提高动态范围（精选9篇）
提高动态范围 篇1
紫外焦平面阵列是紫外探测系统的核心部件, 它由紫外探测器和读出电路两部分组成。紫外探测器读出电路是混合式紫外焦平面阵列的关键组成部分之一, 其性能的好坏直接影响到紫外焦平面阵列的性能。由于紫外波段光子波长短, 探测器电流响应率低和为提高成像系统的分辨率而不断得减小探测器像元面积这两个原因, 这就要求读出电路能够提供足够大的电荷处理能力来保证获得良好的电路性能。本文在传统焦平面读出电路的基础上, 针对紫外探测器输出电流小的特点对电路结构进行改进以实现更大的动态范围。本文介绍一种由CMOS差分放大器组成并带有相关双采样和预充电技术的单元读出电路。
1 单元电路结构及原理
单元读出电路功能可由CTIA结构、相关双采样和缓存输出电路三部分级联实现。传统的焦平面读出电路在处理皮安级甚至更小的探测器电流时将出现输入动态范围过小的问题。这是由于电路工作于采样阶段时处于断开状态的开关on有漏电流流过, 即在积分电容上产生误差[1]。本文设计的改进型单元读出电路, 在紫外探测器输出端与地之间接一个开关onn, 其控制信号与开关on相反。开关on断开后开关onn导通, 探测器电流经过开关onn短路到地, 这样流经开关on的漏电流将急剧降低, 电路可检测的探测器最小电流也随之减小, 从而增大了输入动态范围。
为进一步提高精度, 双采样结构中使用了采样电容的大小按照探测器输出电流大小进行选择的新型的设计方法。采样电容与积分电容同步控制, 当开关sh3导通后积分电容为Cint1+Cint2=400 f F, 采样电容为Csh1+Csh2=600 f F。可识别电流精度达50 f A。
最后采样的数据通过缓存器输出, 输出速率为10 MHz, 当应用于128×128阵列时, 把全部像元数据顺序输出耗时1.64 ms。其他性能参数为, 积分时间5 ms~25 ms、积分电压摆幅1.2 V、积分电容50 f F+350 f F、采样电容为Csh1+Csh2=600 f F、单元电路功耗约为10μW。
2 电路设计
本文设计的新型单元读出电路如图1所示, Ⅰ为CTIA结构、Ⅱ为双采样电路、Ⅲ为缓存输出电路, 共由三部分组成。
CTIA结构中CMOS差分放大器采用低功耗和低噪声设计。为降低噪声, 由于p管噪声比n管小, 差分放大器输入管采用p型管同时在面积允许范围内把输入管和负载管的栅面积设计的足够大;为实现低功耗要求, 该放大器的MOS管工作于弱反型区。根据UMC 0.18 um模型计算得出:n=2.2和ID0=11.75 p A (n管) , n=2.36和ID0=1.05p A (p管) 。为电路的设计提供理论支持。该放大器工作于200 Hz时开环增益达到90.5 d B, 故能较好的实现虚短特性, 从而能为探测器提供较稳定的偏置电压, 同时还可实现较高的注入效率。
传统的CDS电路由两个采样电容和一个差分放大器构成, 该结构在读出电路中占用面积过大, 所以本文采用由一个采样电容和MOS开关组成的电路结构。当积分时间取t=16 ms时两次采样的时间间隔也为16 ms, 所以1/f噪声中噪声频率高于1/16 ms的噪声无法通过CDS结构消除。
为节省缓冲器所占的芯片面积, 采用源跟随结构。M1管提供偏置电流, M2管为p型管源跟随器, 因为p型管噪声低于n管。M3管的作用是在数据输出前预先给负载电容充电, 当输出数据时, 负载电容通过M2管放电。开关read的控制信号由行选和列选信号生成。
当负载电容为100 f F时, 该缓冲器在10 MHz的频率下, 缓冲器的增益Abuffer=0.88, 尽量减小对采样信号的衰减。
3 仿真与结论
采用UMC 0.18标准CMOS工艺提供的器件参数, 对传统的和改进型单元读出电路进行精确的SPICE仿真。图2为探测器输出电流18 p A时流过开关on的漏电流对比, 其中曲线b为传统单元电路中无开关onn时流过断开的开关on的漏电流, 大约为16 p A, 开关几乎失去作用;曲线a为改进型单元电路中存在开关onn时流过断开的开关on的漏电流, 大约为10 f A, 漏电流低于1%。当探测器电流为1PA时改进型电路对漏电流亦有很好的抑制效果。由反相时钟控制的开关onn对开关on的漏电流的抑制效果非常好, 提高了读出电路对探测器输出电流的处理范围。
在采用上述方法大幅度提高输入电流范围的基础上改变双采样中采样电容的大小来提高采样精度。当采样电容恒定为200 f F时对5 p A左右的探测器电流进行采样, 采样电容上产生的误差已经超过采样的电流精度50 f A。当采样电容可变时对18 p A左右的探测器电流进行采样, 采样电容上产生的误差低于采样的电流精度50 f A, 如图3所示。该方法进一步提高了输入电流的动态范围。
改进型单元读出电路把探测器输入电流范围扩大到50 f A~20 p A。
图4是一个1×8阵列的读出电路电压输出波形。当负载电容为100 f F时输出速率可达到10 MHz。在数据输出前, 负载电容预充电到电源电压3.3 V, 数据由多路传输器控制依次顺序读出。
改进后的单元读出电路可识别的最小探测器电流为0.05 p A, 最大电流为20 p A。输入动态范围:
本文在传统读出电路的基础上对电路的双采样部分及读出电路输入端开关部分进行了改进, 大幅度的提高了探测器输入电流范围和采样的电流精度, 同时并没有增加电路的复杂度。该单元读出电路可应用于工作在快照模式下的128×128 FPA读出电路, 像素输出速率达10 MHz, 为探测器提供0.3 V~2 V的稳定偏置电压, 可处理的探测器电流为0.05 p A~20 p A。
参考文献
[1]JIA Han_xin, XU Yun_hua, KANG Yong, et al.Effect of Visible Light on Readout Integrated Circuit for GaN2based UV Focal Plane Array[J].SEMICONDUCTOR OPTOELECTRONICS, 2006, 27 (4) :402-405.
