数字单脉冲技术（精选7篇）
数字单脉冲技术 篇1
0引言
差模跟踪是一种高精度的单脉冲自动跟踪体制,是利用差模电场方向图在天线轴向为零值而在偏轴角度上又有极性的特点来实现自动跟踪[1]。目前,单脉冲的差模自跟踪技术广泛应用在航空测控、航天测控等对跟踪精度要求高的测控系统中。
作为单脉冲自跟踪系统的重要技术指标,方位、俯仰之间的交叉耦合直接影响到天线的跟踪精度和灵敏度[2]。由于天线制造、安装工艺的局限,下行的宽带信号,和、差支路相差等系统误差的存在,都会引起交叉耦合。结合C波段单通道单脉冲跟踪接收机在无人机应用中出现的问题,原理上分析了系统误差的产生,从工程实现的角度提出了一种用数字的方法,在地面跟踪接收机处对系统误差进行补偿,以降低方位、俯仰的交叉耦合。
1系统组成与问题分析
差模单通道单脉冲自跟踪系统组成框图如图1所示[3],是利用TE11模为和模,TE21模为差模的双模跟踪系统;信号为无载波残留的QPSK调制;下行射频带宽600 MHz,间隔1 MHz,共600个频道。
对于单通道单脉冲自跟踪系统,和、差支路通过不同的传输路径,耦合到一起时,需要对和、差支路的相对相位延迟进行补偿。通常是采用信道射频低损耗电缆补偿的方法。这种补偿方法简单、可靠,广泛地应用在飞行器的一维自跟踪系统中。
同样,二维跟踪系统也采用射频低损耗电缆,对和、差支路的相差进行补偿。表1记录的为电缆补偿后,跟踪接收机在频道1测量的输出方位、俯仰误差电压。测试环境为天线的远场,信标推功放,标准喇叭天线输出。从表1可以看出,用电缆校相后,方位、俯仰的交叉耦合1/3左右,由经验可知,在这种情况下很难实现对目标的稳定跟踪,而跑车试验也验证了这一点。
对于二维跟踪系统,射频电缆补偿的方法仅是对和、差支路相位延迟的不一致进行补偿,并且是以下行中间频点为基准。对于宽带的下行信号,补偿方案本身也会带来不小的误差,而且随着射频频率的增大,线缆精度的工艺保证也是个难题。因此,在电缆补偿的基础上,提出了系统误差数字补偿的方法。
2原理分析
跟踪系统中有几个地方会带来交叉耦合,分别为:天线制造工艺的局限,使得天线馈源水平轴和垂直轴不完全正交;天线馈源安装工艺带来的交叉耦合,主要体现在天线的方位、俯仰轴和水平、垂直轴很难完全重合;单通道和、差支路合成之前,和、差支路的相对相位延迟,引入的交叉耦合;不同的下行频道,和、差支路相差的不一致带来的交叉耦合。
天线的方位、俯仰(A_E)轴和水平、垂直(H_V)轴的夹角,可以通过试验测量算出,具体测量过程参见实施方案部分。先不考虑2个坐标系的夹角。其他几处引入的交叉耦合,都可以归纳到系统误差里,系统误差的存在既影响信号的幅度,又影响信号的相位。对于TE11模、TE21模的差模二维跟踪天线,天线-目标空间关系示意图如图2所示[4]。
和信号、差信号分别表示为[5]:
undefined。 (1)
undefined。 (2)
式中,undefined为和路信号;undefined为误差信号;ωct为载波信号;U为和信号幅度;μ为差方向图归一化斜率;θ为目标偏离天线电轴的空间角度;φ为目标在天线平面投影与水平轴的夹角。
误差射频信号经0/π调制后与和信号耦合,再通过下变频,送给跟踪接收机。跟踪接收机完成误差解算,得到方位、俯仰误差信号表达式,分别记为:
EA=μθkAUcosφ, (3)
EE=μθkEUsinφ。 (4)
式中,kA、kE为方位、俯仰支路的传输系数。式(3)和式(4)的推导没有考虑到跟踪系统误差,而实际上跟踪系统误差是存在的。考虑跟踪系统误差的存在,则和、差信号表达式记为:
undefined
此时,跟踪接收机解算输出的方位、俯仰误差信号表达式为:
undefined
式中,ka、ke为系统误差对方位、俯仰误差信号幅度上的影响;φ1为和信道引入的相移;φ2为差信道引入的相移。式(7)和式(8)是考虑到了系统误差的影响,是对和、差支路相差采用电缆补偿后的推导结果;式(3)和式(4)是理想情况下的解算结果,是希望得到的。令Δφ=φ2-φ1,式(3)和式(4)、式(7)和式(8)之间的关系可以写为:
对式(9)取逆运算得:
式(10)中,ka、ke和Δφ的值是未知的,只需求出这些值,即可得到补偿算式:
3实施方案
设两轴之间的夹角为ε,假定逆时针为正。ε角的存在会影响到补偿算式,需要确定ε的值。ε值的大小与频道没有关系,可以通过观察天线和差网络输出的信号来进行测量,计算。ε角的测试步骤如下:
① 信标推功放,通过标准喇叭口天线输出,放置到天线的远场内,通过频谱仪测量地面天线和差网络的输出,找到天线的零深点,记下此时的方位角度、俯仰角度,即为发端相对地面天线的坐标点;
② 保持俯仰角度不变,在天线波束内将天线沿方位轴上移动一定的角度εA,记下此时的方位误差信号,因为存在夹角,此时俯仰轴上也有误差信号,记下该处俯仰误差值;
