数字倍频（精选7篇）
数字倍频 篇1
噪声测量中，1/3倍频程占有重要地位。相比倍频程而言，1/3倍频程对频带的划分更细，详细的反映噪声信号频谱特性和能量分布情况，便于观察噪声信号宏观上的能量分布，消除信号频率或相位信息微小变化对观察结果的影响[1]。
1/3倍频程谱值的计算多采用频域算法和多采样率数字滤波器法。频域算法首先对噪声采样信号进行快速傅里叶变换，计算出功率谱，然后计算每个中心频率的带宽内功率谱总和，得到1/3倍频程频谱值[1]。为对噪声信号进行准确分析，通常采用很大的FFT长度(大于或等于8 192点)来提高分析的准确性[2]。而多采样率数字滤波器算法对信号进行分析前会先进行信号抽取，减少需要处理的数据和滤波运算量，然后输入带通滤波器进行计算求出1/3倍频程频谱[3,4]。1/3倍频程分析中，有30个频带谱值，因此频域算法在硬件上比数字滤波器算法实现更简单，计算量相同的情况下运算速度比数字滤波器要快[5]。但是1/3倍频程分析中心频率为20 Hz的带宽只有4.6 Hz，在低频率段，频域算法对噪声信号的频率分辨率无法满足测量要求。只有提高采样点数才能做到，而通常噪声测量中每次测量的采样点数不会发生变化[6]。采用多采样率数字滤波器算法能够有效避免低频段声音分辨率不足的问题，减少计算量，得到较为理想的低频处的频谱分析[3]。
针对频域算法和多采样率数字滤波器算法的优缺点，采用LabVIEW设计多采样率数字滤波器组实现1/3倍频程分析，降低多采样率数字滤波器算法的设计难度，同时提高声音信号低频段1/3倍频程频分析的准确度。
1 多采样率数字滤波器原理
多采样率数字滤波器法计算噪声1/3倍频程谱值时，将20 Hz到20 kHz的声频范围划分为30个频带[7]，其原理框图如图1所示。图1中，h(n)为低通滤波器即抗混叠滤波器，↓2表示对信号进行抽取，IIR为数字带通滤波器。由图1可知，中心频率为25 Hz和31.5 Hz两频带数据经过四次抗混叠滤波和信号抽取，40～80 Hz四频带数据经过三次抗混叠滤波和信号抽取，100～160 Hz三频带数据经过两次抗混叠滤波和信号抽取，200 Hz频带的数据经过一次抗混叠滤波和信号抽取，250 Hz～20kHz二十频带数据均不经过抗混叠滤波和信号抽取，最后将各频带的数据送入数字带通滤波器后分别求均方根值(root mean square,RMS)，得到1/3倍频程谱值。
1.1 信号抽取
噪声信号分析一般采用48 kHz的采样率，要实现实时分析1/3倍频程谱值，在约为20μs的采样间隔内，需要通过30组带通滤波器，计算量太大[3]。因此通过信号抽取来减少处理的数据量，降低运算的复杂度。
若令其采样周期为Ts，将x(n)中每2点中抽取一个，依次组成一个新的序列z(n)为
经推导后得到抽取信号的频谱为
已知信号x(n)最高频率为fc，根据抽样定理可知，将x(t)抽样变为x(n)时，若fs≥2fc，则抽样结果不会发生频谱混叠。对x(n)做2倍抽取得到z(n)，若保证由z(n)重建出x(t)，则要求fs/2≥2fc，即fs≥4fc。当fs≥4fc的条件得不到满足时，信号抽取后的频谱Z(ejω)发生混叠[8]。Z(ejω)高频部分的频谱能量混叠至低频部分，使低频部分的频谱能量增加，将导致1/3倍频程谱值计算出现偏差。
1.2 抗混叠滤波
为避免信号频谱混叠，必须在信号抽取前进行抗混叠滤波即对信号进行低通滤波。设h(n)为低通滤波器，其频率响应为
设x(n)通过h(n)滤波后的输出为v(n)，其表达式为
对v(n)进行2倍抽取后的序列y(n)变为
经推导后，抽取后信号的频谱变为
经过抗混叠滤波后再进行信号抽取的频谱变化如图2所示。
如图2所示，x(n)经过抗混叠滤波器h(n)后变为v(n)，再对v(n)进行2倍抽取后变为新序列y(n)。结合图2和式(2)、式(6)可知，加上频带为(-π/2，π/2)的低通滤波器后，可以避免抽取后频谱的混迭。
1.3 数字带通滤波
由图1可知，通过数字带通滤波器后对各频带数据求均方根值的计算可得到各频带声压级。理想情况下，计算中心频率为fm(n)的1/3倍频程频带声压级要求该频带信号能量全部留在中心频率为fm(n)的频带范围内，即数字带通滤波器对该频带信号实现最大能量衰减。实际情况无法保证1/3倍频程带通滤波器能够实现对信号能量的最大衰减。由文献[7,9]可知，1/3倍频程滤波器实际衰减值如图3所示。
国标GB/T 3241—2010对1/3倍频程滤波器相对衰减限值做了明确规定，要求数字带通滤波器对信号的实际衰减限值不能超过图3所示的最小衰减限值。8阶巴特沃斯无限脉冲响应滤波器(infinite impulse response,IIR)在通频带内的频率响应曲线最大限度平坦，而在阻频带则逐渐下降为零[10,11,12]，与GBT 3241—2010要求的带通滤波器特性非常相近，适合设计1/3倍频程数字带通滤波器。
2 基于LabVIEW的滤波器设计
为实现多采样率数字滤波器法计算1/3倍频程，应用LabVIEW软件开发平台对其进行设计。
2.1 抗混叠滤波器设计
采用有限长单位冲激响应半带滤波器(finite impulse response,FIR)设计抗混叠滤波器，其归一化截止频率为0.5，通带与阻带相对于1/2奈奎斯特频率对称，因此近一半滤波器系数为零[5,13]。当抽取因子为2时，信号通过抗混叠滤波器的计算量减少。经过推导得到滤波器系数集L(n)为如下形式[14]:
