迟滞模型（共7篇）
迟滞模型 篇1
压电陶瓷因体积小、响应快、精度高等特点而被广泛应用于精密定位系统中, 但由于其存在迟滞非线性, 影响系统的控制精度, 并可能引起系统振荡, 造成系统不稳定［1—3］。因此对迟滞非线性系统建模与控制策略的研究具有重要的实际意义。
目前描述迟滞的模型主要有Preisach模型、Prandtl-Ishlinskii模型、Duhem模型、Maxwell模型等［4］, 其应用场合各不相同［5］。本文考虑Preisach模型是描述迟滞现象最广泛的一种, 并能够精确地描述各种迟滞现象, 故采用Preisach模型对迟滞非线性部分建模。对于迟滞非线性的控制方法分为三类: 一种是电压驱动开环控制方法; 一种是电压驱动闭环方法; 一种是电荷驱动闭环控制方法［6，7］。后两种控制方法应用范围较为局限, 对环境要求也较高, 多数学者将研究重点放在第一种控制方法中。其中逆模型串级补偿是减弱或消除迟滞特性的理想方法［8—10］, 也是研究热点之一。在模型逆补偿的基础上采用的控制策略一般有: 自适应控制、滑模控制、逻辑规则控制、鲁棒自适应控制等等。而单纯滑模控制策略依赖于数学模型并易发生抖振, 单纯自适应控制的设计方法则较为复杂, 故针对迟滞非线性系统, 采用自适应滑模控制策略。文献[8, 11]在Preisach逆模型串级补偿的基础上设计滑模自适应控制器构成闭环控制, 一定程度上提高了定位精度。由于Preisach逆模型串级补偿依赖于建立精确Prei-sach模型, 若不能获得精准的Preisach模型, 就会影响所获得的逆模型的精度, 便达不到理想的串级补偿将迟滞非线性线性化的目的。但是应用逆模型前馈补偿可避免由于无法获得精确的逆模型而影响串级补偿的效果。逆模型前馈补偿可提供补偿电压, 既可以一定程度上抵消迟滞特性, 又不依赖于原模型的精度。
本系统在Preisach逆模型前馈补偿迟滞特性的基础上, 采用自适应滑模控制策略, 设计自适应滑模控制器构成闭环控制。通过自适应滑模闭环控制, 提高系统的控制精度, 控制系统使其能无静差跟踪期望的输出。分析了本控制系统的稳定性并进行证明。仿真结果表明, 这种控制方法能有效削弱迟滞的影响, 并能保证跟踪期望输出的精度。
1 迟滞模型及逆模型的建立
Preisach模型即为带有权重的简单迟滞单元叠加的结果［12］, 即
式 ( 1) 中, γαβ[v] ( t) 为迟滞因子, μ ( α, β) 为权重函数, α、β 分别为其上升和下降的阈值。
定义1［13］迟滞因子
式 ( 2) 中, ± Ms代表电压在上升或下降的状态, Hα、Hβ为上升和下降的阈值。
关于Preisach逆模型, Borkatean M和Sprekels J已在数学领域论证其存在, 其存在定理如下。
定理1［14］Preisach逆模型存在性定理: 若Pre-isach权函数是非负的, 则Preisach逆模型存在当且仅当所有Everett积分是正数值。
定义2［14］Everett积分
式 ( 3) 中, α'≥β'; μ ( α, β) ≥0; △ ( α', β') 表示如图1 所示的 △abc所围成的区域T。
2 自适应滑模控制器设计
结合前馈迟滞逆模型不依赖于原模型的精确度及滑模自适应控制的优点, 设计控制系统如图2 系统控制框图所示, 由迟滞逆模型获得补偿电压作为前馈补偿, 系统误差为期望输出和实际输出之差, 作为自适应滑模控制器 ( ASMC) 的输入, v为广义系统输入, 由Preisach逆模型得到的补偿电压u'和控制器输入w组成。
本系统采用文献[11]中提出的压电陶瓷定位系统的数学模型, 可以近似为二阶系统特性描述［11］, 如以式 ( 4) 描述:
式 ( 4) 中, K为系统增益, t0、ξ 为二阶系统参数。
定义跟踪误差为
式 ( 5) 中, ys为系统期望输出, ym为系统实际输出。设计目标为对期望输出ys实现无静差跟踪, 即
且系统全局渐进稳定。
定义滑模函数为
式 ( 6) 中, c >0, 满足Hurwitz条件。
跟踪误差为
则
采用基于指数趋近律的控制方法, 即
式 ( 8) 中, ε 为趋近速度参数, ks为指数趋近参数。
本模型中采用基于指数趋近律的方法设计滑模控制器, 滑模控制系统的运动包括趋近运动和滑模运动。基于趋近律的滑模控制及可保证由状态空间任意运动点在有限时间内达到切换面的要求, 又可以改善趋近运动的动态品质。
将式 ( 3) 、式 ( 6) 代入式 ( 7) 中可得到滑模控制器。求出滑模控制器输出控制器为
由于滑模控制切换增益过大, 易发生抖动, 并且受外部干扰影响。而自适应控制在系统结构参数和初始条件发生变化或目标函数的极值点发生漂移时, 能够自动维持系统在最优工作状态。自适应控制器设计如下:
系统采用一般法选取Lyapunov函数, 定义Lya-punov函数为
式 ( 10) 中则
要保证迟滞系统是全局稳定的, 需要使Lya-punov导数为负定的, 故选取如下自适应律为
将式 ( 10) 代入式 ( 9) 中, 则
式 ( 13) 中u = w' + u', 将式 ( 10) 代入式 ( 11) 中, 得到
可得到
式 ( 15) 中, k > 0, ks> 0, 式 ( 15) 中可以看出等号右面两项均为负定的, 故选取的自适应律可以保证系统是全局稳定的。
根据Lyapunov稳定性理论, 为负定的, Lya-punov函数V为正定的, 本系统全局稳定。故有当t → ∞ 时, 即s → 0 时, e → 0, → 0, 所设计的自适应滑模控制律可保证系统全局稳定并使误差趋于零。
故最后可得出滑模自适应控制器输入为
3 仿真分析
模型数据选取参考文献[11]中, 由实验获得数据为K =1, t0= 2. 329 × 10－ 4, ξ =0. 681 3, ks= 1。利用Matlab对上述系统进行仿真, 对正弦信号进行跟踪。仿真结果如图3、图4 所示。
图3 显示了Preisach逆模型串级补偿时, 系统跟踪仿真的结果, 图中可以看出由于获得的Preisa-ch逆模型不精确, 从而影响系统跟踪信号的结果。图4 给出了逆模型前馈补偿跟踪正弦信号的仿真结果, 从图中可以看出, 采用逆模型前馈补偿可以有效减弱迟滞现象。并且能明显看出跟踪误差小并较平稳。
4 结论
针对迟滞非线性系统, 本文提出了Preisach逆模型前馈补偿结合滑模自适应控制方法。利用Pre-isach逆模型提供补偿电压, 减小由于无法获得精确逆模型带来的误差。为了进一步提高控制精度, 引入了自适应滑模控制方法, 并应用Lyapunov稳定性理论分析了系统的稳定性, 证明系统为全局一致渐进稳定。通过仿真结果说明提出的方法的有效性。