③ 保持方位角不变,微调俯仰,使得俯仰误差值最小,记下此时俯仰移动的角度εE。由三角关系,容易求得夹角ε。为了提高精度,多次测量取平均值。
由于天线安装工艺的局限,使得天线的H_V轴和A_E轴不可能完全重合,如图3所示。
通过上面的测量,求出了天线H_V轴和A_E轴的夹角ε。由坐标旋转,可以得出H_V坐标系和A_E坐标系之间的关系[6]:
式(12)已得出,下面需要确定式(11)中的未知数ka、ke和Δφ的值。
如同测量角ε一样,建立起相同的测试环境。仅在天线方位轴上移动一定的角度θ1,由于交叉耦合的存在,可以得到一组方位、俯仰的误差值,记为:
undefined
相同的操作步骤,仅在天线俯仰轴上移动相同的角度θ1,又可以得到另一组方位、俯仰的误差值,记为:
undefined
对2组数据联立方程组,便可求得ka、ke和Δφ的值,从而得到对应频道的补偿算式。为了提高精度,可以对同一频道多次测量计算,取平均值。
将式(11)和式(12)代入到地面数字跟踪接收机,对解算的误差电压做处理,就可以对消掉跟踪系统误差。
在外场,选取了几个频道做测试,通过测试得到相对应的补偿算式。通过对跟踪系统采用数字补偿后,方位、俯仰的交叉耦合大大降低,降到1/20以下。测试的结果也验证了该方法理论上的正确性。
跟踪系统误差数字补偿的方法是在传统电缆补偿和、差支路相差的基础上,对系统误差做进一步处理,从而降低方位、俯仰的交叉耦合,提高跟踪的精度。实际上也可以不经过电缆补偿,而直接对跟踪系统误差做数字补偿。方法上没有任何区别,在对系统做数字补偿的同时,也完成了对和差支路的数字校相。可以认为此时和、差支路引入的系统误差过大,但需要对天线和差网络到信道设备电缆的长度,提出一个射频相位上的技术指标,以保证线缆故障后的更换。
4结束语
系统误差数字补偿的方法是针对TE11模为和模、TE21模为差模的二维跟踪系统进行分析和测试的。但是该补偿方法并不只适合差模天线的跟踪系统,对于多喇叭天线的二维跟踪系统同样适用,只是补偿算式的表达式有所区别。补偿算式是针对单频点来分析和测试的,对于宽带的下行信号,可以间隔地选取频点做测试,能够在满足系统指标的前提下降低工作量。采用数字补偿技术的两维单通道单脉冲跟踪系统已经应用到工程中。
参考文献
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[6]叶其孝,沈永欢.实用数学手册[M].北京:科学出版社,2006.
数字单脉冲技术 篇2
脉冲与数字电路接收和处理的都是脉冲式离散信号。相较于模拟信号，它更易于复制、修饰；所有的数字信号都是有不同的电平保持长度的高低电平携带。且高低电平的区分有很大的容差，这使它具有更强的抗干扰性和精确性。
在一个学期的学习过程中，我们共做了六个相关实验，包括：门电路逻辑功能及测试，组合逻辑电路，触发器R-S、D、J-K，三态输出触发器及锁存器，时序电路测试及研究，译码器和数字选择器。设计数字集成器件：74LS00，74LS10，74LS20，74LS86，74LS04，74LS54等等。
学习并深入了解门集成块门、非门及其扩展门电路，分组合应用以达到不同的逻辑设计效果。
在数电理论的指导下，使用合成实验面包板进行试验。配有高低电平输入开关盒发光二级管指示操作和测试逻辑电路的性能。整体来说,数电试验中，虽然接线较为复杂，但其效果着实非常客观和准确。有利于工科学生形成严谨细致的学术作风。
最后，感谢我的实验老师，在整个学习和实验过程中对我尽心的指导和帮助。感谢我的同组学生，在实验进程中对操作及理论的见解交流。使我顺利并成功的完成了各项试验，获得对知识的进一步理解。
数字单脉冲电源在电镀中的应用 篇3
随着社会生产力的发展和市场经济的日益繁荣, 特别是我国加入世界贸易组织后, 我国的电镀行业遇到更多的机遇与挑战。
电镀, 即采用电化学的方法使金属离子还原为金属, 并在金属或非金属制品表面形成符合要求的平滑、致密的金属覆盖层。电镀后的镀层性能在很大程度上取代了原先基体的性质, 起到了装饰与防护的作用。随着科学技术与生产力的提高, 电镀工艺已经在各个领域发挥着不可替代的作用。电流通过镀槽是电镀的必要条件, 镀件上的金属镀层就是在电流流过电镀槽时所产生电化学反应而形成的。
根据电镀的基本原理, 改进电镀质量有两个方法:调整电镀溶液;改进电镀电源[1]。现实中人们广泛采用改进电镀电源的方法来提高电镀的性能。在电镀电源的发展过程中, 由全控型电力电子开关构成的脉冲电源是电镀电源的一次革命。这种电源体积小、性能优越、纹波系数小、不易受输出电流的影响。
1脉冲电源电镀的基本原理