采用LabVIEW的数字滤波器设计工具包设计抗混叠滤波器，抗混叠滤波器设计的主要参数有采样频率fs，通带和阻带纹波系数和阻带衰减δs[15]。根据GB/T 3241—2010对于1级滤波器频谱混叠的能量衰减规定，要求通带和阻带的纹波系数小于0.1，阻带衰减δs=80 dB。以fs=48 kHz的抗混叠滤波器设计为例，采用最优纹波法设计抗混叠滤波器，其程序框图如图4所示。
利用图4所示设计程序得到抗混叠滤波器系数集L(n)的大小为103，即该混叠滤波器为102阶。该抗混叠滤波器满足半带滤波器的设计要求，滤波器系数除L(51)=0.5，其余奇数项均为零。将系数集L(n)输入到FIR滤波器中，得到抗混叠滤波器。
由图4抗混叠滤波器设计程序得到采样频率为48 kHz的抗混叠滤波器幅频响应曲线，如图5所示。
由图5可知，该抗混叠滤波器满足通带和阻带的纹波系数小于0.1，阻带衰减δs=80 dB的设计要求。
中心频率25～200 Hz的10个频带数据分别经过的抗混叠滤波器和信号抽取次数不同，每进行一次信号抽取，抽取后采样频率变为原来的1/2。因此设计抗混叠滤波器系数时，将前一级信号抽取后的采样频率作为抗混叠滤波器设计程序的输入，而通带和阻带的纹波系数及阻带衰减保持不变，得到不同采样频率情况下的抗混叠滤波器系数，最后分别将系数输入FIR滤波器中得到抗混叠滤波器。
2.2 带通滤波器设计
2.2.1 滤波器参数计算
信号通过抗混叠滤波器和信号抽取后，采样频率发生变化，需根据不同的采样频率设计数字带通滤波器。直接利用MATLAB的FDATOOL滤波器设计工具包[16]完成对滤波器参数计算。数字带通滤波器的设计选用二阶巴特沃斯IIR滤波器，通过级联来实现。以中心频率50 Hz的1/3倍频程数字带通滤波器设计为例，根据GB/T 3241—2010的规定，中心频率为50 Hz时，其带通滤波器的上、下限截止频率分别为56.2 Hz和44.7 Hz。由图1和抽样理论可知，中心频率为50 Hz的频带数据经过3次信号抽取后，该频带数据的采样频率由48 kHz变为6 k Hz。在FDATOOL设计界面输入信号抽取后的采样频率和带通滤波器上、下限截止频率，计算得到该滤波器为4个二阶巴特沃斯IIR滤波器级联及各级IIR滤波器的前向系数和反向系数，见表1。
2.2.2 数字带通滤波器设计
选用LabVIEW中带初始条件的二阶IIR滤波器进行4级级联得到8阶巴特沃斯IIR滤波器，将表1中1/3倍频程滤波器各级IIR前向系数和反向系数按顺序输入各级带初始条件的二阶IIR滤波器中，得到中心频率为50 Hz的1/3倍频程数字带通滤波器，程序框图如图6所示。
其他中心频率点的1/3倍频程滤波器也可根据以上方法进行设计。根据国标GB/T 3241—2010对于1/3倍频程滤波器1级滤波器衰减限值的要求，所设计的数字带通滤波器的衰减值必须满足国标规定。
对25 Hz～20 kHz的1/3倍频程数字带通滤波器做相对衰减值实验验证。选取8 kHz、1 kHz、250Hz、200 Hz和25 Hz五个中心频率点进行对比。对五个中心频率点的数字滤波器做相同的4 096点的相对衰减值计算，得到各频带数据信号抽取次数M及其对应的数字滤波器衰减值，见表2。其中，“NaN”表示超出测量范围的归一化频率点，无需测量。
由表2可知，中心频率大于等于250 Hz的频带数据均不经过信号抽取，其数字带通滤波器相对衰减值在所有归一化频率点均满足国标GB/T 3241—2010对于1/3倍频程滤波器1级滤波器衰减限值的要求。中心频率小于等于200 Hz的十频带数据，若分别对其进行信号抽取的次数不足时，将导致数字带通滤波器衰减值不满足国标规定。例如，当中心频率为200 Hz的频带数据不进行信号抽取即M=0和中心频率为25 Hz的频带数据进行3次信号抽取即M=3，其数字带通滤波器的相对衰减值在归一化频率点5.392和0.185处均不满足GB/T 3241—2010对于1/3倍频程滤波器相对衰减限值的规定。分别对其提高信号抽取次数后，其相对衰减值在所有的归一化频率点满足要求。
3 系统应用
在实现噪声1/3倍频程分析的基础上利用测量麦克风，外置声卡和计算机搭建了噪声分析系统。系统组成框图如图7所示。
该噪声分析系统，不仅能够对噪声信号进行1/3倍频程分析和计算，还实现对噪声常用评价量、倍频程和功率谱的测量，实时显示和保存测量结果。根据实际需要可在该系统原有功能模块的基础上对其进行扩展。
利用噪声分析系统进行1/3倍频程分析时，首先利用测量麦克风和外置声卡采集外界声压信号，信号经过声卡的放大/衰减后送入计算机噪声分析系统，先降噪然后送入1/3倍频程分析模块进行计算得到1/3倍频程谱。最后将1/3倍频程谱值以柱状图的形式显示。
为验证噪声分析系统的可行性和稳定性，对噪声分析系统进行测试。被测信号为1 kHz纯音信号，分别在加白噪声和不加白噪声两种条件下进行测量。噪声分析系统主界面及1/3倍频程分析结果分别如图8、图9所示。
由图8和图9可知，在中心频率1 kHz频带处信号能量始终为最高。添加白噪声后，其他频带的能量均增加，这是白噪声能量和原始信号波形叠加的结果。通过1/3倍频程分析能够更加直观的了解声音信号的能量分布，得到最大声级和频带总声级。
