PN规划

PN规划（通用7篇）

PN规划 篇1

一、引言

湖北省村村通网络自2005年初建成投入运行以来，获得较好的市场反应，经过六期的网络建设，网络覆盖基本达到预期要求，很好地解决了边远山区农村用户的通信需求。但是随着网络建设规模的高速增长，网络的规划中产生的遗留问题凸现，而PN偏置的规划不当会引起网络干扰，造成后期的网络优化中大量数据的修改，增加网络维护的难度。本文通过对PN偏置规划原则、方法进行阐述，并结合实际案例对相应的优化手段和措施进行了分析和探讨。

二、PN相关知识简介

CDMA是基于扩频技术发展起来的一种崭新的无线通信技术，其通信过程是将具有一定信号带宽的信息数据，用一个带宽远大于信号带宽的高速伪随机码进行调制，使原数据信号的带宽被扩展，再经载波调制并发送出去。接收端使用完全相同的伪随机码，与接收的带宽信号作相关处理，把宽带信号转换成原信息数据的窄带信号即解扩，以实现信息通信。

由于CDMA系统是同频复用系统，所有的基站使用相同的频点。因此系统内的终端是通过短码来区分基站和小区，短码是一个周期为215的M序列伪随机码。每个基站及扇区是通过短码的相位偏置来区分，这种相位偏置在工程中叫做PN偏置。

三、PN规划原则

1. PN码偏置相位规划的意义

由于CDMA系统中规定，PN偏置最少64码片，因此系统可用的PN偏置数为215/64=512个。尽管所有的基站都使用不同的PN偏置，然而在固定台端看来，由于传播时延(邻PN偏置干扰)和PN偏置复用距离不够(同PN偏置干扰)，就会使一些非相关的导频信号产生干扰。导频信号在空中的传播将产生时延，如果两个基站的导频信号之间的传输延时刚好补偿其PN码时间偏置，在跟踪导频信号时就会产生错误，如果错误发生在固定台识别系统的呼叫过程中，就会导致切换到错误的小区，严重时甚至会掉话。所以需要对PN偏置的应用进行规划，以避免PN混淆。

2. PN规划分析

PN规划就是对PN偏置的复用进行规划。我们知道CDMA系统中规定，PN偏置最少为64码片，由于1个码片的时间为：1÷1.2288M≈0.813us, 1个码片的传播距离为：0.813us×C=244.14m，这样导致64码片的相差距离为：64×244.14≈15.6Km，由于无线传播环境的复杂性，所以具有相邻PN偏置的两基站间传输距离差超过15.6Km的情况很容易出现，因此在实际运行的网络中系统采用参数PILOT_INC来决定相邻PN偏置的最小复用距离，这个参数同时也决定了系统实际可用的PN偏置个数，因此

系统的实际可用PN偏置个数=512/PILOT_INC;

由上式可以分析得出：当PILOT_INC越小，则系统可用的PN码偏置相位数越多，同相位的导频间复用距离将越大，这样将降低同相位复用导频间的干扰，但此时不同导频间的相位间隔将减少，在固定台来看，由于传播时延造成偏置干扰，从而可能会引起导频之间的混乱。当PILOT_INC越大时，则系统可用的PN码偏置相位数越少，剩余集中的导频数减少，移动台扫描导频的时间也相应减少，强的导频信号发生丢失的概率减少，同相位的导频间复用距离将越小，同相位复用导频间的干扰将增大。PILOT_INC下限取决于环境，扇区的覆盖半径和激活集搜索窗的大小，在CDMA450系统中，PILOT_INC一般取值为4ㄢ

3. PN偏置规划的复用原则

两个导频间PN偏置的最小相位间隔决定了PILOT_INC的下限。那么，首先考虑两个导频间最小相位间隔受限的因素。

(1) 不同导频间的相位应具有一定的间隔，主要是基于以下原则：

其它扇区不同PN偏置的导频出现在本偏置的激活搜索窗口时，对当前扇区的干扰应小于某一门限。

(2) 相同导频的两基站间复用距离的考虑应基于以下原则：

采用同一PN偏置的其它扇区对当前扇区的干扰应低于某一门限。在CDMA450系统中，同偏置复用距离：D≥5rㄢ

四、PN偏置规划方法——簇和分组

由于CDMA450系统，PILOT_INC下限取值为4，可用的PN偏置数为128个，相邻两个PN偏置之间的相位差为256个CHIPS，相当于256×244.14=62Km，即当一个导频落在另一个导频的激活集搜索窗前必须经过约62公里的传播距离。因此已经可以满足实际网络应用。

在实际规划中，考虑到三个扇区的小区为例，在PILOT_INC=4的情况，一般将128个可用PN偏置作为一个复用簇，一个复用簇最多可有42个小区。我们将42个小区做为一个簇，每个簇又分成若干个子簇，对于子簇数目(每个子簇小区的数目)的规定上并没有绝对的准则，一般密集城区每个子簇中小区的数目相对较多一些，在规划中通常将42个小区分成4个子簇。簇和分组如表1ㄢ

五、PN偏置规划方法——分布

在实际网络规划时，通常将一个区域分为四个子区，然后每个子区对应一个子簇，按顺时针的方向排列PN偏置。PN偏置规划方法—分布如图1:

六、CDMA450系统与PN偏置规划相关案例问题描述

1. 案例一

(1) 问题描述：

孝感地区村村通网络中，基站由A地搬迁到B地，在B地开通后该基站及周围基站出现掉话率较高，用户呼叫困难等现象。

(2) 问题分析：

由于在终端掉话前后始终占有该基站信号，FER较差且呼叫建立成功率不高，从现象分析：怀疑为干扰所致。通过路测发现该区域EC/IO较好，说明导频信号质量良好，FER较差意味着存在干扰。由前述的PN知识可知：如果相同的PN覆盖同一区域，就会表现EC/IO很好，但FER很差。由于该基站覆盖区在基站开通前用户反应良好，因此怀疑是网络中存在PN复用。通过MAPINFO查找B地基站周围是否有同PN基站，发现在该基站东南方向60Km处的有个基站与该基站使用相同的PN。通过更改B地基站的PN以后，该区域的问题解决。这个问题是由于网络规划人员在进行PN规划过程中没有详细分析现网PN分布造成的。在CDMA450网络中，同PN的复用距离为小区半径的5倍，村村通系统的基站一般建在高山上，覆盖距离较远，大约20Km。因此在CDMA450网络中，PN的复用距离要在100Km以上才能满足要求。

