脉冲信号源（精选9篇）
脉冲信号源 篇1
0 引言
脉冲星导航是利用脉冲星稳定的辐射周期特性,在太空中为星际空间飞行器提供位置、速度和时间等导航信息。这是一种新型的导航系统,现阶段美国、俄罗斯和欧洲空间局正在研究脉冲星导航的新技术和新方法[1,2,3,4,5]。本文提出的X射线脉冲星导航系统是基于中国科学院西安光机所X射线脉冲星地面模拟系统的实验平台完成的,图1所示为X射线脉冲星地面模拟系统的整体框图[6,7]。
X射线脉冲星模拟光源相当于一种特殊的信号发生器,模拟X射线脉冲星的物理特性,如X射线辐射能谱、能量、脉冲轮廓以及脉冲周期等,为实验提供模拟的X射线脉冲星。X射线只能在真空中传输,图1所示的真空系统能为X射线光路提供10-5Pa的真空环境。脉冲星的传播方向是四面八方的,聚焦型(SSD)探测器则相当于凸面镜的作用把X射线脉冲星聚集起来增强X射线的强度,然后再转换成电子为后端电子学所用。
1 后端电子学设计及信号处理系统
经过SSD探测器得到电子输出后,由于输出信号微弱并不能被数字电路所识别,所以必须经过前置放大、增行后得到光子脉冲到达信号,再把光子脉冲到达信号送入时间测量电路得到此刻脉冲到达的准确时刻,最后通过USB把光子到达时刻送入上位机进行数据处理,使其知道采集到的是哪一颗脉冲星。图2所示为后端电子学的整体设计流程图。
在SSD聚焦型探测器接收到的入射光很微弱时,探测器输出信号为图3(a)所示,其中一个脉冲代表一个光子事件的发生。当入射光相对较强时,探测器输出信号如图3(b)所示,将会出现脉冲堆积的现象。
根据实际测得的SSD聚焦型探测器的输出电子脉冲(图3(a)中)下降沿约为10 ns左右,上升沿约为400μs。为了进行后端电路的设计,采用前置放大将电荷信号转化为电压信号[7]。图4所示即为经过前置放大后的电信号输出。
前置放大后的电信号由图4可以观察到存在较长的拖尾,需要对放大输出信号进行整形[8,9]。整形的主要功能为:提高光子到达的精度,整形能将输出的单光子脉冲整形成上升时间相同的脉冲信号;提高分辨率,主放对输出电信号进行滤波,滤除高频和低频噪声,提高信噪比;提高计数率,整形能将脉冲宽度变小,从而提高计数率。图5所示为经过整形后的电信号输出,其单光子脉冲的宽度为4μs的准高斯脉冲。在脉冲高度到达一定的阈值时则表示采集到一个光子事件,在脉冲高度未达到阈值高度时则表示未采集到光子事件。当采集到一个光子事件时则输入到后端的时间测量电路。
2 时间测量电路的设计
时间测量电路是整个脉冲星导航的关键部分,当接收到一次光子脉冲到达信号时,采集此时刻的光子脉冲到达时间[10,11]。光子脉冲到达时间分为粗时间和细时间。本设计采用Xilinx公司Virtex LX50T进行设计,粗时间即为秒时间及其秒时间以上的时间信号,细时间为一秒以下的时间。细时间又是整个时间测量电路的最重要部分,图6所示为细时间设计的结构框图。
2.1格雷码设计
该时间测量电路设计的主频是200 MHz,即时钟周期为5 ns。首先要利用5 ns周期计数计数到1 s,在FPGA计数中往往有二进制计数和格雷码计数两种,这里采用格雷码计数。格雷码计数每计数一次只有一位进行变化,所产生的负载小,并且利用格雷码计数会大大减小数字电路的毛刺现象。
2.2 IODELAY设计
在细时间设计中分为两个时间段,第一个是5 ns~1 s的时间段,第二个是1 ns~5 ns的时间段。在FPGA设计中无法利用程序语言实现倍频,通常是直接利用官方的IP核。IP核直接产生所需要的频率,无法实现计数的功能,而且时间测量电路的时间精度为1 ns,这样至少需要产生4个不同的频率,从而增大了FPGA的面积,影响了速度。在航空导航中尽可能提高FPGA速率很有必要,这里采用Xilinx官方提供的IODELAY原语进行设计[12]。IODELAY原语是具有64个tap的环绕延迟单元,每个抽头的延迟都是经过精密校准的78 ps,延迟时间较稳定。图7所示为IODELAY原语的RTL视图。本设计依次设计IODELAY原语中IODELAY的类型为FIXED,反馈时钟频率为200 MHz,IODELAY_TYPE参数为0、13、26、38、51实现1 ns~5 ns的计数。
2.3 数据整合
从5 ns计数到1 s需要28 bit才能完成,因此细时间的第一段时间数据位数为28。利用IODELAY实现0~5 ns的计数,其中精度为1 ns,需要3 bit完成IODELAY的计数。最后将粗时间和细时间直接整合得到48 bit的TDC数据。得到该数据后通过USB将其48 bit有效数据送到上位机。为了方便检测数据的完整性,在有效数据前面添加255,0的头。图8所示为整合后的一帧TDC数据,255,0为帧头,后面48 bit数据为TDC的传输数据。
3 USB传输设计
USB芯片是采用Cypress公司的CY7C68013A完成FPGA与上位机之间的通信。CY68013A内部集成工业标准的8051处理器,全USB吞吐量,基于RAM的架构设计允许无限制的配置和升级,自动处理USB协议大大减少了代码的复杂度。该芯片具有4片FIFO进行读写操作,只需要将TDC数据从FPGA送入到上位机,所以只需要对FIFO进行写操作即可。在这里选择第二片FIFO进行操作,并设置USB的传输模式为Slave FIFO。图9所示为FPGA设计USB接口的状态机,该状态机是直接由Syplify Pro软件直接模拟生成的。
当检测到EP2非满,IDLE状态跳转到WADDR_SET状态设置FIFO的地址;然后直接跳转到SLWR_LOW状态设置USB的SLWR接口,表示开始向FIFO写;完成SLWR设定后跳转到DATA_WRITE状态,此状态是把TDC的数据放置到USB的数据总线上;完成数据放置后跳转到SLWR_HIGH状态,表示USB开始进行数据传输;当数据传输完成后跳转到WR_HALT状态挂起;如果不需要再进行传输则跳转会IDLE状态,否则一直处于WR_HALT自挂起状态。完成了USB的FPGA接口设计后,把TDC的数据通过USB传输到上位机,图10所示为上位机接收到的数据。TDC的数据是58 bit,USB是8 bit进行传输的,这里将对TDC的数据进行增加一定位数后传输:time_tdc[63:0]={8'd255,8'd0,tdc_time[45:30],2'd0,tdc_time[29:0]}。此时将把64 bit的time_tdc通过USB传输,这样将传输8次。将一次传输64 bit的time_tdc作为一帧数据,255,0为这一帧数据的头,后面48 bit数据为TDC的有效传输数据。