4 结论
实验表明，多采样率数字滤波器法计算噪声1/3倍频程不仅满足GB/T 3241—2010对于1/3倍频程滤波器1级滤波器衰减限值的要求，并且能够克服频域算法在低频率段分辨率不足的缺点，准确得到1/3倍频程谱值。利用LabVIEW设计多采样率数字滤波器组比硬件设计更简单。本文在实现1/3倍频程分析的基础上，搭建了噪声分系统，该系统操作简单，人机界面友好。噪声分析系统在实现对1/3倍频程进行测量计算的基础上还实现对噪声常用评价量、倍频程的测量，能够实时保存和显示测量结果。该系统充分利用计算机CPU高效的运算速度，测量过程的处理速度和结果精度都得到提高。由于系统使用LabVIEW编程，因此可以根据实际需要增加系统功能，具有很好的扩展性。
数字倍频 篇2
在目前信号频率合成的各种类型中,直接数字频率合成以相位噪声好、捷变频、合成任意波形、频率分辨率高的特点得到了广泛的应用,但是因为DDS输出频谱杂散电平和谐波电平偏高,为了获得宽带高纯频谱雷达信号需采用DDS+倍频技术。对此,本文介绍了一种可行的宽带雷达信号产生设计方案。
1 信号产生系统组成及工作原理
宽带雷达信号产生系统主要由信号产生控制电路、2倍频器等组成。
系统组成框图如图1所示。
1.1 信号产生控制电路
信号产生控制电路的功能是本系统核心,其根据接收到控制面板或者遥控计算机送来的指令,配置DDS模块产生与之对应的雷达信号,并控制开关电路产生相应调制信号送出。
信号产生控制电路由DSP、FPGA、DDS模块、调制控制开关等组成,其原理如图2所示:
1.2 2倍频器
倍频器是完成输入信号频率倍增功能的模块,扩展DDS输出信号频段。以DDS产生的175MHz~325MHz信号为例,2倍频器的主要功能是把DDS送出的175MHz~325MHz信号倍频到350MHz~650MHz,然后经过单刀三掷开关进行选择输出。
考虑到实际滤波器的相对带宽及对高次谐波的抑制,特别是对三次谐波的抑制有很大的困难,如需要滤除175MHz三次谐波为525MHz,在需要获得的325MHz二次谐波625MHz带内,在实现过程中无法用滤波器进行滤除。解决方法是采用DDS产生一定带宽的信号,将该频带分成三段,由选择开关分配给三个不同的倍频和滤波链,每个倍频滤波链采用1级二倍频、滤波放大实现,通过倍频滤波链来产生所需的频综信号,最后用开关合成三路输出350MHz~650MHz信号。2倍频器组成框图如图3所示:
2 关键技术及解决措施
2.1 DDS输出信号杂散解决措施
DDS输出信号杂散大小是整个系统输出信号杂散大小的关键。首先,选择高稳定度、高相噪、低杂散的DDS频率参考源,避免外部器件原因影响DDS输出信号杂散,本系统中选取DDS频率参考源为1GHz,输出信号相噪优于-120d Bc/Hz@1k Hz,杂散抑制:≤-75d Bc;其次选择DDS合适的输出带宽,使DDS输出信号杂散相对最优化,本系统中选取的DDS输出信号带宽为175MHz~325MHz;同时对DDS输出信号加带通滤波器进行滤波处理,将带外杂波最大抑制,使进入到倍频组件的DDS信号杂散尽可能的小。
2.2 倍频组件输出信号杂散解决措施
倍频组件完成输入信号频率倍增功能的模块,扩展DDS输出信号频段。本系统中倍频组件采用分段1级2倍频集成电路模块级联,通过倍频、放大、滤波的方式实现倍频功能,首先对每一级倍频器的输出信号进行全面的滤波处理,更有利于杂波抑制;其次选择合适放大器使每一级倍频器放大都工作于线性范围,提高倍频输出主杂比;另外对输入信号进行分段处理,最大程度的减少DDS输入频率的3次谐波的影响。
3 结束语
本宽带雷达信号产生系统设计主要具有以下特点:
(1)利用DDS芯片的多种工作模式,可方便产生多种雷达信号,而且频率捷变速度快,捷变时相位连续,频率分辨率高达10-6Hz;
(2)通过DSP与FPGA同时控制DDS模块,可实时修改信号参数和加载新的程序及数据,读写速度快,保证了实时性和输出信号相位相参性;
(3)采用多路DDS芯片并行工作,并提供同步时钟输出,为适应不同体制雷达的要求提供了保证,更具通用性。
实验和应用结果表明,该系统能够模拟多种体制的雷达中频信号,而且不同信号间切换方便,使用灵活。在此基础上,通过丰富和完善软件数据库,可建成通用雷达中频信号模拟系统。
综上所述,DDS具有极高的频率分辨率、极短的频率转换时间、很宽的相对带宽和任意波形输出能力,以及可产生正交输出信号及数字调制功能等突出优点,采用DDS+倍频技术的宽带雷达信号产生具有极大的应用前景。
参考文献
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[2]常文革,祝明波,梁甸农.宽带线性调频信号产生技术研究[J].信号处理,2002,18(2):113-117.
[3]钱朝晖.采用DDS技术的高性能雷达信号源[J].现代雷达,2002,24(4):50-52,56.
[4]Analog Devices AD9910 datasheet,2007[EB/OL].http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD9910.pdf.
