斩波控制

2024-09-13

斩波控制（精选8篇）

斩波控制篇1

电力电子技术是利用电力电子器件对电能进行变换和控制的新兴学科[1]。现阶段的电力电子技术可理解为功率强大的功放器件, 其与传统的电子技术相比, 改变了以往的发展模式, 并有着诸多的优势和功能:其不仅能通过功率较大的电流和承受高电压, 且可在大功率的情况下, 较好地解决器件发热、运行效率的问题。将电力电子通过开关器件的快速通、断控制把恒定的直流电压或电流斩切成一系列的脉冲电压或电流, 在一定的滤波条件下, 在负载上可获得平均值小于或大于电源的电压或电流。若改变开关器件通、断的动作频率, 或时间比例, 则可改变这一脉冲序列的脉冲宽度, 以实现输出电压和电流平均值的调节。

本文主要介绍基本斩波电路的工作原理和稳态工作特性, 着重从占空比的角度体现电路特性。通过计算电路中各自的电压、电流和功率关系, 最终用占空比来体现这些要素的大小范围与极值, 并从占空比的角度分析比较各电子器件的电路性能。

1 降压斩波电路

降压斩波电路又称Buck斩波电路, 该电路的特点是输出电压比输入电压低, 而输出电流则高于输入电流。即通过该电路的变换可将直流电源电压转换为低于其值的输出直流电压, 并实现电能的转换。

图1中T是开关器件, 可根据应用需要选取不同的电力电子器件;L、C为滤波电感和电容, 组成低通滤波器;R为负载;VD为iL续流二极管。当T断开时, VD为提供续流通路;E为输入直流电压;U0为输出电压平均值。在此选用IGBT作为开关器件时, 电路如图1所示。

根据电路中电感电流的连续情况, 可将降压斩波电路分为连续导电和不连续导电两种工作模式, 文中Ts为导通周期。

1.1 电感电流连续导电模式

连续导电模式对应电感电流恒>0的情形。设开关器件T的控制信号为UG。当UG为高电平时T导通, UG为低电平时T关断。

电路的工作原理[2]是:设电路已处于稳定工作状态, 在t=0时, 使T导通, 因二极管VD反向偏置, 电感两端电压为uL=E-U0, 且为正。此时, 电源E通过电感L向负载传递能量, 电感中的电流iL从I1线性增长至I2, 储能增加。在t=ton时刻, 使T关断, 而iL不能突变, 故iL将通过二极管VD续流, L储能消耗在负载R上, iL线性衰减, 储能减少。此uL=-U0时, 由于VD的单向导电性, iL只能向一个方向流动, 即总有iL≥0, 从而在负载R上获得单极性的直流电压。选择合适的电感电容值, 并控制T周期性地开关, 可控制输出电压平均值大小并使输出电压纹波在容许的范围内。显然T导通时间愈长, 传递到负载的能量则愈多, 输出电压也就愈高。T导通和关断时的工作波形如图2所示。

由图2可知, 电源电流只在T导通期间存在, 设电路已处于稳定工作状态, 在t=0时, 使T导通, 因二极管VD反向偏置所以关断, 电感两端电压为UL, uL=E-U0且为正。此时, 电源E通过电感L向负载传递能量, 电感中的电流iL从I1线性增长至I2 (此时ie=iL) , 储能增加。

所以输入电流平均值IE= (I1+I2) /2。

输出负载功率为P=U0I0, 因U0=DE, , 导通期间, 而关断期间, 假设T在起始导通前并无能量, 则I2= (E-U0) Ton/L, 又因U0=DE, Ton=D·Ts, 所以输出功率P=E (E-U0) Ton/2L, 即P=E2 (1-D) D·Ts/2L。

根据输出功率的函数曲线可知, 当D=0.5时P最大, 这样就能算出负载端降压后的功率范围0~E2Ts/8L, 由此可为用户提供了更好的电压功率参数。

1.2 电感电流断续模式

在电感电流连续导电模式下的整个开关周期TS中, 电感电流iL均>0, 且介于I1与I2之间变化。电感电流断续导电模式是指在开关器件T关断的toff期间内, 电感电流iL已降为0, 且保持一定时间, 而电路有3工作状态, 即T导通, VD截止;T截止, VD导通。T、VD均截止, 电感电流为0。电路的工作原理是:在t=0时, 使T导通, 情况与电流连续导电模式相同, 电感中的电流iL线性增长至ILmax, 储能增加。在t=ton时刻, 使T关断, iL通过二极管VD续流。但在T的下一个导通周期到来前, iL已衰减到0, 此时续流二极管VD也截止, 当T和VD均截止时电感电流断续导电模式的电压电流波形如图3所示。

当T导通时, 电感电压为

电流ILmax的大小与T的导通时间ton有关, 设电感最大电流ILmax=I2, 其是为了与上述情况保持一致。

当T关断时, 电感电压为

设t'off=ΔTs, 则由式 (1) 和式 (2) 可求得

在电感电流断续导电模式下, 负载电流平均值I0为

将式 (1) 和式 (3) 代人式 (4) 则有

又因U0=D·E, 所以。故输出功率。由该函数曲线可知, 在D=0和1时最小且P=0, 当D=2/3时, P最大, P=2E2Ts/27L。由此可知, 断续情况下的输出负载功率范围为0~2E2Ts/27L。

2 升压斩波电路

图5是升压斩波电路。又称Boost斩波电路, 用于将直流电源电压变换为高于其值的直流输出电压, 从而实现能量从低压侧电源向高压侧负载的传递。

2.1 电感电流连续导电模式

设开关器件T的控制信号为UG。当UG为高电平时T导通, UG为低电平时T关断。T导通与关断与降压图类似。

电路工作原理是:设电路已处于稳定工作状态, 在t=0时, 使T导通, 二极管VD承受反压而截止, 电源电压E全部加入电感L上, 电感中的电流iL从I1线性增长至I2, 且储能增加;同时由电容C为负载R提供能量。

在t=ton时刻, 使UG为低电平, T关断, 因电感电流不能突变, iL通过VD将存储的能量提供给电容和负载, 即电感储能传递到电容、负载侧。电感中的电流iL从I2线性减少至I1, 储能减少, 其产生的感应电势阻止电流减少, 感应电势UL<0, 故U0>E。T导通和关断工况下各电量的工作波形如图6所示。

由上分析可知:在T导通期间 (即ton期间) , uL=E所以

而在T关断期间 (即toff期间)

在整个周期中电感电流平均值为IL=ΔIL/2, 因在串联电路中IE=IL, 则结论有, 所以输出功率

从输出功率表达式可看出, 理想情况下输出功率等于输入功率, 且输出功率与占空比成正比, 同样的情况下占空比越大输出功率则越大, 输出功率范围0~E2Ts/2L。

2.2 电感电流断续导电模式

当电路处于断续工作状态时, 在开关管T关断的toff期间内, 输出电感电流iL已降为0, 且保持到下一个周期开始。电路同样有3种工作状态, 即T导通、VD截止;T截止、VD导通;T、VD均截止。电路的工作原理是:在t=0时, 使T导通, 情况与电流连续导电模式相同, 电感中的电流iL线性增长至ILmax, 储能增加。在t=ton时刻, 使T关断, iL通过二极管VD同时给电容C充电和为负载R提供能量。但在T下一个导通周期到来前, iL已衰减到0, 从而出现电流的断续现象, 此时T、VD均截止。其电压电流波形如图7所示。

