恒频控制

恒频控制（精选7篇）

恒频控制 篇1

0 引言

资源与环境压力及社会可持续发展的战略需求使得可再生能源在许多国家得到越来越多的重视和发展。而风力发电作为技术最成熟、最具规模开发条件的新能源发电方式,在电网中所占的比例不断增加。因此,为减少风电并网给电力系统带来的冲击,电网公司提出了严格的风电场并网技术导则,而有功、频率控制能力是其中重要的技术要求之一[1,2,3]。

目前实际运行的风电场主要采用以下2种风电机型:基于异步机的固定转速风电机组和基于双馈感应电机(DFIG)的变速恒频风电机组(以下简称DFIG机组)。由于DFIG优良的有功、无功解耦控制性能[4,5],使其逐步成为风电市场主流机型。但是,传统的DFIG机组并没有参与系统频率控制,由于DFIG机组控制系统实现了机械和电磁系统的解耦,随着频率的变化其转子机械部分不能自动做出快速响应,因此可以说传统的DFIG机组对系统转动惯量的贡献微乎其微[6,7]。

随着大量DFIG机组替代一些常规机组,势必会减少整个系统的转动惯量,恶化系统的动态频率特性。因此,有必要深入研究DFIG机组的频率控制特性,开发实用、有效的DFIG机组频率控制器。

国内外学者已经对DFIG机组参与频率控制进行了一些研究。主要包括2种频率控制方式:

1)备用功率控制(PRC)方式。传统的DFIG机组一般运行在最大风能追踪控制模式下,输出的有功已经达到可利用风能的最大值。当系统频率降低时,不能提供持续、稳定的额外有功支撑,无法参与系统频率控制。鉴于此,文献[6,8,9]提出正常情况下通过控制桨距角或调整功率—转速最优曲线来减少一部分有功输出,留作备用功率。当系统频率降低时,通过调节桨距角或机组有功功率参考值,增加有功输出参与频率调整。但这一策略在当前形势下不具备经济性和实用性。

2)转子动能控制(KEC)方式 [10,11,12,13,14,15,16]。由于风电机组转子中储存了大量的旋转动能,文献[14]提出通过附加一定的频率控制环节将转子部分动能转化为电磁功率参与系统频率控制,但所提出的控制方法并没有考虑不同运行工况下风电机组的调频能力,且转子的自然恢复需要很长的一段过程,不利于下一阶段系统频率的支撑。

本文在文献[14]所提出的频率控制基础上进行了适当的改进,提出一种带分布式信号过滤单元的DFIG机组频率控制器,从而能够有选择地快速响应频率的变化;同时,此控制器还包含转速延时恢复控制模式,使得DFIG机组转子能够快速恢复到最优转速状态。

1DFIG机组频率控制特性分析

与常规机组频率的一次调节相比,DFIG机组一般运行在最大风能追踪控制模式下,输出的有功已经达到可利用风能的最大值。当系统频率降低时,无法增加原动机的输出,因此风电机组参与频率控制一般通过调整转子转速释放或吸收转子部分动能。

假设频率从f0变化到f1,转子转速从ω0到ω1,转子释放的动能为:ΔE=H(ω${}_0^2$-ω${}_1^2$)。H为惯性时间常数,与常规火电机组相当。由于DFIG机组控制系统实现了变转速运行,转子转速有很大的运行空间,可以从风速较大时的超同步ω=1.2(标幺值)到风速较低时次同步ω=0.7运行,即风电机组最大可以提供转子66%的动能,而常规火电机组转子转速运行范围仅为0.95～1.00,约提供转子9.75%的动能。因此当风电机组在电网中占一定比例时,其对于系统转动惯量的贡献不容忽视。

图1为系统频率由50.00 Hz降到49.94 Hz时,风电机组与常规火电机组频率响应特性比较。风电机组附加频率控制环节(控制策略见第2节),转子转速ω从1.200 0降到1.015 3,常规火电机组安装有调速器(模型和参数见附录A)。由图中曲线看出,火电机组由于调速器动作增加原动机输入,提供持续的额外有功支撑,但反应有一定延时。而风电机组对于频率变化可以做出快速响应,但转子转速需要一定的恢复过程,如图中阴影部分。

根据上面的分析,DFIG机组频率控制特性与常规发电机组相比具有一些不同之处:

1)快速性,即当控制系统有功参考值发生变化时,DFIG机组输出的有功功率能够快速跟踪其变化;

2)暂态性,由于DFIG机组是通过调整转子转速,释放或吸收转子部分动能,改变其有功输出,而并不能调整原动机的输入变化,因此只能提供短暂的有功支撑;

3)根据能量守恒原理,风电机组转子转速需要一段过程才能恢复到最佳运行状态。

2DFIG机组频率控制策略

2.1DFIG机组频率控制器设计应考虑的问题

针对上述DFIG机组频率控制特性的分析,DFIG机组频率控制器的设计应考虑如下几个问题:

1)要充分利用其快速性,使DFIG机组能够提供比常规机组更快的有功支撑;

2)针对其暂态性,应使DFIG机组只对动态频率变化有响应,而对于频率稳态误差,则由常规机组进行调整;

3)频率控制完成后,应使DFIG机组转子转速以较快的速度恢复到最佳运行状态,同时应尽量减少转速恢复过程对于频率控制的影响;

4)DFIG机组的快速性、暂态性应与常规机组的延时性、持续性相配合,两者协调控制,各自发挥其优点。

2.2DFIG机组频率控制方案

通过上面对于DFIG机组频率控制特性及频率控制设计过程需考虑问题的分析,提出了如图2所示的DFIG机组频率控制方案。

图中DFIG机组频率控制系统主要包括4部分:频率控制模块、转速延时恢复模块、与常规发电机协调控制模块和转速保护系统模块。

2.2.1 频率控制模块

频率控制模块是在文献[14]所提出的频率控制基础上为解决2.1节所述的问题1和2而设计的。它既保留了原有控制器响应的快速性,同时增加了分布式信号过滤器。分布式信号过滤器是一种高通滤波器,作用是阻断稳态输入信号,使频率控制模块只对动态频率偏差响应,在稳态频率偏差时不起作用。信号过滤器的时间常数Ks决定了暂态频率偏差的响应时间,Ks越大响应时间越长,机组输出的有功越多,但是返回到稳态运行的时间也越长。而Ks参数如何整定成为需研究的问题之一。

如果大型风电场所有机组的时间常数Ks都设定为相同值,一是可能导致有的机组过度调频而有的机组仍具有调频能力却无法发挥,二是所有机组遵循相同的功率曲线下降和恢复,不利于系统频率的调整。为避免这些情况发生,提出了分布式信号过滤器的概念,即风电机组对于不同运行工况,时间常数Ks设定不同值,这里的运行工况是指转子转速的运行区间,当风速越大转子转速越快时,可以提供的额外有功支撑也越多,时间常数设定值越大,反之则设定较小的时间常数值。

对于相同工况的风电机组,可以在前一步整定基础上做少量调整以避免所有机组功率曲线同时下降和恢复。关于转速和时间常数设置的具体关系有待进一步深入研究。

2.2.2 转速延时恢复模块

转速延时恢复模块是为帮助转子转速以更快的速度恢复到最佳运行状态而设计的,控制结构如图3所示。转速测量值ωm与参考值ωref的偏差经过PI控制器,并乘以比例系数m,从而不断调整机组有功参考值,最终达到最佳运行状态。

参考值ωref的选取主要依据风电场实时测量的风速Vw,由风速计算风电机组可能利用的最大风能,并通过功率—转速最优曲线得到此风速下转子最优转速参考值。

延时主要是为减少转速恢复功能对于有功支撑的削弱。如图3当恢复模块不起作用时比例系数取值为0,经过一定延时t,触发器动作,比例系数变为m。为减少动作过程有功参考值的突然跃变,m取值采用图4所示的梯形曲线,当转速恢复后触发器再动作将比例系数设置为0,使转速延时恢复模块退出运行。

延迟时间t的整定一般是在频率控制启动后5 s～30 s左右,但是对于大型风电场所有机组不能整定为相同时间。因为当同一时间所有机组都进入转速恢复模式时,提供的有功功率同时减少可能导致系统频率的二次跌落[16]。因此,整定过程中应先确定第1台机组的延时t,其他机组在前一台机组延时基础上再增加Δt。

2.2.3 与常规发电机协调控制模块

与常规发电机协调控制模块主要考虑充分发挥风电机组的快速性和常规机组的持续性,为系统提供更有效的频率支撑。其结构如图2所示,图中Kh=1,输出的参考值Pref连接到常规火电厂调速器(调速器模型见附录A图A1)。

2.2.4 转速保护系统模块

转速保护系统模块可以避免DFIG深度调频而导致的转子转速低于最低值ωmin。当转速低于ωmin时,转速保护系统将ΔPf设置为0,不再参与系统频率控制,工程中ωmin一般设定为0.7。

3 仿真研究

3.1 算例系统

利用MATLAB/Simulink建立如图5所示的仿真系统。算例系统是在经典的两区域四机模型基础上稍加改动[13,17],其中发电机G1～G4都安装有励磁系统、调速器和电力系统稳定器(PSS),风电场接入节点5,其总装机容量为45 MW,包含30台1.5 MW的DFIG机组。为便于仿真,将其分为3个区域,每个区域用1台10×1.5 MW的等值机组代替。机组通过机端箱式变压器从690 V升压到35 kV,再经风电场出口升压变压器升压到220 kV。C1和C2为无功补偿装置,L1和L2为系统负荷,L1的有功负荷为188 MW,L2的有功负荷为152 MW。

