CATV信号（精选3篇）
CATV信号 篇1
0 引言
有线电视(CATV)是指以光缆、电缆为主要传输媒介传送电视节目的信息系统。有线电视网则由两部分组成,一部分为有线电视台之间节目源的传送网络(传输干线),一部分是面向用户的节目分配网络。目前铺设的有线电视用户分配网络中,同轴电缆的应用频段主要集中在50MHz～860MHz频段,现如今,利用缆桥技术在同轴电缆的空余频段进行HomePNA信号和MoCA信号的接入,实现三网合一。然而,虽然缆桥信号和CATV信号频谱上不重叠,但缆桥设备在电视信号频率上可能存在一定的副波辐射,CATV信号也可能对缆桥信号造成干扰。
1 系统简介
1.1 HomePNA简介
HomePNA系统是用户线接入多路复用器(Home Phone line Network Alliance),位于网络中宽带接入服务器和终端用户之间,通过现有的电话线为每个用户提供1Mbit/s(HomePNA 1.0版本)或10Mbit/s(HomePNA 2.0版本)的高速数据传输[1]。
HomePNA设备安装简便,只需要在接入网后端加入HomePNA交换设备。但同时其缺点也很明显,与Ethernet组网相比较技术不够成熟,提供的传输数率越高其设备价格也越高[2]。
1.2 MoCA简介
MoCA全称Multimedia over Coax Alliance,即同轴电缆多媒体联盟, 提供基于同轴电缆的宽带接入和家庭网络产品方案[2]。
MoCA标准采用同轴线800MHz～1500MHz频段,每一频道带宽约为50MHz,总共有15个信道。MoCA采用OFDM调制和TDMA/TDD (时分多址/十分双工) 技术,MAC部分的TDMA是采用软件来实现的。
2 缆桥信号与CATV信号相互影响测试
2.1 低频缆桥HomePNA信号与CATV信号相互影响测试
2.1.1 测试系统的搭建
测试设备包括:CB switch HS400,可以输出12MHz～28MHz缆桥信号以及CATV混合模拟信号。CB modem,可以解调出HomePNA信号和CATV信号。无源器件包括:Cable线,赛特612分支器。
测试仪器包括IXIA400T网络分析仪,willtek频谱分析仪,IPTV机顶盒和电视。IXIA400T网络分析仪在测试时发送65MHz组播和12MHz上下行单播。Willtek频谱分析仪对分支器输出端的信号进行频谱分析。具体如图1所示。
2.1.2 测试步骤
(1)按上述要求搭建好测试网络。
(2)将willtek频谱分析仪的各个参数根据测试频段进行有效设置。
(3)将HomePNA信号与CATV混合模拟信号输入分支器的输入端,记录willtek的测试结果。
(4)将CATV信号输入分支器的输入端,记录willtek的测试结果。
(5)将HomePNA信号输入分支器的输入端(即切断CATV的光信号输入),记录willtek的测试结果。
2.1.3 测试结果及分析
(1)测试结果
(2)测试结果分析
从测试得到的频谱上可以看到,12～28MHz为HomePNA信号,58MHz是CATV第一个频道信号。由图4可以看到12MHz～28MHz的HomePNA信号对于CATV信号的影响范围主要在48MHz～85MHz,这个频段内有57.75MHz—东方新闻频道,67.75MHz—上海新闻综合频道,77.25MHz—上海电视剧频道,85.25MHz—东方戏剧频道,这四个频道在高频处也有专门的频道。对于第六个频道(128MHz)以后几乎没有什么影响。而从电视上也可看出,该四个频道在低频段的节目要比在高频段的相同频道的节目在清晰度上略微差一点。
对于CATV来说,主要的因素在于视频图像质量的主观评价,若该CATV的视频图像质量满足人们生活的要求的话,则可以说该CATV信号是满足实际需要的,也是可投入实际使用的。一般的视频图像质量主观评价采用等级评价的方法。等级Q值采用五级评分制,其标准如表1所示。
