合成信号发生器

合成信号发生器（精选8篇）

合成信号发生器 篇1

引言

随着电子技术的发展, 微处理器时代的到来, 数字处理技术逐步替代了模拟信号处理技术, 加快了数字信号处理技术的发展。信号发生器是测试计量、仪器仪表系统中不可或缺的测试设备, 信号处理技术的快速发展和计算机技术的不断进步, 使得信号发生器的性能指标不断提高, 功能也不断丰富, 信号源在工业生产、科研实验中获得了越来越多的应用范围, 如在电子系统、电路仿真、型号试验等一系列系统中都要用到信号发生器。信号发生器在工业现场通过模拟传感器信号调试设备, 例如模拟氧传感器、压力传感器等直流信号。

目前, 信号源主要由频率合成、信号调理、调制三大部分构成, 频率合成部分主要产生所需要的频率和波形信号;信号调理部分实现信号的幅度参数调节;调制部分负责将低频调制信号调制到射频载波的某一参数上。信号源从频率合成原理上基本分为三类:一是直接模拟合成技术;二是间接合成技术;三是直接数字合成技术。直接模拟合成技术理论相对成熟, 其频率的切换主要受限于选频电路电子开关滤波器的响应速度, 跳频速度比较快, 这类频率合成器模拟电路比较多、相对复杂。间接合成技术则是采用锁相环 (PLL) 技术, 其硬件电路的组成相对直接模拟合成方式要简单, 原理也比较复杂, 由于锁相环本身的特性, 其频率切换时间比直接数字合成慢许多。直接数字合成技术简称DDS (Direct Digital Synthesizer) 技术是一种相对较新的频率合成技术, 直接改变频率控制字就可以实现频率的切换, DDS的频率变化是瞬时的目前可以达到纳秒。本文研制的基于FPGA技术的DDS信号源就是采用的直接数字合成技术。

1直接数字合成技术的原理

直接数字频率合成技术简称DDS (Direct Digital Synthesizer) 技术是从相位概念出发的直接合成所需要波形的一种新的频率合成技术。DDS是利用信号相位与幅度的关系, 对需要合成的信号波形进行相位分割, 对分割后的相位值赋予相应的地址, 然后按时钟频率以一定的步长抽取这些地址, 这样按照一定的步长抽取地址 (相位累加器值) 的同时, 输出相应的幅度样值, 这些幅度样值的包络反映了需要合成信号的波形。一个直接数字频率合成器由相位累加器、加法器、波形存储器、D/A转换器和低通滤波器构成。其中DDS的原理框图如图1所示。

DDS技术是数字控制的从一个标准参考频率源生成多种频率技术, 把一系列数字化形成的信号通过D/A转换成模拟信号的合成技术。例如正弦波的生成是通过高速存储器查找表, 利用高速D/A转换器产生已经用数字形式存入的正弦波。图1中的频率控制字和相位控制字分别控制DDS输出正余弦的频率和相位。DDS系统的核心是相位累加器, 它由一个累加器和1个N位的相位寄存器组成。每来一个时钟脉冲, 相位寄存器以步长M增加。相位寄存器的输出与相位控制字相加, 其结果作为正弦的查找表的地址, 正弦查找表由ROM构成, 内部存有完整的周期正弦波数字信息, 每个查找表的地址对应的正弦波0-2π范围内的一个相位点。查找表把输入的地址信息映射成正弦的数字幅度信号, 同时输出给模数转换器D/A, 模数转换器D/A输出的模拟信号经过低通滤波器, 可以得到一个频谱纯净的正弦波。

对这个频谱纯净的正弦信号可以用如下公式来描述:

其相位为:

显然, 该正弦信号相位和幅值均为连续, 为了便于采用数字技术, 应对连续的正弦信号进行离散化处理, 即把相位和幅值均转换为数字量。

用频率为fclk的基准时钟对正弦信号进行抽样, 这样, 在一个基准时钟周期Tclk内, 相位的变化量为:

由式 (3) 得到的为模拟量, 为了把转换为数字量, 将2π切割成2N等份作为最小量化单位, 从而得到数字量M为:

将式 (3) 代入式 (4) 得:

经变化后得:

目前, DDS技术具有超宽的相对宽带, 超高的切换速率, 超细的分辨率以及相位的连续性, 可编程、全数字化以及可方便实现各种调制等优越性能, 产生的波形信号准确、精度可靠、抗干扰性强。但存在误差大的缺点, 限于数字电路的工作速度, DDS的频率上限目前还只能达到数百兆。

2总体方案的选择

DDS信号发生器的设计方案有很多, 可以采用单片专用集成电路芯片解决, 也可以采用高速的微处理芯片来设计, 还可以采用FPGA芯片来设计, 基本的设计方案简介如下。

2.1 采用高性能的DDS集成电路方案

随着微电子技术的飞速发展, 目前高超性能优良的DDS产品不断推出, 美国AD公司也相继推出了他们的DDS系列:AD9850、AD9851、可以实现线性调频的AD9852、两路正交输出的AD9854以及以DDS为核心的QPSK调制器AD9853、数字上变频器AD9856和AD9857。AD公司的DDS系列产品已具有较高的性价比, 目前取得了极为广泛的应用。采用专用的DDS芯片AD9850来设计电路, 其典型电路如图2所示。

优点:开发周期短, 实现系统简单 (最小系统+DDS芯片) , 系统后加模拟调理电路。

缺点:国外厂商的芯片的输出指标尽管很高, 如有AD9852、AD9854, 而且实现起来比较简单, 只需送人按其指定的公式算出频率控制字即可输出波形, 但存在着功能单一的缺点。

2.2 采用FPGA芯片的DDS方案

DDS技术的实现依赖于高速、高性能的数字器件。而FPGA芯片就具有速度高、规模大、可编程以及有强大EDA软件支持等特性, 十分适合实现DDS技术。Altera公司的现场可编程逻辑阵列具有高性能、高集成度和高性价比的优点, 此外它还提供了功能全面的开发工具和丰富的IP核、宏功能库等, 因此Altera公司的产品在实现DDS技术方面获得了广泛的应用。通过FPGA技术则可以根据需要灵活地实现各种比较复杂的调频、调相和调幅功能, 具有良好的实用性。针对生成波形信号质量而言, 专用的DDS芯片采用特定的集成工艺, 内部数字信号抖动很小, 可以输出高质量的模拟信号, 但控制功能单一固定;而FPGA也能输出较高质量的信号, 而且输出信号灵活, 虽然达不到专用DDS芯片的水平, 但信号精度误差在允许范围之内。

基于DDS技术原理选用的可编程逻辑器件、D/A转换模块、外部存储模块, 通过数学函数式来生成波形信号, 电路总体结构框图如图3所示。

优点:

(1) R A M查询表法结构比较简单, 只需要在RAM中存放不同相位对应的幅度序列, 然后根据相位累加器的输出对其寻址, 经过D/A数模转换器和低通滤波器输出。

(2) 硬件实现比较容易, 可以实现任意波形的输出。

在基于DDS原理的基础上, 利用可编程逻辑芯片设计的DDS硬件电路, 同样可以达到专用的DDS芯片所产生的波形性能。因此本系统采用的方案技术是基于FPGA技术的DDS设计方案。

3硬件电路的设计

本文提出的信号源将采用方案二实现, 原理将通过直接数字合成的方式, 逐点读出波形存储器中的波形数据, 通过D/A转换器和低通滤波器后输出所需的波形, 通过改变参考时钟的频率和计数步长就可以实现频率的改变, 本系统的硬件结构框图如图3所示。

本文提出的基于FPG A技术的D D S信号源的技术方案, 由于可编程逻辑器件以其速度高、规模大、可编程及有强大的EDA软件支持特性, 十分适合实现DDS技术, 所以本系统采用Altera公司的Cyclone IV型EP4CE6F17C8作为波形生成的核心部件, 具体芯片功能的特点如下。

(1) 低功耗、高性能, 控制逻辑单元6272个, 片内电压支持3.3V, 2.5V, 内核电压1.2V。

(2) 支持多种下载方式, 支持AS、AP、PS、FPP、JTAG。

(3) FPGA是ASIC电路中设计周期最短、开发费用最低、风险最小的器件之一。

(4) FPGA采用高速CMOS工艺, 功耗低, 可以与CMOS、TTL电平兼容。

3.1 电源电路的设计

本系统采用的FPGA为Altera公司的Cyclone IV型EP4CE6F17C8, 该芯片的片内电压支持3.3V, 2.5V, 1.2V, 因此根据设计需要, 使用线性稳压器件AMS1117系列分别产生相应的电源电压, 供给本开发系统, 该线性稳压芯片使用简单, 纹波电压小, 对系统的干扰也小, 电源电路如图4所示。