3.2 仿真分析

仿真过程中,区域1风速为额定风速12 m/s,区域2和3的风速为10 m/s。频率控制模块参数K=200,R=500。区域1,2,3的分布式信号过滤器的时间常数设置Ks分别为19 s,10 s,8 s,延迟时间整定为13.4 s,25.4 s,27.4 s,转速恢复模块PI控制器参数Kp=1,Ki=0.1。

节点7的负荷L1在5 s时突然增加50 MW恒定负荷,观测频率下降过程中,系统和风电机组的响应情况,如图6所示。

图6(a)为附加频率控制环节后,系统的频率响应曲线。图6(b)为对应的DFIG机组发出的有功功率变化曲线。从图中曲线可以看出,与文献[14]所提出的控制策略相比,附加带分布式信号过滤单元的频率控制环节后,DFIG机组不仅可以有选择地对暂态频率偏差做出响应,而且可以根据不同风电机组的运行工况设置不同的时间常数Ks,从而充分发挥机组的调频能力,发出更多的有功功率,有助于系统频率的支撑;而增加转速延时恢复模式后对频率和有功虽然有一定的影响,但影响并不是很明显。

图7为增加转速延时恢复模块后,DFIG机组转子转速恢复曲线。由图中看出,转速延时恢复功能在基本不影响系统频率调整的基础上,能够使转子转速以更快的速度恢复到最佳状态,风速越大、转子转速越快时恢复效果越明显,从而为下一次频率控制做好准备。

图8为增加协调控制环节后,系统频率和常规机组有功功率响应曲线。通过对风电机组与常规机组的协调控制,常规发电机可以更有效地参与系统频率调节,有利于系统频率的支撑。

4 结语

与常规发电机组相比,DFIG机组频率控制具有快速性、暂态性,且转子转速恢复需要一定的过程。本文提出的频率控制系统附加了分布式信号过滤器,不仅能够有选择地快速响应频率的变化,提供有效的功率支撑,而且通过增加转速延时恢复模块可以使转子转速在基本不影响频率调整的基础上,以更快的速度恢复到最优转速状态,转子转速越快时转速恢复效果越明显。同时,风电机组还可以与常规机组协调控制,发挥各自的优点,为系统提供更强有力的频率支撑。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：传统的变速双馈风电机组解耦控制策略对于系统频率支撑作用微乎其微。文中在分析变速双馈风电机组参与系统频率控制特性的基础上,在传统变速双馈风电机组解耦控制中附加风电机组频率控制单元。控制系统包含频率控制、转速延时恢复、转速保护系统和与常规机组配合等4个功能模块。仿真结果表明,该控制策略不仅对暂态频率偏差具有快速的响应能力,而且能够使转子转速以更快的速度恢复到最佳运行状态,证明了基于变速双馈机组的风电场能够在一定程度上参与系统的频率控制。

关键词：风电机组,变速双馈电机,频率控制

基于恒频控制的三相有源滤波器 篇2

图1说明了APF的补偿原理。设负荷电流为iL, 其中的高次谐波含量为iH, 若APF能产与iH幅值相等、相位相反的电流iF, 则i F与i L综合后电源侧的电流i S就会变成标准的正弦波形。

为实现上述功能, 一般的APF由高次谐波电流的检测、调节和控制器、脉宽调制 (Pulse Width Modulation, PWM) 的逆变器和直流电源等主要环节组成, 其结构原理如图2所示。

本文提出的控制方法不需要检算电路, 消除复杂的谐波抑制运算。也就不需要高性能的A/D转换、和高速数字处理器, 降低了成本和复杂度, 同时提高了整个系统的稳定性。图3展示了本方法的结构电路图。

图中, Va, Vb, Vc代表三相输入电压, ia, ib, ic代表A、B、C各相的输入电流。由于有源滤波器要求能量在交流电源和直流电容间双向流动, 滤波器电路在四象限工作。控制同一个桥臂的两个开关的驱动信号是互补的, 如San的导通比为dan, 则Sap的导通比为 (1-dan) 。整个变换器是连续工作的。

假设此三相系统是对称工作的, 有

这里Vi是相电压的有效值。

由于开关频率远高于线电压频率 (50或者60Hz) , 则A, B, C三节点与N节点的电压差VAN、VBN、VCN有如下的等式成立:、

其中E为图3中电容上的电压。

同时, A, B, C三节点与中点O的电压差与电感La、Lb、Lc存在如下关系:

由上式, 我们可以将图3近似变换为图4, 如下:

本文提出了三相有源滤波器 (APF) 的一种统一的恒定频率综合化控制 (UCI) 方法。本控制方法只需要检测主电路的电流和输入电压的过零点。另外, 本控制方法不需要计算有源滤波器侧上的电感上的电流, 也就省去了复杂的数字计算。本控制方法采用恒定的开关频率模块, 这十分有利于在工业上的应用。本控制方法仅仅采用了带一些逻辑和线性器件的集成芯片就达到了使所有的三相电流接近于正弦。

参考文献

[1]Chongming Qiao, Keyue M.Smedley, Franco Maddalen“oA Comprehensive Analysis and Design of a Single Phase Active Power Filter with Unified Constant-frequency Integration Control”.

[2]Smedley, K and Cuk.S.“One-cycle control of switching converter”, PESC1991, p.888-96.

[3]L.Zhou, and K.Smedley.“Unified Constant-frequency Integration Control of Active Power Filters”;APEC2000, p.406-412.

[4]李战鹰, 任震, 杨泽明.“有源滤波装置及其应用研究综述”, 电网技术, 第28卷第22期, 2004年11月

恒频控制 篇3

近年来,风力发电在世界范围内发展迅猛。应对能源紧缺和环境恶化的现状,世界各国都在制定开发和利用风能的政策。风力发电环境友好、技术成熟、可靠性高、成本低且规模效益显著[1]。以德国、丹麦、西班牙和美国等为代表,全世界风电装机容量以每年递增30%的高速增长。作为增长最快的可再生能源,风力发电是未来基于可持续发展和零污染电能的希望[2]。目前,国外已投入运行的风电机组最大单机容量为5 MW,由德国Repower风机制造商制造,更大容量的7.5 MW的机组也已处于试运行阶段。丹麦规划到2030年,风力发电将占总发电装机的50%,其中海上风电场装机容量占67 %;德国计划到2050年,风电将占总发电量的50 %[3]。国内风电产业起步较晚,但顺应国际趋势,发展前景良好,并网风力发电装机容量居世界第10,亚洲第3。2006年我国首台自主知识产权1.5 MW风电机组正式出厂。2006年底,我国已建成约80个风电场,装机容量达230万kW,比2005年新增装机容量100多万kW,增长率超过80 %[4]。国家发改委已明确提出风电发展的规划目标:2015年全国风电装机容量达到1 500万kW,2020年达到3 000万kW。据世界风能协会预计,到2020年风力发电可提供世界电力需求的12%[5]。

目前我国的风电场装机绝大多数是恒速恒频机组。而国外风电领域,变速恒频机组已经成为主流,以双馈风电机组为主[6,7,8,9],其控制技术相对比较成熟,研究的热点在于大规模风电场与电网之间的协调控制[10,11,12,13,14]。

采用变速恒频双馈风电机组在实现变速恒频的同时,减小了变频器的容量,实现了有功、无功功率的灵活控制,而且可调节电网的功率因数,提高系统的稳定性[15]。为了更大规模地利用风能,发挥其规模效益,国内风电场也开始了恒速恒频机组向变速恒频机组的过渡。过渡中大规模风电并网可能遇到的各种问题会凸显出来,惟有解决了这些问题,才能进一步出现以变速恒频机组为主、恒速恒频机组为辅的格局。所以,现阶段研究既含有恒速恒频机组又含有变速恒频机组的风电场并网运行具有重要的现实意义。变速恒频风电技术与恒速恒频风电技术相比要复杂得多,关键在于需要一整套复杂的控制系统。国内风电专家和学者对变速恒频双馈风电机组控制系统的研究越来越重视,成为当前的研究热点之一。随着风电领域各种新技术和新理论的出现,作者对双馈风电机组的控制策略进行了较全面的总结。本文从分析变速恒频双馈风电机组的运行特点出发,探讨了基于各种控制器的空载并网控制策略和各种励磁控制方式,最后进行了总结并指出大规模利用风电的关键在于控制理论与技术的发展。

2 变速恒频(VSCF)双馈风电机组的工作原理

2.1双馈电机的变速恒频运行的基本原理

VSCF风力发电机组主要有风力机、增速箱、双馈发电机、双向变流器及其控制器和变浆距机构组成,其原理框图如图1所示。

双馈发电机的定子绕组接电网,转子绕组外接转差频率电源实现交流励磁[16]。双馈发电机随风速在不同的转速下运行,使风力机的运行始终处于最佳状态。当电机的负载和转速变化时,通过控制馈入转子绕组的电流,不仅能保持定子输出的电压和频率不变,而且还能调节发电机的功率因数。根据异步电机定、转子绕组电流产生的旋转磁场相对静止的原理,转速与定、转子绕组电流频率的关系如下:

f1=pn/60±f2 (1)