2. 案例二

(1) 问题描述：

孝感地区巡检时发现A、B与C三个地理位置相邻的基站，这三个PN偏置也相邻。

(2) 问题分析：

三个相邻基站PN只间隔一个PN_INC增量，理论上三个基站覆盖区域内的基站信号并不会出现互相干扰，但是由于CDMA450网络中，基站架设较高，覆盖距离较远，因此该区域周边基站的较远的用户终端可能会同时接收到这几个基站的信号，由于PN时延，导致落入固定台搜索窗时，这几个PN在终端激活集里被判断为相同的PN，导致通话时业务帧合并错误、FER变差而造成掉话。而且从网络规划角度，由于这三个基站的PN分属于三个子簇，如果这三个基站都改为三扇区基站容易造成PN偏置规划混乱，按照PN偏置规划原则，一般一个区域分配一个子簇，这样便于整网PN规划和复用。因此根据规划原则，重新对这三个基站PN进行规划，将B、C基站的PN由原来的448、452更改为412、460，消除了隐患。

七.结束语

由于CDMA450网络的自身特点，在网络规划时需要对PN偏置进行合理的规划, 避免在后期的网络优化中进行大量的数据修改，减少网络维护的难度。因此充分了解PN规划的原则，对网络优化有重要的意义。

参考文献

[1].李怡滨, 万晓榆, 管文明, 金勇, 樊自甫.CDMA20001x网络规划与优化, 人民邮电出版社, 2005

[2].郭梯云邬国扬李建东.移动通信 (第三版) .西安电子科技大学出版社, 2005

[3].华为公司RASYS系统网优相关技术资料

PN规划 篇2

1 PN及PN规划

PN短码为一周期2^15的M序列, 每个基站扇区在短码中指配一个时间偏置, 系统利用时间偏置来区别扇区, 其周期是32768chips, 最小偏移值为64chips, 有512个PN偏置来作扇区识别, 现网中可用PN组数=512/PILOT_INC。

CDMA系统中的PN短码相位规划主要考虑:同相位短码之间的复用及同相偏干扰问题;相邻相位短码之间的相位隔离及邻相偏干扰问题;PILOT_INC的确定问题 (PILOT_INC越小, 可用导频相位偏置数越多, 同相位的导频间复用距离将增大, 同相复用导频间的干扰降低, 但增加了引起导频之间混乱的可能性。PILOT_INC越大, 可用导频相位偏置数减少, 不同导频相位间隔增大, 导频之间发生混乱概率降低, 但同PN干扰发生概率变大) 。

综上所述PN码规划可以归为2点:

1) PN偏置数量有限, 最多512个不同的相位可用, 在满足PN偏置需求的应同时避免PN混淆。

2) PN同相偏隔离与邻相偏隔离问题。基站扇区使用不同的PN偏置, 对于用户终端来说, 由于传播时延过大 (邻PN偏置干扰) 和PN偏置复用距离不够 (同PN偏置干扰) , 就会使一些非相关的导频信号产生干扰。

2 本地网pn规划操作

2.1 规划操作流程

1) PN规划前需对现网PN使用情况进行评估, 主要是通过对现网ONEWAY/TWOWAY问题进行统计分析。

2) PN规划前重点关注基站小区信息、覆盖控制和邻区优化等工作。其中, 进行基站信息的准确性核对和校正是PN规划的基础。其次, 组织人员进行小区覆盖控制和邻区优化工作。在PN规划中, 越区覆盖使得PN复用距离难以控制, 而过多的邻区配置容易导致大量的One-way/Two-way甚至PN冲突, 故在进行PN规划之前进行邻区优化特别是邻区瘦身是关键所在。

3) 确定PN_INC及相应分组分配方案, 依据本地网大小及基站数量, 合适地选取PILOT_INC, 以控制基站的每个扇区PN码的相位偏置的间隔, 以避免来自其他基站导频信号的干扰。

4) 依据确定的PN_INC及相应分组分配方案, 对现网基站扇区进行评估和制定调整方案。

5) 方案审核实施, 并对规划后oneway、twoway问题评估, 同时对优化网络指标跟踪观察。

2.2 本地网现状调查

本地网现网配置基站217个 (含室分BBU) , 站点主要集中在A市和B市 (110个基站) 。2012年将新增27个站点左右, 主要仍分布在A市和B市。A市和B市距离很近, 城区站点已有48个 (不含周边农村区域站点) , 前期网络建设中基站选取天线的垂直波瓣均在13左右, 基站小区旁瓣覆盖难以控制, 现网PN资源使用混乱, PN复用距离不足, PN规划困难。

1) 现网PILOT_INC配置为3。

2) 现网pn评估及邻区覆盖核查:通过网优平台对整个本地网现网PN进行ONEWAY/TWOWAY问题分析, 其中oneway问题达到了1111条, PN干扰问题严重。同时对现网小区邻区配置情况进行核查, 发现有348个小区存在不同程度的载频邻区、邻接小区误配现象, 并发现16个小区存在较为严重的越区覆盖现象。在pn规划前需先优化误配邻区, 控制越区小区覆盖。