脉冲电源电镀是一项新的电镀技术。它的特点是由脉冲电流对电极过程动力学的特效影响所决定的, 其中最重要的是对传质过程中的影响。在直流电镀时, 镀液中被镀出的金属离子在阴极表面附近溶液中逐渐被消耗, 造成了该处被镀金属离子与溶液中该离子的浓度出现差别。这种差别随着使用的电流密度的增高而加大。当阴极附近液层中的该离子的浓度降到0时, 就达到了极限电流密度, 传质过程完全受到扩散控制。但在脉冲电镀时, 由于有关断时间的存在, 被消耗的金属离子利用这段时间扩散、补充到阴极附近, 当下一导通时间到来时, 阴极附近的金属离子浓度得到恢复, 故可以使用较高的电流密度;因此脉冲电镀时的传质过程与直流电镀时的传质过程的差异, 造成了峰值电流可以大大高于平均电流, 促使晶体形成的速度远远高于晶体长大的速度, 使镀层结晶细化, 排列紧密, 孔隙减小, 电阻率低。并且直流电镀时的连续阴极极化电位下的各种物质在阴极表面上的吸脱附过程与脉冲条件下的间断高阴极极化电位下的吸脱附过程的机理有了很大的差异, 造成了同样的溶液配方及添加剂在电源波形不同时, 表现的作用差异也很大。
脉冲电源其电流呈脉冲方式流动, 并可在瞬时产生高密度电流;因此, 在电镀时能将底层均匀地涂覆到镀件上, 并使之加速, 提高了效率;镀件表面均匀、细致, 使金银等贵重金属得到很大的节约。由此可以看出, 可以调节占空比及频率的脉冲电镀电源, 尤其是开关电源, 将随之得到广泛的应用。
2数字单脉冲电源硬件系统框架
所谓数字脉冲电源, 就是采用微处理器等数字电路对脉冲电源中的直流斩波进行控制, 并实现数字显示与数字调节的一种脉冲电源。它是现在最先进的电镀电源, 也是电镀电源的发展方向。
数字脉冲电源一般分为双脉冲电源与单脉冲电源两种。数字单脉冲电源的原理框图如图1。
目前, 大多数斩波系统利用全控型电力电子器件MOSFET和IGBT对直流电源进行斩波[2], 达到脉冲输出的目的。改变开关管的方波驱动信号, 便可以实现脉宽及频率的调节。
系统中核心的问题是定时:电镀时间的定时以及驱动开关管的脉冲定时, 而且后者的定时精度直接影响输出脉冲波形的频率精度。同时考虑系统的显示以及按键处理的因素, 本系统采用了双CPU的系统设计结构[3]。
双CPU系统的关键是主从CPU的协调与通信。实现的条件是:
(1) 能满足系统的实时性要求, 响应及时, 并能完成系统的所有设计功能;
(2) 软硬件实现不能过于复杂。
在单片机的应用系统中, 双CPU或者多CPU系统的构建通常有以下几种形式:
(1) 采用双口RAM方式;
(2) 采用并口通信方式;
(3) 采用串行通信方式;
本系统采用串行通信的方式来连接。双CPU系统原理框图见图2。
按照设计要求与方案, 本系统的功能模块有显示、按键电路、复位与看门狗电路、主CPU系统、从CPU系统、斩波控制电路等。
(1) 主CPU系统
主CPU系统主要管理显示电路、按键电路、运行状态控制以及向从CPU系统发送脉冲参数等。本CPU选用89C52, 暂停时通过P11控制暂停指示灯发光指示, 喂狗信号由P10输出。主从CPU的握手信号为R/P。考虑到主CPU系统对定时的要求不高, 采用6 MHz主频信号。
(2) 从CPU系统
从CPU系统选用89C2051单片机, 唯一的任务是产生斩波所需要的脉冲信号。ATMEL公司生产的这种型号单片机是一种低功耗、高性能的8位CMOS微处理器芯片。片内带有2 kB的闪烁可编程及可擦除只读存储器, 与工业标准的80C51指令集相兼容。
(3) 复位与看门狗电路
按照系统的设计要求及长期连续运行等实际情况, 本系统的复位必须考虑三种情况:上电复位、手动复位及看门狗定时器溢出复位。采用MAX813L电源监视电路。主从CPU系统共用复位信号, 当系统中任何一个子系统运行失效时, 必须共同复位。
(4) 主系统显示与按键电路
考虑到电镀的实际生产, 显示采用数码管, 同时为了减轻主CPU的负担, 简化硬件设计, 显示与按键电路通过8279专用接口芯片与单片机相连。
3软件系统设计
采用双CPU系统, 2个CPU各司其职, 使软件的设计难度降低了。
3.1主系统软件
主系统主要有4大功能模块组成:主程序模块、串行通信模块、T2定时中断服务程序、参数编辑模块。4个模块的功能分别是:
主程序模块:系统初始化及其他模块的协调与调用。
串行通信模块:主要向从系统发送编辑好的ton, toff及T等参数。
T2定时中断系统服务模块:计算电镀时间, 即对T参数倒计时处理。
参数编辑模块:编辑输入脉冲所需的ton, toff及T等参数。
主系统主程序框图见图3。
3.2从系统软件
从系统软件主要有3大模块:主程序模块、串行通信模块、T1定时中断服务程序。从系统主程序框图见图4。
4结论
随着科技进步, 电子、通信、信息等技术的不断发展, 电镀数字脉冲电源的应用将会越来越广, 合理使用脉冲电源必将对我国电镀行业的发展起到很大的作用。
参考文献
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[2]韩苗兴, 何永夫.电镀用脉冲电源的应用推广[J].电镀与精饰, 2002, 24 (3) :27-29.
