直流斩波器

2024-10-13

直流斩波器（精选7篇）

直流斩波器篇1

随着我国经济持续快速的增长和电力电子技术的飞速发展，大容量的电力电子器件应用已经越来越多，IGBT虽然具有控制简单、开关速度快等优点，但是耐压和通流能力还有待提高，价格也比较昂贵，因此多用于中小功率电力电子设备。GTO虽然电压电流容量大，也可以通过在门极施加负的脉冲电流使其关断，但所需的驱动功率大，驱动电路复杂。

晶闸管耐压和通流能力大，可靠性高，价格便宜，是大功率电路中较理想的开关器件，但由于它自身结构的原因，必须要辅助电路才能将其关断。本文设计了一种由晶闸管作为主开关的大功率直流升压斩波电路，由于直流电压直接加在主开关管两端，所以给其施加反向电压是非常困难的，为此本文设计了适用于Boost电路拓扑的强迫关断电路来完成晶闸管的关断。理论分析和实验结果都表明此电路可以稳定可靠的工作，具有较好的实际应用价值。

1 系统电路的具体设计

1.1 系统主电路

如图1所示，Boost部分由主开关VT1，二极管D1，电感L1，电容C1组成。辅助开关VT2，二极管D2，电感L2和电容C2构成了强迫关断电路。L2和C2为强迫关断的谐振电感和谐振电容，用来为主晶闸管VT1提供反向电流使其关断;D2为辅助二极管，用来为电容提供充电通路;VT2为辅助晶闸管，为L2和C2的谐振电流提供通路。为后文的分析简便，称VT1的驱动信号为开通脉冲，VT2的驱动信号为关断脉冲。

1.2 电路的具体工作过程

VT1, VT2的驱动脉冲如图2所示：

1)主晶闸管的开通过程。t0时刻，晶闸管VT1、VT2均处于关断状态，直流电源在很短的时间内经过L1, D2, L2给电容C2充电，充电电流为ic(定义充电电流的方向为正方向)，电容电压极性上正下负，根据KVL定律和电路的初值条件可解得充电过程中电容电压和电容电流的关系式为：

式1)中ω=1/姨L2C2为L2、C2振荡回路的角频率，Icm=Ucm/ωL2为振荡电流的振幅值，在设计参数时，Icm至少要大于VT1电流才能使其关断，Ucm为电容充满电时的电容电压。如图所示：

由图可清楚的看到，在充电1/4个振荡周期后，充电电流从0上升到Icm，充电电压从0上升到Udc，之后充电电流从Icm逐渐减小，电容电压继续上升，只到1/2个振荡周期后，充电电流降为0，电容电压达到了最大值Ucm，由图可知Ucm=2udc，充电过程结束。t1时刻，触发VT1开通，直流电源经VT1给L1充电储能。

2)主晶闸管的关断过程。t2时刻，触发VT2开通，电容经L2、VT2、VT1形成放电回路，根据KVL定律和电路的初值条件可解得放电过程中电容电压和电容电流的关系式为：

由图可清楚的看到，在放电到1/4谐振周期时，电容电压从2Udc降为零，谐振电流达到负的最大值，放电到1/2谐振周期时，谐振电流变为0，电容电压达到负的最大值，之后谐振电流开始变正，流向VT1的阴极，使得流过主晶闸管的正向电流逐渐减小直至0，并流过反向恢复电流，此时主晶闸管VT1承受了一个负的反向关断电压，随后主晶闸管关断，此时直流电源又通过L1, D2, L2给C1充电，重复主晶闸管VT1的开通过程。辅助晶闸管VT2因承受D2导通时反压而关断。

系统运行时，VT1的占空比由关断脉冲何时发出决定，所以可以通过改变t1, t2之间的时间差来改变VT1的占空比。

1.3 Boost强迫关断电路的参数设计

输入侧电感L1的选择不仅要满足电感量大小、不饱和这些因素，还要满足保证不和强迫关断部分的电路产生振荡。根据多次试验，这个输入侧电感选择要大于等于1mH。斩波器的输出大电容起储能和平波作用，负载越重其容量越大。强迫关断部分的谐振电容起储能作用，其容量越大、端电压越高，所储存电荷就越多(Q=1/2UC2)，发生谐振时所产生的电流尖峰就会越大，电流尖峰的大小和谐振电感没有关系。考虑实际流过主晶闸管的爬升电流大小，以及主晶闸管和辅助晶闸管容量来确定电容容量和耐压值。

确定了谐振电容大小以后，就要根据主管的关断时间(由实际管子的型号决定)来确定谐振频率，以Y50KAD/800A/1400V型晶闸管为例，其关断时间典型值为10us～14us，所以1/2谐振周期要大于等于这个关断时间，由TCL=2π姨LC，则TLC/2>=(10us～14us)，从而确定电感大小，实际电路中要考虑留有一定的余量。

2 实验结果

搭建了如图5所示的实验平台，基本参数为：直流电源E=150V, L1=1mH, VT1、VT2为Y50KAD/800A/1400V, D1、D2为Y38ZKC/800A/1600V, L2=10uH, C2=10uF, C1=2200uF，负载电阻2Ω，开关周期T=1.5ms。实验波形如图5所示：

如图5 (a)所示，VT1驱动脉冲发出时，VT1开通，其端电压为其导通压降，近似1.5V，流过VT1电流IVT1逐渐上升，当IVT1上升到380A时，发出关断脉冲，VT2开始导通，可见VT1电流迅速上升，这是由于L2、C2的谐振放电电流所致。如图5 (b)所示，当到谐振的1/4周期时，VT1、VT2电流均达到最大值，这是电容C2端电压开始反向为上负下正，VT1承受反压，IVT1开始减小，到谐振的1/2周期时，电流降到最小，近似为0，这时VT1进入反向恢复阶段。在VT1关断时可见有较大的电压尖峰，在实际的电路应用中，加入吸收缓冲是必要的。VT1关断以后，直流电源开始向电容C2充电，D2的导通压降加在VT2两端使其承受一个反向电压，由于这个反向电压很小，所以使得VT2关断时间较长，由图5 (b)可见在VT1开始反向恢复时，IVT2下降的斜率明显减小。

3 结论

本为提出了一种基于晶闸管的升压斩波电路，并设计了晶闸管的强迫关断电路，分析了其工作原理，制做了实验样机并做了全面的实验，实验结果表明此系统可以稳定可靠的工作，在大功率场合中可有效的提高系统可靠性，并大大降低系统成本。可以应用到大功率直流升压电源、大功率电动机串级调速系统等场合，具有较好的实际应用价值。

参考文献

[1]张昕, 戴奉初等.新型晶闸管模块叉车斩波器[J].机车电传动, 1996.