迟滞模型 篇2
汽车工业的发展对汽车设计水平及行驶性能提出了更高的要求,传统离合器从动盘式扭振减振器已难以满足当前汽车减振降噪要求。新型扭振减振器———双质量飞 轮 (dual mass flywheel, DMF)式扭振减振器在消减汽车动力传动系的扭振以及降低变速器、主减速器的齿轮噪声等方面均优于传统离合器式扭振减振器,在国内外得到了广泛的应用。
本文以周向 长弧形弹 簧式双质 量飞轮 (dircumferential arc spring dual mass flywheel, DMF-CS)作为研究对象。DMF-CS通过主次飞轮转动惯量、弧形弹簧扭转刚度以及内部阻尼三部分来控制汽车动力传动系统的扭振[1],通过主次飞轮转动惯量及弧形弹簧扭转刚度调整汽车传动系统固有扭振特性,使其一阶扭振频率低于怠速对应频率,避免共振,达到隔振效果。发动机启动、停止过程中,传动系统不可避免地通过共振区,此时将产生非常大的扭转角,DMF-CS通过其内部阻尼来降低扭振振幅,以达到阻 振效果[2]。 而弧形弹簧扭转刚度与系统内部阻尼的综合效果即反映DMF-CS的扭转特性。因此,研究DMFCS的扭转特性,分析弧形弹簧扭转刚度及系统内部阻尼的变化特征,获得DMF-CS的隔振、阻振特性,对DMF-CS扭振系统的设计具有指导意义。
近年来,国内对DMF-CS扭转特性的研究多集中于对弧形弹簧静刚度理论模型的推导[3,4],其研究大多忽略摩擦力的影响,与实际情况相比存在一定的误差。事实上,摩擦力的存在会导致实际测试刚度比理论计算刚度值大[5],同时,摩擦阻尼的存在使得DMF-CS在加载、卸载过程中存在能量损耗,产生迟滞非线性扭转特性[6]。因此,综合摩擦力的影响对研究对象进行分析,将与实际情况更接近。本文考虑摩擦力的作用,对DMFCS的扭转特性进行分析,建立DMF-CS迟滞非线性扭转特性模型,根据扭转特性试验数据对模型参数进行辨识,获得了与实际结果较为接近的DMF-CS扭转特性模型。
1DMF-CS扭转特性仿真
1.1DMF?CS工作原理
DMF-CS结构如图1所示。主飞轮与次级飞轮通过弹簧-阻尼系统连接构成二自由度扭振系统。主飞轮与曲轴紧密连接,由发动机驱动其运动。弧形弹簧周向安装,通过滑道约束其运动方向,使其沿周向运动。弹簧与滑道之间填充润滑脂以减小磨损。传力板通过弧形弹簧的压缩使扭矩由初级飞轮传递至次级飞轮,即由发动机传递至离合器。DMF-CS的弧形弹簧由两组嵌套式内外弧形弹簧对称安装构成,组成并列式弹簧系统, 其中一组弹簧组成形式如图2所示。内外弹簧存在安装角度差,使得DMF-CS的扭转刚度表现为分段式特征,以满足不同工况下的减振要求[3]。
1.2弧形弹簧力学模型
DMF-CS在工作过程中通过其刚度及惯量组成来改变传动系统的固有扭振特性以达到隔振效果,同时传递发动机输出的扭矩至动力传动系统。 扭矩的传递通过压缩弧形弹簧完成。弧形弹簧在被压缩的过程中,不可避免地受到滑道摩擦力的作用。弹簧与滑道之间填充润滑脂,由摩擦学原理可知,只有当弹簧与滑道相对速度足够大时,两者才能完全分离,此时润滑脂达到流体动压润滑状态[7]。弹簧与滑道的相对速度即为双质量飞轮的扭振速度,即使在共振点时,由于摩擦力的存在,系统产生阻尼,双质量飞轮的扭振幅值也会被削弱,因此,弹簧与滑道较难被完全分离,将同时存在两固体表面的直接接触以及润滑脂形成的流体动压油膜,即边界润滑状态。
而DMF-CS在发生整体扭转时,弧形弹簧相对运动速度更小,弹簧与滑道之间的动压油膜的面积相对于直接的材料接触面积可以忽略,因而可以忽略由润滑脂产生的黏性阻尼力,认为弹簧与滑道之间为干摩擦状态。DMF-CS工作过程 中,其扭矩存在加载、卸载状态,弧形弹簧在加载与卸载过程中由于变形方向的变化,将会受到不同方向的干摩擦力,使得加载与卸载过程存在着不同的受力情况。对弧形弹簧的分析,采用离散化方法[3,4],即将其离散成线性弹簧单元,分析弹簧单元受力,从而推导弧形弹簧整体的扭转特性。 使用离散化方法需满足以下前提条件:1每个弹簧单元是线性的,满足直弹簧设计理论;2每个弹簧单元的变形方向一致,均沿周向变形;3忽略弹簧惯性力的影响;4长弧形弹簧单元是等节距的。
弹簧单元在变形过程中会受到前后弹簧单元的弹性力作用,前后弹簧单元的弹性力存在角度差,产生径向分量,由此产生滑道对弹簧的正压力,使得弹簧单元受到与变形方向相反的摩擦力作用。弹簧单元受力如图3所示。Fi-1为第i-1个弹簧单元作用于第i个弹簧单元的作用力;Fi为第i+1个弹簧单元作用于第i个弹簧单元的作用力;Ni为弹簧单元所受的支撑力;Ff i为弹簧单元所受的摩擦力;φi为弹簧单元被压缩后对应的圆心角,i=1,2,…,n,n为弹簧有效圈数。此外,R为弧形弹簧 外圈分布 半径,其中,2R = 2R0+ D+d,R0为弧形弹簧轴线分布半径,D为弧形弹簧中径,d为簧丝直径。
图3描述了加载时弹簧单元的受力,此时摩擦力方向为逆时针方向,弹簧单元被顺时针压缩。 卸载时,摩擦力将会反向,弹簧单元逆时针方向恢复形变。摩擦力的方向由弹簧单元所受弹性力大小决定。建立弹簧单元静力学模型:
式中,f为弹簧与滑道间的摩擦因数。
根据假设条件1,弹簧单元呈线性特性,若其线刚度为k(N/m),弹簧单元初始圆心角为φ0, 则弹簧单元变形后圆心角为
由线性弹簧设计理论[8],有
式中,G为弹簧材料的剪切模量。
若弧形弹簧初始分布角为ф,则有
弧形弹簧总变形角为θ,则由式(2)可得
由式(1)可获得弹 簧单元弹 性力递推 关系式。加载时,若初始扭矩较小,使得弹簧单元不能发生形变,则此时弹簧单元将受到静摩擦力的作用,即
式中,Fs1为加载时静摩擦力。
随着扭矩的增大,静摩擦力增大,当静摩擦力等于动摩擦力时,弹簧单元开始发生形变,此时Fi-1cos(φi/2)≥Ff i,且Fi-1> Fi。由式(1),则有
综合式(6)、式(7),可获得弹簧加载时弹性力递推公式:
卸载时,其初始状态为加载的最终状 态,即Fi与Fi-1均由式(7)描述。当Fi-1开始减小,但Fi-1依旧大于Fi时,弹簧单元此时受到与Fi同向的静摩擦力的作用,即
式中,Fs2为卸载时静摩擦力。
当Fi-1继续减小直至小于Fi时,弹簧开始恢复形变,此时摩擦力则为与Fi-1同向的动摩擦力。
由式(1)则有
综合式(9)、式(10)可得弧形弹簧卸载时弹性力递推公式:
式中,Fi-1,max为加载最终状态时Fi-1的值。
由式(2)、式(3)、式(5)、式(8)、式(11),通过计算程序可以获得弧形弹簧传递扭矩FiR0与总转角θ之间的关系。