4 数据处理及脉冲轮廓还原
通过USB得到TDC的数据后首先要对数据进行编码,以图10的255,0,2,142,23,288,195,142为例。首先要将这一帧的数据转化为单位为ns的数据,即Data=(2*256+142)*109+23*2563+228*2562+195*256+142。这部分处理是在MATLAB软件中进行转换的,图11所示为数据转换为纳秒为单位后的结果。
在得到图10所示的TDC数据后就可以利用历元叠加还原脉冲轮廓。首先将脉冲周期分成m等份,每等份为一个BIN(时间仓),BIN的大小为:△τ=T/m。Tp为光子到达时间数据,则光子到达时间、脉冲周期及光子的相位关系可以表示为:
每个光子对应的相位τn的计算可以表示如下:
其中Txn表示第n个光子到达时间的细时间部分,根据式(1)、式(2)可以得到每个光子对应的相位τn,将脉冲周期分成m等份,每一个等份为一个BIN,同时对应一个地址,地址范围可以表示为0~(m-1),则BIN的地址可以表示为:
所有的光子按其在单一脉冲中的相位值进行对齐后累加,各子相位区间的单脉冲事件的直方图就构成了脉冲星的累积脉冲轮廓。图12所示为历元叠加后的波形,其中线①为从NASA下载的B0531标准数据,线②为TDC产生的数据,两者的相似度达到95.38%。
5 总结
本文设计了X射线脉冲星导航系统的时间测量电路并得到脉冲到达时间。利用中国科学院西安光机所的X射线地面模拟系统对时间测量电路进行了测试,所得到的TDC数据与NASA下载的B0531的数据还原的脉冲轮廓相似度达到95.38%。达到了X射线脉冲星导航的精度要求,对在真实太空中实现脉冲导航起到了一定的参考作用。
摘要：脉冲星是具有107—109T强磁场的快速自转中子星,会不断地发出周期性电脉冲信号。通过识别脉冲轮廓可以实现航天器的定位和姿态调整。将采集到的光子到达时刻的TDC数据通过USB传送到上位机进行脉冲轮廓还原得到光子到达时间(TOA)。利用西安光学精密机械研究所的X射线地面模拟系统产生B0531星系进行测试,得到的脉冲轮廓与在NASA下载的B0531星数据的脉冲轮廓相似度达到95.38%。
关键词：X射线脉冲星导航,TDC,TOA,粗时间,细时间,脉冲轮廓还原
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脉冲信号源 篇2
基于MSP430F1121射频低电平窄脉冲信号检测
设计了一种基于单片机的`射频低电平窄脉冲信号检测系统,并进行了工程实现.该系统可有效检测脉宽τ≥0.7μs,占空比D＜1/2000,信号电平P≥-15 dBm 的微波脉冲信号,通过对单片机的中断响应过程进行控制,可有效消除干扰信号的影响,电路简单,工作性能可靠.
作 者：刘传武 张智军 张安旭 LIU Chuan-wu ZHANG Zhi-jun ZHANG An-xu 作者单位：空军工程大学,工程学院,陕西,西安,710038 刊 名：空军工程大学学报（自然科学版） ISTIC PKU英文刊名：JOURNAL OF AIR FORCE ENGINEERING UNIVERSITY (NATURAL SCIENCE EDITION) 年，卷(期)：2006 7(1) 分类号：V24 关键词：低电平窄脉冲信号 单片机 中断脉冲信号源 篇3
关键词：运放；窄脉冲；小信号
运算放大器是具有很高放大倍数的电路单元。在实际电路中，通常结合反馈网络共同组成某种功能模块。由于早期应用于模拟计算机中，用以实现数学运算，故得名“运算放大器”。运放是一个从功能的角度命名的电路单元，可以由分立的器件实现，也可以实现在半导体芯片当中。随着半导体技术的发展，大部分的运放是以单芯片的形式存在。运放的种类繁多，广泛应用于电子行业中。
文中介绍的就是一种以三个芯片级联而成的差分运算放大器，该运放能实现窄脉冲小信号放大，脉冲的上升沿可以达到50ns。
1设计目的
根据项目需要，本次设计的差分运算放大器是用于放大检波器输出的信号的，由于接收机接受的信号是小信号脉冲调制，因此设计的运放必要能够放大小信号窄脉冲。因为在小信号情况下，检波器输出为毫伏级别，而指标要求输出在-2～+2V之间，所以设计的差分放大电路放大倍数约100倍。
2 设计思路
由于此次设计的运放是为了放大脉冲信号的，所以必须要考虑脉冲信号上升沿的问题，如果上升沿时间太大会导致脉冲信号的失真，因此设计的最初就是要限定脉冲信号上升沿时间T<50ns。由于脉冲信号的带宽和上升沿存在如下关系：F×T=3.5(F表示带宽)，可知上升沿时间越小，带宽就越大，当上升沿时间T=50ns时，带宽就要达到70MHz。因为运放的带宽和增益成反比，如果只使用一级运放，在达到要求带宽的同时增益就达不到要求的100，因此本次设计的运放采用两级放大结构，每级放大10倍。
3 相关电路
从以上分析可知本次运放电路采用两级结构。第一级首先对基带信号进行差分放大，芯片选择AD公司的ADA4817-1和ADA4817-2，第一级放大电路如图1所示。
第一级放大所用的芯片ADA4817-1(单通道)和ADA4817-2(双通道)FastFET放大器是单位增益稳定、超高速电压反馈型放大器，具有FET输入。这些放大器采用ADI公司专有的超高速互补双极型(XFCB)工艺，这一工艺可使放大器实现高速和超低的噪声(4nV/√Hz；2.5 fA/√Hz)以及极高的输入阻抗。
将第一级输出的信号进行二次放大，第二级放大选择AD公司的AD8009芯片。图2所示是第二级放大电路。