[2]温家良, 傅鹏, 刘正之, 汤广福等.大功率直流晶闸管开关设计及其可靠性分析[J].电力系统自动化.

[3]王兆安, 刘进军.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2009.

直流斩波器篇2

1 直流滤波器型式

直流滤波器包括无源和有源滤波器。无源滤波器型式有单调谐、双调谐、三调谐以及高通等之分。无源滤波器具有结构简单、可靠性高和维护方便等特点,但其频率特性易受电气元件老化等影响[6]。有源滤波器按照结构不同主要分为并联型、串联型两类。虽然有源滤波器具有滤波性能好和占地小等优点,但在实际直流工程中实现商业投运的不多,其技术尚不很成熟[7]。

1.1 单调谐滤波器

单调谐滤波器结构和阻抗特性如图1所示。单调谐滤波器的优点是结构简单,对单一次谐波滤除能力强,损耗和维护要求都比较低。缺点是当滤除多个谐波时需装设多组滤波器,如此占地面积、投资以及维护成本相应都要上升。随着技术与滤波器设计制造能力的提高,在新近的直流输电工程中,直流滤波器一般不再考虑装设单调谐滤波器。

1.2 双调谐滤波器

双调谐滤波器结构和阻抗特性如图2所示。双调谐滤波器[8]的主要优点是可以同时滤除两个特定谐波。与两个单调谐滤波器相比,只需一个高压电容器,占地小,投资少,损耗低,滤波器数量减少,便于备用和维护。主要缺点是谐振作用可能导致低压元件的暂态定值较高,并且由于电气元件数目较多,通常需要两组避雷器。双调谐滤波器在国内早期直流工程中得到普遍采用,如葛南、天广、三常和三广直流工程都采用了该种滤波器。

1.3 三调谐滤波器

三调谐滤波器结构和阻抗特性如图3所示。三调谐滤波器与双调谐滤波器相比,其优点更为突出,占地、投资更少,损耗也更低,也便于备用和维护。但现场调谐比较困难。国内新近的直流工程都采用该种滤波器形式。

1.4 有源滤波器

有源直流滤波器接线如图4所示。目前有源直流滤波器的研究仍然是热点,其发展前景也很好。如果控制器设计得当,以及相关技术满足要求,有源直流滤波器可有效消除直流侧谐波。但由于其技术尚不很成熟,我国天广直流工程采用了该种直流滤波器形式[9],但是运行情况并不理想,其相关技术有待进一步的研究。

2 直流滤波器设计原则和流程

直流滤波器的设计原则:在直流滤波器性能和定值得到满足的前提下,使直流滤波器的投资费用最少[10]。通常采用等效干扰电流来衡量直流滤波器的性能。

工程上确定直流滤波器参数和方案是一个不断试凑的过程[11]。首先,参考以往工程直流滤波器的参数,并结合经济性,确定滤波器的主电容值和所采用的滤波器型式,然后再计算直流滤波器的性能与定值等指标,校验滤波器配置是否满足要求。在直流滤波器性能得到满足的前提下,高压电容器的电容值越小越经济。在实际直流工程设计中,直流滤波器设计通常考虑1～50次谐波。

在初步选定了直流滤波器的型式、主电容值以及调谐次数之后,确定一组滤波器元件参数,然后计算各种运行方式下的各个负荷水平的滤波器性能,即等效干扰电流(Ieq)。若性能超标,则查看计算谐波结果,明确主要由哪次谐波引起的,然后调整直流滤波器元件参数,使对应次的谐波阻抗减小。如多次调整之后仍有负荷水平不能满足性能要求,则需改变调谐次数重复上述的过程。改变调谐次数仍不满足,则需考虑增大主电容值继续上述的过程。直流滤波器设计具体流程如图5所示。

3 双调谐直流滤波器参数设计方法

由之前的设计流程可知,为方便滤波器设计,在设计过程中需保持主电容值和调谐次数不变。1个基本双调谐滤波器和等效的2个单调谐滤波器结构如图6所示。

双调谐滤波器的导纳为:

2个单调谐滤波器导纳为:

由于两者等效,有:

经化简合并得:

为使式(4)在任何角频率下都成立,而且仅当a=b=c=d=e=f=g=0时,可得双调谐滤波器和2个单调谐滤波器储能元件之间的关系:

假设双调谐滤波器的调谐次数为N1,N2,ω0为基波角频率,则有:

为了获得一组初始的滤波器参数,可令Ca=Cb=C1/2,根据式(9)和式(10)求得La和Lb,然后由式(5—8)可得双调谐滤波器的L值和C值。

4 双调谐直流滤波器参数计算实例

设计1个基本的双调谐直流滤波器,假定调谐次数为N1=12,N2=24。主电容值C1=1.6e-6 F。针对该主电容值和调谐次数,应用第4节的参数计算方法,计算两组单调谐直流滤波器参数。

通过式(5—8),可计算获得对应的两组双调谐直流滤波器参数。

2组双调谐直流滤波器的阻抗特性比较见图7。

由图7可看出,两组滤波器主电容值和调谐次数一样,而工作特性的阻抗不一样,其结果是改变滤波器性能与定值。具备表现为,某些频率段阻抗有所改变,可起到调整特定频率段谐波的作用,使1～50次谐波综合等效干扰效果满足性能要求。因此,采用本文所述的调节方法,可保持双调谐滤波器的主电容值和调谐次数不变,方便调节滤波器参数,提高滤波器设计效率。参数具体如何优化选择,仍然是需要进一步研究的问题。

5 结束语

本文论述了直流滤波器的型式和设计原则,总结了直流滤波器设计流程。研究了一种基于等效原则,并适用于实际工程的双调谐直流滤波器的设计方法,推导了其相应的等效计算公式。该方法可有效提高直流滤波器的设计效率。本文仅重点研究了一种参数的调节方法,而如何具体获得最优的滤波器参数,有待进一步研究。

摘要：论述了高压直流系统直流滤波器设计的原则和具体流程,并以双调谐直流滤波器设计为例,研究了一种适用于工程实际的直流滤波器设计方法,推导了双调谐滤波器与两个单调谐滤波器等效的数学表达式。通过调整两个等效单调谐直流滤波器的参数,进而设计出满足要求的双调谐直流滤波器。根据该设计方法,可以方便地调整双调谐直流滤波器的参数,并能保持双调谐滤波器的主电容值和调谐次数不变,节省了直流滤波器设计时间,提高了效率。最后,通过一个计算实例,验证了本文所述设计方法的有效性。

关键词：高压直流输电,直流滤波器,双调谐滤波器,性能计算,定值计算

参考文献

[1]陈东,张凌,熊万洲.特高压直流滤波器滤波标准初步研究[J].高电压技术,2006,32(9):125-128,139.