数字单脉冲技术 篇4
在防空电子战中,空袭方对防空方实施多方位、多层次的电子攻击,使探测制导雷达面临复杂的电磁干扰环境。事实上,电磁干扰对雷达的软杀伤威胁,已经改变了雷达设计的传统观念,雷达在复杂电磁干扰环境下的生存能力,已经成为决定战争双方胜负的关键因素[1,2]。
根据干扰进入雷达天线的位置,可以分为副瓣干扰和主瓣干扰。对于副瓣干扰,可以采取低副瓣、自适应副瓣对消、副瓣匿影等诸多技术进行干扰抑制,这些技术在目标检测和角度估计中都有了较好的应用效果; 对于主瓣干扰,不能像抑制旁瓣干扰一样采用自适应零点技术,因为主瓣干扰下自适应凹口会使方向图主波束产生畸变,不能很好地保持信号的单脉冲性能[3,4]。
针对抗主瓣干扰问题,苏保伟、王永良和李荣峰等提出了基于阻塞矩阵的主瓣干扰抑制及波束保形方法,有较好的稳健性,但此方法牵涉到大量矩阵的本征分解、求逆等复杂运算[5,6]; 王建明和伍光新等提出用盲源分离算法抑制主瓣干扰,但此方法没有讨论盲源分离后目标角度的测量问题和盲源分离算法对单脉冲比的影响; 王峰和雷志勇等提出了基于自适应的正交虚拟极化干扰抑制算法,采用垂直与水平双极化数字阵对该自适应抗主瓣干扰算法进行了验证研究,但是本方法在干扰抑制的同时存在信号损失的问题[8,9]。
目前的抗主瓣干扰技术没有很好地解决主瓣干扰问题,对于二维数字阵列雷达,本文介绍一种基于四通道单脉冲测角的抗主瓣干扰技术,此技术利用双差通道消除主瓣干扰对单脉冲比的影响,在一定的信噪比环境中,可以有效抗主瓣干扰,提高目标角度测量的准确性。
1 基于数字阵列雷达的四通道单脉冲系统
单脉冲测角技术是一种常见的雷达测角技术,传统的单脉冲测角为三通道,即和通道、方位差通及俯仰差通道,四通道单脉冲系统增加了一个双差通道。
数字阵列雷达采用数字波束形成技术,为四通道单脉冲系统的工程应用打下了基础。传统模拟波束形成技术,是通过3 套复杂的馈线网络以及和差器来形成模拟的和波束、方位差波束、俯仰差波束、和差波束形成后送至接收机和信号处理器。如果用模拟的波束形成技术实现四通道单脉冲系统,需要增加一套双差通道的馈电网络以及接收通道。对于上千单元的相控阵阵面,馈线网络将会非常复杂而难以实现。而数字波束形成的方法是将每一个阵元的接收信号数字化后进行数字波束形成,因此在数字域实现四通道的单脉冲不需要增加额外的硬件。
本文考虑矩形阵列,为构造四个通道,将阵面均匀划分为4 个部分,各通道示意图如图1 所示。
其中,和通道输出为4 个子阵输出之和,方位差通道输出为左边2 个子阵与右边2 个子阵输出之差,俯仰差通道为上面2 个子阵与下面2 个子阵输出之差,增加的双差通道为2 个对角子阵输出之差[10,11]。
2 四通道单脉冲抗主瓣干扰原理
单脉冲测角是利用和差波束单脉冲比提取角度误差信息,与传统三通道相比,四通道方向图相比于三通道增加了一个双差通道,算角度误差的和差通道也发生了变化。三通道与四通道单脉冲通道任务对应关系如表1 所示。
如表1,对于三通道单脉冲测角方法,在有干扰和无干扰环境中,方位单脉冲比为 ΔA/ Σ,俯仰单脉冲比为 ΔE/ Σ; 对于四通道单脉冲测角方法,在无主瓣干扰环境中,单脉冲比计算方法与三通道相同( 双差通道闲置) ,而在有主瓣干的扰环境中,方位单脉冲比为 ΔΔ/ ΔE,俯仰单脉冲比为 ΔΔ/ ΔA,根据单脉冲比曲线即可得到对应的方位和俯仰角。
以测方位角为例,当存在主瓣干扰时,由于传统三通道利用和波束和方位差波束做单脉冲比,接收信号中包含干扰信息,并且因为干扰信号较强,掩盖了目标信号,所以三通道单脉冲测角方法测得的角度为干扰方向; 利用四通道单脉冲系统进行目标角度测量时,为消除干扰对目标角度估计的影响,将波束中心对准干扰方向( 干扰方向利用三通道单脉冲测角方法测得) ,俯仰差波束和双差波束中心为零陷,将干扰置零,只保留目标信息,从而保持单脉冲比不变,消除了干扰对目标角度估计的影响。另外,如果目标与干扰俯仰角相同,目标同时位于俯仰差和双差波束的零陷,此时无法测得目标方位角,同理如果目标与干扰的方位角相同,目标同时位于方位差和双差波束的零陷,因而无法测得目标俯仰角。双差通道与俯仰差通道如图2 所示,四通道单脉冲比曲线如图3 所示。
与传统三通道单脉冲测角方法相同,四通道单脉冲通过查找单脉冲比曲线获取目标角度信息。值得注意的是,这种工作模式需要通过信号处理中干扰识别和抗干扰决策模块,在确定主瓣内存在一个目标和一个干扰的情况下,才能利用四通道单脉冲测角方法测得目标角度。
3 四通道单脉冲测角抗主瓣干扰方法仿真
