脉冲信号（精选9篇）
脉冲信号 篇1
0 引言
脉冲星导航是利用脉冲星稳定的辐射周期特性,在太空中为星际空间飞行器提供位置、速度和时间等导航信息。这是一种新型的导航系统,现阶段美国、俄罗斯和欧洲空间局正在研究脉冲星导航的新技术和新方法[1,2,3,4,5]。本文提出的X射线脉冲星导航系统是基于中国科学院西安光机所X射线脉冲星地面模拟系统的实验平台完成的,图1所示为X射线脉冲星地面模拟系统的整体框图[6,7]。
X射线脉冲星模拟光源相当于一种特殊的信号发生器,模拟X射线脉冲星的物理特性,如X射线辐射能谱、能量、脉冲轮廓以及脉冲周期等,为实验提供模拟的X射线脉冲星。X射线只能在真空中传输,图1所示的真空系统能为X射线光路提供10-5Pa的真空环境。脉冲星的传播方向是四面八方的,聚焦型(SSD)探测器则相当于凸面镜的作用把X射线脉冲星聚集起来增强X射线的强度,然后再转换成电子为后端电子学所用。
1 后端电子学设计及信号处理系统
经过SSD探测器得到电子输出后,由于输出信号微弱并不能被数字电路所识别,所以必须经过前置放大、增行后得到光子脉冲到达信号,再把光子脉冲到达信号送入时间测量电路得到此刻脉冲到达的准确时刻,最后通过USB把光子到达时刻送入上位机进行数据处理,使其知道采集到的是哪一颗脉冲星。图2所示为后端电子学的整体设计流程图。
在SSD聚焦型探测器接收到的入射光很微弱时,探测器输出信号为图3(a)所示,其中一个脉冲代表一个光子事件的发生。当入射光相对较强时,探测器输出信号如图3(b)所示,将会出现脉冲堆积的现象。
根据实际测得的SSD聚焦型探测器的输出电子脉冲(图3(a)中)下降沿约为10 ns左右,上升沿约为400μs。为了进行后端电路的设计,采用前置放大将电荷信号转化为电压信号[7]。图4所示即为经过前置放大后的电信号输出。
前置放大后的电信号由图4可以观察到存在较长的拖尾,需要对放大输出信号进行整形[8,9]。整形的主要功能为:提高光子到达的精度,整形能将输出的单光子脉冲整形成上升时间相同的脉冲信号;提高分辨率,主放对输出电信号进行滤波,滤除高频和低频噪声,提高信噪比;提高计数率,整形能将脉冲宽度变小,从而提高计数率。图5所示为经过整形后的电信号输出,其单光子脉冲的宽度为4μs的准高斯脉冲。在脉冲高度到达一定的阈值时则表示采集到一个光子事件,在脉冲高度未达到阈值高度时则表示未采集到光子事件。当采集到一个光子事件时则输入到后端的时间测量电路。
2 时间测量电路的设计
时间测量电路是整个脉冲星导航的关键部分,当接收到一次光子脉冲到达信号时,采集此时刻的光子脉冲到达时间[10,11]。光子脉冲到达时间分为粗时间和细时间。本设计采用Xilinx公司Virtex LX50T进行设计,粗时间即为秒时间及其秒时间以上的时间信号,细时间为一秒以下的时间。细时间又是整个时间测量电路的最重要部分,图6所示为细时间设计的结构框图。
2.1格雷码设计
该时间测量电路设计的主频是200 MHz,即时钟周期为5 ns。首先要利用5 ns周期计数计数到1 s,在FPGA计数中往往有二进制计数和格雷码计数两种,这里采用格雷码计数。格雷码计数每计数一次只有一位进行变化,所产生的负载小,并且利用格雷码计数会大大减小数字电路的毛刺现象。
2.2 IODELAY设计
在细时间设计中分为两个时间段,第一个是5 ns~1 s的时间段,第二个是1 ns~5 ns的时间段。在FPGA设计中无法利用程序语言实现倍频,通常是直接利用官方的IP核。IP核直接产生所需要的频率,无法实现计数的功能,而且时间测量电路的时间精度为1 ns,这样至少需要产生4个不同的频率,从而增大了FPGA的面积,影响了速度。在航空导航中尽可能提高FPGA速率很有必要,这里采用Xilinx官方提供的IODELAY原语进行设计[12]。IODELAY原语是具有64个tap的环绕延迟单元,每个抽头的延迟都是经过精密校准的78 ps,延迟时间较稳定。图7所示为IODELAY原语的RTL视图。本设计依次设计IODELAY原语中IODELAY的类型为FIXED,反馈时钟频率为200 MHz,IODELAY_TYPE参数为0、13、26、38、51实现1 ns~5 ns的计数。
2.3 数据整合
从5 ns计数到1 s需要28 bit才能完成,因此细时间的第一段时间数据位数为28。利用IODELAY实现0~5 ns的计数,其中精度为1 ns,需要3 bit完成IODELAY的计数。最后将粗时间和细时间直接整合得到48 bit的TDC数据。得到该数据后通过USB将其48 bit有效数据送到上位机。为了方便检测数据的完整性,在有效数据前面添加255,0的头。图8所示为整合后的一帧TDC数据,255,0为帧头,后面48 bit数据为TDC的传输数据。
3 USB传输设计
USB芯片是采用Cypress公司的CY7C68013A完成FPGA与上位机之间的通信。CY68013A内部集成工业标准的8051处理器,全USB吞吐量,基于RAM的架构设计允许无限制的配置和升级,自动处理USB协议大大减少了代码的复杂度。该芯片具有4片FIFO进行读写操作,只需要将TDC数据从FPGA送入到上位机,所以只需要对FIFO进行写操作即可。在这里选择第二片FIFO进行操作,并设置USB的传输模式为Slave FIFO。图9所示为FPGA设计USB接口的状态机,该状态机是直接由Syplify Pro软件直接模拟生成的。
当检测到EP2非满,IDLE状态跳转到WADDR_SET状态设置FIFO的地址;然后直接跳转到SLWR_LOW状态设置USB的SLWR接口,表示开始向FIFO写;完成SLWR设定后跳转到DATA_WRITE状态,此状态是把TDC的数据放置到USB的数据总线上;完成数据放置后跳转到SLWR_HIGH状态,表示USB开始进行数据传输;当数据传输完成后跳转到WR_HALT状态挂起;如果不需要再进行传输则跳转会IDLE状态,否则一直处于WR_HALT自挂起状态。完成了USB的FPGA接口设计后,把TDC的数据通过USB传输到上位机,图10所示为上位机接收到的数据。TDC的数据是58 bit,USB是8 bit进行传输的,这里将对TDC的数据进行增加一定位数后传输:time_tdc[63:0]={8'd255,8'd0,tdc_time[45:30],2'd0,tdc_time[29:0]}。此时将把64 bit的time_tdc通过USB传输,这样将传输8次。将一次传输64 bit的time_tdc作为一帧数据,255,0为这一帧数据的头,后面48 bit数据为TDC的有效传输数据。
4 数据处理及脉冲轮廓还原
通过USB得到TDC的数据后首先要对数据进行编码,以图10的255,0,2,142,23,288,195,142为例。首先要将这一帧的数据转化为单位为ns的数据,即Data=(2*256+142)*109+23*2563+228*2562+195*256+142。这部分处理是在MATLAB软件中进行转换的,图11所示为数据转换为纳秒为单位后的结果。
在得到图10所示的TDC数据后就可以利用历元叠加还原脉冲轮廓。首先将脉冲周期分成m等份,每等份为一个BIN(时间仓),BIN的大小为:△τ=T/m。Tp为光子到达时间数据,则光子到达时间、脉冲周期及光子的相位关系可以表示为:
每个光子对应的相位τn的计算可以表示如下:
其中Txn表示第n个光子到达时间的细时间部分,根据式(1)、式(2)可以得到每个光子对应的相位τn,将脉冲周期分成m等份,每一个等份为一个BIN,同时对应一个地址,地址范围可以表示为0~(m-1),则BIN的地址可以表示为:
所有的光子按其在单一脉冲中的相位值进行对齐后累加,各子相位区间的单脉冲事件的直方图就构成了脉冲星的累积脉冲轮廓。图12所示为历元叠加后的波形,其中线①为从NASA下载的B0531标准数据,线②为TDC产生的数据,两者的相似度达到95.38%。
5 总结
本文设计了X射线脉冲星导航系统的时间测量电路并得到脉冲到达时间。利用中国科学院西安光机所的X射线地面模拟系统对时间测量电路进行了测试,所得到的TDC数据与NASA下载的B0531的数据还原的脉冲轮廓相似度达到95.38%。达到了X射线脉冲星导航的精度要求,对在真实太空中实现脉冲导航起到了一定的参考作用。
摘要：脉冲星是具有107—109T强磁场的快速自转中子星,会不断地发出周期性电脉冲信号。通过识别脉冲轮廓可以实现航天器的定位和姿态调整。将采集到的光子到达时刻的TDC数据通过USB传送到上位机进行脉冲轮廓还原得到光子到达时间(TOA)。利用西安光学精密机械研究所的X射线地面模拟系统产生B0531星系进行测试,得到的脉冲轮廓与在NASA下载的B0531星数据的脉冲轮廓相似度达到95.38%。
关键词：X射线脉冲星导航,TDC,TOA,粗时间,细时间,脉冲轮廓还原
参考文献
[1]SHEIKH S I.The use of variable celestial X-ray sources for spacecraft navigation[D].Maryland:University of Maryland,2005.