[2]熊万洲.±800kV直流输电等效干扰电流指标分析[J].电网技术,2008,32(2):81-84.

[3]郑劲,张小武,孙中明,等.特高压直流输电工程的谐波限制标准及滤波器的设计[J].电网技术,2007,31(13):1-6.

[4]段玉倩,黎小林,饶宏,等.云广特高压直流输电系统直流滤波器性能的若干问题[J].电力系统自动化,2007,31(8):90-94.

[5]宋蕾,文俊,闫金春,等.高压直流输电系统直流滤波器的设计[J].高电压技术,2008,34(4):647-651,677.

[6]肖遥,尚春,林志波,等.低损耗多调谐无源滤波器[J].电力系统自动化,2006,30(19):69-72.

[7]IRAVANI M R,LAVERS E D,LEHN P W,et al.A Bench-mark System for Digital Time-domain Simulation of an ActivePower Filter[J].IEEE Transactions on Power Delivery,2005,20(1):234-241.

[8]吴国沛,任震,唐卓尧.高压直流输电系统双调谐滤波器特性研究[J].电网技术,1999,03(8):32-34.

[9]周健,代保明.高压直流输电新技术在天广直流工程中的应用[J].广东电力,1997(5):5-9.

[10]EPRI.High Voltage Direct Current Handbook,First Edition[M].Electric Power Research Inst,1994.

直流斩波电路的MATLAB研究篇3

1 斩波电路的工作原理论述

直流斩波电路主要功能就是结合直流电调试转换特性进行结构延展, 透过对机理布置特征的观察, 涉及不同样式的控制方式具体可以延展为时间比例、瞬时值以及二者混合构建途径。此类电路主张使用某类权控器件, 途中联系IGBT以及相关器件进行总体流程延展;控制环节中若采用晶闸管, 技术人员需设置晶闸管关断的辅助电路。整体电路以及相关电流规划流程中为了稳定管制绩效, 有关设计人员专门设置了续流二极管部件。这类斩波电路的典型用途之一就是应用拖动式直流电动机, 同时积极带动蓄电池负载功能;不足之处在于这类布局体系中都将出现反电动势状况。在现实电路设计流程中主要运用开关器件、阻性负载以及协调电压管理, 并且内部电压数值主要借助开关张合状态表现。

2 直流斩波电路的建模与仿真操作技术研究

2.1 借用IGBT搭建的直流降压斩波电路以及规范参数设置

按照特定直流变换装置仿真模拟操作技巧分析, 有关默认格式下的参数设计与缓冲电路管理工作需要满足同步跟进条件。在留有升降功能的非隔离式变换装置空间之下, 有关变换器之间的正负极性输出机理形态十分复杂, 必须全程依靠储能电感疏通。整个流程下来, 必定造成变换器的耗能数量增加结果, 影响实际工作协调质量。在实际项目开展过程中, 技术人员最好全面摒弃不同变换器既定工作理念, 同时采用新型技术指标要求规范开关电源结构, 争取从中获取优良的使用价值。IGBT具体结合高压应用与快速终端设备进行垂直功率的自然进化调整;因为内部源漏通道电阻附加效应影响, IGBT开始针对结构功率缺陷进行应对。尽管创新模式的MOSFET设备将RDS特性全面规整, 但是在高平电环境中的功率导通损耗现象仍然十分紧张;为了稳固IGBT结构, 需要贯彻标准双极器件与VCE同步调用实效, 将高电流密度瓶颈限制全面克服。

2.2 变换器控制系统的实现流程分析

在系统设计环节中主要采取模拟控制与数字调节两种途径, 本文就是重点结合变换器交互式系统进行双重规整。为了稳定变换器降压与升压工作模式需求, 不同电路疏通信号应该主动与最新电路设计标准进行优良匹配, 保证将逻辑控制下的分配问题全面肃清。按照这种原理分析, 技术人员开始将变换器与主变换电路开关电源进行智能匹配, 后期结论内容具体如下所示:新型变换器拓扑结构比较简单, 各个节点工作交流模式也相对明确一些, 能够稳定数字化模拟操作的动机需求。

2.3 直流斩波电路的建模与仿真操作

2.3.1 仿真模型以及相关参数匹配

结合IGBT直流降压电路建模以及参数设置条件进行科学分析, 有关直流变换器仿真模型与默认参数设置条件已经齐全, 为了迎接缓冲电路的消极化影响挑战, 在设计仿真操作流程中主要遵循以下细化工序要求:将参数调试界面打开, 选取固定算法之后设置相对误差标准, 直接点击进入仿真模拟流程, 其中各类脉冲周期统一稳定在0.001s左右, 有关后期的仿真控制结果要做到精准提取;可在固定窗口位置建立全新模型结构, 并将工具箱电力模块与IGBT模块等资源依次打开, 按照默认值要求实施必要参数规划, 同时将内部缓冲电路取消;之后将电源模块打开, 将必要直流电压模块灌输并打开参数设置条框, 将电压源设置为200V;后续可将必要部件与接地模块组打开, 并直接复制串联样式的规划窗口, 将内部电阻设置为10Ω;透过MATLAB输入源模块, 同时在buck窗口环境中复制脉冲发生器模型, 必要时可实现输出结果与IGBT门极的匹配目标。

2.3.2 直流升降压斩波电路的仿真操作

结合IGBT元件以及电路仿真模拟流程进行长远观察, 涉及默认参数以及电路缓冲效应必须及时得到制定。尤其在电感支路与仿真动作同步延展条件下, 为了主动迎合升降压斩波理论的精准规范要求, 在直流变换电路设计过程中主要运用电控基准作为开关节点, 保证电路接通与断开时机的科学管控。适当应用SIMU LINK对降压斩波电路与升降压斩波的仿真结果进行详细分析, 并做好与常规电路设计方案的对比准备, 确保输出电压波形的稳定状态, 最终全面验证仿真结果的精准效应。

3 结语

综上所述, 运用MATLAB对降压斩波电路仿真模拟操作流程进行细致分析, 同时采取常规电路归控结果进行同步检验, 进而全面肯定创新操作流程的积极效用。这种模拟操作手段有效杜绝了传统分析模式中的繁琐绘图与计算流程, 进而灵活改变参数组合搭配样式, 适应科学调试的现实状况, 争取为后期电子技术与多元内涵整合奠定雄厚基础。

摘要：涉及可视化仿真工具的应用工作主要围绕MATLAB进行细化设计, 避免繁琐绘图以及计算流程的牵制效应, 最终挖掘直观、快捷的电流变换电路的创新存在模式。因此, 本文具体联合负荷升降要求的变换装置进行现场情景演练, 将内部拓扑结构以及电感参数设计要求划分清晰, 同时完整论述该类系统的规范原理, 稳定必要结构疏通潜力。

关键词：直流斩波,电路样式,MATLAB,模拟技术,细化流程

参考文献

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[2]林皓.基于MATLAB/Simulink的液压仿形刀架建模与仿真[J].机械工程师, 2008, 21 (07) :64-78.