数字倍频 篇3
当一束光通过一个光学器件时,有两种方法可以减少其在表面上的反射损失,一种是在通光面镀上相应波长的增透膜;另一种方法是按布儒斯特角平行切割光学器件的两个通光面[6,7,8]。若采用前一种方式,在CLBO两个通光端面镀上增透膜,由于晶体长期置于100℃以上的高温环境中,要求所镀的膜系能在高温环境下工作,而目前的镀膜工艺达不到这样的要求,这样就使膜层极容易脱落[9,10,11,12]。而端面若不镀膜则势必会加大通过晶体的激光的损耗,影响输出功率。后一种方法已经在光学器件制造上使用了许多年,效果相当不错。自从人们发明了激光,尤其是实现了激光的频率变换以后,上面提到的第二种方法也曾不断地被用于产生基频光的减反射。但是,以布儒斯特角切割(以下简称为布氏切割)的倍频晶体在倍频过程中实现减反射的能力对于整个紫外激光系统来说显得尤为重要。
文中研究了垂直切割与布氏切割两种情况下倍频光反射损失情况,同时给出了激光倍频器实现减反射的优化布氏切割方法。
1 理论分析与结果讨论
1.1 布儒斯特定律以及光学元件减反射切割方法
以往对于光学元件要达到减反射的目的,除了镀减反膜之外,另一种办法就是采用对两通光面以布儒斯特角平行切割的方式来达到要求,这种做法的依据也就是布儒斯特定律。
如图1所示,当光波以一定角度传播到介质表面时,必然会发生反射和折射,并且反射光的主要振动方向一定与入射面垂直,折射光的主要振动方向在入射平面内。根据布儒斯特定律,当入射角θi与折射角θt之和等于90°,即反射光线与折射光线垂直时,反射光发生全偏振,得到垂直于入射面振动的线偏振光,而且有tanθB=n,此时的入射角θB即为布儒斯特角。通过采用将晶体两通光端面以布儒斯特角平行切割的方法,可以使入射光中振动方向平行于入射平面的光在介质表面不反射而是全部以折射的方式进入晶体,因此对于这种振动方式的光即相当于减小(或消除)了反射损耗。
1.2 CLBO晶体切割方式的分析
如上所述,采用将晶体两通光端面按布儒斯特角平行切割减少入射光损耗的办法在光学元件的制造中已经应用了很多年,而且效果非常好。激光出现以后,这种技术也广泛应用于晶体的切割中。但是这种方法作用于非线性晶体时,情况就有所不同。
由菲涅耳方程可以知道垂直于入射面的垂直振动分量反射率Rs和平行于入射面的平行振动分量反射率Rp分别为[13]
由以上两式可以看到,由于入射角θi始终大于折射角θt,因此Rs总不为0,也就是说垂直于入射面的振动分量在界面上的的反射是不可避免的;当θi+θt=90°时,tan(θi+θt)趋于无穷,相应的Rp趋于0,即此时平行于入射面的振动在界面上反射为0,此时的入射角θi即为布儒斯特角。按照这一角度切割减反射的效果相当不错,若加工精细,振动方向平行于入射面的光透过率可达100%。
这一方法用于如激光晶体等不产生频率变换的物质中效果很好,但对于非线性晶体来说则有很大差别。这种差别主要在于光通过普通光学元件射入Nd:YAG、石英等晶体后没有新频率产生,不改变光的偏振状态,经过非线性晶体后却有新频率的激光产生,而这种新产生的频率的振动状态与入射光的振动状态总不相同,这是由相位匹配条件和偏振匹配条件共同决定的,即非线性晶体既改变基频光的频率又改变其偏振状态。就产生266 nm紫外光的实验来说,CLBO为负单轴晶体,采用Ⅰ类临界相位匹配的形式,它产生倍频光的方式是两个基频o光作用产生一个倍频e光,因此基频绿光的振动方向必然与倍频出来的紫外光的振动方向互相垂直,否则就不能实现相位匹配[14]。若晶体的两通光面平行切割,如图2所示,可以看到绿光若以平行于入射面的振动方向(平行短线代表的振动)以布儒斯特角入射到晶体中,在晶体中倍频产生的紫外光的振动方向就与其垂直(圆点所代表的振动),因此在界面处也要发生反射,由于出射面与入射面平行,对于绿光来说,它在界面处没有反射而全部折射到空气中,而紫外光的情况则有所不同,由于紫外光的振动方向垂直于出射平面,因此在界面处会有一部分紫外光反射、另一部分折射出晶体。若绿光严格按布儒斯特角入射,经计算可知会有大约14.77%的紫外光因反射而不能输出晶体,因此造成了比较大的损耗,降低了绿光-紫外的转换效率。
现在比较一下两端面以布儒斯特角平行切割和端面垂直切割时的反射损失情况[15]。如图3a和图3b所示,其中图3a表示垂直切割的情况,R1、R2分别代表晶体对532 nm与266 nm光垂直通过时的反射率,可知R1=(n1+n1-11)2,R2=(n2+n2-11)2,n1、n2分别为532nm与266 nm光的折射率,η代表532 nm到266 nm的倍频转换效率。由图3不难看出,由CLBO晶体出射的紫外光与入射绿光功率比分别为
图4为CLBO晶体垂直切割与以布儒斯特角切割两种情况下出射的紫外光相对光强和转换效率之间的关系。不难看出,垂直切割情况下紫外光的输出总是大于以布儒斯特角切割的情况。因此这种切割方式只是增加基频绿光的透过率,对于紫外倍频光,不但没有增加其透过率反而引入了更大的损耗。
1.3 CLBO对紫外光减反射的切割方式分析
当然,采用以布儒斯特角切割的方式来减少反射损失对于非线性晶体来说也是可行的,只不过以布儒斯特角将两通光面平行切割的方法不再适合于非线性晶体。
对于负单轴晶体的Ⅰ类临界相位匹配,条件是两个基频o光作用产生一个倍频e光,也就是基频光与倍频光的偏振方向互相垂直,如果两个通光端面以布儒斯特角平行切割,则绿光在出射面处不会有反射损失,但紫外光就会有百分之十几的反射损失,因此为了消除紫外光在晶体内的反射损失,两通光面就不能再按相互平行的方式切割,而是要以互相垂直的方式切割,如图5所示。这样切割的目的是要保证入射面AOB与出射面A'O'B'互相垂直,也就是切割后保证入射平面AOB垂直于主平面COO',而主平面COO'则平行于出射面A'O'B'。这样,若入射绿光的偏振方向平行于入射平面AOB,并以布儒斯特角入射,则会无损失地全部进入非线性晶体中,在晶体中由于它的偏振方向垂直于主平面COO',即为o光,因此倍频后产生的紫外光为e光,偏振方向垂直于绿光的振动而与主平面COO'平行,在出射面A'O'B'处,由于平面A'O'B'也与主平面COO'平行,因此紫外光可以无反射损失地全部折射出晶体外,这样的切割方式就能达到对紫外光的减反射的目的。