2.3 排除法确定本地网PILOT_INC

针对本地网现网站点分布情况进行PILOT_INC值设定。现网基站217个, 室分RRU46个, 且存在较多高山站、农村广覆盖基站小区覆盖半径超过10公里, 因基站至用户间的信号传输并不仅仅是空中直线传播, 而是存在折射、反射、绕射的情况, 故在考虑实际传播路劲时还需考虑因传播线路不同所造成的路径距离。故采用排除法进行PILOT_INC确定。

1) 若全网选择PILOT_INC为2, 根据可用PN组数=512/PILOT_INC, 则可用PN组84组, 需要保证邻区间的时延差不能大于64chip也就是大约15公里, 而现网中存在多个小区覆盖已超过此距离, 故不能选择;

2) 若全网选择PILOT_INC为4, 可用PN组仅有42组可用, 不能满足现网站点PN资源分配;

3) 若全网选择PILOT_INC为3, 当时延差小于96chip也就是大约24km, 就不会发生同、邻PN干扰, 且可用PN组为56组, 能满足本地网现网需求;

4) 若选择城区和农村站点的PILOT_INC设置pilot_inc为3, 郊区与农村相连区域导频按PILOT_INC为6设置, 通过设置PN复用隔离带, 来增大城区与农村站点PN复用距离;但我本地网城区站点相对集中、农村站点分布较散, 且距农村站点均在3公里以内;若以PILOT_INC为6设置PN复用隔离带 (有28组PN可用) , 城区实际可用PN组仅有28组, 将不能满足城区站点PN资源分配;

5) 若选择城区和农村站点的PILOT_INC设置不一致, 郊区与农村相连区域PILOT_INC设置为城区、农村的公倍数, 形成缓冲区。如:城区PILOT_INC设置为2, 农村, 郊区与农村相连区域PILOT_INC设置为6, 解决城区因站点密集PN复用距离不够, PN资源不足问题。但因我本地网城区面积较小, PILOT_INC设置为3即可以满足复用距离和pn资源, 不必再进行复杂算法。

故将本地网PILOT_INC选择为3。

2.4 预留法分配p n分组方案

在本次本地网PN优化中, 结合前期PN分组方案, 选择PN_INC为3, 根据每个宏基站3扇区计算可用PN组=可用偏置个数/每个基站扇区数= (512/PILOT_INC) /3=56个, 对56个pn组分组规划如下:

1) 2组用于应急规划和优化时使用, 主要用于工程割接应急调整、网优应急调整等情况下使用, 常规网络规划不允许使用;

2) 1组应急通信车使用, 用于突发事件通信保障使用, 常规网络规划不允许使用;

3) 8组主要用于省际边界宏基站 (根据电信集团公司pn规划统一规定, 4、8、12…32等8个pn组用户省际边界宏基站) , 也可用于非省际边界且距离边界较远的市区内宏基站, 不能用于郊区、农村和剧省际边界较近的市区内宏基站;

4) 2组主要用于优化预留和省际边界基站, 原则上省际边界PN规划时先使用以上8组省际边界PN, 也可以用于非省际边界宏基站 (条件:郊区宏基站使用不能用于市区和农村) ;

5) 5组主要用于室内小区、小区覆盖或室外拉远小区使用, 不能用于宏基站使用;

6) 3组主要用于室内小区、小区覆盖或室外拉远小区预留和省际边界宏基站调配, 原则上省际边界PN规划时先使用集团规定的8组和预留的2组省际边界PN, 在资源不足时可允许使用;

7) 剩余35组用于非边界宏基站, 不准许用于边界宏基站、室内小区、小区覆盖基站或室外拉远小区;

PN全网专题规划, 具体分组分配方案如下:

3 优化效果验证

经过优化方案实施, 本地网优化小区523个。优化效果验证方法如下:

1) 、网络指标验证:优化后语音掉话率和DO无线连接成功率指标较优前均有改善。

2) 、oneway/twoway验证:由优化前的1111条下降至432条, 减少了679条, 改善明显。

3) 、DT/CQT测试验证:DT测试各项指标均正常, 无掉话和未接通问题。

4) 、预留空间验证:本次优化后, 为后期工程新增预12组pn组, 预留空间得到较大释放。

CDMA网络的PN后期评估和优化是pn优化后续的重要内容。对于地形复杂的山区或高楼林立人口密集的城区, 通过dt/cqt测试和评估话务模型来确定各个基站扇区切换关系, 关联扇区数组优化PN, 从而解决网络规划的不足。

以上所述几种方法在实践中均有所使用并有明显成效, 本文供同类环境中借鉴使用。

参考文献

[1]中兴通讯.《cdma网络规划和优化》.

[2]黄标, 彭木根.《无线网络规划与优化导论》.北京邮电大学出版社2011.

PN规划 篇3

2011年7月20日, 在汕头礐石风景区旁的“汕头马会俱乐部”, 用户反映其办公地点通话过程中经常出现语音断续、单通等现象后掉话的问题。

2 问题分析

2.1 现场测试

2.1.1 无线信号环境测试

用户反映在俱乐部通话过程中出现语音单通、断续后掉话的现象, 首先根据用户提供的信息, 初步怀疑是现场存在干扰源导致。在现场, 用LG206手机的测试工程模式对现场的无线信号的覆盖情况作测试, 主要占用的PN为417、9、510, 偶尔占用PN510;EC/I0:-4至-5, RX:-70DBM至-81DBM, TX POWER:-23DBM至-16DBM, 从指标看, 无线环境良好, 亦无存在外部的干扰源的可能。

2.1.2 用户终端测试

由于多个用户在该地点使用的手机为不同型号, 且在其他地方并无其反映的现象发生, 也初排除了终端故障引起的故障。

2.1.3 现场手机拨测

在现场, 一开始站在原地用手机互打测试, 基本不会出现用户反映的故障, 而如果在通话的过程中不断来回走动, 则有语音断续并掉话的现象发生。后分析产生该故障现场的原因, 若通话过程中位置不动, 由于手机总只会占用到RX值强的信号, 通话基本无问题, 而若在通话的过程中走动, 则手机会由于所处位置信号的强弱而发生PN切换想象, 从而出现掉话现象。初步怀疑是由于基站邻区漏配导致掉话。