提高动态范围 篇2
[作者] 卢祥富
[内容]
为进一步适应社会发展需要，着重培养学生运用英语进行交际的能力，《全
日制高级中学英语教学大纲》 （初审稿）指出：“全日制高级中学英语教学的
目的，是在义务教育（www.35d1.com－上网第一站35d1教育网）初中英语教学的基础上，巩固、扩大学生 的`基础知识，发
展听、说、读、写的基本技能，培养在口头上和书面上初步运用英语进行交际的
能力，侧重培 养阅读能力，并使学生获得一定的自学能力，为继续学习和运用
英语切实打好基础。”
阅读是理解和吸收书面信息的手段。阅读能力是书面交际中通过文字积极获
取信息的能力，主要包括理解 程度和阅读速度两个方面。为提高理解能力，应
做好以下几方面工作。
一、精选阅读材料，扩大阅读范围，增加阅读量。目前中学英语教科书所提
供的阅读量较以往虽有较大幅 度的增加，但离大纲的要求还远远不够。大纲在
教学要求中规定高中毕业一级水平（会考要求）要补充阅读10 万词；二级水平
（高考要求）要补充阅读20万词。为此，教师要精心选择补充阅读材料。在材
料选择上，要使 所选材料在题材、体裁、难度等方面适合教学的实际要求和学
生的实际水平，激发学生的阅读兴趣，使学生在 日益丰富的阅读中提高阅读能
力。
[1] [2] [3] [4] [5] [6]
通过环路内增益控制延展动态范围 篇3
今天，模数转换器(ADC)已很难满足在更大程度上满足现代通信系统所要求的动态范围。延展系统动态范围的方法之一，是在数控AGC环路内使用数字控制可变增益放大器(DVGA)和高速高分辨率的ADC。
采用高性能元件来进行系统设计已成为大趋向。不同的元件需要在不同的操作环境下才能发挥出最佳性能。放大器和数据转换器具有不同的输入和输出要求，而且通常都需要不同的电源。元件在电路上如何布局以及如何根据其它元件来对自身定位等都是很关键的问题。
这篇文章将会详细介绍数控可变增益放大器（DVGA）和高速子采样ADC在典型中频(IF)无线电基站中的应用。
将放大器的增益设定信息进行编程，然后与经数据转换器测量的电压值相结合，从而可以得出终值(增益 + 实测电压 = 实际电压)。由于可以将增益下调，所以通常用来固定ADC输入的信号亦可被衰减和量度。DVGA经由数字电路进行实时控制，增益可因根据进入信号的调制而改变。对于GSM EDGE/EGRPS等拥有远超均值的峰值调制机制而言，这个功能尤其重要。
图1：ADC14155和LMH6515。ADC时钟频率 = 150MHz、信号频率 = 180MHz。信号 = -1dBFS、本底噪音= -66 + -1 = -67dBFS
要获得最佳动态范围内，最小预期信号也必须采用最大的增益设定，并且信号脉冲绝不能拑固ADC。因此，很重要的一步就是对AGC环路进行调谐，从而把信号大大减降低至ADC全标度以下。此外，最好还有一个AGC环路控制，它可在信号脉冲时迅速地调度增益。另外，旁边通道和障碍通道的干扰必需纳入动态范围的计算内，所需信号的结合电平以及任何干扰信号必须保持在产生ADC输入拑固的水平以下。
如图1所示，信噪比(SNR)和无寄生动态范围(SFDR)是在接近信号全标度的情况下得出。在图2中，放大器/ADC的设定是一样的，但信号幅值较低。假如信号波幅下降16dB，那么SNR下降12dB，同时SFDR提高5dB。这表示输入波幅的范围可以提供好的信号保真，而且自动增益控制(AGC) 可尽可能将输入信号维持在这个范围内。对多数ADC来说，优化操作的最佳范围为-6 dBFS～ -18 dBFS。
要从DVGA获取最大的收益，必须在设计早期时考虑几个条件。正确的电源电压和电路板布局对于系统性能的表现有很大的影响。当设计系统电路板时，DVGA和ADC的位置必须尽量贴近，两者之间留下的空隙足够放置一个小噪声滤波器即可。
图2：ADC14155和LMH6515。ADC时钟频率 = 150MHz、信号频率 = 180MHz。信号 = -17dBFS、本底噪音 = -53 + -18 = -71dBFS。
由于DVGA会在整个放大器的频宽上产生输出噪声，故在DVGA和ADC之间放置滤波器是不可或缺。ADC的前端应拥有京赫级以上的频宽。采用带通滤波器可大大改善系统的本底噪音。在选择滤波器方面，无需使用精密的类型，相反简单的滤波器可减少对AGC环路定时的调校。当然，产生自滤波器的过多时延是大家不想看见的，再者滤波器的损耗亦会直接影响系统的增益。这样，滤波器的频宽可以比信号的频宽大很多，同时仍可削减大部份的频带噪声。一个频带过窄的滤波器会因为带通平整度的影响以及过量的集体时延而将信号降格。
图3显示出相对大频宽滤波器的优点。这个放大器拥有2.0nV/rtHz的输入噪声、26dB的增益和500MHz的频宽。放置在放大器之后的是一个14位的ADC，其采样率为150MHz兼有1.1GHz的前端全度频宽。假如在放大器和ADC间不设滤波器，那噪声值便为：
放大器输出噪声 = 1.8 nV/rtHz Ｘ 20 V/VＸ SQRT(600 MHz) = 881 uV
ADC 本底噪音: 71.3dBFS @1V 全标度 = 272 μV
在这情况下，由放大器所引致的噪声会比ADC大很多。 一个WCDMA接收器的每条通道具有5MHz的信号频宽。为了在5MHz下达到一个常效率，需要使用一个25MHz的滤波器。此外，为了获得一个良好的滤波器拒波，我们会选用一个185MHz的中频(我们ADC的第三条Nyquist频带)。加入滤波器后便得出以下结果：
放大器输出噪声 = 1.8 μV/rtHz Ｘ 20 V/VＸ SQRT(30 MHz) = 197 μV
ADC 本底噪音: 71.3dBFS @1V 全标度 = 272 μV
配合加入滤波器，放大器的噪声现在比起ADC本底噪音低很多。设计滤波器时，尽量模仿ADC的输入电容、放大器输出电容和板寄生电容。此外，放大器输出引脚和ADC输入引脚会有大约1nH的接线电感。模仿时需小心谨慎，一旦电路建立起来后便需很小心地量度滤波器的响应，并需要将滤波器调谐调整至中央频率。无疑，频率越高对准确模拟滤波器的难度就越大。此外，较小的元件的容错性更好。
一旦选定了IF频率和滤波器的频带，那便必须选定滤波器的阻抗。滤波器阻抗的重要性几乎与滤波器的频带和插入损耗一样重要。要选出最佳的滤波器阻抗，需要在ADC和放大器的要求之间进行平衡。图3中，滤波器被设计成在通带中拥有200Ω的阻抗，并以400Ω作端接以减低损耗。假如以200Ω作端接，那它便可拥有较平整的频率响应。滤波器的实测响应已在图4中表示出来。如果滤波器接入端为200 Ω，便可拥有更平滑的频率响应曲线。由此可见，系统设计时取舍的必要性。
图3： 180MHz中频采样应用中的放大器、ADC和噪声滤波器Gain1-5：增益1-5Ｌatch: 锁存*数据在时钟下降边沿处被采样，所以使用时钟高电容
噪声滤波器被设计成在放大器一方，并通带外拥有高阻抗。将放大器的输出电流尽量降低，有助于维持低水平失真。滤波器也 被设计在数据转换器一方，并在停止频带具有低阻抗特性。当ADC对输入信号采样时，这样的设计有助于减低由电容器开关产生的电流尖峰。
在决定如何驱动之前，阅读特定数据转换器的数据表是非常重要的。问题在于是否对ADC输入进行阻抗匹配。有些低阻抗缓冲输入的数据转换器需要在输入处进行阻抗匹配。相反地，大部份带有高阻抗输入的数据转换器则不应进行匹配。上述提及过的14位数据转换器属于典型的高分辨率高速转换器，它拥有一个高电容性的输入(9 pF时钟低及6 pF时钟高)。这类数据转换器最好是由一个低阻抗电源来驱动。
数据转换器是一种离散式定时器件，在某时间点下，ADC将会替信号采样，然后在处理该样本时忽略其他信号。ADC14155的产品说明资料已表明信号会在时钟的下降边沿被采样，当时钟在高和低时，ADC14155的输入电容分别为6 pF和 9 pF。从这些资料可知道滤波器应该围绕着6pF的时钟高电容来设计。同一时间中，ADC正准备替模拟输入采样。一旦时钟下降至低状态，样本就会被提取。第二个样本被采集前，我们无需关注输入电容。
图4：滤波器的实测频率响应Normalized Gain: 正常化增益
