误差试验方案（精选7篇）
误差试验方案 篇1
1 电快速瞬变脉冲试验简介及目的
电快速瞬变脉冲群是由电感性负载 (如继电器、接触器等) 在断开时, 由于开关触点间隙的绝缘击穿或触点弹跳等原因, 在断开处产生的暂态骚扰。当电感性负载多次重复开关, 则脉冲群又会以相应的时间间隙多次重复出现。这种暂态骚扰能量较小, 一般不会引起设备的损坏, 但由于其频谱分布较宽, 所以会对电子、电气设备的可靠工作产生影响。
电快速速变脉冲群试验的目的就是为了检验电子、电气设备在遭受这类暂态骚扰影响时的性能。重复快速瞬变试验是一种将由许多快速瞬变脉冲组成的脉冲群耦合到电气和电子设备的电源端口、信号和控制端口的试验。
2 电快速瞬变脉冲群试验要求
试验应按GB/T 17626.4, 在下列条件下进行:
——作为台式设备试验;
——电能表在工作状态:
电压线路和辅助线路通以参比电压;
基本电流Ib (相应的额定电流) 和cosφ (相应的sinφ) 按相应标准规定的数值;
——在耦合器与EUT之间的电缆长度:≤ 1m
——试验电压应以共模方式 (线对地) 作用于:
电压线路;
电流线路, 如果在正常使用时与电压线路隔离的;
辅助线路, 如果在正常使用时与电压线路隔离的;
——在电流线路和电压线路上的试验电压:4KV;
——在参比电压超过40V的辅助线路上的试验电压:2KV;
——试验时间:每一极性60s。
误差改变应在相应标准规定的极限内。
注:准确度可以用计数的方法或其他合适的方法进行测定。
在试验中, 功能或性能有短暂的降低或失去是允许的。电能表的准确度应在相应的标准规定的极限内。
3 试验改进的原因及处理过程
在电快速瞬变脉冲群试验中构建器一个由干扰发生设备、耦合网络、检表装置、被试表计及各类线缆组成的试验系统, 如图1 所示。由检表装置提供标准电源并通过电脉冲采样来检定被测表计误差, 观察电能表在此项干扰下是否会出现超差现象。通过多次试验发现, 在此项试验中检表装置所显示的电能表误差都存在很大的超差, 并且会出现检定装置档位异动。
通过综合分析并经过多次试验, 认定检表装置在试验中所显示的误差, 甚至发生了检表装置档位异动的原因有二。
(1) 我们施加于被试电能表的电快速脉冲信号, 通过脉冲线施加到了检表装置上;
(2) 检表装置供给被测电能表的电源电缆通过试验室金属地面受到耦合干扰。
通过对造成试验结果异常的初步分析, 解决问题的最佳方式就是将检定装置与被试电能表隔离。
(1) 在采样脉冲线上缠绕一定数量的磁环来起到一个隔离或者说是滤波, 在改进后取得了一定的效果, 误差有了明显的改善。
(2) 经过试验发现, 如果进行较长时间的试验依然会对检表装置产生影响造成死机或档位异动。所以又做了进一步改进, 将电能表上所接的电脉冲采样改为了带磁环光电脉冲采样。
(3) 考虑到电源电缆通过试验室金属地面受到耦合干扰, 我们将检表装置接入耦合网络的电源线改用一根四芯屏蔽电缆并在接口处缠绕磁环。
通过改进做到最大程度的检定台体与试验台体隔离, 不仅获得了更为准确的试验数据也是对台体有了更好的保护。
4 试验效果及分析
通过多次试验, 对试验结果的对比分析可以总结出以下几点:
(1) 电快速瞬变脉冲群会使电能表的误差产生明显的改变;
(2) 未加磁环隔离的电脉冲采样, 只能在短时间内起作用, 随着试验的进行过多的干扰累加到了检定装置上, 造成频繁的台体异动, 最终造成台体异动无法恢复或死机;
(3) 在电脉冲采样线路和光电脉冲采样线路都加上磁环后, 虽仍有影响, 台体受到的影响有了较大改善, 其中光电脉冲采样加磁环后的效果最为明显。
(4) 干扰同样会通过电流、电压电缆施加到检定装置上, 对检定造成干扰, 影响试验结果, 需采取多种隔离手段降低干扰。
5 结束语
通过试验改进, 改善了试验环境因素引起的粗大误差及控制异动, 保证了被试电能表性能试验的顺利开展。通过在试验室的技术改进和严格把关, 能够有效地控制现场电能表电量飞走, 黑屏等现象的发生。为电能表的性能的评判提供了参考依据, 提高了电能表质量和检测精准率。快速脉冲群测试对包括被试品及其他设备的影响都是明显且直接的, 只有在通过多种隔离手段, 排除对其他设备如检定装置的干扰, 才能获得真实的电能表受干扰情况。
参考文献
[1]朱文立.快速脉冲群测试的失败原因及对策[J].电子产品可靠性与环境试验, 2007 (2) :5-10.
[2]蓝润泽, 李伟.快速瞬变脉冲群干扰的原理及硬件防护[J].电测与电能表, 2002 (2) :11-14.
