加工间隙缩小, 阳极的集中蚀除能力增强, 因此加工精度、表面质量和加工效率得以提升[2]。对高频微秒级脉冲电解加工进行原理探究, 对优化加工过程中的工艺参数及其在精密加工中的应用具有非常重要的意义。

电解加工的数值模拟一直是国内外研究的热点问题[3,4]。早期的仿真研究模拟的基本是电场和流场两个独立的场, 而实际上电解加工呈现出典型的多物理场耦合作用, 在这种情况下如果仅仅进行单物理场的分析计算 (或称为计算仿真) , 不能反映实际加工过程中电场与流场之间的相互作用, 显然得不到与现实情况相近或完全相符的仿真结果。

1 理论背景

电解加工是一项复杂的电化学加工过程, 其中涉及到电场、流场、温度场、化学反应以及结构场之间的交互作用, 为了能够清晰地看出耦合关系, 用有向图表达, 如图1所示, 场与场之间的耦合作用用有向线段来表示, 箭头从源场指向作用场。

1.1 电解加工间隙中的电场特性

假设电解液满足各向同性, 则电场的电位分布应符合拉普拉斯方程;在电解加工过程中, 阳极溶解质量和通过电解池的电量符合法拉第定律。根据欧姆定律, 可用如下的数学方程组来表示电解加工间隙中的电位分布:

式 (1) ~式 (3) 中:ф为电场中各点电位, 通常ф=ф (x, y, z) ;U为阳极表面电位值;n为阳极表面各处的法向坐标;θ为阴极进给速度与阳极被加工表面法向间的夹角;η为电流效率;η0表示θ=0°处的电流效率;i为电流密度, 一般认为, 沿极间间隙中阳极表面的同一法线上各点的i值相同, 可写作i=i (θ) ;i0表示θ=0°处阳极表面法向上的电流密度;κ为电解液的电导率。

1.2 电解加工过程中的间隙流场分析

在电解加工过程中, 阴极析出氢气, 阳极溶解产生电解产物。故在加工间隙中应是气、液、固三相流, 由于电解产物所占的体积比很小, 对电解液电导率和密度的影响亦很小, 因此常将加工间隙中流场近似看作是气液两相流。

为使研究问题得到简化并不失其本质, 可做出如下假设:

1) 两相均匀流型假设。气泡在电解液中均匀分布, 电解液不能压缩, 气相状态变化服从理想气体状态方程;相间无质量变换, 沿流动方向的每一横截面上各相参数分布均匀[5]。

2) 热平衡状态假设。由于电解液流程较小, 忽略电解液的温度变化和温差造成的能量耗散, 假设电解液与两极间的热交换处于热平衡状态, 电解液温度保持恒定。

根据质量守恒定律、动量定理和能量方程, 可得电解加工间隙模型的基本方程组为

以上方程组中:△为电解加工间隙;β为气泡率;u为电解液流速;p为电解加工间隙中的压力;Rg为氢气的气体状态常数;T为电解液温度;ηg为析氢的电流效率;kg为析氢质量电化当量;x为电解液的流程;ρ1为电解液密度;τ为黏性剪切力;UR为加工间隙方向上电解液的欧姆压降;n为考虑气泡率β对电导率影响的指数, 一般从1.5~2中选取, 通常可取1.5。参数下标“0”为间隙进口处参数, 未加下标为流程x横截面上的参数。

1.3 电解加工中流场、电场的耦合关系分析

流场诸多参数中对电解加工的成形规律起主要影响的是电导率, 而电解加工过程中电导率的变化主要受气泡率和电解液温度的影响。气泡是在电场存在的前提下发生电极化学反应生成的。本文研究的脉冲电解加工耦合关系是流场与电场之间的, 电导率作为耦合变量。为简化问题, 忽略温度对电导率的影响, 设定电解液温度为25℃, 则

1.4氢气浓度与电导率的关系公式推导

由式 (5) 可知, 氢气成分的增加会使电导率变小。通过电场模拟分析可得到氢气的浓度, 需要用数值求解的方法计算一定物质的量浓度时氢气的体积分数。假设加工过程中加工间隙的压强大小为P, 则根据理想气体状态方程