第二级放大所用的芯片AD8009是一款超高速电流反馈型放大器，压摆率达到惊人的5 500 V/μs，上升时间仅为545ps，因而非常适合用作脉冲放大器。
此外为了防止自激，在两级放大的中间连接了一个10Ω电阻。图3是差分运放的整体原理图。
4测试
图4是示波器上显示的是差分输入端得两个信号，从图上可以看出，两个信号的差是2.32mV。
图5是运放的输出信号，从图中可以看出输出信号为220mV，相比输入信号的2.32mV，实现了接近100倍的放大。而且可以从图中看出，上升沿为50ns，也是满足设计目标的。
图6是运放的实物图，实物图中包含了两组运放还有12V转成+5V和-5V的电源转换模块。
5结束语
综上所述，说明该运放几乎无失真的将检波器输出的毫伏级窄脉冲小信号放大了接近100倍。这证明本次设计的差分运放是能够满足要求的并且性能良好。?笮
参考文献
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作者简介
超宽带脉冲信号的产生 篇4
超宽带(Ultra Wide-Band, UWB)通信技术是一种无载波通信技术，采用ns数量级，甚至ps数量级的非正弦窄脉冲传输数据。自从美国联邦通信委员会(Federal Communications Commission, FCC)在2002年2月开放了3.1～10.6GHz频段进行UWB短距离通信以来，加快了UWB技术在室内高速无线通信的研究和应用。UWB的优点是：高宽带、高容量、高速率、低功耗、低成本、强抗干扰能力、强抗多径能力、结构简单、多址接入等。
因此超宽带脉冲信号的产生成为超宽带通信技术的基础和关键技术之一。常用2类方法产生超宽带脉冲信号。一类是基于半导体器件的开关特性，二类是基于晶体管的雪崩效应。
（二）基于半导体器件的开关特性
采用一队互补开关型的场效应管(MOSFET)构成常开与常闭门对管电路。采用的调制方式是脉冲位置调制(Pulse Phase Modulation, PPM)。
图1是采用PPM调制方式的UWB脉冲产生原理框图，以开关型场效应管为核心，Q1为P沟道场效应管、Q2为N沟道场效应管，Q1、Q2也可以是晶体管。在调制信号没有触发单稳触发器的情况下，点A呈现低电平，场效应管Q1就会导通，场效应管Q2就会截止，电源VCC通过场效应管Q1对电容C1充电;反之，点A呈现高电平，场效应管Q1就会截止，场效应管Q2就会导通，电容器C1就会通过场效应管Q2释放电荷，从而在天线上形成放电电流，这个电路的放电时间常数很小，因此天线就可以辐射出所需脉冲信号，其持续时间极短。
晶体管和场效应管都是常见的开关型半导体器件。场效应管与晶体管相比，有以下几个优点：具有高的输入、输出阻抗, 并且其几乎不受前后级电路影响;在场效应管中只有多子才能传导电荷，其少数载流子不具有存储效应;也几乎不受温度、辐射等外界条件的影响;其噪声很低;其功率消耗业很小。故在此采用场效应管来构建电路。
通过电容器的充放电来实现持续时间极短的脉冲信号的产生。能产生纳秒级高斯型单周脉冲，数学形式与高斯函数的一阶导数类似，其中心频率和带宽完全由脉冲宽度决定。
这种方案电路结构简单，体积小，易于集成。但是半导体器件的参数特别是开关速度会影响UWB脉冲波形，并且电容值直接决定回路充放电速度。
（三）基于晶体管的雪崩效应
1. 晶体管雪崩效应原理分析
晶体管的雪崩倍增效应原理如下：在NPN型晶体管的集电极电压很高的情况下：发射极空间电荷区内的电场强度比低压放大运用时大很多。流入发射极的载流子在强电场的作用下会加速运动，因此流入发射极的载流子会获得很大的能量。载流子在与晶格碰撞的过程中会产生新的电子-空穴对。在碰撞过程中新产生的电子、空穴又分别在强电场的作用下做加速运动而重复上述过程。所以流过发射极的电流会迅速增加。这样的过程就称之为晶体管的雪崩倍增效应。
工作在雪崩区的晶体管有以下四个主要特点：
(1)电流增益是低压放大运用时的M倍，我们称M为雪崩倍增因子。
(2)由于工作在雪崩区的晶体管的集电极需要加很高的反向电压，集电极空间电荷区会向基区一侧扩展，这样就使得有效基区的宽度大大缩小，所以少数载流子通过基区的渡越时间大大减少。也就是说，晶体管的有效截止频率被大大提高。
(3)在晶体管工作与其雪崩区内，某一特定电压所对应的电流不是唯一的。并且随着电压的减小，电流却出现增加的现象。换言之，工作在雪崩区的晶体管的集电极与发射极之间的阻抗为负。
(4)当雪崩电容增大时，输出脉冲的幅度增大;当雪崩电容减小时，输出脉冲的幅度也减小。也就是说，输出脉冲的幅度与雪崩电容是成正比的关系。
2. 晶体管脉冲产生电路分析
文献不但利用了晶体管的雪崩效应，而且还采用级联方式来增加脉冲的幅度、减小脉冲的宽度。采用的调制方式是脉冲位置调制(PPM)方式。
在没有输入触发信号input时，晶体管Q1、Q2、Q3截止;VCC分别通过电阻R5、R1和R4、R2给电容C2、C4充电。VCC还通过RC给电容C充电。当输入足够大的触发信号input后，使Q1工作在雪崩区(其集电极与发射极之间呈负阻抗)。工作在雪崩区的Q1被击穿，就会产生一个快速增大的雪崩电流，这样电容C就会通过晶体管Q1快速放电，最终一个窄脉冲就会在负载电阻R1上形成。因为通过Q1的雪崩电流很大，故得到窄脉冲的峰值较高;又因为电容C的电容量只有几皮法至几百皮法，其储存的电荷很有限，所以得到脉冲宽度也有限。
Q1雪崩击穿形成的电压经过电容C2并导致Q2过压并且雪崩击穿。依次Q2雪崩击穿形成的电压经过电容C4并导致Q3过压并且雪崩击穿。由于雪崩击穿过程很快，所以上述依次雪崩的过程也是相当快的，从整体上把它看成是同时触发的。这样，一个上升时间非常短的UWB极窄脉冲就可以在负载上形成。
但该种方案电路的缺点是脉冲的幅度不够高、脉冲的宽度过宽、上升时间过长。
（四）结束语
综上所述, 无论是利用场效应管的开关特性，还是以雪崩晶体三极管作为核心、利用晶体管的雪崩效应来产生窄脉冲，其核心思路都是使场效应管、雪崩晶体三极管工作在开关状态下，再借助储能元件电容的充放电特性来产生超宽带窄脉冲。利用这类方法产生的窄脉冲主要应用于超宽带无线通信系统。除此之外俘越二极管也是利用PN结的雪崩击穿特性，生成脉冲振幅可达几十伏到几百伏。