2.2 后台分析

2.2.1 网络参数检查

由于现场拨测时手机通话过程中主要占用PN信号为9、417及510, 在后台OMCR检查这3个邻区列表配置, 发现小区PN9 (礐石电信_5) 与PN417 (礐石风景_1) 及PN510 (信息大厦 (拉远) ) 存在较多的切换次数, 都达到1千多次, 且这三个小区的邻区均有互配。其他参数配置正常。

2.2.2 指标统计分析

网优平台中的“自定义原始数据分析”分析通话过程, 可以查得每次通话过程中手机所占用的小区CI号、最后释放的小区, 占用的信号的场强及最后通话释放是否成功等。发现在多次通话的过程中, 手机占用次数最多的小区CI为278、205及855。经查基站台账后, 发现CI (CI是唯一的) :278为小区礐石风景_1, CI:855为礐石电信_5, 而CI:205为利鸿基[外马电信], 且该小区的PN亦为510, 而信息大厦 (拉远) 小区的PN也是510。如下图2所示:

且在通话时接入小区无信息大厦 (拉远) 的CI, 这与礐石电信_5及礐石风景_1在网管后台的小区邻区列表配置信息大厦 (拉远) 小区不符。从而怀疑是基站邻区列表中信息大厦 (拉远) 小区与利鸿基[外马电信]小区同PN错配导致掉话现象。

2.2.3 屏蔽小区功率

为了确认是否由于信息大厦 (拉远) 小区与利鸿基[外马电信]小区同PN的错配导致切换失败而掉话的现象, 我们采取了逐一关闭扇区功率的方法来验证, 当把信息大厦 (拉远) 小区的功率关闭后, 现场信号的PN为417、9、且还存在PN510的信号, 通话质量并未改善。当把“利鸿基[外马电信]”功率关闭后, 投诉现场的终端没有再收到PN510的信号, 只存在PN417、9。现场通话测试, 通话质量正常, 语音并未出现明显的断续现象, 亦无掉话发生。根据现场测试的结果, 与它们有切换关系的应该是“利鸿基 (外马电信) ”, 也就是PN510配置的扇区应该是“利鸿基 (外马电信) ”。

3 解决方案

造成该现象的主要原因是根据通信机制, 在终端通信时, 当终端收到某个的信号时, 终端本身并不知该PN信号是来自于哪个小区。在投诉的现场, 当PN510的导频信号超过T_ADD门限, 终端发起PSMM请求, BSC根据终端上报的导频信号中的PN相位信息 (同PN的相位是一样的) , 从小区“礐石电信_5”的邻区列表中的获取PN510的小区就是“信息大厦 (拉远) ”, 最后指示分配“信息大厦 (拉远) ”的小区作为切换造成切换;当PN510的信号强度越来越强时, 却无法加入到终端的激活集, 就会成为很强的干扰源, 导致基站侧的反向恶化帧太多, 失败掉话。

对12-5 (礐石电信) 的邻接小区进行修改, 把小区利鸿基 (外马电信) 的PN修改为411后加入其邻区列表, 并从“礐石电信-5”的邻区列表中删除“信息大厦 (拉远) ”的PN, 再进行长时间的拨打测试, 掉话没有再发生。

4 取得效果

在7月26日对12-5 (礐石电信) 的邻区进行修改后, 对掉话率进行了比较, 从1.3%下降到0.2%, 取得非常好的效果。如下图4所示。

5 总结和推广

PN规划 篇4

一、背景

目前CDMA网络快速发展, 网络优化从粗放走向精细, 从简单到复杂, 从低效率到高效率。网络优化追求的目标也有所提升, 在更短的时间, 消耗更少的成本, 达到更高的网络性能。由于移动通信的移动特性使切换成为优化的一个重点, 而邻区列表又是切换的重点, 结合搜索窗口、切换门限等参数, 分析邻区列表, 进行合理优化可以降低掉话率。随着CDMA工程建设进展迅速, 市区室分数量增加较快, 密集商业区和住宅区存在小范围多个室分情况, 导致附近宏站的原有20个载频邻区列表总个数明显不足, 易出现高层掉话现象。采用同PN方案可以改善这种情况, 并且节约PN资源, 减缓导频污染。

二、问题描述与分析

为了从某种程度上解决上述问题, 最直接的方法就是要减少站点而降低对PN资源的使用, 但由于覆盖的需要, 如室外深度的覆盖、密闭室内的覆盖, 或旧室内分布系统改造中直放站、干放替换所用的RRU都不可避免的引入了新的PN资源, 因此除了在覆盖基本满足的区域减少不必要的站点建设之外, 我们无法从这一角度节省出较多的PN资源, 为了在不减少站点的情况下“降低”网络中PN的数量, 中兴网络引入了同PN解决方案, 同PN方案在解决网络中PN资源占用问题的同时, 可以减少不必要多方切换, 缓解过于频繁的切换所带来的网络软硬件资源方面的浪费等一系列问题, 如高速运行的环境如高铁, 以及导频污染多发区域。同PN方案的基本原理是:物理位置相邻的多个小区使用同一个前向导频PN。当终端在这些小区的覆盖范围中, 收到来自不同小区的前向导频信号时, 终端本身无法区别, 它会认为是来自同一个小区的前向导频信号的不同多径。这样, 当终端在跨越不同小区时, 本身不会有感知, 也就避免了切换的发生, 如图1所示。