式中:V为气体的体积, n为气体物质的量, T为一定环境下的温度, R为气体常数。

2 建模和仿真

2.1 耦合场仿真策略分析

本文选用COMSOL Multiphysics进行电解加工叶片的耦合场仿真。由于所分析的内容涉及电解加工的电场、流场、化学反应和化学反应生成物的传递, 应选择流体模块、电化学模块和化学物质传递模块[6]。

电解加工是一个阳极不断溶解、阴极不断析出氢气的瞬时过程, 本文分析的电解加工是在高频微秒级脉冲电压的情况下进行的, 故应选择瞬态求解。由于电解液在进入加工间隙时有一定的入口压力, 给了流场一个一定的初始速度场和压力场, 为求得这个初始速度场和压力场, 要先进行流场的稳态求解。

2.2 叶片分析模型的建立

叶片采用侧流式叶片双面加工, 同时附加背压, 图2为电解加工叶片的二维示意图, 具有一定压力的电解液从左侧进液口进入加工间隙, 整个加工间隙充满高速流动的电解液。工具阴极外形轮廓、阴极进出液口、工件加工型面和加工间隙构成电解加工中间隙流场区域。

为简化问题, 本文中采用Auto CAD建立了加工间隙区域的二维几何模型, 工件和阴极分别以工件轮廓和阴极外形轮廓表示。所建流场二维模型如图3所示。

叶片模型导入后进行适当的几何模型修复处理并划分网格, 如图4所示。

采用10 k Hz脉冲电源频率 (其方波峰值电压为15 V, 占空比为0.5) 进行电解加工过程模拟。

3 模拟仿真结果对比与分析

为了对比直流电解加工与高频微秒级脉冲电解加工两种情况下加工过程的不同, 本文首先进行了直流电解加工叶片的仿真分析。其他加工参数不变, 电压设为恒定15V。

按式 (9) 计算出相应的气泡率和电导率, 并继续进行下去, 最终得到t=0.01 s时电解液的电导率。以同样的方法得到脉冲电解加工叶片t=0.01 s时电解液的电导率。对数据进行相应的整理后, 分别得到如图9、图10所示的脉冲电解加工和直流电解加工的氢气浓度、气泡率、电导率的变化趋势图。

通过对比图9和图10, 可以看出在脉冲电解加工中每个周期的后半个周期, 加工间隙中的气泡率增加幅度比前半个周期小;相应地, 电导率的降幅也较前半个周期小, 这是脉冲电流的脉冲效应所引起的。在脉间时间段内, 加工间隙的流场得以恢复, 部分气泡被电解液从加工间隙的出液口带离。而在直流电解加工中, 阴阳极电势差恒定, 阴极不断析出氢气, 故在所研究的时间段内, 氢气浓度持续上升, 电导率持续减小。在表面质量方面, 一般情况下是表面质量随i的增大而改善。在加工精度方面, 电流密度i的影响是:一定的加工电压和电导率条件下, i越高, 加工间隙△越小, 越有利于提高加工精度。电导率不仅影响电流密度参数, 还与电解加工的平衡间隙息息相关, 而平衡间隙也会对加工精度造成影响。

4 结语

本文综合考虑流场和电场之间的耦合作用, 推导出与生成氢气浓度有关的电导率公式。通过建立电解加工叶片加工间隙区域的二维几何模型, 进行了高频窄脉冲电解加工和直流电解加工叶片的多场耦合数值模拟, 对比结果表明, 脉冲电解加工能够有效削弱由于流场中气泡率的影响造成的电导率变小, 有利于维持稳定的电解液电导率和较高的电流密度, 从而得到更高的表面质量和加工精度。

摘要：与传统直流电解加工相比, 高频窄脉冲电流电解加工在复制精度、重复精度、表面质量、加工效率、加工过程的稳定性等方面均有显著提高, 特别适用于要求高精度和高表面质量的具有复杂几何轮廓零件的精密加工。文中在建立叶片电解加工区域二维模型的基础上, 分别进行了直流电解加工和高频窄脉冲电流电解加工的电场与流场的耦合数值模拟, 对比结果验证了高频窄脉冲电流电解加工较传统直流电解加工的优越性。

关键词：高频窄脉冲,耦合场,数值模拟,电导率

参考文献

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[5]王建业, 徐家文.电解加工原理及应用[M].北京:国防工业出版社, 2001.