试验仿真模态误差分析 篇2
试验模态分析和仿真模态分析是模态分析的两个分支,它们并非相互独立,有着各自的优势,各自作为另一种模态分析技术的有益补充,使得模态分析技术日益完善。
模态分析技术能快速识别出系统的动态参数,为产品设计提供信息。仿真模态分析较早的介入到汽车设计开发过程中,能在汽车开发前期控制车身的动态性能。试验模态分析能在汽车开发中后期检验汽车车身动态性能[1]。在汽车开发的不同阶段,两种分析技术对汽车动态性能的优化设计起着不同的作用。
1、试验模态分析
模态试验目的是为了识别测试系统的模态参数。通过同时测试估计系统的频率响应函数,然后利用系统频率响应函数,运用不同的参数识别技术识别出系统的模态参数。
本文借用某轿车白车身对试验模态技术进行分析说明。选取白车身上具有代表性的164个点,选择测点时尽量是测点均布,选择结构局部刚度较强的位置。使用一个激振器激励白车身左侧前端位置,选用随机信号激励。
测点激励点如下图所示:
测试系统采用B&K3560D数据采集设备、B&K4524B型加速度传感器、HEV-200激振器、利用B&K测试软件PLUSE测试,在Mescope中估计模态频率及模态振型。
试验振型描述及模态频率如表1所示。
上组图表所示,白车身整体模态主要集中在30Hz到60Hz之间。白车身模态主要考虑白车身低频特性,试验中一般截止频率不会超过100Hz,工程中最关心的白车身整体模态主要集中在60Hz以下,本文选取工程中具有代表性的模态予以分析说明。
2、仿真模态分析
利用Hypermesh建立该轿车白车身的有限元模型,网格采用10mm,既能保证良好的精度也能保证较高的计算效率。焊点采用ACM单元模拟,有限元模型建立如下图所示:
共计节点673889个,单元658585个,焊点3945个。质量364.7Kg,与实际质量控制在了5%以内。利用NASTRAN软件兰索士方法计算白车身模态,计算结果如下图所示:
仿真振型描述及模态频率如表1所示。
有限元模型由于自由度数远大于试验模型,故在60Hz以下的模态数也必多于试验模态数,分析中选取整体振型的模态予以分析。
3、试验仿真模态相干性分析
模态频率可以直接用数值来对比研究,振型的对比及相关性分析则需要借助MAC值:
式中,MACij是MAC矩阵中的元素Φi和Φj分别是第i阶和第j阶振型向量,分别是第i阶和第j阶振型向量的转置。MAC矩阵中各个数值及表示相对应的振型向量之间的相关程度。MAC值越接近于1,表示振型向量之间符合程度越高,两振型越相近。
试验模态和仿真模态相关性分析可以使用LMS Virtua1.1ab的Correlation模块进行分析[2,3]。
在进行相关性计算之前需要对有限元模型进行动力缩减,在缩减后的计算试验振型与动力缩减后有限元振型之间的相关性,如下图:
从以上图表可以看出,车型的试验和仿真的结果差距较大,动力缩减振型与试验振型之间的相关性偏低,典型模态振型相关性仅在0.64以上,可以认为试验和仿真模态值均存在一定的误差,其分析结果的可信度降低。
4、误差来源分析
误差分析的目的之一在于调校有限元模型,缩小仿真试验误差,使得有限元仿真结果更为精准,为结构优化设计提供更为可靠的理论依据。目的之二在于认清事物的本质,了解了误差的来源,更深层次的理解应用于分析中的数据。
4.1 试验误差分析
试验过程中任何一个环节,数据处理分析过程中的任何一个环节都会产生误差,所产生的误差都可能模态识别结果造成影响。激励信号中,但随机信号激励信噪比较差,且不适合非线性系统的识别,白车身虽然近似成线性系统,但还是存在着非线性因素。正弦扫描信号能获取较高的信噪比,而且适用于非线性系统,但其也存在着缺陷,因其能量频率较集中,扫频过快可能会导致识别模态的丢失。步进正弦激励激励信号是单频的,每条谱线单独估算,测试周期长,但能获取较有的测试数据。纯模态激励,因其试验时间较长,也没有在汽车行业内广泛应用。
由上表可以看出,在保证测试效率的前提下,分析精度较高的激励方式是正弦扫描信号。白车身近似于线性系统,不同激励方式产生的误差比较小,但对于内饰车身,阻尼较大的非线性影响不能忽视的系统,该误差不容忽略。
频率响应函数估计方法有多种,H1估计、H2估计和Hv,其中H1估计仅考虑输出噪声,其对输入噪声比较敏感,属于欠估计。H2估计仅考虑输入噪声,估计出来的频率响应函数比真实的频率响应函数要大,属于过估计。Hv估计属于最佳估计,具有较高的精度。试验测试中使用Hv估计能有效的降低频率响应函数的估计误差,提高后续模态识别的精度。
由以上频响估计可以看出,测试过程使用Hv估计可以提高测试精度。
利用识别出的频率响应函数,通过模态参数识别算法即可识别出系统的模态频率和模态振型。Mescope软件模态识别有三种方法,模态峰值函数、复模态指示函数(CMIF)和多变量模态指示函数。LMS testlab提供了时域的最小二乘复指数算法(LSCE)和频域的POLYMAX算法[4]。利用相同的频率响应估计值采用不同方法识别出模态频率及阻尼如下表所示:
利用MAC矩阵,计算两种方法识别出来的振型矩阵
由图可以看出两种方法估计出来的振型相似度还是有些许误差的。检查模态识别可靠性参数有模态超复性(MOV)和模态相位共线性(MPC)。MOV值越高,接近100%表示该模态质量比较高。对弱阻尼结构,估计的模态振型是正则的,模态相位共线性(MPC)值应该比较高。对于白车身这样弱阻尼的系统,低的MPC值,也可能会导致不良分析误差的出现。
由上表可以看出,即使是使用相同估计的频率响应数据,使用不同的模态估计算法,也会导致不同的结果。POL YMAX算法MPC计算值高于LSCE算法,POLYMAX算法估计模态可靠性更高。
4.2 仿真误差分析
仿真分析中误差首先是模态结构模型的误差。模态分析中的结构模型取的是线性数学模型,忽略了一些非线性因素对实际结构的影响。实际结构中存在的这些不确定非线性因素,在现有的线性模态分析数学模型中是不可能消除的。
其次就是模型离散化带来的误差。离散化精度与网格大小有关,网格越密集,自由度越多,精度越高。但网格密集后,计算效率就降低,工程中需要权衡计算精度与计算效率之间的利与弊。
再次是建模误差,有限元模型中的物理参数(密度、弹性模量、泊松比)不可能完全跟实际情况吻合,这之中必增大了分析结果与实际模型的误差。焊点的模拟误差,焊点采用ACM和CWELD方式模拟计算得到的模态频率值不一。
上表可以看出,使用ACM单元模拟焊点计算模态频率高于CWELD单元模拟焊点,CWELD焊点模拟刚度偏弱,这之中必定存在对计算结果影响的误差。
5、结论
模态分析误差实属正常,无论是试验模态还是仿真模态。在两者不太吻合的时候,工程师需理性的分析其差别产生的原因。
摘要：模态分析是研究系统动态特性的一种方法,且广泛应用于汽车工业。目前研究汽车动态特性可以用试验模态分析技术和有限元仿真模态分析技术,但无论哪种分析技术,分析得到的结果必然与实际结构之间存在着误差。工程应用中,必须明确误差来源,以便更准确的分析与了解系统特性。
关键词：模态分析,模态相关性,模态识别
参考文献
[1]高云凯.汽车车身结构分析[M].北京:北京理工大学出版社,2006:117.121.
[2]李增刚,詹福良.基于Virtual.lab的结构模态相关性分析与优化[C]西安:LMS中国用户大会,2008.
[3]仇彬,张代胜,张林涛.轿车白车身的有限元模态与试验模态分析研究.农业装备与车辆工程.
台阶试验负荷误差控制的初步研究 篇3
1 台阶试验的概念
可以用来确定人体耐力, 也可以评定心血管系统机能的实验, 同时也是一项可以对定量负荷机能的测试, 称之为台阶试验。对于每一个受试者来说, 台阶高度与运动的频率都是固定的, 因此, 让受试者在固定的时间内完成其固定负荷测试, 例如:180 s内完成固定负荷测试, 同时, 可以根据受试者在恢复期内的心跳频率与恢复的快慢来计算指数, 从理论上来说可以反映出心跳的承受能力。
2 台阶试验的国外研究现状
台阶实验是哈佛疲劳实验室的BROUHA及其同事于1943年设计完成的, 其在David B.Bill跑步机试验的基础上建立, 依据同样的原理, 用来替代跑步机、踏车、划船等进行测试, 评定机体对超负荷运动的适应能力和运动后身体机能的恢复能力[2]。半个多世纪以来, 科学家发现台阶试验评价指数与最大耗氧量 (VO2max) 具有一定的相关性。又由于受试者的身高、体重、体表面积以及下肢长度的不同, 使得研究结果存在较大的差异, 比如:对台阶运动中的耗氧和心率等参数的影响。另外还有10多项研究指出, 在青少年和儿童人群中, 这些因素的不同和台阶试验指数并无显著相关性[3]。作为一种标准的评价方法, 台阶试验在心血管功能评价中仍然存在一些问题。比如:对心血管功能的评价上台阶试验指数具有“高误差和低相关”的现象。Baum Gartner等研究表明台阶试验仅适用于一般人的心血管机能水平的评价, 但对于最大耗氧量的预测和心率的精确评价是不适用的[4]。
3 台阶试验的国内研究现状
在我国, 现在大部分的台阶测试方法是被测试人员按照节拍器的节奏上下台阶, 2 s上、下台阶一次, 3 min上下台阶90次。但可能因为人没有跟上节拍器的节奏等原因, 无法实现想要取得准确结果的假设条件, 致使上下台阶的周期大于两秒。因此, 受试者3 min完成的运动负荷小于设定的运动负荷。因为运动量不够, 因而在测试心率的时候, 心率会小于理想测试的预期值, 导致最终通过公式算出的成绩会偏高。因此, 传统台阶实验系统存在成绩准确性不高的缺点。