当开关T导通时, 电感电压为

式中, 电流ILmax为电感电流最大值, 也是电感电流的增量。

当T关断时, 电感电压为

设t'off=ΔTs, 则由式 (9) 和式 (10) 可求得

而电源E的输出平均电流等于电感的平均电流。

由于在一个斩波周期Ts内, 流过电容的电流平均值为0, 所以在电感电流断续导电模式下, 流过负载R的平均电流就是流过二极管VD的平均电流。因此, 电路输出的平均电流为, 输出功率, 因0≤D+Δ≤1, 从而可知功率P的范围是。

3 结束语

介绍了升降压斩波电路的原理, 通过计算从占空比的角度分析电路电压电流和功率范围, 可发现占空比对电路功率等性能的的影响, 从而体现占空比在电路中对各性能的最优控制, 并选择合适的占空比对一个具体的电路从某种程度即对电路的优化控制, 这就相当于放大电路的输出效果使输出功能最佳[3]。这仅是从一个角度研究器件性能的优化, 仍有众多器件优化问题尚待解决。可预计的是, 随着电力器件的研究与发展, 其的性能会不断提高, 由此会产生更好的新器件, 这为用户在选择电力电子器件时提供了更多的选择。

摘要：文中以常见的斩波电路为研究对象, 通过对电路的电流、电压和功率要素的分析与计算, 将各要素用占空比D表示, 并从占空比的角度分析以上要素的极值与范围, 从而体现占空比对器件要素性能的最优控制及影响, 为用户在选择电路器件时提供了更多的选择。

关键词：斩波电路,占空比,最优控制

参考文献

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[8]黄胜利, 张国伟, 孔力.电力电子技术在微电网中的应用[J].电气应用, 2008, 27 (9) :55-59.

斩波控制篇2

关键词：水电阻软启动；内反馈斩波；一托二运行方式；节能

中图分类号：TP271 文献标识码：A 文章编号：1009-2374（2013）09-0057-03

杭州余杭水务有限公司是集供排水、营业销售、管线安装于一体的综合性中型供水企业，承担着为杭州市余杭区875平方公里范围的供水重任，目前公司供水区域内总供水规模为85万立方米/日，作为余杭水务有限公司下属运河分公司，供水制水能力到现在的12万吨/日，供水范围为临平城区、运河街道、余杭经济开发区，为了适应现代化水司的建设，公司把确保安全供水和提高产品质量、对外服务质量作为中心工作来抓，确立了“科学管理，确保优质供水，诚信服务，力求顾客满意”的服务质量目标。

1 内反馈斩波调速装置介绍

现在主要采用的是SSC-F5000系列高压内馈式高频斩波调速装置与相应的YRCT系列高压内反馈调速三相异步电动机配套组成调速系统，这种系统对拖动水泵、风机类负载使用具有良好的效果，能够实现平滑无级调速，是一种高效节能产品，对于不同的情况，能够使节电率达到20%～50%。

该系统将电机转子电压经整流变为直流电压，当斩波器导通时转子电流被斩波器短路，形成轴功率；当斩波器开路时，转子直流电流经有源逆变器反馈到电机反馈绕组，形成转差功率，通过改变斩波器的占空比，从而调节轴功率和转差功率的比例，即能改变电机转速。

内反馈电机是在原绕线式电机的定子上增加了一个反馈绕组，从而去掉了庞大的反馈变压器，提高了系统效率，它具有高效、良好的调速性能，与普通的绕线机具有互换性。

2 内反馈斩波调速装置工作原理

2.1 基本工作原理

高频斩波部分是一个BOOST升压电路，在斩波电路稳定工作时，对于某一个占空比D，输入电压Ui与输出电压UC之间，有方程式：

Ui=UC（1-D）（1）

转子电势为SE20，在转子整流电路电压平衡时，忽略二极管压降，暂不考虑整流电路的换相重叠压降，有方程式：

KuvSE20=Ui+IdR （2）

式中：

Kuv——转子电路整流系数

S——转差率

E20——转子电路开路电压

Id——整流电流

R——等效的转子整流电路及斩波电路总电阻

2.2 内馈式高频斩波调速装置

在内反馈电机的转子电路中，通过斩波器高频PWM调制调节大功率电子开关的开通和关断时间的比率，改变串入转子回路的等效电势的大小，从而改变转子电流来调节转速，并通过变流器和反馈绕组将转差功率回馈到电网，达到高效调速节能的目的。

2.3 调速节能的方法

通过内反馈高频斩波调速装置将电机的转速调下来，完全打开阀门，不使多余的能量无谓地消耗在阀门上（原技术是在电机工频运行状态下通过调节阀门或挡板来粗略地满足工业要求，浪费大量的电能），在满足工艺的前提下，将电机的实际使用功率降到最小，从而实现了调速节能的目的。内反馈高频斩波调速是所有调速中效率最高的一种调速方案。

3 内反馈斩波调速装置的组成与操作

内馈电机高频斩波调速系统由线绕式内馈调速电机及调速装置组成。

（1）内馈调速电机与普通线绕电机相比，除有定子绕组及转子绕组外，在定子槽内，增添了一个反馈绕组，取代串级调速装置中的外馈变压器。

（2）内馈电机高频斩波调速装置由水电阻软启动装置、转子整流器、高频斩波器、晶闸管相控逆变器及DSP控制器组成。

软启动单元由水电阻软启动器（ZYQ）、接触器KM1（KM3）、接触器KM2（KM6）构成。水电阻软启动器的一般启动电流控制为额定电流的1.1～1.3倍。

调速装置大量采用最新及成熟的技术、科研成果及新器件、新材料如大屏幕彩色液晶触摸屏，全中文操作界面；内置高速西门子PLC实现逻辑控制；DSP数字信号处理器实现了斩波器电流闭环和速度闭环控制；系统具有RS485和RS232通讯接口，可以方便地实现远/近程计算机控制，同时可以方便地实现与用户端DCS的远方操作。

调速装置可以实现两台电机的不同运行状态，主要实现以下运行状态：

（1）当负荷轻时，可以根据需要对单台电机进行启动，并调进入调速运行。

（2）当负荷增加时，如果一台电机不能满足生产要求，此时就可以将调速的设备转到全速，然后通过人机界面切换到另一台电机上，启动电机，然后再根据需要对其中的设备进行调速来满足恒定的水压，从而达到生产要求。

电机的切换过程与转换状态，可以看到设备的状态切换主要由接触器KM1、KM2、KM3、KM4、KM5、KM6、KM7、KM8来完成。

现在我们将两台电机分别定义为：M1和M2。启动电机操作如下：

（1）首先通过K1、K2转换开关进行启动电机的选择，例如：当启动M1时，就将转换开关转到K1位置，此时接触器KM1将会吸合，做好启动备好状态，其他接触器全部处于断开状态（M2电机的接触器全部处于断开状态），将启动到全速时，接触器KM2、KM4将会吸合，此时一台设备就可以满足生产要求，将M1进行调速运行，在转到调速状态运行时，KM1和KM2将全断开，KM3和KM4将会吸合，设备此时就可以调整转速来满足恒压供水。