[3]王建国.Matlab/Simulink在DC-DC变换器仿真中的应用[J].现代电子技术, 2008, 25 (18) :34-40.

[4]黄松和.基于Matlab/Simulink的多自由度机械振动系统仿真[J].湖北民族学院学报 (自然科学版) , 2008, 13 (01) :104-112.

直流斩波器篇4

关键词：高压直流(HVDC),同塔双回(DCT),谐波计算,滤波器设计,投切策略

0 引言

高压直流(HVDC)工程采用同塔双回(DCT)线路或同塔多回线路,具有提高单位走廊的输送容量、高效利用现有走廊资源、提高通道利用率、节约土地资源和增强跨区资源的优化配置能力等多种优点[1,2],并且能够产生巨大的经济和社会效益,具有广阔的发展前景。正在规划和设计中的溪洛渡右岸双回HVDC输电系统采用同塔并架输电方式,双回直流系统的额定电压为±500 kV,额定功率为3 200 MW;双回直流输电系统处于同一个换流站,有各自独立的直流场;双回直流系统可独立控制,也可统一协调控制;双回±500 kV直流系统共用一个交流场[3,4]。由于调度和协调灵活多样,双回直流系统的运行方式和功率水平都可能不同,而交流滤波器设计则需要满足两回直流任意运行工况和功率水平组合方式下的无功补偿和滤波要求,这就对双回直流共站的交流滤波器设计提出了更高的要求。

以往的交流谐波计算和交流滤波器设计算法只是针对传统单回直流系统的特点提出的,无法满足溪洛渡工程的要求,这就需要对原有算法进行优化改进,在工程精度允许的范围内作适当简化,以提高计算速度,满足工程要求。

本文就DCT-HVDC工程设计存在的技术难点进行分析,并根据直流工程特点提出相应的解决方案和改进措施。

1 谐波电流计算存在的技术难点

实际直流输电工程的主要设备包括换流阀、换流变压器、交流滤波器、平波电抗器、直流滤波器以及直流线路等。图1为DCT-HVDC输电系统结构示意图,采用12脉动单阀组方式,共用一个交流场。

传统单回谐波电流计算[5,6]采用计及直流线路的交直流耦合模型,根据在不同工况和运行方式下计算出来的主回路稳态参数[7],从最小容许输送功率开始,直到最大稳态过负荷功率,以额定功率的一定百分比(通常为5%)为步长,逐步增加输送功率,逐一计算每个负载水平下的谐波电流。

但是,对于DCT-HVDC工程而言,功率协调控制方式面临二维选择的问题,即在总输送功率一定的前提下,双回线路的功率组合方式多种多样。双回线路在不同的功率分配方式下,直流侧电流Id不同,将导致换相角μ不同,进而影响交流侧谐波。此外,从图1可以看出,由于将直流线路等效为多端口模型,整流侧与逆变侧之间和同塔并架的双回线路之间出现耦合关系,从而直接影响到直流侧纹波。因此,计及直流网络将会使整流侧与逆变侧之间、双回线路之间产生耦合而使问题变得异常复杂。如果遍历所有可能的工况组合和功率分配方式,计算速度将远远不能满足滤波器设计的要求,因此必须对现有模型进行优化和改进,在满足精度的前提下合理模拟和计算不同功率输送方式,提高谐波算法的计算速度,以满足双回直流共站工程的需要。

2 谐波电流计算的改进模型

2.1 直流侧模型的改进

由以上分析可知,影响交流谐波电流计算速度的关键之一是直流侧模型的建立。事实上,经过平波电抗器和完善的直流滤波系统后,换流站出口处的极线与中性母线之间的谐波电压很小,一般直流工程50次内总谐波电压均方根值与直流电压相比在0.5%以内,所以其可以忽略不计。这样,对于谐波分量而言,可以认为两者之间是短路的,则12脉动基本换流单元可简化为图2所示形式。

在求解直流侧纹波时,分析直流侧网络结构,根据平波电抗器的具体布置方案,可以得到平波电抗及直流滤波器系统的入端阻抗Zs(n),换流器可以等效为内阻抗为Zc(n)的谐波电压源,因此,求解直流侧纹波电流模型如图3所示。在频域上求解直流侧纹波,分别计算各次谐波电压引起的谐波电流,在每一次谐波频率下,采用节点导纳分析法,求解换流站出口处各次纹波电流 $\dot{Ι}_{d (n)}$ ,然后在时域中根据换相期间和非换相期间的等值电路求解出交流系统阀侧电流,之后折算到交流系统侧进行傅里叶级数展开即可得到各次谐波电流。

2.2 合成双回谐波电流结果

采用上述改进模型消除了直流线路耦合的作用,从而实现了整流侧与逆变侧之间以及双回线路之间谐波电流计算的相互解耦,避免了计算过程中对直流线路的建模和功率分配对不同回线路的影响,所以,共站的双回直流工程可以等效为2个传统单回直流工程分别计算,即分功率逐步计算各个负荷水平下的谐波电流,最后,将双回不同运行工况合成为一个新的运行方式,在该运行方式下取各种负荷分配组合的最大不相容电流,作为接下来滤波器性能定值校核的谐波电流源,即有:

$Ι_{Ρ_{t o t a l} (n)} = \max_{Ρ_{t o t a l} = Ρ_{1} + Ρ_{2}} {Ι_{Ρ_{1} (n)} + Ι_{Ρ_{2} (n)}} (1)$