式中:f1,f2,n,p分别为定子电流频率、转子电流频率、发电机的转速和极对数。

由式(1)可知,当转速n发生变化时,若调节f2相应变化,可使f1保持恒定不变,即与电网频率保持一致,实现风力发电机的VSCF控制。当风力发电机处于亚同步速运行时,式(1)取正号;当风力发电机处于超同步速运行时,式(1)取负号;同步速运行时,f2=0,变流器向转子提供直流励磁电流[17,18]。

2.2 实现双馈风电机组控制目标的3个阶段

变速风力发电机受到两个基本限制,即功率限制和转速限制。变速恒频风电机组控制主要是对双馈电机转子励磁电压的控制和风力机叶片浆距角的控制,目标是使风电机组机械部分与发电机电气部分配合,达到提高风能利用效率及电能质量的目的。风力发电机组的控制按照风速分为启动、额定风速以下及额定风速以上3个阶段[19,20]。空载并网控制以及额定风速以下的机组控制主要由转子电压调节实现,表现为对变频器的控制;额定风速以上的机组控制主要由浆距角调节实现。

3 变速恒频双馈风电机组空载并网控制策略

风力发电机并网条件是发电机输出电压和电网电压在幅值、频率以及相位上相同。并网之前应对发电机的定子电压进行调节,当满足并网条件时进行并网操作,并网成功后从并网控制切换到最佳风能追踪控制。实现变速恒频双馈风电机组无冲击电流并网技术对其顺利并网至关重要。目前,变速恒频风力发电机组的并网方式主要有空载并网,带独立负载并网和孤岛并网。本文仅对当前的研究热点空载并网控制策略进行探讨。

3.1 基于PI控制器的空载并网控制

文献[21]基于m-t坐标系中发电机空载数学模型提出了定子磁场定向下发电机空载并网控制策略。为了使发电机输出电压满足并网条件,必须通过对参考值i*m2和反馈值im2的误差进行PI调节而求得转子参考电压u*m2,进而求得变频器的控制指令[22,23]。在设计PI控制器时,所用参数为转子电阻和转子两相绕组的自感,因发电机在运行过程中由于磁路饱和将会引起电感变化,温升将会引起电阻的变化,这必然会降低PI控制器的控制性能,导致发电机输出的定子电压偏离实际的并网要求。

3.2 基于模糊控制器的空载并网控制

文献[24]针对风力发电机转速提高的不可预见性,提出了风力发电机并网的模糊控制技术。运用模糊算法,把风速、转速、电流、电压等4种传感器的信息融合起来,确定隶属度函数用模糊量来表示各个参量的变化,得到的控制曲线不会出现因参量处于临界点而引起的不稳定振荡,提高了控制精度,因而提高了并网成功率。

3.3 基于自抗扰控制器的空载并网控制

文献[25]将矢量控制技术与自抗扰控制器(ADRC)结合起来应用于双馈发电机空载并网控制上,得到了一种新型的并网控制策略,不需要精确电机参数就可以实现并网。在电机参数变化情况下,基于ADRC的并网控制算法的并网电流小,没有超调和静差,性能优于基于PI控制器的控制算法,更容易实现并网。

4 变速恒频双馈风电机组励磁控制策略

变速恒频双馈风电机组采用交流励磁,良好的调节特性、运行的灵活性及可靠性需要能充分发挥电机运行特点的励磁控制系统。在最大风能追踪过程中,当风速一定时,要保持风能利用系数Cp=Cpmax的最佳转速运行。通过调节发电机的有功功率来改变其电磁阻转矩,可以调节机组转速。因此,发电机有功功率和无功功率的独立调节是风电机组变速运行控制的关键。

4.1 变速恒频双馈风电机组矢量励磁控制

采用标量控制,由于定子端口有功功率、无功功率计算复杂,不仅控制性能的动态特性较差而且不利于数字实现,难以实现有功功率和无功功率的独立调节。通过矢量变换能够实现有功功率和无功功率的独立调节。

4.1.1 基于气隙磁场定向的矢量控制技术

采用同步dc,qc坐标轴系,将dc轴与气隙磁场相量重合。由于定子电压恒定,近似认为气隙磁通保持不变,推导出双馈电机稳态下有功、无功解耦的励磁控制模型:

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_1=-u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{r}q}\\ Q{}_1=u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{r}d}-u{}_{\text{s}q}\phi {}_{\text{m}}/{\rm M}\end{array}(2)$

其中,励磁电压和励磁电流的关系如下:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{r}d}=u{}_{\text{r}d}/R{}_2\\ i{}_{\text{r}q}=(u{}_{\text{r}q}-u{}_{\text{s}q}+w{}_2\phi {}_{\text{m}})/R{}_2\end{array}(3)$

通过调节转子电流的转矩分量irq,可以调节定子输出有功功率;控制转子电流的励磁分量ird,可以调节定子输出无功功率。由于在推导中忽略了定子漏阻抗和转子漏感的影响,同时近似地认为气隙磁链为常数[26],这导致了励磁控制模型精度下降。另外,在实际控制系统中要准确做到气隙磁场的定向不容易,往往要增加控制系统的复杂性。故在当前的双馈机组分析中,该励磁控制模型应用得很少。

4.1.2 基于定子磁链定向(SFO)的矢量控制技术

为了实现d-q轴变量之间的解耦,采用定子磁链定向,使以同步速w1旋转的坐标轴d与定子磁场矢量相重合。在电网频率f恒定的条件下,保持电压Um为恒值即可实现定子磁场定向[26],Ψsd=Ψs,Ψsq=0,Ψs=Ψsd+j0 。解耦的有功和无功分量方程如下:

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_1=-u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{r}q}/L{}_1\\ Q{}_1=u{}_{\text{s}q}(\phi {}_{\text{m}}-{\rm M}i{}_{\text{r}d})/L{}_1\end{array}(4)$

获得实现P,Q独立可调的d-q坐标系中转子分量电压表达式后,通过2/3旋转变换可获得发电机转子三相电压来控制变频器,产生所需的励磁电压。

该励磁控制模型精度较高,由于定子频率为恒频,使得在推导过程中忽略定子电阻不会带来较大的误差,并且以定子磁场定向时,控制系统可以变得较为简单。但由于假设定子电压理想,即频率与电压幅值恒定,且不考虑定子励磁电流的动态特性[27,28],该系统仅在正常运行条件下动态响应较好,当电网发生故障时,动态响应变差。文献[29]考虑了定子电压变化的动态过程,建立了适合电网故障分析的控制模型,提出了新型的SFO控制策略,通过仿真DFIG在外部电网故障影响下的动态特性,验证了其有效性。

4.1.3 基于定子电压定向(SVO)的矢量控制技术

假定正常运行的DFIG定子电压恒定[30],采用定子电压控制,有Vsd=|Vs|,Vsq=0,Vs=Vsd+j0。解耦的有功和无功分量方程如下:

$\{\begin{array}{l}{\rm P}=1.5L{}_{\text{m}}V{}_{\text{s}}{\rm I}{}_{\text{r}d}/L{}_{\text{s}}\\ Q=1.5V{}_{\text{s}}(V{}_{\text{s}}/w{}_1+L{}_{\text{m}}{\rm I}{}_{\text{r}q})/L{}_{\text{s}}\end{array}(5)$

由于未考虑解耦电路的细节,系统的暂态响应不佳。

文献[31]以DFIG的精确数学模型为依托,提出了DFIG定子电压定向矢量控制改进方案,考虑了Vs和Ψs的动态过程,在原来控制器的基础上计及定子励磁电流变化的补偿量,并对解耦电路进行了必要的修正,大大提高了外部电网电压故障时对转子电流的有效控制,从而提高了DFIG的不间断运行能力。但对转子电流的有效控制是以增大转子输入电压为代价的,直流母线电压的波动没有明显的改善。同样以改善电网故障下转子过电流、提高DFIG持续运行为目的,文献[32]在基于SVO建立DFIG数学模型前提下,把内模控制引入转子电流控制器的设计中,获得了充分的解耦性能和对错误已知参数的良好鲁棒性,无论是正常运行还是故障运行,均优于传统SVO控制中所用的PI控制器。

4.1.4 基于转子磁链定向的矢量控制技术

把参考坐标系的d轴放在转子磁链矢量Ψ2的方向上,可以建立m-t坐标系下的励磁控制模型[33]。电机的转矩可以表示为

${\rm T}{}_{\text{e}}=\frac{3n{}_{\text{p}}L{}_{\text{m}}\Psi {}_{\text{r}d}i{}_{\text{s}q}}{2L{}_{\text{r}}}(6)$

控制d轴电流可保持磁链Ψrd恒定,只需控制q轴电流就可以调节转矩Te,实现控制转速和磁链的目的。

4.1.5 基于电网电压定向的矢量控制技术

文献[34]通过建立控制变量的动态方程,提出了基于无穷大电网电压定向的双馈发电机励磁控制策略。该策略不需要转子电流的测量和转速的反馈信号,一定程度上简化了控制系统的复杂性,具有较好的动态品质和动态跟踪能力。取无穷大电网电压矢量的方向为d轴,双馈发电机定子端向系统输出的有功、无功计算表达式为

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{s}}=1.5(u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}d}+u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}q})=1.5U{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}d}\\ Q{}_{\text{s}}=1.5(u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}d}-u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}q})=-1.5U{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}q}\end{array}(7)$