1.3DMF?CS扭转特性仿真分析
根据式(2)、式(3)、式(5)、式(8)、式(11),应用MATLAB软件设计 计算程序。给定弹簧 几何、材料参数,输入扭矩,通过计算程序可获得弧形弹簧传递扭矩FiR0与扭转角θ 之间的关 系。 由DMF-CS的结构特征可知,内外弧形弹簧存在着角度差,初始时外弹簧工作,其扭转刚度表现为外弹簧作用的结果;当内弹簧开始工作时,DMFCS扭转刚度增大,此时扭转刚度表现为内外弹簧共同作用的结果。分别对内外弧形弹簧进行分析。本文分析的DMF-CS与VM型发动机进行匹配,其型号为JMGE100506ORAA,表1所示为其内外弧形弹簧的几何参数与材料参数。
弹簧与滑道之间的摩擦因数由弹簧与滑道材料、两表面的接触形式、粗糙度等因素决定[9],较难计算出准确的摩擦因数值,因此本文通过选取不同的摩擦因数值,分析不同摩擦因数下DMFCS的扭转特性。这里分别 选取摩擦 因数为0、 0.04、0.08、0.12对DMF-CS扭转特性进行仿真计算。
给定内外弹簧输入扭矩分别为100N·m、 200N·m,输入表1中内外弹簧各项参数,由计算程序分别获得内外弹簧的扭转特性曲线,如图4、图5所示。
通过计算程序分别计算出考虑摩擦力影响的内外弹簧加载与卸载时的计算扭转刚度值,如表2所示。
N·m/rad
由表1可知,内外弹簧安装角度差为10°,同时,DMF-CS弧形弹簧与滑道之间存在着2°的空载区域[3]。由弧形弹簧布置特征可知,该DMFCS存在两级扭转刚度值,参考文献 [3],该类型DMF-CS两级扭转刚度工作角度分别为2°~12°、 12°~45°,文中给定最大变形角度为36°,综合内外弧形弹簧的扭转变形,可获得不同摩擦因数下DMF-CS的扭转特性曲线,如图6所示。
由仿真结果可知:1加载与卸载过程中,弧形弹簧的扭转刚度均呈现线性特性,且随摩擦因数的增大而增大,同时DMF-CS的扭转刚度呈现分段线性特性;2由于摩擦力的存在,DMF-CS扭转特性呈现非线性迟滞特性,其滞回环面积随着摩擦力的增大而增大;3由摩擦力产生的系统内部阻尼随着扭转角的增大而增大;4仿真产生的弧形弹簧扭转特性滞回曲线均以摩擦因数为0时的扭转特性曲线为基架。
发动机在启动和停止过程中,转速必将经过轴系共振转速区(低于怠速),动力传动系统将产生较大的扭转角。由DMF-CS的扭转特性仿真结果可知,DMF-CS具有较低一级扭转刚度,根据VM发动机的示功图,DMF-CS一级扭转刚度工作区对应发动机转速约低于1150r/min[3]。又由于DMF-CS摩擦阻尼随着扭转角的增大而增大, 因此在发动机启动、停止阶段,DMF-CS具有较小的扭转刚度以及较大的摩擦阻尼,能够有效地降低共振转速范围,并在共振发生时通过摩擦阻尼耗能削弱共振幅值,具有较好的减振效果。
2DMF-CS迟滞非线性扭转特性模型
由上述仿真结果可知,摩擦力随着弹簧力的增大而增大,而摩擦因数为常数,则摩擦力随扭转角的增大而增大,呈线性,且当加载结束到卸载开始过程中存在着黏滑效应,因而可用黏滑库仑摩擦力模型来描述其摩擦力。同时,DMF-CS扭转特性曲线近似以无摩擦力时的扭转特性线为基架,则可由无摩擦力时的扭矩加/减由摩擦力引起的扭矩获得加载/卸载时的扭矩。
可用弹性恢复力矩及迟滞非线性摩擦力矩两部分之和来表示传递扭矩,其中,弹性恢复力矩表示其扭转特性基架线,如下式:
式中为忽略摩擦时弹簧扭转刚度;μ为弹簧与滑道之间的等效摩擦因数;为弹簧受滑道的当量正压力为弧形弹簧运动速度。
由前述分析可知,DMF-CS存在两级扭转刚度,即第1节仿真结果表明,DMF-CS扭矩随扭转角呈线性变化,而随着弹簧变形量的增大而增大,且摩擦因数为定值,因而随扭转角θ(t)呈线性变化,可将其写成,n0为常数,单位为N/rad。则式(12)可写成
令系数,kf为量纲一常数,则由式(13)描述的模型可写成只需识别该系数的形式:
3DMF-CS扭转特性试验
DMF-CS扭转特性试验台由涡轮减速器、刚性联轴器、扭矩传感器、DMF-CS、角度传感器等组成,如图7所示。涡轮减速器作为动力源,传递扭矩至整个轴系;固定次级飞轮,由扭矩、角度传感器分别测量主飞轮扭矩与角度变化,由此转换成DMF-CS的传递扭矩与扭转角。传感器信号由NI PXI 6259数据采集卡采集,通过LabView软件进行信号读取、存储和分析与处理。试验过程中匀速缓慢加载与卸载,分别记录加载与卸载时的扭矩与角度数据,对数据进行重采样、剔除异常点处理,获得DMF-CS扭转特性曲线,如图8所示。
4DMF-CS扭转特性模型识别
将上述试验数据以及无摩擦时扭转刚度值代入式(14),可计算出一系列kf值,如图9所示,图中数据大致落于0.06~0.1区间内。对数据点求取平均值,可得。将代入式(14),可计算出一系列扭矩值,与试验数据进行对比,获得扭矩误差值:
式中,j为试验数据点。
扭矩误差分布如图10所示。由图10可知, 误差扭矩围绕横坐标(误差值等于0)呈上下波动趋势,且扭矩误差落于(-3,5)N·m区间。由上述结果可知值是可靠的。
将代入式(14),综合DMF-CS结构特征,可将其扭矩模型写成如下形式:
根据该模型,获得该DMF-CS的扭转特性曲线,如图11所示。
对比模型识别结果与试验结果可知,两者较为接近,该模型能够较好地描述该DMF-CS的扭转特性。上述结果表明,由分段线性弹性恢复力矩与库仑摩擦力矩的叠加形式来描述DMF-CS的扭转特性是可行的,进一步说明了DMF-CS扭转特性 是其扭转 刚度及系 统内部阻 尼的综合 表现。
5结论
(1)采用离散化方法推导出干摩擦作用下的DMF-CS弧形弹簧力学模型,并由此获得不同摩擦因数下的DMF-CS扭转特性曲线。该DMFCS扭转特性曲线呈现迟滞非线性特性,其滞回环面积随着摩擦因数的增大而增大,滞回线以无摩擦时的扭转特性曲线为基架。
(2)根据DMF-CS扭转特性仿真结果建立其扭转特性模型,由弹性恢复力及摩擦阻尼力两部分组成,通过试验数据对摩擦参数进行了辨识,获得了该类型DMF-CS迟滞非线性扭转特性模型。
迟滞模型 篇3
1 资料与方法
1.1 一般资料
选取2010年12月至2011年12月由我院康复中心评测的诊断为MR儿童共116例, 随机分为两组, 入组患儿均接受一般MR康复治疗, 治疗组和对照组, 每组58例。治疗组中除接受MR康复治疗, 均口服小儿智力糖浆治疗;对照组中仅接受MR康复治疗, 不口服小儿智力糖浆治疗。治疗组中, 男39例, 女19例, 年龄8个月～11岁, 对照组中, 男41例, 女17例, 年龄9个月～12岁。两组患儿年龄、性别、病程、病情程度等一般情况方面无显著性差异, 具有可比性。