（2）如果一台设备不够，还要启动另一台电机，此时要将M1电机转到全速状态，然后将转换开关旋到K2位置，这时M1电机的接触器只有KM2处于吸合状态，KM1、KM3和KM4全部处于断开状态，M2的接触器KM5处于吸合状态，KM6、KM7和KM8处于断开状态，做好M2电机的启动备好状态，当M2启动到全速时KM6和KM8吸合，KM5和KM7处于断开状态，此时M2电机就可以转换到调速状态，如果需要将M1电机转调速，将转换开关旋到K1即可。K1、K2即为所控电机的转换开关。

（3）当需要停机时，DCS发出分闸信号，此时K1和K2的转换开关在哪个位置就将会停哪台电机。

（4）通过这样的方式，可以进行两台电机的切换来满足生产要求，这样两台高压电机就可以单独或并联运行来实现恒压供水的调节。

内反馈高频斩波调速装置采用先进的数字控制，实现了全自动控制。

4 显著特点

该产品具有电网快切功能、高压停电保护功能、不停电机检修装置功能等，功能齐全。

4.1 电网的快切功能

“科祺”产品在快切时，电机维持调速状态，不转全速，提高了系统的可靠性。内反馈串级调速装置和内反馈可控硅斩波（SCR）调速无此功能，快切时须转全速，同时要烧熔断器和可控硅。

4.2 高压停电保护

“科祺”产品在停电时，能平稳停车，提高了设备的可靠性。内反馈串级调速装置和内反馈可控硅斩波（SCR）调速无此功能，高压停电时，要烧熔断器和可

控硅。

4.3 节电率高

在综合节电率方面，内反馈斩波调速比高压变频器多节电3%～7%。一般节电率达到20%～50%。节电回收期短，一般在一年左右。

5 日常维护工作

为了更全面地保护设备，让一些基本故障能够在设备上得以显示，所以对于人机界面的设计必须格外注意，一个合理的设计能够使日常维护工作比较简单。再就是对人机接口的电流、电压值要做到24小时监控，如果有任何报警，一定要引起高度重视。

参考文献

[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京：机械工业

出版社，1997.

[2]高频斩波调速装置技术文件[S].上海科祺调速电气有限

公司，2005.

[3]许振帽.变频调速装置及其调试、运行与维修[M].北

京：兵器工业出版社.

[4]菲茨杰拉德.电机学（第六版）[M].北京：电子工业

出版社.

斩波控制篇3

晶闸管作为开关器件常被使用在传统的调压方式中。但是这种调压方式存在功率因数小, 谐波含量高, 对电网的噪声污染严重的缺点。针对以上传统调压方式所存在的缺点, 提出了以IGBT作为开关器件, 利用模糊PID控制方案, 通过正弦波脉宽调制技术 (SPWM) , 并辅以ARM微处理器芯片控制, 实现单相交流斩波调压。鉴于该调压技术具有动态响应快, 调压范围广。输入输出电压易于正弦化等优点。目前在中小功率的交流调压领域得到广泛的应用。

二、斩波调压系统设计

(一) 斩波调压系统总体框图。

主电路以IGBT作为开关器件, 采用单相Buck型斩波调压。通过对输出电压电流进行实时采样。利用调压模块对采样电压电流进行计算, 经过滤波、放大处理后, 再电压/电流采集电路, 得到电压电流对应的数字量, 送入ARM微处理器。利用模糊PID算法对采样结果对应的数字信号进行计算。得到该输出电压对应的输出控制量。利用规则采样法生成该输出控制量电压所对应的SPWM波形。ARM处理器向开关管IGBT驱动电路提供SPWM触发脉冲.控制IGBT的开通和关断时间, 从而完成对主电路的斩波调压。系统结构框图如图1所示。

(二) 调压主控电路的设计。

图2中V1、VD1、V2和VD2构成双向斩波开关, VF1和VDF1、VF2和VDF2构成双向续流开关, 在实际电路中, 双向开关由采用带有反并联二极符的单IGBT功率模块反相串联组成。该拓扑结构采用带电流检测的非互补控制方式, 开关模式由电压极性决定, 避免了调压器中主开关和续流开关换相过程引起的共态运行, 开关器件无换相过电压。主开关缓冲电路经优化设计后, 可保证主开关开通电流小于l.5倍通态电流, 改善开关过程电压、电流变化轨迹, 大大减小器件开关损耗。对输出电压波形的傅里叶分析结果表明, 除基波以外还含有其他谐波, 谐波频率在开关频率及其整数倍两侧分布, 开关频率越高, 越容易滤除。经优化设计的滤波器滤波后, 可认为输出电压仅含有基波信号。

三、斩波调压系统模糊PID控制算法

(一) 模糊PID系统结构。

模糊PlD控制器主要由参数可调整的PID调节器和模糊推理器两部分组成, 模糊推理器以偏差e和偏差变化率ec作为输入, 以常规PID控制器的三个参数kP、kl、kD为输出, 采用模糊推理方法实现对参数kP、kl、kD的调整, 以满足不同时刻偏差e和偏差变化率ec对PlD参数自调整的要求, 其基本结构如图3所示。

(二) 模糊PID参数整定原则。

按照系统时时变化的偏差e和偏差变化率ec, 根据经验, kP、kl、kD的整定原则如下所示:一是当偏差e较大时, 误差较大, 为使系统有较快的响应速度, 应取较大的kP;为了防止偏差变化率ec瞬时过大, 应取较小的KD;为了避免较大的超调, 应对积分作用加以限制, 通常取KI=0。二是当偏差e处于中等大小时, 为使系统相应具有较小的超调, KP应取得小些, KI取值要适当, 这时KD取值对系统影响较大, 取值应大小适中, 以保证系统的响应速度。三是当偏差e较小时, 为使系统具有较好的稳定性, KP与KI均应取大些, 同时为避免系统在设定值附近出现振荡, 并考虑系统的抗干扰性能, 应适当地选取KD值。KD值的选择根据偏差变化率ec来确定, 当ec较大时, KD取较小值, 当ec值较小时, KD取较大值, 一般情况下, KD为中等大小。

(三) 模糊控制器的设计。

1.确定模糊控制器的维数。

确定模糊控制器的输入、输出变量, 从而也就确定了模糊控制器的维数。输入变量取为系统电压偏差和偏差变化率, 输出变量为PID参数kP、kl、kD或者PID参数的增量ΔkP、Δkl、ΔkD。

2.确定各变量的取值范围。

根据实际需要确定各个输入、输出变量的变化范围, 然后确定它们的量化等级、量化因子、比例因子。

3.在每个变量的量化论域内定义模糊子集。

首先确定模糊子集个数, 确定每个模糊子集的语言变量, 然后为各语言变量选择隶属度函数。

4.确定模糊控制规则。

这实质上是将操作人员的控制经验加以总结得出的许多模糊条件语句的集合。确定模糊控制规则要遵守的原则是保证控制器的输出能够使系统输出响应的动静态性能达到最佳。

5.求出模糊控制表。

根据已知的模糊控制规则和确定的输入、输出变量求出模糊控制器的输出。这些输出值是PID参数的调整量, 把它们与输入量在一个表中按一定关系列出就构成了模糊控制表。PID三个参数一般是独立调整, 所以有三个模糊控制表。