2 结论
数字倍频 篇4
随着功率开关器件的发展, 电力电子装置日益小型化和高频化, 电气性能大幅提高, 但是随之产生的高次谐波却对电网造成严重污染。在电力电子设备中, 整流器 (AC/DC变流器) 占有较大的比例, 是主要的污染源。由于固态感应加热电源对于电网呈现非线性特性, 从电网中输出的电流就不是标准的正弦曲线。高频谐波电流对电力设施产生过热或其他危害[1]。
Boost电路应用到功率因数校正方面已经较为成熟, 对于几百瓦小功率的功率因数校正, 常规的电路是可以实现的。但是对于大功率诸如感应加热电源, 还存在很多的实际问题。为了解决开关器件由于二极管反向恢复时产生的冲击电流而易损坏的情况, 减少开关器件在高频下的开关损耗, 本文采用一种无源无损缓冲电路取代传统的LC滤波电路。在分析了软开关电路的工作原理以及逆变模块的分时-移相功率控制策略后, 应用Matlab软件进行了仿真, 并通过实验结果验证了理论分析的正确性。
1电源系统整体拓扑
如图1所示, 该主电路拓扑主要由整流、软开关Boost功率因数校正、逆变、负载匹配几个环节组成。
单相整流桥输出的直流电压接入无源缓冲软开关Boost电路, 本文采取Boost电路取代传统的LC滤波电路。这里Boost电路主要有2个作用:一是提高整流输入侧的功率因数;二是为逆变侧提供一个稳定的直流电压。Boost校正电路输出直流电压加到逆变桥上, 逆变桥是由8个IGBT模块组成的单相全桥逆变器, 每个IGBT都有一个反并联二极管与其并联, 作为逆变器电压反向时续流。逆变器中功率器件由控制电路控制脉冲信号驱动而周期性的开关;隔离变压器T的作用是电气隔离和负载的阻抗匹配。一般T为降压变压器, 适当改变变压器的变比即可降低谐振槽路中电感、电容上的电压值, 并可进行不同的负载阻抗匹配。输出方波电压经过变压器的隔离降压后加到由补偿电容器和感应线圈及负载组成的谐振回路上。
1.1 软开关APFC电路工作原理
图2所示为无源软开关Boost电路、串联电感及无损SNUBBER电路[2,3]。与普通的Boost电路相比, 增加电感L1限制因VD0的反向恢复而产生的VT0开启冲击电流, C2→VD7作为VD0的SNUBBER电路, VD5→VD6→VD7的串联结构和L1→C1→C2之间的谐振与能量转换也有利于抑制VT0的开启冲击电流。
主电路在一个周期内的工作情况可以分为6个阶段:
(1) 模式1[t0, t1]:在t0时刻, C0通过电阻R放电, VT0在ZCS状态下开启, C1放电, 电流流经C1→C2→L1回路, 由于L1的作用, VT0的开启电流逐渐平稳上升。
(2) 模式2[t1, t2]:电感L1上的电流逐渐增大, C1放电结束后, 电流经过回路L0→L1→VD5→VD6→C2流动。
(3) 模式3[t2, t3]:C2被缓慢充电, 直至L1能量全部转移过来。最后流经VT0的电流和L0的大小相等, C2充电结束。
(4) 模式4[t3, t4]: t4时刻VT0在ZVS下关断, 当经过C2-VD6-C1的电压和整流输出电压Vin相等时, C2通过VD7放电, L1的电流经L0→L1→VD5→C1给C1充电。
(5) 模式5[t4, t5]:当C1的电压和Vin相等后停止充电。L1电流经VD5→VD6→VD7流向负载。
(6) 模式6[t5, t6]:L1电流衰减到0母线电感电流L1通过VD7向C2充电, 当C2电压为0后, 流过L0的电流经VD0流向负载C0和R。接着回到模式1。
1.2 后级倍频逆变电路
倍频式高频逆变电源电路如图1右边部分所示[4,5]。在图中, 由VT11～VT41构成第一组逆变桥, 由VT12～VT42构成第二组逆变桥, 两组逆变桥轮流导通1个谐振周期, 每个IGBT器件都以额定负载电流工作。这样, 如果IGBT的允许开关频率为 f0, 则电源的输出频率为2f0。
分时-移相的控制方法是通过调节对角桥臂导通的相位差来调节功率。如图3所示, VT11与VT41之间有一个移相角, 满功率的时候, 角度为0, 分时-移相调功就是通过调节移相角φ的大小实现功率的改变。
2系统控制策略
控制系统主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPM1270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP[6]。控制环节由数字锁相环、PWM控制模块、分时脉冲控制模块、DSP移相功率调节环节以及DSP-PFC环节组成。CPLD锁相环模块跟踪负载谐振频率, 同时接收DSP输出的数字移相角大小, 从而经PWM、分时模块计算输出8路移相触发脉冲。DSP计算负载输出功率, 与功率设定值比较, 经积分分离PI算法输出移相角度;DSP还要对CCM模式下的软开关Boost电路进行平均电流控制[7,8,9,10]。此外还要实现设置、保护以及显示等功能。
3仿真与试验波形
基于以上理论分析和系统的硬件与软件设计, 应用Matlab仿真软件对电路进行了仿真。仿真参数如下:输入单相220 V, 输入等效阻抗1 mΩ, 母线电感6 mH, 输出电容3 300 μF, 缓冲电感4 μH, 谐振电阻R为22 Ω, 电感为1×10-6, 电容为1.15×10-6。在仿真分析的基础上, 对1 kW感应电源样机进行了实验, 表明实验与仿真结果基本一致, 验证了理论设计与系统仿真的正确性。
4结语
通过仿真与试验结果可以看到, 应用软开关PFC电路的倍频感应电源, 不仅实现了输入侧单位功率因数, 而且借助于一些缓冲辅助器件, 开关管工作在软开关状态, 损耗大大降低, 为逆变模块输出稳定的直流电压。该设计具有较高的实用价值。
参考文献
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[10]荣军, 李宏.基于Matlab的高功率因数校正技术的仿真研究[J].仿真技术, 2007 (6) :41-43.