高频电流检测仪篇5

安钢炼铁厂3#烧结机高频电源2012年5月投运, 由于电流极限值设定得不合理, 机头电场二次电压普遍偏低、二次电流偏大, 机尾电场二次电压偏低、火化率偏高, 需要岗位工实时监控二次电压和二次电流的变化, 对二次电流极限值进行调节, 工作量增大, 调节效果不好, 造成电能的严重浪费, 设备的损坏率偏大。针对这种情况, 公司研制了一套电除尘器高频电源极限电流闭环控制专家管理系统 (简称电除尘器专家管理系统) , 经过反复调试, 2013年3月正式投运, 在运行过程中不断进行完善, 目前运行效果良好。

1 系统开发的原因

1.1 电场动态运行要求

电除尘电场在运行中, 每个电场二次电压不仅随着进入电除尘内部灰尘的温度、湿度、浓度的变化而变化, 而且还随着阳极板上的积灰厚度、阴极线的放电能力、极板的振打周期变化而变化。因此, 需要通过调节每个电场的电流极限给定值, 始终让每个电场二次电压运行在最高状态, 同时根据电场负载的变化自动调节电流极限值, 保证电除尘器良好的收尘效果和节能效果。

1.2 操作方面的要求

3#烧结机高频电源投产初期, 电流极限值依靠操作人员以往的经验进行调节, 随意性强, 没有一个有效可行的调节标准。操作人员必须懂得电除尘专业理论知识, 有丰富的实际操作经验, 责任心强, 才能胜任岗位。实际上目前的操作人员的能力以及人员配置无法满足要求, 高频电源的良好性能未能得到充分的发挥。

1.3 节能的要求

电场电流极限值长期不变或设定不合理, 不但造成电除尘收尘效率不高, 而且造成电能严重浪费。

2 系统开发理论依据

以往电场运行时, 二次电压、二次电流和电流极限值给定值处于开环控制。如果让计算机或PLC设备定时检测每个电场二次电压、二次电流值, 通过一套专门的控制系统, 根据每个电场二次电压、二次电流实际运行值, 实现闭环控制, 可以动态、自动调节每个电场电流极限值的大小, 让每个电场运行无火花率或少火花率, 处于最高二次电压状态, 获得最佳收尘和节能效果。

3 原控制系统及运行效果

3.1 控制方案

3#烧结机电除尘器高频电源原系统控制由上位机监控系统、高频电源两部分组成, 上位机监控系统为人机界面和通信数据交换中心, 控制对象为高频电源的电流极限值 (由操作员手动输入) 。系统结构如图1所示。

3.2 运行效果及分析

实际运行时, 如果电场电流极限值一直不变, 会出现以下3种情况 (如图2所示) :

(1) 电流极限值大于动态最大电流极限值, 火花率偏大, 电场承受的二次电压较低, 如A段曲线。

(2) 电流极限值等于动态最大电流极限值, 火花率接近零, 电场承受的二次电压上升, 如B段曲线。

(3) 电流极限值小于动态最大电流极限值, 电场承受的二次电压继续上升, 如C、D段曲线。

根据运行情况, 电流极限值调节方式为:

(1) A段曲线:火花放电频繁, 电场处于不稳定状态, 收尘效果不好, 为了提高收尘效果, 适当降低电流极限值, 增加电场运行的稳定性。

(2) B段曲线:电场随着承受的二次电压上升, 处于少火花的稳定状态, 电流极限值不用调整。

(3) C、D段曲线:电场承受的二次电压继续升高, 处于无火花状态, 虽然运行状态稳定, 但为了提高收尘效果, 可以适当提高电流极限值, 让电场运行在少火花率状态。

4 电除尘器专家管理系统研制方案

电除尘器专家管理系统由上位机监控系统、下位机PLC控制系统、高频电源3部分组成。上位机监控系统为人机界面和通信数据交换中心。下位机PLC控制系统为新系统核心部分, 主要根据上位机监控系统提供的数据完成控制系统的自动调节, 输出调节后的电流极限值, 对高频电源进行控制。控制对象为高频电源的电流极限值。系统结构如图3所示。