因此, 采用同PN方案有以下几好处:1.降低PN数:原有两个甚至更多小区覆盖的区域, 变成一个小区覆盖, 减少了PN数, 同时在一定程度上提高了该导频的Ec/Io, 减少导频污染;2.降低邻区数量:同PN小区组只需参考小区配置邻区, 非参考子小区使用参考小区参数, 且无需再增加邻区数。可以有效的缓解密集城区站点大量临近邻区无法配置的压力;3.降低切换次数:同PN小区组实施同PN前作为各自独立的小区时, 覆盖边界存在切换过程, 实施后这些切换不存在了, 因此可以减少切换过程系统资源消耗;4.共享CE:同PN小区组只需要配置参考小区CE, 非参考小区无需配CE。

万象城是福州集餐饮、娱乐、购物为一体的大型商场, 周边有宝龙、长汀、金辉洋大厦等等基站, 由于话务量较高, 切换频繁, 需要互配邻区较多, 常常出现因超过载频邻区总数无法配置而出现的掉话, 现将三个室分配置为同PN方案, 即原来覆盖万象城区域的三个小区使用同一个前向导频PN, 可以避免切换产生, 降低掉话率, 如图2。

三、问题处理过程

同PN模式可以在网管Net Numen M31 (ZXC10 BSSB) ———配置管理———专家模式, 查看小区级的小区实体参数。同PN模式下的小区需要配置的邻区必须添加到参考小区的载频邻区列表中, 如图3所示。

●话务统计时间:2010-1-4至2010-2-1

●提取指标:1X:小区综合性能评估对象.业务信道掉话率 (%) 1X:CS呼叫话务量 (Erl)

万象城三个个室分采用同PN方案后, 话务量呈现增长趋势, 掉话率指标明显下降, 情况如图4所示:

拥塞指标评估:为同PN后, 万象城最大呼叫话务量为3.5Erl比原来不同PN话务总和有所增长, 但还有余量, 未出现拥塞状况, 如表1所示。

四、经验总结

需要注意同PN方案由于终端收到的接入参数消息是参考小区的接入参数消息, 所以后台配置的非参考小区的接入参数必须与参考小区一致, 以避免基站侧与终端侧不一致的情况发生, 影响终端的接入。由于同PN方案会导致容量下降, 同一个同PN小区组内所有小区的容量仅相当于一个普通小区的容量。所以, 在话务量较大的节假日或有特殊活动的时候, 考虑话务分担可取消同PN方案。

摘要：随着CDMA网络规模化增长, PN规划、邻区配置优化变得更加困难, 导频污染问题也有所表现, 站点集中区域特别是密集城区PN复用频繁, 时有发生oneway/twoway现象, 另外由于邻区配置数量受限, 邻区优化配置更加困难, 邻区未配、漏配不可避免, 由此引发频繁切换通话断续、掉线等问题必然严重影响了用户感知, 自然也成为我们当前网络优化中亟待解决的问题。采用同PN方案可以改善部分扇区话务量较高, 切换频繁, 需要互配邻区较多, 常常出现因超过载频邻区总数无法配置而出现掉话的情况, 节约资源, 将覆盖相近区域扇区配置为同PN方案, 使用同一个前向导频PN, 有效降低掉话率。

PN码序列的概念与初步研究 篇5

随机噪声在通信技术中首先是作为有损通信质量的因素受到人们重视的.信道中存在的随机噪声会使模拟信号产生失真, 或使数字信号解调后出现误码;同时, 它还是限制信道容量的一个重要因素。因此, 人们最早是企图设法消除或减少通信系统中随机噪声。但是, 有时, 人们也希望获得随机噪声。例如, 在实验室中对通信设备或系统进行测试时, 有时要故意加一定的随机噪声, 这时则需要产生它。

随着通信理论的发展, 早在40年代末, 香农 (Shannon) 就曾指出, 在某些情况下, 为了实现最有效的通信, 应采用具有白噪声的统计特性的信号。另外, 为了实现高可靠的保密通信也希望利用随机噪声。然而, 利用随机噪声的最大困难是它难以重复产生和处理。直到60年代, 伪随机噪声的出现才使这一困难得到解决。

伪随机噪声具有类似于随机噪声的一些统计特性, 同时又便于重复产生和处理。由于它具有随机噪声的优点又避免了它的缺点, 因而获得了日益广泛的实际应用。目前广泛应用伪随机噪声都是数字电路产生的周期序列 (经滤波等处理后) 得到的。这种周期序列我们称为伪随机序列。

PN码序列有良好的“随机性”, 它的相关函数接近白噪声的自相关函数, 即有窄的高峰或宽的功率谱密度, 使它易于从其它信号或干扰中分离出来, 伪随机序列的伪随机性表现在它实际上有一定的规律:预先的可确定性, 可重复性, 使它易于实现相关接收或匹配接收, 故有好的抗干扰性能。伪随机序列的上两个特性使它得到广泛的应用。如伪码测距、导航、遥控遥测、扩频通信、多址通信、分离多径、数据加乱、信号同步、误码测试、线性系统测量、天线方向图测量、各种噪声源……均有一定应用。

目前3G技术基本特性之一就是码分多址即CDMA, 其中的码就是伪随机码即PN码。PN码的选择直接影响到CDMA系统的容量、抗干扰能力、接入和切换速度等性能。因此PN码技术以作为3G及beyongd3G移动通信系统的核心技术之一已得到广泛的关注和研究。

伪随机序列在通信系统中用于数据的加扰和扩谱调制。在传送数据之前, 把数据序列转化成“随机的”, 类似于噪声的形式, 从而实现数据加扰。接收机再用PN码把被加扰的序列恢复成原始数据序列。例如CDMA2000中用到的PN序列可以分为长PN码 (长码) 和短PN码 (短码) , 长PN码可用于区分不同的用户, 短PN码可用于区分不同的基站。

现在已知的PN码序列有m序列、M序列、Gold序列族、R-S序列、二次剩余 (Legendre) 序列、Hall序列、孪生序列、GL序列族、DBCH序列族、嵩忠雄 (Kasami) 序列、麦克利斯 (Mc Eliece) 序列族以及二次正交序列族、多维伪随机序列等。