3.2 FPGA配置电路的设计

该款FPGA芯片支持5种下载方式, 在本系统中采用JTAG下载方式, 图5中的n CONFIG、n STATUS和CONF_DONE则需要拉高, MSEL引脚不能悬空。其配置电路如图5所示。

3.3 波形生成电路的设计

波形生成电路是信号源的核心, 也是DDS技术的集中体现。这部分电路主要通过EDA软件Quartus-II12.0对FPGA编程实现。通过对FPGA内部各种逻辑电路的设计实现输出多种波形、波形个数的控制、输出信号的门控等功能, 具体模块框图如图6所示。

送数及保持模块负责接受来自CPU内核的相位步进增量, 并按一定的时序保持或传送给相位累加器, 相位累加器按时钟频率累加送来的相位步进量。由于要求每个周期采样点数不小于50个且信号频率达到1MHz, 所以相位累加器的时钟频率需达到50MHz以上, 时钟信号由锁相环通过倍频分频后提供。相位累加器的输出信号送到各波形生成电路, 通过线路选择模块可选择其中一种波形输出送给后级选择电路, 再通过线路选择模块选择普通模式、门控模式、计数模式其中的一种模式, 最后波形信号由输出级输出。

3.3.1频率控制字电路

由于相位累加器需要输入36位二进制数, 因此需要通过时序来控制扩展电路的位数。

如图7所示, 4个8位D触发器和1个4位D触发器D0~D4, D0~D4的输出端按顺序接到36位的D触发器D5上, 用写信号WR和译码器输出信号Y作为D触发器的时序信号, 当W R和译码器信号Y的一路同时为低电平时, 即D触发器时钟的上升沿到达时, P0口的数据就通过选通D触发器送出。按照这样, 将4组8位二进制数和1组4位二进制数依次送到触发器D0~D4, 当WR和译码器信号Y5同时有效时将36位数据同时送入触发器D5。

相位累加器是整个DDS系统的核心, 它设计的好坏直接影响着整个系统的功能和性能。电路如图8所示。从工作情况看, 它实际上是一个带反馈的36位加法器, 输出数据反馈到加法器的一个输入端DATAa, 在时钟的作用下与输入到另一个输入端DATAb的频率控制字K相加, 结果由输出端输出。输出结果一方面又反馈到输入端, 另一方面将为后续电路提供输入信号。DCLK为DDS系统时钟输入端, 它是由锁相环倍频分频输出提供的, OUTPUT为相位累加器的输出端, 输出值用U[35..0]表示。

3.4 模数转换电路的设计

在波形数据产生以后, 产生的数据通过D/A转换器, 将数字信号变为模拟信号, 本系统选用的数模转换器是AD公司的AD9762。AD9762是一种低功耗、12位、125Msps的高速、并行输出的模数转换器, 其相对精度为±2LSB, AD9762可采用2.7V~5.5V电源工作。由于差分信号具有抑制共模增益的作用, 信号特性更好, 所以设计采用AD8056AR运算放大器实现了差分信号转单端的电压信号。具体电路如图9所示。

4系统的软件设计

本系统初始化包括FPGA内核初始化、波形信号初始化, 如正弦波, 频率为1KHz初始值设定。系统初始化完成后通过软件对从芯片中读出的数据进行校准, 校准完成后进入键盘扫描。当检测到有按键按下时, 系统进入相应的子程序, 其主程序流程图如图10所示。

5实验结论

本系统研制的函数信号发生器可以实现双路同步数据输出, 一路TTL电平输出, 一路标准波形输出, 包括正弦波、方波、锯齿波、直流电压信号。其中正弦波最大带宽10MHz, 其它波形最大带宽100KHz, 峰-峰值1 0.4 V。本系统经计量所检定机构检测, 检定结果如下。

1.输出频率准确度, 如表1所示。

2.最大开路输出幅度 (≥10Vpp) :10.4V (峰峰值) 。

3.输出最大频响, 如表2所示。

4.正弦波失真度, 如表3所示。

5.L电平输出正常。

6.上升时间/上冲 (<100ns/2%) :64ns/0%。

其中测试的波形信号符合标准, 波形信号分别如图11正弦波、图12方波、图13锯齿波、图14直流电压所示。基于FPGA技术的DDS信号源, 通过了检定机构验证, 保证波形符合标准的基础上大胆采用一些新的设计思想, 既缩短了开发周期, 减小了电路板空间, 又节省了成本。本文研制的这款信号源将为电路设计人员调试设备、测试电路带来极大的便利。

摘要：本文利用直接数字合成技术通过一款FPGA可编程逻辑芯片实现函数信号发生器的研制, 该信号发生器是以Altera公司生产的EP4CE6F17C8芯片为设计载体, 通过DDS技术实现两路同步信号输出。通过软件QuartusⅡ12.0和Nios-Ⅱ 12.0开发环境编程, 实现多种波形信号输出, 信号具有高精度的频率分辨率能力, 最高可达36位。最后通过实验输出的波形信号符合标准。

关键词：直接数字合成技术,FPGA,信号发生器,Quartus-Ⅱ

参考文献

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合成信号发生器 篇2

bestatin是一种氨肽酶抑制剂,能够激活茉莉酸信号转导途径而诱导抗性相关基因的表达,从而为用化学遗传学手段解析茉莉酸途径提供了一个有效的工具.ber15是我们鉴定到的一个对bestatin不敏感的拟南芥突变体,随后的研究表明该突变体对外源茉莉酸的敏感性也明显降低,表明相应的`野生型基因BER15在茉莉酸信号转导中起重要作用.图位克隆结果表明BER15编码一个细胞色素P450单加氧酶,是植物激素油菜素内酯合成途径中的一个关键酶.对BER15基因功能的深入研究将会为了解油菜素内酯的合成与茉莉酸信号途径间的互作关系提供证据.

作 者：郑文光 耿宇 李常保 李传友 Wenguang Zheng Yu Geng Changbao Li Chuanyou Li 作者单位：郑文光,Wenguang Zheng(中国科学院遗传与发育生物学研究所,北京,100101;中国科学院研究生院,北京,100039)

耿宇,Yu Geng(广西大学园艺系,南宁,530004)

李常保,李传友,Changbao Li,Chuanyou Li(中国科学院遗传与发育生物学研究所,北京,100101)

合成信号发生器 篇3

信号发生器是现代电子系统的重要组成部分,是决定电子系统性能的关键设备。它在通信、雷达、电子对抗、导航、广播电视、遥控遥测、仪器仪表等许多领域中应用广泛。传统的利用电子线路产生的信号,其稳定性和可调性较差,而且产生的频率一般只在低频范围内。较之传统方法,采用直接数字频率合成技术DDS(Direct Digital Synthesis)设计的信号发生器,其产生的信号具有波形稳定性好、频率分辨率高、频率切换速度快、频率切换时相位保持连续的优点。

目前实现DDS技术的方式主要有两种,一种是采用现场可编程门陈列FPGA(Field-programmable gate array)实现,另外一种是采用专用的信号发生芯片。其中利用FPGA实现信号发生器[1],由于受FPGA特性的限制,其产生的信号频率范围较窄。本设计采用以DDS技术为核心的AD9852芯片,完成了高分辨率的正弦信号的产生,其信号频率的范围大大宽于利用FPGA所实现的频率范围,并实现了AM、FM、ASK、FSK、PSK等调制信号。

1 DDS的基本原理

DDS是把一系列数字量形式的信号通过数/模转换器转换成模拟量形式的信号合成技术[2]。

基本的DDS是把一个单位幅度的正弦函数在0～2Ω的相位区间上分成2N个等间隔点,计算出各点对应的正弦函数值,并用D位二进制数表示,然后写入有N位地址线,D位数据线的ROM中,构成正弦表。合成频率的过程是控制改变相位增量Δφ(n),由于相位增量不同,在一个正弦周期内的取样点就不同,而取样是在系统时钟控制下进行的,即取样周期是一定的,因此,根据相位增量和所对应的点,从ROM中读出相应函数值所形成的量化正弦波周期也随着相位增量的改变而改变,从而达到合成所需频率的目的。