注:虚线部分为开发的电除尘器专家管理系统。

5 电除尘器专家管理系统开发的对象及任务

开发的对象为上位机监控系统和下位机PLC控制系统。

5.1 上位机监控系统

上位机监控画面采用Vijeo Citect工控软件制作, 主要完成以下任务:实现电除尘器专家管理系统和操作人员之间人机交流, 完成参数设定;通过上位机监控系统实现高频电源设定参数、运行数据和下位机PLC控制程序之间的数据交换。

5.2 下位机PLC控制系统

下位机采用M340系列PLC, 采用以太网通信, 主要完成以下任务:通过上位机监控系统采集高频电源设定参数、运行数据;读取上位机监控系统和操作人员之间的人机交流参数;根据高频电源设定参数、运行数据和人机交流参数, 采用PLC结构化语言ST编程, 完成电除尘器专家管理系统功能, 实现对每个电场电流极限值的自动调节。

5.3 电除尘器专家管理系统的核心控制部分

电除尘器专家管理系统的核心部分由电流自动调节和电压自动调节组成。

5.3.1 电流自动调节

系统根据火花率的变化, 通过PLC自动调节电流极限值改变电场运行状态, 让电场自动工作在少火花率状态。调节过程分为:

(1) 电流极限值下降阶段:当火花率大于零时, 二次电流值变化频繁, 二次电流值小于或等于电流极限值, 电场处于火花放电状态, 说明给定的电流极限值偏大, 适当降低电流极限值, 让火花率约等于零, 二次电流值约等于电流极限值, 让电场处于稳定状态。

(2) 电流极限值上升阶段:当火花率等于零时, 二次电流值稳定, 二次电流值约等于电流极限值, 电场处于稳定状态, 说明给定的电流极限值偏小, 适当增加电流极限值, 让火花率大于或等于零, 二次电流值小于或等于电流极限值, 提高除尘效率。火花率等于零时, 为提高除尘效果, 进入电流极限值上升阶段, 电流极限值继续增加, 直至状态不稳定后, 再次进入电流极限值下降阶段。当电场处于不稳定状态, 火花率大于零时, 为降低能耗, 进入电流极限值下降阶段, 减少电流极限值, 直至火花率等于0, 再次进入电流极限值上升阶段。

5.3.2 电压自动调节

PLC自动调节电流极限值, 改变电场运行状态, 让电场自动工作在设定的二次工作电压范围。调节过程分为:

(1) 二次电压下降阶段:在火花率等于零的情况下, 二次电压上升, 造成电场运行二次电压大于二次电压上限, 由于要求电场运行二次电压小于二次电压的上限, 此时可以适当减少电流极限值, 让电场运行在规定的二次电压极限的上限值附近。

(2) 二次电压上升阶段:在火花率等于零的情况下, 电场负荷的变化, 造成电场运行二次电压小于二次电压极限的上限, 电场运行二次电压有提高的空间, 可以适当增加电流极限值, 让电场运行二次电压进一步提高, 运行在规定的二次电压极限的上限值附近。电场施加的二次电压越高, 电场的收尘效果越好, 除尘效率越高。通过调节二次电流极限值控制电场二次电压值, 让电场运行在规定的二次电压极限的上限附近, 可以有效防止电场出现开路报警或过高的二次电压造成电场击穿的现象。

6 电除尘器专家管理系统运行效果

电除尘器专家管理系统运行效果 (如图4所示) :

(1) A段曲线:电流极限值降低, 处于少火花状态, 电场由不稳定变成稳定状态, 和以前相比, 收尘效果提高, 电能消耗降低。

(2) B段曲线:电流极限值不变, 处于少火花状态, 电场稳定, 和以前相比, 收尘效果不变。

(3) C、D段曲线:电流极限值提高, 处于少火花状态, 电场稳定, 和以前相比, 收尘效果更高。

7 电除尘器专家管理系统的作用及意义

(1) 操作人员不用考虑烧结工艺的不稳定性影响电除尘器的收尘效果。系统对操作人员的技术要求降低, 根本不用操作, 劳动强度大大降低。

(2) 提高一、二电场的稳定运行, 后面三、四电场的稳定也进一步提高, 提高电除尘器每个电场的收尘效果。

(3) 提高高频电源运行的稳定性, 对高频电源的发热量有一定的控制作用, 尤其在高火花率情况下, 有效降低高频电源运行二次电流, 使其发热量大幅度降低, 减少控制柜内电器元件的损坏, 大大降低高频电源的维修量。