下面对四通道单脉冲抗主瓣干扰测角方法验证仿真。仿真中采用16 × 16 的矩形阵面,波长为0. 1 m,x和y方向的阵元间距均为半波长,回波信号为线性调频信号,经脉冲压缩提取目标信号。设定干噪比为30 d B,信噪比为10 d B,干扰的到达方向为( 0,0) ,目标的到达方向为( 0. 5,0. 5) ,分别用三通道和四通道单脉冲测角方法进行目标角度测量,做100 次蒙特卡罗仿真实验,三通道与四通道单脉冲测角结果如图4 所示。
图4( a) 为存在主瓣干扰的情况下,三通道单脉冲测角方法的结果,可以看到,由于干扰信号较强,掩盖了目标信号,所以传统三通道单脉冲测量结果为干扰的方向( 0,0) ; 图4( b) 为采用了四通道单脉冲抗主瓣干扰测角方法的结果,测得的角度为( 0.5,0. 5 ) ,正是信号的方向,说明本文方法具有很好的抗主瓣干扰效果。
为探究不同的信噪比对三、四通道单脉冲抗主瓣干扰测角精度的影响,在上述仿真实验参数条件下,设定干噪比为30,信噪比从- 10 d B到40 d B以2 d B为间隔变化,分别计算三通道和四通道单脉冲测角精度。不同信噪比下角度估计均方根误差如图5所示,其中图5( b) 是图5( a) 的局部放大图。
影响雷达测角精度的主要因素有: 热噪声误差、天线指向误差、移相器量化误差、数据量化误差和A / D转换误差等,本文考虑热噪声对测角精度的影响。经计算,本仿真雷达波束宽度为6. 35°,工程中系统要求的测角精度为0. 6°,分解到热噪声,系统允许的测角误差为0. 07°。从图5 的仿真结果可以看出,随信噪比的增加,三通道和四通道单脉冲测角均方根误差都呈下降趋势,但由于存在主瓣干扰,在- 10 ~ 40 d B的信噪比范围内,三通道单脉冲测角误差远高于系统允许测角误差,而对于四通道单脉冲测角,由图5( b) 可知,在信噪比高于6 d B时,均方根误差< 0. 07,满足系统要求,说明本文介绍的单脉冲测角方法可以抗主瓣干扰,并且具有工程可实现性。
4 结束语
本文介绍了一种四通道单脉冲抗主瓣干扰的测角方法,在传统三通道的基础上,利用增加的双差通道,抑制主瓣干扰,具有占用的雷达资源少、需要的信号处理过程少、在数字阵列雷达中易于实现等优点,有较好的目标角度估计效果和工程实现意义。本文介绍的抗主瓣干扰方法适用于主瓣内存在一个干扰的情况,从仿真实验结果来看,在一定的信噪比条件下,四通道单脉冲测角方法能够保证目标角度的测量精度,具有工程可实现性。
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数字单脉冲技术 篇5
关键词：均匀直线阵,比相单脉冲跟踪测角,环路滤波器,稳态残差
0 引言
随着超高速飞行器的出现,对测控跟踪伺服系统而言,目标的角速度和角加速度越来越大,传统机械扫描天线受制于本身天线和伺服系统的体积重量影响惯性较大,很难达到较高的动态性能。相控阵天线波束扫描采用电控方式,容易实现在波束快速扫描,跟踪大机动目标方面具有先天优势。
均匀直线阵作为阵列天线中最基本、最常见的一种,在阵列天线领域内应用广泛[1~4],适合替代传统航空测控系统中经常采用的机械一维跟踪天线,因此研究基于均匀直线阵跟踪测角技术对其在航空测控中的应用很有意义。
1 均匀直线阵波束成形原理
相控阵波束成形的方法很多,其基本原理都是通过给阵列天线中每个单元天线按照一定规律进行幅度和相位加权,在空间中辐射信号相干叠加,形成特定波束[4~6]。
均匀加权是一种最基本的波束成形方法,采用该方法分析波束成形时: 设各辐射元为无方向性的点辐射元,其中相邻阵元间距为d ,阵元数为2N。阵列天线采用等幅馈电时,为使合成波束指向θ0方向,可在每个辐射源中附加一个相位,设各阵元附加相移分别为0,φ,2φ,…,(2N-1)φ,其中φ =2π/λdsinθ0。
相对阵面轴法线θ方向远区某点相邻电场为阵列各单元辐射场的叠加,其中相邻阵元发射信号由于波程差引起的相位差为:
2N个阵元在θ方向远区某点辐射场的矢量和为:
根据等比级数求和公式和欧拉公式可得:
归一化方向图函数可表示为:
根据文献[5]可知当满足d/λ<1/1+︱sinθ0︱时,方向图函数不会出现栅板,均匀直线阵典型方向图如图1所示。
2 均匀直线阵比相单脉冲跟踪测角
基于阵列天线的目标跟踪测角方法很多,主要可以分为基于来波信号统计各种来波方向估计算法以及和传统机械天线类似的传统波束跟踪算法,前者在特定条件下理论上能够达到最优,但工程实现稳定性和精度不易保证,后者工作稳定、性能可靠和工程容易实现[6~10]。