[2]帅平,李明,陈绍龙.X射线脉冲星导航系统原理与方法[M].北京:中国宇航出版社,2009.
[3]SONG J,AN Q,LIU S.A high-resolution time-to-dig ital converter implemented in field programmable gate arrays[J].Nuclear Science,IEEE Transactions on,2006,53(1):236-241.
[4]DOWNS G S.Interplanetary navigation using pulsating radio sources[R].NASA Technical Report N74-34150,1974:1-12.
[5]GRAVEN P,COLLINS J,SHEIKH S,et al.XNAV for deep space navigation[C].Proceedings of 31st Annual AAS Guidance and Control Conference,2008.
[6]盛立志.X射线脉冲星信号模拟源及探测器关键技术研究[D].西安:中科院西安光机所,2013.
[7]周峰,吴光敏,赵宝升,等.基于X射线脉冲星导航的模拟调制仿真源的研究[J].物理学报,2013,62(11)572-577.
[8]黄钧良.MAMA紫外探测器系统与高增益MCP[J].红外技术,1997,19(5):39-44.
[9]苏弘,周波,李小刚,等.一种小型成形放大与峰保持电路[J].核电子学与探测技术,2004,24(6):268-570.
[10]鄢秋荣.基于MCP位敏阳极探测器的时间相关单光子计数技术研究[D].北京:中国科学院研究生院,2012.
[11]李玉忠.高速时间数字转换器设计与实现[D].长沙:国防科学技术大学,2008.
[12]张敏.皮秒分辨率的FPGA-TDC技术研究[D].西安:西安电子科技大学,2013.
脉冲信号 篇2
基于MSP430F1121射频低电平窄脉冲信号检测
设计了一种基于单片机的`射频低电平窄脉冲信号检测系统,并进行了工程实现.该系统可有效检测脉宽τ≥0.7μs,占空比D＜1/2000,信号电平P≥-15 dBm 的微波脉冲信号,通过对单片机的中断响应过程进行控制,可有效消除干扰信号的影响,电路简单,工作性能可靠.
作 者：刘传武 张智军 张安旭 LIU Chuan-wu ZHANG Zhi-jun ZHANG An-xu 作者单位：空军工程大学,工程学院,陕西,西安,710038 刊 名：空军工程大学学报（自然科学版） ISTIC PKU英文刊名：JOURNAL OF AIR FORCE ENGINEERING UNIVERSITY (NATURAL SCIENCE EDITION) 年，卷(期)：2006 7(1) 分类号：V24 关键词：低电平窄脉冲信号 单片机 中断脉冲信号 篇3
关键词：运放；窄脉冲；小信号
运算放大器是具有很高放大倍数的电路单元。在实际电路中，通常结合反馈网络共同组成某种功能模块。由于早期应用于模拟计算机中，用以实现数学运算，故得名“运算放大器”。运放是一个从功能的角度命名的电路单元，可以由分立的器件实现，也可以实现在半导体芯片当中。随着半导体技术的发展，大部分的运放是以单芯片的形式存在。运放的种类繁多，广泛应用于电子行业中。
文中介绍的就是一种以三个芯片级联而成的差分运算放大器，该运放能实现窄脉冲小信号放大，脉冲的上升沿可以达到50ns。
1设计目的
根据项目需要，本次设计的差分运算放大器是用于放大检波器输出的信号的，由于接收机接受的信号是小信号脉冲调制，因此设计的运放必要能够放大小信号窄脉冲。因为在小信号情况下，检波器输出为毫伏级别，而指标要求输出在-2～+2V之间，所以设计的差分放大电路放大倍数约100倍。
2 设计思路
由于此次设计的运放是为了放大脉冲信号的，所以必须要考虑脉冲信号上升沿的问题，如果上升沿时间太大会导致脉冲信号的失真，因此设计的最初就是要限定脉冲信号上升沿时间T<50ns。由于脉冲信号的带宽和上升沿存在如下关系：F×T=3.5(F表示带宽)，可知上升沿时间越小，带宽就越大，当上升沿时间T=50ns时，带宽就要达到70MHz。因为运放的带宽和增益成反比，如果只使用一级运放，在达到要求带宽的同时增益就达不到要求的100，因此本次设计的运放采用两级放大结构，每级放大10倍。
3 相关电路
从以上分析可知本次运放电路采用两级结构。第一级首先对基带信号进行差分放大，芯片选择AD公司的ADA4817-1和ADA4817-2，第一级放大电路如图1所示。
第一级放大所用的芯片ADA4817-1(单通道)和ADA4817-2(双通道)FastFET放大器是单位增益稳定、超高速电压反馈型放大器，具有FET输入。这些放大器采用ADI公司专有的超高速互补双极型(XFCB)工艺，这一工艺可使放大器实现高速和超低的噪声(4nV/√Hz；2.5 fA/√Hz)以及极高的输入阻抗。
将第一级输出的信号进行二次放大，第二级放大选择AD公司的AD8009芯片。图2所示是第二级放大电路。
第二级放大所用的芯片AD8009是一款超高速电流反馈型放大器，压摆率达到惊人的5 500 V/μs，上升时间仅为545ps，因而非常适合用作脉冲放大器。
此外为了防止自激，在两级放大的中间连接了一个10Ω电阻。图3是差分运放的整体原理图。
4测试
图4是示波器上显示的是差分输入端得两个信号，从图上可以看出，两个信号的差是2.32mV。
图5是运放的输出信号，从图中可以看出输出信号为220mV，相比输入信号的2.32mV，实现了接近100倍的放大。而且可以从图中看出，上升沿为50ns，也是满足设计目标的。
图6是运放的实物图，实物图中包含了两组运放还有12V转成+5V和-5V的电源转换模块。
5结束语
综上所述，说明该运放几乎无失真的将检波器输出的毫伏级窄脉冲小信号放大了接近100倍。这证明本次设计的差分运放是能够满足要求的并且性能良好。?笮
参考文献
[1] 康华光.电子技术基础，高等教育出版社.
[2] 方振国，杨一军，陈得宝，等.差分-运放电压串联负反馈的理论计算与仿真分析.
[3] Dai，Y.;“ Noise performance analysis of bipolar operational amplifier based on the noise matrix superposition expression Circuits，Devices and Systems”，IEE Proceedings - Volume: 145，Issue: 5.
[4] Khare，K.; Khare，N.; Sethiya，P.K.; “ Analysis of low voltage rail-to-rail CMOS operational amplifier design Electronic Design”，2008. ICED 2008. International Conference on Digital Object Identifier: 10.1109/ICED.2008.4786640.
[5] Diogu，K.K.; Harris，G.L.; Mahajan，A.; Adesida，I.; Moeller，D.F.; Bertram，R.A.; “Fabrication and characterization of a 83 MHz high temperature β-SiC MESFET operational amplifier with an AlN isolation layer on (100) 6H-SiC” Device Research Conference，1996. Digest. 54th Annual.
[6] Ming-Dou Ker; Jung-Sheng Chen; “Impact of MOSFET Gate-Oxide Reliability on CMOS Operational Amplifier in a 130-nm Low-Voltage Process” Device and Materials Reliability，IEEE Transactions on Volume: 8，Issue: 2.