SNR与图像质量关系:
其中,SNR为信噪比。SNR=(C/N-6.4) (dB),其中C/N是载噪比[3]。
由图3和图4可以计算出CATV前八个频道的SNR及Q值,如表2所示。
由表2可以看出,HomePNA的存在不会影响到CATV的收视效果。另一方面,由图2和图4的比较来看,CATV信号对HomePNA信号在幅度上几乎没影响。
2.2 高频缆桥MoCA信号与CATV信号相互影响测试
2.2.1 测试系统的搭建
如图5所示,这是用MoCA Switch和modem搭建的系统测试,他们工作频率有975MHz～1025MHz,1125MHz～1175MHz,1300MHz～1350MHz三个频段,这次测试的是工作频率在975MHz～1025MHz的MoCA设备,观察CATV信号与MoCA高频调制信号的相互影响。
2.2.2 测试步骤
(1)按上述要求搭建好测试网络。
(2)将willtek频谱分析仪的各个参数根据测试频段进行有效设置。
(3)在CATV和MoCA信号同时存在的情况下记录willtek的测试结果。
(4)切断CATV信号输入,只存在MoCA信号,记录willtek的测试结果。
(5)切断CATV信号输入和MoCA信号输入,记录willtek的测试结果。
2.2.3 测试结果及分析
(1)测试结果
(2)测试结果分析
由测试得到的频谱图可以看到,图8为噪声频谱图,应为高斯白噪声,其频谱图理论上应该是比较平坦的直线,而测试得到的图中,657MHz～671MHz,716MHz～729MHz有两个窄带的3dBm的脉冲,874MHz～884MHz处有一个9dBm的尖脉冲,在928MHz～963MHz也有一段频谱信号,除了willtek本身固有的机器噪声的影响,这些频段的干扰可能是由无线通信或其它原因造成的。
同样,首先从信噪比的角度看,对有MoCA信号存在时的视频图像质量进行评价,如表3所示。
由表3可知,高频MoCA信号环境下,CATV的信噪比基本上还是可以满足要求,不过,在879.25MHz的CATV载噪比仅有30.9dB,且图像质量小于3,不符合收视要求。然而值得注意的是,一般的电视信号集中在860MHz以下,高频的频道往往是低频处的电视频道的候补频道。
从MoCA信号的幅度变化来看CATV信号对MoCA信号的影响,由图6和图7可得。
比较图9-10两张频谱图可以得出:有CATV存在时,MoCA信号功率相对增加了3dB,约为原来的2倍,因此CATV对MoCA信号在幅度上影响比较大。
3 结束语
本文对CATV信号与缆桥高低频信号的相互影响分别进行了测试,并对测试结果从信噪比和幅度变化两方面进行了比较和分析,最终得出结论,HomePNA信号和MoCA信号基本不影响CATV的正常接收,CATV信号对HomePNA信号影响较小,对MoCA信号的影响较大。这有利于缆桥信号在同轴电缆上低频段的接入,而不利于缆桥信号在同轴电缆上高频段的接入。
摘要：缆桥接入系统实现在有线电视同轴电缆上进行高速数据接入,通过CB Switch和CB Modem将高速数据调制到CATV同轴电缆的空闲信道上,实现电信网、有线电视网和互联网在同轴电缆上的共用。根据实测结果对低频缆桥HomePNA信号(12MHz28MHz)和高频缆桥MoCA信号(860MHz1.5GHz)与CATV信号相互间的干扰影响进行分析研究。
关键词：缆桥信号,CATV,测试,信噪比
参考文献
[1]梁艺,冯彦杰.HomePNA接入技术概述[J].通信世界,2001(14):32-32.
[2]王健,李明.基于MoCA标准的家庭网络[J].信息通信,2008,21(4):64-68.
[3]潘祥斌.载噪比*信噪比*图像质量等级[J].中国有线电视,2001(15):33-34.
[4]李彦.通过缆桥接入技术实现三网融合的研究[D].上海:华东师范大学,2007:1-70.