台阶试验和其改进方法对心血管功能评价的可靠性一直是学者们研究的重要课题。周志雄等, 在对心血管功能评价指标的同质性和有效性的实验研究中, 反映出评价心血管功能的台阶试验指标同VO2max之间并没有密切关系, 也就是说台阶试验指数不能有效反映心血管系统功能水平和有氧运动的能力[5]。王健和邓树勋也提出了类似的问题, 认为台阶试验指数同运动耐力能力、VO2max之间无密切联系, 该指数无法对人体心血管系统机能做出精确的评价[6]。此外, 台阶试验值和800 m或1000 m的成绩之间不存在显著的线性关系, 说明台阶试验值和800 m或1000 m的成绩是人为设置的两项指标之间的得分对应关系, 并非是真正的内涵关系[7]。陈东良等认为, 男生的台阶试验指数同1000 m成绩两个评价指标存在差异, 而女生的台阶试验指数同800 m成绩基本上都是一致的[8]。测试结果不同, 这可能与被试验人员的测试条件、测试环境、心理素质等因素有关, 这也说明台阶试验指数在评价人体心血管机能的有效性上存在问题。一些学者对台阶试验的科学性提出质疑, 其中刘定一研究指出, 体重不同的人进行相同的台阶实验所做的功不相同, 这将影响测试的效度。黄建华等指出:根据不同性别和年龄而制定的改良运动负荷方案还需要进一步的研究和论证[9]。而研究者则是从研究方向上研究了台阶试验对心血管功能评价所产生的有效性问题, 其研究的目的就是对台阶试验指数的可信度与科学性的相对提高, 从而完善了大学生体质的测量工作和健康评价, 对《国家学生体质健康标准》的推广与实施起到积极作用。
台阶试验对于动态心脏功能是一种较好的评价方法, 它比起安静心率、心电图来说有利于表现评价上的敏感度, 而在实际试验中试验效度指数存在着很大的差异。多年来, 通过对台阶的高度、运动时间等方面进行相应的改进与研究, 可以很好的对不同人群心血管系统机能进行评价, 因此, 产生出不同的台阶试验。如洪芝文等制定了按照身高选择五种台阶高度进行试验的方法[10], 身高在180 cm以上的则使用50 cm高的台阶试验, 而身高170 cm且18岁的使用40 cm高的台阶试验, 而这项试验要比高度统一的台阶试验更有利于科学评价。
然而, 《标准》并没有采用类似的方法可能是考虑到测试的简便性, 更为重要的是, 它仍然缺乏有关大学生台阶试验方法的论证和研究[11]。
4 复合误差对台阶试验的影响
因此, 当完成相同的负荷, 运用心输出量潜力越多, 心跳频率越快指数越低, 心功能水平也越低, 反之越高[12]。但在不同运动负荷下对台阶得分和台阶指数具有显著的影响作用, 相同受试者在不同运动负荷下测出的台阶得分和台阶指数有着很大差异。而作为影响运动负荷重要指标的台阶频率直接影响台阶得分和台阶指数, 从而影响着心功能测试的准确性。虽然目前采用的台阶实验上下台阶的次数、时间和频率是固定的, 但在实验中经常出现跟不上节拍器的节拍等一些问题影响试验结果, 如果把这时测试出的数据当成正常成绩显然不够合理。这就表明台阶试验中应该尽量控制在相同的频率下测试得出实验结果, 在考虑试验简便性的同时, 如何控制负荷强度误差, 即如何控制台阶试验频率, 对提高测试的有效性具有重要意义。
摘要：大学生体质健康测试已经成为学生体质监测中的重要项目, 而测量人体心肺功能的台阶实验是必测项目。综合国内外研究成果台阶试验负荷误差有可能会影响台阶试验准确度。该文采用文献资料法对国内外台阶测试进行了研究, 对控制台阶试验复合误差做出了综述, 阐明了控制负荷误差对台阶试验研究的重要意义。
光纤陀螺的温度试验与误差补偿 篇4
光纤陀螺是一种基于Sagnac效应[1]的测量仪表,它利用固态的全光纤结构实现载体自转角速度的测量。与传统的机械陀螺相比有许多突出的优点,如精度高、耐冲击、抗震性好、动态范围大、对重力加速度不敏感等。由于构成光纤陀螺的核心部件对温度较为敏感,温度已成为光纤陀螺迈向工程化所面临的难题之一。当光纤陀螺工作环境的温度发生变化时,在陀螺的输出信号中将产生热致非互易相位噪声[1,2],这种噪声是导致光纤陀螺零偏和标度因数不稳定的主要原因;当输入角速率比较大时,还会产生标度因数的非线性偏差,对于开环光纤陀螺尤为明显,因此有必要采取温度和非线性补偿措施。
论文对某型开环光纤陀螺进行了全温位置和速率试验,研究了其受温度影响的情况,通过对试验结果的分析和建模,得到了一些重要结论,对于研究光纤陀螺的温度特性[3]具有一定的工程意义和理论价值。
1 温度试验系统及试验方法
1.1 温度试验系统原理
温度试验采用带温箱的单轴速率转台来实现,试验系统包括转台及测试系统两个部分,转台包括单轴速率转台和温箱两个部分,测试系统包括PC104工控机[4]、24路继电器板、I/O板及数字万用表HP34401等几个部分,组成框图如图1所示。
各开环光纤陀螺的模拟输出信号分别接至继电器板各通道的输入端,继电器板输出转接至数字万用表的测试端口,通过工控机对I/O板编程来实现各通道之间的转换,从而实现一段时间内对多路陀螺输出信号的分时同步测试。PC104工控机通过串口与数字万用表相连,每间隔相同的时间,PC104通过串口向数字万用表发出指令,读取当前的光纤陀螺测试值。该系统能够实现对5路光纤陀螺信号的分时同步采集,数字万用表的精度为10-7。经过误差分析,该系统能够满足中低精度光纤陀螺的测试要求。