放大器低阻抗输出的优点是可为系统设计带来很高的灵活性。一般的通用放大器可提供一个很低的输出电阻(<1 Ω)，而射频放大器则可提供50Ω～400Ω的阻抗。为了尽量增强放大器的性能，外部负载(反映在滤波器的特性阻抗内)应尽量高。如前所述，ADC的驱动需要低阻抗的电源。 实验室的多项试验表明，为图3的电路提供最佳性能的是400Ω的滤波器。放大器和ADC的不同组合可从略有区别的滤波器阻抗中获益。
电源(为何放大器和ADC需要不同的
电压)
放大器和ADC的一个主要差异是放大器本身需要重生一个信号，并送到一个需要电压和电流(亦可说成是电源)的负载内。数据转换器的唯一目的是量度电压，以及产生一个与该电压成比例的数字信号。这种基本的差异引伸出不同的电源要求。在大部份的应用中，放大器比数据转换器需要的电源电压范围更大，从而在最高信号电压处，容许放大器有足够的净空释放功率。此外，尤其对于DC耦合信号链，一个负电源电压可大大改善性能表现。
在电路板上设有最佳的电源电压可以说是成功设计的关键。要尽量减低电源噪声，应该使用功率板或很宽及低电感的布线。对于数据转换器和放大器而言，它们均要求低信噪比(SNR)和低电感的旁路电容器。为了达至最佳的信号完整性，经由旁路电容器带载的电流不应行经信号布线附近。此外，附近有信号端电阻器连接接地时，而电源旁路电容器不应连接到接地面。
为了在极高频下提供无失真性能，我们在使用诸如LMH6515或LMH6555的放大器时，会选用开放集极(共用发射极)A级操作。尤其该单一电源已给出对大信号的要求时，这种放大器拓扑可从严谨的电源容差中受惠。幸运的是，现在可以获得具有绝佳稳压准确度的电源。线性稳压器不单可提供最低的噪声，而且还可提供最好的稳压准确性。一个如LP2989的稳压器其标准准确度可达1.25%，而在整个操作温度及负载下的准确度为-4～+2.5%。由于LMH6515 DVGA的静态电源电流会比释放至负载的电流更大，所以由DVGA提取的电流很大程度上会被固定。这就是电源稳压的最佳情况，因此对电源的准确性更高。
提高动态范围 篇4
激光测距一般有三种方法:脉冲法、相位法与干涉法。三种方法各有特点,分别应用于不同的测量环境与测量领域[1]。脉冲法激光测距激光能量相对比较集中,能够测量较远的距离,广泛应用于航天领域。例如“嫦娥一号”激光高度计就是脉冲法测距的典型应用。测距分辨率决定了激光测距仪的距离分辨能力,动态范围决定了激光测距仪测量距离范围的能力。随着科学技术的不断发展,需要不断地研究新的理论与技术来提高测距分辨率与动态范围。
1脉冲激光测距仪工作原理
图1展示了脉冲激光测距仪的工作原理。当测距仪对准目标后,激光器就发出一个很强很窄(约几ns到几十ns)的激光脉冲。在脉冲发射出去的同时,其中极小一部分光经过分束后被探测器接收而转换为电脉冲信号,它作为发射的参考信号,用来标定激光发出的时间。而射向目标的激光脉冲,由于目标的漫反射作用,一部分光从原路反射回来,进入接收望远镜,它经过窄带滤光片、光电探测器、放大检波电路而进入时间测量系统,作为停止脉冲使计数器停止计时。通过测量发射激光脉冲的时刻和接收到激光回波信号的时刻之间的时间间隔,就可以计算出目标和激光测距仪之间的径向距离。
脉冲激光测距的基本关系式如下:
R=cT/2。
其中,c是光速,T为时间测量电路给出的测量结果,R为目标和激光雷达之间的距离。
2测距分辨率与动态范围的矛盾
由于航天领域的高可靠性和高稳定性要求,星载激光测距仪一般采用同步计数器进行计时[2]。其工作原理如图2所示。Start信号代表发射脉冲,Stop信号代表接收的回波脉冲。计数器在Start与Stop之间计数,从而求得二者之间的时间间隔,进一步得到距离值。
电路上一般采用高频晶振在FPGA内部计数实现。这样,测距分辨率取决于晶振的频率,动态范围取决于FPGA的计时长度。例如,1 m的测距分辨率对应的晶振的频率为150 MHz(周期6.67 ns),100 m—50 km的动态范围要求FPGA的计时长度为333.3 μs。从而得出二进制计数器的位数为16位。如果动态范围或测距分辨率提高一倍,则计数器的位数必须增加一位。
然而,传统的加法计数器存在一个问题:计数器的位数越多,FPGA内部的组合逻辑就越复杂[3],其能够运行的时钟频率就越低,从而测距分辨率就越低。这就造成要测量大的动态范围,必然不能实现高的测距分辨率,如果要得到很高的测距分辨率,测量时间就不能太长,从而限制了动态范围。测距分辨率与动态范围之间存在矛盾[4]。
动态范围与测距分辨率的关系如下式
DR=2N/fmax。
式中,DR为动态范围,N为计数器位数,fmax为FPGA能够运行的最高时钟频率。
要解决二者之间的矛盾,必须寻找一种计数器的实现方法,使计数器的速度要足够快,满足测距分辨率的要求,同时FPGA能够运行的时钟频率不受计数器位数的限制,使动态范围与测距分辨率分离开来。
3问题的解决
设一个N位的二进制计数器,用DNDN-1…D1表示,Di代表第i位(1 bit)。EN代表计数使能,为高时允许计数,为低时停止计数。构造中间寄存器Ti(i=1,2,…,N-1),算法描述如下:
(2) T1⇐EN&D1;
(3) If Ti=1,Di+1⇐Di+1; (i=1,2,…,N-1)
(4) Ti+1⇐Ti&Di; (i=1,2,…,N-2)
(1)～(4)为同步设计,所有操作并发执行。算法的目的在于构造出计数器的每一位Di(i=1,2,…,N),使Di+1为Di的两分频。由于整个算法的组合逻辑只有与操作和非操作,所以组合逻辑的延时降至最低,FPGA能够运行的时钟频率达到最大,可以极大地提高测距分辨率,而且计数器的任何两位互不相关,这样计数器的速度就不会受到位数的限制,从而可以同时实现高的测距分辨率与大的动态范围。
选取Actel公司的FPGA A54SX32A-1CQ208进行试验。此款FPGA能够运行的最高时钟频率为250 MHz。分别构造16位和32位的计数器,经综合、布局布线后的对比结果如表1。
从表1中可以看出,传统的加法计数器如果要实现16位的计数器,测距分辨率接近1 m,当计数器位数增加至32位时,FPGA能够运行的时钟频率降低了35%,测距分辨率降至1.6 m。但是本算法实现的计数器在位数增大一倍的情况下,时钟频率基本不变,都接近此款FPGA能够运行的时钟的极限250 MHz,测距分辨率可以达到0.6 m。也就是说,应用本算法后,测距分辨率能够达到极限,而且动态范围不再受测距分辨率的影响,从而解决了二者之间的矛盾。
4结论
本文从脉冲激光测距仪的工作原理出发,分析了测距分辨率与动态范围之间矛盾的原因,并给出一种解决方法。试验结果表明:应用本算法实现的计数器法激光测距,能够将激光测距仪的测距分辨率提高至极限,且测距分辨率与动态范围不再互相制约,二者可以同时提升。
摘要：星载激光测距仪一般采用同步计数器法进行计时,时钟频率决定了测距分辨率,计时时间决定了动态范围,二者都与计数器的位数相关。计数器的位数限制了测距分辨率与动态范围的同时提高。提出一种计数器的实现方法,不但可以将测距分辨率提升至系统的极限,还可以在提高分辨率的同时,扩大测距仪的动态范围。
关键词：激光测距仪,分辨率,动态范围,计数器
参考文献
[1]肖彬.激光测距方法探讨.地理空间信息,2010;8(4):162—164
[2]欧阳俊华.小目标高精度测距测速技术研究.北京:中科院研究生院博士学位论文,2009
[3]吴继华,蔡海宁,王诚.Altera FPGA/CPLD设计(高级篇).北京:人民邮电出版社,2011
高动态范围电视系统技术漫谈 篇5
然而近几年人们对超高清电视的普遍认识在高分辨率、高帧率基础之上又增加了另外的三个维度, 即宽色域、高量化比特位以及高动态范围 (见图1) 。高动态范围在照相机功能上早已走进我们的视野, 但是在电视转播中尚处于起步阶段 (见图2) 。