CATV信号 篇2
摘要：介绍基于CATV的双向FFSK数据通信线程和软件设计的原理、流程。该装置实现简单、成本低廉、性能可靠，并在实际应用中得以成功运用。
关键词：双向CATV窄带FFSK
有线电视网(CATV)是中国普及最广的网络，在已建的宾馆、居民小区中绝大部分都已建成。因此利用已有的网络进行更广泛的功能的开发，如：影视点播、安防监控、自动抄表及其它的服务呼叫等，是一个值得研究的课题。这些功能实现的关键，是在同轴电缆中控制信令的可靠实现。
在CATV网中，由于分支较多、用户繁杂、线路老化等原因，不可避免地会造成大量的干扰信号的窜入。在实际的频谱测试中，整个其带经常被噪波干扰抬高，因此，寻找廉价且可靠的线路和传送方案变得尤为重要。为此，我们通过长期的试验和实验，研制出一成本极其低廉，性能相当可靠的工作电路和通信方案，并在实际装机运行中使用。
1硬件组成及原理框图
1.1传输通道
根据国际，数据信息只能在双向CATV网的低端通过，允许分布的频率为65MHz以下。鉴于此，我们采用的通信频率分别为：上行信号采用无线信号工作方式，频点为21.7MHz，采用窄带方式，带宽为20kHz;下行信号采用电视信号的工作方式，中心频率为38MHz，带宽为8MHz。为加强抗干扰能力，上、下行被调制的信号采用FFSK方式，速率为1.2Kb/s。
图1数据中心采集卡的通信线路原理方框图
采用此种通信方式的另一种考虑是成本及可生产化。数据采集中心与控制终端的通信系统是典型的一对多的通信，控制终端数量众多，应尽可能地设计得简单、低廉、精确;而数据采集心的采集卡则相对可靠即可。因此，在控制终端线路上的窄带发射电路，为保证频点精确且不漂移，舍弃LC振荡电路采用晶体振荡，定制晶体频率为21.7MHz，带宽为5kHz。通过对电源的控制来实现对振荡电路起振与否的控制。接收电路采用电视信号解调芯片TA7606，解调出音频FFSK信号。数据采集中心的采集卡相对应的接收电路采用窄带接收芯片MC3363。MC3363是一个由RF放大器到音频前置放大器输出的完整的FM窄带接收机。低电压双变换设计产生了用于窄带音频和数据链路的低功耗、高灵敏度和优越的图像载波抑制功能。MC3363具有较高的灵敏度，对于12dBSINAD(信号对噪声的先真比)的典型的输入值为0.3μV。输入信号先通过两级本生振荡器的差频输出到455kHz以下，然后再对信号限幅放大，最后经过正交检波输出音频范围内的有用信号。虽然CATV网是有线的，但MC3363用在此处可大大提高上行信号的灵敏度，在信噪比较低时也能接收得很好。发射电路采用电视信号的中频电路，即采用芯片MC1374，它的工作频率也是晶体通过第6脚输入的调制FFSK信号，硬件框图如图1所示。综合数据处理中心的采集卡和终端的控制卡，上行和下行信号发射的工作频率都是通过晶体振荡产生的。这种设计思路将大大方便于调试、生产。上行信号采用窄带是因为MC3363的接收性能极优，同时节省频率资源;而下行信号采用电视信号是因为成本低廉且便于调试、生产。图1是数据中心采集卡的通信线程原理方框图。
1.2控制线程
采集卡的主控制芯片采用华邦公司的W77E58，主要出于三方面的考虑：
一是工作频率高，最高可达40MHz，而且W77E58的机器工作频率只是晶体振荡频率的4分频，即40MHz的频率相当于普通MCS-51系列单片机的120MHz。由于数据处理中心的采集卡要接收及处理多个终端来的信息，快速处理数据是必需的。二是W77E58拥有2个全双工异步串口，给采集卡与数据控制中心的数据交换提供了便利。三是W77E58片内有1KB的SRAM(采用MOVX指令)，无须外扩数据存储芯片。当然，W77E58不还有其它一些特点也为程序设计带来了极大的便利：双16位的数据指针、WatchDog定时器等。FFSK调制解调芯片采用Toshiba公司的TC35470。该芯片有极少的外部线程，宽电压(2.7～5.5V)和低功耗，内部抗电源干扰电路和抗噪声滤波器。TC35470采用3.58MHz晶体，CPU的5根线相连，分别为：RTM(4脚)FFSK接收解调时钟输出，RDT(5脚)FFSK接收解调数据输出，TD(11脚)FFSK发送调制时钟输出，TRD(12脚)FFSK发送调制数据输入，MSKE(13脚)FFSK解调允许输出控制脚。W77E58的双串口有各自的用途：一串口通过RS232与控制主机相连，用以数据的通信;另一串口与其它设备相连。