式中:Ptotal为总输送功率;P1为线路1的输送功率;P2为线路2的输送功率;n为谐波次数。

值得指出的是,这样得到的谐波电流源虽然偏于保守,但是设计出来的滤波器能满足不同功率组合方式下各次谐波的要求,而且大大减小了工作量,提高了计算速度。

3 滤波器设计

3.1 滤波器基本类型和参数整定

工程中常见的滤波器类型[8,9,10,11]主要有单调谐滤波器、双调谐滤波器、三调谐滤波器和C型阻尼滤波器,通用结构如附录A图A1所示。

单调谐滤波器和C型阻尼滤波器结构简单,可以很好地进行分析和计算。而多调谐滤波器结构复杂,工程上通常采用如下等效算法[12]:首先忽略电阻的影响,将滤波器化简为无阻尼的LC电路,然后将多调谐滤波器等效为多个单调谐滤波器,根据经验给出各个单调谐滤波器的输出无功功率,通过所要抑制的谐波次数和所连接交流母线的基波电压计算单调谐滤波器的电容和电感,最后经阻抗等效确定原来滤波器的电容和电感。性能计算可能要不断重复以上过程,如果某次谐波超标,则增大滤除对应次谐波的等效无功功率以进行调整和优化。

并联阻尼电阻的选取,通常也需要采用试算的方式确定,即在确定电路结构及参数后,根据工程经验给出电阻值,计算滤波器的性能和各个元件的应力定值,如不能满足要求,则需要调整电阻的大小并重新验算,直到满足性能和定值指标要求为止。

3.2 滤波器投切策略设计

滤波器投切策略包括在某个运行方式的各个负荷水平下需要投切几组滤波器和选用哪些滤波器组合方式。投切策略的制定直接影响最终性能和定值结果。

3.2.1 滤波器投切组数的确定

不同运行方式下,高压直流换流器消耗的无功功率不同。根据换流原理可知,DCT-HVDC工程中,每回线路对应的换流器消耗的无功功率为[13]:

$Q_{d i} = Ρ_{d i} \tan φ_{i} (2)$

式中:

$\tan φ = \frac{μ - \sin μ \cos (2 α + μ)}{\sin μ \sin (2 α + μ)}$

i为线路编号;Pdi为线路i输送的直流功率;α为触发角;μ为换相角。

交流滤波器能够补偿无功功率的消耗,同时还能滤除由高压直流换流器产生的谐波。实际运行中,交流滤波器的投入是由无功补偿和无功平衡控制决定的,对于特定的运行工况而言,其投入数目与直流系统消耗的无功功率、交流系统所能提供的最大无功功率和交流系统所能吸收的最大无功功率以及运行电压密切相关,满足:

∑Qf,min≤Qf,total≤∑Qf,max (3)

∑Qf,min=Qd1 $\frac{U_{f}}{U_{A C}}$ 2+Qd2 $\frac{U_{f}}{U_{A C}}$ 2-QAC-DC $\frac{U_{f}}{U_{A C}})^{2} (4)$

∑Qf,max=Qd1 $\frac{U_{f}}{U_{A C}}$ 2+Qd2 $\frac{U_{f}}{U_{A C}}$ 2+QDC-AC $\frac{U_{f}}{U_{A C}})^{2} (5)$

式中:∑Qf,max和∑Qf,min分别为交流系统允许滤波器发出的最大、最小无功功率;Qf,total为投入运行的滤波器所提供的无功容量;Uf为滤波器的额定电压;UAC为交流系统运行电压;QDC-AC为交流系统吸收的最大无功功率;QAC-DC为交流系统发出的最大无功功率;Qd1为线路1对应的换流器消耗的无功功率;Qd2为线路2对应的换流器消耗的无功功率。

一个设计合理的无功补偿和交流滤波器系统应具备如下特点[14]:①由于无功补偿的要求,所需要投入的交流滤波器数应大于由于滤波性能的要求所必须投入的交流滤波器数;②由于滤波器稳态额定值的要求,所需要投入的交流滤波器数应最少。通常在工程计算中,性能计算时投入滤波器数采用最大无功校核,而定值计算时采用最小无功校核,即

$\begin{array}{l} {\begin{cases} \sum_{i = 1}^{k} Ν_{i} Q_{f i} < Q_{f, \max} \\ \sum_{i = 1}^{k} Ν_{i} Q_{f i} + \underset{\forall i \in {1, 2, \dots, k}}{Q_{f i}} \geq Q_{f, \max} \\ Ν_{p r f} = \sum_{i = 1}^{k} Ν_{i} \end{cases} (6) \\ {\begin{cases} \sum_{i = 1}^{k} Ν_{i} Q_{f i} \geq Q_{f, \min} \\ \sum_{i = 1}^{k} Ν_{i} Q_{f i} - \underset{\forall i \in {1, 2, \dots, k}}{Q_{f i}} < Q_{f, \min} \\ Ν_{r a t} = \sum_{i = 1}^{k} Ν_{i} \end{cases} (7) \end{array}$

式中:Ni为第i种类型滤波器的投入数量;k为滤波器种类数;Qfi为第i种类型滤波器在该工况运行电压水平下的无功容量;Nprf为性能计算中投入滤波器数;Nrat为定值计算中投入滤波器数。

如果每种滤波器的无功容量都相同,则式(6)和式(7)可以分别简化为:

$\begin{array}{l} Ν_{p r f} = / / \frac{\sum Q_{f, \max}}{Q_{f}} / / (8) \\ Ν_{r a t} = / / \frac{\sum Q_{f, \min}}{Q_{f}} / / (9) \end{array}$

3.2.2 滤波器投切组合的选取

在滤波器结构参数和特定输送水平下的投入组数确定后,影响交流滤波器阻抗的最大因素就是其组合形式。如果组合形式选取得过于恶劣,则可能导致某些性能指标超标或元件稳态定值过大,或者引起现场投切和调试的困难。

如图4所示,假设在某一负荷水平下需要投入5个滤波器,则有以下4种组合:4A+1B,3A+2B,2A+3B,1A+4B(A为DT11/24,B为DT13/26,下文同)。由图4可以看出,随着组合形式的变化,阻抗频率的变化较大,其中,4A+1B和1A+4B由于阻抗频率恶劣,即滤除特征谐波(11次或13次)的等效容量偏小,可能导致某些运行工况性能超标,因此,工程中通常选取3A+2B和2A+3B。

在制定滤波器投切策略时,根据以往的工程经验,有些基本原则需要遵循:

1)首先投入滤除特征谐波的滤波器,最小负荷水平下尽量少投入高通滤波器;不同类型的特征谐波,滤波器投入数目应该尽量平衡。

2)并联电容器通常在滤波器已经全部投入(考虑一组备用)后再投入运行,以主要起到无功补偿的作用并兼顾滤除高次谐波。

3)性能计算时,应考虑任一小组滤波器退出运行的情况。

4)定值计算时,从最小负荷水平到额定负荷水平,应考虑任一大组滤波器退出运行的情况;在双极运行工况下,从最小负荷水平到50%负荷水平,应考虑任两小组滤波器退出运行的情况。