6.参考的计算。

把采样得到的偏差、偏差变化率经过变量选择后, 代入模糊控制规则表, 得出新的PID参数, 在经过PID算法的计算就得出了最后的输出量, 也就是系统的控制量。

7.结果分析。

根据仿真效果或实验结果分析模糊PID的控制性能, 再对量化因子和比例因子进行调整以达到理想的控制效果。

四、结语

本文设计的单相斩波调压系统充分利用了模糊控制的快速性和准确性。主电路采用交流斩波技术, 利用SPWM进行调制, 使系统的调压范围变广。输出电压电流易于正弦化。ARM具有较强的控制性能和丰富的片内外资源, 使该调压系统具有很好的实时性和稳定性。实验证明了该调压系统的可行性, 在中小功率交流调压 (如电动机的调速控制) 领域具有很好的应用前景。

摘要：本文介绍了模糊PID控制的单相交流斩波调压系统。给出了一种以IGBT作为开关器件的单相交流斩波调压电路的拓扑结构。利用模糊PID控制方案, 采用ARM920微处理器作为该控制系统的核心, 满足该系统对实时性和稳定性的要求。通过实验验证了该调压系统的可行性。

关键词：模糊PID,交流斩波调压,IGBT

参考文献

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斩波器设计与应用篇4

TL494内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。1、2脚是误差放大器I的同相和反相输入端;3脚是相位校正和增益控制;4脚为间歇期调理,其上加0~3.3V电压时可使截止时间从2%变化到100%;5、6脚分别用于外接振荡电阻和振荡电容;7脚为接地端;8、9脚和11、10脚分别为TL494内部两个末级输出三极管集电极和发射极;12脚为电源供电端;13脚为输出控制端,该脚接地时为并联单端输出方式,接14脚时为推挽输出方式;14脚为5V基准电压输出端,最大输出电流10m A;15、16脚是误差放大器II的反相和同相输入端。

2 IGBT的介绍

IGBT是强电流、高压应用和快速终端设备用垂直功率MOSFET的自然进化。由于实现一个较高的击穿电压BVDSS需要一个源漏通道,而这个通道却具有很高的电阻率,因而造成功率MOSFET具有RDS(on)数值高的特征,IGBT消除了现有功率MOSFET的这些主要缺点。虽然最新一代功率MOSFET器件大幅度改进了RDS(on)特性,但是在高电平时,功率导通损耗仍然要比IGBT技术高出很多。较低的压降,转换成一个低VCE(sat)的能力,以及IGBT的结构,同一个标准双极器件相比,可支持更高电流密度,并简化IGBT驱动器的原理图。

3 设计方案确定

根据设计要求确定设计方案为:利用绝缘栅型晶体管IGBT作为开关元件,设计一个直流降压斩波器,通过TL494进行脉宽调制,来完成直流伺服电机的加载运行。总体电路图如图二所示:

4 功能电路设计

4.1 单相桥式整流电路

单相桥式整流电路的工作原理如下,为简单起见,二极管用理想模型来处理,即正向导通电阻为零,反向电阻为无穷大。在u2的正半周,电流从变压器副边线圈的上端流出,只能经过二极管D1流向RL,再由二极管D3流回变压器,所以D1、D3正向导通,D2、D4反偏截止。在负载上产生一个极性为上正下负的输出电压。在u2的负半周,其极性与图示相反,电流从变压器副边线圈的下端流出,只能经过二极管D2流向RL,再由二极管D4流回变压器,所以D1、D3反偏截止,D2、D4正向导通。电流流过RL时产生的电压极性仍是上正下负,与正半周时相同。桥式整流电路巧妙地利用了二极管的单向导电性,将四个二极管分为两组,根据变压器副边电压的极性分别导通,将变压器副边电压的正极性端与负载电阻的上端相连,负极性端与负载电阻的下端相连,使负载上始终可以得到一个单方向的脉动电压。

根据上述分析,可得桥式整流电路的工作波形,通过负载RL的电流IL以及电压VL的波形都是单方向的全波脉动波形。桥式整流电路的优点是输出电压高,纹波电压较小,管子所承受的最大反向电压较低,同时因电源变压器在正、负半周内都有电流供给负载,电源变压器得到了充分的利用,效率较高。因此,这种电路在半导体整流电路中得到了颇为广泛的应用。电路的缺点是二极管用得较多,但目前市场上已有整流桥堆出售,如QL51A~G、QL62A~L等,其中QL62A~L的额定电流为2A,最大反向电压为25V~1000V。

4.2 电容滤波电路

电容滤波电路及稳态时的波形分析如图三所示。

当u2为正半周并且数值大于电容两端电压uC时,二极管D1和D3管导通,D2和D4管截止,电流一路流经负载电阻RL,另一路对电容C充电。当uC>u2,导致D1和D3管反向偏置而截止,电容通过负载电阻RL放电,uC按指数规律缓慢下降。

当u2为负半周幅值变化到恰好大于uC时,D2和D4因加正向电压变为导通状态,u2再次对C充电,u上升到u2的峰值后又开始下降;下降到一定数值时D2和D4变为截止,C对RL放电,uC按指数规律下降;放电到一定数值时D1和D3变为导通,重复上述过程。RL、C对充放电的影响:电容充电时间常数为RDC,充电速度快;RLC为放电时间常数,放电速度慢。电容C愈大,负载电阻RL愈大,滤波后输出电压愈平滑,并且其平均值愈大。

(1)输出电压平均值

当负载开路,即RL=∞时,;当RLC=(3~5)T/2时,可取得较好的滤波效果,UO(AV)≈1.2U2。

考虑电网电压波动范围为±10%,电容的耐压值应大于。

(2)脉动系数

(3)整流二极管的导通角

在未加滤波电容之前,整流电路中的二极管导通角θ为π。加滤波电容后,只有当电容充电时,二极管才导通,因此,每只二极管的导通角均小于π。RLC的值愈大,滤波效果愈好,导通角θ将愈小,整流二极管承的冲击电流大。

(4)电容滤波电路的输出特性和滤波特性

输出特性:当滤波电容C选定后,输出电压平均值UO(AV)和输出电流平均值IO(AV)的关系称为输出特性。

滤波特性:脉动系数S和输出电流平均值IO(AV)的关系称为滤波特性。C愈大电路带负载能力愈强,滤波效果愈好;IO(AV)愈大(即负载电阻RL愈小),UO(AV)愈低,S的值愈大。

5 结束语

本次设计的直流降压斩波器有一定的缺点,不能控制电动机的减速。如果要使电动机减速,只能做以下处理:减小占空比使输出电压减小,转子电流也随之减小,电动力矩小于负载的阻力矩产生负的加速度;或者输出电压干脆小于电动机的额定电压,电动机在负载力矩的作用下减速。由此可见,要想快速制动只能采取能耗制动或摩擦制动等措施。

参考文献

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[4]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社.