1.2 方法
1.2.1
所有病例在进入治疗前均详细询问出生史、生长发育史、家族史、围生期情况、母孕史等, 同时详细询问患儿母亲的文化程度、对患儿的抚养方式、家庭经济情况等。智商测定均采用《中国-韦氏儿童智力量表》[2]和《婴儿-初中学生社会生活能力量表》进行测试。根据智商和适应能力受损的程度, 定为轻度:IQ 50～69分, 适应行为轻度缺陷;中度:IQ35～49分, 适应行为中度缺陷;重度:IQ20～34分, 重度缺陷;极重度:IQ<20分, 明显重度缺陷。纳入标准[3]:采用同一智力测量表评定: (1) 智力明显低于平均水平, 即智商低于人群均值2个标准差。 (2) 适应行为缺陷。 (3) 表现在发育年龄。排出标准:孤独症、遗传代谢疾病等进行性疾病。
1.2.2 用药及治疗
入组患儿均接受一般MR康复治疗, 治疗组中58例均口服小儿智力糖浆治疗。 (葵花药业集团重庆有限公司生产, 规格:10m L/支) 。用法:10 m L/次, 3次/d;疗程为3个月。
1.3 疗效评定标准
由专业医生对患儿进行监测指导, 采用韦氏智力测验、婴儿～初中生社会生活能力量表、bayley婴幼儿智能发育量表进行检测, 根据卫生部《中医新药临床研究的指导原则》评价, 在治疗满3个月时重复进行以上测试, 观察治疗效果。
1.4 统计学方法
应用SPSS13.0软件对所得数据进行统计学处理。P<0.05为差异有统计学意义。
2 结果
2.1 MR患儿的病因
116例智力低下儿童, 108例病因明确, 8例病因不明。108例病因明确患儿的病因见表1。
2.2 轻、中、重、极重度MR患儿治疗组、对照组治疗前后智测结果
极重度治疗组MR患儿治疗后IQ均值比治疗前提高5.9分, 对照组提高4.0分, 治疗前后及两组间比较差异显著;重度MR患儿治疗后IQ均值比治疗前提高5.8分, 对照组提高4.5分, 治疗前后及两组间比较差异显著;中度MR患儿治疗后IQ均值比治疗前提高9.0分, 对照组提高6.4分, 治疗前后及两组间比较差异显著;轻度MR患儿组治疗后IQ均值比治疗前提高8.4分, 对照组提高6.7分, 治疗前后及两组间比较差异显著。见表2。
用成组t检验比较治疗组前后IQ, P<0.05, 治疗前后IQ有明显差异;用χ2比较两组治疗后IQ, P<0.05, 治疗组较对照组IQ有明显差异
3 讨论
MR是智力损伤发生在发育时期的智力残疾, 主要表现感知、记忆、语言和思维方面的障碍。在幼儿时期主要表现大运动、语言、精细动作全面落后。我国1988年的调查显示, 全国0～14岁儿童MR平均患病率为1.07%[3], 可见其有较高的患病率。儿童精神发育迟滞的康复受多方面因素的影响。在我国, 过去由于社会经济条件以及医疗条件的限制, 对这些患儿的康复治疗未受到足够的重视, 使得许多患儿错过了最佳治疗时机, 致使他们在认知、语言及肢体运动等方面明显落后于正常儿, 随着年龄的增长, 他们与正常儿之间的差距越来越大, 并可出现心理及社会适应等诸多问题。因此早期治疗MR患儿, 使他们尽早回归社会, 减轻家庭和社会的负担, 已成为医务工作者重要的责任。
本文116例MR患儿病因中, 生物医学因素占70.2%, 该比例与相关报道[4,5]相似, 而且以产前因素和产时因素为主, 母孕期疾病的发生率较高, 达27.59%, 先兆流产者为24.14%, 患儿出生时的窒息发生率达22.41%。这说明MR的发生与围产期的因素, 特别是窒息有关, 所以创造良好的妊娠环境, 做好孕产期保健工作, 提高围生期医学水平, 及时识别及纠正窒息, 以预防和减缓MR的发生。有研究也发现社会心理因素对儿童智力的发育影响很大, 已经发现绝大多数MR均与社会心理因素有不同程度的关系, 特别是轻度MR[6]。大部分MR儿童在学龄期才被老师或家长觉察, 这可能与母亲的文化程度较低, 父母对MR的不良后果缺乏充分的认识, 不重视学龄前尤其是4岁前儿童的智力教育, 不了解早期干预的重要性, 以致未能及时发现, 错失了早期诊断、早期干预的机会有关。本文MR儿童残疾严重程度高, 轻型与重型病例之比为1.2∶1, 接近于国内普通儿童人群MR轻型与重型之比1.5∶1的报道[7]。
中医认为MR是因为儿童先天不足, 髓海不充, 脑失所养所致, 中医辨证属于阴阳失调、心神不宁。治疗以调理阴阳为其根本治则, 小儿智力糖浆收载于部颁标准中药成方制剂第八册, 是由远志、石菖蒲、雄鸡、龙骨、龟甲等药材经提取加工制成的中药复方制剂, 具有开窍益智, 调补心肾, 滋养安神等作用。本组方来源于《千金方》中的“孔圣枕中丹”, 以“脑为髓之海”, “肾可主骨生髓”, “后天济先天”等中医理论为基础, 小儿智力糖浆中, 龟甲滋阴潜阳, 益肾强骨, 养血补心, 既能滋肾阴又能潜肝阳;龙骨入心、肝、肾经, 本方取其镇惊安神之功, 与远志配伍则交通心肾;菖蒲归心、脾经能开窍又能宁心安神:远志主人心肾经, 既能开心气而宁心安神, 又能通肾气而强志不忘, 并能交通心肾, 安定神志;《神农本草经》认为雄鸡能使人上通神明, 辟除邪秽不祥之气, 但凡体质虚弱或久病虚损者, 用之足以滋补强壮。诸药合用, 既能滋补肾阴, 又能潜伏肝阳, 通过调理小儿体内阴阳平衡而标本兼治, 对于由阴阳失调、心肾不足、肝阳偏亢证引起的小儿轻微脑功能障碍综合征疗效显著, 对儿童智力发育差及健忘, 也具有一定的疗效。国内学者也有研究发现小儿智力糖浆经智力实验和对离体动物脑组织脂质氧化作用的测定, 有明显增强智力思维的作用, 对脑组织脂质过氧化作用有明显的降低, 对小儿智力发育迟缓和脑功能障碍综合症有明显的改善作用[8]。
本文通过对智力低下儿童采取药物、智力运动机能训练的综合干预, 结果表明, 轻度、中度、重度、极重度MR患儿的IQ均值都有提高, 治疗组与对照组之间有显著性差异 (P<0.05) , 本文结果显示, 对于MR患儿予小儿智力糖浆和综合康复治疗的干预, 有助于其智力水平的提高。
综上所述, 对于MR患儿应早期、积极地进行智力、运动机能整合训练, 辅以药物治疗, 研究结果已经表明[9], 从新生儿期开始进行早期教育可以促进正常儿智力发育, 预防因社会心理因素引起的MR, 干预得越早, 坚持的时间越长, 效果就越好。而且许多MR儿童最终的预后在很大程度上取决于家长对儿童的态度以及对患儿功能障碍及能力低下的有效处理。家长和医生的全面配合, 对MR患儿采取早期综合干预, 开发患儿的潜能、使损伤的大脑达到最大程度的代偿和重塑十分重要。
参考文献
[1]邹小兵, 静进.发育行为儿科学[M].北京:人民卫生出版社, 2005:331.