3.3 滤波器设计的基本流程

在制定好滤波器投切策略后,对各种运行工况的不同负荷水平下的滤波器组合都要进行性能定值计算[15],校核所配置的方案是否满足性能指标要求和定值限制,如果不满足要求则要不断调整和优化配置方案,直到满足相关指标要求为止。其基本流程如图5所示。

4 工程初步设计

以溪洛渡工程初步设计为例,首先利用改进的谐波电流算法得到各种运行工况下的最大不相容谐波组合,然后对滤波器参数进行初步设计和调整,根据式(3)～式(7)制定相应的滤波器投切策略,重复上述过程进行反复设计和优化,最终确定配置方案为4A+4B+14SC(SC表示静止电容器),其中,不同类型滤波器容量一致。交流滤波器性能计算结果如表1所示,表明该配置方案可以满足系统要求。

5 结语

本文针对DCT-HVDC输电系统的特点,对原有谐波电流计算算法和滤波器设计进行了改进,给出了交流滤波器设计的基本流程,经过工程的初步设计和计算,验证了该算法的合理性和有效性。值得指出的是,在交流滤波器参数整定计算过程中,部分参数的选取很大程度上依赖于设计者的工程经验,例如滤波器的等效调谐容量分配、阻尼电阻的选取等,因此进一步深入研究参数的选取对滤波器性能定值影响的基本规律,对于提高滤波器设计效率具有重要意义。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

无直流电压传感器的有源滤波器篇5

本文提出了一种基于单神经元的直流电压在线辨识方法。该方法根据逆变器的开关平均模型建立了直流电压辨识的参考模型和参数可调的单神经元, 以直流电压作为单神经元的加权系数, 通过学习算法不断调整加权系数, 从而实现辨识值跟踪实际值。

1 系统的模型

图1为单相APF的结构图。图中iL (t) 、iS (t) 和iF (t) 分别为负载电流、电网电流和滤波电流, uS (t) 和uC (t) 分别是电网电压和直流电压, L为滤波电感。逆变器的平均开关模型[9]为

其中, d (t) 为占空比。

根据逆变器模型设计的有源滤波器双闭环控制系统如图2所示。图中, uC* (t) 为直流电压的期望值, iS* (t) 为电网电流的期望值。为辨识出的直流电压, α为衰减系数, 广义对象包括有源滤波器的主电路和电网。图2体现了本文方法的特点:系统不需检测直流电压, 只需检测电网电压和电流2个量。

2 直流电压辨识方法

将式 (2) 代入式 (1) 得到:

其中, uC (0) 为直流电压的初始值。

由于式 (3) 不包含直流电压的瞬时值uC (t) , 所有可以用来计算iF (t) 的实际值, 而式 (2) 包含了uC (t) , 因而用来构建权值可以在线调整的单神经元模型, 其输出为iF (t) 的估计值辨识方法利用iF (t) 的实际值和估计值之间的误差ε (t) 来调整单神经元模型中的权值, 其原理图如图3所示。

对式 (2) 离散化处理, 并写成神经网络模型形式:

其中, 为直流电压的辨识值, T为采样周期。

单神经元的结构如图4所示。

引入性能指标函数:

J对W1 (k) 的梯度为

为使加权系数W1 (k) 的修正沿着J减小的方向, 本文对W1 (k) 的负梯度方向搜索调整, 取W1 (k) 的调整量为

其中, η1为学习速率。

整理后, 由式 (7) 可得学习算法如下:

3 实验结果

为验证所提出的方法, 本文研制了一台实验样机。电网供电电压和频率分别为110 V和50 Hz;滤波电感和直流电容分别为500μH和470μF;逆变器直流侧电压和开关频率分别设置为200 V和20 k Hz;参数α取0.01使得αuS (t) 的最大值约为1.56 V, 保证了乘法器的输出不容易饱和;电压环控制器采用PI控制器[9], 其比例和积分系数分别为0.02和0.46;电流环控制器采用比例控制器, 其比例系数为0.62;学习速率η1为0.26;谐波源为二极管整流桥带阻感负载;控制算法利用DSP芯片TMS320F2812实现。

图5给出了有源滤波器运行时直流电压的工作曲线 (图中, 曲线1为实际值, 曲线2为辨识值) , 该曲线由Matlab直接读取DSP的存储器画图获得。从图中可以看出, 直流电压的辨识值能较好地动态跟踪直流电压的实际值, 且它们之间的稳态误差小。

图6给出了滤波前电网电流的波形和频谱 (图中, ηh为谐波含量百分比, n为谐波次数;下同) , 从图中可以看出, 滤波前电网电流畸变严重。图7给出了滤波后电网电流的波形和频谱, 从图中可以看出, 电网电流中的各次谐波得到了有效滤除。

4 结论

直流斩波器篇6

关键词：谐波,有源电力滤波器,优化控制,补偿效果

1 引言

有源电力滤波器(APF)是目前使用较为普遍的谐波及无功功率补偿装置,APF的补偿性能取决于主电路的拓扑结构和控制方式。目前APF的主电路结构比较成熟,且大多采用PWM变流器作为其主电路,因此有源电力滤波器的性能依赖于所采用的控制方法,在整个控制策略中,直流侧电容电压的稳定控制是十分重要的环节。因此,对直流侧电容电压进行控制,使其保持稳定对APF的补偿效果具有重要的意义。同时,有源电力滤波器(APF)是一个十分复杂的非线性动态补偿系统,选择合适的控制方式实现较好的控制特性是十分困难的,因为控制是在主电路产生复杂时变的谐波和无功电流情况下同时进行的。本文通过研究有源电力滤波器、电源、非线性负载之间能量交换的机理,提出直流侧电容电压稳定的控制方法,使电压波动程度减小,有效降低了补偿后系统电流谐波畸变率[1]。

2 有源滤波器直流侧电压波动分析

有源电力滤波器系统中,负载的变化会引起负载有功电流的变化,直流侧电压控制不能立刻反应,导致变流器吸收或释放有功功率,引起直流侧电压波动[2]。为使有源电力滤波器正常工作,达到预期的补偿效果,直流侧必须有足够高的电容电压并保持稳定,以保证在动态补偿的任何瞬间能根据控制要求输出所需的补偿电流。但由于补偿电流的时变性和变流器的自身损耗,IGBT器件开关损耗,也会导致直流侧电压波动。如不采取适当的控制措施,直流侧电容电压将发生衰减或很大的波动,造成变流器不能正常运行。

实验可以看出直流侧电压波动微小,电压看似平稳,如图1(a)所示,但是会随着电网周期电压起伏呈现周期性波动。电压一直处于动态调整之中,并在5~15V的范围内波动,如图1(b)所示。