三电平悬浮斩波器性能研究篇5

电磁悬浮系统(EMS)是一个非线性强耦合的不稳定系统,当悬浮气隙发生变化时,要求电磁铁电流迅速做出相应调整,使悬浮气隙的波动保持在很小的误差范围之内,以达到稳定悬浮。悬浮斩波器是磁悬浮列车悬浮控制系统的执行机构,根据悬浮控制器的电流调节指令来改变电磁铁的电流,从而调节悬浮电磁铁对钢制轨道的吸引力,使磁悬浮列车稳定悬浮。根据电磁悬浮系统要求响应快、耐冲击等特点,一般采用H型两象限斩波器,它既可向负载提供能量,也可以迅速将负载电路反接入电源,向电网回馈能量,使磁场电流快速减小[1,2]。

磁浮列车对于悬浮控制精度具有很高的要求(日本HSST和德国TR磁浮列车悬浮气隙波动范围不超过±2 mm),因此,对于悬浮斩波器输出电流精度具有很高的要求。实际应用中发现,采用普通PWM调制方式的传统H型悬浮斩波器输出存在很大的纹波电流,电流纹波造成了悬浮力的较大波动,从而降低了悬浮控制的精度和稳定性。

基于以上分析,如何在不降低悬浮斩波器电流响应速度的前提下,减小悬浮电流的纹波,提高悬浮力的精度,成为一项重要的研究课题。

2 三电平悬浮斩波器主电路及控制原理

三电平悬浮斩波器的主电路与传统的H型悬浮斩波器完全相同(如图1所示),是一个全桥电路,每个桥臂由1个可控功率元件IGBT(T1和T4)和续流二极管(D2和D3)组成,电感L和电阻R串联来等效负载电磁铁,连接在两个桥臂之间,Ud为输入直流电源,C为输入支撑电容。对于传统的悬浮斩波器,加在悬浮电磁铁两端的电压为+Ud和-Ud两种电平,而基于控制原理的不同,三电平悬浮斩波器加在悬浮电磁铁两端的电压为+Ud,0和-Ud 3种电平。

图2为采用三电平技术的悬浮斩波器控制时序图。

UT1和UT4为2个IGBT的栅极驱动电压信号,相位相差180°,Ug为给定控制电压信号,当UT1和UT4占空比都大于50%时,T1和T4共同导通,电磁铁两端电压为+Ud;当UT1和UT4占空比都小于50%时,T1和T4共同关断,电磁铁两端电压为-Ud;其他情况下,任一时刻,T1和T4只有1个导通,电磁铁两端电压为0电平。

3 工况分析

三电平悬浮斩波器负载电压Uo ,负载电流io(t)波形如图3所示。

悬浮斩波器三电平控制方法也采用PWM调制方式,输入的控制指令可以等效为占空比D。设斩波周期为T,元器件均为理想元器件,导通起始时刻为t1,通过分析可得

$D = 1 - \frac{2 t_{1}}{Τ}$

开环时状态分析如下。

1)0<t<t1。

当t=0时,io(0)=Io1,T1关断,T4导通。Uo=0,io(t)按指数规律下降,可列出如下微分方程式:

$R i_{o} (t) + L \frac{d i_{o} (t)}{d t} = 0 (1)$

解此微分方程可得:

$i_{o} (t) = Ι_{o 1} e^{- \frac{R t}{L}} (2)$

当t=t1时,io(t1)=Io2,代入式(2)可得:

$Ι_{o 2} = Ι_{o 1} e^{- \frac{R t_{1}}{L}} (3)$

2) t1<t<T/2。

此时,T1,T4导通,在电源电压作用下,io(t)按指数规律增长,可列出如下微分方程式:

$R i_{o} (t) + L \frac{d i_{o} (t)}{d t} = U_{d} (4)$

即 $\frac{d i_{o} (t)}{d t} + \frac{R}{L} i_{o} (t) - \frac{U_{d}}{L} = 0$

解此微分方程可得:

$i_{o} (t) = \frac{U_{d}}{R} (1 - e^{- \frac{R (t - t_{1})}{L}}) + Ι_{o 2} e^{- \frac{R (t - t_{1})}{L}} (5)$

当t=T/2时,io(T)=Io1,代入式(5)可得:

$Ι_{o 1} = \frac{U_{d}}{R} (1 - e^{- \frac{R (Τ / 2 - t_{1})}{L}}) + Ι_{o 2} e^{- \frac{R (Τ / 2 - t_{1})}{L}} (6)$

联立式(3)和式(6)微分方程,求解可得:

$Ι_{o 1} = \frac{U_{d} (1 - e^{- \frac{R (Τ / 2 - t_{1})}{L}})}{R (1 - e^{- \frac{R Τ}{2 L}})} (7)$

$Ι_{o 2} = \frac{U_{d} (e^{- \frac{R Τ}{2 L}} - e^{- \frac{R t_{1}}{L}})}{R (e^{- \frac{R Τ}{2 L}} - 1)} (8)$

$3) \frac{Τ}{2} < t < (t_{1} + \frac{Τ}{2})$ 。 $i_{o} (\frac{Τ}{2}) = Ι_{o 1} ‚ Τ_{4}$ 关断,T1导通。Uo=0,io(t)按指数规律下降(见图3),与0<t<t1时间段内规律相同。

$4) (t_{1} + \frac{Τ}{2}) < t < Τ$ 。 $i_{o} (t_{1} + \frac{Τ}{2}) = Ι_{o 2}$ ,此时,T1,T4导通,在电源电压作用下,io(t)按指数规律增长(见图3),与t1<t<T/2时间段内规律相同。

4 对比仿真

根据以上分析结果,对采用三电平控制和两电平控制技术的磁浮列车悬浮斩波器进行了对比仿真。采用的磁悬浮系统参数为:Ud=440 V,C=2 000 μF,L=300 mH,R=0.8 Ω。通过仿真,研究以下几方面的内容:电流纹波、电流响应速度、输入电源电压对输出电流的影响。

系统仿真原理图如图4所示,输出额定电流为30 A,开关频率为5 kHz。

4.1 电流纹波

图5a为两电平悬浮斩波器输出电流波形,其中iload为电磁铁上的电流波形,Vt1为T1的栅极电压控制波形,Vt4为T4的栅极电压控制波形。从图中可以看出,电流纹波峰峰值为0.24 A;而图5b 所示三电平悬浮斩波器输出电流波形中电流纹波峰峰值仅为0.02 A,远小于两电平悬浮斩波器的输出电流纹波。

4.2 电流响应速度

图6a为两电平悬浮斩波器输出电流阶跃波形,图6b为三电平悬浮斩波器输出电流阶跃波形。从波形上可以看出,在相同的控制参数和条件下,输出电流从0上升到30 A,两电平悬浮斩波器的上升时间为15 ms,而三电平悬浮斩波器的上升时间为17 ms,三电平悬浮斩波器输出电流响应比两电平悬浮斩波器慢,但是相差较小。