由于终端所在的环境千变尤化，千差万别，因此终端控制线路最关心的硬件设计是抗干扰和低功耗。为此，我们采用TI公司的MSP430系列的MSP430F1111芯片。该芯片具有ESD保护，抗干扰能力特别强，低电压的工作范围1.8～3.6V和超低功耗。它与TC35470组成终端的控制线路，可将电压设计成3V，大大节省了耗电，使锂电池供电成为可能。由于一个数据处理中心的采集卡要对应于多个终端，而多个终端共用一个上行通道，因此，MSP430F1111除了与TC35470的五根口线相连外，还须提供一口线控制电源以决定窄带晶体振荡电路是否工作。这里因为振荡频率已达21.7MHz，无法通过电子开关来实现关断。MSP430F1111剩下的8个I/O口线可用做一些开关量的输入/输出，可对一些报警信号进
行检测，按钮信号读取，驱动一些控制开关。
2通信信令方式
由于CATV网络系统中众多的终端用户，采用一一“点名”的主从结构通信方式会使得整个通信周期太长。同时，在该网络用户中，大多通信事件的发起者应该是终端用户而不是数据处理中心，而且在众多用户中，在某一时刻真正需要传输数据的用户不可能很多。正因为大多通信事件的发起者是终端用户，我们何不采用随机信息上行的方案?考虑到以上各种因素，我们决定采用类似于无线集群通信的通信信令――ALOHA方式。
ALOHA信令是Motorola公司专为无线集群通信设定的`控制信道通信协议，主要是针对于一个中心控制台对众多的手机用户且事件发起者为终端用户的情况，其核心内容是随机访问协议。随机访问协议的宗旨是：
*控制解决终端用户上行信号的碰撞问题;
*使终端用户的通信信息最快地上行;
*确何可靠性;
*在通信繁忙时也能保证通信有效。
当然，ALOHA控制信令的内容比较复杂，我们只采用了其中基本原理，并做了一定的修改，以适用本系统的应用环境。下面介绍其实现原理。
数据采集中心一直有信号向下发送，所以FFSK信号分成三类：
①空闲信令。该类信号一直下行，它是一种与终端约定的协议，表示紧接着的一段时间是采集卡接收终端初始上行信号的多个时钟间隙。一时间间隙表示一帧终端上行信号所需的时间长度。空闲信令本身包括空闲指令码+时间间隔数值。时间间隔数值表示紧接着的时间间隙的个数，它不是一个固定的数值。这个数据应该随着系统终端个数的多少和系统所要传输量数据多少进行最优化的设计;同时，也要随着采集卡收到要求信息交互的终端数的多少而变化。只有进行这样的变化，才能保证ALOHA随机访问协议的宗旨。根据前面硬件的设计，终端的上行信号的发射电路在平时是无电停振状态。当它要发射信号时，应给它的起振时间约为10ms，因此这一时间间隙应包括起振时间。
②应答信号。当采集卡收到终端的上行信息时，立刻给出应答信号。此应答信号包含终端地址。
③交互信令。给出应答信号后，采集卡还对信号进行分析，对于需要进一步交互的信息内容，立刻在空闲信令及时间间隙后跟上交互信令，同时跟上一帧的时间间隙以接收上行信号。交互信令也是由两个部分组成：交互指令码和需交互的终端地址。当在交互信令的时间间隔得到上行信号时也需给出应答信号。当收到上行的结束信号时，取消该地址的交互信令。
终端所发FFSK信号分成两类：