1.2 试验方法
试验包括静态位置试验和速率试验[5],用于标定不同温度和速率下光纤陀螺的零偏和标度因数,由于光纤陀螺的参数不受加速度的影响,从工程应用的角度出发,没有标定与加速度有关的参数项。
1)速率试验
根据惯性导航系统使用环境温度,以及光纤陀螺的性能指标,选取温度范围为-30℃~60℃,采样的温度点分别取为±30℃、±20℃、±10℃、±5℃、0℃、40℃、60℃,在每一个温度点下,选取15个速率点,分别为0°/s,±1°/s,±2.5°/s,±5°/s,±10°/s,±20°/s,±40°/s,±80°/s。光纤陀螺输入轴指向上方,在速率测试中,转台首先正转,然后静止,再按同样的速率反转,以消除地球自转角速度和陀螺漂移的影响。
调整温箱的温度至特定的温度值,待温箱内温度稳定后,给转台施加相应的角速率值,并采集陀螺的数据,采样间隔为1 s,在每一个速率点采集2 min的数据,取采样数据的均值用于计算标度因数。
2)位置试验
通过转动光纤陀螺来实现两位置测试,首先将光纤陀螺的输入轴向上,采集当前温度下的数据;然后,在同样的温度下,使光纤陀螺的输入轴向下,采集光纤陀螺的输出值。位置试验中采用与速率试验同样的温度点,在每一个位置采集1 h的数据,采样间隔为1 s,按照两位置方案计算光纤陀螺零偏的公式如下:
其中:U1,U2为上下两个位置的输出电压值;SF为标度因数,已在速率试验中标定过;Ωin1,Ωin2为两个位置的输入角速度,包含地球自转角速度分量,并且Ωin1=-Ωin2;b01,b02为光纤陀螺的零偏值,由于两个位置的测试时间间隔很短,可以认为b01=b02。则光纤陀螺的零偏0b的计算公式为
为了减小随机误差的影响和提高标定的精度,采用多次测量取均值的方法计算光纤陀螺的零偏。
2 标度因数的温度和非线性补偿
2.1 标度因数的模型分析
标度因数是光纤陀螺一个非常重要的性能指标,它直接影响着测试的精度和稳定性。标度因数的误差主要包括由于温度变化引起的误差,以及在输入角速度比较大的情况下,引起的标度因数非线性偏差。在开环光纤陀螺中,标度因数的非线性特性尤为明显,必须进行补偿。
综合考虑光纤陀螺标度因数的温度和非线性特性,并参考光纤陀螺VG951的用户手册[6],根据手册中给出的VG951的输入输出模型,选取如下的标度因数误差模型:
其中:S0F,k 2,k4,T1,T2均为待标定的参数,kΩ为与非线性误差相关的参数,kt是与温度有关的参数,t0为温度变量,Ωmax为光纤陀螺正常工作的最大输入角速度。为了便于理解和建模,将上面的模型转化为如下等价的形式
其中:a1(T),a2(T),a 3(T)分别为关于温度T的二阶多项式。
2.2 标度因数误差模型的标定及补偿
采用分立标定[7]的方法确定模型的系数,首先将某一温度值T1固定,变化角速率,分析标度因数与角速率之间的非线性关系,采用最小二乘法拟合出一组与T1有关的系数a1(T1),a2(T1),a 3(T1),并采用同样的方法标定出每一个温度点下的一组温度系数值。然后,拟合系数组a1(T1)...a 1(Tn),a2(T1)...a 2(Tn),a3(T1)...a 3(Tn)与温度T1,T2,…,Tn之间的关系式,得到a1(T),a2(T),a 3(T)的表达式,并代入式(6)中,从而得到标度因数的补偿模型。
以开环光纤陀螺VG951为研究对象。通过对实测数据进行分析与拟合,对标度因数的误差模型进行简化,通过验证,二阶模型完全可以满足要求。研究角速率为20°/s时,温度与标度因数之间的拟合曲线如图2。取x=T/60,y的单位为m V/(°/s)。
通过对图2进行分析,采用二阶模型进行补偿能够满足要求,在每一个温度点下得到一组系数值a1,a2。拟合系数a1,a2与温度T之间的关系式,得到模型系数的表达式:
其中:Tm=60℃,Ωm=80°/s。将上面的关系式代入方程y=a1(T)⋅(Ω/Ωm)2+a2(T),得最终标度因数的补偿模型:
为了验证该模型的补偿效果,将20℃的标度因数测试曲线与补偿曲线进行比较,如图3所示,其中x轴为输入角速度,单位为°/s;y轴对应标度因数,单位为m V/(°/s)。
可以看出,补偿曲线能够很好地吻合原测试曲线,其中低速段相对偏差稍大,高速段的补偿效果更为明显,说明建立的标度因数误差补偿模型是可行的。
3 零偏的温度补偿
环境温度的变化是影响光纤陀螺零偏的重要因素。因此,在细致研究光纤陀螺零偏随温度变化的特性的基础上,建立合适的温度补偿模型,通过补偿消除陀螺启动后零偏随温度的变化趋势,对进一步减小光纤陀螺的漂移[8]是有意义的。
3.1 零偏温度补偿模型分析
光纤陀螺零偏温度补偿模型有多种,包括有多项式模型、线性模型、指数模型及混合模型[9]等等,论文采用多项式模型对光纤陀螺零偏误差进行建模,综合考虑零偏随温度T和时间t的变化特性,建立的多项式模型如下所示:
式中:A(T),B(T),C(T),D(T)均为关于温度T的多项式。第一项代表了零偏的主值部分,第二、三、四项表示陀螺启动后的长期过程与瞬态过程引起的温度变化对零偏的影响,表征零偏围绕主值的波动与变化,主要用于消除趋势项对零偏造成的影响。通过长时间的零偏测试,发现时间对零偏的影响比较小,略去有关时间的误差项,并对模型进行简化,得到如下的零偏温度模型:
式中:a,b,c为待标定的系数项。
3.2 光纤陀螺零偏的温度可重复性研究
研究光纤陀螺零偏的温度重复性是研究光纤陀螺的温度特性,建立零偏随温度变化的模型的基础。为了确定光纤陀螺零偏随温度变化是否具有重复性及其重复性精度,选取两个中精度光纤陀螺VG951进行静态温度试验研究。测试结果如表1所示,VG951为开环光纤陀螺,其输出为电压信号。
在温度为20℃时,光纤陀螺1输出的温度重复性误差为0.085 0(1σ),光纤陀螺2输出的温度重复性误差为0.166 6(1σ)。考虑中等精度陀螺的零偏稳定性,如果减去陀螺零偏漂移的影响,则两个陀螺具有很好的温度重复性,说明这种光纤陀螺的零偏和温度之间确实存在确定的关系,能够建立光纤陀螺零偏与温度之间的误差模型,并根据模型进行温度补偿。
3.3 零偏温度模型的标定及补偿
根据每一个温度点下的零偏测试值,采用最小二乘方法拟合温度与零偏值的关系式,得到如下的零偏温度补偿模型:
为了验证模型的准确性,研究不同温度下零偏的测试曲线与补偿曲线,如图4所示,x=T/60,y的单位为m V。可以看出,该模型能够较好地反映光纤陀螺零偏的温度特性。
采用上述模型,选取20℃下的测试数据进行零偏误差补偿,并将电压信号转换为输入角速度值,补偿前零偏的测试均值为2.831 2°/h,而补偿后零偏的测试均值变为0.008 2°/h,可见,补偿效果较为明显。
4 综合补偿
取光纤陀螺的输出为如下的形式:
其中:SF和B0分别为光纤陀螺的标度因数和零偏值,将光纤陀螺标度因数的温度和非线性补偿模型以及零偏的温度补偿模型代入上式,对光纤陀螺的测试数据进行综合误差补偿,比较光纤陀螺补偿前后的测试精度,以验证模型的效果。
将标度因数和零偏的补偿模型代入综合补偿模型,得到其表达式为
其中:
分别选取20℃及60℃下5°/s,40°/s两个速率点进行综合误差补偿,补偿前(实线)与补偿后(虚线)的测试曲线如图5(a)~(d)所示,其中x的单位为s,y的单位为°/s。
经过分析,综合补偿的精度要高于单独进行标度因数或零偏补偿的精度,采用综合补偿模型能够在很大程度上提高光纤陀螺的测试精度,对上述两个温度的补偿效果进行量化分析,具体结果如下表2所示。
经过综合补偿后,光纤陀螺的测试精度得到了较大程度的改善,测试精度能够提高大约1个数量级,进一步说明建立的补偿模型能够正确反映光纤陀螺的温度误差特性,具有较好的适用性。而且,速度越大,补偿效果越好,这是因为随着速度的增大,光纤陀螺的非线性变差,导致测量值相对于真实值误差增大,因此,相对于低速段的补偿,高速段的补偿对陀螺测试精度的提高就更为明显;不同温度下的补偿效果也不相同,温度越高,补偿效果越明显,因为随着温度的升高光纤陀螺的漂移增大,相对于低温段来说,高温段的补偿效果更为明显。
5 总结
论文在分析温度和输入角速率对光纤陀螺的影响的基础上,通过对光纤陀螺进行温度和速率试验,建立了光纤陀螺标度因数的温度和非线性模型以及零偏的温度模型,并依据模型进行了光纤陀螺的温度和非线性补偿,取得了较为理想的效果,说明建立的模型能够较好地反映光纤陀螺的温度和非线性特性。
摘要：分析了光纤陀螺的温度特性及非线性特性,并在组建光纤陀螺温度试验系统的基础上,进行了全温度范围下的位置试验和角速率试验,研究不同的温度及输入角速率对光纤陀螺输出的影响。根据试验结果,分别建立了光纤陀螺零偏的温度模型以及标度因数的温度和非线性模型,并采用最小二乘法拟合模型的参数。通过实测数据进行仿真验证,结果表明,建立的模型能够较好地描述光纤陀螺的温度及非线性特性,利用该模型进行光纤陀螺的温度和非线性误差补偿,取得了较好的效果,光纤陀螺的测试精度得到了较大程度的提高。
关键词：光纤陀螺,温度试验,温度模型,非线性模型
参考文献
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误差试验方案 篇5
一、试验的方法及成果整理
(一) 试验方法。根据土工试验中最常见的击实实验为例来分析试验过程中产生误差的原因并且提出相对应的改进措施。工程的建设中, 常常会遇到填土或松软地基, 为使这些土的工程性质得到改善, 使土变得密实常采用压实的方法。击实试验是模拟的施工现场压实条件, 采用锤击的方法使土体密度增大、强度提高、沉降变小的一种试验方法。
(二) 成果整理。如表1所示。
二、误差产生的原因及减小误差的措施