对双馈发电机有功、无功的调节,可通过对转子励磁电压控制,定子电流d-q轴分量的调节来实现。

4.2 变速恒频双馈风电机组直接转矩控制

与矢量控制相比[35],直接转矩控制(DTC)避免了复杂的坐标变换,减少了对电机参数的依赖性,简单地通过检测电机定子电压和电流,借助瞬时空间矢量理论计算转子磁链从而控制电机的电磁转矩,并根据与给定值比较所得误差,实现转速控制。文献[36]采用DTC控制DFIG,基于要求运行的功率因数计算转子磁链的参考值,基于估计的转子磁链的位置、转矩和转子磁链的误差选取开关矢量。然而问题在于DFIG参数的变化会严重影响转子磁链估计值的精度,且转子磁链参考值的计算也存在同样的问题。

4.3 变速恒频双馈风电机组直接功率控制

文献[37]提出了一种新的双馈风电机组励磁控制策略——直接功率控制(DPC)。通过选择合适的转子侧电压矢量来直接控制定子侧的有功和无功功率,实现对有功功率和无功功率的独立调节。此方法只需估计定子磁链的值从而避免了DTC中对转子磁链值的估计,而后者是比较困难的。更重要的是,DPC所唯一需要的机组参数——定子阻抗对系统性能的影响是可以忽略的。在运行条件和机组参数变化的情况下,仿真结果验证了DPC控制策略的有效性和鲁棒性。但DPC在电网故障条件下的控制性能如何,还没有文献涉及,需要进一步研究。

5 结论

由上述内容,可以得出以下结论:

1)目前,双馈风电机组控制策略研究以机理建模和矢量控制为主,但充分考虑发电机的非线性以及参数的时变性,具有抑制参数变化、扰动和各种干扰的控制策略会得以应用;

2)智能控制理论及智能控制器很快向风电领域移植,发展迅猛;

3)下一阶段的研究重点是对风电场与含风电场的电力系统的协调控制。比如,电网故障情况下,如何实现风电机组的不间断运行以提高电能质量;

4)深入地研究风电控制技术以及含有大型风电场的电力系统控制技术,使两者有机地结合是大规模利用风电的关键,需要风电领域的专家和学者孜孜不倦地研究和探索。

恒频控制 篇4

当今社会,能源短缺和环境污染问题影响着社会的可持续发展,可利用化石能源不能满足日益增长的电力需求,为此需要大力发展清洁能源,而风能作为清洁可再生能源,并且我国也就有丰富的风力资源,因此发展风力发电具有不容忽视的战略意义,同样有效利用风能发电是当今世界关注的焦点。

随着风力发电机组的容量变大,有效的提高发电机组的运行效率成为风能利用的潮流,对于此类要求,变速恒频自然成为不容忽视的手段。

1.1 风电发展概述

太阳辐射到地表导致不同的温度差,进而形成风。随着化石燃料的利用,风能也越来越引起人们的重视。据相关估计,全球风能总量约为3亿兆瓦,,但是可以利用的风能约占总量的1%,相比于水电,这是非常巨大的能量储存。对于我国来说,风能资源非常丰富,据不完全统计我国可以利用的风能资源在2.53亿千瓦,这相当于约1000座百万瓦量级发电站,因此风能作为清洁能源越来越受到世界各国的重视,基于风能发电的各项研究也相继展开。

我国风力发电起源于50年代末的布篷式风车,在80年代更是得到了迅速的起步发展。例如80年代初,我国生产的10KW容量以下的风电机,大大解决了相关居民生活用电情况,对发展有很大的作用。而现在,新疆、内蒙、山东等沿海省份更是确立了相关性的风电场,对我国的风电发展起到巨大的促进作用。

1.2 风力自动发电的发展现状

各国对风能的重视体现了风电机组的装机容量不断增大,与此同时,风电发电设施更是逐渐形成了水平轴、上风向、三叶片、管式塔的统一格局。特别是随着自动控制系统、电力电子技术、计算机技术等相关技术的飞速发展,风能发电更是取得了一系列的成就,这主要体现在以下几个方面:

1)风电发电机组的装机容量不断增大,这更适用于用户的需求,进而节省陈本;

2)为避免定桨距调节方式中的超过额定风俗发电机组的功率下降的缺点,变桨距代替定桨距调节,这样就能最大程度的利用风能;

3)风电更趋向于变速恒频,相比于传统的恒速恒频这大大提高了发电效率,节省了成本;

4)在无齿轮箱中大多采用直驱方式,提高传输效率,将风力机的输入机械转矩最大程度的转化为电机的机械能。

1.3 本设计所研究的内容

本设计按要求完成“变速恒频风力发电自动控制系统的设计”,具体研究内容如下:

1)变速恒频风力发电系统的优势;

2)变速恒频风力发电系统的基本原理以及结构组成;

3)从实现自动控制的角度论述了风力机运行特性,风力机的自动追风原理以及风力机的数学模型。

在设计当中,独立完成论文的相关要求,按照变速恒频的原理实现风力发电自动控制,同时本文也参考了相关的文献资料,按照国家标准、相关技术规程以及工程实例进行设计分析。

2 VSCF风电技术的原理

2.1 VSCF风电技术的发展优势

根据发电机的控制技术和电机运行状况,风电技术可以分为:CSCF技术(恒速恒频技术)和VSCF技术(变速恒频技术)。对于风力发电来说,VSCF具有不同于CSCF的发展前景和优势,也就是说VSCF更适用于风力发电,总的来说,可以概括为下面几个方面:

1)基于风能的种种特性,例如风力不稳定、时间性差别较大等相关因素的影响,怎样使风力机最大效率的利用风能转化为电能使用这是应该首要关注的。CSCF风电技术只是单纯的设定好相应的同步转速,但是当风速转变的时候,风力机的利用率就会大打折扣,效率降低,造成成本升高;而VSCF风电技术则是根据风力风速的大小适当调节风力机的转速,根据最优化理论,将风力机工作限定在最优运行方式,在很大程度上降低了成本。

2)相比于CSCF技术,VSCF风电技术更容易与电网相耦合,这样就减少了相应的技术手段和避免相应的麻烦。

2.2 基本结构组成

VSCF风电系统的结构描述为:在风能到达一定的密度之后,通过风扇的转动将风能转化为机械能,扇叶的转动带动了齿轮箱的运转,实现机械能的传递,齿轮箱的带动发电机转子在励磁磁场中运作,实现由机械能向电能的转化,最后在定子绕组中产生感应电流,通过电网实现供电。基于上述理论,我们可以得出变速恒频风电系统的基本组成包括:风电机、DIFG、变频器和主控制器,具体如图1所示。

2.3 变速恒频系统的发电原理

变速恒频系统中的DIFG结构类似于绕线式感应电机机,对于DIFG来说,定子并入电网,电机的转子绕组通过频率、相位、幅值均可调的电源供给三相低频励磁电流。在三项低频励磁电流的激励下,转子绕组中会出现一个低速旋转的磁场,这时定子磁场的磁场同步转速等于低速旋转磁场的转速与转子机械转速之和,即

式中,w1是定子绕组产生磁场的磁场同步转速;

w是转子的机械速度;

w2是转子绕组产生的低速旋转磁场的转速。

基于上式,由于存在低速旋转的磁场致使发电机定子绕组中感应出同步转速的工频电压,也就是说风速变化引起发电机转速变化的时候,自动控制系统会相应改变转子电流的频率和旋转磁场的转速来平衡电机转速的变化,进而实现了变速恒频的要求。举例来说,当发电机转速低于同步转速时,发电机处于亚同步运行,也就是说变频器向发电机转子提供正相序励磁,此时w1=w+w2;而当发电机转速高于同步转速时,发电机处于超同步运行,此时w1=w-w2;当发电机转速等于同步转速时,发电机处于同步运行状态,变频器向转子提供直流励磁,此时的转子机械速度为0.通过上述的调节达到恒频的目的。

双馈发电机之所以能进行变速运行是在交流励磁变速恒频发电的基础上。对于有功功率和无功功率的独立调节,可以采用矢量控制方式。根据矢量控制技术的原理,调节风机的转速,进而调节最大风能的利用,实现有功功率的调节;调节电网的功率因数,即调节风电机组及相关点网络的动、静态运行稳定性,实现无功功率的独立调节。通过有功功率和无功功率的独立调节实现变速的目的。

总的分析以上结论就不难推导出DIFG的变速恒频的工作原理。

2.4 风力机“自动捕风”的分析研究

2.4.1 风力机的运行特性

风力机作为风力发电系统中的原动机,它通过扇叶将风能转化为机械转矩,之后再传给发电机产生电能。因此,对于风能最大化的利用前提就是风力机能自动的适应风的变化,这直接影响到整个风电系统的可靠性运行。根据相关公式可得,风力机的输入功率为:

式中:r是空气密度,取值范围介于1.25〜1.29Kg/m3;

R是风轮半径,单位为m:

V是风速,单位为m/s。

但是,风力机也具有一定的效率,即有个利用率常数K,故风力机的机械输出功率为:

根据上述公式来看,对于风力机的有效利用只有适当的提高K值,就是提高风机的利用率,这样才会提高风力机的工作效率。K值与风速、扇叶转速、扇叶半径、浆液节距角均有关系,特别是叶尖速比λ。根据VSCF风电技术更多的是利用变桨距,这样在很大的程度上就增大了利用率,如图2所示变桨距风力机特性曲线。