超宽带窄脉冲产生的方法也还有很多，如采用数字逻辑电路和软件来产生。还可以以阶跃二极管为核心来构建超宽带窄脉冲产生电路。
摘要：文章首先介绍了超宽带技术的特点以及产生超宽带脉冲信号的重要性。其次分析了常用的2类产生超宽带脉冲信号电路的原理和特点, 最后对超宽带脉冲信号产生电路作了小结, 对研究超宽带技术者有一定的参考作用。
关键词：超宽带,脉冲,产生
参考文献
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脉冲信号源 篇5
随着科学技术的发展, 电子系统和设备的数量与日俱增, 性能也在不断提高, 并正向高频率、宽频带、高集成度、高可靠性、高精度和高灵敏度方向发展。与此同时, 电磁干扰的问题势必越来越严重, 现已成为电子系统和设备正常工作的突出障碍。
在实际工作环境中, 随着设备的增多, 多个设备共同工作在同一环境下, 设备之间会产生扰动, 特别是在大型的设备与机器上, 同时工作的元器件多达几百甚至上千个, 电磁环境非常复杂, 导致设备的故障率大幅提高, 如何对设备的电磁兼容环境进行测试成为一个热点问题。高斯脉冲信号具有功率大, 频谱广的特点, 能够覆盖设备的各个敏感点, 有利于模拟真实的电磁环境。高斯脉冲信号生成电路在军工、科研、雷达探测、超宽带传输等多个领域具有重大的作用, 是当前研究热点。
1 雪崩三极管的二次击穿
雪崩三极管是一类专门用于工作在雪崩区的三极管, 具有较高的Vceo与Vcbo, 在脉冲状态下最大工作电流可以达到几十安。这类雪崩三极管通常可以工作在负阻区, 并具有二次击穿的特性, 非常符合脉冲生成电路的制作要求。负阻效应是指当三极管工作在雪崩区时, Vce随Ic的增大而减小的效应。二次击穿指当三极管工作在雪崩区时, 它的工作点并不稳定, 当电流继续增大时会发生二次击穿, 此时的电流非常大。如图1所示:当雪崩三极管处于第一次雪崩时, 工作在c点, 而随着电流增大, 导致工作点的上移至b点, 而b点的工作状态并不稳定, 雪崩三极管发生2次击穿, 此时工作点继续上移至a点。
2 MARX电路工作原理
如图2所示为MARX电路原理示意图, 图中偏置电源Ec对电容C1~C5进行充电, Ec的大小为三极管T1~T2的临界雪崩电压, 当触发信号加入后, 三极管迅速进入雪崩区, 此时C2左端的电压与C1右侧电压可以近似理解为相等, 由于C2为电容两侧电压不能突变, 所以C2右侧电压等于C1+Ec, 即2Ec, 以此类推最终在RL1上得到5倍的Ec。
MARX电路的最重要的作用就是通过多级MARX电路可以得到几倍于Ec的电压, 是产生高幅值脉冲的有效途径。
3 脉冲幅值与电路级数的关系
在实际制作MARX电路中, 脉冲幅值往往不能得到理想的倍增效果, 原因主要有三个, 首先是雪崩三极管的雪崩效率是否满足要求, 其次是充电电容的选择, 通常在电容中的电量不满足雪崩需求时, 雪崩三极管就会退出雪崩状态, 第三是信号在元器件以及信号线上的耗损。
所以在实际设计中, 我们并不追求实现完全的电压倍增, 而是采用欠电荷充电的方式, 所谓欠电荷充电, 是指每一个充电电容只要存有满足该级电路雪崩所需的电荷量即可, 这样做的好处是, 通过增加电路级数来得到高幅值脉冲, 而缩小电容的大小, 使得电容放电时间缩小。
假设需要得到800V电压, 负载50欧, 那么电流的大小应为16A, 在实际制作中, 电荷Q=I*t, t为三极管导通时间, 通常国产三极管为2ns, 则Q=32纳库伦, C=Q/U, U=200V, 则C=160p F。即当电容为160p F时, 即可满足雪崩, 在实际制作时, 通常留有余量。
如表1是在实际制作电路中统计的脉冲幅值与电路级数的关系, 在统计过程中, 只选取了部分级数, 以4级为单位, 共选取5次。
4 雪崩三极管的加速作用
脉冲幅值的特点是幅值高, 脉宽窄, 通常脉宽只有几纳秒至几十纳秒, 减小脉宽是MARX电路的重要作用, 主要利用的是欠电荷充电法以及雪崩三极管的加速作用。
电容的放电与其RC回路相关, 通常情况下大约需要3~5个RC时间常数, 电容将放电完毕, 经过计算, 以470P的电容和50欧姆电阻为负载, 其放电时间大约需要70.5~117.5ns。而实际制作过程中, 经过雪崩三极管的加速作用, 最终得到的脉冲幅值通常不超过10ns。 (表2)
5 制作实例
本例采用20级雪崩三极管级联, 雪崩三极管采用FMMT417TA雪崩三极管, 电容470P, 充电电阻39K, 充电电压为220V, 输出为50欧负载, 最终得到脉冲幅值800V, 脉宽4.8ns, 拖尾较小。 (图3)
6 结束语
文章从高斯信号在电磁兼容测试中的作用引出纳秒级高斯脉冲信号源的特点, 提出了利用MARX电路进行高斯脉冲信号源的设计, 并对电路进行了测试和分析, 提出了一个设计实例, 该实例已正常工作十几个小时, 稳定度良好, 完全满足电磁兼容测试的注入需求。
摘要：文章对高斯脉冲信号在电磁兼容测试方面的应用进行了概述, 讲述了雪崩三极管以及MARX电路的基本理论, 采用雪崩三极管组成MARX电路来生成高斯脉冲信号的原理, 分析MARX电路结构对脉冲的影响, 对波形各项指标进行了分析和规律总结。设计了基于MARX电路和雪崩三极管的高斯脉冲信号发生器, 脉冲幅值800V (50欧负载) , 半高宽2ns, 重复频率从1k Hz至20k Hz可调, 工作状态稳定已持续工作数十小时, 对脉冲源的改进提出了设想。
脉冲信号源 篇6