可对较为基础的m序列、Gold序列采用MATLAB工具对其进行仿真实验, 已验证其自相关与互相关特效, 从而使读者对于PN码技术在移动通信技术中的应用产生基础的理解, 对移动网络规划与优化技术产生基本的概念。

在MATLAB仿真图可以看出m序列的自相关函数比Gold序列的自相关函数要好。但是, 在码分多址通信中, 扩频序列的互相关值越小, 系统中引起的多址干扰就越小。而这里的Gold序列的互相关性要比m序列的好, 因此Gold序列在互相关特性上有较大改善, 比m序列更适于码分多址通信。

这两种序列中以m序列应用的最早, 原因是它具有很好的随机序特性, 而且有近乎最好的自相关特性和很好的互相关特性, 但是其同级的反馈寄存器生成的m序列有限, 已经不能够满足现在码分多址通信中巨大用户容量的要求.Gold序列是m序列的改进不仅在数量上远远多于m序列而且具有很好的互相关特性, 可以满足码分多址通信对互相关性的要求, 是一种很好的伪随机序列。

参考文献

[1]肖国镇, 粱传甲, 王玉民.伪随机序列及其应用.北京:国防工业出版社, 1985.

[2]樊昌信, 詹道庸, 徐炳祥, 吴成柯.通信原理.北京:国防工业出版社, 1995, 323-338.

[3]陈顺林, 董庆蓉.m序列在移动通信扰码中的应用及仿真。现代电子技术, 2002, 第3期, 27-29.

[4]陈清华, 许以金.扩频码分多址通信的关键技术.现代通信, 2002, 第9期.

PN型半导体电特性分析 篇6

1 PN结导电原理

在模拟电路[2]和大学物理实验中给出的二极管的结构主要是PN结, 其中两种导电载流子分别是:自由电子和空穴。我们都知道N型半导体存在少量的空穴, 主要靠自由电子来导电, 反之P型半导体中存在少量的自由电子, 主要靠空穴来导电。在半导体中, 在P型和N型的交界处形成了PN结。参考模拟电路可知, 在没有对半导体施加外电场的情况下, 当半导体的P区和N区相连接时, 内部载流子会发生扩散运动。从而形成较强的“内电场”, 用E表示, 此时P相对于N存在负电势, 记为-V0。由玻尔兹曼统计规律[3]知在给定情况下有[4]:

在 (1) 、 (2) 式中分别e代表了平衡状态时P区、N去中自由电子和空穴的浓度, kB、T分别表示玻尔兹曼常数和绝对温度, qVo表示的是P区相对于N区形成的势垒, 正是这个势垒的存在阻止了N区中的自由电子以及P区的空穴相互扩散。因此当我们对半导体施加外电压时, 只有当外电压V>qVo时PN结内才会形成电流。而qVo的大小由材料决定。

因此当我们给PN结两端加上正向电压V时, 外加电场的方向就与“内电场”的方向相反, 从而打破载流子运动的相对平衡, 此时载流子的漂移运动变为次要, 而扩散运动占主导作用。从而产生了PN结的正向注入现象, 即看成宏观电流。有玻尔兹曼统计规律可知该情况下有:

联立 (1) , (3) 式得:

其中, np代表P区界面附近的电子浓度。由于施加外电压V使得PN结处在了非平衡状态下, 从而使得PN结内部电子浓度变为n即可写为:

在由电流密度关系:

由 (6) 式可以得出非平衡状态下PN结中由于扩散而产生的电流密度为:

(7) 式中的Cn为比例系数 (与电子的扩散系数和长度有关) , 同样利用 (3) 、 (4) 、 (5) (6) 式可以推导出空穴因扩散而产生的电流密度JP可写为如下:

CP为比例系数 (与空穴的扩散系数和长度有关) 。故利用 (7) 、 (8) 式可知, PN结的总的电流密度为:

当在PN结上加方向电压-V时利用 (3) ~ (9) 时我们同样可以推出:

2 PN结的伏安特性曲线

通过对PN结 (硅材料半导体) 加正向电压或反向电压测得其电流随电压的变化值, 最后画出如下图1的伏安特性曲线图。

图中B区电流随电压的变化保持为零称为正向施加电压时表现出来的二极管的死区, A区为正向导通电压区;C区为反向截止区, 在这一区域内随着所加反向电压的减少, 电流为一个稳定值, 这个电流值为二极管的反向饱和电流, 其中可以看到反向电流非常的小, 这是因为在这一区域内, 反向饱和电流是由于少数载流子漂移而产生的, 然而载流子的密度极小故导致反向饱和电流值非常小;D区为反向击穿区, 在反向电压增加到足够大时就会将二极管击穿, 此时反向电流就会随反向电压的增加而迅速增加。

根据理论分析结果可知, 在二极管两端加正向电压时, JKJV, 由 (9) 式可知PN结电流密度变化随电压的变化呈指数变化趋势, 这与如图1中的BA区电流变化趋势一致。同理因为JKJV, 所以在加反向电压时电流密度随方向电压的增加而衰减并称指数变化, 这与图一中CD区曲线的变化完全一直。因此通过计算二极管中加正反向电压时的电流密度表达式, 就可以对“二极管伏安特性曲线”进行解释。

3 总结

通过上面的推导和实验图像我们可以知道, 二极管的伏安特性曲线变化与二极管两端施加正反电压时PN结内电流密度的变化有关, 即当加正向电压时电流密度JV, 当加反向电压时电流密度JV, 并且无论是施加正向电压还是反向电压, 电流密度的变化都可相应近似地视为指数变化, 这与实验得出的二极管的伏安特性曲线完全一致。因此可以利用电流密度与电压的关系来解释“二极管的伏安特性曲线”。

摘要：基于PN结半导体的理论知识, 详细的介绍了PN结半导体的工作原理, 通过实验描绘出了PN结伏安特性曲线, 并利用基本理论知识对大学实验中“非线性电阻元件”的伏安特性进行解释。

关键词：PN结半导体,伏安特性,理论分析

参考文献

[1]徐建刚, 邹志纯.大学物理实验[M].西安:陕西人民出版社, 2003.