数字倍频 篇5
国内外Nd:YLF激光器的研究与发展现状:
Nd:YLF晶体最早的报道见于1968年。相比于其它掺Nd的激光材料, Nd:YLF晶体有其自身独特的性质, 例如上能级寿命长、荧光线宽宽、输出线偏振、热透镜效应小、自然双折射远大于应力双折射等等特性, 并且其具有很大的实用价值。
国内外关于Nd:YLF晶体的生长技术、晶体光学特性以及Nd:YLF晶体的激光输出特性的研究有很多, 例如国内的报道有, 1995年, 胡文涛等人用二极管阵列侧面泵浦, 获得了4.4m J的1.047μm脉冲激光输出。
2007年, 潘淑娣对Nd:YLF晶体的特性及全固态激光器进行了研究等等, 对于国外也有相应的报道, 例如80年代, M.Pollak等人分别用633nm He-Ne激光直接沿晶体轴入射, 测量了灯泵浦Nd:YLF棒的热透镜焦距, 并且根据实验的数据导出了热焦距的计算式。2007年, 美国研究了有关LD泵浦的Nd:YLF再生放大器等等。
Nd:YLF激光器主要是用来对Nd:YLF输出激光波长的研究, 另外就是做钕玻璃放大的种子源。
相位匹配原理:
倍频激光器是用非线性材料产生倍频激光的器件。基频光为入射的激光, 而由倍频激光器产生的光为倍频光或者二次谐波。根据非线性材料的特性, 通常我们一般采用角度匹配来获得二次谐波。所谓的角度相位匹配就是利用晶体的双折射来补偿正常色散而达到相位匹配的一种方法。因入射到晶体的基频光和产生的倍频光具有不同的偏振态, 所以所用晶体应先根据晶体光学的理论和相关的折射率数据计算出切割晶体的方向, 磨制成所需要的形状, 使基频光和倍频光能够满足相位匹配的条件。
按照入射基频波的偏振态可将其角度匹配方式分为两类:
一类是基波取单一的线偏振光形式入射, 而倍频光为另一种状态的相偏振光, 而这种情况通常称之为第I类相位匹配。这一倍频过程用式子可表示为“o+o=e”或“e+e=o”, 因为两个基波的偏振方向是相互平行的, 所以也可称其为平行式相位匹配。
另一类是基波同时取两种不同的线偏振光形式, 也就是两者的偏振方向是相互垂直的, 而产生的倍频光为单一状态的线偏振光, 这种情况称为第II类相位匹配, 记作“e+o=e”或者“e+o=o”, 因为第II类匹配方式在非线性极化的过程中, 不是单纯的由基波的o光 (或e光) 的分量乘积在起作用, 而是o光和e光分量同时在起作用。在本套系统中采用的是非线性晶体KTP (磷酸氧钛钾) 实现倍频, 其相位匹配属于第II类相位匹配 (方位角φ=23.5°, 匹配角θ=90°) 。
双轴晶体的相位匹配问题要比单轴晶体复杂很多。单轴晶体的折射率面是以光轴为对称轴, 具有旋转对称性, 所以单轴晶体的相位匹配问题是比较容易解决的, 相位匹配角也很容易得出。但是双轴晶体的折射率面是双层曲面, 在直角坐标系中是四次曲面, 没有对称性, 所以相位匹配问题较为复杂, 没有简单的解析式, 要用计算机来求解。
1 实验
本论文主要是测量倍频后输出激光的波长。
图1为倍频实验的实验实物图。
1) 半导体准直光 (650nm) ;2) 小孔光阑;3) 全反镜 (曲率半径3m, 镀膜对1064nm反射率R=99.8%, φ=20mm) ;4) 电光晶体 (KD*P) ;5) 偏振片;6) 谐振腔 (聚四氟乙烯漫反射聚光腔) ;7) 输出镜 (镀膜对1064nm透射率T=70%, φ=20m m) ;8) KD*P倍频晶体3~7之间为谐振腔长度L=415m m。
图2是用光谱仪采集到的输出激光的光谱图, 包括原波长和倍频后的波长。
本实验用实验测得的原激光的波长为1053.89nm, 倍频后的激光波长为526.54nm。
倍频实验步骤:1) 在退压式电光调Q装置的基础上加上倍频晶体KD*P, 如上图1中的8。2) 打开准直光源, 调节倍频晶体的调整架, 使准直光通过倍频晶体的中心。3) 将准直光挡住, 打开激光器的电源使之输出激光。4) 调节全反镜使之输出较好的模式。5) 使静态达到一定值, 本实验在输入电压为800V左右时, 调节倍频晶体, 看是否能配频出激光。6) 当看到有倍频光后, 打开动态, 观测倍频后的激光, 本实验输出倍频光时的电源电压为542V, 晶压为372V。
下图3是用软件拟合的输出激光的光谱图。
2 结论
1) 本文主要是测量了输出倍频激光的波长, 而没有计算转换效率, 只是大概观测了一下倍频效率, 倍频效率很低, 大概在10%左右, 可能的原因为倍频晶体使用的是KD*P晶体。
2) 从实验结果可以看出, 原激光波长为1053.89nm, 倍频的激光波长为526.54nm, 这个实验值与理论值虽然有一点偏差但是几乎是相符的, 这种偏差可能是与所使用的光谱仪的定标有关。
3) 输出倍频激光为527nm, 脉宽小于20ns灯泵浦的Nd:YLF脉冲激光器的用途很多, 如:高能短脉冲激光冲击、材料处理、核废料清洗、拍瓦 (PW) 飞秒激光系统泵浦源。
参考文献
[1]W.克希耐尔.固体激光工程, 2002.