DDS基本由五部分组成:频率码锁存器(FR)、相位累加器(PA)、ROM(存入正弦表)、数/模变换器(D/A)、低通滤波器(LPF),在时钟的统一协调下工作。DDS的基本结构如图1所示。

2 系统硬件设计

2.1 信号发生器主体电路的设计

信号发生器系统主要包括LPC2132微控制器,AD9852、MAX232电平转换芯片,ZLG7290键盘芯片,AD811高速运算放大器和液晶。之所以选用LPC2132芯片作为核心控制器,是因为该芯片采用ARM7TDMI-S核[3],具有单电源供电和JTAG(Joint Test Action Gruop)仿真调试的功能,而且在该控制器上可以移植μC/OS-Ⅱ操作系统,从而可以实现实时的任务调度。在整个系统中,ZLG7290键盘芯片完成用户的键盘输入功能,通过I2C总线向LPC2132发出键盘中断信号,LPC2132分析和处理用户的指令,完成对AD9852的信号合成控制。高速运算放大器AD811对合成的信号进行功率放大,实现在50Ω的负载上信号电压峰-峰值达到(6±1)V。为了达到低噪声的效果,最后在信号输出上加了一级滤波电路。系统框图如图2所示。

2.2 滤波电路的设计

滤波器的主要作用是用来平滑由AD9852产生的梯形波形,滤除合成信号杂散的频率分量,提高合成信号质量。不同信号的性质决定了选取不同类型的抗混叠滤波器。

由于本系统输出的信号是单一频率的正弦信号,则要求滤波器的幅频特性在通带内非常平坦,通带外选择性好,因此选用了椭圆滤波器。

椭圆滤波器的幅度函数为:

式中的ε为小于1的正数,表示纹波情况,Rn(ω)为关于信号频率的的多项式。

椭圆滤波器的设计参数是临界频率ωi(i=1,2,…,k)和ε。这些参数应满足图3所示的幅度条件。

和:

式(2)、(3)中的A1是通带平方幅值,A2是阻带平方幅值,ωc1是通带纹波边界,ωc2是阻带纹波边界,且有:

根据计算,可得:

式中Δ是ω≤ωc1时Rn(ω)的最大值。由于Rn(1/ω)=1/Rn(ω),这表示当ω≥ωc2时,Rn(ω)的最小值为1/Δ,因此由式(3)要求:

综上所述即可设计出如图4所示的9阶抗混叠椭圆滤波器。该滤波器的截止频率为15 MHz,满足正弦输出信号频率为10 MHz的条件。

2.3 功率放大电路的设计

此部分的核心器件是高速运算放大器AD811,AD9852输出的信号经过此功率放大模块后即可得到放大,且能使输出波形清晰、稳定。

功率放大部分由高速运放芯片AD811和甲乙类推挽输出级电路组成。其电路原理图如图5所示。由于DDS芯片AD9852的输出为一个含有500 m V直流分量的信号,直接通过高速运算放大器AD811放大输出会产生截止失真。因而此部分在AD9852与AD811之间加入了一个隔直电路,使AD811的输入信号不含有直流分量,从而避免了放大后输出发生截止失真。

3 软件设计

由于系统采用了以ARM7TDMI_S为内核的微控制器,所以引入μC/OS-Ⅱ实时操作系统,此操作系统的源代码是公开的,而且具有可移植、可固化、可剪裁的特性。μC/OS-Ⅱ不支持时间片轮转调度法(Round-robin Scheduling)。全部μC/OS-Ⅱ的函数调用与服务的执行时间具有可确定性,即μC/OS-Ⅱ系统服务的执行时间不依赖于应用程序任务的多少[4]。

由于采用了μC/OS-Ⅱ操作系统,结合灵活强大的C编程语言,整个系统的软件设计流程图见图6。

程序设计中最重要的是频率控制字设定,其计算公式为:

为了更容易地计算FCW,用VC编写了AD9852Assistant软件,用户可以设置系统时钟、幅度、偏移、初相等;该软件可以提供所需的频率控制字和幅值控制字,省去了大量的数学计算,提高了编程效率。界面如图7所示。

4 测试结果

经实际测试证明,该系统可以精确地产生1 kHz～10 MHz的正弦波,输出信号频率稳定度优于10-4,在50Ω负载电阻上的电压峰-峰值Vopp约为5 V。用示波器观察时发现无明显失真,且波形较平滑。其波形如图8所示,图中横坐标每格为100.0μs,纵坐标每格为5.00 V。表1为一组正弦信号的测试数据。

通过对AD9852的控制寄存器以及控制管脚的改变,可以产生AM、FM、ASK、FSK、PSK的信号,FSK键控波形如图9所示,图中横坐标每格为50.00μs,纵坐标每格为5.00 V,其传输的二进制基带序列码速率为10 kbit/s,载波频率为100 k Hz。

5 结语

DDS技术和嵌入式系统技术的结合,使信号发生器的性能提高到了一个新的水平,该系统产生的波形稳定性好,频率精度高,引入μC/OS-Ⅱ操作系统大大减少了整个系统的软件开发周期,而且每个波形的程序都依模块化编写,需要实现不同的波形,只需加入相应的模块程序。该系统可广泛应用于科学研究和产品设计。

参考文献

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模拟信号合成电路的改良设计 篇4

根据本系统的设计思想, 如下图, 系统产生多个不同频率的正弦信号, 并将这些信号再合成为近似方波或三角波信号。

系统用单片机产生方波, 再经滤波电路, 生成正弦波。为了保证波形不失真, 选用的放大器需要有足够的带宽, 因此选择TL072P制作信号合成电路, 将产生的10k Hz和30k Hz正弦波信号, 作为基波和3次谐波, 合成一个幅度为5V的近似方波。两种不同幅值不同比例的正弦波信号合成的结果有较大概率不是幅值为5V的近似方波信号, 再之经过滤波和移相电路的信号, 幅值有可能改变。要符合上述要求, 需要在系统中加入调幅电路。

一、滤波电路

1.1理论计算

四阶巴特沃斯滤波器是两个二阶滤波器串联的结果, 以此可以仅分析二阶滤波器, 二阶巴特沃斯低通滤波器传递函数:

Q是等效品质因数, 不同的品质因数会导致幅频响应不同, 因此, 在滤波电路中滤出基波时, 选取恰当的Q值减小高次谐波对基波的影响, 经过计算, Q值在1.5附近, 系统性能最佳。

wc它是特征角频率, 会决定上限截止频率。

1.2滤波设计方案

本设计放大器部分均选TL072, 这是一种JFET作为输入级的低失调、高输入阻抗拥有3MHZ带宽的运放, 适合在此次电子设计中使用。有源四阶巴特沃斯滤波器以集成运算放大器为主要部分, 电路拥有输出阻抗较低、输入阻抗较高的特点。

其滤波效果在Multisim仿真中滤波效果和二阶情况相同, 实际调试过程中使用二阶滤波电路最终合成波形出现较为明显的畸变, 说明方波经过滤波后仍存在很多高次谐波。由下表一可知, 选择四阶巴特沃斯滤波器虽需投入更多时间成本, 但能换来滤波性能上的显著提升。

在实际调试过程中, 电阻阻值R与电容容值C, 需满足两点条件:其一, 必须符合频率计算公式。其二, 电容容值C必须足够的小, 经过多次试验调试, 最终确定容值C应在100pf一下。选取较小的容值C可以避免波形出现锯齿, 最终合成的波形更加接近理论仿真结果。

二、移相电路

移相电路电路主要运用了电容的电流超前电压90度这一特性。但其不是单纯的无源电路而是结合了集成运放的有源电路, 其体积小、性能稳定, 输入阻抗高, 输出阻抗低, 由它组成的移相电路具有电路简单、工作可靠、成本低、波形好、适应性强, 而且可以提供180度的相移。还兼有放大和缓冲的作用, 故选此方案。

三、调幅电路

方波信号经过波形变换和移相后, 其输出幅度将有不同程度的衰减, 合成前需要将各成分的信号幅度调整到规定比例, 才能合成为新的合成信号。

本设计方案选用反相放大电路, 反相放大器的优点在于输入阻抗等于输入电阻, 且其输入与输出的相位相反。在反相放大器中, 仅有差模信号, 两个输入端的电位始终近似为零, 因而抗干扰能力较强;同相放大器两个输入端不仅有差模信号, 还有较大的共模电压, 而较高的共模抑制比就可以达到抑制共模电压的目的。因此如果要求输入阻抗不高、不考虑相位时, 首选反相放大, 因为反相放大只存在差模信号。