类比传统机械天线,阵列天线跟踪测角有单脉冲、干涉仪以及极大值等多种方式。传统航空测控系统经常采用比相单脉冲角跟踪方式,这方式比较简单稳定,跟踪测角精度也能满足要求,因此针对均匀直线阵 而言研究 类似的跟 踪测角方 法很有意义[11~13]。
均匀直线阵构建比相单脉冲和差波束时首先按照一定的波束指向对整个阵列进行相位加权,在进行波束合成过程中将阵列天线分为对称的左右子阵,左右子阵波束同相相加就可以形成比相单脉冲和波束,左右子阵波束反相相加就可以形成比相单脉冲差波束。形成和差波束后可以获取目标偏离波束指向的角误差信息,通过闭环负反馈系统驱动波束跟踪目标,实现对目标的跟踪测角。
2. 1 比相单脉冲角角误差信息获取
均匀直线阵比相单脉冲和差波束形成的示意图如图2所示。
将均匀直线阵按波束指向θ0方向进行加权,将序号为1 ~ N的阵列单元划分为左子阵,将序号为N+ 1 ~ 2N的阵列单元划分为右子阵。设接收信号方向与波束指向之间的夹角为Δθ,当Δθ很小时:
因此接收信号方向偏离 波束指向不大 的情况下:
1和差波束相差90°;
2归一化差信号幅度近似与波束指向偏离角成正比;
3随着波束扫描归一化差斜率逐渐减小。
2. 2 波束跟踪环路设计
对波束控制环路进行数学建模,所有信号和电路均采用拉普拉斯函数代替,可以得到图3所示模型。
其中接收信号入射角函数为Vin( s) ,波束指向函数为Vout( s) ,归一化差斜率为K1,环路滤波传递函数为Ka( s) ,指向误差函数为E( s) 。经分析推导可得:
根据上述两式可知跟踪性能主要由接收信号入射角函数以及环路滤波器函数决定。因此工程应用中应根据目标运动特性及跟踪精度的要求合理设计环路滤波器。
2. 3 空间目标跟踪测角
通过合理设计波束跟踪环路,可以实现波束对目标的连续跟踪,在跟踪良好的情况下波束指向和目标方向之间的误差很小,因此可以通过观测和波束直线直接相关的阵列天线相邻单元之间相位加权差值来获取空间来波方向信息,实现对跟踪目标的角度测量。
当接收信号沿→A( cosax,cosay,cosaz) 方向入射,空间坐标关系如图4所示。设方位角为θ0,俯仰角为ψ0,根据坐标转换关系可知:
相邻单元接收信号传输距离差为dΔ,则:
因此相邻单元接收信号相位差为:
准确跟踪状态下相邻单元间相位加权和接收信号相差之和为零,故:
依据上式表述的相邻单元之间相位权差和空间来波方向关系,可以根据相位权差确定来波方向,也就是目标的角度测量。但同时通过上式也可以看到相邻单元相位权差不但与来波信号方位角相关,还与俯仰角相关。
因此采用一维均匀直线阵跟踪空间目标时尚需要通过其他方式获取目标俯仰角观测量,才能获取方位角准确信息。在航空测控系统中目标俯仰角信息可以根据距离测量值和高度测量值获得。
3 设计与仿真
3. 1 应用分析
一般情况下目标距离接收设备越近,运动速度越大,相对动角速度越大。假设目标运动轨迹在水平面内投影与接收设备最小距离为R0,以最大速度VM过捷径,这种情况下的运动轨迹示意如图5所示。
计算可得:
二阶积分有源低通滤波器是一种常见环路滤波,采用这种环路滤波器跟踪阶跃和速度信号稳态残差为零,跟踪角加速信号稳态角度残差为恒定值,合理设计环路参数可以保证其稳态残差很小。
二阶积分有源积分低通滤波器典型传递函数可以表示为:
采用二阶积分有源积分低通滤波器的波束跟踪系统跟踪加速度信号时,误差函数可以表示为:
3. 2 仿真验证
采用二阶积分有源低通滤波器跟踪速度信号稳态残差为0,跟踪加速度信号有固定残差,因此重点分析设计的系统跟踪加速度信号的情况。
如果目标运动轨迹水平面投影与接收设备最小距离R0= 4 000 m,最大速度为VM= 4 572 km / h,则AM≈30° /s2。
在Matlab中建立阵列天线模型,阵列天线单元数位取32,间距波长比取0. 5; 和差波束成形采用比相单脉冲体制,波束控制环路采用两阶积分有源滤波器,设计b0= 5、b1= 25和b2= 250。
设置波束初始指向0°方向,目标在2°方向以30° / s2角加速度运动,波束跟踪仿真结果如图6所示。
由仿真结果可知大约1. 5 s后,波束跟踪进入稳态,其稳态残差为0. 268 7°和计算值0. 268 8°十分接近。
4 结束语
数字电视单频网技术的探讨 篇6
一、光纤单频技术的特点