无论在信号检测还是在电磁场的生物效应方面, 不同参数的电磁场均被广泛地研究和应用[1,2,3], 尤其是低频脉冲电磁场 (pulsed electromagnetic fields, PEMF) 在促进损伤组织修复的过程中具有重要作用[4,5,6,7]。而PEMF影响受损组织修复再生的生物效应与生物组织对电磁场的比吸收率 (specific absorption rate, SAR) 密切相关, 低频脉冲电磁场的不同参数影响生物组织对电磁场的SAR[8,9], 因此高性能低频脉冲信号源的研制对合适参数低频脉冲电磁场的产生具有重要意义。而传统低频脉冲信号源通常采用晶体管、运放IC等分离元器件设计制作, 具有温度漂移大、预热时间长等不足[10,11,12];且一些信号发生器输出频率、占空比等参数单一, 不能单独调控, 无法满足实验的进一步需要[13]。因此, 本文以性价比较高的STC89C52单片机为核心[14,15], 联合D/A数模转换模块、LCD液晶显示模块等器件, 设计制作低成本、高性能的参数可调低频脉冲信号源。
1 材料和方法
1.1 系统硬件结构
本系统结构的硬件构成主要包括STC89C52单片机、D/A数模转换模块、LCD液晶显示模块、参数按键选择设置电路、预放大滤波电路和直流电源模块等。该低频脉冲信号源的结构框图如图1所示。采用STC89C52单片机产生脉冲信号, 输出脉冲信号的幅值、占空比和频率可通过程序控制调节。
单片机部分电路主要包括单片机控制电路、时钟电路和复位电路。STC89C52单片机是一种低功耗、高性能CMOS微控制器, 具有8 KB系统可编程Flash存储器[13,14]。在系统中, 当程序运行不正常时, 必须应用复位电路对系统进行复位。该复位电路采用手动复位按键和复位电容并联, 实现上电复位和手动复位功能。时钟电路由外部晶振驱动, 为提高信号输出精度, 采用24 MHz晶振。同时, 本系统外加一片AT24C02存储芯片用来存储参数设置, 使系统开机运行时直接从中读取保存的数据, 简化开机数据设置。
在系统中通过6个按键连接单片机P3口实现对输出脉冲信号参数的控制。其中3个按键分别对应频率、占空比和幅值设定选择功能, 当选中其中一个参数后, 第4、5个键分别对参数值进行加减改变, 当参数设置合适后, 按下第6个键进行确认输出。其频率输出可调范围为0~2 k Hz、步进为0.5 Hz;占空比和幅值可调范围分别为10%~80%和0~5 V。
本设计输出信号参数通过液晶显示模块LCD1602进行显示。首先在初始化中先设置其显示模式, 每次输入指令前都判断其是否处于繁忙状态。其内部字符发生存储器已经存储了160个不同的点阵字符图形, 可以把所需地址中的字符进行显示。LCD1602液晶模块的读写操作、屏幕和光标的操作通过指令编程实现。
为了将单片机产生的数字信号转换为所需的脉冲信号, 必须通过数模转换器将数字信号转换为模拟信号, 本设计采用了价格低、接口简单和转换易控制的8位分辨率数模转换器DAC0832。DAC0832为电流型输出, 设计中外接运算放大器实现电压型输出。本设计采用直通工作方式, 单极输出电路, 基准电压为5 V, 因此控制其输出电压范围为0~5 V。
因为本系统设计需要±12和5 V电源电压, 所以在电源部分采用7812、7912和7805直流稳压芯片设计直流电源。该电源能够实现±12和5 V 3路输出, 满足系统的需要。
系统控制电路原理图采用电子设计软件PRO-TELL DXP进行设计, 如图2所示。
1.2 系统软件实现
系统软件程序设计实现是该信号发生器的核心。软件设计主要包括主程序、脉冲方波产生程序、显示输出参数程序、按键处理程序、输出信号参数设定程序。
主程序主要是对系统实现初始化, LCD初始显示, 同时扫描是否有对应的功能键按下, 对系统化进行中断管理, 调用各功能子程序。当按键处理程序执行时, 将用户通过按键设定的参数送至单片机, 从而控制单片机输出相应需要的信号。程序通过改变信号输出与停止时间实现频率的调节, 进而通过调节信号输出与停止的时间比值实现占空比调节。系统设定D/A转换电路基准电压Vref为5 V, 因此根据按键设定使单片机输入数字量00H—FFH变化, 从而实现电压输出可调范围为0~5 V。系统程序在KEIL环境下采用C语言编写, 因此程序代码具有可读性强、维护方便和可移植等优点。系统的主程序流程如图3所示。
2 信号输出结果
为评估该智能参数可调低频脉冲信号发生器的输出信号参数性能, 在该低频脉冲信号发生器系统上电后, 采用TEKTRONIX TBS 1022示波器检测其输出信号各参数。第1组输出脉冲信号参数设置为频率f=10.5 Hz、占空比50%、幅值2 V;第2组输出脉冲信号参数设置为频率f=29 Hz、占空比42%、幅值2 V;第3组输出脉冲信号参数设置为频率f=600 Hz、占空比50%、幅值4 V。
分别采用示波器对3组输出信号进行测试, 第1组设定参数输出信号波形如图4 (a) 所示, 输出频率误差仅为0.01 Hz, 而占空比和幅值误差均为0%;第2组设定参数输出信号波形如图4 (b) 所示, 输出频率误差为0.02 Hz, 幅值误差为0.04 V, 占空比误差为0%;第3组设定参数输出信号波形如图4 (c) 所示, 输出频率误差为0.1 Hz, 幅值误差为0 V, 占空比误差为0.4%。根据测试, 该低频脉冲信号源符合设计要求。
3 讨论
低频脉冲信号源在很多方面的应用越来越广泛, 因此设计制作适合特殊需要的参数可调信号源就变得非常必要。本研究设计的低频脉冲信号发生器能够产生频率、占空比和幅值单独可调的脉冲信号, 且输出信号波形失真度低, 系统具有小型化、集成便携的优点。
该可调低频脉冲信号源不但能够满足一般工业控制的需要, 而且其输出信号参数独立可调的特性使其作为低频脉冲电磁场的信号源具有独特的优势。参数独立可调使线圈产生的电磁场具有更可控的生物电磁效应, 可广泛应用于低频脉冲电磁场生物效应研究, 通过调节产生不同参数的脉冲波形, 从而控制输出适合不同伤口愈合治疗的低频脉冲电磁场。然而, 由实验测试3个信号输出波形图看出, 虽然信号波形失真度较小, 但随着频率升高略有失真, 在随后工作中将进一步通过改变程序设计降低波形失真。