四、加法电路

由于信号经过前面调幅电路得到了放大, 调幅电路采用的是反相放大电路, 信号会反相, 因此, 采用反相加法运算电路实现信号合成。

因为要合成后的波形类同于方波和三角波, 则三个频率分量要满足傅立叶

变换系数的要求, 这里就需要系数矫正电路, 即比例运算电路, 通过比例

调节后加到一个加法器组成的叠加电路中, 实现所要达到的相应的波形。

方波的傅里叶级数表示:

在这些谐波中, 它们初相位一致, 各个谐波的系数比例为, 合成一个幅值5V的近似方波, 10k Hz正弦波的峰峰值为6V, 30k Hz正弦波的峰峰值为2V, 50k Hz正弦波的峰峰值应为1.2V, 所以在合成电路过程中还需要对正弦波实现放大。

五、结束语

信号合成电路在实际生活中应用非常广泛, 将不同信号按一定比例进行合成, 可以得到各种需要的波形, 诸如三角波等, 通过信号合成电路可解决实验室已有仪器输出波形类型单一的问题。笔者对本设计方案进行了调试, 调试结果证明此方案设计出的电路性能稳定, 能输出理想的合成波形。总而言之, 本设计在理论仿真的基础上, 经过大量实践, 分析已有数据, 总结改进了信号合成电路的设计, 进一步优化了输出波形。

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合成孔径雷达原始信号的模拟方法 篇5

合成孔径雷达(SAR,Synthetic Aperture Radar)分别利用脉冲压缩技术和合成孔径技术来实现雷达图像在距离向和方位向上的高分辨率.作为获取地面信息的重要手段,它具有可见光、红外等传感器所不具备的全天时、全天候工作能力以及穿透一定遮蔽物的能力,在经济、科研和军事领域得到了越来越广泛的应用.20世纪90年代,随着SAR成像基础研究的逐步完善,有大量的星载、机载SAR系统研制成功并投入使用,而且由于多频、多极化、干涉等技术的应用,SAR研究表现为更加深入和实用化的发展趋势.SAR成像原理复杂,参量繁多,成像和误差校正处理都具有一定的难度.因此,在SAR系统方案设计、成像处理算法研究、噪声和杂波抑制等场合,需要有符合特定条件下的SAR原始回波信号,这些数据通过雷达载体飞行获得往往不太实际,而且是已有的SAR雷达系统真实数据所无法替代的,所以通过模拟来获得所需要的原始回波信号是一个重要的解决手段,有必要对原始信号的模拟展开研究.

SAR原始回波信号的仿真,国内外已有专家进行过一些研究.Julian首次建立了SAR图像仿真系统[l],随后Kaupp[2]利用该系统研究了雷达入射角对星载SAR图像特征的影响,对仿真技术应用于SAR系统方案设计进行了初步尝试.SAR技术的发展推动了SAR仿真技术的发展[3,4].Giorgio Franceschetti研究了一种基于实际地面目标散射特性的原始回波信号仿真方法[5],并给出了SAR原始信号的定义:“在SAR研究体制下,模拟未经任何处理(除了超外差下变频)的信号是非常方便的,该信号称之为原始信号.”国内有关人员也提出了合成孔径雷达原始信号仿真的方法,大致可分为2种:一是通过模拟真实反射场景的地物结构,通过构造目标散射模型(主要是模拟雷达目标后向散射系数)来模拟雷达回波信号[6].二是利用雷达图像数据,通过逆向运算来获得雷达原始回波信号[7].这些方法虽然能够取得比较好的仿真效果,但是测试准备工作量大、运算量大、处理比较繁琐,即使一些简易模拟方法在处理上仍需要大量的工作.

1 原始信号模拟系统的构成

原始信号的构成如图1所示.

(1)平台运动模型

为了便于分析,往往设平台运动状况是理想的.实际上平台运动状况不可能是理想的,特别是中、低空飞行的机载SAR,由于气流的不稳定的影响,运动的不稳定性较大,如果不采取运动补偿,则录取的数据受到不稳定因素的影响会有较大的失真,从而使成像质量下降,甚至不能成像.

(2)地面目标模型

分辨率是影响目标模型的决定性因素.目标尺寸与分辨单元相比,若很小,称之为点目标;若目标由多个可以区分的点目标组成,称之为多点目标;若很大,就称之为分布目标.SAR目标是一种复杂的分布目标.雷达图像信息的来源大致包括2个方面:一是地面分布目标的散射特性及其空间起伏变化,对于丘陵、平原、海洋、树林和农作物等不同种类目标以及干燥、潮湿、粗糙、平坦等不同的自然条件,它们的散射特性都是千差万别的;二是星载雷达平台和分布目标的交会几何关系,它在SAR图像中产生了诸如阴影、错位和重叠等几何失真.通过雷达电磁波与目标的相互作用,目标的散射特性及其变化成为图像中反映目标特征的主要内容.因此,建立真实反映目标散射特性的分布目标仿真模型将是SAR回波模拟的一个重要方面.

(3)SAR系统模型

在SAR原始信号模拟中,是将SAR系统(包括信号源、基准频率源、发射机、收发天线、接收机、数据形成、定时及监控)看作一个整体来研究的,因此不考虑各分系统的模型.在系统模型中,主要关心的是SAR的系统参数,如波长、脉冲重复频率、脉冲宽度、信号带宽、采样率、天线方向图、接收机增益及图像参数等.

(4)SAR处理器模型

为了验证原始数据模拟方法的有效性,必须通过现有的成像算法对SAR系统的模拟产生的SAR原始数据进行成像处理,分析成像结果并得出结论.

2 原始信号模拟方法

信号模拟的方法基本上可分为2种:一种是功能模拟,另一种是相干视频信号模拟.功能模拟只是模拟雷达目标和杂波的幅度信息;而相干视频信号模拟不仅包括幅度信息,而且也包括相位信息.SAR系统特点决定了SAR原始数据模拟属于相干视频信号模拟.这里的原始信号是指SAR的平台接收信号,这个信号包括了地面对雷达波的散射回波和系统噪声.主要有以下3种方法[8]:

(1)采用简单的几何体模型.将目标分解为基本散射单元,对于目标在雷达波束中的不同位置,计算每一个基本散射单元的雷达截面积(RCS);然后计算整个目标的RCS,加上背景信号,再考虑到平台移动后的几何关系,就可以得到SAR的接收信号.对此进行二维压缩,可得到该目标的SAR图像.这种方法得到的最终图像,是一种理想化的模型,与实际情况还有一定的差距,但对选择SAR系统的主要参数有一定的价值.

(2)采用分布目标模型.分布目标是由许多小的散射单元所组成.当SAR发射相干波时,这些小的散射单元所反射的回波进行相干叠加,其合成的幅度和相位与天线发射和接收方向有很大关系,因此,当SAR的平台运动时,由于相对位置的变化,接收到的回波幅度和相位都有一定的起伏,成像时就产生了相干斑噪声.对分布目标中的每个单元的场分布,一般都采用某种概率模型(如高斯分布、瑞利分布等).此方法得出的SAR图像有明显的相干斑噪声,比较接近于实际效果.

(3)利用已有的SAR原始数据或SAR图像.这种方法相对来说比较简单,因为它省略了对目标散射场的计算.在SAR原始回波数据的同相和正交分量加入噪声,再进行重新采样和量化,最后进行成像处理,即得到SAR图像.这种方法主要是给出被模拟的合成孔径雷达系统最终图像的主观视觉效果,比较接近真实情况,能直观地看到系统主要参数对最终图像质量的影响.

3 回波模型的建立

3.1 点目标回波信号模型

SAR点目标模拟是SAR模拟系统设计的一个关键步骤,是多点目标和分布目标模拟的基础.SAR工作过程可看作“stop and go”模型[9],其坐标几何关系示于图2.雷达工作模式是条带式,h是载机高度,v是载机速度,β是天线方位向波束角,R0是载机平台到目标的最近距离.