摘要：以3#烧结机电除尘器高频电源在烧结生产工序的应用为例, 介绍高频电源极限电流闭环控制专家管理系统控制方案的理论基础和自动调节方法。

关键词：高频电源,极限电流值,专家管理系统

参考文献

高频电流检测仪篇6

对电力系统高压输电线路进行精确的故障定位是保证系统安全稳定运行的有效途径。现代行波定位技术通过对故障发生后输电线路出现的电流行波进行采样综合分析, 确定故障行波波头到达线路上测量点的准确时刻, 来实现精确的故障定位。在这个过程中, 能否对故障行波进行精确测量就成为应用行波进行故障定位的关键。然而, 受到线路阻抗、故障点电压和故障类型等原因影响, 故障电流幅值变化很大, 这对行波定位装置的信号采集方式提出了新的要求。

传统的单通道信号采集方式, 不能很好地兼顾实际中出现的各种故障电流幅值的情况。在故障电流幅值较大的情况下, 可能存在A/D采样饱和而导致丢失重要故障信息;而在故障电流幅值较小的情况下, 采样后的信息却可能不清晰。为了解决传统单通道信号采集方式的缺陷, 本电路在现有方案上加以改进和创新, 提出了一种新型的行波电流信号采集电路。

1 装置基本原理

本文提出的输电线路故障监测的多通道高频行波电流信号采集电路由电流传感器、信号取样、多通道数据选择开关、A/D转换器、数据缓冲模块和控制模块组成。电流传感器选用Rogowski线圈电子式电流互感器构成, 其输出到一个信号取样电路上。信号取样电路将电流传感器采集到的信号分为8路不同幅值的信号输出到多通道数据选择开关CD4051。多通道数据选择开关分时选择其中一路信号输到A/D转换器ADS5422, A/D转换得到的数字信号通过一个数据存储模块进行缓冲, 最后输入到主控制器MSP430。用CPLD来对多通道数据选择开关、A/D转换器、存储缓冲模块和主控制器进行数据采集各部分的时序协调。

1.1 罗氏线圈模块

用一个Rogowski线圈电子式电流互感器采集输电线路的电流信号, 线圈采用不带铁芯的空心线圈, 可避免过大的故障行波电流造成铁芯饱和从而引起数据失真, 为了方便绕制线圈, 采用柔性非磁性材料作为骨架, 并将骨架做成两个半环形结果, 以方便安装。

1.2 信号取样单元

电流传感器的输出接到一个信号取样电流, 取样电路由8个不同阻值的电阻串联组成, 电阻值从下到上依次为R0、2R0、4R0、…、64R0、128R0。取样电路有8个输出端, 将一路信号分为8路信号输出。线圈电阻远小于R0, 当电流传感器的输出电压为U时, 8个输出端自下到上输出电压依次为。电压取样电路配合电流传感器将输电线路行波信号按不同变比进行多路采集, 选择合理的线圈匝数, 使得线路中流过最大预测电流时, 取样电路的最小输出电压不超过A/D转换模块输入电压, 这样可以保证不会因为A/D输入饱和造成采集到的信号全部失真。

1.3 多通道数据选择开关及A/D转换

本系统采用了CD4051作为多通道数据选择开关, 选择ADS5422作为A/D转换模块。

取样电路的的8路行波模拟信号接到一个8通道数据选择开关, 开关分时将8路信号输出到后面的A/D转换模块, 每一路信号采集到一个数据点完成A/D转换后循环到下一路信号。多通道数据开关高速切换, 保证多路信号是近似同时采集。由于A/D转换器的转换频率和主控制器MSP430的时钟频率不一致, 不方便直接进行数据传输, A/D转换后的数字信号通过一个FIFO存储器来进行数据缓冲。