任何实验数据, 在一定条件下, 都存在一个真实值和一个测得值。实际试验中, 由于受一些因素的影响, 比如:仪器准确度、测量方法、环境等, 任何试验总得不到真实值, 即试验结果和真值之间, 总是或多或少地存在一些差异, 这种差异就叫误差。依据产生误差的原因和性质, 误差可分为三大类:系统误差、偶然误差、粗大误差。
减小误差措施总结如下:一是土样制备时加水湿润制备不少于五个含水量的试样, 两份土样的含水量的差值应不大于1%。二是将试样平铺于不吸水的平板上, 按预定含水率用喷雾器喷洒所需的加水量, 充分搅和并分别装入塑料袋中静置24h。避免水分流失。使土样含水量减小。三是统一土样制备方法, 土样制备方法不同, 所得击实试样结果不同。四是击实完成后, 超出击实筒顶的试样高度应小于6mm。为了控制人为因素造成的误差, 根据比较实验结果表明:当余土高度不超过6mm实干密度的误差时才能控制在允许误差范围之内。五是尽量避免重复使用土样。重复使用土样, 对最大干密度盒最优含水率以及其它物理性质指标有一定影响。六是土料中常掺杂有较大的颗粒, 如砾石等, 这些颗粒的存在, 对填涂的最大干密度和最优含水量都有一定的影响, 由于仪器尺寸的限制, 必须将土样过5mm筛。七是实验前校准试验仪器, 避免因仪器测量不精准而出现的误差。例如天平称量6000g的天平, 最小读数0.01g。八是在粘土试验中7%、8%、9%、10%、11%的已经制备好的土经过烘干法后测得含水量分别为6.67%、8.16%、8.57%、10.45%、12.16%, 利用公式计算其绝对误差分别为-0.33%, 0.16%, -0.43%, 0.45%, 1.16%, 使得粘土击实曲线图上下波动剧烈, 属于系统误差。九是在击实过程中, 尽量减少土被溅到外面, 减少土加筒的质量, 试验人员在操作过程中应检查细心, 操作严谨, 避免因自己的原因造成粗大误差。
三、结语
出现系统误差一般都是有比较明显原因的, 所以若采取适当的措施对试验数据进行修正, 能够使其降到最小。实验中系统误差的减小不能仅靠测量次数的增加来实现。可用多次测量的算数平均值作为试验真值。在一定条件下, 增加试验次数可以减小偶然误差, 但是并非试验次数越多越好, 一般取5至10次即可。若措施适当, 能够避免粗大误差的产生。比如, 检查细心, 操作认真, 测量重复, 多人协作等能够避免粗大误差的产生。
参考文献
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误差试验方案 篇6
与电磁式电压互感器(TV)相比,电容式电压互感器(CVT)具有体积小、重量轻、维护工作量少、电场强度裕度大、绝缘可靠性高等优点,广泛应用于中性点直接接地高压系统的电压测量、高频通信和继电保护[1,2,3]。国外72.5kV及以上电压等级的电压互感器几乎全部采用CVT,且已有较长期的运行经验,中国35kV及以上的发电厂升压站和变电站母线以及出线上均将逐步采用CVT。
目前对CVT的相关研究多集中于对其稳态测量精度和暂态过程分析等方面[4,5,6]。随着电力系统谐波污染的日益严重,CVT谐波的测量精度问题引起了越来越多的关注。相关国内和国际标准[7]中均明确规定:“电容式电压互感器不能用于谐波测量”。文献[8]对各类电能计量元件测量误差进行了分析,指出CVT内部谐振将导致97% 以上的误差。文献[9-10]对利用CVT进行谐波电压测量存在的问题进行了讨论,定性分析了引起测量误差的原因。文献[11]对谐波情况下CVT的测量精度进行了理论研究,建立了CVT的谐波等效电路,给出了参数的计算方法,研究了二次侧负载和阻尼器对谐波环境下CVT测量的影响。但以上文献均未进行试验研究。一些研究提出了间接测试的试验方案。文献[12]提出了在CVT一次绕组施加谐波电压和在二次绕组侧施加谐波电压进行变比频率响应特性测试的方法。前者由于无法使CVT在额定工作条件下运行而精度差;后者解决了需要提供高压谐波源的问题,但多数CVT不允许进行二次侧加压。文献[13]提出了在CVT电容分压器中点施加谐波电压的试验方法,进行了CVT谐波变比的试验分析,但这种方案仍需要高压谐波源。因此,目前对CVT谐波测量特性的分析和研究中,多为理论和仿真分析,物理试验较少;间接测试方法较多,而直接测试的方法基本没有。主要是缺少高压谐波电压源和高压谐波电压基准测量手段。
本文就直接测试CVT谐波测量误差的试验方法开展了研究。首先采用小容量试验用升压变压器和现有中压谐波电压源产生高压谐波电压源,采用阻容式电压互感器(RCVT)作为基准测量设备,设计了相应的物理试验平台,对CVT谐波测量误差进行了测试。分析了采用该试验平台进行测试时出现的高压侧谐波电压放大和衰减现象的原因,并通过仿真计算进行了验证。在此基础上对试验平台进行了改进,通过仿真和试验验证了新试验方案的可行性。最后利用该平台进行了CVT谐波测量误差的试验研究。