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迟滞模型 篇4
磁致伸缩材料、压电陶瓷等智能材料均存在迟滞非线性现象。非线性特性的存在使智能材料重复性降低，瞬态位置响应速度变慢，可控性变差。为减小这种非线性特性所造成的不良影响，更好地发挥智能材料的性能，很多科研机构和研究人员正在从事迟滞非线性系统建模及控制方法等方面的相关研究，因此，许多迟滞建模方法和控制技术应运而生，并日趋成熟、完善[1]。在迟滞建模方面，Preisach模型是应用最广的一类迟滞模型[2,3,4],1935年Preisach等人建立了比较完善的迟滞模型—Preisach模型。1997年PingGe为了适应迟滞补偿的需要，建立了改进的Preisach模型。并用该模型大幅提高了迟滞系统的跟踪精度。压电陶瓷等智能材料的迟滞系统可以通过串联Preisach模型和系统传递函数准确反映其迟滞特性。在非线性迟滞模型辨识方面[5]，可以通过最小二乘法进行离线辨识，最小二乘思想最早于1975年由高斯(K.F.Gauss)提出来，被广泛应用于系统辨识和参数估计，甚至在许多辨识方法失效的情况下，最小二乘法却可以提供对问题的有效解决办法[6]。也可以依据对象的输入/输出数据，不断地辨识模型参数以进行在线辨识，随着科学研究的不断进行，通过在线辩识，模型会变得越来越准确，越来越接近于实际，神经网络[7,8]是20世纪末迅速发展起来的一门高等技术。已经在各个领域得到了广泛地应用，神经网络辨识为解决未知不确定非线性系统的辨识问题提供了一条新的思路。神经网络辨识方法可以精确地模拟出迟滞系统。在辨识模型不断的改进下，基于辨识模型综合出来的控制方法也将随之不断的改进。
本研究通过辨识的传递函数建立其逆模型控制系统，根据对迟滞逆模型是否进行在线调整，可将控制方案分为动态控制和静态控制方案。本研究属于静态控制。静态补偿方案以Ping Ge,Samir Mittal,Sumiko Majima等为代表[9]。笔者在逆模型控制过程中加入PID控制器[10]，通过调节PID参数，使控制系统逐渐适应误差变化，最终将迟滞系统调整到一个满意的工作状态。本研究针对智能材料迟滞非线性现象，进行迟滞系统建模;然后，对迟滞系统进行系统辨识;最后，对辨识系统进行控制研究。
1 迟滞系统的建立
通过研究得出将Preisach模型和系统传递函数串联得到的迟滞系统能够达到比较理想的迟滞效果，迟滞系统能够准确地反应压电陶瓷等智能材料的迟滞特性。在相关的研究中已经得到论证[11]。迟滞系统结构如图1所示。
本研究采用Preisach模型做为纯迟滞模型，具有普遍意义。Preisach模型由最简单的滞回发生器γαβ叠加构造而成。尽管每个发生器仅能表现出一个局部记忆滞回，但叠加在一起就表现为全局记忆性。给定这一族发生器任意的权重函数μ(α，β)(该函数具体数值的选用取决于Preisach函数的构造)。其函数式为:
式中:x(t)—驱动器的输出，u(t)—输入。
由式(1)可知，Preisach模型函数为连续的双重积分函数，所以不便于模拟仿真，于是把积分模型离散处理，将Preisach模型采用Matlab/Simulink中的43个backlash算子叠加形成。通过设置backlash中deadband width参数达到叠加效果。每个算子的deadband width为1/7，这样得到的Preisach模型迟滞特性能够满足研究需求。输入信号通过多个迟滞算子叠加在一起得到迟滞输出信号。本研究采用u(t)=sin(πt)作为输入信号，得到的迟滞模型如图2所示。
然后本研究将得到的Preisach模型和系统传递函数串联起来，二阶传递函数作为系统传递函数在压电陶瓷等智能材料具有一般代表性，如超磁致伸缩微位移驱动器(GMA)中，根据GMA机电系统动力学模型和牛顿第二定律可知GMA系统传递函数为二阶传递函数[12]，在Matlab中通过模型转化命令可以实现离散传递函数和连续传递函数之间的相互转换[13]。所以本研究采用离散二阶传递函数作为系统传递函数具有一般代表性，选用传递函数为G(z)=(-0.2z+0.2)/(z2-1.1z+0.1)，输入信号通过迟滞系统得到输出y(t)如图3所示。
2 迟滞模型的系统辨识
通过输入信号u(t)和迟滞系统得到输出数据y(t)进行模型的参数辨识。根据辨识方法和精度不一样，系统参数辨识可以分为离线辨识和在线辨识。离线辨识常用的辨识方法为最小二乘法。在线辨识方法比较广泛，本研究主要采用神经网络辨识方法。
本研究通过分析最小二乘法和神经网络辨识原理，然后对迟滞系统进行辨识，再比较离线辨识和在线辨识的辨识结果。
2.1 最小二乘法辨识
离散系统函数表达式为:
本研究采用最小二乘法来确定模型参数，待估参数向量θ为:
式中:φ—数据向量。
对象式(2)可以写成如下最小二乘形式:
其中:。
利用最小二乘法得到系统辨识参数θ为:
通过迟滞系统输入信号u(t)和输出数据y(t)得到最小二乘法辨识参数为:
式(2)在零初始条件下，取Z变换:
得到的辨识传递函数为:
辨识原理图如图4所示。实际输出和最小二乘法辨识输出以及比较误差如图5所示，输入信号y(t)和辨识系统输出信号yG(t)之间误差e(t)是比较小的，从而确认式(7)二阶模型的有效性。
P—迟滞系统;v(t)—干扰信号，由Matlab中噪声信号得到;y(t)—迟滞系统输入信号u(t);yG(t)—辨识输出信号
2.2 神经网络辨识
由于神经网络优越的自调整和自适应性，本研究采用神经网络辨识方法进行迟滞模型参数辨识，神经网络的辨识方法如图6所示。
P—图1所示迟滞系统;v(t)—干扰信号;y(t)—迟滞系统∧输入信号u(t);—辨识输出信号;e(k)—比较误差
神经网络辨识原理为:
令θ为神经网络权值w:
神经网络训练规则为:
其中:
式中:ci—加权因子，0
本研究使用离线辨识二阶模型估计参数作为神经网络在线辨识加权系数的初始值。这将减少在线辨识的计算时间。根据式(11)和式(12)，得到迟滞系统的神经网络辨识模型。二阶模型辨识参数结果如图7所示。神经网络辨识模型输出和迟滞模型实际输出以及相关的误差如图8所示。因为误差很小，辨识输出和实际输出几乎重叠。
根据图8得到迟滞系统输出和神经网络辨识输出误差已经非常小，可以得出Matlab/Simulink搭建的神经网络辨识模型能够准确地辨识出迟滞系统的模型参数，从而说明神经网络辨识方法的有效性。
通过观察比较离线和在线辨识，离线最小二乘法每次的辨识结果只能得到一组参数，这样的辨识程序运行速度快，但是得到的参数误差相对比较大。神经网络辨识采用在线辨识，对参数进行实时调整，程序运行速度比离散有所减慢，但使得辨识参数和传递函数系数之间误差最小化，能找到最优辨识参数。
3 控制系统的设计和执行
通过系统辨识得到辨识传递函数模型，本研究针对辨识传递函数模型提供了两种控制方法:一种是逆模型控制系统，这是一种完全的开环控制系统，不需要任何反馈数据的控制器;另一种是前馈逆模型PID控制系统，这是一种闭环反馈系统，能够实时调整参数达到最佳控制效果。
3.1 建立逆模型控制系统
逆模型控制系统原理如图9所示。
yd(k)—迟滞系统输入信号;G-1(z)—逆模型;P—迟滞系统
最后，得到输出y(k)为:
逆模型稳定的前提是辨识得到传递函数必须稳定，根据离散传递函数稳定条件，传递函数必须是最小相位系统，其零点必须在z平面的单位圆里。如果传递函数是稳定的，那么直接用传递函数倒数可以得到系统的逆模型。即:
如果传递函数不稳定，那么式(7)不能直接用作建立逆模型控制系统，需要构建逆模型G-1(z)，逆模型有点滞后于迟滞系统，通过之前设计好的函数模型G1(z)和最优函数模型G2(z)来设计逆模型。即:
其中，之前设计好的函数模型为:
最优函数模型为:
其中:Δ≥1。
最优函数模型是不稳定的，因为它的极点不在z平面单位圆里面，所以G2(z)可以扩展为:
由于辨识传递函数是稳定的，直接通过式(17)可以得到逆模型。通过逆模型控制得到补偿效果如图10所示。
3.2 建立前馈逆模型PID控制
为了提高系统的鲁棒性，更好操作参数变化。本研究设计一种前馈逆模型PID控制方法。其原理如图11所示。