2.4.2 VSCF风电技术自动追寻最大风能原理

最大风能追踪体现了自动控制的基本思想,不在人或者间接有人干预下从而有效的进行操作生产。只有计算出交流励磁发电机的参考输出有功功率P,根据相关公式准则,实现在最大风能追踪。

首先VSCF风电系统有最大的输出功率,这样的话就有:

具体原理可以综述为如图3所示:如果风速在风力机的稳定运行在A点处,风力机稳定运行在w1。如果某个时刻风速升到V2,由于风力机的转速不能突变,所以根据曲线所示就会有一个渐变过程。到达另一个稳定状况之前首先移动到B处,此时转速不变,但是输出的功率变大。到达B点之后,输出功率也迅速增大,发电机的输入转矩也迅速增大,由于转矩增大,相应的转速也会增大(转速正相关于转矩),随着转速的增大,达到一定的程度之后,转矩平衡,转速也就固定在定值w2,即C点,到达新的平衡状态,这也就实现了风能的自动追捕。

2.4.3 风力机的数学模型

风力机的数学模型就是用风力机的输出功率Pm来表示风速的的函数,通过数学模型的构建,可以很清晰的得出输出功率Pm在不同风速下的取值,具体如下所示:

式中:

v是风速,单位为m/s;

vin,vp,vout分别是风力机启动风速,额定风速和切出风速,单位均为;

Pp是风力机额定功率,具体单位根据风力机的参数设定。

3 结束语

本文从自动控制的角度分析了变速恒频风力发电技术的核心内容,对于风力机的自动补风进行系统性的分析,围绕如何实现自动补风,本设计从数学模型、函数图像角度进行分析,从而得出实现补风的自动化研究。风力机的自动补风对于变速恒频风电技术有重要的促进意义,风力机的最大程度的有效利用可以减少风电的成本、相对性的提高装备的使用寿命,从而对社会的发展进步具有重要的意义。

参考文献

[1]潘再平.风力发电中的变速恒频技术.能源工程,1993(2):18-22.

[2]王秀丽.双馈型风力发电系统励磁电源控制策略的研究.山西:太原理工大学,2006.

[3]叶杭冶.风力发电机组的控制技术[M].北京:机械工业出版社,2006:85-88,137-143.

[4]Dajib Datta.Rotor side control of grid-connectext wound rotor induction machine and its application to wind power generation.In:Ph.D.dissertation,Dept,Elect,Eng,Indian Inst,2000.

[5]李娟娟.双馈电机适量调速系统及仿真.安徽:合肥工业大学,2004.

恒频控制 篇5

国内外很多学者在分析风力机特性和双馈感应发电机基本电磁关系的基础上, 建立了变速恒频双馈风电机组的非线性数学模型。田友飞等人运用反馈线性化理论设计了风电系统非线性控制器, 该控制器具有2个输出变量, q轴电压分量用于强迫风力机运行于最优转速, 实现最大风能捕获, 不需要考虑电磁转矩的具体实现问题, 使控制系统结构得以简化;d轴电压分量用于调节系统的无功功率输出, 实现系统铜耗最小化。

高勇等人将无源性理论应用于变速恒频双馈风力发电机控制系统上, 使控制策略能更加准确、快速地跟踪期望电流、转速, 实现风电系统定子侧单位功率因数运行及最大风能捕获。仿真中还假设励磁电抗发生了30%的漂移, 用以说明无源性算法对电机参数扰动及负载突变有很强的鲁棒性。

张鲁华等人通过非线性坐标变换和非线性状态反馈, 实现了双馈风力发电系统的输入输出线性化, 达到了双馈感应发电机的有功功率、无功功率在稳态和动态情况下完全解耦的控制目标。

彭春华、F.Poitiers将最优控制理论应用于变速恒频双馈风力发电机控制系统上, 其中彭春华等人在优化变量中考虑了叶尖速比的约束。上述文献均把变速恒频双馈风力发电机看成非线性系统, 然而在控制器的设计中没有考虑到被控对象所受到的约束, 对被控对象的参数摄动没有进行有效处理。

2 带自适应鲁棒控制器的研究综述

2.1 控制方法

针对风力系统的数学模型具有不确定性, 有2种控制方法成为研究热点。当不确定部分的界已知时, 可采用鲁棒控制的方法, 不确定部分的界越大, 所设计的控制器的保守性越大。当不确定部分的界很大时, 为减小控制器的保守性, 可采用自适应的方法, 设计带有参数估计器的自适应控制器。

2.2 自适应的方法

上述两种控制器设计需要在被控对象标称值附近考虑不确定, 因此对被控对象模型有一定依赖。任丽娜等人设计了能实现发电机输出有功功率和无功功率解耦控制的具有鲁棒干扰抑制作用的转子交流励磁控制器, 使得系统在转子电阻、摩擦系数和扭矩系数存在不确定的情况下, 风轮机的转角和转速、转子电流的转矩分量和励磁分量仍能按各自希望的轨迹运行, 以满足电网对电能质量恒压恒频的要求和风轮机的最大风能捕获。C.Belfedala将控制理论应用于双馈风力发电机定子电压幅值和相位控制, 抑制了影响系统的干扰, 及转子转速和负载参数的摄动。张凤阁针对VSCF无刷双馈风力发电系统的参数不确定性和外部负载扰动, 利用L2范数对干扰信号加以限制, 并引入一个状态反馈控制律, 采用L2鲁棒控制设计一个速度控制器, 使BDFM的转速快速而稳定地跟踪风速, 从控制发电机转速的角度实现最大风能捕获。郑雪梅等将滑模变结构控制用于双馈风力发电系统, 进行了转子电阻摄动的仿真实验, 证明所提出的算法对外部扰动和内部参数变化具有鲁棒性;在传统的PI控制基础上, 采用增加瞬时功率前馈补偿的高阶滑模变结构控制, 仿真中对交流侧输入电压短时跌落干扰、进线电抗器等效电阻出现摄动等进行了实验。华佳兵等人利用变结构控制理论计算双馈风力发电机无功功率控制的转子电压, 取得了良好的暂态效果。上述工作可以看出, 针对双馈变速恒频风力发电系统的不确定性, 鲁棒控制和滑模控制是常用的控制算法, 但很少有文献在抑制不确定性的同时兼顾约束。

3 预测控制算法数学模型综述

3.1 预测控制

预测控制是一类先进计算机控制算法, 因其具有良好的控制效果而得到了广泛的应用, 某些学者也将它用于双馈风电控制系统中。井艳军提出了一种模型预测控制算法来抑制风速扰动的动态响应。在预测的未来输出和优化控制目标函数中考虑了风速扰动的作用, 增加了对可测风扰动的计算;为了减小双馈风电机组传动链、叶片和塔筒三个主要柔性部件所承受的载荷, 建立具有风扰动抑制的模型预测控制器, 利用变桨控制增加传动链扭振、叶片一阶挥舞和塔筒前后一阶摆动这三个自由度的阻尼, 通过选择合适的目标权重矩阵, 调节对每个自由度所加阻尼的比重程度。然而其双馈风电机组为近似的线性模型, 并且系统的不确定性考虑的也不全面。在预测控制中考虑到被控对象的不确定性, 需要将鲁棒控制的某些思想用于预测控制控制器设计。丁宝苍、李少远、席裕庚等都对非线性鲁棒预测控制进行一定研究, 但是他们的研究中对非线性的预测模型形式具有一定限制, 有些成果还没有考虑被控对象的约束。

3.2 鲁棒预测控制

关于鲁棒预测控制, 近年来我们也作了一些工作。针对具有模型不确定性和未知外部干扰的非线性系统提出了一种多输入多输出自适应鲁棒预测控制方法。首先根据非线性模型设计鲁棒预测控制律, 并在控制律中引入监督控制项;然后利用多项式逼近的方法逼近控制律中因模型不确定性以及外部干扰引起的未知项。此方法应用于两关节机械手轨迹跟踪, 取得良好的跟踪效果, 相关成果将发表在近期《控制理论与应用》杂志。

区间数优化是一类相对较新的不确定性优化方法, 它利用区间描述变量的不确定性, 只需要通过较少的信息获得变量的上下界, 故在不确定性建模方面体现了很好的方便性和经济性。姜潮等人在文献中针对一般的不确定性优化问题提出了两种非线性区间数优化的数学转换模型。对于通过转换模型得到的确定性优化问题, 进一步提出了基于隔代映射遗传算法的两层嵌套优化方法进行求解。

4 结语

本文阐述了双馈变速恒频风电系统控制方向的各类研究, 通过分析各类方法的优缺点, 针对不同的模型和控制方案进行了系统总结, 为“基于区间优化的双馈变速恒频风电系统预测控制研究”项目工作做了前期调研和大量的准备工作。

参考文献

[1]孙云平, 李俊民, 王元亮.一类非线性参数化系统的自适应学习控制[J].系统工程与电子技术, 2008, 30 (12) :2442-2446.