作者简介
超宽带脉冲信号的产生 篇4
超宽带(Ultra Wide-Band, UWB)通信技术是一种无载波通信技术，采用ns数量级，甚至ps数量级的非正弦窄脉冲传输数据。自从美国联邦通信委员会(Federal Communications Commission, FCC)在2002年2月开放了3.1～10.6GHz频段进行UWB短距离通信以来，加快了UWB技术在室内高速无线通信的研究和应用。UWB的优点是：高宽带、高容量、高速率、低功耗、低成本、强抗干扰能力、强抗多径能力、结构简单、多址接入等。
因此超宽带脉冲信号的产生成为超宽带通信技术的基础和关键技术之一。常用2类方法产生超宽带脉冲信号。一类是基于半导体器件的开关特性，二类是基于晶体管的雪崩效应。
（二）基于半导体器件的开关特性
采用一队互补开关型的场效应管(MOSFET)构成常开与常闭门对管电路。采用的调制方式是脉冲位置调制(Pulse Phase Modulation, PPM)。
图1是采用PPM调制方式的UWB脉冲产生原理框图，以开关型场效应管为核心，Q1为P沟道场效应管、Q2为N沟道场效应管，Q1、Q2也可以是晶体管。在调制信号没有触发单稳触发器的情况下，点A呈现低电平，场效应管Q1就会导通，场效应管Q2就会截止，电源VCC通过场效应管Q1对电容C1充电;反之，点A呈现高电平，场效应管Q1就会截止，场效应管Q2就会导通，电容器C1就会通过场效应管Q2释放电荷，从而在天线上形成放电电流，这个电路的放电时间常数很小，因此天线就可以辐射出所需脉冲信号，其持续时间极短。
晶体管和场效应管都是常见的开关型半导体器件。场效应管与晶体管相比，有以下几个优点：具有高的输入、输出阻抗, 并且其几乎不受前后级电路影响;在场效应管中只有多子才能传导电荷，其少数载流子不具有存储效应;也几乎不受温度、辐射等外界条件的影响;其噪声很低;其功率消耗业很小。故在此采用场效应管来构建电路。
通过电容器的充放电来实现持续时间极短的脉冲信号的产生。能产生纳秒级高斯型单周脉冲，数学形式与高斯函数的一阶导数类似，其中心频率和带宽完全由脉冲宽度决定。
这种方案电路结构简单，体积小，易于集成。但是半导体器件的参数特别是开关速度会影响UWB脉冲波形，并且电容值直接决定回路充放电速度。
（三）基于晶体管的雪崩效应
1. 晶体管雪崩效应原理分析
晶体管的雪崩倍增效应原理如下：在NPN型晶体管的集电极电压很高的情况下：发射极空间电荷区内的电场强度比低压放大运用时大很多。流入发射极的载流子在强电场的作用下会加速运动，因此流入发射极的载流子会获得很大的能量。载流子在与晶格碰撞的过程中会产生新的电子-空穴对。在碰撞过程中新产生的电子、空穴又分别在强电场的作用下做加速运动而重复上述过程。所以流过发射极的电流会迅速增加。这样的过程就称之为晶体管的雪崩倍增效应。
工作在雪崩区的晶体管有以下四个主要特点：
(1)电流增益是低压放大运用时的M倍，我们称M为雪崩倍增因子。
(2)由于工作在雪崩区的晶体管的集电极需要加很高的反向电压，集电极空间电荷区会向基区一侧扩展，这样就使得有效基区的宽度大大缩小，所以少数载流子通过基区的渡越时间大大减少。也就是说，晶体管的有效截止频率被大大提高。
(3)在晶体管工作与其雪崩区内，某一特定电压所对应的电流不是唯一的。并且随着电压的减小，电流却出现增加的现象。换言之，工作在雪崩区的晶体管的集电极与发射极之间的阻抗为负。
(4)当雪崩电容增大时，输出脉冲的幅度增大;当雪崩电容减小时，输出脉冲的幅度也减小。也就是说，输出脉冲的幅度与雪崩电容是成正比的关系。
2. 晶体管脉冲产生电路分析
文献不但利用了晶体管的雪崩效应，而且还采用级联方式来增加脉冲的幅度、减小脉冲的宽度。采用的调制方式是脉冲位置调制(PPM)方式。
在没有输入触发信号input时，晶体管Q1、Q2、Q3截止;VCC分别通过电阻R5、R1和R4、R2给电容C2、C4充电。VCC还通过RC给电容C充电。当输入足够大的触发信号input后，使Q1工作在雪崩区(其集电极与发射极之间呈负阻抗)。工作在雪崩区的Q1被击穿，就会产生一个快速增大的雪崩电流，这样电容C就会通过晶体管Q1快速放电，最终一个窄脉冲就会在负载电阻R1上形成。因为通过Q1的雪崩电流很大，故得到窄脉冲的峰值较高;又因为电容C的电容量只有几皮法至几百皮法，其储存的电荷很有限，所以得到脉冲宽度也有限。
Q1雪崩击穿形成的电压经过电容C2并导致Q2过压并且雪崩击穿。依次Q2雪崩击穿形成的电压经过电容C4并导致Q3过压并且雪崩击穿。由于雪崩击穿过程很快，所以上述依次雪崩的过程也是相当快的，从整体上把它看成是同时触发的。这样，一个上升时间非常短的UWB极窄脉冲就可以在负载上形成。
但该种方案电路的缺点是脉冲的幅度不够高、脉冲的宽度过宽、上升时间过长。
（四）结束语
综上所述, 无论是利用场效应管的开关特性，还是以雪崩晶体三极管作为核心、利用晶体管的雪崩效应来产生窄脉冲，其核心思路都是使场效应管、雪崩晶体三极管工作在开关状态下，再借助储能元件电容的充放电特性来产生超宽带窄脉冲。利用这类方法产生的窄脉冲主要应用于超宽带无线通信系统。除此之外俘越二极管也是利用PN结的雪崩击穿特性，生成脉冲振幅可达几十伏到几百伏。
超宽带窄脉冲产生的方法也还有很多，如采用数字逻辑电路和软件来产生。还可以以阶跃二极管为核心来构建超宽带窄脉冲产生电路。
摘要：文章首先介绍了超宽带技术的特点以及产生超宽带脉冲信号的重要性。其次分析了常用的2类产生超宽带脉冲信号电路的原理和特点, 最后对超宽带脉冲信号产生电路作了小结, 对研究超宽带技术者有一定的参考作用。
关键词：超宽带,脉冲,产生
参考文献
[1]朱立东, 吴诗其.多业务CDMA蜂窝移动通信系统的负荷控制[J].系统工程与电子技术, 2003, 25 (6) :643-647.
[2]李龙, 郑继禹, 林基明, 张德安.利用MOSFET产生纳秒级窄脉冲[J].桂林工业学院学报, 2003, 23 (2) :6-9.
[3]叶风发, 林基明, 王玫, 仇洪冰, 张德安.MOSFET驱动的H桥超宽带脉冲信号的产生[J].桂林工业学院学报, 2003, 23 (2) :47-50.
[4]欧阳永艳, 樊详宁, 徐平平, 张德琨.超宽带无线电中纳秒级脉冲产生研究[J].电子技术应用, 2003, (7) :44-45.