yd(k)—迟滞系统输入信号;G-1(z)—逆模型;P—迟滞系统;PID—误差控制器
前馈逆模型PID控制数学模型为:
其中:
前馈逆模型PID控制器的控制结果如图12所示，通过图12得出:输入信号与前馈逆模型PID控制的输出信号已经很接近，两者之间误差已经很小。为了更好说明前馈逆模型PID控制器的有效性，测试前馈PID控制器的控制能力，可以在不同频率下进行控制。本研究还采用u(t)=2sin(2πt)+10sin(0.5πt)作为输入信号，得到控制结果如图13所示。图12、图13结果说明控制器可以有效跟踪动态输入信号，实现对迟滞系统有效补偿控制。
通过相同输入信号u(t)=sin(πt)作用，逆模型控制方法和前馈逆模型PID控制方法的补偿结果如图10、图12所示。为了更直观地比较两种控制方法的控制效果，本研究采用均方根误差来比较。其计算公式为:
得到的比较结果如表1所示。最后可以得到前馈逆模型PID控制方法能更有效进行迟滞补偿。
4 结束语
本研究运用Preisach模型和系统传递函数建立了迟滞系统，通过辨识结果说明离线和在线辨识方法都能有效辨识迟滞系统，从辨识误差分析结果可以看出，神经网络在线辨识方法能非常精确地辨识迟滞系统。由迟滞系统补偿结果来看，迟滞非线性已基本得到消除。该结果说明所提出的前馈逆模型PID控制是可行的，但此时要注意PID参数的选取，避免出现饱和、振荡等情况的发生。
迟滞模型 篇5
由汽车电池存在着的充电状态(So C)与运行状态(So H)[1,2]。在汽车照明用电中,出于降低汽车电气故障的要求[1],同时也是高亮度LED驱动电路的正常使用要求,应对其电池供电情况通过检测电池电压来实现工作管理。这里所说的工作管理,并不是对汽车整个动力控制系统工作的电池管理[2],而是在原有管理系统外,独立增加的照明系统所需部分进行管理。
在汽车照明中,高亮度LED“相对于电流输入后需要几秒响应时间才可以点亮的传统卤素灯,LED光源的响应时间几乎是零”[3,4];“使用LED光源的组合尾灯可以节约200W左右”[3,4]以及LED在外形尺寸上的优势等,均促使其得到了广泛的推广应用。
作为汽车电池供电,因动力控制系统工作时电池内阻存在,将带来电池电压的较大幅度波动。这种波动会以多种方式表现。常见的是:其一,+12V电池电压因动力系统工作所发生的超过±30%的波动,从而要求LED驱动器在一定的电池电压范围内(本设计设置为6.9V~16V范围),应稳定正常工作;其二,处于设定电池范围的边沿处(如6.9V、16V时,电源的上下波动)可能使LED驱动电路在保证工作范围时,出现LED反复开关的闪烁现象。基于这二个方面,应要求LED驱动电路的工作应采用如下图1.车用电池迟滞电压管理控制模型,来实现。这里在6.6V~7.2V、15.6V~16.4V两个区段,呈现出迟滞比较控制关系。
1 电路设计
电路上,在“基于单片机和LED的汽车照明系统设计[4]”所述电路中,因其所使用的驱动器为XLT604,为降压型LED驱动器,既在串接多颗LED时,因串接的LED总电压应低于外接电源+12V,而限制了LED串接颗数。而若采用LED并联应用,将使得恒流电感与开关场效应管的工作电流增大,使电路发热,电源效率降低。而在“MSP430在单电池供电的LED照明中的应用[5]”所述电路,其过低的电源供电电压,并不适合车载情况。但二者的电路功能块结构是值得参考的。
本设计所采用的单片机为PIC系列单片机中的PIC12F675[6],其完成电池电压检测,并接受带有光敏检测的人体热释红外线模块AS801[7],完成对升压型LED驱动电路XL6006[8]的工作管理控制。电路如图2所示。
图中8颗3W高亮LED串联组合,由XL6006[8](深圳市流明芯半导体照明科技有限公司)实现驱动。XL6006是一颗180KHz固定频率的升压型LED驱动器。其工作的电源电压较宽,可达到3.6V~32V,最大开关电流≥5A。对8颗3W高亮LED串联组合电压,以单颗LED正向电压3.2V、工作电流730m A计,为8×3.2V=25.6V。由本设计的电源供电范围:6.9V~16V,并经迟滞管理后的工作范围变为:6.6V~16.4V,其依然能够保证正常的升压工作特性。依据其手册所述的转换效率大于94%,因所用的周边器件关系,设在本设计中为88%,则对应6.6V电源时,电源的供电电流应大于:25.6V×0.73A/(6.6V×0.88)=3.2A;而对应16.4V电源时,电源的供电电流应大于:25.6V×0.73A/(16.4V×0.88)=1.3A。电路中的升压电感LA1的工作频率特性、线径等,直接影响着电路的工作效率,本设计采用了PM5022-470M-RC[9]。
XL6006的第2引脚EN端是XL6006的开关驱动器与PWM电流控制双功能控制端,这里将其接到单片机PIC12F675的第2引脚GP5,由单片机对其实现开关控制。值得注意的是:应用中,应保证LED串接后的总电压应大于电池供电电压3V以上,否则XL6006将失去升压特性,而使该EN引脚的控制功能失效。
图中,单片机PIC12F675由引脚5接收带有光敏检测的人体热释红外线模块AS801[7](深圳全智芯科技有限公司)SE1作为SENSOR所完成的外界环境照明情况、人体进入照明区情况检测。当外界亮度不足,且有人体移动时,在单片机引脚5上获得由SENSOR传来的高电平信号,否则为低电平;同时单片机引脚7,通过电阻R1、R2分压,实现对+12V电池电压的检测,用以实现单端输入下的多切换迟滞电源电压管理。
由图1知迟滞比较过程分别会出现6.6V、7.2V、15.6V、16.4V共4个关键切换点。对应本电路中R1、R2分压值分别对应为0.86V、0.94V、2.04、2.14V。为建立实测值与这几个关键电压值的比较,由单片机引脚6检测由三端稳压电路HT7133 U1所产生的3.3V标准电压,并将3.3V标准电压计算得出:3.3/0.86≈3.8;3.3/0.94≈3.56;3.3/2.04≈1.62;3.3/2.14≈1.54四个关键运算系数,供程序设计时设定。
由以上的关键运算系数的获得,可知本电路不适合用参考文献[5]中介绍的“采用单片机片上比较器来完成电池电压值检测”,因为不论是MSP430单片机还是PIC系列单片机,其内部的比较器模拟参考电压值,可以设定级相对有限。单片机PIC12F675,有着内置10位A/D转换模块。故这里对引脚6、7二路信号进行A/D转换检测,由软件判定方式实现图1的迟滞电压管理控制模型。
三端稳压电路HT7133 U1同时还作为单片机与人体热释红外线模块AS801的供电电源。
2 程序设计
从电路设计上,不难得出程序设计的内容为:除基本的单片机初始化设置外,在判定由AS801 SENSOR送到单片机PIC12F675引脚5为有
效,再判定由引脚7所检测代表电池电压的信号,依据图1,在程序上建立迟滞电池电压管理模型,实现对LED驱动器XL6006引脚2 EN端的控制。
这样程序设计的关键为:如何建立迟滞电池电压管理模型。
从数学建模的观点出发,在检测电池电压时,应设置上下行向量,通过前后比较一定时间间隔的电池电压值差,以差值的正负属性及当前检测值所处于:6.6V~7.2V、15.6V~16.4V,输入电压区段来决定单片机引脚2的输出高低;而对≤6.6V或≥16.4V,该引脚直接输出低电平;对7.2V~15.6V,该引脚直接输出高电平。通过在线编程的实践过程发现,对6.6V~7.2V、15.6V~16.4V进行差值的比较,检测时的时间间隔很难确定。过短的间隔,该差值会出现频繁的正负变化(虽可用多次检测后采用5中取3或10中取7等平滑控制方式,但此类似延长时间间隔);过长的间隔,将影响LED响应速度。
是否可以不使用定时间隔电压差的检测方式呢?这里若只定义:对≤6.6V或≥16.4V,该引脚直接输出低电平;对7.2V~15.6V,该引脚直接输出高电平,而有意留出6.6V~7.2V、15.6V~16.4V的电压间隔,形成如图3所示的迟滞电池电压管理程序框图的判定。