对于光纤的单频技术而言, 其主要的特点主要就是大容量, 抗干扰能力强以及损耗低, 下面就对其做一个简要的分析和阐述:首先, 大容量。由于光纤的通信传输的传输带比较宽, 因而使得其能够承载大量信息。而且对于光纤中单波长通信系统, 在不能发挥其传输带较宽的优势也可以采取波分复用技术等等辅助技术而增加光纤通信传输容量。其次, 抗干扰能力强。由于当前通信传输中运用的光纤通信材料主要是由Si O2而组成的石英这种绝缘体构成的, 而其不仅绝缘的效果好, 而且还不容易受到自然界或者人为而产生的各种电流影响而使得其能够对电磁有免疫力, 也即是能够抗各种电磁波的干扰。最后, 损耗低。随着光纤通信技术的发展, 其已经由开始的光纤损耗400分贝/千米而降至20分贝/千米, 而且随着石英光纤的普遍运用以及掺锗石英光纤的制作, 已经使得其损耗降至了0.2分贝/千米, 也就是达到了光纤理论的损耗极限, 而这对数字电视的通信传输而言是具有划时代的意义的。
二、光纤单频技术的应用现状
2.1数字电视单频技术中的光纤接入技术
首先, 对于数字电视单频技术而言, 其光纤的接入网技术是如今的信息单频技术中最核心的技术, 因为不仅实现通信科学上普遍意义上的高速化通信的信息传输, 而且这也缓解和满足社会对如今通信信息传输的要求。其次, 对于光纤接入技术的构成而言, 其主要由通信网路宽带的主干传输网络以及用户接入的这两部分构成。其中, 用户接如是光纤宽带接入的最后一步, 而且其负责的是全光接入。因此, 这也是整个光纤接入技术中最重要的一步。而对于光纤宽带而言, 其主要是为通信的接收端也即是用户提供所需的而且不受限制的带宽资源。
2.2光纤通信技术中的波分复用技术
首先, 就波分复用技术也即是WDM本身而言, 其充分利用目前的单模光纤具有的低损耗率的优势, 而使其能够获得巨大的带宽资源。其次, 对于波分复用技术的原理而言, 其主要是基于各信道光波的频率和波长不同, 而将光纤的低损耗窗口分成了众多的单独通信管道, 以及在发送端进行波分复用器设置, 进而吧波长不同的信号而进行集合一同送入到单根的通信光纤之中, 最后进行信息的传输。而在信息的接收端, 其再设置波分复用器, 而将承载着不同信号光载波分离以达到信息的传输简单的目的。
三、光纤数字电视单频网技术的发展前景
对于光纤数字电视单频网技术而言, 随着科学技术以及社会的发展, 其在社会之中的应用只会越来越广泛, 而对其发展前景来看, 主要可以从其智能化以及全光网络这两部分进行探讨:其一, 光网络的智能化。就当前的光纤的接入网技术而言, 其主要还是原始而落后的模拟系统。因此随着网络的光接入技术的发展, 而使得全数字化以及高度集成智能化网络的应用已是必然的趋势, 而这又能促进数字电视单频技术发展。其二, 全光网络。就全光网络而言, 其主要是指通信的信号在网络传输和交换过程中以光的形式存在, 而进出网络才转换为光电或者电光。这能够极大提高通信信息的传输速度, 而这也是未来数字电视单频技术的发展的主要方向之一。
结束语:总而言之, 数字电视单频网技术已经成为了现代数字电视的主要技术之一, 其在信息社会其它领域也得到了普遍的运用。因此, 我们应该深刻的认识到数字电视单频技术的特点以及其应用的技术, 而以此为基础而大力促进以及开发高端的光纤信息单频技术, 进而推动我国的数字电视单频技术发展, 推动社会的各个领域的科学发展和整体的前进。
摘要：叙述了数字电视中光纤单频技术的特点, 分析了数字电视单频技术中光纤接入技术和光纤技术中波分复用技术, 以此为基础阐述了数字电视单频技术的发展前景。希望能为我国的数字电视的发展有所借鉴帮助。
关键词：数字电视,单频技术,应用技术
参考文献
[1]石志宾.浅析数字移动电视.有限电视技术, 2005, 12 (10)
[2]杨铭民.浙江金华市数字移动电视单频网构建方案.2007
单脉冲激光散射探测研究 篇7
关键词：激光散射探测,散射辐照度,脉冲特性
激光发散角小,脉宽较窄,决定了其光斑直径通常很小,在激光探测的典型情况下,激光束一般不会直接入射到激光探测设备上,需通过接收大气对激光的散射来探测激光[1]。为了能够提高激光散射探测距离,需计算到达探测器的散射激光照度。通过传统计算散射激光能量的方法所得的结果与理论计算激光指示器回波能量进行比较,发现传统方法未考虑到激光的单脉冲特性,因此,对传统的计算方法进行了改进,提高了散射探测精度。
1 传统激光大气气溶胶散射计算
激光在大气传输的过程中,会受到气溶胶粒子的散射,为激光散射探测提供了必要的条件。光散射主要是瑞利散射和米氏散射。瑞利散射在紫外光谱和高空中起主要作用;而米氏散射则在较低的高度上起主要作用,是优先的散射源,可产生相对较大的可用信号,为激光散射探测提供必要的能量[5,6]。因此主要考虑气溶胶粒子的Mie散射,根据Mie散射理论,设气溶胶的粒径分布范围为r1～r2[7]。
1.1 低空激光大气传输模型