合成孔径雷达发射的信号为线性调频信号脉冲串,其表达式为[10]

$\begin{array}{l}S{}_t(\tau )={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{+\infty }p}(\tau -n{\rm T}{}_r)\\ p(\tau )=\text{r}\text{e}\text{c}\text{t}\end{array}$

$\left(\frac{\tau }{{\rm T}}\right)\exp \left[j2\text{π}(f{}_0\tau +\frac{{\rm K}{}_r}{2}\tau {}^2)\right](1)$

其中,rect(·)为矩形窗函数,Kr为LFM线性调频率,f0为载波频率,T为脉冲宽度,Tr为脉冲重复周期(PRT),则在τ时刻接收到的回波信号为

$\begin{array}{l}S{}_r(\tau )={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{+\infty }S}{}_{r0}(\tau -n{\rm T}{}_r)\\ S{}_{r0}=\sigma \cdot W{}_a\left(\tau -\frac{2r(\tau )}{C}\right)\cdot W{}_r\left(\tau -\frac{2r(\tau )}{C}\right)\cdot \\ p\left(\tau -\frac{2r(\tau )}{C}\right)(2)\end{array}$

其中,Wr(·)为距离向天线方向图,Wa(·)为方位向天线方向图,σ为点目标后向散射系数,点目标的回波经过去载频、正交解调之后的信号复数形式为

$\begin{array}{l}S(\tau )={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{+\infty }S}{}_0(\tau -n{\rm T}{}_r)\\ S{}_0(\tau )=S{}_{r0}(\tau )\cdot \exp (-j2\text{π}f{}_0\tau )=\\ \sigma \cdot W{}_a\left(\tau -\frac{2r(\tau )}{C}\right)\cdot W{}_r\left(\tau -\frac{2r(\tau )}{C}\right)\cdot \end{array}$

$\begin{array}{l}\text{r}\text{e}\text{c}\text{t}\left(\tau -\frac{2r(\tau )}{C}\right)\cdot \exp \\ \left\{j2\text{π}\left[\frac{{\rm K}{}_r}{2}\left(\tau -\frac{2r(\tau )}{C}\right){}^2\right]\right\}\cdot \exp \\ \left(-j\frac{4\text{π}r(\tau )}{\lambda }\right)(3)\end{array}$

式(3)中,第一个相位项是基带发射信号的延迟,忽略脉冲宽度内距离延迟函数的变化时,它在距离向上是不变的.第二个相位项是方位向的多普勒信号.幅度项表示回波信号在方位向与距离向之间的耦合关系,形成了SAR回波信号所特有的距离徙动现象,这是回波信号模拟中需要模拟的一个重要现象.图3是单点目标距离徙动现象的示意图.方位时刻不同,则点目标与雷达平台间的距离不同,因而形成不同的回波延迟,使回波处于不同的距离门上.

雷达接收到的信号为

R(τ)=S(τ)+C(τ)+J(τ)+N(τ) (4)

式中,S(τ)为接收到的点反射后的回波信号;C(τ)为杂波信号(为地杂波、气象杂波或海杂波的组合);J(τ)为接收到的干扰信号(包括有源干扰和无源干扰);N(τ)为噪声.这里只考虑地面杂波的影响.

$\begin{array}{l}C(\tau )={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{+\infty }{\rm K}}{}_{RF}\cdot \sqrt{\frac{{\rm P}{}_t\cdot L{}_s}{(4\text{π}){}^3}}\cdot \frac{g{}_{vt}(\theta )\cdot g{}_{vr}(\theta )}{r{}^2(\tau )}\cdot \lambda \cdot \\ \sigma \cdot \exp \left[j\omega {}_c\left(\frac{r(t)-r{}_0}{c}\right)+j\text{π}\alpha \left(\frac{r(t)-r{}_0}{c}\right){}^2\right]\cdot \end{array}$

$\text{r}\text{e}\text{c}\text{t}\left[\frac{r(t)-r{}_0}{c{\rm T}}\right](5)$

其中,KRF为射频滤波放大系数,Pt为雷达发射机峰值功率,Ls为雷达发射接收综合损耗,gvt(θ)与gvr(θ)分别为在杂波单元质心方向上发射和接收的天线增益.则最后的回波信号为

R(τ)=S(τ)+C(τ) (6)

利用距离—多普勒算法[11]对点目标成像,图4是其流程图,成像结果如图5.

3.2 分布目标回波信号模型

对于分布目标,采用小面单元模型对目标进行建模,分布目标由各个小面单元来代替点目标,分布目标回波信号也就是各个小面单元回波的相干叠加.

假设σij为小面单元Aij的后向散射系数,rij(x)为x时刻Aij到SAR的距离,Waij(x)为方位向的方向图,Wrij[r-rij(x)]为距离向的方向图,那么分布目标回波信号的数学表达式为

$S(x,r)={\displaystyle \sum _i{\displaystyle \sum _j\sigma }}{}_{ij}\cdot W{}_{aij}(x)\cdot W{}_{rij}(r-r{}_{ij}(x))$·

$\begin{array}{l}\text{r}\text{e}\text{c}\text{t}(r-r{}_{ij}(x))\cdot \exp \left[\frac{j4\text{π}{\rm K}{}_r(r-r{}_{ij}(x)){}^2}{C{}^2}\right]\cdot \\ \exp \left(-\frac{4\text{π}r{}_{ij}(x)}{\lambda }\right)(7)\end{array}$

4 结 论

合成孔径雷达模拟是根据建立的雷达系统模型,复现雷达系统的动态工作过程.具体的说,模拟的对象是雷达系统、合成孔径雷达目标及目标环境;模拟的方式是复现蕴含合成孔径雷达目标及目标环境信息的雷达回波信号[12].对SAR原始数据的模拟在研究工作中占有非常重要的地位,它不仅可以简化处理算法的试验、改进模式识别与特征提取技术、抑制噪声及杂波、优化SAR的系统参数;同时有助于验证系统设计的正确性,评价成像处理算法的优劣,为SAR系统的应用研究提供理想的实验数据.

摘要：合成孔径雷达(SAR)原始回波模拟在系统设计及成像算法验证等方面具有重要的理论及工程实践意义,是合成孔径雷达系统研制的一个重要方面.说明了原始信号模拟系统的构成,介绍了现有的原始信号模拟方法.基于时域信号模型,对合成孔径雷达的回波进行模拟,生成了理想的点目标回波数据,用距离—多普勒算法处理得到点目标成像结果,验证了处理流程的可行性.

关键词：合成孔径雷达,回波信号,模拟,距离—多普勒算法

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合成信号发生器 篇6

UHF部分频段在军事通信中发挥着越来越大的作用, 它具有很多与众不同的优点。一是硬件优势, 主要包括终端尺寸小、便携、坚固, 成本相对较低, 天线对星容易、利于操作, 便于各种作战单元携带, 主要应用于舰载、机载、单兵背负及手持;二是性能优势, 主要包括UHF频段信号穿透力强、可全球覆盖、广播及可靠接入。UHF频段也有其突出的缺点, 即容易受到电离层衰落及各种噪声干扰的影响, 主要包括太阳等星体辐射的噪声能量、地球和人为噪声等[1]。在伊拉克战争中, 尽管地面网络发挥了作用, 但是美陆军和海军陆战队都认为他们的视距通信不适于快速部署和分散作战。当部队在作战地域快速展开并超出其无线电覆盖范围时, 通信网络便会破碎。同样, 美军特种作战司令部也在为分散部署的小部队开发和部署超视距通信方式而努力, UHF频段背负式和手持式卫星通信是他们首选的通信装备, 并且可以用于战斗搜索和救援, 发送定位跟踪信息[2]。

由于现代战争的不可预知性和复杂性, 如何在战争环境下保持卫星最低限度的通信能力是军事卫星通信研究的一个方向。当战场背景噪声增大的情况下, 由于手持终端功率受限, 不能通过提高终端功放性能和增大天线尺寸来提高接收信噪比;同时, 如果通过降低信息速率来提高每比特能量, 则会受到卫星信道多频勒频移的影响, 在一个码元间隔内产生相位误差。因此, 本文针对UHF手持终端短消息数据业务, 提出一种UHF频段极低速率通信信号合成技术, 描述了该方案的基本思想及算法, 并利用软件对该算法在AWGN信道环境下进行了模拟仿真。仿真结果表明, 提出的合成方案能够有效工作, 误码性能接近单路传输的理论水平, 并且随着合并次数及相位搜索补偿次数的增多, 性能越好, 但复杂度会有所提高。