高动态范围 (High-Dynamic Range, HDR) 是相对于标准动态范围 (Standard-Dynamic Range, SDR) 而言的。是针对图像的亮度明暗范围而言, 由于亮度和色彩相关, 因此高动态范围常常与宽色域被一并提及。亮度单位为尼特nit (cd/m2) 。自然界中景物的亮度范围可以从10-6到109, 即达到1015:1, 但人眼在无瞳孔调节时的可视范围只有105:1。对于105的信息量的内容使用线性进行记录时需要16bit地信息位, 因此摄像机输出的16bit的raw文件就可以完整地保存采集信号的亮度信息。而传输域 (包括基带和编码传送) 多为8bit, 因此必须要进行线性到非线性的转换。在高清SDR时代, 调色软件使用伽马曲线进行线性到非线性的OETF转换, 实现使用8bit来传输最高100nits的内容, 图3是BT.1886对HDTV电光转移曲线的定义。
另一方面, 对于显示终端, 液晶显示器LCD和OLED的动态范围都有了比较大的提升。随着背光光源能力的提升, 目前市面上的LCD绝大多数已能达到300nits。同时, 通过动态背光技术 (Local dimming) 得以动态地关闭局部区域发光光源, 即实现了“亮部更亮、暗部更暗”, 解决了LED背光的LCD被动发光无法“绝对黑”的难题。现有的高端LCD的最高亮度可以达到2000nits, 动态范围达到105:1。相比LCD, 由于OLED是主动发光, 可以做到“绝对黑”, 为了达到以上动态范围不需要特别高的最大亮度。目前市场上高端的OLED最高亮度已经可以达到500nits以上, 最低0.0001nits, 动态范围达到106:1。但是过低的亮度值人眼是感受不到明显差别的, 因此对OLED不能因为亮度下限的一再扩展就认定其可以提供更大的动态范围了, 仍要对其亮度上限给予要求。
综上, 我们看到在摄像机采集时已经可以生成比105:1亮度范围更广的图像, 显示终端的亮度范围也有了更大范围的提升, 因此瓶颈就停在了8bit的传输环节中。通过电光转移曲线处理后, 绝大多数的亮度信息得以保存, 但是由于非线性转换的存在和信息量的丢失, 在显示端进行电光还原后, 虽然显示终端可以进行一定的扩展修补, 但对已经缺失掉的信息仍无法有效还原。这就造成了原有的HDR图像恢复显示时没有足够的灰度等级、缺少细节信息, 更甚者会产生色彩的偏差 (见图4) 。
一电光转移特性曲线
为了避免这种现象, 业界针对HDR内容提出了新的电光特性转移曲线, 目前已经被标准化了的 (参加ITU-R BT.2100) 包括Perceptual Quantization (PQ曲线, 见图5) 和Hybrid Log-Gamma (HLG曲线, 见图6) 。PQ曲线由Dolby公司提出, 在SPMTE 2084里也有所定义。HLG曲线由BBC和NHK联合提出。两条曲线有所差别:
第一, PQ曲线定义的是绝对亮度, HLG曲线定义的是相对亮度。根据SMPTE ST 2084定义, PQ曲线支持的最大亮点范围为10, 000nits。
第二, 两条曲线对OOTF的处理不同。PQ曲线定义的是EOTF, 其OOTF处理在摄像机采集环节进行, OETF=OOTF*EOTF-1 (见图7) 。HLG曲线定义的是OETF, 其OOTF处理在终端显示环节进行, EOTF=OETF-1*OOTF (见图8) 。
二传输系统
上述两条电光转移特性曲线较好地保留了亮度范围的细节信息。在业界提出新的电光转移特性曲线的同时, 传输系统和传输编码也在随之发展。适配于超高清视频编码的HEVC标准以及国标的AVS2标准也随之发布。较H.264/MPEG-4 AVC而言, 传输位由8bit提升到10bit, 这就给HDR内容的传输提供了更多的信息位。
三HDR前/后处理方案
1. PQ曲线的HDR内容传输
对于HDR的处理业内最早由端到端部署方案的是Dolby公司提出的Dolby Vision方案。早期的Dolby Vision方案主要立足8bit的传输系统, 同时该方案有一个鲜明的观点即唯有使用12bit以上的信息量对亮度进行描述, 才能避免出现“条带效应”。因此早期的方案是一个两层的方案:一个基本层+增强层;基本层用于传输SDR内容, 增强层用于传输HDR的额外内容;每层都可以使用8bit的视频编码系统进行传输 (见图10) 。
随着HEVC 10bit的应用, MPEG组织也分三个阶段提出了HDR的解决方案。
方案一:基于HEVC标准, 增加新的编码工具集, 形成HDR Profile。
方案二:基于HEVC标准, 不增加新的工具, 靠优化编码里面的前处理后处理环节实现对HDR的支持。
上述两个方案有一个共同的问题, 即只能传递HDR内容并只能支持在HDR终端上的显示。类似的方案就是HDR10, 这是一个用HEVC 10bit传输PQ曲线的方案, 该方案基于上述方案二, 较好地解决了PQ曲线的HDR内容的传输和显示, 但不兼容SDR终端的显示需求。
方案三:类似于Dolby Vision的方案, 传输SDR或HDR以及必要的Metadata, 在终端通过tone mapping恢复生成HDR或SDR。事实上, 现有业界的很多方案都基于此思路, 包括Philips和Technicolor的方案以及Dolby公司后续提出的单层方案。这种方案的优点在于同时兼顾了HDR终端显示和SDR终端显示。MPEG的方案三有图12所示四种变形方案, 但基本思路一致。
MPEG的方案更多地立足于PQ曲线, 在传输层倡导使用10bit的HEVC编码, 这与超高清的整体技术过渡一致。整体技术路线上, 包括只解决HDR终端显示的HDR 10方案以及兼顾HDR和SDR显示的Dolby方案、P&T方案等。
2. HLG曲线的HDR内容传输
除此之外, 另一条曲线HLG的传输解决方案较上述方案相比比较简单, 主要是利用了HLG曲线在100nits范围内与BT.709曲线高度重合的特点, 具备了在SDR终端上可以兼容显示的能力。事实上, 由于HLG曲线不是一条绝对亮度值曲线, 通过在显示终端的OOTF亮度拉伸处理, 具备了容纳更大亮度范围的能力。HLG方案不用传递元数据, 与既有的10bit传输系统兼容, 处理比较简单。HLG方案是BBC和NHK联合推出的, 在HDR推广的早期很好地解决了兼容性显示的问题。但是业界也有测试结果表明, 这种不通过元数据的曲线原生态处理, 在某些图像中会产生明显的色偏现象。HLG方案如图13。
四关于兼容性的考虑
业界对兼容性的考虑经过了几个发展阶段, 包括从最初的对8bit传输系统的兼容, 对既有的解码模块 (含机顶盒、智能电视机等) 的兼容, 以及对SDR电视机的兼容等。目前比较普遍的认识是不再考虑对H.2648bit传输系统的兼容, 而是面向HEVC10bit传输系统 (在我国, 需要考虑AVS210bit传输系统) 。同时全面考虑对HDR电视机和SDR电视机的兼容显示要求。
因此BBC和NHK首先提出的HLG方案, 通过曲线自身特点, 消除兼容性障碍, 但是仍对显示终端有所要求 (OOTF的处理) 。从目前应用来看并不能做到技术上的“完美”且存在局限性, 但是有部署简单、成本低的优势。
另一方面, 以Dolby、Philips和Technicolor等为代表的一派, 则全力倡导带Metadata的兼容解决方案。即在前处理环节获得元数据, 通过传递SDR或HDR, 在后处理环节结合元数据恢复HDR或SDR。这样一种方案基于既有的传输编码算法, 不增加新的编码工具或新的编码类, 只需要将相应的元数据写入扩展数据域, 视频编解码器能够将其透明传输即可, 对既有的编解码设备改动较小。而所增加的元数据内容通常不超过100Kbps, 对既有传输系统影响不大。通过后处理环节可同时解决SDR和HDR的兼容显示问题。
由于这一类方案既可以传输SDR恢复生成HDR, 也可以传输HDR恢复生成SDR, 具体使用哪一种方案可以通过市场上的电视机及解码终端存量情况统筹考虑。如果SDR电视机存量大、既有解码模块尚不能支持HDR的后处理, 可以选择以传输SDR为主, 通过Metadata恢复生成HDR的方案 (见图14) 。反之如果市场上SDR电视机存量有限 (事实上, 市场上的LCD电视机已能普遍支持300nits的最高亮度范围) , 或者解码模块尚未大面积部署, 则可以考虑直接传送高质量的HDR内容, 通过Metadata恢复生成SDR的方案 (见图15) 。
五关于元数据