4.3 输入电源电压对输出电流的影响

图7a和图7b 分别为Ud=300 V和Ud=600 V时两电平悬浮斩波器输出电流波形;图7c和图7d 分别为Ud=300 V和Ud=600 V时三电平悬浮斩波器输出电流波形。从波形上可以看出,当输入电压增加时,两电平悬浮斩波器输出电流波形纹波增大(峰-峰值从0.15 A增大到0.3 A),而三电平悬浮斩波器输出电流纹波没有变化。这说明三电平悬浮斩波器输出电流纹波并不随着输入电源电压的增大而增大。考虑到悬浮电磁铁可等效为一个大的感性负载,等效电阻R很小,电流变化率di/dt=Ud/L,因此可以通过增大输入电源电压Ud的方法,提高电流响应速度。

5 试验

在研制的悬浮斩波器上进行了三电平控制技术实验研究。试验中,Ud=440 V,C=2 000 μF,L=1.4 H,R=3 Ω,f=5 kHz。实验波形如图8所示。图8a为三电平悬浮斩波器T1和T4栅极电压控制波形;图8b为三电平悬浮斩波器给定20 A时电流的上升波形。从图8中可以看出,T1和T4栅极电压控制实验波形和电流跟踪波形与仿真结果基本一致,采用三电平控制技术的悬浮斩波器可以产生悬浮控制所需要的电磁铁电流,并且电流信号纹波很小。另外,由于实验中负载电磁铁的电感较大(L=1.4 H)导致上升时间较长(约为40 ms)。

6 结论

通过以上对比仿真和试验研究,可以得到以下结论:1)三电平悬浮斩波器具有两电平悬浮斩波器同样的简单结构,只需要通过改变控制方式就可以实现;2)三电平悬浮斩波器输出电流纹波较两电平悬浮斩波器小很多,有利于提高磁浮列车悬浮气隙的控制精度;3)三电平悬浮斩波器输出电流响应速度虽稍慢于两电平悬浮斩波器,但三电平悬浮斩波器输出电流纹波并不随着输入电源电压的增大而增大,可通过增大输入电源电压的方法,提高电流响应速度,弥补其响应速度稍慢的不足;4) 三电平控制技术可以应用于磁浮列车的悬浮斩波器,有助于进一步提高悬浮控制性能。

摘要：采用两电平控制技术的磁浮列车悬浮斩波器由于较大的输出纹波电流引起的悬浮力波动,影响了悬浮控制的精度和稳定性。提出了一种采用三电平控制的悬浮斩波器,分析了其主电路和工作原理,针对输出电流纹波、响应速度、输入电源电压对输出电流的影响等3方面进行了对比仿真分析,并给出了试验验证结果。

关键词：三电平,悬浮斩波器,电磁悬浮

参考文献

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[2]王宁,姚煊道.软开关悬浮斩波器研究[J].电力电子技术,2006,3(40):86-87.

[3]曾学明,徐龙祥,刘正埙.电磁轴承三电平PWM功率放大器研究[J].电力电子技术,2002,36(3):13-15.

直流斩波电路的MATLAB研究篇6

1 斩波电路的工作原理论述

直流斩波电路主要功能就是结合直流电调试转换特性进行结构延展, 透过对机理布置特征的观察, 涉及不同样式的控制方式具体可以延展为时间比例、瞬时值以及二者混合构建途径。此类电路主张使用某类权控器件, 途中联系IGBT以及相关器件进行总体流程延展;控制环节中若采用晶闸管, 技术人员需设置晶闸管关断的辅助电路。整体电路以及相关电流规划流程中为了稳定管制绩效, 有关设计人员专门设置了续流二极管部件。这类斩波电路的典型用途之一就是应用拖动式直流电动机, 同时积极带动蓄电池负载功能;不足之处在于这类布局体系中都将出现反电动势状况。在现实电路设计流程中主要运用开关器件、阻性负载以及协调电压管理, 并且内部电压数值主要借助开关张合状态表现。

2 直流斩波电路的建模与仿真操作技术研究

2.1 借用IGBT搭建的直流降压斩波电路以及规范参数设置

按照特定直流变换装置仿真模拟操作技巧分析, 有关默认格式下的参数设计与缓冲电路管理工作需要满足同步跟进条件。在留有升降功能的非隔离式变换装置空间之下, 有关变换器之间的正负极性输出机理形态十分复杂, 必须全程依靠储能电感疏通。整个流程下来, 必定造成变换器的耗能数量增加结果, 影响实际工作协调质量。在实际项目开展过程中, 技术人员最好全面摒弃不同变换器既定工作理念, 同时采用新型技术指标要求规范开关电源结构, 争取从中获取优良的使用价值。IGBT具体结合高压应用与快速终端设备进行垂直功率的自然进化调整;因为内部源漏通道电阻附加效应影响, IGBT开始针对结构功率缺陷进行应对。尽管创新模式的MOSFET设备将RDS特性全面规整, 但是在高平电环境中的功率导通损耗现象仍然十分紧张;为了稳固IGBT结构, 需要贯彻标准双极器件与VCE同步调用实效, 将高电流密度瓶颈限制全面克服。

2.2 变换器控制系统的实现流程分析

在系统设计环节中主要采取模拟控制与数字调节两种途径, 本文就是重点结合变换器交互式系统进行双重规整。为了稳定变换器降压与升压工作模式需求, 不同电路疏通信号应该主动与最新电路设计标准进行优良匹配, 保证将逻辑控制下的分配问题全面肃清。按照这种原理分析, 技术人员开始将变换器与主变换电路开关电源进行智能匹配, 后期结论内容具体如下所示:新型变换器拓扑结构比较简单, 各个节点工作交流模式也相对明确一些, 能够稳定数字化模拟操作的动机需求。

2.3 直流斩波电路的建模与仿真操作

2.3.1 仿真模型以及相关参数匹配

结合IGBT直流降压电路建模以及参数设置条件进行科学分析, 有关直流变换器仿真模型与默认参数设置条件已经齐全, 为了迎接缓冲电路的消极化影响挑战, 在设计仿真操作流程中主要遵循以下细化工序要求:将参数调试界面打开, 选取固定算法之后设置相对误差标准, 直接点击进入仿真模拟流程, 其中各类脉冲周期统一稳定在0.001s左右, 有关后期的仿真控制结果要做到精准提取;可在固定窗口位置建立全新模型结构, 并将工具箱电力模块与IGBT模块等资源依次打开, 按照默认值要求实施必要参数规划, 同时将内部缓冲电路取消;之后将电源模块打开, 将必要直流电压模块灌输并打开参数设置条框, 将电压源设置为200V;后续可将必要部件与接地模块组打开, 并直接复制串联样式的规划窗口, 将内部电阻设置为10Ω;透过MATLAB输入源模块, 同时在buck窗口环境中复制脉冲发生器模型, 必要时可实现输出结果与IGBT门极的匹配目标。

2.3.2 直流升降压斩波电路的仿真操作

结合IGBT元件以及电路仿真模拟流程进行长远观察, 涉及默认参数以及电路缓冲效应必须及时得到制定。尤其在电感支路与仿真动作同步延展条件下, 为了主动迎合升降压斩波理论的精准规范要求, 在直流变换电路设计过程中主要运用电控基准作为开关节点, 保证电路接通与断开时机的科学管控。适当应用SIMU LINK对降压斩波电路与升降压斩波的仿真结果进行详细分析, 并做好与常规电路设计方案的对比准备, 确保输出电压波形的稳定状态, 最终全面验证仿真结果的精准效应。