依此框图我们发现:当电池电压在以上比较区域时,电路能够满足图1的要求;若在6.6V~7.2V、15.6V~16.4V区域时,则没有判定。观察图1知,这二个区域之中,单片机引脚2是可高可低的,在此段程序前设为高或低后,进入此框图程序依然能够正确实现图1所要求的管理。由此可以很巧妙的规避6.6V~7.2V、15.6V~16.4V区域。使程序简化。
以下给出使用基于PIC的CCS C编译器所编写的对应上述迟滞电压管理程序:
首先指定电池电压变量,为便于修改也将3.3 V标准电压作为一检测变量。并以浮点数类型,设定四个关键运算系数:
以下为检测SENSOR、电池电压,并控制XL6006的功能函数:
(1);//电池电压检测通道选择并检测
电压值
(1);//标准电压检测通道选择并检测
标准值
3 检测
首先检测电路工作效率,将电源电压设置为+12.1V,并去除SENSOR,既将单片机引脚5置高电平。此时测得8颗3W LED在电阻RA2上的电流为716m A、LED串联组合电压为25.4V、电池端总电流为1.65A,可得升压转换效率为:(25.4×0.716)/(12.1×1.65)=91.1%。此为XL6006能够很好的工作。分别检测7.3V、15.5V下,8颗3W LED的电流与电压与上述测试值没有太大变化,而电池端总电流分别为3.06A、1.26A。以此表明在电源电压较低时,XL6006的升压转换效率依然能达到85%以上,而在电源电压较高时,则有更好的转换效率。
再分别设置电源电压为:≤6.6 V、7.2V~15.6V、≥16.4V各电压区段;由6V逐步设升到12.5V;由12.5V逐步调降到6V;由12.5V逐步调升到17V;由17V逐步设降到12.5V等,验证图1所要求的迟滞电压管理控制模型,发现由单片机10位A/D转换所检测的电压值能够精确的实现以上各点的切换,并完全符合图1所要求的功能。
最后接入SENSOR,通过检测环境的照明设置、人体感应等,功能均正常实现。
4 结论
本设计一方面在硬件设计上探讨了升降压LED驱动的适用性;另一方面改变了传统模拟运放实现迟滞比较的控制方式,增加了带光敏检测的人体热释电检测模块,实现了车用LED照明电路的智能化。
特别是通过使用单片机内置的A/D转换模块,实现了单端输入多点迟滞比较的LED驱动系统电源供电迟滞电压管理。在此类迟滞控制模型建立上,通过单片机程序设计完成了控制建模的有效尝试。
经过比较不难发现,使用单片机内置的A/D转换模块实现迟滞比较,无论是在多点迟滞控制、参考电压点设置及其精确性,都是值得借鉴与参考的。
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迟滞模型 篇6
资料与方法
2013年5月-2014年12月收治精神发育迟滞患者76例，均符合ICD-10精神发育迟滞诊断标准：(1)起病于18岁以前；(2)智商<70;(3)有不同程度的社会适应困难[3]，采用韦氏成人智力测验(WAIS-RC)对所有患者进行智力测定[4]，其中轻度智商低下50～69，中度智商低下35～49，重度智商低下20～34，极重度智商低下<20。其中男57例，女19例，轻度精神发育迟滞26例，中度38例，重度12例；年龄25～71岁，平均(41.68±12.22)岁；平均病程(10.6±0.4)个月。所有患者入院时体格发育正常，自幼智能低下，只能简单交流，社会适应差(学习、工作、人际关系)，神经系统检查无阳性体征，排除合并躯体疾病的患者。
调查方法：采用回顾性调查，采用护士用住院患者观察量表(NOSIE)进行记录，并查阅患者感染登记资料，如姓名、年龄、性别、入院日期、入院诊断、感染诊断、感染部位、感染发生时间及易感因素等。感染诊断依据卫生部医院感染诊断标准(试行)[5]。
结果
76例精神发育迟滞患者发生院内感染47例，其中轻度9例(19.1%)，中度18例(38.3%)，重度20例(42.6%)。轻度患者院内感染以呼吸系统感染为主，呼吸道感染7例，胃肠及皮肤感染各1例；中度患者院内感染以呼吸系统和消化系统感染为主，其中呼吸道感染11例，胃肠感染5例；重度患者院内感染为多系统兼具，呼吸系统13例，胃肠感染3例，皮肤及口腔感染各2例。
所有患者中，其中住院时间>3个月，发生感染29例(61.7%)，住院时间<3个月，发生感染18例(38.3%)；呼吸系统感染的患者中，发生在秋冬季节23例(74.2%)，消化系统感染患者中，发生在夏季5例(62.5%)，以呕吐、腹泻、菌痢为主。
讨论
影响因素分析：(1)精神科疾病患者是特殊群体，尤其是精神发育迟滞的患者，该类患者伴发院内感染，受多种因素影响，如患者多以技能损害为主要特征，在日常生活中常不知洁净，乱食异物，不思料理个人卫生，乱捡东西，如卫生纸、烟头等；而所服用的精神科药物一般会对免疫功能产生影响；此外，患者智能低下，若有不适，缺乏主诉，沟通受限，不懂规避风险，接触感染源时浑然不知等，均会增加这类患者发生院内感染的机会。(2)精神发育迟滞程度：轻度患者发生院内感染以呼吸系统为多见，患者可通过多次健康教育来完成基础的生活料理，且能主动接触工作人员，诉说躯体不适，能有效避免交叉感染。NOSIE结果显示轻度精神发育迟滞患者在社会能力、社会兴趣、个人整洁三方面因子分较高，服药依从性较高，故发生院内感染几率较低(19.1%)；中度精神发育迟滞患者发生院内感染以呼吸系统和消化系统为多见，该类患者因语言水平仅能表达基本需求，故需要精心组织和技术监督来完成日常简单实际操作；重度精神发育迟滞患者，发生院内感染特点为多系统兼具，且更容易被感染。因言语发育障碍，经过训练可用简单的语言来表达自己的意愿，必须在监护下生活，故需要在日常护理上多加照料。而且中(38.3%)、重度(42.6%)患者NOSIE社会能力、社会兴趣、个人整洁三因子得分较低，服药依从性差，需不断督促和精心协调，故更容易发生院内感染。(3)春、秋及冬季以发生呼吸系统感染为主，如流行性感冒等；夏季以消化系统感染为主，如呕吐、腹泻、菌痢等，还可引起少数皮肤与软组织感染；泌尿系统感染无显著的季节性。住院期间，患者在一个相对集中的活动范围，整体室内空气流通性较差，提供了致病菌繁殖的条件。加之患者生活自理能力及体质较差，缺乏一定的卫生观念，有些患者甚至不分洁污，饮食规律性较差，极易出现呼吸道感染及胃肠道感染。而且患者所服用的抗精神病药物有过度的镇静功效，造成呼吸道纤毛运动功能及胃肠道消化功能受限制，或导致咽喉肌群共济失调从而吞咽困难，患者饮水、进食过程中易发生呛咳而导致感染[6]。(4)院感发生和住院时间密切相关：有研究表明，精神病患者住院时间越长，医院感染的发生率越高[1]。本研究也证实了这一点，47例精神发育迟滞患者平均住院时间超过11个月，生活自理能力下降，对治疗护理茫然不合作，饮食服药等均需督促，喜食剩饭剩菜；住院患者多，核定50张床位的病房平均住院患者68例。在精神科疾病高发期，本病区大房间曾收治12例患者，这就造成病房活动空间有限，患者自身免疫力低，又喜欢漫无目的地四处走动，增加了交叉感染的机会。
预防对策：(1)加强院内感染的知识培训：本院专门成立医院感染管理机构，健全各项规章制度，组织医护人员每年参加院感知识培训，加强继续教育，及时引入医院感染防控的新理念，有针对性地举办各级各类的讲座，使医护人员熟知院内感染相关知识，业务、技术水平得到一定程度提高，做到早发现，早诊断，早处理。(2)医护人员与患者的双向管理：综合上述原因，针对医护人员与患者分别制定相应的对策：a.医护人员要严格按照各项消毒隔离制度执行，加强对精神科病房各项物品设施的消毒。坚持每天开窗通风，床单湿式清扫，环境整洁有序，无死角。本院在2014年底每个病区均配备1台移动式空气消毒机和1台壁挂式空气消毒机，坚持做到每天消毒空气，效果较好。在传染病流行时严格限制探视次数，对长期住院的患者，完善各项相关检查，在院感方面，将其作为重点人群加以关注。b.对精神发育迟滞患者要加强健康教育，尤其是饮食管理，必要时可由恢复期病情稳定的患者实行一对一的结对帮扶，注意餐具每日的清洗、消毒[7]。c.安排合适的体育锻炼项目，鼓励并督促患者参加文娱治疗，以提高其机体免疫力。d.手卫生：手卫生是控制医院感染的重要措施[8]，患者餐前便后的洗手消毒，应作为重中之重来管理；同时，医务人员也须严格执行手卫生的SOP。