以上在方案说明时提到, 除HLG方案、HDR 10方案以外, 其他的兼容性方案都需要传递元数据。HDR元数据分为静态元数据、动态元数据。
静态元数据可以理解为:一组静态不变的HDR元数据, 不随节目场景内容而变化。静态元数据是在制作域调色时产生, 是对主显示单元的 (即所制作内容) 整体情况的描述。静态元数据在SMPTE 2086中进行了定义, 包括Display Primaries、Chromaticity of White Point、Maximum Display Mastering Luminance、Minimum Display Mastering Luminance。这部分数据主要用来指导显示终端根据自身的亮度范围适配调整和显示所传递的HDR内容。
动态元数据可以理解为:一组动态变化的HDR元数据, 随节目场景内容而产生变化。动态元数据主要是用来配合所传输的SDR或HDR内容而恢复生成HDR或SDR内容。因此各家方案中动态元数据的定义不尽相同。SMPTE 2094给出了一部分可参考的动态元数据项。
六小结
试论雷达接收机动态范围 篇6
1雷达接收机信号功率变化的因素
对于雷达来说,由于多数情况是固定在一个地点,所以雷达接收机的信号来源比较多,必须保证雷达信号功率能够稳定在某一个范围内,否则雷达就会出现“时好时坏”的现象。随着科技的不断进步,雷达相关技术和设备发生了较大的变化。在此,本文首先对雷达接收机信号功率变化的因素进行一定的阐述。
1.1距离
雷达目标距离的变化,如近程目标与超远程外空目标的巨大区别。当采取各种措施以后,对接受及动态范围的影响也有40d B左右。距离对于很多大型固定设备来说,都是一个非常重要的限制性因素。一般情况下,距离越长,能够接收到的信号强度就越弱。在日后的研究当中,要想在客观上扩大雷达接收机动态范围,就必须克服距离上的因素。除了要设置相应的信号接收点以外,我们还需要加强雷达接收机本身的性能和各项技术指标。
1.2目标
雷达目标散射面积的变化,它取决于目标的大小、性质和起伏程度。特别是隐身目标的雷达散射面积越来越小,对接收机动态范围的影响有30d B左右。雷达的主要目的之一就是要捕捉到需要的目标, 无论是天气情况还是空中的飞机,亦或是某一段波长,都可以利用雷达进行准确的定位和捕捉。但是,目标的大小、性质和起伏程度会严重影响雷达的捕捉效果。比方说,现阶段研究出了一种“隐形飞机”,它能够躲避雷达的捕捉,原因在于它的体积不是很大,而且自身的设备不会被雷达扫描到。雷达要想有效的捕捉到这样的目标,就必须将接收机动态范围进行大面积的拓宽,并且要从客观上提高设备的性能和技术上的优势。
1.3杂波
地物杂波、海浪杂波、气象杂波,特别是地面对空雷达的低仰角观测时的杂波、 机载雷达的主瓣杂波和高度线杂波。杂波可以存在于自然界中,也可以通过人为的方式制造出来。相对来说,杂波对雷达接收机动态范围的拓宽具有较大的影响。首先,在自然环境当中,不同的地理位置和不同的高度具有不同类型的杂波,其影响范围和影响程度也存在差异。其次,目前的人工杂波较多,无论是有意还是无意, 都能够对雷达的正常工作造成机较大的影响。在以后的工作中,必须有效的解决杂波带来的危害,并且从根本上提高接收机动态范围,巩固稳定因素。
2相参雷达接收机动态范围
2.1雷达接收机动态范围的下限
雷达是一种比较特殊的设备,其接收机动态范围存在下限。多数情况下,应以进入雷达接收机输入端的最小信号电平为准,而不应是“最小可检测信号”或以 “接收机输入端等效噪声电平”为准。目前的雷达接收机获得了一定的进步,在很多方面都告别了以往的工作方式,运用的技术和设备也比较先进。我们需要对下限进行重新界定,否则很容易犯一些不必要的错误。相对来说,下限是雷达接收机动态范围的一个规则,我们只有在合理的规则内研究,才能获得较大的突破。
2.2通道无虚假响应动态范围
在复杂电磁环境中,如电子战环境, 具有有房雷达或通信干扰环境下,有可能在接收机内部产生交互调失真现象,交互调产物落入接受机通带内时,会产生虚假目标输出。从这个角度来说,雷达接收机动态范围的扩大或者精确定位会受到较大的影响。从图2中,我们可以看到,当互调产物功率等于最小信号输出功率时,此时对应的单频线性输出功率即为此准则的动态范围上限。由此可见,通道无虚假响应动态范围是以后工作和研究的重点。 第一,我们要保证接收机可以自动过滤某些波长或者信号,接收需要的东西,对没有用的波长、信号进行自动免疫。其次,通道无虚假响应动态范围不可能完全不受到任何虚假干扰,我们要保证虚假的信息在一个非常小的范围之内,小到忽略不计。从理论上来说,上限功率与最小信号输出功率之差成为无虚假响应动态范围。
3常用的动态压缩技术
3.1灵敏度时间控制
灵敏度时间控制是常用的动态压缩技术之一,对雷达接收机动态范围具有较大的积极意义,同时可以在一定程度上促进当下工作的不断进步。很多人将灵敏度时间控制称之为近程增益控制。此项技术的实用性较高,能够切实的帮助雷达接收机动态范围在一个合理的范围上波动,并且波动较小。另一方面,随着各项科技的不断提高,雷达接收机动态范围也需要有所进步,配合各项设备和技术,达到更高的目标。就现阶段的情况来看,灵敏度时间控制,比较适用于地面对空情报雷达、 海用雷达等类型。主要原因在于,地面杂波和海浪杂波多处于这些雷达天线波束的近程区。在日后的相关工作中,我们需要进一步提高灵敏度时间控制的力度和范围,不仅仅要对接收机动态范围进行控制,同时还要应用到相关领域的工作中, 取得更大的成就。
3.2程序增益控制
雷达接收机动态范围是一个非常有技术含量的工作,除了上述的技术以外, 我们还会用到程序增益控制,也被称为杂波图增益控制或者是自动杂波衰减器。程序增益控制一般用于固定工作的雷达站。 它可以根据雷达站周围环境的杂波强度分布进行相应的增益衰减,使二者达到完全的匹配。从客观的角度来说,程序增益控制在现阶段的应用和发展中,已经成为了一种必要性的技术。首先,我们不能无限的扩大雷达接收机动态范围,那样会造成非常严重的后果,但又不能长时间停留在一个固定范围,通过程序增益控制可以合理扩大雷达接收机动态范围,实现平衡发展。其次,当我们将程序增益控制应用到固定的雷达工作中的时候,不仅可以提高工作效率,同时对雷达的合理应用,捕捉信息和波长,也具有较大的积极意义, 弹性调节能够帮助雷达的各项工作在一个较好的环境当中进行。
3.3自动增益控制
自动增益控制是一个偏向智能化和自动化的技术,它主要应用于精密跟踪测量雷达接收机。现阶段的军事竞争非常激烈,很多的国家为保卫自身的领土和各项工作可以顺利进行,需要捕捉一些特殊的波长和信息,并且要实现自动控制,因为人工操作常常会出现一定的漏洞或者失误,造成难以弥补的恶性事件。自动增益控制在应用到精密跟踪测量雷达接收机以后,接收机动态范围明显扩大,同时在自动增益技术的帮助下,雷达接收机并不容易被发现,而且能够接收到某一种特别的信息、数据或者是波长。在以后的工作中,我们需要进一步加强自动增益控制的效果和性能,让雷达接收机动态范围在稳步扩大的同时,还能在一定程度上帮助我们做一些特殊工作,实现多元化发展。
4非相参雷达接收机动态范围
非相参雷达只提取回波信号的幅度信息而舍弃了回波信号的相位信息,接收机输出不再是正交检相输出I/O信号,而是简化为包络检波输出,如图3。从现有的工作情况来看,非相参雷达接收机动态范围需要得到进一步的提高。首先,我们需要确定非相参雷达接收机动态范围的具体研究方向和现阶段亟待解决的问题,制定详细的方案,否则一味的进行全面性工作,很难获得突出的成就。其次,我们要对相关的技术和机械设备革新,从客观上解决一些固有的麻烦和冲突,保证相关技术能够得到较大的提高。第三,要让非相参雷达接收机动态范围通过平稳的方式进行扩大,在总体上促进雷达接收机动态范围工作的进步。值得注意的是,限幅放大器对动态范围的压缩,即为输入动态范围与输出动态范围之差。
5总结
本文对雷达接收机动态范围进行了论述,就现有的发展趋势来看,相关工作依然在以一个平稳的速度前进。另一方面,随着相关领域工作的提升,雷达接收机动态范围有所扩大,并且能够捕捉到更加微弱的波长和信息。在日后的工作当中,我们要针对不同的情况制定相应的预案和备案,既要达到工作目标,也要在“规则”以内进行。相信在日后的工作中,雷达接收机动态范围的工作会有一个更大的提升,促进我国技术的全面进步。