2 背景阐述

众所周知, 卫星通信的一个显著特点是电波传播的路径非常长, 电磁波在传播过程中受到极大的衰减, 接收终端接收到来自卫星的信号强度很小。同时, 决定一条卫星通信线路传输质量的最主要指标是, 接收系统输入端的载波功率与噪声功率之比值, 即载噪比[3]。假设手持终端信号发射功率P, 天线增益G, 数据发送比特速率Rb, 采用1/2码率编码, BPSK调制方式, 码元速率为Rs=2Rb, 每比特能量Eb=P/Rb, 信道加性噪声是均值为0, 方差为σ2的高斯白噪声, 噪声功率谱密度为N0。在战时复杂电磁环境下, 噪声功率谱密度N0增大, 导致信噪比Eb/N0降低, 在接收端不能满足信噪比要求, 对信号的解调有较大的难度。

针对上述问题, 一般的做法主要有以下两种:一是通过增大手持终端发射功率P或者天线增益G实现, 即提高功放性能和增大天线尺寸;二是通过降低发射比特速率Rb或码元速率 Rs, 提高每比特能量实现。

但是, 不难看出, 这两种方法在卫星手持终端通信实现过程中均存在不足。一是由于UHF手持终端功率受限。手持终端应用的突出特点就是体积小、便携、低功放的性能要求, 提高功放性能和增大天线尺寸, 实现起来不合实际。二是由于在卫星通信信道中存在多普勒频移现象。通信双方的相对运动, 会使接收信号的频率发生变化, 即多普勒频移效应[4]。多普勒频移效应会造成信号在一个码元的持续时间内产生较大的相位误差 (Δφ) 。例如, 假定多普勒频移fd Hz, 信息速率Rb=600bit/s, 则相位误差Δφ=2πfd/Rb为π/3, 大的相位误差会给载波同步带来极大困难, 还会出现"滑周"[5]。所以, 通过降低发射比特速率Rb时, 相位误差Δφ=2πΔf/Rs会增大, 因此一般情况下Δf应远小于Rs。

3 UHF频段极低速率 通信信号合成方案

3.1 系统模型

鉴于上述两种方法的不足, 同时考虑到手持终端短消息业务对信号延时的要求不是很高, 本文提出了一种UHF频段极低速率通信信号合成技术。其基本原理是, 在发送端按照原有码元速率Rs发送信息, 码元速率满足Δf远小于Rs的要求, 以克服低速率情况下多普勒频移Δf产生的码元间相位误差;同时, 为了提高接收系统输入端的信噪比, 在发送端对信源信息进行k次重复发送, 在接收端, 将重复发送的信息存储在缓存单元中并进行信号合成, 经合成后的信号, 信息速率降低为Rs/k。显然, 重复发送的次数越大, 接收端合成信号信息速率越低, 每比特能量增大, 能够满足提高接收系统输入端对信噪比的要求。进一步分析可知, 当发送次数增多时, 合成信号增益提高, 可以考虑减小手持终端功放和天线尺寸, 来实现与其原有数据信息发送接收相同的功能, 这对于降低终端成本, 减小终端尺寸, 增加便携性, 普遍装备单兵具有十分重要的实际应用价值。

对相同信息进行k次重复发送, 假设每次发送过程中, 信道均不产生幅度衰减, 仅产生随机相移θi, i=1, 2, …, k, θi在[0, 2π]内服从均匀分布, 则信道对信号传输产生的影响可以表示为hi=ejθi。在接收端, 将接收信号存储在存储单元内, 各路接收信号为ri,

undefined

其中ni为信道加性高斯白噪声。接收完成后, 对所有存储的信号进行合并。为了消除信道相移对信号合并的影响, 需对各信道产生的相移进行补偿, 即对每路信号产生一个信道相移补偿量θ′i, 那么, 合并接收的信号为

undefined

记r为k路接收信号经过值为θ′i的相位补偿及合并后得到的接收数据, 从 (2) 式中可以看出, 相位恢复的误差大小直接影响着信号合并及解调输出的可靠性。

3.2 算法分析

直观的想法是, 在接收端针对每路信号的相移, 随机产生补偿相位θ′i, 对产生相移和叠加噪声之后的信息进行相位校正。但是, 通过分析不难发现, 由于θi本身具有不确定性, 因此随机产生θ′i来抵消θi需要进行多次的试探和搜索, 这种补偿相位的方法运算量很大, 实际应用效果不佳。

为了减少运算量, 同时达到提高合并增益和解调输出的可靠性, 文中给出一种补偿相位搜索方案。具体做法是, 在 (0, 2π) 区间内等间隔任意取P (为方便说明, 令P为偶数) 个相位点作为每路相位补偿的初始候选值, 进行L次逐次逼近相位搜索时, 第i路初始补偿 (n=1时) 相位θ′i∈{0, 2π/P, 2·2π/P, …, (P-1) 2π/P}, 定义相位分辨率Δφn为每次搜索时在补偿相位基础上的增加量, undefined, 对于k次重复发送, 共产生Pk种可能相移补偿矢量, 针对每一种相移补偿矢量, 进行信号合并, 对合并后的信号解调, 统计误码个数N1, 记录使误码数最小的相移补偿矢量θ′=[θ′1, θ′2, …, θ′k];尔后, 在θ′i的基础上进行Δφ1角度微调, 即在相移补偿矢量θ′=[θ′1, θ′2, …, θ′k]基础上, 分别以θ′i为中心加上一组相移增量Δφ1。那么, 经过一次相位搜索之后, 第i路相移补偿相位undefined, 进行第二次信号合并, 对合并后的信号解调, 统计误码个数N2, 记录使误码数最小的相移补偿矢量θ″=[θ″1, θ″2, …, θ″k];按照上述步骤进行L次逐次逼近相位搜索后, 算法输出θL=[θundefined, θundefined, …, θundefined]作为信道相位偏移的估计值。这种相位搜索方法的相位分辨率为2π/ (4LP) , 容易看出, 整个相位平面被均匀划分成4LP个相位区间, 在实际应用中, 可根据需要的相位分辨率确定算法所需的搜索次数L。例如, 当初始相位点为4个, 经过4次相位搜索后, 分辨率就能达到π/256。

下面以P=4, L=3为例, 对搜索步骤进行具体说明:

步骤一:在接收端, 对每路信号随机试探性产生一个补偿相位θ′i, θ′i∈{0, π/2, π, 3π/2}, 那么对于k次重复发送, 共产生4k种可能相移补偿矢量, 针对每一种相移补偿矢量, 进行信号合并, 对合并后的信号解调, 统计误码个数N1, 记录使误码数最小的相移补偿矢量θ′=[θ′1, θ′2, …, θ′k]。

步骤二:在相移补偿矢量θ′=[θ′1, θ′2, …, θ′k]基础上, 分别以θ′i为中心, 加上一组相移增量Δφ1, Δφ1=[-2π/8, -π/8, 0, π/8], 进行角度微调, 那么, 第i路信道相移补偿相位undefined, 然后进行第二次信号合并, 对合并后的信号解调, 统计误码个数N2, 记录使误码数最小的相移补偿矢量θ″=[θ″1, θ″2, …, θ″k]。

步骤三:在相移补偿矢量θ″=[θ″1, θ″2, …, θ″k]基础上, 分别以θ″i为中心, 加上一组相移增量量Δφ2, Δφ2=[-2π/32, -π/32, 0, π/32], 进行角度微调, 那么, 第i路信道相移补偿相位undefined, 重复步骤二, 统计误码个数N3, 记录使误码数最小的相移补偿矢量θ=[θ1, θ2, …, θk]。

为了获得更为理想的误码性能, 可以按照上述规律, 继续对相位分辨率进行细化, 例如可以取Δφ3=[-2π/128, -π/128, 0, π/128], Δφ4=[-2π/512, -π/512, 0, π/512]等等。通过上述三个步骤, 将整个相位平面均匀分成了64个相位值, 相位分辨率为π/128。以最后一次搜索得出的相移补偿量作为对信道相偏的估计, 并进行信号合成, 解调输出。

4 性能仿真与分析

基于上述信号合并算法, 文章以合并次数k=4为例进行了仿真。在仿真过程中, 假定各次发送时信道都是相互独立的, 不产生幅度衰减, 仅产生相位偏移, 相位在[0, 2π]内服从均匀分布, 我们使用BPSK调制方式, 运用上述合并方案仿真相对于信噪比的误码性能曲线。

(1) 算法复杂度分析:

从上述算法中, 可以看出, 合并次数及补偿相位搜索的复杂度决定了信号合成方案的复杂度。随着合并次数的增多, 算法复杂度会有所提高;当初始相位点一定时, 随着相位搜索次数的增加, 算法复杂度有所提高;随着初始相位点个数的增加, 算法复杂度也会提高。

(2) 误码性能分析:

图 1给出了在初始相位点为4个时, 经过3次相位搜索后, 合并方案性能曲线及单路信号在加性高斯白噪声理想信道中传输的误码率理论曲线, 从中我们可以直观的看出, 经过合并后的信号误码性能特性接近于理论曲线, 仅相差0.5dB。图 2给出了在初始相位点为4个时, 分别经过1、2、3次相位搜索后, 合并方案性能仿真曲线, 可以看出, 随着相位搜索次数的增大, 相位分辨率的减小, 合并效果越好。

5 结束语

文章简要介绍了UHF频段在军事卫星通信中的应用特点, 提出一种UHF频段极低速率通信信号合成技术。详细介绍了其基本原理, 并给出了信号合成及补偿相位搜索的具体方法, 最后对其性能进行了仿真。仿真和分析表明, 提出的合成方案能够有效工作, 误码性能接近单路传输的理论水平, 并且随着合并次数及相位搜索补偿次数的增多, 性能越好, 但复杂度会有所提高。

摘要：文章简要介绍了UHF频段在军事卫星通信中的应用特点, 提出一种UHF频段极低速率通信信号合成方案。针对合并过程中信道产生的随机相位偏移, 采用相位搜索的方法对相移进行补偿。仿真结果表明, 提出的合成方案能够有效工作, 误码性能接近单路传输的理论水平, 并且随着合并次数及相位搜索补偿次数的增多, 性能越好, 但复杂度会有所提高。

关键词：极低速率,信号合成,相位补偿

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合成信号发生器 篇7

一、赤霉素的生物合成与代谢

近年来, 人们获得了各种突变体, 已经基本弄清楚了赤霉素的合成和代谢过程, 除GA13羟化酶以外, 研究人员克隆了所有编码赤霉素合成酶的基因。

在很多植物的花和营养组织中, GA含量非常低, 同时, 花和营养组织的GA合成酶也很少。但是, 当种子发育的时候, GA合成速率较高, GA合成酶含量比较高。因此, 对GA合成酶基因进行克隆和功能研究的时候, 一般选用正在发育的种子作为材料。通过筛选突变体和表达文库, 研究人员克隆了一系列的GA合成酶基因, 包括内根—贝壳杉烯氧化酶 (KO) 、柯巴基二磷酸合成酶 (CPS) 、内根—贝壳杉烯合成酶 (KS) 、内根—贝壳杉烯酮酸氧化酶 (KAO) 等。催化拟南芥赤霉素早期生成的KO、CPS和KS酶各由一个基因编码合成, 其酶的合成不受GA的反馈抑制。由两个基因表达生成KAO, 这两个基因皆无组织特异性的表达。另外, 催化赤霉素后期生成的双加氧酶 (GA20ox、GA2ox和GA3ox) , 其编码基因通常由一个小的基因家族组成。拟南芥的GA20ox和GA3ox至少都有4个编码基因, 而GA2ox的编码基因有6个。与植物中具有生物学活性的GAs类型一致, GA20—氧化酶对底物的专一性不强, 与底物的亲和力跟C213位的羟基化有关。在西方刺瓜Marah macrocarpus、南瓜Cucurbitamoschata和拟南芥中, GA20—氧化酶对C213位非羟基化底物的亲和力低于羟基化的底物。因此, 拟南芥茎中赤霉素的主要存在形式是C213位非羟基化的GA5。GA20—氧化酶既受光周期调控, 又受反馈调节, 属于调控严格的酶, 如当菠菜Spinacia oleracea和拟南芥从短日照变为长日照时, 体内GA20—氧化酶活性增强。

二、赤霉素生物合成与代谢的调节

赤霉素与植物的生长发育密切, 所以, 植物必须严格地调节体内的赤霉素合成, 主要方式是控制赤霉素合成及分解相关的基因表达。总的来说, 主要的控制点是后期阶段催化GA代谢的3个双加氧酶 (GA20ox、GA2ox和GA3ox) 。GA合成及反应的突变体和外源施加GA研究都表明, GA20ox和GA3ox是催化GA合成的最后两步, GA20ox和GA3ox的表达受GA的反馈抑制, 而促使GA失活的GA2ox表达受GA的反馈激活。其他激素的存在也会影响GA合成酶的表达, 外源油菜素内酯 (BR) 促进GA20ox的表达。与GA处理相同, 低温处理同样能刺激植物的生殖生长和发育。Yamauchi等发现, 4℃低温刺激可极大提高拟南芥发育种子的GA3ox含量。光照会影响植物的块根膨大、发芽和开花等生理过程。Reid等发现, 蓝光和红光处理能快速下调黄化菜豆茎尖的GA3ox基因表达, 以及上调GA2ox基因表达。另外, 光照强度也会影响植物器官对赤霉素的反应。研究已证实, 通过光敏色素 (Phytochome) , 光参与赤霉素的生成及代谢调节。

三、赤霉素的信号传导

总体上, GA信号传导可分为上游识别赤霉素、中游信号转导和下游赤霉素反应基因。近年通过研究GA信号转导过程, 取得了很大的进展, 找到了很多GA信号转导过程的成分, 基本上弄清楚了赤霉素合成的调控机理。利用寻找突变体, 研究人员从大麦、水稻和花生等作物中找到了多个GA信号转导基因。利用作物糊粉层表达系统工具和突变分析找到了某些组分的功能及相互之间的联系。由不同的表型, 可将赤霉素信号转导突变体分为正调控和负调控突变体。正调控成分突变体一般呈现出叶色浓绿、矮化等GA缺乏的表型, 而负调控的突变体则呈现出叶色变淡、植株变高等GA过量的表型。两种突变体皆表现为对GA敏感性降低或不敏感。

利用GFP融合基因和原位杂交技术, 发现DELLA蛋白定位于细胞核, GA的诱导可将其降解。该蛋白对GA诱导的反应非常敏感, 其蛋白含量在GA处理后显著减少。这表明对DELLA蛋白的调控是通过翻译后加工进行而不是由转录调控的, 同时结果也显示, DEL-LA蛋白作为早期赤霉素反应基因的调节蛋白, 其蛋白含量调控赤霉素反应基因的水平。从SLY1和GID2等F-box蛋白调控DELLA蛋白的分解过程, 表明在赤霉素基因信号转导途径中, Ubiquitin参与的蛋白酶体途径发挥了重要的功能。

当无赤霉素信号时, 早期赤霉素反应基因的翻译被DELLA蛋白所抑制。当有赤霉素信号时, DELLA蛋白首先被磷酸化, 接着F-box蛋白鉴别出DELLA蛋白并连接到酶复合体上, 磷酸化的DELLA蛋白与U-biqutin蛋白结合, 最终被26S蛋白酶复合体鉴别并分解。GA早期反应基因因DELLA蛋白的降解而解除抑制, 表现为GA促进植株的生长和发育。除了F-box蛋白和DELLA蛋白, 目前的研究表明, 多种组分参与了GA信号传导, 其中对PHOR1、D1、PKL、SPY、SHI等的研究较深入。综合来说, 除F-box蛋白和DELLA蛋白外, 人们较少研究其他赤霉素信号转导成分, 成分之间的相互关系缺少有效的依据, 难以明确GA信号转导过程中各个成分之间的关系。对GA反应的各个组分间的相互作用进行深入研究, 将各个组分整合成一个完整的网络, 将是未来GA信号传导研究的一个热点。

四、赤霉素的反应基因

通过GA反应基因的表达, GA调节植物的生长发育, 最终实现各种生理机能。有别于GA信号转导成分, 定义赤霉素反应基因为识别赤霉素信号并改变其表达能力的基因。依据表达接受的时间, 赤霉素反应基因分为两种:早期和晚期。GA信号传导中转录因子组分直接调控早期反应基因的表达, 早期反应基因表达的产物也许是转录因子, 可控制晚期反应基因的翻译。研究发现, GAMYB作为一种转录因子, 受赤霉素调节, 可促进大麦糊粉层a-淀粉酶的生成, 外源GA处理后, 在大麦糊粉层中发现GAMYB蛋白含量上升。Woodger等利用酵母双杂交系统寻找到激酶KGM (kinase-associated with GAMYB) , 可与GAMYB互作。KGM作为蛋白激酶的一种, 在大麦糊粉层中可减少GAMYB的作用。目前不能明确的是, 在体内KGM能否使GAMYB磷酸化, 其详细作用还需深入研究。