1.4 数据缓存单元

数据缓存单元由两块IDT72V2113构成。为了协调A/D转换器、FIFO存储器和主控制器的字长, 同时增加存储容量, 对FIFO进行字长扩展。

在图2中, 两块IDT72V2113通过字长扩展来增加存储容量, 同时方便与A/D转换器和主存储器实现数据位的匹配。IDT72V2113字长扩展连接方式为:将两块芯片的读使能端口REN、读时钟端口RCLK、写使能端口WEN、写时钟端口WCLK分别连在一起, 两块芯片空标志信号PAE通过或门连在一起, ADS5442的低8位连到IDT72V2113 (1) 的输入端口, ADS5442的高6位连到IDT72V2113 (2) 的输入端口, IDT72V2113 (1) 的输出端口和IDT72V2113 (2) 的输出端口中的低6位分别连到主控制器MSP430的P1.0-P1.7和P2.0-P2.5引脚。

1.5 主控制器

主控制器选用的是MSP430。FIFO存储器的数据输到主控制器中进行数据处理, 然后存储或是进行转发。数据采集电路采集到的8路数据实质上是同一信号经过不同变比得到的8组不同幅值的信号, 最终在8组数据只选取精度最高且未失真数据的一组信号数据作为有效数据。8路同时采集到的行波数据中, 幅值小的数据精度低。由于A/D转换器的输入电压必须满足固定范围, 幅值高的数据可能存在饱和失真, 因此有效数据的选取标准为信号最大幅值小于A/D转换器的最大输入值。在这个前提下选取幅值最大的那一路信号, 并根据变比将数据进行还原。Rogowski线圈采集到的实际是输电线路的电压信号, 最终通过主控制器中软件积分的方式完成由电压到电流的转换。软件积分的方式可以使得信号采集电路的设计进一步简化, 并且积分方式灵活。

1.6 CPLD单元

由于A/D转换器采样频率、FIFO存储器和主控制器MSP430的时钟频率各不相同, 最后通过CPLD来协调各个模块的时序。

2 装置实测

采用被认可的测量系统和试品对同一次8/20us雷电冲击电流进行幅值和波形的测量, 比较相对误差。

8/20us雷电冲击电流峰值及波形测试结果:被认可的测量系统与本文研制装置测量波形数据见表1;各项指标测量误差均小于5%。

3 结语

本文介绍的高压输电线路故障监测的多通道高频行波电流信号采集电路采用8个不同阻值的采样电阻, 通过多通道选择开关循环采样, 并利用FIFO存储器实现数据的缓冲和临时存储。装置同时满足信号采集精度高和抗饱和能力强的要求, 经测试各项指标测量误差小于5%, 是一种性能优异的行波电流采集方式。

参考文献

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空调机组电流检测仪的研制篇7

1 电流检测仪的组成和工作原理

空调机组电流检测仪由36个电流变送器、5个模数转换模块、一体化计算机、打印机、标准电流变送器、电流发生调节器、稳压电源、电气控制电路等组成。所有元器件组装在可移动的金属电气箱内, 其外形尺寸为650 mm×500 mm×850 mm, 整个设备操作简易方便。

空调机组电流检测仪采集压缩机、通风机、冷凝风机、空气预热器等三相电流值, 送入电流变送器, 经过模数转换模块汇集后通过RS485通讯进入计算机, 计算机进行计算、整理, 将检测结果传送显示屏、存储、打印输出, 输出数值就是相应电器元件的三相电流值。电流检测仪工作原理如图1所示。

2 电流检测仪配置设计

2. 1 主要技术指标

交流电流变送器量程为20 A, 精度为1% ; 供电电源: ( 220±10) V, ( 50±1) Hz; 消耗功率为450 W ( MAX) ; 环境温度为0 ~ 50℃, 相对湿度小于75%RH; 重量为40 kg; 外形尺寸为600 mm×900 mm×500 mm。

2. 2 硬件配置设计

以硬座车KLD29GD空调机组试验为例, 1台空调机组有6个电器元件需要测量三相电流值, 硬座车有2台空调机组与电气综合控制柜作地面配套试验, 则共有12个电器元件 ( 36路电流) 需要测量。因硬座车空调机组地面试验测量电流路数最多, 所以此电流检测仪能同时满足其他车型空调机组试验电流测量的使用要求。