摘要：叙述了接收机输入信号功率变化的各种影响因素以及相参雷达和非相参雷达接收机动态范围定义。说明了相参雷达接收机动态范围的下限和上限两种定义以及动态范围、系统增益设计与ADC分辨率的匹配关系。从客观的角度来说,雷达是目前国家发展的必备设备之一,它不仅可以对天气预报产生较大的积极以及,同时在军方、卫星发射、天空侦查等领域,都有独特的作用。雷达接收机动态范围会直接影响到雷达的功能范围,并且对雷达相对的领域产生较大的影响。日后必须通过合理的技术性手段,不断的扩大雷达接收机动态范围,进一步促进各项工作的发展。
提高动态范围 篇7
在航天侦查以及观测深空星体、太阳活动、运载火箭的发射等领域,由于真实场景所展现的亮度范围超出了成像系统本身所能显示的动态范围,因此会造成图像传感器的大面积饱和,形成日晕、blooming等现象,使成像设备失灵,不能准确获取指定目标的图像数据。普通光电成像设备(CCD或CMOS图像传感器)的动态范围一般仅能达到50~60 d B,即使在科学研究领域所使用的图像传感器的动态范围在常温条件下也只有70 d B左右,往往满足不了高动态范围成像的要求[1]。
目前适应高动态范围场景观测的主要手段有:1) 采用双图像传感器成像方法[1,2],其中一个积分时间长,另一个积分时间短,获得同一时刻开始积分的两幅亮暗图像,最终经过图像融合处理的方法实现提升适应高动态范围场景观测的能力;2) 通过改变CMOS图像传感器的读出结构,将图像传感器信号输出幅度与接收的光电子数由线性关系变为对数关系,提高适应高动态范围场景观测的能力[3,4]。但此项工艺不适合深空探测所采用的CCD图像传感器;3) 通过增大图像传感器的像元尺寸,提高图像传感器每个像元积累光电子的能力来提高成像动态范围[5];4) 对于高帧频的图像传感器,可以通过设定多帧不同积分时间,进行连续快速的成像,再通过多帧不同感光程度的图像进行合成,得到一幅亮暗目标融合的合成图像,达到提高动态范围的目的[6,7]。
上述手段和方法一般能够使得成像设备的成像动态范围提升到70~80 d B,然而很多技术手段不能同一时刻获得的图像,主要采用事后图像处理的办法,因此这些技术手段仍然不能满足高动态目标实时成像观察测量的要求。
本文基于数字微镜器件,提出了一种提高光电成像器件可探测动态范围的方法,根据这一方法设计了一种能够对高动态目标进行自动区域调光的望远系统。
1 系统原理
1.1 DMD 的工作原理
DMD由美国Texas(TI)公司开发,采用微电子机械原理,是一种用二进制数字信号控制的数字光调制器,由上百万片的微米级反射镜片组成,利用静电使微反射镜转动,其具体结构如图1。
DMD底层是衬底,衬底表面刻有CMOS半导体存储器件,CMOS上面是带有铰链可偏转摆动的反射镜片支架,微反射镜片固定在支架上。微反射镜片利用铝溅射工艺制成正方形。每个微镜面的尺寸约10.8μm×10.8μm或更小,微镜面之间的间隔约1μm,每个微镜面代表一个像素,每个微镜面都可以沿着它的对角轴线做±12°翻转,翻转频率可达数千赫兹[8,9,10,11,12]。微反射镜的工作原理如图2所示。
当偏转+12°时,微反射镜处于开状态,将光线反射至目标光学系统;当偏转-12°时,微反射镜处于关状态,将光线反射出光学系统,使其不能到达目标光学系统。利用每一个微反射镜片下的存储单元以二进制信号进行寻址,控制每个像素的开关状态以及开关时间,即可形成不同亮度、对比度和灰度的图像。DMD可通过二进制脉宽调制技术实现全数字方式控制图像的灰度等级。
1.2 系统结构分析
为提高系统的动态范围,提出了一种全新的光学系统,该系统为二次成像系统,采用非远心光学结构,利用处于中间像面位置的DMD作为光强调制器件。整个光学系统原理图如图3所示。
成像物镜将目标景象成像在DMD光调制器上,当DMD上的微反射镜处于开状态时,微反射镜将成像物镜上的光反射到转置镜上,再由转置镜成像到探测器上;当DMD上的微反射镜处于关状态时,入射到DMD上的光线被反射到非成像吸光装置内并被完全吸收。非成像吸光装置由平面反射镜、黑体球组成。
为对高动态目标进行成像,DMD上的微反射镜首先需要全部处于开状态,获取一幅目标景象的图像,然后按照平均灰度和局部动态将图像划分为若干小区域,并设定各区域相应的曝光时间等参数。最后根据已设定的参数逐区控制DMD微反射镜的开关状态及开关时间,同时完成探测器的曝光成像过程,获得具有高动态范围的图像。
为方便光学系统装调并提高DMD调制精度,选择DMD垂直于成像物镜的光轴放置。平行于成像物镜光轴的光线入射到DMD上被DMD反射后出射光方向与DMD法线成24°夹角,即中间像面DMD不再垂直于转折后的光轴。系统采用常规的透射镜头将DMD上的像成像到探测器上,由于物面与光轴出现24°的夹角,相应的探测器与光轴也存在一定的夹角。DMD与探测器间物像关系如图4所示。
2 光学系统设计
2.1 主要技术指标
设计的望远系统主要用于观测高动态范围、强度相差悬殊的目标,如太阳活动等。系统采用DMD作为光强调制器件,使用sC MOS作为图像传感器,DMD上的微反射镜与s CMOS上的像元一一对应,通过控制DMD进行像素级调光,实现高动态目标成像,其主要技术指标如表1所示。
2.2 光学系统结构
设计的基于DMD的高动态范围望远系统是一个较长焦距、小相对孔径、小视场的光学系统,采用透射式光学系统较为简单合理,其光学系统结构如图5所示。
该望远系统主要由成像物镜和转置镜组组成。其中成像物镜由一片胶合透镜、两片单透镜组成,是望远系统的主要部分;转置镜组将DMD上的像成像在探测器CMOS上,其放大倍率为-1,采用双高斯形式设计。由于光线经DMD反射后与光轴成24°夹角,即DMD上的像相对于转折后的光轴为斜物,因此设置探测器CMOS与光轴的夹角为变量进行优化,最终探测器与光轴的夹角为25.93°。为避免转置镜组中的透镜遮挡成像物镜后的光线,需要使成像物镜具有较长的后工作距且转置镜组有较长的前工作距。优化完成后成像物镜的后工作距为142.5 mm,转置镜组的前工作距为78.4 mm。
2.3 像质评价
由于系统需要根据探测器上的像对应调节DMD微镜像元的开关状态及开关时间,因此要求DMD上的像也要有良好的成像质量。图6为DMD像面上的传递函数、场曲和畸变,图7为探测器像面上的传递函数、场曲和畸变。
由图6可以看出,在DMD的Nyquist频率处,全视场范围内子午方向和弧矢方向的系统传递函数接近或大于0.70,场曲小于0.1 mm,畸变接近于0。由此可知,DMD上成像质量良好,能够达到区域调光的要求;由图7可以看出,在探测器CMOS的Nyquist频率处,全视场范围内子午方向和弧矢方向的系统传递函数大于0.55,场曲小于0.1 mm。由于经DMD反射之后为斜物成斜像,因此系统存在一定畸变,但畸变小于2%,对成像质量影响不大。
3 成像系统动态范围估算
一般光电成像器件的动态范围定义为探测最大光能量和最小光能量的比值。本文设计的望远系统的动态范围主要由两个因素决定:1) 图像传感器固有的动态范围;2) DMD器件的调制能力。
设计的望远系统采用高动态科学级CMOS作为图像传感器,其动态范围是23 000:1,约为87 d B。考虑系统帧频很高并且系统噪声会有影响,预计其动态范围不小于20 000:1。
DMD器件的工作方式与控制方式决定了其光强调制的动态范围,理论上DMD器件的摆动频率为3 000Hz,光强调制范围为3 000:1。但DMD需要复位,且在摆动过程中也有部分光线进入图像传感器,因此图像传感器的积分时间不能与DMD的开状态相位完全一致,但是其动态范围至少可达到500:1。
系统总动态范围为(20 000:1)×(500:1)=10 000 000:1,即设计的像素级区域调光的望远系统动态范围至少可达140 d B。
4 结 论
提高动态范围 篇8
人们对无线通信的需求正日益向着高速率、高频段和大带宽的方向发展[1,2]，接入网成为了主要“瓶颈”之一[3]。ROF(光纤无线电)正是顺应这一需求新兴发展起来的接入技术[1,2,3]，具有非常广阔的应用前景。国内外研究机构投入了大量经费和精力探索ROF系统及其应用。研究内容涉及毫米波信号的全光产生与变频、信号传输与损伤补偿和性能指标提升等。其中，线性动态范围是衡量系统性能最重要的指标之一，成为了相关研究关注的重点。