超宽带雷达信号脉冲压缩的研究 篇5
子带滤波器组为解决宽带信号处理提供了新的方法。将较宽的宽带通过子带滤波器组的分析带通滤波器分解为若干个窄带, 这就可以用处理窄带信号的方法处理宽带信号。所以对于超宽带雷达信号进行脉冲压缩处理需要进行多通道并行处理。M.Skolnik等提出了基于时频变换技术的超宽带雷达脉冲压缩方法是针对线性调频信号的, 但不适合非LFM信号[3,4]。
提出了一种频域处理方法, 利用频域内频带分割和匹配滤波进行子带脉冲压缩, 然后通过插值和多通道综合处理, 实现超宽带雷达信号的脉冲压缩。通过仿真结果可以看出, 提出的方案可以解决超宽带雷达信号的高速采样问题, 提高了系统的分辨率和脉压的处理速度。
1频带分割
多通道综合脉冲压缩技术是用模拟滤波器组对超宽带信号频带分割[5], 这样每个子带上可以用相对低速的ADC采样, 再进行子带脉冲压缩, 然后通过子带脉压插值进行多通道综合。多通道综合脉压技术有很多优点。每个子带内的信号都是相对独立, 能进行并行处理, 数据量会大大降低, 子带内进行脉冲压缩的计算量也会减少很多;子带信号的数据量减少, 对于通道的硬件设计要求就会降低;子带脉冲压缩系统还可以提高宽带信号处理的实时性。图1就是多通道综合脉冲压缩系统的整个过程。
1.1时域频带分割
设f (t) 、g (t) 分别为发射信号和接收信号, F (ω) 、G (ω) 是它们的Fourier变换。令发射信号的频谱范围为[ω1, ω2], H为[-η/2, η/2]的理想矩形滤波器, 即
频带分割的滤波器组为
M是滤波器组的个数, 是大于 (ω2-ω1) /η的最小整数。
那么
子带信号是非零中频信号, 频谱范围[ω1+kη, ω1+ (k+1) η]。A/D转换前要先把子带信号都搬至零中频, 子带零中频信号fk (t) 和gk (t) 的Fourier变换为
1.2频域频带分割
频域分割原理:设发射信号的采样点数为N, 将采样后的数据序列存放在长度为Ns (Ns=2N) 的数组s中, 把数组s作为参考信号;通过发射信号和目标延时参数就可以得到回波信号, 把回波信号的Ng点采样数据的序列放到长度为Ns初始化是零的数组G0内。接着对S0、G0分别作长度为Ns的Fourier变换, 就可以得到参考信号和回波信号的Fourier变换。
与时域分割的不同, 频域分割是先将频谱划分为数个子带, 再把每个子带的数据分别存进到长度为Ns的不同数组中, 在子带中右边一半的数据存放在数组的最左端, 左边一半的数据存放在数组的最右端, 数组的中间部分进行了补零, 这样就可以在频域内实现频带分割。图2为采用频域分割的仿真图形。可以看出, 超宽带信号可以被分割成若干个窄带信号。
2子带脉压
2.1脉冲压缩原理
脉冲压缩技术是指雷达通过发射机发射宽脉冲信号而接收信号经过压缩处理后获得窄脉冲的过程, 脉冲压缩可以使雷达在峰值发射功率大大降低的情况下同时获得长脉冲的高能量和短脉冲的分辨率两方面的优点, 它较好的解决了雷达脉冲峰值功率受限和距离分辨率之间的矛盾[6]。同时, 加大脉冲的带宽可以使多普勒系统的分辨率提高, 相应也会提高速度分辨率。另外, 由于脉冲压缩技术是对回波信号作相关处理, 故系统还具有较高的抗干扰性。
2.1.1时域处理方法
时域脉压处理方法是通过对接收信号s (n) 与匹配滤波器的脉冲响应h (n) 卷积实现的。h (n) 是接收信号的s (n) 共轭镜像函数, 即在时域可以等效成求接收信号与发射信号的复共轭之间的互相关函数。脉冲响应h (n) 的采样点数和信号采样点数N一致, 则匹配滤波器输出y (n) 为
2.1.2频域处理方式
基于频域的正反Fourier变换法, 对输入信号做FFT, 再乘以匹配滤波器的数字频率响应函数, 再经过IFFT输出压缩后的信号序列。频域数字脉压的实现可以用式 (7) 表示。
式 (7) 中, h (n) 是s (n) 的共轭镜像函数, 即滤波器幅频特性与信号的幅频特性相同, 而其相频特性与信号的相频特性相反, 因此, 信号通过此滤波器后, 使得各频率的相位一致, 在输出端信号形成峰值。
2.2子带匹配滤波
由式 (4) 可以得到
式 (9) 中rk (τ) =∫gk (t) fk* (t+τ) dt是子带信号的互相关输出, 即脉冲压缩时域输出波形。
2.3旁瓣抑制
匹配滤波后, 其旁瓣电平较高, 在多目标环境中, 可能会存在每个目标的回波能量大小不一致, 从而导致回波的主瓣高度不一致, 主瓣较高的回波可能会将主瓣较低的回波信号淹没, 使得某些目标的回波信号无法识别, 出现判断错误, 降低距离分辨力。为了提高分辨多目标的能力, 必须采用旁瓣抑制或加权技术。
引入加权网络实质上是对信号失配处理, 它不仅使旁瓣得到抑制, 同时使输出信号包络主瓣降低、变宽[7], 这点在随后的仿真图中可以很明显的看出。在工程中, 只能在旁瓣抑制、主瓣展宽、信噪比损失等诸多方面折中考虑, 选择合适的加权函数。经典的降低副瓣方法就是加窗, 常见的窗函数有矩形窗、巴特利特窗、汉宁窗、海明窗、凯瑟窗等[8]。
图4给出了对LFM脉冲压缩信号分别加海明窗、巴特利窗和汉宁窗的结果, 从图4中可以看出:当不加窗时, 线性调频信号脉压后的主旁瓣比约13.4 d B, 加窗后, 主旁瓣比大大提高, 但主瓣展宽且幅度降低。加海明窗后主旁瓣比能提高到42 d B左右;比起海明窗, 加汉宁窗后主旁瓣比会下降为35d B;加巴特利特窗的效果最差, 主旁瓣比为27 d B。
3多通道综合实现
3.1脉冲压缩后插值的实现
在多通道综合之前要对子带脉冲压缩波形插值, 提高采样率, 使得采样间隔和综合脉压的采样间隔相同。采用Sinc函数进行插值, 下面对Sinc函数进行原理和实现方法进行介绍。
根据时域采样原理[9], 满足下面两个条件, 就能采样后的离散信号中无失真的恢复原信号:
(1) 信号时有限信号。
(2) 采样的频率满足奈奎斯特采样率。即实信号采样频率要大于原信号最高频率的两倍, 复信号采样频率要大于原信号的带宽[10]。
原信号频谱F (jω) 和采样后信号频谱Fs (jω) 的关系为
这表示如果要原信号不失真的出现在采样后的信号频谱中, 采样后信号fs (t) 通过频率响应是的低通滤波器, 截止频率要满足ωm<ωc≤ (θ-ωm) (其中θ是采样频率θ=2π/T≥2ωm) , 就可以恢复出原信号
所以当满足时域采样定理时, 根据采样值采用低通滤波器可以恢复出原始信号。
利用Sinc函数得到插值点的函数值有三种方式:①通过不断求和的方法计算每一个插值点的函数值;②通过卷积的方法计算得到函数值;③通过快速卷积的方法, 即FFT计算出。如果滤波器比较短但输入的序列比较长, 需要采用重叠相加或重叠保留方法进行快速卷积, 可以实现实时快速的处理。随着输入采样点的增多, 快速卷积算法的优越性能就越显著。下图是子带运用Sinc函数插值后的结果, 可以看出经插值后得到的信号主瓣变窄, 旁瓣也降低了。
3.2多通道综合
由式 (9) 可得:
可以看出综合脉冲压缩的幅值只和子带脉冲压缩的加权值相关。每个子带脉压输出进行插值提高采样率之后, 还要对子带的互相关函数进行解调使得它的频谱回到原来的位置上, 这样就可以对每个子带最后综合, 获得综合脉压波形
图6是多通道综合后的脉压波形图。有此图可以看出, 对于超宽带雷达信号通过频带分割和Sinc函数的插值得到脉冲压缩可以减少运算量, 主瓣变窄, 旁瓣也得到了降低, 从而提高了系统的分辨率。
参数的选取对于多通道综合脉压结果很重要, 应合理的选择信号时宽、频谱带宽、采样率、滤波器的带宽、子带脉冲压缩的采样率、插值函数等等。在实际中, 理想矩形滤波器是不可实现的, 现在已经研究出了多种近似可实现的滤波器, 降低了通道间频谱重叠对于整合系统的影响, 频带分割技术有效的解决了超宽带雷达信号难以直接进行A/D转换的难题。对于各子带插值的误差, 可能会引起距离栅瓣, 还需要对插值函数进一步优化, 提高准确度以及降低运算量。
4结束语
采用频域频带分割, 进行多通道综合脉冲压缩技术解决了超宽带雷达信号不能直接A/D转换的问题。这种技术目前是可以实现对于超宽带信号进行脉冲压缩的。对于频带分割的滤波器组要求不高, 不需要设计专门的滤波器。子带信号带宽比较小容易对其速度补偿。而且子带数目对于综合脉冲压缩性能的影响较小, 可以综合考虑设计出既经济又有效的超宽带雷达信号脉冲压缩系统。