[2]沈柯.激光原理[M].北京:北京工业大学出版社, 1986.
[3]元岩, LD泵浦Nd:YLF激光器.中国科学院研究生院.硕士学位论文, 2004.
数字倍频 篇6
关键词：非线性传输线,倍频,任意次谐波
1 倍频器原理与非线性传输线理论概述
倍频器在微波射频电子设备中有着广泛的应用, 它可以实现输入信号的任意次倍频, 在仪器设备中常常是扩展频带的关键器件。倍频器工作原理是基于器件的非线性特性, 任何非线性器件, 当信号加于其上时, 都会产生谐波[1]。非线性传输线是由周期加载反向偏置二极管的共面波导组成, 如图1所示。非线性传输线有三个基本特性:非线性, 色散性和损耗, 这三个特性相互影响相互制约[2]。
实践证明, 非线性传输线技术是用来扩展现有设备频率带宽的有效手段。利用非线性传输线上的孤子波分解这一特性, 用足够长的传输线级数, 将每一个孤子波相互完全分开, 来实现脉冲压缩, 产生丰富的谐波分量。
2 倍频器的设计目标与性能参数
输入信号频率:fin=100MHz;输入信号功率:Pin=21d Bm;实现倍频次数:2~15次;输出谱线功率:Pn≥-15d Bm;附加相位噪声:不大于2d B@15次倍频偏离载波1KHz处。
3 非线性传输线倍频器的设计
为了尽量缩小电路尺寸, 用较短的级数实现高阶的脉冲压缩, 我们采用一种称为逐级收敛非线性传输线的非均匀的孤子波非线性传输线。这种类型的非线性传输线的Bragg截止频率逐级提高, 这样能够加强主脉冲波形, 抑制级联非线性传输线末级所产生的一些次级脉冲串。它的结构如图2所示, 它的Bragg截止频率是逐级收敛的几何级数, 即第n级的Bragg截止频率为[3]:
其中k为收敛因子, 这种情况下, 每一级传输线的Bragg截止频率都比前一级略大一点, 每一级都实现较小比例的脉冲压缩。
4 非线性传输线倍频器的仿真与实现
本案采用Alpha公司的SMV-1139系列超突变结变容二极管和高品质因数贴片电感等分立器件来实现非线性传输线任意次倍频器。我们设定任意次谐波倍频器采用100MHz正弦信号作为信源输入, 并实现输入频率的最高15次谐波倍频 (0.1~1.2GHz) 。由于实际设计时需要考虑到电路尺寸不能过大, 因此传输线级数n确定为28级。
如图3所示为电路原理图, 传输线级数n=28, 图中Ld为直流偏置电路馈电电感, 取值1 0 u H;C1, C2为隔直流电容, 取值C1=C2=100p F;C3, C4为去藕电容, 取值C3=100p F, C4=10u F;D1~D28为变容二极管, 二极管模型采用Alpha公司的SMV1139-011超突变结变容二极管 (二极管参数为;L0~L28为非线性传输线电感, 电感采用Q值为60的高品质因数贴片电感, 每一级的电感值随收敛因子平方k2逐级收敛:
根据逐级收敛非线性传输线输入级Bragg截止频率与输入信号频率的关系得100MHz (27) fB, in200MHz, 经过计算, 我们得到收敛因子k=0.91, 并确定输入级电感L0取值为330n H, 利用ANsoft Designer对电路进行仿真。
我们把输入信号功率设定为21d Bm, 电路的偏置电压为3V, 仿真结果如图4所示。
从图4中可以看出, 输出脉冲的幅度为4.94V, 半幅脉冲宽度为530ps;从频谱图中可以看出输出频谱在1.5GHz (15次谐波) 处的谐波功率为-13.19d Bm。
我们对电路进行进一步的优化仿真, 并结合实际分立元器件的其他参数, 最终根据仿真结果, 我们选用了板材厚度h=0.5mm, 相对介电常数εr=3.48, tand=0.002的Rogers4350B双面附铜箔聚四氟乙烯板材, 并采用表层镀金工艺, 作为本案倍频器的基板板材, 应用计算机辅助设计软件计算出特性阻抗为50Ω、w=1.2mm、g=1.6mm的共面波导。制作出电路板后将元器件安装到电路板中。如图5所示为任意次谐波倍频器的局部实物图。
经测试, 当输入信号功率Pin=21d Bm时, 输出的15次谐波的功率为-11.79d Bm, 产生了1d B的附加相位噪声。如图6所示倍频器输出信号测试图。
5 结语
本案所设计并实现的基于非线性传输线的任意次谐波倍频器达到了预期设计目标, 并且各项性能参数优于预先设定的性能指标。采用非线性传输线实现的任意次谐波倍频器与传统倍频方法实现的梳状谱信号发生器相比, 具有倍频次数高、高次谐波输出功率大、输出频带宽、适用范围广、具有超低附加相位噪声, 且易于调试等优点, 在电子通信领域具有广泛的应用前景。
参考文献
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数字倍频 篇7
当前, 为有效监测并防范重大煤矿事故的发生, 中国大部分煤矿已进行了安全监测监控系统的安装, 并起到了重要的监控、预警作用。随着《煤矿安全规程》、AQ 6201—2006煤矿安全监控系统通用技术要求、AQ1029—2007煤矿安全监控系统及检测仪器使用管理规范及其它各类标准的实施, 煤矿对安全的重视程度达到了空前, 使得煤矿井下的传感器越来越丰富。但在实际工作中, 倍频、误报警的情况时常发生, 从而导致了很严重的煤矿安全事故。因此应加大对煤矿安全监测监控系统防治倍频、误报警技术的分析和研究。
1 矿用传感器使用过程中倍频及误报警现象
1.1矿用传感器倍频及误报警现场测量
1.1.1余吾煤业1202工作面上隅角瓦斯传感器GJC40A的频率信号测量
针对余吾煤业1202工作面上隅角瓦斯传感器GJC40A在频率信号传输过程中发生的“倍频现象”, 对上隅角瓦斯探头输出的频率信号在下面几种情况下作如下测量:
a) 井下检修期间, 皮带及工作面停止工作情况下。 (a) 测量环境。1202工作面上隅角瓦斯传感器输出的频率信号, 采用2 km、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 分站端附近1 m左右电缆的屏蔽层与分站电源负端相连, 其余屏蔽层未接入) 与分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE 199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图1。图1中, B为输入端口;
b) 正常工作期间, 皮带及工作面正常工作情况下。 (a) 测量环境。1202工作面上隅角瓦斯传感器输出的频率信号, 采用2 km、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 分站端附近1 m左右电缆的屏蔽层与分站电源负端相连, 其余屏蔽层未接入) 与分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE 199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图2。
在分站频率输入端并联1个分站, 测的频率波形见图3。
小结:对比上面数据, 在皮带及工作面正常工作时, 分站频率输入端的干扰比检修期间的大得多, 这是导致“倍频现象”的原因[1]。