3 结语

综上所述, 运用MATLAB对降压斩波电路仿真模拟操作流程进行细致分析, 同时采取常规电路归控结果进行同步检验, 进而全面肯定创新操作流程的积极效用。这种模拟操作手段有效杜绝了传统分析模式中的繁琐绘图与计算流程, 进而灵活改变参数组合搭配样式, 适应科学调试的现实状况, 争取为后期电子技术与多元内涵整合奠定雄厚基础。

摘要：涉及可视化仿真工具的应用工作主要围绕MATLAB进行细化设计, 避免繁琐绘图以及计算流程的牵制效应, 最终挖掘直观、快捷的电流变换电路的创新存在模式。因此, 本文具体联合负荷升降要求的变换装置进行现场情景演练, 将内部拓扑结构以及电感参数设计要求划分清晰, 同时完整论述该类系统的规范原理, 稳定必要结构疏通潜力。

关键词：直流斩波,电路样式,MATLAB,模拟技术,细化流程

参考文献

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斩波控制篇7

根据金属腐蚀电化学基础理论, 不纯净的金属或合金与电解质溶液接触会发生原电池反应, 导致金属或合金腐蚀、产生微弱气流、化学腐蚀和电化学腐蚀同时发生。而纯金属很容易与空气 (含CO2) 和水长期接触因酸性水膜而发生析氢以及因弱酸性和中性水膜而发生氧化等电化学腐蚀。

而电化学加工技术利用金属的电化学腐蚀现象, 在通电的电解液中, 离子在电极和溶液之间形成动态流动, 可以实现对工件材料的双向加工。带电离子的流动使其在溶液中分布不均匀, 形成电位差。产生的电位差越靠近金属表面增长越快些。

如果反应中金属离子的析出和溶解速度互为补充, 即金属发生的氧化反应和还原反应达到一个动态平衡, 我们称这种状态下的电极电位达到一个平衡电极电位, 电极称为可逆电极。达到平衡电极电位的条件有很多, 其表达式可引用奈斯特方程式:

式中: E'是平衡电极电位, V;

E0是标准电极电位, V;

R是摩尔气体常量, 8.314J/mol K;

n是参与反应中电子;

F是法拉第常数, 96500C/mol;

T是绝对温度, K;

a是离子有效浓度, mol/L。

根据具体金属的不同性质表现, 上述方程式可改写成不同的简式:

金属电极简式:

非金属电极简式:

处于平衡电极电位的状态, 电极上的离子保持动态平衡, 电极上不会有电流流过。电化学加工过程是要利用电极上偏离平衡电极电位的电位差, 甚至是强电流加快化学反应速度。电极上流经的电流强度越大, 电极电位差越大, 这种现象被称为电极的极化。偏离差称为超电压。电极的极化趋势为, 电流加强促使两级电极电位数值的绝对值增长。

研究表明, 使用高频脉冲型电化学电源进行微细电化学加工, 能够在很大程度上改善加工精度和表面质量, 实现微小电极间隙加工, 并为极小间隙加工提出一种可能。因为与直流电源相比, 脉冲间歇时间用来分散电解液温度和清除电解产物, 使电极表面的极化减弱。

斩波电路设计

斩波电路作为高频电化学加工电源的重要部分, 是通过脉冲信号的控制, 把主回路直流稳压信号转换为高频信号的一种电路。其核心器件为MOSFET, MOSFET是单极性压控器件, 开关速度快, 但存在极间电容。以MOSFET器件为核心所设计斩波电路的性能直接影响加工电源的质量性能。

MOSFET的开关过程

在MOSFET工作过程中, 每当遇到脉冲电压u P的上升沿时刻t0, MOSFET会在输入电容Ci的作用下开始充电, 栅源电压u GS保持上升直到达到开启电压值u T时刻t1, 此时漏极电流i D开始产生。从t0 到t1 这段时间, 称为开通延迟时间td (on) 。t1 时刻开始, i D伴随u GS而增长。漏极电流i D增长到t2 时刻达到一个稳态值, 此时, 栅源电压u GS也增长到一个稳态值u GSP。从t1 到t2 这段时间称为电流上升时间tri。t2 时刻开始, 漏极电流i D和栅源电压u GS保持稳态值不变, 漏极电压u GS下降, 直到t3 时刻, u GS降为0。从t2到t3 这段时间称为电压下降时间tfv。这段时间维持不变的栅源电压u GS形成了一个值为u GSP的平台, 这个平台被称为米勒平台 (Miller Plateau) , 在t3 时刻后又缓慢上升并在某一时刻到达最终的稳态值。至此MOSFET开通。事实上栅源电压u GS保持不变的原因是栅极的信号给栅极和漏极的极间电容CGD (又称米勒电容Miller Capacitance) 反向充电使漏极电压u DS降低, 栅源电压u GS保持不变。MOSFET的关断过程的步骤和电气特性的变化与开通过程相反, 相应的电气值则基本一致。

在实际工作工程中, MOSFET与其他各类电气元件一样, 各项电气特性值的测量和计算一般都是基于稳态值的10%、90% 来定义的。而如图中曲线所示的达到绝对满度和绝对零的情况则是在定性分析开关各阶段过程变化时有较多应用。

斩波电路的工作模型

MOSFET的开关模型如图所示, 开关特性好坏取决于极间电容的电压变化快慢:

CGD= CR CR为反馈电容

CGS= CI - CR CI为输入电容

CDS= CO - CR CO为输出电容

在开关电路, 特别是高频开关电路中, 开关特性的好坏的主要影响因素是MOSFET的动态特性, 而MOSFET的动态特性是由内部的三个极间电容充放电速度快慢决定的, 特别是栅源极间电容的充放电速度。在MOSFET正常工作时, 维持其静态工作的能量损失要远远小于维持其动态工作的能量损失, 这是由于它超过千亿量级欧姆的输入高阻抗。所谓的动态工作状态就是MOSFET处在开关和闭合交替转换的工作状态, 工作状态的转换引起极间寄生电容充放电变化, 势必损失一定的能量。随着开关频率的增加, 短时间内损失的能量则会更多。

在MOSFET关断的时刻, MOSFET内部电位反差形成反向电流通路来释放寄生电容储存的电荷, 高频的工作状态下, 内部形成的反向电流通路会因为开关速度慢而造成电荷释放时间较长, 这时MOSFET就会在寄生电容的电荷量尚未释放完全时改变工作状态, 开关特性变差。

如图2 是栅源极间电荷 (即输入电容的电荷) 与栅源极间电压的曲线图。MOSFET导通, 栅源极间电荷量逐渐增长, 输入电容充电。完全导通后, 输入电容不再增长, 而栅源极间电压会继续增长。所以, MOSFET开关性能主要看栅源极间电容的充放电速度。

MOSFET双通路型斩波电路

本设计结合以MOSFET为主要功率器件、应用于高频微细电化学加工的研究, 提出了一种具有较强抗干扰能力和负载能力的MOSFET双通路型斩波电路。两路MOSFET开关管的栅极控制信号频率相同, 相位相差180 度, 因此两路MOSFET器件在同一时刻只有一个开通一个关断, R为限流电阻。