2. 2. 1 电流变送器选型设计

按照空调机组相关技术参数, 所有电器元件全部采用AC380 V供电, 电器元件的最大额定电流为18 A, 最小额定电流为0. 98 A, 其中, 压缩机、空气预热器电流值较大, 冷凝风机、通风机电流值相对较小。根据空调机组各电器元件试验技术要求, 6台电器元件 ( 测量电流支路18路) 需用到20 A量程电流变送器, 另6台电器元件 ( 测量电流支路18路) 需用到5 A量程电流变送器, 为了便于管理, 电流变送器量程一律选择20 A。电流传感器选用穿孔形式, 对于较小电流测量, 采用多匝穿孔方法, 满足量程需要。电流值较大的支路穿孔1匝, 电流值较小的支路穿孔4匝。因此电流检测仪设有36个CHY- 20AF / A1交流电流变送器 ( 见图2 ) , 输入AC20A, 输出DC4 mA ~ 20 m A , 用于检测36路被测电流。

2. 2. 2 电流源设计

空调机组各电器元件的电流输入采用万可端子连接方式, 载流量为AC32 A ( 见图3) 。为此专门设置了上、下两排万可端子, 每排36个, 每3个端子为1组, 上、下两排由左向右分成12组, 对应12个电器元件。上排端子作为电流输入, 连接空调机组电源, 下排端子作为电流输出, 由电流检测仪配线与电气综合控制柜端子排连接。

2. 2. 3 模数转换模块选型

采集的数据并不等于原来带有量纲的参数值, 它仅仅对应于参数的大小, 必须转换成带有量纲的数值后才能显示、打印输出和应用, 这种转换就是工程量变换, 又称线性标度变换。若被测量的变换范围为A0~ Am, A0对应的数字量为N0, Am对应的数字量为Nm, 实际测量值为Ax, 对应的数字量为Nx, 假设包括传感器在内的整个数据采集系统是线性的, 则标度变换公式为: Ax= A0+ ( Am- A0) ( Nx- N0) / ( Nm- N0) 。A0对应的数字量N0为零。

因CHY - 20AF/A1电流变送器的输出数值为模拟量, 不是原来带有量纲的数值, 需要进行工程量变换。因此检测仪设有5个C4017 + 模数转换模块 ( 16位A/D 8通道的模拟量输入模块) , 输入4 m A~ 20 m A , 采用RS485输出。5个模块共有40通道, 现使用36通道, 采集空调机组试验36路数据。模块输入通道接线方法如图3所示。

2. 2. 4其他硬件设计

为方便对36支路电流测量进行校对, 电流检测仪单独设置了1路高精度的电流检测电路, 作为校对标准 ( 见图4) 。配置标准电流变送器1个 ( AC10A输入, 输出4 mA ~ 20 m A) 、高精度数据采集器1个 ( 输入4 mA ~ 20 m A, RS485输出) 、调压器1台, 变压器1台 ( 输入AC220 V/输出AC4 V) 。使用电流检测仪进行校对电流调节时, 必须严格控制满度电流值, 不允许超过20 A, 否则会永久性损坏电流变送器、数据采集器。

2. 3 计算机系统配置设计

C4017 + 模数转换模块为RS485通讯信号输出, 因此计算机系统采用一体化触摸屏, 使用COM2接口, 与RS485终端匹配 ( 见图5) 。

2. 3. 1 系统软件编制

采集的36路数据经RS485进入计算机, 数据在传送显示屏、存储、打印之前需要进行整理。

整理公式如下:

式中: Yi为传送显示屏数据; Ki为比例常数; Xi为采集数据; Y0i为零点值; i对应36路信号, i = 1, …, 36。

当输入电流为零时, Yi= Y0i, 这是检测支路零点偏差, 清零就是去掉这个值, 但必须存储。

校对时, 采集标准变送器值YBi, 代入表达式 ( 1) 替代Yi, 求出Ki, 并存储。

退出校对程序, 在实际检测过程中, 经Ki代入表达式 ( 1) , 求出Yi, 即为测得的实际检测的正确电流值。

2. 3. 2 系统显示界面设计

电流检测仪系统显示界面包括初始界面、校对界面和检测界面, 如图6、图7所示。

3 结论