摘要：超宽带雷达脉冲信号达到纳秒级, 采样速率需要高达数十GHz, 但目前还没有直接能采样的超高速模数转换器件。研究了利用多通道综合技术实现脉冲压缩。提出了采用频域模数转换的方法进行频带分割, 有效的解决了超宽带雷达没法直接A/D转换的问题, 对整个脉冲压缩系统进行了仿真分析, 验证了算法的正确性和有效性。方法不仅适用于线性调频信号信号, 也适用于非线性调频信号。
关键词：超宽带雷达信号,脉冲压缩,频带分割,频域采样,插值
参考文献
[1] 向敬成, 张明友.雷达系统.北京:电子工业出版社, 2001
[2] 丁鹭飞, 耿富录.雷达原理.西安:西安电子科技大学出版社, 2002
[3] 杨延光, 黄晓涛.基于匹配滤波和频带分割的超宽带信号脉冲压缩方法.雷达科学与技术, 2005;3 (6) :361—365
[4] 杨峰, 蒋祥顺.超宽带脉冲信号的一种频域采样和接收方法.电子测量与仪器学报, 2009;23 (7) :63—67
[5] 水鹏朗, 保铮.基于频带分割的超宽带雷达脉冲压缩方法.电子学报, 1999;27 (6) :50—53
[6] 廖建国, 李永, 李继杰.线性调频脉冲压缩雷达仿真研究.空间电子技术, 2010;2:59—63
[7] 孟宪海.实时数字脉冲压缩系统的设计与实现.长沙:国防科学技术大学, 2006
[8] 蔡凤丽.直接加窗加权旁瓣抑制技术研究.安徽电子信息职业技术学院学报, 2008;5 (7) :26—28
[9] 高西全, 丁玉美.数字信号处理 (第三版) .西安:西安电子科技大学出版社, 2009
脉冲信号 篇6
随着电子与信息技术的飞速发展, 信号源输出的波形的模式越来越多, 同时, 在信号源中装入软件就可以进一步扩展信号源的功能, 这样就能使信号源更加灵活地产生所需的发射波形, 从而使信号源的功能获得很好的扩展。通过对信号源产生的信号使用采集卡完成采集和处理, 能够对接收通道的雷达回波信号的性能进行进一步分析。
1 系统原理分析
本次实验中, 线性调频信号由装入信号源安捷伦E8267C提供, 其调频斜率如式 (1) 所示[1]:
式中:Δf=5 MHz, 为线性调频信号带宽;τ=40.25μs, 为脉冲宽度, 该信号的中心频率为30 MHz。其角度变化规律如式 (2) 所示:
式中:ω0为信号的中心角频率。所以, 该线性调频信号的表达式如式 (3) 所示[2]:
式中:A为信号的幅度;rect (t/τ) 为矩形函数, 当时, 矩形函数值为1, t为其他值时为0。由实测数据绘制出的线性调频信号在功率为-70 d Bm下的波形如图1所示[3]。
通过计算机内部的PCI9820采集卡完成该线性调频信号的采集, 其采样频率为120 MHz。最后将采集到的信号进行脉冲压缩处理仿真。其系统原理框图如图2所示。
在图2中, 信号源和采集卡的触发由外部提供的同一个脉冲信号完成。PCI9820采集卡有两个采集通道, 本次实验中使用通道0进行采集。
在脉冲压缩处理仿真中, 首先将采集到的数据读入, 然后分别对I、Q两路信号进行数字下变频、低通滤波和脉冲压缩处理。在本次实验中采用时域脉压进行处理[4], 设输入信号为x (n) , 匹配滤波器为h (n) , 那么输出信号y (n) 的表达式如式 (4) 所示[5]:
考虑到对时域脉冲压缩处理后输出信号旁瓣的抑制, 必须进行加窗处理, 同时, 相比较而言hamming窗旁瓣抑制效果较好, 实现较为容易[6], 因此, 在本次实验中选用hamming窗函数W (f) 来完成, 其表达式如式 (5) 所示[7]:
由以上的分析可知, 经过采集卡采集得到的信号分I、Q两路信号进行数字下变频、低通滤波、脉冲压缩处理和旁瓣抑制, 其原理图如图3所示[8]。
在图3中, 将采集到的数字中频信号所存储的数据文件读入到脉冲压缩处理软件中, 设读入的中频信号为X, 所以, I、Q两路信号解调后的信号XI和XQ如式 (6) ~式 (7) :
式中:n为采样点数;f0为信号的中心频率;fs为采样频率;XT为X的转置信号。因此, 在不考虑经过FIR低通滤波器后的延迟影响, 时域脉压的输入信号Xout为:
再将式 (8) 代入式 (4) , 同时给匹配滤波器考虑适当的窗函数, 就可以得到脉压后的输出信号。
2 信号采集脉压处理仿真在收发组件测试中的应用
通过对以上信号采集脉压处理系统原理分析, 就可以将其应用于收发组件性能测试中, 具体实现如图4所示。
在图4中, 将信号源E8267C提供的和模拟射频信号相同脉冲宽度模拟中频信号[9], 通过PCI9820采集卡完成中频模拟信号的采集, 最后在Matlab软件中将数据读入, 并完成中频数字下变频及脉冲压缩处理仿真。
同时, 信号源提供的模拟射频信号工作在X波段, 经过收发组件下变频成30 MHz的中频信号, 再通过计算机内的PCI9820采集卡完成中频模拟信号的采集, 最后采用相同的方法在Matlab软件中完成数字下变频及脉冲压缩处理仿真。
通过以上的分析, 为收发组件测试提供了一种新方法, 将信号源提供的标准模拟中频信号以及标准模拟射频信号通过收发组件下变频输出的模拟中频信号, 采用相同的中频数字下变频和脉冲压缩处理方法进行处理。从而通过处理结果的对比来进一步对收发组件的性能进行改善。
下面分别对模拟中频信号和模拟射频信号通过收发组件下变频输出的模拟中频信号的采集数据通过Matlab仿真完成数字下变频及脉冲压缩处理[10]。参数设计如下:
模拟射频:X波段;模拟中频:f0=30 MHz;采样频率:fs=120 MHz;信号带宽:B=5 MHz;脉冲宽度:τ=40.25μs;信号功率:W=-70 d Bm;窗函数:hamming窗。模拟射频信号通过收发组件采样后进行脉冲压缩处理回波如图5所示;模拟中频信号采样后进行脉冲压缩处理回波如图6所示。
从图5和图6的回波脉冲压缩处理结果可以看出, 模拟射频信号通过收发组件输出后与信号源产生标准的中频信号相比, 信噪比和旁瓣抑制比都有了一定的损失。通过计算得出收发组件输出回波信号的信噪比为19.10 d B, 旁瓣抑制比为38.02 d B。信号源输出的回波信号的信噪比为31.44 d B, 旁瓣抑制比为34.08 d B。由以上分析可知, 与信号源输出的标准信号相比, 能够用该方法来验证收发组件的性能, 为检验收发组件提供了一种新的方法。
3 结语
本文首先通过将Matlab产生的脉冲宽度为40.25μs的线性调频信号的波形文件装入信号源E8267C;然后再用PCI9820采集卡对该线性调频信号进行采集;最后, 分别通过Matlab完成模拟射频信号通过收发组件输出后回波信号和信号源产生的模拟中频回波信号的脉冲压缩处理仿真。实验表明, 在没有信号产生板和脉冲压缩处理板的条件下, 能够用该方法来验证收发组件的性能。
参考文献
[1]向敬成, 张明友.雷达系统[M].北京:电子工业出版社, 2001.
[2]承德保.现代雷达反对抗技术[M].北京:航空工业出版社, 2002.
[3]ZHANG X G, ZHOU Z D.A pulse compression processor im-plementation with DSP for airborne pulse Doppler radar[C]//IEEE Digital Avionics Systems Conference.Phoenix, AZ, USA:IEEE, 1994:422-423.
[4]SKOLNIK M.Radar Handbook[M].3rd revised edition.New York:McGraw-Hill Professional, 2008.
[5]胡广书.数字信号处理理论、算法与实现[M].北京:清华大学出版社, 2001.
[6]高西全, 丁玉美.数字信号处理[M].3版.西安:西安电子科技大学出版社, 2010.
[7]贺知明.多波形频域脉压并行处理机的设计及相关技术研究[D].成都:电子科技大学, 2003.