1 ROF系统的线性动态范围及相关研究进展
线性动态范围表征了ROF系统正常工作所允许的输入强度范围，它的大小直接影响着系统可承载的信噪比极限、调制格式复杂度[4]。非线性失真对信号造成确定性畸变与交叉调制干扰，限制系统在输入较大功率时的性能;噪声则在小信号工作时造成随机性干扰，制约系统对小功率信号的响应。在ROF系统中，限制或影响动态范围的物理因素主要包括非线性效应、链路色散及系统噪声。研究动态范围并予以提高，本质上是研究链路对信号的损伤机理和相应的补偿方法。归纳起来，一般可分为以下几方面。
首先，最直接的是对ROF系统中的非线性失真进行抑制。其中对调制器非线性抑制的方法主要有两种：一种是产生并调制两路信号，经过双信道传输，基于后补偿在接收端合成抑制非线性[5];另一种是产生两路带有预失真的信号，基于前补偿在发射端合成后经单信道传输，通过调节预失真项抑制非线性[6,7]。相比而言，第二种方法能利用更简单的结构提供更高的调制深度和线性动态范围，显得更经济、更有效。其他可能的非线性来源包括光纤非线性效应和光电探测器。但是在接入网的传输距离内，无需大功率光放大器，这些非线性效应较少出现。
其次，对单模光纤的材料色散进行补偿。色散是对信号光谱边带附加不对等相移[8]，这不仅会影响基频信号的功率增减，还会影响交叉调制频率信号的功率，从而影响非线性抑制效果。色散补偿技术可分为发射端预处理[8]和接收端纠错补偿[9]。预处理显得更加经济、可靠和简便，其主要是边带调制方法，包括单边带调制[10]及载波相位偏移调制[8]等。单边带调制面临着驱动模块复杂、光栅通带不可调的挑战。两载波相位偏移调制能克服色散所致衰减，实现了频率响应曲线的任意移动，但需要牺牲一定的线性度。
另一个重要方面是降低系统噪声。主要方法包括数字信号处理补偿法[11]和相干接收-平衡探测法[12]。后者由于对ROF系统的激光器相对强度噪声抑制明显而备受关注，应用较广。但相干系统需要额外信道、复杂控制和探测模块，面临着集成难、控制难的挑战。
为了满足未来ROF系统发展的需求，探求可变色散传输距离下提高线性动态范围的方法与技术势在必行。但是就目前已报道的研究成果而言，要么局限于色散补偿，要么局限于非线性失真抑制，鲜有涉及联合补偿的报道。
2 联合补偿的可行性
使中心站复杂、基站简化是指导ROF系统设计的核心理念[1,2]。与接收机后补偿相比，在中心站发射机通过预失真实现补偿，更符合这一设计思想。文献[7]提出一种基于单驱动的DPMZM(双平行马赫-曾德调制器)的高线性ROF系统。通过控制DPMZM的各偏置电压V1、V2和V3，使得PD(光电探测器)拍频后的三阶交调失真干涉抵消。此时，对应偏置电压满足以下关系：
式中，i=πVi/Vπi,Vπi为第i(i=1,2,3)个子调制器的半波电压。
文献[7]中的理论和实验只限于背靠背传输。经过光纤传输后，色散会造成码间串扰，引入的相位误差会破坏式(1)的等式关系，导致系统动态范围下降。对此，可在同一系统中通过控制偏置引入相位预失真量，以补偿色散所致相位偏移。经过推导，在长度为L的光纤系统中，最佳联合补偿条件应满足
式中，Θ=β2L(2πf)2/2，表示色散引入的相位，其中β2=-(λ2/2πc)D,D为色散系数，f为副载波信号的射频中心频率，λ为激光器输出波长，c为光速。对比式(1)与(2)可以看出色散对非线性补偿的影响。按照式(2)控制偏置电压，能够使得色散后三阶交调失真得到最佳抑制，从而提升系统的动态范围。
3 可抗色散的高线性化调制技术
结合非线性抑制和色散预补偿，我们提出并分析一种可抗色散的高线性调制技术。参照文献[7]中的系统结构搭建了实验平台。其中，可调谐激光器工作波长为1 549.8nm，微波信号源(Agilent E8267D)产生中心频率为5GHz、间隔为0.2 MHz的双音信号，并加载至DPMZM(Covega,Mach-10 060)的单个射频驱动口，另外一个端口接地。3个偏置半波电压均为4.6V。终端采用信号分析仪(Agilent,E4446A)测量PD(U2T,3120R)后的电信号功率。通过MATLAB处理数据、绘制曲线。激光器输出光功率为6dBm，微波源产生PD前接收到的光功率为5 dBm，此时，噪声底功率为-163dB/Hz。
首先分析色散补偿与否对SFDR(无失真动态范围)的影响，验证理论的正确性。如果不考虑色散补偿，由式(1)计算得到偏置电压V1=3.93V,V2=0.92V,V3=5.01V，结果如图1(a)中空心点和虚线所示。此时，基频响应出现功率压缩(斜率为0.945)，交调失真线斜率为2.650，这说明非线性最佳抑制条件不满足，系统线性度极差，测得SFDR为98.9dB·Hz2/3。
若考虑色散补偿，在L=25 km，β2=-20.4ps2/km的情况下，计算Θ得到0.080π。按照式(2)偏置电压设为V1=3.78V,V2=0V,V3=4.97V，结果如图1(b)中空心点和虚线所示。此时，基频响应没有功率压缩(直线斜率为0.997)，交调失真较晚超过噪声限(噪声如点划线)且斜率为5.307，极大地改善了系统的动态范围。在同一噪声基底之上，测得SFDR为118.5dB·Hz4/5。
将DPMZM替换为工作在线性偏置下的MZM(Avanex,AM-40，半波电压为4.2V)，保证相同的激光器输出(6dBm)和PD接收光功率(5dBm)，噪声仍为-163 dB/Hz，测得SFDR为97.3dB·Hz2/3。如图1(b)中实心点和实线所示。可见，与传统的MZM-ROF系统对比，基于新型调制技术的DPMZM-ROF系统的SFDR值提升至少20dB，说明其在补偿信号损伤及扩展动态范围方面具有优越性。
DPMZM对不同接入系统具有良好的适应性;只需根据距离计算新电压值，在中心站发射机端重置DPMZM各偏置点，即可实现高线性化和高SFDR。与采用DPMZM结构的已有研究[6,10]中的复杂控制相比，偏置电压控制显得操作更加方便，同时更有利于集成化。
4 结论
ROF领域的研究发展极为迅速，国内外研究机构已投入大量精力探索ROF系统及其应用。但从ROF系统动态范围问题角度出发的报道很少，对研究的梳理和综述亦不多见。因此，本文系统地讨论了动态范围的受限因素，列举了现有的一些补偿技术方法，着重阐述了本文提出的联合补偿以扩展更大动态范围的新构想。对此问题的探讨，有助于对发展趋势有清醒的认识，更希望以此对模块单元设计的研究提供方向性的指导。
参考文献
[1]Larrode M G,Koonen A M J,Olmos J J V.Fiber-based broadband wireless access employing optical fre-quency multiplication[J].Journal of Selected Topicsin Quantum Electronics,2006,12(4):875-881.
[2]Lim C,Nirmalathas A,Bakaul M,et al.Fiber-Wire-less Networks and Subsystem Technologies[J].Jour-nal of Lightwave Technology,2010,28(4):390-405.
[3]丁燕,葛晓光,李迎春,等.基于毫米波传输的光纤无线融合架构研究[J].光通信技术,2011,35(9):42-45.
[4]James J,Pengbo S,Nkansah A,et al.Nonlinearityand Noise Effects in Multi-Level Signal Millimeter-Wave Over Fiber Transmission Using Single and DualWavelength Modulation[J].IEEE Transactions onMicrowave Theory and Techniques,2010,58(11):3189-3198.