1.1.2变频器对瓦斯频率信号的干扰程度测量
为测量变频器对频率信号的干扰程度, 在变电所附近200 m左右装1个瓦斯探头, 在几种情况下作如下测量。
a) 屏蔽电缆的屏蔽层不接入的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 瓦斯传感器GJC40A输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆的屏蔽层未接入) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE 199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在传感器频率输出端测的频率波形见图4。
在分站频率输入端测的频率波形见图5;
b) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与KDW65电源外壳相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 上海永晋瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与KDW65电源外壳相连, 传感器端的屏蔽层未接入) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具, 在输入端口B的波形上进行测量。便携式示波器FLUKE199C; (c) 测量数据。在分站频率输入端测的频率波形见图6;
c) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与分站外壳相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与分站外壳相连, 传感器端的屏蔽层未接入) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图7;
d) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与KDW65电源外壳相连、传感器端的屏蔽层与传感器外壳相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面停止工作情况下, 瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与KDW65电源外壳相连, 传感器端的屏蔽层与传感器外壳相连) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE 199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图8;
e) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连, 传感器端的屏蔽层未接入) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图9;
f) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连、传感器端的屏蔽层也与电源负端相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连, 传感器端的屏蔽层也与电源负端相连) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图10。
小结:在大型开关、变频器附近的情况下, 将对传输线缆造成严重干扰, 选择带屏蔽层的传输线缆及设备接地可靠可明显提高数据传输的抗干扰能力。
2 矿用传感器倍频误报警原因分析
煤矿井下安全监测监控系统中的传感器基本采用频率型传输, 在实际使用过程中时常出现“冒大数”、“倍频”等现象, 从而导致误报警, 从传输线路上分析其原因主要有:a) 传感器信号基本采用频率型传输, 分站采集采用脉冲计数方式, 抗干扰能力较差, 当线路出现接触不良或电磁干扰就会造成假信号。由于煤矿企业很多工作都要在井下进行, 而井下环境湿度较大, 使得传感器电路板或元件受潮, 从而产生氧化现象, 导致传感器性能不稳。尤其是受到湿度的影响, 在更换传感器时接头容易因氧化而变得接触不良, 从而造成倍频或误报警现象。当煤矿井下洒水时, 传感器会因进水产生线路破损情况, 如果这种情况没有得到及时处理, 就会导致传感器的运行不稳定, 从而造成倍频、误报警的情况发生;b) 安全监测监控系统传输线路传输距离长、侧点多且分布广导致倍频或误报警现象, 随着传输距离的延长其频率信号也会发生畸变, 其低电平被“抬高”, 当高低电平的压差小于分站侧光耦的导通电压时其分站原有采集的状态发生突变, 从而也会出现频率翻倍的“倍频”现象;c) 供电不稳定造成倍频、误报警。煤矿井下工作区域供电电源距离变电站比较远, 这种情况下就要产生压降, 当启动大型电器设备时, 就会产生较大的电压波动, 且超出了分站工作的正常范围, 从而造成设备运转不正常, 导致出现短时间的倍频、误报警[2]。
3 倍频及误报警问题解决的总体思路
由上面数据可看出, 在皮带及工作面正常工作情况下, 环境对频率信号的干扰比检修期间的要大得多, 这是导致“倍频现象”的原因。
针对上海永晋瓦斯传感器GJC40A输出的频率信号, 可减少分站频率端等效输入电阻 (在分站频率输入端并联一个1.5 kΩ~2 kΩ左右的电阻) , 提高频率信号的抗干扰能力。
在环境干扰比较严重 (大型开关、变频器附近) 的情况下, 要保证频率信号的有效传输, 避免发生“倍频现象”等信号误传输现象, 建议频率传输线使用屏蔽电缆, 屏蔽电缆的屏蔽层接入方式分为下面两种, 下面分别介绍其优缺点:
a) 屏蔽层与电源外壳相连, 并有效接地。优点:增加了信号的抗干扰能力;即使屏蔽层裸露在外时也不影响频率信号;缺点:接线盒两端电缆的屏蔽层必须要连在一起, 增加了接线难度;
b) 屏蔽层与电源负端相连。优点:与接电源外壳同样的屏蔽效果;屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连、传感器端的屏蔽层也与电源负端相连的情况下, 可减少电源负线上的电压损耗;缺点:接线盒两端电缆的屏蔽层必须要连在一起, 增加了接线难度;屏蔽层裸露在外时, 容易发生故障, 这需要避免屏蔽层裸露在外, 增加了电缆维护难度[3]。
措施:a) 在分站采集端频率口并接1 kΩ~2 kΩ电阻;b) 屏蔽层与电源外壳相连, 并有效接地。接线盒两端电缆的屏蔽层必须要连在一起。
4 结语
影响煤矿安全生产的一个重要因素, 就是其安全监测监控系统中倍频、误报警现象的发生。因此, 只有对倍频、误报警产生的原因进行分析, 然后根据原因分析找到科学的处理方法, 并对其进行有效防治, 才能保证中国煤矿的安全生产。
参考文献
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