①申请上行信号。终端控制板一直通过外部中断口对数据中心采集卡的下行空闲信令进行检测。当它有数据需要上行时，根据下行的空闲信令所得的时刻与现在这一刻进行比较判断，在下一时间间隙立刻发射数据。信号发送后立刻检测采集卡的应答信号，这一定时间内若无应答信号，则说明刚才的上行信号没有被采集卡检测到，需要再一次发送申请上行信号。一般而言，数据中心得不到数据是因为有两个或两个以上的用户“同抢”时隙。这样，再一次发射信息就要采用随机发射方式：根据本机的一随机数据发和函数得到一单字节的随机数，除以时间间隙数，得一随机余数。该随机余数即为本次申请上行信号发生所占的时间间隙。之所以要有一随机数据的发生函数，是因为采集卡的下行空闲信令之后的时间间隙的个数有限，为了效地干扰。若还不成功，就需要根据信息的重要程度不同进行不的处理：报警型就要重复刚才的过程，直到收到应答信号为止;一般的信息只需重复一定次数，若还不成功就可放弃。对于那些需进一步信息交互的内容，终端单片机对采集卡的下行信号进一步检测，当检测到交互信令时，就进行下一步的信息交互。申请上行信号由两部分组成：终端地址和真正上行信息。
②交互行信号。检测到交经信令时，终端就可以发送交互的上行信号了。一帧交互上行信号可根据实际需要设计得与一帧申请上行信号不一样长。当信息交互完毕时，终端发送结束信息，以便采集卡收回该终端的交互信令时序。由于下行的交互信号中包含地址内容，因此交互上行信号只有信息内容。为了数据输送的可检验，数据的传送通过CRC校验。
采用上述通信方式，通过试验数据传送既快无好，即使碰了多个用户“同抢”的情况也能将信息顺利上达。
3软件设计
在完成硬件设计和确定通信原理后，收发软件设计中，最主要是怎样把握时间间隙的计算。通过时间的延迟是可以达到这样的目的，但这样做要实现多样的延时，在实际试验中既不利于实现也不准确。我们采用的方法是：对芯片T35470，通过计算FFSK接收解调时钟输出RTM脚的脉冲个数来达到计时的目的。因为，此脚一直产生1.2kHz的方波，一个脉冲时间为0.83ms。比如，在终端每次发送信息应起振振荡线路，时间约为10ms。我们就可以通过计12个脉冲来达到延时目的。下行信号留出的每个时间间隙都应包括这12个脉冲的时间。实际上，随机函数也是通过计RTM脚脉冲的方式来实现的，这样也便于随机时隙的计算。
CATV信号 篇3
波分复用无源光网络(WDM-PON)作为一种实现高容量接入网的方案近来得到广泛的关注,在WDM-PON的方案中,利用波长路由器(例如波导阵列光栅AWG)取代光分路器,是一种较为有优势的方案,因为AWG带来的插入损耗较小,而且不需要具有波长选择功能的接收机,大大的简化了ONU的结构[1,2]。基于时分复用的PON系统,例如EPON和GPON,传输CATV的RF信号都是利用单一波长的广播方式,从局端(OLT)到用户单元(ONU)。但是如何在WDM-PON中广播有线电视(CATV)信号,目前还没有人专门研究过,特别是基于AWG的WDM-PON中。模拟CATV将来可能会淘汰,但基于CATV副载波频分复用的传输方式的数字电视广播(DVB)不会淘汰,所以研究它在WDM-PON中广播也有长远意义。在PON上传输时,模拟CATV与数字CATV技术上是基本相同的,所以可用模拟CATV信号进行讨论,简称之为CATV信号。在基于AWG的WDM-PON中,很难选取一个普通波长的光波去承载CATV信号以广播方式让所有ONU接收,因为远程结点(RN)是波长选择性的。我们的方案是设法让AWG所有的下行波道都承载CATV信号。本文提出了一种基于光纤放大器自发辐射(ASE)宽带光源的频谱分割的廉价高效方法,利用模拟或数字CATV信号强度调制ASE光载波,然后以广播的形式传到ONU端。
1 基于ASE光源的WDM-PON下行传输CATV信号的性能分析
1.1 基本方案及分析模型
一个典型WDM-PON结构框图如图1所示[1],设一个OLT带32个ONU。OLT中使用32个不同波长光发射机(Tx),下传给ONU1,ONU2,…,ONU32的数据以直接调制或外调制方式,加载到不同波长λi的光载波上发送,通过AWG将多波长信号复合到一根光纤上传输,在RN处解复用,并根据波长把信号分配给目的ONU的光接收机(Rx),完成下行传输。上传数据时,每个ONU使用一个特定的波长,因而不需要定时和网络同步,各个ONU可以随机接入。上传信号在RN处复用到一根光纤上,传到OLT接收端,经过波长解复用分路,由接收机阵列接收。CATV的传输方案是:在局端(OLT处),把CATV信号载入宽带光源(例如ASE光源),然后经过远程结点(RN)处的AWG(1×N)频谱分割,形成N个波长的WDM信道。