[2]童诗白, 华成英.模拟电子技术基础第四版[M].高等教育出版社, 2005.

[3]汪志诚.热力学·统计物理第五版.高等教育出版社, 2013.

PN规划 篇7

多径效应使得接收机PN码相位不确定空间中存在多个同相单元[1]。一方面, 通过各同相单元均有可能达到捕获状态, 但另一方面, 多径效应又使得接收信号的强度分布随机变化, 增加了接收信号延时检测的不确定性。

利用状态转移图结合对码相位不确定空间进行子空间划分的方法对捕获过程中所经历的各种状态的循环流转进行分析[2], 可以使得捕获性能的分析过程更加全面和直观。

1检测模型

假设信道中存在Ni条可分解路径, 各路径之间的时间延迟为1个码片周期。每个路径上的平均功率衰减可以表示为:

E[α${}_l^2$]=Ce- (l-1) μ。 (1)

式中, C= (1-e-μ) / (1-e-μNi) , 当衰减指数μ=0时, C→1/Ni, 式 (1) 转化成均匀衰减多径分布。当μ≠0时, 式 (1) 代表的是指数衰减多径分布。θl变量在空间$(0,2\text{π})$上均匀分布。

双逗留的扩频接收机进行PN码捕获时, 包括了2种工作模式:搜索模式和验证模式。其中相关积分的时间为M个码片周期。在搜索模式下如果Z超过了门限值γs, 则捕获接收机将当前搜索的相位单元预判为同相单元然后开始验证模式。

搜索模式下, 假设接收信号功率为S, 噪声功率为σ${}_{{\rm N}}^2$。当捕获接收机本地产生的PN码相位和第l条路径上传播的信号相对应时, 的判决变量Z服从自由度为2的卡方分布[3], 其概率密度函数为:

而产生的PN码相位无对应的路径信号时, 判决变量Z的概率密度函数为:

$f{}_0(z)=\frac{1}{2\sigma \begin{array}{l}2\\ {\rm N}\end{array}}\exp (-\frac{z}{2\sigma \begin{array}{l}2\\ {\rm N}\end{array}})$。 (3)

因此, 搜索模式下的虚警概率Pf和检测概率Pd的表达式分别为:

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_d(\gamma {}_s)=\exp \left[-\frac{\gamma {}_s}{2(E[\alpha {}_l^2]\times S+\sigma \begin{array}{l}2\\ {\rm N}\end{array})}\right]\\ {\rm P}{}_f(\gamma {}_s)=\exp \left(-\frac{\gamma {}_s}{2\sigma \begin{array}{l}2\\ {\rm N}\end{array}}\right)\end{array}$

。 (4)

在验证模式下, 如果NT次判决中有K次以上超过门限值γv, 则判断该单元为同相单元。验证模式下的检测概率和虚警概率分别为:

2捕获状态分析

2.1状态转移图

PN码捕获的过程可以用图1所示的状态转移图来建模。PN码的相位不确定区域R中包含了Ni个同相单元 (H1单元) 和Nu-Ni个非同相单元 (H0单元) , 搜索过程从各相位单元 (包括H1单元和H0单元) 开始的概率相同, 均为1/Nu。

各H1状态向捕获状态 (ACQ) 转移的路径增益函数为HD (z) =PDzτD, 其中PD和τD代表了成功检测同相单元的检测概率和平均时间。各H1状态向相邻的H0状态转移的路径增益函数为HM=PMzτM, PM和τM代表了漏检同相单元的漏检概率和平均时间, PD和PM之和为1。各H0状态出发的路径增益函数为H0 (z) =zτP, 其中τP代表了滑过非同相单元平均时间 (包含了发生虚警事件后产生的惩罚时间) 。

2.2划分相位空间

为方便分析, 可以把整个相位不确定区域R中的Ni个同相单元和Nu-Ni个非同相单元分成Ni个子空间Rl (l=1, 2…Ni) , 每个子空间Rl中包括一个H1状态, Nu-Ni个H0状态置于首个子空间R1中。各子空间所包含的相位单元的个数表示为:

在图1中, 令第l个子空间中的第m个元素所对应的编号为 (l, m) , l=1…Ni, m=1…Sl。

2.3路径增益函数

2.3.1 状态转移路径

若搜索过程起始于状态节点 (l, m) , 则最终到达ACQ状态的总路径转移函数H (z|l, m) 中包含了以下几种子空间转移情况:

① 搜索过程起始于第l个子空间Rl并在本子空间内到达ACQ状态;

② 搜索过程起始于第l个子空间Rl并在第j个子空间内Rj到达ACQ状态;

③ 场景①或场景②为经历了k次的循环转移 (经过所有子空间) 后实现的, 其中k=0, 1, 2…+∞。

若搜索过程起始于状态节点 (l, m) 并于首次循环内在第j (j可以等于l) 个子空间Rj到达ACQ状态, 则路径转移函数表示为:

$cc{}_0(z)={\displaystyle \sum _{j=l}^{l+{\rm N}{}_i-1}\{}{\rm H}{}_D(z)\left[{\rm H}{}_{{\rm M}}(z)\right]{}^{j-l}[{\rm H}{}_0(z)]{}^{-m+S{}_l}\times$

[H0 (z) ] (∑jk=l+1Sk) +l-j}。 (8)

而每多经历一次循环达到ACQ则在式 (8) 的基础上乘上一个因子

$q(z)=[{\rm H}{}_0(z)]{}^{{\rm N}{}_u-{\rm N}{}_i}\left[{\rm H}{}_{{\rm M}}(z)\right]{}^{{\rm N}{}_i}$。 (9)