摘要：目的:探讨精神发育迟滞患者院内感染的危险因素,并提出相应的护理对策。方法:收治精神发育迟滞患者76例,对确诊为院内感染的患者按感染病程、部位等特点进行统计分析。结果:76例精神发育迟滞患者发生院内感染47例;住院时间>3个月的患者发生感染率更高(61.7%);秋冬季节以呼吸系统感染为主,夏季以消化系统感染为主。结论:患者精神发育迟滞程度、季节及住院时间等均会对患者院内感染产生影响,应加强医护人员与住院患者的双重防护措施,以降低院感发生率。
关键词：精神发育迟滞,住院患者,院内感染
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迟滞模型 篇7
在大多数的便携式产品中, 它的显示器几乎都采用LCD, LCD本身不能独立发光, 必须要有背光源才能发光, 因此LED驱动变得越来越重要。在便携式产品中, 它的电源几乎都采用电池供电, 电池有镍镉、镍氢、锂离子和碱性电池, 镍镉、镍氢、碱性电池的工作电压是1.2 V, 锂离子工作电压是3.6 V或3.7 V。要驱动串联的几颗LED。上述的几种电源均不能满足要求, 所以必须采用升压型的DC-DC驱动LED。
本电路没有设计单一的基准源模块。这是因为它的最低输入电压为1.2 V。如果采用基准源模块的设计方法, 要获得一个与温度和电源电压无关的基准源, 整个电路的输入电压基本上要超过2 V, 不满足设计要求。因此, 采用一个自身具有恒定翻转门限的迟滞比较器, 实现了基准源和使能比较器的功能。
1 电路设计
1.1 电路功能
迟滞比较器的功能是将反馈电压VFB与内部的门限电压相比较, 控制其他模块是否正常工作。当反馈电压VFB比内部上门限电压高时, 迟滞比较器的输出将使其他模块不工作;当反馈电压VFB比内部下门限电压高时, 迟滞比较器的输出使其他模块正常工作[1,2,3]。
1.2 具有带隙结构迟滞比较器的电路原理
带隙基准迟滞比较器由3部分构成 (见图1) , 带隙基准比较器、射随器和迟滞比较器。工作原理为:输入端与内部的基准门限电压进行比较, 当输入端电压超过内部基准门限时, Q12集电极中没有电流流过, 即输出电流IOUT为0;当输入端电压低于较低门限时, Q12集电极中有电流流过, 即有IOUT流过, 从而实现了输出电流IOUT的迟滞控制。
1.2.1 带隙基准比较器
图1中左边部分是带隙基准比较器。Q2的发射区面积是Q1的n倍。电流Ic2, Ic1与反馈电压VFB的关系如图2所示[4]。设流过Q1集电极的电流为Ic1, 流过Q2集电极的电流为Ic2。其工作原理是:当反馈电压VFB较低时, Ic2>Ic1, A点电压比B点电压高;当VFB从低电平逐渐增加时, 电流Ic2, Ic1均增加, Ic2曲线斜率比Ic1曲线斜率小;当VFB达到带隙基准比较器的翻转门限时, Ic2=Ic1, A点电压与B点电压相等;当VFB超过带隙基准比较器的翻转门限时, Ic2<Ic1, A点电压比B点电压低, 比较器发生翻转。
计算带隙基准比较器的翻转门限电压。由Q1, Q2构成了带隙电路中ΔVBE 的NPN对[5], 电流设置电阻是R1, 增益电阻是R2。R3可限制驱动Q2的基极电流[6], 这可以防止其进入深饱和, 维持电路正确的工作和限制偏置电流。R4, R5电阻值相等。
当Ic1=Ic2时:
式中:IS是be结的反向饱和电流;VT是热电压。
解Ic2 得:
Q1的基极电压就是翻转门限电压, 即:
将式 (3) 代入式 (4) 得:
于是带隙比较器的翻转门限电压就等于VTH。
在T=300 K时,
1.2.2 迟滞比较器
迟滞比较器的设计不是采用比较器输出端加反馈电阻到输入端, 即改变比较器输入门限的方法, 而是采用改变电路的平衡性, 在比较器的反相输入端引入一失调电压来实现迟滞功能。
(1) 迟滞比较器的框图
图3是图1中迟滞比较器的简化原理方框图。其工作原理是:当VIN+为低电平并逐渐增加时, 比较器输出OUT为低电平, 反馈回路使得开关K打开。当VIN+>VIN-+VOS时, 比较器发生翻转, 输出高电平, 反馈回路使得开关闭合。VIN+由高电平开始下降时, 反馈回路使得开关处于闭合状态, 当VIN+<VIN-时, 比较器发生跳变, 输出变为低电平。因此该比较器迟滞电压为VOS[9]。
(2) 实际电路设计
图1电路中, Q11, Q12 , Q9, R10提供迟滞反馈回路。Q11相当于图3中的开关K。Q11, Q12, Q13构成电流镜, 当Q12集电极有电流流过时, Q11, Q13集电极也有电流流过。当C点电压高于D点电压时, Q10导通, Q12集电极中有电流流过, Q11的集电极, 电流流过R10, Q9的发射极电位升高, Q9截止, 迟滞比较器处于一种工作状态 (相当于图3中K闭合) , 设此时流过R8中的电流为IH。当C点电压低于D点电压时, Q10截止, Q12集电极中没有电流流过, Q9的集电极电位变低, Q9导通, 迟滞比较器处于另一种工作状态 (相当于图3中K打开) , 设此时流过R8中的电流为IL。
迟滞过程为:当C点电压从低电平逐渐增加时, Q10截止, Q12集电极中没有电流流过, Q9的发射极电位变低, Q9导通, 流过R8中的电流为IL;当C点电压与D点电压相等时, 比较器发生翻转, 设此时D点电压为VH, Q10导通, Q12集电极中有电流流过, Q11的集电极电流流过R10, Q9的发射极电位升高, Q9截止, 流过R8中的电流变为IH, Q9由截止变为导通, 引起流过R8的电流变化量ΔIR8=IL-IH, R8两端的电压变化量为ΔV=R8×ΔIR8, 相当于迟滞比较器的负端电压减少ΔV, 当C点电压低于VH-ΔV时, 迟滞比较器发生翻转。于是迟滞比较器的迟滞电压为ΔV。
(3) 整体电路的门限电压和迟滞电压
当VFB从低电平逐渐增加时, Ic2>Ic1, 于是C点电压高于D点电压, Q10导通, Q9截止。当输入电压VFB达到带隙比较器的翻转门限时, Ic2=Ic1, 此时迟滞比较器发生翻转, Q10截止, Q9导通, 设此时的VFB=VOH, 则有:
当VFB从超过VOH电压逐渐减小时, 迟滞比较器的工作点发生变化, 只有当迟滞比较器的电压达到下翻转门限时, 迟滞比较器才翻转, 于是当VFB减小到VFB=VOH时, Q10并不导通, VFB继续减小, 当迟滞比较器的电压达到下翻转门限时, 迟滞比较器才会发生翻转, Q10导通, 设此时的VFB=VOL, 则有:
式中:ΔU是ΔV等效到IN端的输入电压;ΔV是迟滞比较器的迟滞电压。于是整体电路的输入端FB迟滞电压为ΔU。它与Q9导通时流过的电流、R8大小有关。调节R9, R10的大小可以改变Q9导通时流过的电流, 也就可以调节这个迟滞电压。改变R8的大小可以直接调整迟滞电压。
2 仿真验证
迟滞比较器的仿真波形如图4～图6所示, 图4为输出电流IOUT与输入信号FB的关系图。从图中可以看出, 该电路能够实现8 mV的迟滞功能。图5和图6分别为迟滞比较器翻转门限随电源电压和温度的变化结果。可以看出, 迟滞比较器的翻转门限随温度和电压变化均较小, 验证了电路的稳定性较高。
3 结 语
传统的带隙基准电路和迟滞比较器电路占芯片面积较大, 工作电压和功耗都比较高。本文设计的具有带隙结构的迟滞比较器工作电压低至1.2 V, 大大节省了芯片面积, 适用于微功耗DC-DC转换器中[10], 主要用于镍镉、镍氢和碱性电池供电的便携式产品。
摘要：基于LED驱动的微功耗DC-DC转换器, 针对低压高稳定性的要求设计了一款具有带隙结构的迟滞比较器电路, 它的最低输入电压为1.2 V, 其核心电路有带隙基准比较器、射极跟随器和迟滞比较器。整个电路采用Bipolar工艺设计, 利用HSpice软件对所设计的电路进行了仿真与验证。结果表明, 迟滞比较器的迟滞电压为8 mV, 翻转门限电压随输入电压和温度的变化均很小。
关键词：DC-DC转换器,带隙基准,迟滞比较器,Bipolar
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