GLABROUSI (GLI) 作为拟南芥的一个MYB基因, 在表皮毛的开始和分化形成中起着关键作用。GA水平影响拟南芥的表皮毛。在GA缺乏的gal-3中, 叶子不着生表皮毛, 而外源施加GA, 表皮毛的数目又回复。在拟南芥中, 赤霉素同样诱导LFY花芽决定基因的翻译, 由LFY启动子的GOF9元件完成其赤霉素响应。Gocal等的研究表明, 3个拟南芥MYB基因可替换大麦糊粉层中GAMYB蛋白的功能。其中GA可诱导AtMYB33基因在成花过程中表达。研究进一步证实, GOF9元件能与At MYB33结合。研究结果显示, GA可诱导At MYB33的生成, GOF9元件与At MYB33整合引起LFY蛋白的生成, 最终是花芽生成的关键。除此之外, 利用基因芯片、Ogawa等测定了拟南芥gal-3突变体种子萌发中的GA反应基因, 在8200个基因中, 确定了127个GA下调基因和230个上调基因。在GA响应早期, GA上调基因明显超过下调基因数目。

通过对赤霉素的分子生物学研究, 我们已深入理解了植物赤霉素生物合成的过程, 同时利用GA合成与代谢相关的基因控制植物体内的GA水平。通过控制GA合成和代谢基因, 可得到具有不同内源GA水平的转基因植物, 这不仅为阐明GA的反应基因及GA诱导生理反应的分子机制奠定了材料基础, 也为植物育种提供了新的材料和方法。

参考文献

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合成信号发生器 篇8

数字波形合成技术广泛应用于信号源、函数发生器和数字电桥等测量或控制设备中。用数字波形合成正弦波的实现电路可用RC振荡电路, 也可采用函数波发生器专用集成电路等, 这些电路无论从元器件的选择和输出波形参数的控制都比较困难, 输出波形的稳定性也比较差。近年来, DDS技术也应用在各种信号源电路中, 但DDS技术的电路复杂[1,2,3]。本文给出一种以移位寄存器和D/A转换电路构成, 实现数字波形合成方法得到三相正弦波信号。并结合Multisim仿真软件平台进行了仿真研究。

2、正弦波波形合成原理及总体设计方案

设所求正弦波的频率为f, 幅值为Vm。将正弦波的一个周期分为N等份, 用具有N个阶梯的阶梯波来逼近所求的正弦波, 如图1所示。自然, N的取值越大, 其逼近程度越好。因而, 现在的问题已变成阶梯波的合成。由于要求的正弦波信号频率为f, 而每个周期又分成N级阶梯, 晶振电路产生的矩形脉冲每个周期形成阶梯波的一级阶梯, 则晶振电路产生的信号频率F=Nf。将频率为F的信号进行N级分频, 即得到N个计数状态, 设为m0, m1, m2, ……mn-1, 计数状态与相应的正弦波相位的对应关系如图1所示[4]。

只要将对应的m0~mn-1的正弦值的状态代码通过正弦加权的D/A电路变换成相应的模拟电压值, D/A电路的输出即为所求的阶梯正弦波信号。这里的所指正弦加权D/A电路就是用计数器的输出状态去控制一个电阻网络, 使之产生一个与输入数字量对应的输出模拟量。将产生的阶梯正弦波信号经过滤波电路滤波生成标准正弦波信号。

3、电路设计

数字合成正弦波电路按功能分为晶体振荡电路、N进制计数电路、D/A转换电路和滤波电路四个部分组成, 其电路原理图如图2所示。

3.1 晶体振荡电路

用频率为15M的石英晶体振荡器和CD4060构成方波发生电路, 从CD4060的10个输出端Q4~Q14可以得到不同频率的方波信号。石英晶体振荡器的频率取决于石英晶体的固有频率, 与外接电阻、电容参数无关, 能产生高稳定度的方波信号。电路如图3所示。

3.2 N进制计数电路

D/A转换电路的输入信号来自计数电路, 计数电路采用扭环形计数器, 这种计数器的特点是采用约翰逊码, 因而, D/A电路的权电阻可以用增量形式实现, 从而省略了相应的译码器。N进制扭环形计数器采用74LS194组成六位扭环型计数器, 其输出计数状态在前半个周期内, Q1~Q6依次增加“1”, 后半个周期, Q1~Q6依次减少1个“1”。电路及计数输出波形如图4所示。

3.3 D/A转换电路

将扭环形计数器输出的每个“1”对应一个阶梯波的台阶, 即每增加一个“1”时, 相应的模拟电压下降一个台阶。这就是权电阻增量方式的设想, D/A电路如图5所示, Q1~Q6为扭环型计数器的输出, R1~R6为权电阻解码网络。当Q1~Q6由全0到全1再到全0变化一周时, VOUT输正弦波的一周[5]。

计数器的全1状态对应sin (-90°) , 全0状态对应sin (90°) , 而这样得到的VOUT波形实际上为 (-Vm+Vmsinφ) , 即包含有一个直流分量的阶梯正弦波, (-Vm) 为直流分量。为消除这一直流分量, 图中增加了一个电平移位电阻R7, 所以D/A转换电路输出为:

式中:VOH--为逻辑高电平

在计数器的状态为全0时, VOUT对应sin90°, 代入 (1) 式得

依次将Q1~Q6各位状态分别为1的代码代入 (1) 式并经变换后求得:

取VOH=5V, VDD=12V, VEE=-12V, 从上述关系中求得

上述各式中的e1~e6为正弦阶梯波的增量值, 将图1中各阶梯的值均取该阶梯所对应的相位角中点的正弦值, 即得:

取R1~R6分别为1MΩ、365KΩ、267KΩ、267KΩ、365KΩ、1MΩ, Rf1取68KΩ, R7取162KΩ。

扭环形计数器的一个循环周期对应正弦波的一个周期, 计数器的状态数N对应正弦波的N个阶梯, 所以计数器的每两个相临状态对应的正弦阶梯波的角度相差360°/N, 若要求所产生的各相正弦信号之间相位差为φ角, 对应的计数器状态应错开M个状态, 则

实现三相正弦波之间的相位差角为120°, 对于6位扭环形计数器, 其状态数为12, 则各相间的计数状态应错开4个状态。比如第一组输出顺序是Q1~Q6, 则其后的第二相输出顺序为Q5~, 第三相输出顺序为~Q2。可见, 选用计数器的输出端子序列去控制权电阻D/A转换电路, 即可实现各路输出信号之间的相位差。

3.4 滤波电路

滤波电路采用二阶有源低通滤波电路。它由两级RC滤波环节与同相比例运算电路组成, 其中第一级电容C直接到输出端, 引入适量正反馈, 以改善幅频特性。滤波电路截止频率为:f0=1/ (2πRC) , 电路如图6所示。选择不同的滤波电路与计数器输入频率匹配, 可获得不同频率正弦波。

将上述各单元电路组合起来, 可以得到数字合成正弦波的整体电路, 在Multisim 11软件中应用四踪示波器可直接观测到DA转换电路输出阶梯波形及滤波电路输出的正弦波形, 如图7所示。

4、结语

Multisim11软件提供了丰富的元器件仿真模型、测试仪器和功能强大的仿真功能, 能够快速、轻松、高效地对电路进行设计和验证, 为电子电路系统设计提供了一种高效的仿真平台。本文结合数字合成正弦波电路的设计, 将计算机仿真软件Multisim11引入到电路设计中, 给电路设计、仿真、测试带来了极大的方便。使电子线路的设计、性能参数的仿真等繁琐的任务变得轻而易举。极大地提高了设计电子电路系统的效率, 降低设计成本。对于电子电路的教学演示和实际设计都具有很大的辅助作用[6][7]。

参考文献

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[4]贾秀美.数字电路实践技术[M].北京:中国科学技术出版社, 2000.

[5]张玉璞, 李庆常.电子技术基础课程设计[M].北京:北京理工大学出版社, 1994.

[6]郭丽颖.基于Multisim的彩灯循环闪烁电路设计与仿真[J].实验室研究与探索, 2010.7.