恒频控制 篇6

本文从建立变速恒频双馈发电独立电源系统数学模型出发,分析了系统的各个变量之间的关系,应用现代控制理论,分析系统的动静态稳定性和静、动态性能指标提出励磁电流的控制策略,并在MATLAB上进行了系统仿真。仿真结果表明了建立的数学模型的正确性和可行性,以及提出的控制算法的有效性,具有较高的实际应用价值。

1 双馈发电机动态数学模型

变速恒频发电机结构上与绕线型感应电动机相似,其定、转子均为三相对称绕组,定、转子绕组分别为功率绕组、励磁控制绕组,磁路、电路对称,且具有均匀的气隙分布。为简化分析,假定:忽略定、转子电流高次谐波和定、转子空间磁势高次谐波分量;忽略电机磁路饱和及铁芯磁滞、涡流的影响;忽略温度和频率变化对电机参数的影响。

1.1 基本电压方程和磁链方程[3]

在同步参照系,即d-q轴系中,定子取发电机惯例,转子取电动机惯例,则变速恒频发电机的电压和磁链方程分别为

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写成矩阵形式如下:

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式中:L′=-DLs-Rs;L′′=DLr+Rr;下标s,r,q,d分别代表定子侧量、转子侧量、q轴分量和d轴分量;u为电压;i为电流;R为电阻;Ls,Lr,Lm分别为定、转子自感和定转子间互感;D为微分算子d/dt;ω1,ωr,ω2分别为电机同步角速度、转子角速度和转差角速度,且满足ω2=ω1-ωr=sω1,s为转差率。

如果给定电机极对数np、转子转动惯量J以及转子机械角速度ω,则发电机的电磁转矩和转子运动方程分别为

Tem=1.5npLm(iqsidr-idsiqr) (4)

Dω=(Tmec-Tem)/J (5)

式中:Tmec为电机输入机械转矩。

1.2 变速恒频双馈发电机的控制策略

变速恒频双馈发电机定子端输出恒频恒压功率,其不依赖于原动机的转速。与并网运行的变速恒频双馈发电机系统不同,定子电压、定子输出频率不再是恒定值,而是需要进行控制的变量,定子磁通不再由电网电压决定,而是通过对转子励磁电流的控制来设定,定子电流由所接的负载决定,输出功率因数由负载的功率因数决定。而由于系统单独运行,不需要对定子输出功率和定子功率因数分别独立进行调节,无需对供电负载进行无功功率补偿。只需要对定子输出电压,定子输出频率进行有效控制,保持其为恒定。

在交流电机中,共有7个基本矢量:定子电压、转子电压、定子电流、转子电流、定子绕组总磁链、转子绕组总磁链、气隙合成磁链。选择不同的矢量定向,所得的控制效果和控制性能也不尽相同。在同步电机矢量控制中,通常采用的是以气隙合成磁链定向。但不太适合变速恒频双馈发电机的情况下,在发电机定子绕组中存在漏抗压降,若以气隙磁链定向,发电机的端电压矢量与控制参考轴之间会有一定的相位差,这样有功、无功电流分量的计算就会变得相当复杂,使控制系统复杂化,将影响控制系统实时性。考虑到发电机是在频率400Hz左右运行,通常定子绕组的电阻可以忽略不计。如图1所示,Ψs为定子磁链,它产生的定子合成电势undefined,当忽略定子电阻Rs时,有undefined,定子电压矢量超前定子绕组总磁链90°(电角度),因此以定子电压矢量或者以定子绕组总磁链为参考矢量(定向矢量),可使控制系统变得相对简单。

为了实现d-q轴系变量之间的解耦,本文采用电机定子磁链定向矢量控制,即将d轴与定子总磁链Ψs的方向重合,发电机的定子电压矢量undefined将在q轴上。因而矢量控制的约束条件为

Ψds=Ψs Ψqs=0 (6)

因此在矢量控制条件下交流励磁发电机在d-q轴系上的电压方程变为如下形式(电机稳态运行条件下):

uds=0 uqs=Us (7)

根据d-q同步旋转坐标系与abc三相坐标系的转换关系,可得定子电流的d-q轴分量为

ids=Issinφ iqs=Iscosφ (8)

式中:Is,φ分别为定子的电流幅值和功率因数角。

由式(3)、式(7)、式(8),在稳态情况下,可以令D=0,即可得到转子电流和电压的稳态值为

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2 变速恒频发电机系统的构成

2.1单独运行变频恒速双馈发电机控制系统构成在变速恒频双馈发电独立电源控制系统中,

如图2所示,控制绕组通过一组功率变换器与发电机输出和一个独立电源相连(如电池等),在初始启动时,需要一个辅助电源给控制绕组提供励磁控制电流[4]。本文采用一个与控制绕组相连的独立电源为控制绕组提供励磁电流。

2.2 变速恒频发电机系统励磁控制策略

对于交流励磁发电机励磁系统而言,其功率输出则由三相输出的变频器来完成,控制单元根据指令或工况自动调节变频器输出电流的幅值、频率和相位,其控制系统及功率输出单元的结构及原理要比同步发电机励磁系统复杂得多。

变频器是由电力电子器件按各种方式组合,实现将固定电压、固定频率的交流电变换为可调电压、可调频率的交流电的装置。

变频器的种类很多,按照使用的电力电子器件及其关断方式分为自关断类、强制换相类和自然换相类3类。按照变频器有无中间直流环节可分为交-直-交变频器和交-交变频器两类。按照直流环节储能方式的不同可分为(仅对于交-直-交变频器而言)电流型和电压型两类。按照电压调制方式的不同可分为PAM(脉冲幅值调制)、PWM(脉冲宽度调制)、SPWM(正弦脉宽调制)和高载波变频率PWM方式4类。

实际上SPWM变频器属于交-直-交变频器范畴,由于其本身存在其它交-直-交变频器无法代替的优点,所以把它作为单独的变频器类型来看待。SPWM变频器有以下特点。

1)主回路结构简单,只有一个功率控制级,输入级为不控整流器。功率因数和效率都高。

2)采用SPWM控制,输出电压和频率的协调控制同时在逆变器中完成,避免了大惯性直流滤波环节对调压响应的影响。快速响应性不仅有利于实时控制,还有利于开环应用。

3)采用双极性、分段同步正弦脉宽调制技术,输出具有完善对称性的SPWM电压波形,基波分量大,提高了逆变器的利用率并有效地消除或抑制低次有害谐波,降低了噪声。能在很宽的调频范围内跟随原动机稳定工作,低速运行性能好。

鉴于SPWM变频器的优点,本文采用其作为励磁系统变频器。

2.3SPWM变频器的工作原理

图3是SPWM变频器主电路图。图3中V1~V6是逆变器的6个全控式功率开关器件。整个逆变器由三相不可控整流器供电,所提供的直流恒压为Us(Ed)。当逆变器任一相导通时,电机绕组上所获得的相电压为Us/2(Ed/2)。

正弦脉宽调制(SPWM)波形,就是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形,等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等分,然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替,矩形脉冲的幅值不变,各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合。这样,由n个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波的半周等效,称作SPWM波形。同样正弦波的负半周也可以用相同的办法与一系列负脉冲等效。

3 仿真实验结果与分析

本文对采用矢量控制策略的三相交流励磁发电机系统的动态过程进行了仿真实验,电机参数为:Rs=4.70 Ω,Ls=0.506 H,Rr=4.178 Ω,Lr=0.511H,Lm=0.494H,np=2,定子相电压115 V,负载为三相对称纯阻性负载,定子电压、电流的频率为400 Hz,额定功率P=30 kW。

仿真实验简介为:假设转子转速处于稳定状态,在0.8s的时候开始下降,到0.85s重新进入稳定状态。图4为三相交流励磁发电机转子转速折合频率的波形图。图5是仿真实验得出的变频器输出三相电压的波形。图6为定子输出三相电流波形。图7为定子输出三相电压波形。

转子转速在0.8s前保持稳定,从0.8s开始下降,直到0.85s重新进入稳定状态。从图4~图7中可以看到,变频器的输出电压、定子三相电压电流在转速发生变化前从零开始进入稳定状态。其中输出电压0.05s前为建压过程,此后进入115V,400Hz的恒频恒压状态。在转速变化后变频器输出电压随即变化,从而影响输出三相电压电流的频率和幅值。

图7a为转速变化前稳定状态下定子输出三相交流电压从建压到稳定状态的波形,从图7a中可以看出稳定状态下电压的幅值和频率基本保持恒定。从图7b中可以看出在转子转速变小的过程中,定子电压的频率变小、幅值稍稍变大。在转速恢复稳定后,输出电压的频率和幅值在0.9s也恢复恒定。

4 结论

本文针对变速恒频双馈发电独立电源系统,结合交流励磁发电机在d-q坐标系的数学模型,给出了交流励磁发电机励磁的矢量控制策略。仿真实验证明了本文根据交流发电机的数学模型搭建的仿真模型是正确的,且具有较好的输出波形。

参考文献

[1]李辉,杨顺昌,廖勇,等.变速恒频双馈发电机励磁控制策略综述[J].电工技术杂志,2002(12):5-8

[2]王志华,李亚西,赵栋利,等.变速恒频风力发电机最大功率跟踪控制策略的研究[J].可再生能源,2005,20(2):16-19

[3]韦忠朝,辜承林,黄声华,等.变速恒频双馈发电机矢量控制策略及特性分析[J].华中理工大学学报,1996,24(9):87-90

恒频控制 篇7

在面临能源和环境双重危机的今天,可再生能源的开发利用受到广泛关注。在众多的可再生能源开发中,风电由于其特殊的优势获得了较快发展,但是风能的随机性和不可控性,也给风电机组的控制带来了极大的困难,制约了风电产业的快速发展。