[8]薛卫东, 李博, 武军锋, 等.中频采样数字下变频脉冲压缩处理研究[C]//第十二届全国雷达学术年会论文集.武汉:中国电子学会无线电定位技术分会, 2012:893-895.
[9]Agilent Technologies.E4438C/E8267D signal generators[EB/OL].[2006-06-12].http://www.agilent.com.
3种雷达脉冲压缩信号的性能比较 篇7
关键词：脉冲压缩,线性调频,非线性调频,相位编码
脉冲压缩作为雷达信号处理的关键技术之一, 其有效解决了距离分辨力与平均功率之间的矛盾。脉冲压缩就是在雷达发射机中发射时宽较宽、峰值功率较低的脉冲, 通过对载频进行编码以增加发射波形的带宽;然后在接收机中对回波实施脉冲压缩, 从而达到窄脉冲、高峰值功率的简单脉冲体制雷达所具有的分辨能力和探测性能[1]。
在脉冲压缩技术中, 雷达所使用的发射信号波形的设计, 是决定脉冲压缩性能的关键。常用的发射信号波形分为:线性调频 (LFM) 信号, 非线性调频 (NLFM) 信号和相位编码 (PSK) 信号等[2,3,4]。
1 脉冲压缩的基本原理
作为雷达发射信号, 其均为实信号, 但为了雷达信号处理的方便则常常用复信号来表示, 即
脉冲压缩为将输入的复包络信号通过一个相应的匹配滤波器后得到输出的过程。则滤波器的脉冲响应函数为
其中, H (f) 是任意滤波器对复包络的传递函数。那么输入信号u (t) 通过滤波器的输出波形为
如果信号输入的同时若伴随有噪声信号, 则此时滤波器的输出信噪功率比n2 (v2 (t) t) ≤N02E。从Schwartz不等式, 可得只有当
时滤波器将在t0时刻输出一个尖峰, 则所得的滤波器为匹配滤波器。同时可以看出, 当t0=0时, 匹配滤波器的脉冲响应h (t) 为输入的复包络信号u (t) 的时间倒置的复共轭[1,2]。
2 3种信号形式
2.1 线性调频信号
线性调频 (LFM) 信号的数学表达式为
式中, f0为载波频率;rect (Tt) 为矩形信号
为调频斜率, 于是, 信号的瞬时频率为f0+Kt (-T/2≤t≤T/2) , 如图1所示。
将式 (5) 中的up-chirp信号重写为
是信号s (t) 的复包络。由傅里叶变换性质, S (t) 与s (t) 具有相同的幅频特性, 只是中心频率不同, 因此仿真时, 只需考虑S (t) [3]。
2.2 非线性调频信号
非线性调频信号是通过改变传统线性调频信号在不同时刻的调频率来实现对信号功率谱的加权, 从而改善脉压性能。
正弦调频 (SFM) 信号的数学表达式为
其中, Am为幅度;f0为载波频率;fm为调制频率;mf为调制系数, 定义为, Δf为最大频偏。mf的大小影响着信号的频谱性质及形状。
正弦调频信号的瞬时自相关函数为
其自相关谱为
其中, φ=arctan (si1-con (ωmτ) s (ωmτ) ) , ωm=2πfm, Jn (mf) 为第一类n阶贝塞尔曲线[6,7]。
2.3 相位编码信号
相位编码信号的相位调制函数是有限个离散值, 通常由伪随机序列构成。相位编码信号由n个相互连接的高频子脉冲组成, 这些子脉冲宽度相等、频率相同。本文用到的相位编码信号为二相编码信号, 即各自的初相位只取0、π两个数值。二相编码信号数学表达式为
其中, f0为载波频率; (t) 为相位函数, 在0、π两个值之间变化, 即信号的复包络在-1和1之间变化。s (t) 的复包络可表示为
其中, v (t) 为子脉冲函数;τ为子脉冲宽度;cn为编码序列;N为编码序列长度, 信号时宽T=Nτ。二相编码信号的频谱表示为
由上可看出, 二相编码信号的频谱主要由子脉冲的频谱决定, 而且与编码形式有关。现在可以找到的最长巴克码的长度为13[8]。
3 Matlab仿真分析及比较
本文选取了3种雷达脉冲压缩信号进行仿真。除发射信号外其余的各个过程都相同。
下面给出线性调频 (LFM) 信号的脉冲压缩结果。仿真参数:采样频率fs=2 GHz, 脉冲宽度T=0.5μs, 脉冲重复周期PRI=50μs, 中心频率f0=1 GHz, 雷达发射功率Pt=1 MW, 带宽B=20 MHz, 其时宽带宽积为10>1, 符合脉冲压缩条件, 如图2所示。
下面给出正弦调频 (SFM) 信号的脉冲压缩结果。采用的仿真参数:采样频率fs=2 GHz, 脉冲宽度T=0.5μs, 脉冲重复周期PRI=50μs, 中心频率f0=1 GHz, 雷达发射功率Pt=1 MW, 调制系数mf=1, 调制频率fm=1 MHz, 如图3所示。
图4给出相位编码 (PSK) 信号的脉冲压缩结果。采用的仿真参数是:采样频率fs=2 GHz, 脉冲宽度T=0.5μs, 脉冲重复周期PRI=50μs, 中心频率f0=1 GHz, 雷达发射功率Pt=1 MW, 巴克码长度为13 (1 1 1 1 1-1-1 1 1-1 1-1 1) 。
在给定的仿真参数下对3种信号脉冲压缩效果进行比较分析:
(1) 由图2~图4的 (a) 可以看出, 相位编码信号产生的脉冲压缩幅度最高, 脉压效果最好, 但图4相位编码信号第一个信号的旁瓣较高会掩盖能量较弱的小信号, 对信号检测有较大影响。
(2) 图2中线性调频信号也会有旁瓣的影响。在时宽带宽积不高的情况下脉压的效果不理想。
(3) 由图3所示正弦调频信号主旁瓣比可达70 d B, 旁瓣对弱信号影响较小。同时脉冲压缩的幅度较高可以满足对脉压的要求。综合考虑在此仿真参数下非线性调频信号的效能最优。
4 结束语
综上所述, 本文对3种雷达脉压信号进行了分析与比较, 在设定相同的仿真参数的条件下, 比较发现正弦调频信号的效果最好。同时也发现, 不同反射信号的波形对脉冲压缩的效果有较大的影响, 因此, 今后可以继续对不同波形的信号进行比较, 或对多个已知信号的组合来观察分析其脉冲压缩效果。
参考文献
[1]张明友, 汪学刚.雷达系统[M].北京:电子工业出版社, 2006.
[2]万小燕.雷达中常用的波形设计及数字脉压的工程实现[J].现代电子技术, 2007, 30 (13) :29-31.
[3]朱守中, 储彬彬, 漆德宁.雷达脉冲压缩信号仿真分析[J].电子质量, 2009 (5) :33-35.
[4]徐玉芬.现代雷达信号处理的数字脉冲压缩方法[J].现代雷达, 2007, 29 (7) :61-64
[5]BLUNT S D, GERLACH K.Adaptive pulse compression repair processing[C].2005 IEEE International Radar Conference, 2005:519-523.
[6]阮黎婷.非线性调频信号的波形设计与脉冲压缩[D].西安:西安电子科技大学, 2010.
[7]吕远.复杂调制雷达信号的调频识别与参数估计算法研究[D].成都:电子科技大学, 2009.