图1中,电压探头比例为1∶500,两图刻度分别为纵轴1格1V对应500V,1格10m V对应5V,电压波动峰峰值约为15V,波动周期为20ms(电网工频周期)。电压波动为直流侧电容随电网电压波动充放电所致,必定伴随电容充放电电流。这些电流为电网电流注入了毫无规则的谐波,对补偿极为不利。从实验观察可知,直流侧电压会发生周期性的波动,虽然波动很微小,但是其造成的过补偿或者欠补偿能够给系统补偿精度带来巨大影响。保证直流侧电压稳定度,是提高APF跟踪性能的重要环节。

空载运行时,采样电流输入端为零,相对于工频周期,PWM占空比为50%,相对于采样周期,PWM占空比只有两个值,0和100%,如图2(a)所示。这是在空载运行且直流侧电压完全恒定时的理想情况。把这些PWM脉冲上升沿放大发现,其上升和下降沿存在一串连续的抖动脉冲,这些抖动脉冲是在模块开断时电流交换导致直流侧电压波动,直流侧电压调节系统在调整电压波动过程中产生的,如图2(b)所示。在占空比从0~100%转换之间有一过渡过程,若干采样周期内,PWM占空比从0逐渐增大到100%,表现一系列过渡抖动。细微波动过渡时间反映电压控制响应时间,PWM脉冲过渡抖动时间偏长,则补偿效果变差。

因此,可以通过PWM脉冲的上升下降沿过渡时间来研究直流侧电压波动,如果脉冲抖动越少,过渡时间越短,直流侧电压越稳定,说明直流电压控制效果越好,对系统谐波补偿更有利。直流侧电压波动对补偿效果有影响。

3 直流侧电压波动对补偿效果的影响

在APF试验中,发现电压波动对补偿效果有极其关键的影响[3]。解决此关键问题可采用PI控制器将直流侧电容电压维持在要求的水平,具体做法是将电容电压与设定的电压参考值进行比较,并将比较结果送入PI控制器,PI控制器的输出就是电源侧电流期望的幅值,也即负载侧电流基波有功分量的幅值。直流侧电压控制方式采用PI控制方式下,补偿后电流波形如图3所示,补偿后电网电流波形有很多毛刺,特别是在负载电流突变的时刻,有许多尖峰。这些尖峰一方面是系统延时所致,另一方面即因电流突变时引起电压波动所致。

根据瞬时能量守恒控制理论分析如下[4]:在并联型APF中,直流侧电容用于为逆变器主电路提供稳定的直流电压。瞬时有功功率关系如图4所示。Ps为电网中电源传输的瞬时有功功率,Pl为负载侧传输的瞬时有功功率,Pc为APF传输的有功功率,三者满足关系Ps=Pl-Pc,其平均值之间同样满足Ps*=Pl*-Pc*,忽略APF损耗,根据瞬时能量守恒,可得

由式(1)可得APF传输的瞬时有功功率的平均值Pc,ΔU2dc为一个开关周期内直流电容电压变化值的平方差,即

由式(2)和有功功率满足的三者关系可得

设Us、Is分别为系统相电压、相电流的幅值,电源平均功率为Ps*=UsIs/2,则有:

由式(4)与式(5)表明,Is与直流侧电容电压Udc在一个周期内的平方差成线性关系。直流侧电压波动会导致系统电流变化,给系统输入谐波,影响谐波补偿效果。

4 优化控制设计及补偿效果

直流侧电压调节,一般通过检测到的直流电压与给定电压的偏差进行PI调节,通过瞬时有功电流直流分量反馈调节,使直流侧电压保持恒定,如图5(a)所示。PI算法简单,可靠性好,但是其依赖于系统精确的数学模型,鲁棒性差,适用于稳态情况。模糊控制不依赖于精确的系统模型,可以克服系统非线性影响,鲁棒性强。模糊控制可以弥补单纯PI调节的不足。模糊控制中,控制输出量的大小由ΔUdc的大小、正负情况决定。模糊控制规则中,当Udc远小于U*dc时,大大增加控制量;当Udc远大于U*dc时,大大减小控制量;当Udc与U*dc正负偏差不大时,根据变化趋势来确定控制量[5]。

根据模糊控制规则,检测量Udc与给定量U*dc得出偏差,偏差值与输出量不是呈线性的增大或减小,而是呈非线性的。根据这一原则,采用一种优化控制方式来替代模糊控制,基本实现模糊控制的功能,又可以使程序代码精简,节约程序运行时间,从而减小系统延时。优化控制方法简述为:取电压偏差的平方,且保留偏差正负号,把带正负号的电压偏差平方值作为控制量,再进行PI调节输出控制量。这样就可以使电压偏差量与控制输出量呈非线性关系,偏差大时将控制量放大,偏差小时将控制量缩小,如图5(b)所示。

根据上述优化控制方式,进行直流侧电压控制,控制前后直流侧电压波动情况如图6所示。图中电压值为750V,示波器2.5V/格,优化控制后直流侧电压波动情况有明显改善。

通过APF空载电流试验,直流侧电压在普通PI控制和优化控制方式下,PWM脉冲边沿抖动对比如图7所示。

从图7可知,在IGBT开通关断时刻,抖动脉冲的个数明显减少,反映出直流侧电压能够迅速跟踪保持恒定,电压调整过渡时间缩短。通过APF谐波补偿实验研究,优化控制直流侧电压与普通PI控制方式两种情况下,补偿后系统电流波形如图8(a)所示,通过示波器泰克软件FFT频谱分析,大部分谐波含量大幅度减小,计算50次以内谐波,总谐波畸变率(THD)从7.72%下降至5.51%,如图8(b)所示。

5 结论

通过实验观察直流侧电压的细微波动和空载时PWM脉冲边沿抖动,两方面都可以作为衡量直流侧电压稳定的依据。直观反映出直流侧电压波动对补偿效果的影响,并通过理论分析工频周期内电压波动对系统电流的影响。通过类似于模糊控制的优化控制方式,减小直流侧电压波动而且减少了PWM脉冲抖动次数,取得了比较理想的补偿效果。

参考文献

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[3]周雪松,周永兵,马幼捷(Zhou Xuesong,Zhou Yong-bing,Ma Youjie).一种先进的APF补偿电流自适应谐波检测法(An advanced APF compensation current adap-tive harmonic method)[J].电力电子技术(ElectricPower Electronic Technology),2008,42(4):9-11.

[4]王大志,葛帅,李俊,等(Wang Dazhi,Ge Shuai,Li Jun,et al.).有源电力滤波器锁相倍频电路的参数优化(Active power filter phase lock times frequency circuit pa-rameters optimization)[J].电力电子技术(Power Elec-tronics),2010,44(12):14-17.