摘要：目的:研制能够输出频率、占空比和幅值独立可调的低频脉冲信号源发生器。方法:采用STC89C52单片机系统产生低频脉冲信号。应用D/A转换器DAC0832将单片机产生的数字信号转换为模拟信号, 最终进行滤波和预放大。该输出信号的频率、占空比和幅度可通过程序和按键控制调节, 输出信号参数可通过LCD1602液晶进行实时显示。结果:采用TEKTRONIX示波器对输出信号进行检测, 该信号源输出脉冲信号频率可调范围为02 k Hz、步进为0.5 Hz, 占空比可调范围为10%80%, 输出电压峰值为05 V。结论:该智能低频脉冲信号源结构紧凑、灵活可控, 能够保证输出低频脉冲信号准确可靠。
脉冲信号源 篇7
随着电子与信息技术的飞速发展, 信号源输出的波形的模式越来越多, 同时, 在信号源中装入软件就可以进一步扩展信号源的功能, 这样就能使信号源更加灵活地产生所需的发射波形, 从而使信号源的功能获得很好的扩展。通过对信号源产生的信号使用采集卡完成采集和处理, 能够对接收通道的雷达回波信号的性能进行进一步分析。
1 系统原理分析
本次实验中, 线性调频信号由装入信号源安捷伦E8267C提供, 其调频斜率如式 (1) 所示[1]:
式中:Δf=5 MHz, 为线性调频信号带宽;τ=40.25μs, 为脉冲宽度, 该信号的中心频率为30 MHz。其角度变化规律如式 (2) 所示:
式中:ω0为信号的中心角频率。所以, 该线性调频信号的表达式如式 (3) 所示[2]:
式中:A为信号的幅度;rect (t/τ) 为矩形函数, 当时, 矩形函数值为1, t为其他值时为0。由实测数据绘制出的线性调频信号在功率为-70 d Bm下的波形如图1所示[3]。
通过计算机内部的PCI9820采集卡完成该线性调频信号的采集, 其采样频率为120 MHz。最后将采集到的信号进行脉冲压缩处理仿真。其系统原理框图如图2所示。
在图2中, 信号源和采集卡的触发由外部提供的同一个脉冲信号完成。PCI9820采集卡有两个采集通道, 本次实验中使用通道0进行采集。
在脉冲压缩处理仿真中, 首先将采集到的数据读入, 然后分别对I、Q两路信号进行数字下变频、低通滤波和脉冲压缩处理。在本次实验中采用时域脉压进行处理[4], 设输入信号为x (n) , 匹配滤波器为h (n) , 那么输出信号y (n) 的表达式如式 (4) 所示[5]:
考虑到对时域脉冲压缩处理后输出信号旁瓣的抑制, 必须进行加窗处理, 同时, 相比较而言hamming窗旁瓣抑制效果较好, 实现较为容易[6], 因此, 在本次实验中选用hamming窗函数W (f) 来完成, 其表达式如式 (5) 所示[7]:
由以上的分析可知, 经过采集卡采集得到的信号分I、Q两路信号进行数字下变频、低通滤波、脉冲压缩处理和旁瓣抑制, 其原理图如图3所示[8]。
在图3中, 将采集到的数字中频信号所存储的数据文件读入到脉冲压缩处理软件中, 设读入的中频信号为X, 所以, I、Q两路信号解调后的信号XI和XQ如式 (6) ~式 (7) :
式中:n为采样点数;f0为信号的中心频率;fs为采样频率;XT为X的转置信号。因此, 在不考虑经过FIR低通滤波器后的延迟影响, 时域脉压的输入信号Xout为:
再将式 (8) 代入式 (4) , 同时给匹配滤波器考虑适当的窗函数, 就可以得到脉压后的输出信号。
2 信号采集脉压处理仿真在收发组件测试中的应用
通过对以上信号采集脉压处理系统原理分析, 就可以将其应用于收发组件性能测试中, 具体实现如图4所示。
在图4中, 将信号源E8267C提供的和模拟射频信号相同脉冲宽度模拟中频信号[9], 通过PCI9820采集卡完成中频模拟信号的采集, 最后在Matlab软件中将数据读入, 并完成中频数字下变频及脉冲压缩处理仿真。
同时, 信号源提供的模拟射频信号工作在X波段, 经过收发组件下变频成30 MHz的中频信号, 再通过计算机内的PCI9820采集卡完成中频模拟信号的采集, 最后采用相同的方法在Matlab软件中完成数字下变频及脉冲压缩处理仿真。
通过以上的分析, 为收发组件测试提供了一种新方法, 将信号源提供的标准模拟中频信号以及标准模拟射频信号通过收发组件下变频输出的模拟中频信号, 采用相同的中频数字下变频和脉冲压缩处理方法进行处理。从而通过处理结果的对比来进一步对收发组件的性能进行改善。
下面分别对模拟中频信号和模拟射频信号通过收发组件下变频输出的模拟中频信号的采集数据通过Matlab仿真完成数字下变频及脉冲压缩处理[10]。参数设计如下:
模拟射频:X波段;模拟中频:f0=30 MHz;采样频率:fs=120 MHz;信号带宽:B=5 MHz;脉冲宽度:τ=40.25μs;信号功率:W=-70 d Bm;窗函数:hamming窗。模拟射频信号通过收发组件采样后进行脉冲压缩处理回波如图5所示;模拟中频信号采样后进行脉冲压缩处理回波如图6所示。
从图5和图6的回波脉冲压缩处理结果可以看出, 模拟射频信号通过收发组件输出后与信号源产生标准的中频信号相比, 信噪比和旁瓣抑制比都有了一定的损失。通过计算得出收发组件输出回波信号的信噪比为19.10 d B, 旁瓣抑制比为38.02 d B。信号源输出的回波信号的信噪比为31.44 d B, 旁瓣抑制比为34.08 d B。由以上分析可知, 与信号源输出的标准信号相比, 能够用该方法来验证收发组件的性能, 为检验收发组件提供了一种新的方法。
3 结语
本文首先通过将Matlab产生的脉冲宽度为40.25μs的线性调频信号的波形文件装入信号源E8267C;然后再用PCI9820采集卡对该线性调频信号进行采集;最后, 分别通过Matlab完成模拟射频信号通过收发组件输出后回波信号和信号源产生的模拟中频回波信号的脉冲压缩处理仿真。实验表明, 在没有信号产生板和脉冲压缩处理板的条件下, 能够用该方法来验证收发组件的性能。
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RC电路获取尖脉冲信号的研究 篇8
关键词：RC微分电路,时间常数,尖脉冲
0 引言