基于模糊函数的脉冲信号检测技术 篇8
关键词：时频分析,模糊函数,距离度量,模式识别
0引言
时频变换作为一种信号处理手段, 具有优良的时频域分辨特性, 能够满足时、频二维对信号的分离, 有一定多信号处理的能力, 作为时频支撑集而具有聚集性, 此外还有其他很多优点。
广大研究人员对威格纳崴利 (WVD) 进行了深入分析和讨论。比如在二次型分布对于非平稳信号的检测性能、WVD对线性调频脉冲信号的分析性能、时频分析的脉内调试识别、多信号分量的二次型分析、核函数滤波[1]等都取得了许多的研究成果。但一般对于Cohen类[2]的模糊函数在电子侦察领域关注得较少, 而模糊函数研究也都是传统雷达信号处理中的匹配信号处理思路对其展开研究, WVD对白噪声中的信号具有良好的检测能力。由于二次型分布具有表现信号瞬时功率谱密度的能力, 因此在二次型分布中讨论信号的检测与识别, 很大程度是对信号的瞬时功率谱密度的特性分析。根据物理能量准则, 依据信号和噪声能量在特定时频域中强弱分布的先验知识, 有效地分离噪声和感兴趣的信号, 从而再进行信号检测, 无疑是一种趋于最优的方法。
1模糊函数基本理论
1.1时频分析原理
在信号分析领域中, 时间和频率是最基本、最常用、最方便的度量子空间, 信号的相关函数和功率谱是这2个子空间中最常用的物理测度。在非平稳信号分析中, 传统的傅里叶变换受到了限制, 因为非平稳信号的频率成分是时变的, 相关函数和功率谱等统计量也是时变函数, 这时只了解信号的全局特性是远远不够的, 需要获得信号的频谱随时间变化的特征以及信号的时频局部化特征, 所以分析非平稳信号要用时间和频率的联合函数来表示。虽然认为信号本身是全局非平稳的, 但是在具体局部域却是近似平稳的。这种表示称为信号的时频表示, 基于信号时频表示的信号分析称为信号的时频分析。
1.2脉冲信号的模糊函数
在脉冲信号处理中, 模糊函数是一种信号分析与设计的重要工具。当目标被视为“点”目标时, 回波信号的波形与发射波形相同, 但有不同的时延τ和ξ不同的频偏 (多普勒频率) , 此时的输出脉冲模糊函数为该信号匹配滤波输出对τ、ξ的二维响应。
在非平稳信号处理中, 模糊函数采用不同的定义:对瞬时自相关函数做关于t的傅里叶反变换而不是傅里叶变换。即定义为:
模糊函数也可以用信号的傅里叶变换X (f) 定义为:
脉冲信号具有多种多样的功能和用途, 与之相对应的有各不相同的信号形式 (不同的模糊函数特征) 。随着综合射频技术及体制的发展, 根据不同用途和功能出现了类型繁多、特征各异的综合射频脉冲信号, 如从频率域的信号形式来看, 基本可以将这类信号分为:单频脉冲信号、调频脉冲信号、调相脉冲信号、频率编码脉冲信号和频率分集脉冲信号等[3]。
2模糊距离空间
如果将截获的脉冲信号时频截段投入到L2空间 (L2是线性空间) 中, 若使用内积定义, 设
显然式 (2) 满足内积公理[4,5], 则可成内积空间。由模糊函数的共轭对称性质可推知, 当
构成距离空间。
基于投影定理 (Projection Theorem) [6]得到内积
对于本文的应用来说, 模糊域内时延τ和频移ξ构成了L2空间的一组正交基。噪声、各种脉冲信号都具有各自特征的模糊函数, 根据截获的信号时频截段而产生的模糊函数与特征模糊函数之间是可以通过相关性 (距离) 的比对进行判决的。
白噪声模糊函数如图1所示, 从图1可以看出二次型分布对于局部平稳的噪声检测具有良好的适应性。在模糊域, 对于带内的高斯白噪声, 模糊函数有极好的非周期相关性。
白噪声的模糊函数集中在坐标原点 (0, 0) 及周围, 而在广大的平面内少有分布。类似于WVD中的分析, 对于某随机信号x (t) =s (t) +n (t) , 其中s (t) 为解析的确定信号, n (t) 是一平稳零均值有色噪声。可知加性噪声下确定信号的模糊函数有:
式中,
χx (τ, ξ) =∫∞-∞s (t+τ/2) n* (t-τ/2) ej2πξtdt=
∫∫∞-∞S (f+υ/2) N* (f-υ/2) ej2πτfdf。
可以证明:χx (τ, ξ) =χs (τ, ξ) +χn (τ, ξ) 。χn (τ, ξ) 代表平稳噪声n (t) 的模糊函数。若假定噪声是带限白噪声, 则上式变为:
χx (τ, ξ) =χs (τ, ξ) +σ
式中, σ
前面提到的空间内积距离的方法原则上是具有检测的能力, 但由于噪声具有随机特性, 对于使用的噪声模糊函数模板 (某特定时间段内的噪声模糊函数) 与实际噪声之间的模糊函数相关性, 是检验信号检测算法的重要考量。
3仿真分析
3.1判决距离仿真分析
通过Matlab仿真工具软件, 模拟独立的100次噪声数据截断, 与标准噪声模糊函数模板做内积距离估计, 得到蒙特卡洛试验结果如图2 (a) 所示。
从图2 (a) 可以看出, 内积距离结果基本在 (0.993, 1) 区间以内, 而相同的噪声模糊函数模板与简单脉冲信号模糊函数之间的内积距离值为0.999 240, 二者十分接近。这种结果与预想情况是有明显差距的, 究其原因是在内积运算中使用的是复数形式的模糊函数内积。而噪声在独立条件时, 其模糊函数的相位是独立的, 这反映了噪声的高阶非相关性。所以从内积的结果来看, 并没有预想的那样二者内积很小 (相似度很高) 。这就要对信号检测算法进行改进, 以适应噪声的这种特征。
由于模糊函数本身具有体积不变的特征, 而噪声的模糊函数主要集中于原点附近。于是可以提出基于模糊函数绝对值的内积估计方法, 即
使用绝对值后模糊函数对于相位信息不在敏感, 能够对于噪声高阶不平稳性进行一定的滤除。以上面例子中的噪声模拟实验为例, 完全相同的数据经过绝对值内积估计后测量值如图2 (b) 所示, 而此时简单脉冲信号与噪声模板模糊函数的绝对值内积估计为0.839 203 (典型值) 、线性调频为0.846 2 (典型值) 、二相编码为0.687 9 (典型值) , 显然这种测算方法优势明显。
3.2信号检测仿真分析
信号的检测的另一重要考量内容是信号检测所能适应的信噪比, 需要考察检测方法受信噪比下降的影响程度, 以确定算法处理信号的灵敏度。
对于简单脉冲信号引入加性白噪声 (此时噪声可认为是极窄带内或同频噪声) , 设置与数据截段长度相适应的噪声信号, 控制带内信噪比可得如图3 (a) 所示绝对值内积距离仿真测量结果。当信噪比大于-10 dB时, 信号满足一般门限检测条件。
对相位编码脉冲信号引入加性白噪声 (此时噪声可认为是信号带内噪声) , 设置与数据截段长度相适应的噪声信号, 控制带内信噪比可得如图3 (b) 所示绝对值内积距离仿真测量结果。当信噪比大于-3 dB时, 信号满足一般门限检测条件。
对于线性调频脉冲信号引入加性白噪声 (此时噪声可认为是信号带内噪声) , 设置与数据截段长度相适应的噪声信号, 控制带内信噪比可得如图3 (c) 所示绝对值内积距离仿真测量结果。当信噪比大于-11 dB时, 信号满足一般门限检测条件。
以上分析说明取得这种效果的根本原因是利用了噪声在能量域中的二阶统计特征, 这是在常规处理中一般难以取得的。
对于本文的分析来说, 噪声、各种脉冲信号都具有各自特征的模糊函数, 根据截获的信号时频片段而产生的模糊函数与特征模糊函数之间是可以通过相关性 (距离) 的比对进行判决的。这种处理思路有2点理论上的缺陷:
① 由于样本空间的非稠密性而使得空间不具有完备性, 距离不具有绝对的收敛性。简而言之是信号模糊样本不具有针对空间截获信号截段的全部本质表达, 存在漏项, 因而依据距离的判断归类是不严格准确的。
② 由于模糊函数是对信号二阶统计量 (相关函数) 的处理, 对于二阶统计不平稳的信号, 如加性噪声等敏感。所以处理算法对于这类信号也存在缺陷。
这2种缺陷主要表现为处理方法理论上的不完备性, 对实际的工程应用影响不大。
4结束语
从以上的理论推导以及仿真结果来看, 基于模糊域的绝对值内积距离信号检测方法可以在带内或同频噪声中有效地检测微弱信号。对于简单脉冲、相位编码脉冲和线性调频脉冲等信号可分别在信噪比-10 d B、-3 dB和-11 dB条件下实现信号的检测, 该性能指标优于一般处理方法, 具有较好的工程应用潜力。在后续开发中需要关注该方法的计算量优化和硬件设计实现等技术。
参考文献
[1]JEONG J.WILLIAMS W J.Kernel Design for Reduced In-terference Distributions[J].IEEE Trans Signal, 1992, 40 (2) :402-412.