为了方便研究,一般假设气溶胶粒子的大小分布不随高度变化,但与地理环境和气象条件有关。假设在空气能见度为23 km,湿度为75%的都市郊区低空,在陆地上空,气溶胶粒子大小的典型分布为[7]
1.2 低空激光散射的能量分布计算
图1表示激光器和激光探测器的位置关系,其中激光器斜向下照射,激光探测器的视场朝上。其中R为激光器与探测器之间激光传输的轴向距离(以下简称激光传输距离),d为探测器的离轴距离,θ为探测器的视场角。
假设激光器的波长为λ,出射功率为Pt,根据文献[8],在离轴距离为d时到达探测器的辐射照度可以表示为
Pn(1)(cosθ)为一阶n次第一类缔合勒让德函数;
Pn(cosθ)为第一类勒让德函数。
an、bn为Mie散射系数,其计算式为
式中,z可以是χ或mχ;分别为半奇阶的第一贝塞尔函数和第二汉克尔函数;ψ'n、ζ'n为对各自变量的微商;m=m1-m2i为散射粒子的复折射率,对于1.06μm激光,在工程上,大气衰减与能见度的关系[9,10]可表示成a=2.7/V,V是km为单位的能见度。其复折射率为m=1.56-0.089i。典型激光器的输出能量为10 mJ,脉冲宽度为10 ns。探测器的视场角θ=30∘,设β1=40∘,β2=100∘。
对于1.06μm激光,粒子半径为0.1～20μm的大气气溶胶前向散射较强,在此只需考虑前向散射,因此实际取β2=90∘。在不考虑大气湍流影响下,用式(2)计算在传输距离为10 km时,不同离轴距离的探测器所接收到的大气散射激光的最大辐射照度,见表1。
图2为根据表1做的不同离轴距离的辐射照度的曲线。
同样根据式(2),文中计算了激光传输不同距离时在离轴100 m处的激光散射辐射照度,计算结果分别如表2和图3所示:
1.3 数值计算结果分析
由于上述值比较小,实际中很难进行精确的测量,为了讨论上面计算得到的结果,文中对激光器的回波辐射照度进行了计算,可表示为
其中,Pt为发射功率,ρ为目标反射系数,对于漫反射发散角Ω可取为2π,R为作用距离,Ta为单程大气透过率,Ta=exp(-aR)。那么对于1 mW的激光器,当作用距离为10 km时,其接收到的功率为
而在1.2节中计算得到的激光传输10 km时在离轴100 m处的散射辐射照度为6.635×10-3W/m2,表明在距离为10 km情况下,其探测距离将远大于100 m,不能满足精度要求。原因在于传统计算激光散射能量的计算方法,是基于连续工作方式,而对于脉冲工作方式的激光器而言,需要进行必要的改进。
2 脉冲工作方式辐射能量计算的修正
考虑激光的单脉冲特性,那么在式(2)中就不能对探测器整个视场内的激光束进行积分运算。假设
探测器视场内只有一个激光脉冲,如图4所示。
2.1 公式推导
因为考虑到激光脉冲的长度较短,如在1.1节的例子中,脉冲长度为3 m(不考虑相对论影响),那么在计算的时候可以近似认为激光为一个点源来计算,设其长度为dy,在不考虑衍射等能量损失的理想情况下,位于y处激光的辐照度(光强)为
其中,φ为激光发散角,D为出射激光直径。
先考虑单个大气分子的散射,其激光器的轴向距离为R、离轴切向距离为d的探测器,所散射的辐照度(光强)为
激光在y处占的气溶胶体积为那么该部分气溶胶产生的散射可表示为
整理后就可以得到要求的辐射照度公式为
2.2 数值计算与分析
在与1.2节中计算条件一致的情况下,根据式(12)计算得到的离轴100 m,不同β角度的辐射照度如表3所示。
由表3可以看出,激光在离轴100 m左右散射的辐射照度和激光器的回波照度大小是相当的,可以实现100 m左右的散射探测。
另外,从结果还可以看到,散射的辐射照度随散射角度β的增大先增大后减小,通过更小角度间隔,计算得到了散射辐射最大的角度约为β0=33.69∘。
图5为辐射照度随散射角度β的变化曲线。
在β=33.69∘的条件下,图6和图7分别给出了当激光传输距离为10 km时,不同离轴距离的辐射照度曲线和当离轴距离为100 m时,不同激光传输距离的辐射照度曲线。
3 结束语
利用低空激光大气传输模型,分析计算了现有文献关于激光在大气中传输时同距离条件下的激光散射能量,定量计算了不同离轴距离和不同激光传输距离时激光的辐射照度。通过与激光器的回波信号比较分析得出,传统的计算方法未考虑激光器脉冲工作方式的影响。文中对脉冲工作方式下激光散射的公式重新进行了改进,提高了激光散射探测精度,并计算了不同散射角度、不同离轴距离和不同激光传输距离情况下的激光辐射照度。
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