本实验选用双踪示波器,它能把电信号转换成可在荧光屏上直接观察的图象。用示波器来观察一阶RC微分电路的输出波形,试着改变电路参数,观察波形是否有明显变化。选用控制变量法,当电容电压C不变时,改变电阻值R的数值,又已知时间常数τ=RC,由此引起输出波形的变化,描绘出不同组别参数时的波形图,记录各参数值,并分析出现此现象的原因。
1 实验原理
电路的过渡过程是指从一种稳定状态转到另一种稳定状态所经历的变化过程,其变化十分短暂而且是单次变化过程,对时间常数τ较大的电路,可用慢扫描长余辉示波器观察光点移动的轨迹。对时间常数τ较小的电路,必须使这种单次变化的过程重复出现。为此,利用信号发生器输出的方波来模拟阶跃激励信号,即令方波输出的上升沿作为零状态响应的正阶跃激励信号;方波下降沿作为零输入响应的负阶跃激励信号,选择方波的重复周期远大于电路的时间常数τ,就可以观测电路的过渡过程。
在阶跃信号下,RC一阶电路的零输入响应和零状态响应分别按指数规律衰减和增长,其变化的快慢决定于电路的时间常数τ。
含有动态元件的电路,其电路方程为微分方程,用一阶微分方程描述的电路为一阶电路,如图1所示为一阶RC电路。
根据一阶微分方程的求解得知:U0=Ue-t/RC=Ue-t/τ
RC电路的时间常数τ=RC,τ的大小决定了电路充放电时间的快慢。对充电而言,时间常数τ是电容电压u从零增长到63.2%Us所需的时间;对放电而言,τ是电容电压u从Us下降到36.8%Us所需的时间。如图2所示为时间常数τ。
微分电路是RC一阶电路中较典型的电路。对电路元件参数和输入信号的周期有着特定的要求。
如图3所示的电路,当时间常数可见,输出电压信号与输入电压的微分成正比,称为RC微分电路。如果输入波形为方波时,在R两端(输出端)得到正、负相间的尖脉冲,而且发生在方波的上升沿和下降沿。
2 调试方案设计
2.1 仪器用具:
函数信号发生器;示波器;电容;电阻;若干导线
2.2 调试方法步骤
A.观测微分电路的波形:
按照图3所示连接电路,选取适当的电阻和电容器,并根据R、C的大小,选取合适的输入方波频率,用示波器观察输出电压的波形并记录图形及相应参数。
B.改变参数观察波形:
保持输入方波信号频率不变,改变参数,适当地改变电容或电阻值,观察波形变化情况,记录6组波形与参数,说明产生波形变化的原因。
3 实验测量
A.当电压R=100W,C=0.1μF时
B.当C=0.1μF不变时,改变电阻值,所得的波形图:
1)当R=1MΩ时
2)当R=10kΩ时
3)当R=2kΩ时
4)当R=900Ω时
5)当R=600Ω时
6)当R=300Ω时
4 总结
由于物体所具有的能量不能跃变而造成,在换路瞬间储能元件的能量也不能跃变,所以在实验过程中通过参数的改变使电路状态发生改变。在储能元件——电容器充电过程中,当充电结束时电路达到稳态,所以可以通过改变电路参数R、C的大小,来改变完成充电过程所需的时间。
在t=t1时,U1由0→Um,因电容上电压不能突变,输入电压UI全降在电阻R上。随后t>t1,电容C的电压按指数规律快速充电上升,输出电压随之按指数规律下降,经过大约3τ时,输出一个正脉冲。
在t=t2时,U1由Um→0,相当于输入端被短路,电容原先充有左正右负的电压Um开始按指数规律经电阻R放电,刚开始,电容C来不及放电,且左端接地,所以U0=-Um,之后U0随电容的放电也按指数规律减小,同样经过大约3τ后,放电完毕,输出一个负脉冲。
综上所述,τ=RC的值愈小,即充放电过程愈快,输出的脉冲就愈窄。在本实验中,当电阻值逐渐变大时,此过程所需时间增加,所以引起的脉冲也随之变宽。当电阻值足够大时,输出的电压波形图为方波,而当电阻相对较小时,输出的电压波形图为尖脉冲。
特点:实验效果明显,设计思路合理,该电路具有实用意义,可以作为信号产生电路的应用。
参考文献
[1]王亚军,张天春,等.电子电工实验教程[M].高等教育出版社,2009.
基于模糊函数的脉冲信号检测技术 篇9
关键词：时频分析,模糊函数,距离度量,模式识别
0引言
时频变换作为一种信号处理手段, 具有优良的时频域分辨特性, 能够满足时、频二维对信号的分离, 有一定多信号处理的能力, 作为时频支撑集而具有聚集性, 此外还有其他很多优点。
广大研究人员对威格纳崴利 (WVD) 进行了深入分析和讨论。比如在二次型分布对于非平稳信号的检测性能、WVD对线性调频脉冲信号的分析性能、时频分析的脉内调试识别、多信号分量的二次型分析、核函数滤波[1]等都取得了许多的研究成果。但一般对于Cohen类[2]的模糊函数在电子侦察领域关注得较少, 而模糊函数研究也都是传统雷达信号处理中的匹配信号处理思路对其展开研究, WVD对白噪声中的信号具有良好的检测能力。由于二次型分布具有表现信号瞬时功率谱密度的能力, 因此在二次型分布中讨论信号的检测与识别, 很大程度是对信号的瞬时功率谱密度的特性分析。根据物理能量准则, 依据信号和噪声能量在特定时频域中强弱分布的先验知识, 有效地分离噪声和感兴趣的信号, 从而再进行信号检测, 无疑是一种趋于最优的方法。
1模糊函数基本理论
1.1时频分析原理
在信号分析领域中, 时间和频率是最基本、最常用、最方便的度量子空间, 信号的相关函数和功率谱是这2个子空间中最常用的物理测度。在非平稳信号分析中, 传统的傅里叶变换受到了限制, 因为非平稳信号的频率成分是时变的, 相关函数和功率谱等统计量也是时变函数, 这时只了解信号的全局特性是远远不够的, 需要获得信号的频谱随时间变化的特征以及信号的时频局部化特征, 所以分析非平稳信号要用时间和频率的联合函数来表示。虽然认为信号本身是全局非平稳的, 但是在具体局部域却是近似平稳的。这种表示称为信号的时频表示, 基于信号时频表示的信号分析称为信号的时频分析。
1.2脉冲信号的模糊函数
在脉冲信号处理中, 模糊函数是一种信号分析与设计的重要工具。当目标被视为“点”目标时, 回波信号的波形与发射波形相同, 但有不同的时延τ和ξ不同的频偏 (多普勒频率) , 此时的输出脉冲模糊函数为该信号匹配滤波输出对τ、ξ的二维响应。
在非平稳信号处理中, 模糊函数采用不同的定义:对瞬时自相关函数做关于t的傅里叶反变换而不是傅里叶变换。即定义为:
模糊函数也可以用信号的傅里叶变换X (f) 定义为:
脉冲信号具有多种多样的功能和用途, 与之相对应的有各不相同的信号形式 (不同的模糊函数特征) 。随着综合射频技术及体制的发展, 根据不同用途和功能出现了类型繁多、特征各异的综合射频脉冲信号, 如从频率域的信号形式来看, 基本可以将这类信号分为:单频脉冲信号、调频脉冲信号、调相脉冲信号、频率编码脉冲信号和频率分集脉冲信号等[3]。
2模糊距离空间
如果将截获的脉冲信号时频截段投入到L2空间 (L2是线性空间) 中, 若使用内积定义, 设
显然式 (2) 满足内积公理[4,5], 则可成内积空间。由模糊函数的共轭对称性质可推知, 当
构成距离空间。
基于投影定理 (Projection Theorem) [6]得到内积
对于本文的应用来说, 模糊域内时延τ和频移ξ构成了L2空间的一组正交基。噪声、各种脉冲信号都具有各自特征的模糊函数, 根据截获的信号时频截段而产生的模糊函数与特征模糊函数之间是可以通过相关性 (距离) 的比对进行判决的。
白噪声模糊函数如图1所示, 从图1可以看出二次型分布对于局部平稳的噪声检测具有良好的适应性。在模糊域, 对于带内的高斯白噪声, 模糊函数有极好的非周期相关性。
白噪声的模糊函数集中在坐标原点 (0, 0) 及周围, 而在广大的平面内少有分布。类似于WVD中的分析, 对于某随机信号x (t) =s (t) +n (t) , 其中s (t) 为解析的确定信号, n (t) 是一平稳零均值有色噪声。可知加性噪声下确定信号的模糊函数有:
式中,
χx (τ, ξ) =∫∞-∞s (t+τ/2) n* (t-τ/2) ej2πξtdt=
∫∫∞-∞S (f+υ/2) N* (f-υ/2) ej2πτfdf。
可以证明:χx (τ, ξ) =χs (τ, ξ) +χn (τ, ξ) 。χn (τ, ξ) 代表平稳噪声n (t) 的模糊函数。若假定噪声是带限白噪声, 则上式变为:
χx (τ, ξ) =χs (τ, ξ) +σ
式中, σ
前面提到的空间内积距离的方法原则上是具有检测的能力, 但由于噪声具有随机特性, 对于使用的噪声模糊函数模板 (某特定时间段内的噪声模糊函数) 与实际噪声之间的模糊函数相关性, 是检验信号检测算法的重要考量。
3仿真分析
3.1判决距离仿真分析
通过Matlab仿真工具软件, 模拟独立的100次噪声数据截断, 与标准噪声模糊函数模板做内积距离估计, 得到蒙特卡洛试验结果如图2 (a) 所示。
从图2 (a) 可以看出, 内积距离结果基本在 (0.993, 1) 区间以内, 而相同的噪声模糊函数模板与简单脉冲信号模糊函数之间的内积距离值为0.999 240, 二者十分接近。这种结果与预想情况是有明显差距的, 究其原因是在内积运算中使用的是复数形式的模糊函数内积。而噪声在独立条件时, 其模糊函数的相位是独立的, 这反映了噪声的高阶非相关性。所以从内积的结果来看, 并没有预想的那样二者内积很小 (相似度很高) 。这就要对信号检测算法进行改进, 以适应噪声的这种特征。
由于模糊函数本身具有体积不变的特征, 而噪声的模糊函数主要集中于原点附近。于是可以提出基于模糊函数绝对值的内积估计方法, 即
使用绝对值后模糊函数对于相位信息不在敏感, 能够对于噪声高阶不平稳性进行一定的滤除。以上面例子中的噪声模拟实验为例, 完全相同的数据经过绝对值内积估计后测量值如图2 (b) 所示, 而此时简单脉冲信号与噪声模板模糊函数的绝对值内积估计为0.839 203 (典型值) 、线性调频为0.846 2 (典型值) 、二相编码为0.687 9 (典型值) , 显然这种测算方法优势明显。
3.2信号检测仿真分析
信号的检测的另一重要考量内容是信号检测所能适应的信噪比, 需要考察检测方法受信噪比下降的影响程度, 以确定算法处理信号的灵敏度。
对于简单脉冲信号引入加性白噪声 (此时噪声可认为是极窄带内或同频噪声) , 设置与数据截段长度相适应的噪声信号, 控制带内信噪比可得如图3 (a) 所示绝对值内积距离仿真测量结果。当信噪比大于-10 dB时, 信号满足一般门限检测条件。
对相位编码脉冲信号引入加性白噪声 (此时噪声可认为是信号带内噪声) , 设置与数据截段长度相适应的噪声信号, 控制带内信噪比可得如图3 (b) 所示绝对值内积距离仿真测量结果。当信噪比大于-3 dB时, 信号满足一般门限检测条件。
对于线性调频脉冲信号引入加性白噪声 (此时噪声可认为是信号带内噪声) , 设置与数据截段长度相适应的噪声信号, 控制带内信噪比可得如图3 (c) 所示绝对值内积距离仿真测量结果。当信噪比大于-11 dB时, 信号满足一般门限检测条件。
以上分析说明取得这种效果的根本原因是利用了噪声在能量域中的二阶统计特征, 这是在常规处理中一般难以取得的。
对于本文的分析来说, 噪声、各种脉冲信号都具有各自特征的模糊函数, 根据截获的信号时频片段而产生的模糊函数与特征模糊函数之间是可以通过相关性 (距离) 的比对进行判决的。这种处理思路有2点理论上的缺陷:
① 由于样本空间的非稠密性而使得空间不具有完备性, 距离不具有绝对的收敛性。简而言之是信号模糊样本不具有针对空间截获信号截段的全部本质表达, 存在漏项, 因而依据距离的判断归类是不严格准确的。
② 由于模糊函数是对信号二阶统计量 (相关函数) 的处理, 对于二阶统计不平稳的信号, 如加性噪声等敏感。所以处理算法对于这类信号也存在缺陷。
这2种缺陷主要表现为处理方法理论上的不完备性, 对实际的工程应用影响不大。
4结束语
从以上的理论推导以及仿真结果来看, 基于模糊域的绝对值内积距离信号检测方法可以在带内或同频噪声中有效地检测微弱信号。对于简单脉冲、相位编码脉冲和线性调频脉冲等信号可分别在信噪比-10 d B、-3 dB和-11 dB条件下实现信号的检测, 该性能指标优于一般处理方法, 具有较好的工程应用潜力。在后续开发中需要关注该方法的计算量优化和硬件设计实现等技术。
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