[2]COHEN L.POSH T E.Generalized Ambiguous Function[J].Pro IEEE Cof On ASSP, Tampa, 1985, 27 (3) :61-64.
[3]RICHARDS M A.雷达信号处理基础[M].邢孟到, 译.北京:电子工业出版社, 2008:117-164.
[4]汪学刚, 张明友.现代信号理论[M].北京:电子工业出版社, 2005:28-52.
[5]宋国乡, 冯有钱.数值分析[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2002:4-11.
脉冲信号的数字化低抖动传输方法 篇9
脉冲信号的低抖动传输对于雷达等系统的同步具有重要意义。文献[1]中利用模拟调制解调的方式,实现了脉冲信号的低抖动传输,具体实现方法为发端CPFSK调制,收端斜率鉴频解调。采用这种方法,脉冲的传输时延较小,前沿传输抖动约为15 ns,接收门限较高。因此,为进一步降低脉冲传输抖动,改善接收门限,有必要研究脉冲信号的数字化低抖动传输方法[2]。
本文首先分析了脉冲信号的数字化传输原理:在发端对脉冲信号的上升沿进行精确采样,传输到收端后低抖动地恢复出上升沿再进行展宽,即可获得低抖动的脉冲信号。对传输抖动的形成原因和优化方法进行了介绍,据此形成了具体的设计方案并对方案进行了测试。测试结果表明,数字化传输方法较之传统的模拟传输方法,传输抖动低,接收门限好,且易于调试生产,具有广阔的应用前景。
1 脉冲数字化传输原理
需要传输的脉冲信号脉宽固定,周期随机变化,但脉冲信号比较稀疏,其占空比最高不超过7. 5% 。要求在接收端恢复输出的脉冲信号上升沿( 前沿)抖动不超过20 ns,而对脉冲宽度的恢复精度要求不高,其误差不大于20% 即可。由此可知,脉冲传输电路要解决的核心问题是脉冲上升沿的低抖动传输问题。只要在接收端能够低抖动地恢复出脉冲信号的上升沿,然后将其展宽,就可以获得符合系统要求的脉冲信号[3]。
根据脉冲信号的特点和传输要求,可以确定脉冲数字化传输的基本原理为[4,5]: 在发端对脉冲信号的上升沿进行精确的数字化采样,将采样后的信息无失真地传输到收端,收端据此恢复出脉冲信号上升沿后再进行展宽,即可获得低抖动的脉冲同步信号。
在发射端,通过一个采样时钟对输入脉冲信号的上升沿进行数字化采样。为提高系统的抗干扰能力,用一个若干位的PN码来标记脉冲信号的上升沿。只要PN码的码长不大于最短脉冲周期,采样就可以覆盖全部脉冲,而不会发生漏采样。在调制器内对采样后的PN码进行数字调制,得到中频调制信号[6],然后在射频单元中完成上变频、滤波和功率放大等,变换为射频信号,最终通过天线辐射至外部空间,完成了脉冲信号的发射过程。
在接收端,天线接收到空间辐射的微弱射频信号后,在射频单元经过低噪声放大、滤波、下变频和AGC放大后,得到幅度比较稳定的中频信号,然后送入解调器,恢复出PN码和采样时钟信号。通过PN码的匹配滤波器,在相应的采样时钟上升沿处匹配出相关峰,然后通过判决整形和脉冲展宽,在接收端就恢复出了脉冲同步信号[7],完成了脉冲的数字化无线传输过程。脉冲信号的数字化传输原理如图1所示。
2 脉冲传输抖动分析与优化
2. 1 传输抖动分析
在脉冲的数字化传输过程中,射频单元对脉冲传输抖动的影响很小,脉冲传输抖动主要来自脉冲的采样和恢复环节。在发射端,由于采样时钟和脉冲的不同步,会引入一个采样量化误差,其最大值为一个采样时钟周期TS。在接收端,匹配滤波器输出的相关峰与解调器恢复出的采样时钟信号的上升沿是一致的,因此接收端引入的脉冲传输抖动等于解调器恢复输出时钟的抖动TC。在忽略射频单元影响时,脉冲信号的数字化传输抖动TJ可表示为:
由此可知,要降低脉冲传输抖动,就要采取措施,使TS和TC尽量小。
2. 2 对 TS的优化
可以在设备硬件允许的条件下尽量提高采样时钟频率,从而降低TS[8]。
事实上,随着数字电路的广泛应用,目前脉冲时统信号基本都是由数字电路产生的,因此必然存在一个与脉冲信号同源的时钟信号,它与脉冲信号的上升沿严格同步。只要在脉冲传输电路的发射端引入这一同步时钟,用它作为参考,通过锁相环路锁定发射端的采样时钟,那么锁定后的采样时钟与脉冲信号的上升沿之间就实现了同步,采样关系也由异步采样变为了同步采样。此时,发射端的采样量化误差为:
由式( 1) 可知,此时整个脉冲传输系统的传输抖动为:
即在引入了同步时钟后,系统的脉冲传输抖动只取决于接收端恢复时钟的抖动,其抖动大大减小。优化后的脉冲采样、调制电路如图2所示。
2. 3 对 TC的优化
数字调制一般为抑制载波调制,在接收端从调制信号包络中恢复出的时钟信号抖动TC较大。信号在时域上的抖动和在频域上的相位噪声是相关的[9,10]。时钟抖动越大,反映到频域上,信号的相位噪声也就越差。反过来,也可以通过改善信号的相位噪声来降低其在时域上的抖动TC。因此,可以在接收端增加一个提纯锁相环,以解调出的时钟信号为参考,通过一个带宽很窄的环路滤波器,对时钟信号进行提纯,以降低其相位噪声和时钟抖动TC。为了使相位噪声指标得到最大的改善,提纯环路选用的振荡器相位噪声应尽量低,一般采用VCXO实现。同时,在保证提纯环路能正常工作的前提下,环路滤波器的带宽应尽量窄,一般在数百Hz量级。经试验,增加了提纯锁相环后,解调恢复出的时钟信号抖动可以降低至原来的1 /5 ~ 1 /10。优化后的脉冲解调、恢复电路如图3所示。
3 设计实现
脉冲数字传输电路的具体实现框图如图4所示。
图4中脉冲调制器的采样、调制电路和脉冲解调器的解调以及脉冲恢复电路均采用FPGA实现,其工作时钟为80 MHz。调制方式为BPSK调制,解调方式为相干解调,符号时钟速率为10 MHz。当存在与脉冲信号同源的外部时钟时,利用同步锁相环对脉冲调制器的参考时钟进行锁相,使其与输入脉冲信号上升沿同步。脉冲调制器的同步环和解调器的提纯环选用的鉴相器均为ADI公司的超低噪声鉴频鉴相器ADF4002。为了得到较好的提纯效果,脉冲解调器提纯环路的振荡器采样超低相噪VCXO实现,环路滤波器的带宽取为500 Hz。
4 测试数据比较与分析
脉冲数字传输系统主要技术指标的测试结果如表1所示,并与模拟调制解调方式下的测试结果进行了对比。
由测试结果可知,在数字传输方式下,脉冲传输系统的门限指标要大大优于模拟传输方式。存在同步时钟时,脉冲的传输抖动比模拟传输方式下改善了一个数量级。并且在数字调制方式下系统的一致性好,调试难度低,适合于批量生产。
在数字传输方式下,脉冲信号的采样、调制、解调和恢复等都是通过FPGA实现的,算法的运行需要一定的处理时间,因此数字传输方式下脉冲的时延比模拟传输方式下要大。不过,在算法固定后,时延值也随之固定,且时延的一致性很好,因此,可以通过外部的补偿来降低其影响。
5 结束语
采用数字调制解调的方法实现了脉冲信号的数字化传输,利用调制端的同步锁相环和解调端的提纯锁相环降低了脉冲的传输抖动。经试验验证,这种方法的传输抖动低、接收门限好,易于调试生产。在多基地雷达等需要传输低抖动同步信号的系统中具有广阔的应用前景。
摘要：针对模拟传输方式脉冲传输抖动较高、接收门限较高的情况,提出了数字化低抖动脉冲传输方法。介绍了脉冲信号的数字化传输原理,对传输过程中的脉冲抖动成因进行了分析与优化。给出了具体的设计方案,对测试数据进行了比较和分析。结果表明,采用数字化传输方法,脉冲传输抖动低,接收门限低。