从尽可能大地利用风能的角度看,无论在何时均应该对风力机转速进行控制,使其跟踪最优叶尖速比运行。然而,风电机组受其机械性能和电气性能的限制,存在着转速限制和功率限制。

当采用变桨距风电机组时,可通过调节桨距角改变气流对叶片的攻角,减少对风能的利用,使风力机输出功率更加平滑。文献[1]利用比例—积分(PI)控制设计了变桨距控制器;文献[2]利用模糊控制理论设计了变桨距控制器;文献[3]利用微分几何的方法设计了变桨距控制器。在额定风速以上时,风电系统除桨距角之外,还有发电机电磁转矩这一控制变量。由于变桨距系统的成本和维护费用较高,文献[4,5]提出利用电磁转矩的调节实现风电机组的恒功率控制。这2种控制策略都有一个共同的特点:仅仅考虑了风电机组高风速区域时的功率调节策略,而没有考虑风电机组的转速控制问题。为了有效减小风电系统高风速区域下的功率和转速波动,本文设计了新的控制策略——通过桨距角和双馈感应发电机转子励磁电压的同时调节来减小风电系统的功率和转速波动的多目标控制。仿真表明,与仅考虑桨距角或电磁转矩调节的恒功率控制策略相比,该控制策略的效果令人满意。

1 变速恒频双馈风电机组的数学模型

1.1 风力机数学模型

根据空气动力学原理,风力机从风能中获得的机械功率Pm为:

${\rm P}{}_{\text{m}}=\frac{1}{2}\rho SC{}_{\text{p}}(\lambda ,\beta )v{}^3(1)$

式中:ρ为空气密度;S为风轮扫风面积;v为通过风轮的实际风速; Cp为风能利用系数,它是叶尖速比λ和桨距角β的非线性函数。

叶尖速比定义为叶片叶尖圆周速度与风速比:

$\lambda =\frac{\omega R}{v}(2)$

式中:ω为风力机转速;R为风轮半径。

1.2 传动系统模型

为了简化分析,忽略传动系统的柔性和损耗,并将发电机的转动惯量和电磁转矩归算至风力机侧,可得风电系统的传动系统模型为[4]:

$\dot{\omega }=\frac{1}{J}({\rm T}{}_{\text{m}}-v{}_{\text{i}}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}})(3)$

式中:J为风力发电系统等效转动惯量;Tem为发电机电磁转矩;vi为齿轮箱传动比;Tm为风力机空气动力转矩,与Pm的关系为Tm=Pm/ω。

1.3 变桨距系统模型

在额定风速以上时,通过桨距角的调节可以减小对风能的捕获。目前,桨距角的调节通常是通过液压或电机驱动系统完成的,其动态特性可用一阶惯性环节描述[6]:

$\dot{\beta }=\frac{1}{\tau {}_{\beta }}(\beta {}_{\text{r}}-\beta )(4)$

式中:τβ为桨距角响应时间常数;β为桨距角;βr为参考桨距角。

1.4 双馈感应发电机数学模型

为简化起见,直接给出两相同步旋转dq坐标系下双馈感应发电机的数学模型[7]:

$\{\begin{array}{l}\phi {}_{d\text{s}}=-L{}_{\text{s}}i{}_{d\text{s}}+L{}_{\text{m}}i{}_{d\text{r}}\\ \phi {}_{q\text{s}}=-L{}_{\text{s}}i{}_{q\text{s}}+L{}_{\text{m}}i{}_{q\text{r}}\\ \phi {}_{d\text{r}}=-L{}_{\text{m}}i{}_{d\text{s}}+L{}_{\text{r}}i{}_{d\text{r}}\\ \phi {}_{q\text{r}}=-L{}_{\text{m}}i{}_{q\text{s}}+L{}_{\text{r}}i{}_{q\text{r}}\end{array}(5)$

$\{\begin{array}{l}u{}_{d\text{s}}=\dot{\phi }{}_{d\text{s}}-\omega {}_1\phi {}_{q\text{s}}-r{}_{\text{s}}i{}_{d\text{s}}\\ u{}_{q\text{s}}=\dot{\phi }{}_{q\text{s}}+\omega {}_1\phi {}_{d\text{s}}-r{}_{\text{s}}i{}_{q\text{s}}\\ u{}_{d\text{r}}=\dot{\phi }{}_{d\text{r}}-\omega {}_2\phi {}_{q\text{r}}+r{}_{\text{r}}i{}_{d\text{r}}\\ u{}_{q\text{r}}=\dot{\phi }{}_{q\text{r}}+\omega {}_2\phi {}_{d\text{r}}+r{}_{\text{r}}i{}_{q\text{r}}\end{array}(6)$

${\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}=\frac{3}{2}n{}_{\text{p}}L{}_{\text{m}}(i{}_{q\text{s}}i{}_{d\text{r}}-i{}_{d\text{s}}i{}_{q\text{r}})(7)$

式中:下标d和q分别表示d轴和q轴分量;下标s和r分别表示定子和转子分量;φ,u,i分别为磁链、电压和电流;ω1为同步转速;ω2为转差速度,ω2=ω1-npωr=sω1;ωr为发电机转子机械角速度;np为极对数;rs为定子绕组电阻;rr为转子绕组电阻;Lm为定子与转子绕组间互感;Ls为定子绕组自感;Lr为转子绕组自感。

利用矢量控制技术[8,9,10],取d轴与定子磁链φs重合,即给定控制约束条件为:

$\{\begin{array}{l}\phi {}_{d\text{s}}=\phi {}_{\text{s}}\\ \phi {}_{q\text{s}}=0\end{array}(8)$

将式(8)代入式(5)—式(7),并忽略定子绕组电阻rs得:

$\{\begin{array}{l}u{}_{d\text{s}}=0\\ u{}_{q\text{s}}=\omega {}_1\phi {}_{\text{s}}=U{}_{\text{s}}\\ u{}_{q\text{r}}=\frac{1}{b}\dot{i}{}_{q\text{r}}+ai{}_{q\text{r}}+\frac{1}{b}\omega {}_{2}i{}_{d\text{r}}+c\omega {}_2\\ u{}_{d\text{r}}=\frac{1}{b}\dot{i}{}_{d\text{r}}+ai{}_{d\text{r}}-\frac{1}{b}\omega {}_{2}i{}_{q\text{r}}\\ {\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}=\frac{3}{2}cn{}_{\text{p}}i{}_{q\text{r}}\end{array}(9)$

式中:Us为双馈感应发电机定子电压;a=rr;1/b=Lr-L2m/Ls;c=Lmφs/Ls。

联立式(3)、式(4)和式(9)可得考虑桨距角和双馈感应发电机电磁转矩动态调节的变速恒频双馈风电机组的非线性数学模型如下:

$\{\begin{array}{l}\dot{\omega }=\frac{1}{J}\left({\rm T}{}_{\text{m}}-\frac{3}{2}cdi{}_{q\text{r}}\right)\\ \dot{\beta }=\frac{1}{\tau {}_{\beta }}(\beta {}_{\text{r}}-\beta )\\ \dot{i}{}_{d\text{r}}=-abi{}_{d\text{r}}+(\omega {}_1-d\omega )i{}_{q\text{r}}+bu{}_{d\text{r}}\\ \dot{i}{}_{q\text{r}}=-abi{}_{q\text{r}}-(\omega {}_1-d\omega )(i{}_{d\text{r}}+bc)+bu{}_{q\text{r}}\end{array}(10)$

式中:d=vinp。

2 状态反馈线性化理论基础[11]

设有多输入多输出(MIMO)仿射型非线性控制系统:

$\{\begin{array}{l}\dot{\mathit{x}}=\mathit{f}(\mathit{x})+\mathit{g}{}_1(\mathit{x})u{}_1+\cdots +\mathit{g}{}_m(\mathit{x})u{}_m\\ y{}_1(t)=h{}_1(\mathit{x})\\ y{}_2(t)=h{}_2(\mathit{x})\\ ⋮\\ y{}_m(t)=h{}_m(\mathit{x})\end{array}(11)$

式中:f(x)=[f1(x),f2(x),…,fn(x)]T∈Rn,gj(x)=[g1j(x),g2j(x),…,gnj(x)]T∈Rn,均为n维光滑向量场,x∈Rn为状态向量;u1,u2,…,um为控制量;h1(x),h2(x),…,hm(x)为输出函数;y1,y2,…,ym为输出变量。

对于式(11)所示的MIMO系统,若存在x0的邻域U⊂Rn以及正整数集合{r1,r2,…,rm}满足以下条件:

1)对于0≤ki≤ri-2,有LgjLkifhi(x)=0,其中i,j=1,2,…,m。

2)对于ki=ri-1,有m×m阶矩阵:

$\mathit{A}(\mathit{x}{}_0)=\left[\begin{array}{ccc}L{}_{\mathit{g}{}_1}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1-1}h{}_1(\mathit{x}{}_0)& \cdots & L{}_{\mathit{g}{}_m}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1-1}h{}_1(\mathit{x}{}_0)\\ ⋮& & ⋮\\ L{}_{\mathit{g}{}_1}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m-1}h{}_m(\mathit{x}{}_0)& \cdots & L{}_{\mathit{g}{}_m}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m-1}h{}_m(\mathit{x}{}_0)\end{array}\right](12)$

若该矩阵是非奇异的,则称{r1,r2,…rm}为系统在x0的向量相对阶,称r=r1+r2+…+rm为系统的总相对阶,其中每个子相对阶ri与输出函数hi(x)相对应。