直流斩波器篇7

目前对APF直流侧电压多是采用PI控制或模糊控制,但PI控制依赖于系统精确的数学模型,鲁棒性差、易引起电压超调和电流冲击[2];模糊控制不依赖被控对象的数学模型,稳态效果也比常规的PI控制效果好,但缺点是动态过程中直流侧电压控制效果不理想[3]。

文中建立了混合有源电力滤波器的仿真模型。针对直流侧电压控制系统设计了一套双模糊控制器。仿真结果表明,该有源电力滤波器能有效地消除谐波电流,同时具有良好的动态补偿特性。

1 源滤波器工作原理及主电路设计

混合有源滤波器的基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流,由补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等而极性相反的补偿电流,从而使电网中只含有基波,达到滤波的目的。

并联混合有源电力滤波器原理如图1所示。该混合型有源电力滤波器由LC无源滤波器和有源滤波器两部分组成。混合型APF以电压型逆变器作为其有源部分,与无源部分和负载并联接入电网[3]。

特定次谐波主要由无源滤波器消除,采用多个单调谐滤波器组成,单调谐滤波器的调谐频率根据被补偿对象的谐波成分确定,无源滤波器可由5次、7次和11次单调谐滤波器构成 [2]。

APF系统由指令电流运算电路、电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路组成。工作原理是:通过检测负载电流Ll和电网电流Is,提取其中的谐波电流,进而通过控制三相半桥逆变器输出与谐波电流相反的补偿电流Ic,最终使Is趋近于正弦。

2 直流侧电压控制方法

2.1 双模糊控制方法

本文提出了一种直流母线电压的双模糊控制方法[4,5,6,7]。该方法由于控制器的增多,改善了控制性能,使系统的控制时间、动态响应加快、稳态误差变小,并且算法实现简单,满足多种负载变化情况下的直流母线电压控制要求。

双模糊控制器的设计思想是从人工调节中的粗调、细调乃至微调中得到启发而来,其结构如图2所示。

双模糊控制器的优点在于可根据不同的运行条件,自动在模糊控制器1和模糊控制器2之间切换,这样可以在保证系统控制精度的前提下,达到提高系统快速性、增强控制鲁棒性的目的。

双模糊控制器实现自动切换的原则定义如下:当系统电容侧电压的变化量ΔU大于设定值e0时,由模糊控制器1进行控制,可提高系统动态响应性能;系统进入稳态后,电容侧电压的变化量ΔU小于设定值e0时,切换到模糊控制器2进行控制,可更好地消除系统的稳态误差,提高系统的稳态性能。其中,控制器的切换由电压误差ΔU及其误差变化率du/dt控制。该控制器在保证系统控制精度的前提下,实现提高系统速度、增强控制鲁棒性的目的。其中ΔU为直流母线电压与其参考值的偏差。

模糊控制器根据每个采样时刻的参数偏差及变化趋势,基于专家知识建立的模糊规则库,对系统作出迅速且有效的判断,通过适当加大或减小控制力度来实现稳定控制。

模糊控制器一般只有偏差和偏差变化率两个输入量,本文中的双模糊控制器均采用二维模糊控制器,该模糊控制器以误差和误差的变化率为输入变量,以控制量的变化为输出变量。由前文对有源电力滤波器直流母线电压控制原理的讨论,选择当前的电压Ur与参考电压Uf的偏差ΔU及其变化率(du/dt)为模糊输入变量,选择模糊输出变量为电网注入APF主电路的有功电流控制量Ud(Δip)。

模糊输入量e、ec定义为

其中,Ur(k)为k时刻的直流母线电压;Uf为参考电压。

在其论域上取7个语言变量,定义语言值为:{Positive Big(PB),Positive Medium(PM),Positive Small(PS),Zero(ZO),Negative Small(NS),Negative Medium (NM),Negative Big(NB)}。

对模糊输入e、ec和输出u进行模糊化,建立模糊子集为e,ec,u={NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}

模糊控制规则是模糊控制的核心,因此,如何建立模糊控制规则成为一个关键的问题[8]。本文采用MAX-MIN推理合成规则,运用IF-THEN形式的模糊条件语句,单元集模糊化重心法,输入变量和输出变量均采用三角形隶属度函数。输入变量e、ec和输出变量u对应的隶属度函数如图3所示。

该模糊控制器调节过程如下:当实际测量值远小于设定值时,则大幅增加控制量;当实际测量值远大于设定值时,则大幅减小控制量;当实际测量值和设定值正负偏差不大时,则根据实际测量值的变化趋势来确定控制量的大小。模糊控制器规则如表1所示。

双模糊控制器仿真模型如图4所示。

其中控制器的切换由误差的大小控制,切换原则如下:当实际测量值与设定值之间的偏差>e0时,选择开关自动选取模糊控制器1,即进行粗调,相反,实际测量值与设定值之间的偏差<e0时,选择开关自动选取模糊控制器2控制,即进行微调。

将模糊控制器1输入e,ec的变化范围定义为模糊集上的论域e,ec={-3,-2,-1,0,1,2,3}实际的电压误差e和ec的范围是[200,400],可以通过简单的归一化计算,得到如上的输入论域范围。

同理,通过归一化计算将模糊控制器2的输入e,ec的变化范围定义为模糊集上的论域e,ec={-3,-2,-1,0,1,2,3},实际的电压误差e和ec的范围是[0,200]。

模糊控制器1和模糊控制器2的内部封装如图5和图6所示。

2.2 常规PID控制方法

目前,在APF中对直流电压的控制通常采用常规的PID控制,为比较两种方法的控制效果,在Matlab/Simulink仿真环境里,结合并联电压型有源滤波器模型,建立直流侧电压的常规PID控制仿真模块,如图7所示,Uf是直流侧总电压的给定值,Ur是直流侧总电压的反馈值,两者之差经PID调节后得到调节信号Ud,它叠加到有功电流ip上。使得有源电力滤波器的补偿电流中包含一定的基波有功分量,使电网向有源电力滤波器的直流侧补充能量,将直流侧电压维持在给定值。

3 仿真分析

本文分别采用双模糊复合控制方法与传统PID控制方法对直流母线侧电压进行控制,在Matlab/Simulink中对APF直流母线电压进行仿真实验。仿真参数如下:(1)PID控制器参数为Kp=1,Ki=0.1,Kd=10。(2)模糊控制器的误差、误差的变化的量化因子和输出的比例因子K1=0.03,K2=0.2,K3=30,K4=0.02,K5=0.3,K6=25。(3)电容器容量为6 800 μF,直流母线参考电压Uf=400 V。