基于ASE光源的WDM-PON下行传输CATV信号的基本方案如图2所示,它包括宽带ASE光源,MZM调制器,AWG,光电探测器,传输光纤,合波器和分波器。CATV信号调制到ASE光源上与WDM-PON下行总信号合在一起传输。设计WDM-PON下行信号采用波段跟ASE光谱(经光波段滤波器,图中未示出)相差AWG的一个自由光谱范围(FSR)。为简化起见,我们只对CATV链路进行分析,由于WDM-PON下行信号可以分波隔离,所以不考虑其对CATV链路的影响。实验中,AWG可以用光滤波器代替。
在衡量该系统的性能时,噪声是不能忽略的因素。噪声包括均方散粒噪声,热噪声以及光源的相对强度噪声(即ASE-ASE拍频噪声)[3]。这些噪声的存在对接收端的信噪比会产生一定的影响,噪声过大会严重降低系统的信噪比。文献[4]中提到,拍频噪声电流和信号电流之间的关系是:
其中:I2sp-sp是拍频噪声电流,I2ASE是信号电流,Bo是频谱分割的光带宽,Be是电带宽,n0是偏振模式的种类,对于非偏振光,n0取2。
探测器PD接收的均方信号电流,均方热噪声电流,均方散粒噪声电流[5]以及均方拍频噪声电流分别如下:
其中:Ip是平均信号电流,m是单个频道的调制深度,e是电子的电荷,Be是等效噪声带宽(也等于单个频道的电带宽),对于PAL制式的电视系统Be=5.75 MHz,KB是波尔兹曼常数(1.38×10-23 J/K),T是热力学温度,RL是光电检测器负载电阻,F是前置放大器噪声系数,是频谱分割的光带宽。对于光电探测器而言,一般有:
其中:ρ是光电探测器的响应度,P0是平均接收功率。
若单独考虑每种噪声的影响,信噪比可表示为如下:
综合考虑这些噪声的影响,并且不考虑光纤链路的损耗,总的信噪比(CATV系统中也称载噪比)为
1.2 性能分析及仿真结果
光链路建模的结果如式(10),下面我们重点分析调制深度,平均接收功率,ASE分割带宽对信噪比的影响以及ASE分割带宽和色散对传输电带宽的影响,为此需要对一些器件的参数进行赋值:
1)光电探测器的响应度ρ=0.8 A/W,负载电阻RL=1 kΩ,噪声系数F=3 dB,温度T=290 K。光纤选取G.655和G.652,用于WDM系统和C波段,色散系数取6 ps/nm⋅km和17 ps/nm⋅km。
2)并且已知:e=1.60×10-19 C,KB=1.38×10-23 J/K。
3)ASE宽带光源选择ASE-1550-10系列,C波段1 530～1 570 nm,输出功率为10 dBm,WDM信道初始光带宽不妨取为0.8 nm,调制深度m一般取0.02～0.07,但是考虑到非线性失真,取0.04较为合理[6]。
4)为了和CATV信号调制ASE光载波作比较,DFB激光器的RIN(相对强度噪声)一般取为-155 dB/Hz。
将上述值代入到式(7)～(10)中,便可以得到以下仿真曲线图。
从图3可以看出当平均接收功率或者输入功率增加时,信噪比增加;当调制深度增加时,信噪比也增加,并且调制深度较大时,信噪比变化缓慢。但是并不是调制深度越大越好,因为调制深度的增加也增加了系统的非线性失真。
从图4可以看出,当输入功率较小时(因为平均接收光功率的大小一定程度上也反映了输入光功率的大小),热噪声较大,可以忽略散粒噪声和强度噪声;当输入功率较大时,拍频噪声占主导地位,可以忽略其他两者。图4表明,当平均接收功率大于-11 dBm时,ASE拍频噪声起主要作用,并且信噪比变化缓慢。