论煤矿用电机车斩波调速改造篇8

当前, 随着煤矿的不断发展以及节能意识的树立, 实际中所使用的电机车潜在的缺陷越发的明显, 电阻不仅能耗大, 浪费了大量的能源, 而且, 机械传动过程中无法进行软起动, 机车运转时, 控制器带负荷切换, 致使触头需要承受巨大的冲击电流, 经常有短路烧损的情况发生, 使得材料的实际消耗量越来越大, 维修难度大, 所以, 应尽快采用新的有效技术——斩波调速系统来改变上述情况。

1 系统原理及性能特点

斩波调速系统结构基本由司控器、主机箱及平波电抗器三部分组成。它以隔离门极功率晶体管IGBT为主要功率开关元件, 电路上采用最新的电力电子器件及控制技术, 无级调节直流电机端电压, 控制牵引电机的速度。

IGBT斩波调速的工作原理[1]:

如图所示, 斩波器IGBT高压大功率开关器件采用脉宽调制 (PWM) 方法, 当驱动脉冲为高电平 (+15V) 时, 器件导通, 反之低电平 (0V或-15V) 时关断。IGBT串联在“串激式”牵引电机电路内, 当IBGT导通时, 电机电流线性上升;当IGBT关断时, 电机电流通过续流二极管形成回路, 电流线性下降。由于开关频率高, 实际电机的电流等效为直流电流, 通过改变IBGT的导通与关断的比例, 即可改变电机两端的电压平均值, 从而改变电机的转速, 实现机车调速的目的。由于TGBT工作在开关状态, 导通关断时损耗很小, 故调速状态下节能效果显著。

斩波器的各种保护功能 (软起动、欠压、过压、过流) 亦通过IGBT导通与关断的比例来实现。

2 斩波调速系统的优点及特性

2.1 具有较好的安全可靠性

首先是能耗制动;主要指的是当电机在主回路断电后, 以转换操作控制方式为主, 将电机转变为励磁电机和发电机, 把发动机实际中所散发的能量利用励磁电机与制动电阻进行一定的消耗, 采用这样的制动方式, 在节省了能源的同时, 还大大提高了机车行车的安全性, 制动效果极为明显。其次是具有无极调速、运行稳定、起动力矩大等特点, 有效防止了机车掉道问题的出现。另外是有着较好的功率元件损坏保护功能, 避免了由于功率元件发生损坏失控情况而导致机车安全性降低。再有, 实际操作十分的简便, 不费时也不费力。

2.2 具有较高的节能功效

第一, 通过无极调速方式, 操作人员能够结合具体需求对速度进行及时有效的控制, 同时, 具有较大的牵引力, 可以拉更多的负载, 工作效率显著。第二, 使用较低的导通压降的功率元件后, 节能效果俱佳。

2.3 具有齐全的保护功能

首先是延时软起动保护, 从起动到全速过程中都可以极其稳定的渡过, 使得电机与机车机械系统得到了较好的保护。其次是具有起动操作顺序保护, 倘若实际中的操作顺序错误, 那么, 机车就起动不了, 避免了操作人员错误操作行为的发生;另外是具有过压、欠压保护功能;有效防止了由于电压启动电机过高或者过低而导致电机严重损害情况发生;第四, 具有电流保护功能;通过电流传感技术, 对电机电流变化进行了实时的跟踪与检测。如果实际中因为机车超载或者机车发生故障而造成电流不断提升, 那么, 电流保护电路动作, 及时的降低机车的速度, 对电机与机械系统予以了有效的保护。第五, 具有电源防反接保护功能;若有蓄电池极性接反的情况, 调速箱就会停止不动, 对功率元件进行了保护, 避免其遭到损坏。第六, 具有温度保护功能;如果斩波器运行温度与设置值一样, 那么, 就会保护电路动作, 防止了功率元件损坏情况的发生。

3 煤矿用电机车的斩波调速改造措施

3.1 对司机控制器的改造

应将司机控制器的全部触头都改成无负荷通断, 以确保触头实际使用寿命的进一步延长。如果它的控制手柄处于零位, 那么, 控制电路不发脉冲, 主机不会运行, 唯有当控制手柄处于工作位置上方可与主机箱电源进行相接, 主机才会正常有序的运转, 这样, 就防止了司机错误操作行为的发生。司机控制器进行改造后, 其的位置保持不变, 依旧在之前所处的位置上。经过改造, 其的体积缩小了三分之一, 为司机提供了充足的操作空间。

3.2 合理的增设主机箱

应在机车尾部处进行主机箱的增设, 主机主要是通过五个组件模块组合而成, 在核心模块上安装有指示灯, 能够及时准确的判断电路工作的正常与否, 同时, 这几个模块还可以进行单独拆卸, 为维修提供了便利。通过两套相对独立的IGBT构成斩波器, 各自负责一个电机, 利用司机控制器能够实施双电机、单电机的前进与后退, 有利于司机按照实际负载和单电路故障进行切换运转可在主机箱上安装铝合金型材散热器, 增设两个风扇强制风冷, 对于整个导电部件, 应留有一定的爬电距离, 在母线上设镀铅锡合金, 不仅有效防止了锈蚀的出现, 同时, 还使得主机箱实现了防淋和防水溅的结构。

3.3 操作性与安全性能

实践证明, 通过斩波调速系统进行改造的电机车具有较高的操纵性, 牵引列车启动较好, 实际运转速度稳定, 没有冲击情况的发生, 能够及时减速, 和之前的电阻调速控制系统相比, 其的安全制动距离缩短近百分之十五, 安全系数极高, 操作简便。

3.4 采用斩波能耗制动

制动电阻部分利用原调速电阻的1/3采用斩波能耗制动, 通过司机控制器切换。控制斩波器进入能耗制动, 司机可根据需要控制制动电流的大小, 使之机车制动平稳、迅速, 机械磨损小。

3.5 经济性

从运行时间上来看, IGBT斩波调速系统电机车要比电阻调速控制系统同型号电机车省电百分之三十, 从产量上来看, 省电百分之二十六。由此可见, 采用IGBT斩波调速系统电机车, 不仅具有操作简便, 增强了电机车安全有效的运转, 而且电机车运行过程中的电能消耗大大降低, 节省了煤矿吨煤电耗费用, 企业实现了经济效益与社会效益最大化。

4 结束语

综上所述可知, 当前, 电机车的斩波调速改造, 实现了电机车的平稳起动、降低能耗、无级调速, 同时也降低了电机车的维修成本, 给煤矿的生产、运输带来较大的经济效益和社会效益, 具有很高的使用和推广价值斩波调速技术除了在煤矿用电机车中得到了广泛的应用之外, 也普遍应用于矿井的风机或者水泵等诸多的机械设备中, 具有较为广阔的市场发展前景。

参考文献

[1]李成锁, 刘大乾, 辛乐仁.矿用电机车的斩波调速改造[J].煤矿机电, 2006 (3) .

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[4]蒋磊.内反馈斩波调速技术在引风机中的应用[J].企业技术开发, 2011 (15) .

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