故H (z|l, m) 可以表示为:

$\begin{array}{l}{\rm H}(z|l,m)=cc{}_0(z)[1+q(z)+q{}^2(z)+\cdots q{}^{+\infty }(z)]=\\ \frac{1}{1-[{\rm H}{}_0(z)]{}^{{\rm N}{}_u-{\rm N}{}_i}[{\rm H}{}_{{\rm M}}(z)]{}^{{\rm N}{}_i}}\times \\ {\displaystyle \sum _{j=l}^{l+{\rm N}{}_i-1}\{[{\rm H}{}_0(z)]{}^{({\displaystyle {\sum }_{k=l}^{j}S}{}_k)+l-m-j}{\rm H}{}_{DR}(z,l,j)\}}。(10)\end{array}$

式中, ${\rm H}{}_{DR}(z,l,j)={\rm H}{}_D(z)\left[{\rm H}{}_{{\rm M}}(z)\right]{}^{j-l}$。

2.3.2 平均增益函数

由于搜索过程从各相位单元 (包括H1单元和H0单元) 开始的概率均为1/Nu, 搜索过程起始于任意状态节点的路径转移函数表示为:

${\rm H}(z)=\frac{1}{{\rm N}{}_u}{\displaystyle \sum _{l=1}^{{\rm N}{}_i}{\displaystyle \sum _{m=1}^{S{}_l}{\rm H}}}(z|l,m)$。 (11)

将式 (6) 和式 (10) 代入式 (11) 得:

$\begin{array}{l}{\rm H}(z)=\frac{1}{{\rm N}{}_u(1-[{\rm H}{}_0(z)]{}^{{\rm N}{}_u-{\rm N}{}_i}[{\rm H}{}_{{\rm M}}(z)]{}^{{\rm N}{}_i})}\times \\ \{{\displaystyle \sum _{m=1}^{S{}_1}{\displaystyle \sum _{j=1}^{{\rm N}{}_i}\{}}[{\rm H}{}_0(z)]{}^{S{}_1-m}{\rm H}{}_{DR}(z,1,j)\}+\\ {\displaystyle \sum _{l=2}^{{\rm N}{}_i}{\displaystyle \sum _{j=l}^{l+{\rm N}{}_i-1}{\rm H}}}{}_{DR}(z,l,j)\}。(12)\end{array}$

2.3.3 平均捕获时间

平均捕获时间通常被用作衡量捕获性能的主要参数之一[4]。获得了任意状态节点的路径转移函数后便可以根据E (TACQ) = (dH (z) /dz) |z=1的关系[5]计算出平均捕获时间E (TACQ) 。对式 (12) 进行求导, 然后将式 (6) 、式 (7) 和式 (10) 中的结果代入其中, 并在z值取1的条件下进行一系列的化简, 最终可得平均捕获时间的近似表达式为:

$\begin{array}{l}E({\rm T}{}_{ACQ})=\frac{({\rm N}{}_u-{\rm N}{}_i){}^2({\rm P}{}_{{\rm M}}){}^{{\rm N}{}_i}\tau {}_{{\rm P}}}{2{\rm N}{}_u[1-({\rm P}{}_{{\rm M}}){}^{{\rm N}{}_i}]}+\\ (1-\frac{{\rm N}{}_i}{{\rm N}{}_u})(\frac{1+{\rm P}{}_{{\rm M}}}{1-{\rm P}{}_{{\rm M}}})\frac{\tau {}_{{\rm P}}}{2}+\frac{{\rm P}{}_{{\rm M}}}{1-{\rm P}{}_{{\rm M}}}\tau {}_{{\rm M}}+\tau {}_D。(13)\end{array}$

3仿真结果分析

以瑞利信道为环境进行了仿真, 多径信号服从均匀强度分布, 各径之间的时间延迟为1个码片, 多径数量Ni分别取3、5 和10, PN码周期长度Nu取为32 768。相关器的积分时间为M=100, 单次检测的虚警概率值设为固定值0.01。验证模式下的检测总数NT取为4, 成功检测的次数门限值K取为2。

搜索模式下的检测概率PDs以及PDv随信噪比变化的趋势如图2所示。需要指出, 由于单次检测的虚警概率为固定值, 2种模式下的虚警概率PFs和PFv亦为定值, 本仿真条件下PFs和PFv分别为0.01和0.05。

图3中显示了漏检事件所需要的平均转移时间τM随接收信噪比的变化趋势。可见τM并未随信噪比单调变化, 而是在一定的信噪比条件下出现了峰值。根据式 (6) 可知, 虚警概率一定时, τD和τP为不随信噪比变化, 本仿真条件下其值为500 (码片) 和663 (码片) 。

图4中显示了总的平均捕获时间Tacq随接收信噪比的变化趋势。可见, Tacq随接收信噪比的增加而减小, 但信噪比增加到一定程度后Tacq的曲线出现“平底”现象, 即趋近于某一恒定值。

4结束语

分析了多径信道下多径数量和接收信噪比等信道参数对捕获性能的影响。仿真结果表明, 对在虚警概率确定的前提下, 提高接收信噪比有利于提高检测概率和缩短平均捕获时间。此外, 信噪比较高的条件下, 多径数量越大平均捕获时间越短;低信噪比条件下, 则多径数量越小平均捕获时间越短。

参考文献

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[2]SUWANSANTISUK W, WIN M Z, SHEPP L A.On thePerformance of Wide-bandwidth Signal Acquisition in DenseMultipath Channels[J].IEEE Trans.Veh.Technol., 2005, 54 (5) :1 584-1 594.

[3]SUWANSANTISUK W, WIN M Z.Multipath Aided RapidAcquisition Techniques for Spread Spectrum Signals[C].Information Theory, IEEE International Symposium on, 2006:947-951.

[4]秦毅, 熊俊森.一种伪码捕获方法的改进[J].无线电工程, 2007, 34 (5) :14-16.