从图5可以看出当平均接收功率为0 dBm时,信噪比随着分割带宽的增加而增加;当分割带宽为1.6 nm时,调制度为0.04时,信噪比大于44 dB。对于中国制式的电视信号,用户接收端信噪比最低要求43 dB。
文献[7]说明了色散和宽带光源的谱宽对传输信号调制度的影响,进而影响信噪比:
其中:em(ω)为受色散影响之前的调制深度,mr(ω)为受色散影响后的调制深度。从图3可以看出当调制深度较大时,调制ASE光源的信噪比变化很小,所以色散对调制ASE光源的信噪比的影响很小;但是色散会降低传输电视信号的传输带宽。
ITU-T规定传输信号通过光纤传输L km的带宽定义为
其中:D是光纤的色散系数,Δυ是分割带宽,它和ASE的分割光带宽Bo紧密联系;ε是常数,可取0.115。
图6(a)和(b)分别是采用G.652和G.655光纤时ASE分割带宽和传输电带宽的关系,可以看出,当分割带宽不大于0.8 nm(对于G.652光纤)或1.6 nm(对于G.655光纤),在PON的传输距离内(20 km),完全满足传输电视信号传输电带宽750 MHz的要求。分割带宽0.8 nm符合ITU-T对密集波分复用信道间隔的要求。
1.3 对比调制DFB光载波
对于传统的残余边带副载波幅度调制(VSB-AM)的光纤有线电视(CATV)系统,使用的发射机是DFB激光器,它存在激光器的相对噪声RIN[8],DFB激光器替换图2中的ASE光源,其接收端对应的信噪比为
从图7可以看出,CATV信号调制ASE光载波比CATV信号调制DFB光载波的信噪比要低,主要原因是ASE光源频谱分割带来的拍频噪声比较大[9]。但是当分割带宽较大时,仍然可以达到43 dB以上。所以采用DFB激光器可以用于干线传输,而采用频谱切割的只能用于光纤到户。
1.4 实验改善ASE传输CATV信号的信噪比
在频谱分割WDM系统中,非相干光源引入的相对强度噪声远远大于其他的噪声源,在很大程度上限制了频谱分割WDM系统的性能。本文提出了一种利用光放大器的饱和效应抑制相对强度噪声,从而提高信噪比的方法。传统的抑制相对强度噪声(拍频噪声)的方法有以下几种:一是增加非相干光源的分割带宽[10],虽然实现起来比较容易,只需要改变WDM的通带带宽,但是增加分割带宽会带来邻近信道的串扰,且降低传输电视信号的频道数目,降低了传输带宽;二是利用光放大器的非线性饱和增益效应[11]有效抑制噪声。我们设计了一个实验,利用EDFA的饱和增益特性来改善系统的性能。具体的实验如下图8所示。
为了达到WDM-PON的广播特性,在这里我们是先调制RF信号源,然后再分割ASE的带宽。ASE宽带光源经过隔离器后成为线偏振光,然后经过MZ调制器,RF电载波调制光载波;然后经过分割带宽为1.6 nm的滤波器,得到窄带光波,经过EDFA放大,对强度噪声进行抑制,然后通过可调衰减器,对PD探测器的接收功率进行不同程度的衰减,最后由PD探测到的电载波经电频谱仪观察、测量。由于只选取了一路电视信号,故电频仪的等效噪声带宽取为5.75 MHz,RF信号源的频率取为750 MHz,是为了达到CATV电视信号目前传输带宽。
图9表明,在相同的调制深度下,加EDFA后信噪比比原来提高了3～4 dB。
2 结论
理论分析、数值仿真和实验结果表明:
1)本文提出的基于ASE宽带光源的频谱分割的数字CATV信号在WDM-PON中广播的方案是可行的,用户端信噪比能达到43 dB以上,符合CATV分配网的要求,可以用于光纤到户。
2)对于CATV信号调制宽带光源载波,适当增加输入功率和调制深度,有利于信噪比的提高;适当增加ASE的分割带宽,能够提高信噪比。
3)EDFA能够有效的抑制相对强度噪声,提高CATV信号在WDM-PON中传输的信噪比,对于WDM-PON的传输具有重要参考意义。
本文中的数学模型、仿真结果和实验结果对于分析WDM-PON下行传输CATV信号的性能,器件参数的选取都有一定的参考意义。
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