对于式(11)所示的非线性系统,若系统的总相对阶与系统阶数相等,即r=r1+r2+…+rm=n,则系统可通过一个局部微分同胚变换完全精确线性化为一个线性系统。

若选择的坐标变换为:

z=φ(x)=[h1(x),…,Lr1-1fh1(x),…,

hm(x),…,Lrm-1fhm(x)]T (13)

则系统可变换为式(14)所示的线性系统:

$\{\begin{array}{l}\dot{z}{}_1=z{}_2,\dot{z}{}_2=z{}_3,\cdots ,\dot{z}{}_{\delta {}_1}=v{}_1,\cdots ,\\ \dot{z}{}_{\delta {}_{m-1}+1}=z{}_{\delta {}_{m-1}+2},\cdots ,\dot{z}{}_n=v{}_m\\ y{}_1=h{}_1(\mathit{\phi }{}^{-1}(\mathit{z}))=z{}_1\\ y{}_2=h{}_2(\mathit{\phi }{}^{-1}(\mathit{z}))=z{}_2\\ ⋮\\ y{}_m=h{}_m(\mathit{\phi }{}^{-1}(\mathit{z}))=z{}_{\delta {}_{m-1}+1}\end{array}(14)$

$\{\begin{array}{l}v{}_1=L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1}h{}_1(\mathit{x})+L{}_{\mathit{g}{}_1}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1-1}h{}_1(\mathit{x})u{}_1+\cdots \\ +L{}_{\mathit{g}{}_m}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1-1}h{}_1(\mathit{x})u{}_m\\ ⋮\\ v{}_m=L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m}h{}_m(\mathit{x})+L{}_{\mathit{g}{}_1}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m-1}h{}_m(\mathit{x})u{}_1+\cdots \\ +L{}_{\mathit{g}{}_m}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m-1}h{}_m(\mathit{x})u{}_m\end{array}(15)$

式中:$\delta {}_i={\displaystyle \sum _{j=1}^{i}r}{}_j$,其中 i=0,1,…,m。

由式(15)即可解出x空间的非线性反馈控制律u为:

u=-A-1(x)α(x)+A-1(x)v (16)

式中:α(x)=[Lr1fh1(x),…,Lrmfhm(x)]T,A(x)与式(12)同。

对于式(14)所示系统,采用线性最优控制理论设计,可得到其反馈控制律为:

v=-kz (17)

联立式(16)和式(17)可得到非线性系统的反馈控制律为:

u=-A-1(x)α(x)-A-1(x)kφ(x) (18)

3 控制器设计

3.1 基本控制策略

调节桨距角和发电机电磁转矩都可以调节风电机组的功率,因此额定风速以上时的恒功率控制主要有以下2种基本控制策略:仅仅通过桨距角或发电机电磁转矩的控制实现风电机组的恒功率控制。

3.1.1 桨距角控制

通过桨距角控制实现恒功率控制时,通常将发电机电磁转矩设定为额定值,通过桨距角的调节,使风力机转速维持在额定值,从而实现恒功率输出。在控制器设计上,通常采用古典的线性控制器,图1给出了一种最基本的恒功率控制器结构。图中,Pe为风电系统电功率,忽略一切损耗的前提下有Pe=viTemω。

在这种控制方案中,由于电磁转矩不参与调节,而桨距角又调节缓慢,风速的快速变化将使得风电机组的转速发生变化,从而使系统的功率产生波动。

3.1.2 电磁转矩控制

通过发电机电磁转矩的调节,可以改变风力机的转速,使其叶尖速比改变,而叶尖速比的改变又将改变风力机输出的机械能,因而可利用电磁转矩的调节实现恒功率控制。图2给出了利用电磁转矩调节实现恒功率控制的控制器结构。图中,P*e为发电机额定输出功率。

在这一控制方案中,桨距角被设定为固定值,仅仅通过电磁转矩的调节来实现风电机组输出功率的稳定。由于电磁转矩响应速度很快,这一控制方案获得了良好的恒功率调节特性,然而风电机组的转速发生了非常大的波动[12]。

通过上述分析可知:仅通过桨距角或发电机电磁转矩的控制,难以同时减小风电系统的功率和转速波动。为此在本文的设计中,提出对桨距角和双馈感应发电机转子励磁电压同时进行调节,以实现风电系统额定风速以上时减小功率和转速波动的双重控制目标。

由于风电系统是一个强非线性系统,微分几何的方法为解决非线性系统的设计问题提供了工具,因此在控制器设计上采用基于微分几何的状态反馈线性化理论。

3.2 多目标非线性控制器设计

由式(10)可见,该系统有3个控制量βr,udr,uqr。根据基于微分几何的状态反馈线性化理论,应选择3个输出函数。根据本文的控制目标——额定风速以上时,减小风电系统的功率和转速波动,因此选择输出函数为:

$\{\begin{array}{l}h{}_1(\mathit{x})=\text{Δ}{\rm P}{}_{\text{e}}={\rm P}{}_{\text{e}}-{\rm P}{}_{\text{e}}^{*}\\ h{}_2(\mathit{x})=\text{Δ}\omega =\omega -\omega {}^{*}\end{array}(19)$

式中:ω*为风力机额定转速。

另外,为了兼顾负荷对无功功率的需求,选择输出函数h3(x)=Δidr=idr-i*dr,i*dr的值根据负荷对无功功率的需求值计算得到。

输出函数确定后,按照第2节介绍的状态反馈线性化理论可设计得式(10)的闭环控制律为:

$\{\begin{array}{l}\beta {}_{\text{r}}=\frac{-k{}_{2}J\text{Δ}\omega -k{}_{3}J\dot{\omega }-b(x)+\frac{3}{2}cd\dot{i}{}_{q\text{r}}}{a(x)}+\beta \\ u{}_{q\text{r}}=-\frac{\frac{k{}_1\text{Δ}{\rm P}}{3c}+i{}_{q\text{r}}\dot{\omega }}{b\omega }+ai{}_{q\text{r}}+\frac{(\omega {}_1-d\omega )(i{}_{d\text{r}}+bc)}{b}\\ u{}_{d\text{r}}=\frac{-k{}_4\text{Δ}i{}_{dr}+abi{}_{d\text{r}}-(\omega {}_1-d\omega )i{}_{q\text{r}}}{b}\end{array}(20)$

$\{\begin{array}{l}a(x)=\frac{1}{2\omega \tau {}_{\beta }}\rho Sv{}^3\frac{\partial C{}_{\text{p}}(\lambda ,\beta )}{\partial \beta }\\ b(x)=\frac{1}{2}\rho Sv{}^3\left(\frac{\frac{\partial C{}_{\text{p}}(\lambda ,\beta )}{\partial \omega }\omega -\dot{\omega }C{}_{\text{p}}(\lambda ,\beta )}{\omega {}^2}\right)\dot{\omega }\end{array}(21)$

为方便后文的叙述,将这一控制策略命名为多目标非线性控制(MNC),控制器结构如图3所示。图中,P*e和Q*分别为有功和无功功率给定值。

4 仿真分析与结论

为验证本文所设计的控制器的正确性和有效性,选择如下参数进行仿真验证:P*e=140 kW;Us=220 V;ω*=10.8 rad/s;rr=0.816 Ω;Lr=Ls=150 mH;Lm=146 mH;J=5 000 kg·m2;R=12 m;ρ=1.25 kg/m3;vi=15;np=2;f=50 Hz;Cp(λ,β)=0.24{116-0.4β-5}exp(1/(λ+0.08β)-0.003 5/(β3+1));额定风速为12 m/s;桨距角调节范围为0～90°,桨距角变化速率为-5～+5°/s[13]。

为了对多目标非线性控制策略的控制效果进行对比,同时还对仅考虑桨距角的PI控制和仅考虑电磁转矩调节实现恒功率控制(简称PC-T)的控制策略进行了仿真计算。

仿真中风速的变化曲线如图4所示。图5显示了在图4给定的风速变化情况下,3种控制方案的风轮转速、输出电功率和电磁转矩的仿真结果。

从风轮转速和电功率仿真结果可见:①仅考虑桨距角控制时系统的功率波动较大,其主要原因在于电磁转矩被设定为额定值,风速变化所引起的系统输入机械能的变化需要由桨距角的调节来维持稳定,而桨距角的响应速度较慢,因此在桨距角的响应过程中不可避免地出现功率波动。②仅考虑电磁转矩控制时,系统能够较好地实现恒功率的控制目标,但是转速波动较大。这是因为风速变化将引起系统转速的变化,而为了维持输出功率不变,电磁转矩必然与转速成反方向变化(比较风轮转速与电磁转矩仿真结果可得到证明),这就导致了电磁转矩的调节不能够维持转速的稳定。从能量角度看,系统输入的机械能增加(或减少),而系统的输出功率维持不变,多余的能量必然导致转速的增加(或减少),从而导致了较大的转速波动。③与仅考虑桨距角和仅考虑电磁转矩调节的恒功率控制策略相比,本文所提出的多目标非线性控制策略不仅能够很好地维持系统输出功率的恒定,而且还能够有效减少系统的转速波动。其原因在于电磁转矩的迅速调节可以有效减少风速变化所引起的功率变化,而桨距角的调节又可以调节输入系统的机械功率,从而减小系统的转速波动。