[5]Marpaung D,Roeloffzen C,Van Etten W.EnhancedDynamic Range in a Directly Modulated Analog Pho-tonic Link[J].Photonics Technology Letters,2009,21(24):1810-1812.
[6]Guanghao Z,Wei L,Fetterman H R.A BroadbandLinearized Coherent Analog Fiber-Optic Link Emplo-ying Dual Parallel Mach-Zehnder Modulators[J].Photonics Technology Letters,2009,21(21):1627-1629.
[7]Shangyuan L,Xiaoping Z,Hanyi Z,et al.HighlyLinear Radio-Over-Fiber System Incorporating a Sin-gle-Drive Dual-Parallel Mach-Zehnder Modulator[J].Photonics Technology Letters,2010,22(24):1775-1777.
[8]Shangyuan L,Xiaoping Z,Hanyi Z,et al.Compensa-tion of dispersion-induced power fading for highly line-ar radio-over-fiber link using carrier phase-shifteddouble sideband modulation[J].Optics Letters,2011,36(4):546-548.
[9]冯勇,闻和,张汉一,等.差分相移键控信号的数字相干光检测与色散补偿研究与实现[J].中国激光,2010,37(2):471-476.
[10]Masella B,Hraimel B,Xiupu Z.Enhanced Spurious-Free Dynamic Range Using Mixed Polarization in Op-tical Single Sideband Mach-Zehnder Modulator[J].Journal of Lightwave Technology,2009,27(15):3034-3041.
[11]Juodawlkis P W,Hargreaves J J,Younger R D,et al.Optical Down-Sampling of Wide-Band Microwave Sig-nals[J].Journal of Lightwave Technology,2003,21(12):3116.
提高动态范围 篇9
在真实世界的自然场景,动态范围表示图像中从最亮至最暗的范围。在数字图像中也称对比度,动态范围表示图像中最大灰度值和最小灰度值之间的比例。人类视觉可感受到的范围、打印图像所显示的范围或显示器上显示的范围远远不及自然界中存在的动态范围大。由于所能使用的动态范围很有限,电影艺术家、摄影师等数字图像的使用者必须对场景中的重要视觉元素进行精挑细选,以达到他们的要求。
本项目力图从高动态范围图像(High-dynamic range image)的采集和显示两方面进行深入研究,设计出基于液晶光阀的光强连续选通成像图像采集系统和通过双屏叠加实现高动态范围图像显示的系统,从而充分展示从高动态拍摄到高动态显示整条技术链,更完整、真实的再现现实中的场景。
1 系统总体设计
高动态范围图像采集及其双屏显示系统结构如图1所示,该系统主要由两部分组成,高动态范围图像成像系统和高动态范围图像显示系统。首先,曝光景物通过成像系统获得几幅不同灰度图像,其次,利用扩展图像动态范围处理算法将其合成高动态范围图像。最后,将图像传送给成像系统从而显示高动态范围图像。
2 系统模块设计
2.1 高动态范围图像采集系统
液晶光阀是利用液晶的光学特性制作的一种光寻址的空间光调制器,广泛用于光信息处理、投影显示等领域。液晶光阀成像是利用其旋光特性完成光的调制与解调,背光源参与成像[1]。如图2设计方案所示,镜头将场景成像于液晶光阀上,形成图像信息,按照像素一一对应的关系将该图像信号传递至CCD感光元件的像敏面上,完成光信息的高效采集。主控芯片根据预先设置的函数产生液晶光阀曝
光参数,将控制信号输入至液晶驱动模块,使之产生相应整体明暗度。CCD信号处理单元将接收到的电压信号通过解码、采样转换为数字信号,并将该数字信号输送至图像处理模块后,其接收的数字信号转变为图像逐个像素的亮度信号。亮度信号和曝光参数同时存储至存储模块,作为后续处理原始数据[2]。
2.2 扩展图像动态范围处理算法
目前,高动态范围图像主要获取方法是将多幅不同曝光的普通低动态范围图像进行融合生成。此类算法主要代表有美国加州大学Debevec方法[3]和美国哥伦比亚大学的Nayar方法[4],这两种算法应用于本设计较为复杂,因此采用朱良销等人的一种扩展图像动态范围的处理算法[5],该算法具有速度快,简洁优化特点。
首先,保持场景中的物体和光照度不变,通过成像系统获得几幅不同灰度值的低动态图像,再采用高动态范围图像合成算法扩展图像动态范围,从而获取高动态范围图像。该算法为了使所合成的图像灰度值得到较好改善,主要是对两幅图像进行相加后,再对图像进行改算法处理。这里采用两幅图像,是因为每幅图像都有一部分区域细节能更真实再现场景,将这不同灰度值的两幅图像进行相加,能增加所合成图像的信噪比。这种算法能使图像暗部的地方更暗,亮度的地方更亮,能较好改善图像整体灰度值,增强图像中较暗、较亮、难分辨的区域,扩展图像动态范围。
设g(x,y)是合成的图像在(x,y)位置的像素值,Gi(x,y)是第i幅图像在(x,y)位置的像素值,则:
式中:G0是预设的参数值,N0是采集到的图像数目,
本算法与所取图像的数目N0和预设的参数值G0有关,且限制条件是G0×N0<255。通过用VC编程实现上述算法,实验可知当所取图像的数目N0为2,预设的参数值G0为50时,效果最佳。
2.3 高动态范围图像显示系统
设计一种基于LED的背光动态调制的高动态范围显示系统,通过对显示的画面进行分析,采用区域亮度动态控制的方式得到不同区域的最佳亮度同时驱动LED背光达到相应的亮度[6],LED背光系统框图3所示。
LED背光源阵列本身为低解析度显示器,所产生的光强分布需要配置液晶面板的高解析度信息,才可以显示细致和高对比度的图像。所以,背光图像是原始图像的低频分量图,其中包含了原始图像的大多数特征,而LCD显示面板包含了调整背光后的其余图像部分。
将FPGA输出控制信号与LED驱动板对应信号连接好,还需要将LED驱动板与LED屏相连。下载FPGA程序,观察LED屏上图像显示,通过均光板后经脉宽调制后LED背光结果如图4所示,再将其与液晶屏叠加后效果图如5所示。
3 实验结果
实验中,首先通过成像系统获得两幅不同动态范围的图像,如图6所示,成像系统获得的低灰度图(a)和成像系统获得的高灰度图(b)。其次通过扩展图像动态范围处理算法将预设的参数值G0设为50,图像的数目N0为2时,低灰度图和高灰度图合成的效果图(c),从图中我们可以发现相比于(a)图与(b)图其动态范围得到了较好的扩展。
其次,用亮度功率计测量LED阵列电路板上的LED亮度,采用分区的方式进行测量。测量区域分布见图7,测试结果如表1所示。
实验可知,LED亮度均匀性在95%以上,对于脉宽调制而言,亮度变化很大,最大亮度为496.8 cd/m2,最小亮度为0.04 cd/m2,对比度达到10 000∶1以上,通过功率的相关公式,可计算出脉宽调制后的功率比原来整体调制功率减少了60.2%。
4 结 论
通过本文设计的基于液晶光阀的单镜头光强连续选通成像图像采集系统,及以液晶屏和LED组合作为显示源的双屏显示系统。实验证明,所设计的系统能有效提高图像对比度,扩展图像动态范围,降低功耗,获得的图像更逼真,具有更舒适的视觉效果。利用本系统,对摄影、游戏及医疗等一些需要显示高动态图像的行业将有较大的帮助。
参考文献
[1]武晓阳,贺庚贤.基于液晶光阀的数字仿真目标研究[J].微计算机信息,2008(22):279-281.
[2]张瑞霞.基于液晶选通成像探测器的研究[D].西安:西安理工大学,2010.
[3]Debevec P,Malik J.Recovering high dynamic range radiancemaps from photographs[C].Proceedings of ACM SIGGRAPH1997,1997:369-378.
[4]Mitsunaga T,Nayar S K.Radiometric self calibration[C].Proceedings of Computer Vision and Patern Recognition'99,volumn 1,1999:374-380.
[5]朱良销,余学才,陈摇涛,等.一种扩展动态范围的图像处理算法[J].传感技术学报,2011,24(1):65-67.