1 采用小容量升压变压器的谐波误差测试试验
1.1 测试试验物理平台
为了进行CVT谐波测量误差的测试试验,研制了一台大功率10kV(线电压)的三相谐波电压源装置。由于CVT应用的电压等级最低为线电压35kV,而35kV的谐波源目前基本没有。因此首先提出通过小容量试验用升压变压器将10kV谐波源电压升压至35kV,相应的试验原理接线如图1所示。
图1中,升压变35kV侧的一相并联了一台试品CVT、一台用作标准测量装置的RCVT和一台试品电磁式电压互感器(TV),试验的目的是同时对CVT和TV的谐波测量误差进行测试。 三者的一次侧额定线电压均为35kV,且二次侧输出同时接入一台电能质量分析仪,以RCVT的输出作为基准,同时对CVT和TV的谐波测量误差进行分析。
试验中使用的RCVT的结构见附录A图A1。
RCVT的谐波变比幅值为二次侧与一次侧同频率的谐波电压有效值的比值。该台RCVT的标称基波变比为100/35 000=0.002 857。RCVT具有很宽的频率响应范围,可以在本试验中用作标准测量装置。
1.2 试验方案及结果分析
试验过程中使用了一台自行研制的10kV谐波功率发生器,其结构见图2。主电路开关器件采用绝缘栅双极型晶体管IGBT,开关频率为10kHz。
试验过程中控制10kV谐波功率发生器产生额定基波电压,并分别叠加231次的1kV(线电压)谐波电压,通常情况下考虑到31次谐波是满足国家标准要求的。试验过程中,RCVT的二次侧为额定负载(即谐波分析仪的输入电阻1 MΩ),而CVT和TV的二次绕组额定负载相同,试验中分别采用了100% 负载加功率因数1(简记为100% +1)、100%负载加功率因数0.8滞后(简记为100%+0.8)、50% 负载加功率因数1(简记为50% +1)和50%负载加功率因数0.8滞后(简记为50%+0.8)共4种组合。利用谐波分析仪同时记录三者的二次侧输出电压并进行谐波分析。考虑篇幅限制,试验过程得到的RCVT,CVT和TV不同负载情况下二次侧215次谐波电压的有效值如表1所示。
根据初始的设计方案,由于RCVT具有良好的频率响应特性,在一次侧施加幅值相同的1kV谐波电压时,根据其变比0.002 857,其二次侧输出的谐波电压的幅值应该基本保持为10 V/槡3 =5.773 7V。但从表1中可以看出,不同的负载情况下RCVT的二次侧谐波电压幅值出现了很大的变化,某些次数的谐波电压(如25次)出现了明显的放大,而高次谐波电压(如615次)出现了明显的衰减。放大的谐波电压说明一次侧谐波电压变大,影响试验系统的安全性;衰减的谐波电压将会影响试验的测量精度。需要对此现象进行分析并寻求解决方案。
2 高压侧谐波电压放大/衰减的分析
2.1 仿真计算
利用PSCAD建立了与实际试验系统相对应的仿真模型如附录B图B1所示,CVT和TV的负载取100%额定负载加功率因数1。图中从左到右的虚线框内依次为RCVT,CVT和TV的等效模型。需要说明的是,该仿真模型中CVT和TV采用的是基波模型而非谐波等效模型,从仿真结果可以看出,对于定性分析而言这样的做法是足够的。
仿真中采用与试验方案相同的方法,升压变10kV侧施加额定基波电压,并分别叠加231 次1kV(线电压)谐波电压,仿真得到的35kV侧相电压谐波含量如附录C图C1所示。为直观起见,图中还标出了与10kV侧1kV谐波电压对应的35kV侧相谐波电压的理论值,即。
可以看到,仿真结果表明35kV侧的25次谐波电压出现了明显的放大,而其他次数谐波出现了明显的衰减现象,与表1中RCVT的“100%+1”一栏下数据的变化规律基本相同。仿真结果验证了试验中出现的谐波电压放大和衰减现象是存在的,也表明图1的试验方案存在较大问题。
2.2 谐波电压放大和衰减的原因分析
利用PSCAD中的阻抗扫描元件,对附录B图B1所示仿真模型的各部分的阻抗进行扫描,频率扫描范围从50Hz到1 650Hz(31次谐波),所得到的结果如附录D图D1所示,图中纵轴单位为 Ω,横轴单位为Hz。图中的总阻抗幅值是指附录B图B1中从升压变10kV侧看进去的阻抗折算至35kV侧后的阻抗幅值;而负载阻抗幅值是指附录B图B1中RCVT,CVT和TV并联的阻抗幅值。
从附录D图D1中可以看到,在频率为100250Hz范围内,总阻抗幅值较其他频率范围内的值明显偏低,主要是因为升压变阻抗幅值和负载阻抗幅值在此频率范围内接近,且前者阻抗角接近90°,后者阻抗角接近-90°,试验系统发生了串联谐振,负载上谐波电压出现了明显放大现象;当频率超过250Hz后,可以看到升压变的阻抗幅值随频率的增加而线性增大,负载阻抗幅值则减小,且总阻抗幅值呈现增大的趋势,谐波电压的大部分将降落在升压变压器的漏抗上,负载上谐波电压出现了明显的衰减现象。
在附录B图B1 所示仿真模型的基础中,本文还依次进行了分别仅接入RCVT,CVT和TV的仿真工作,所得到的35kV侧谐波电压如附录E图E1所示。图中纵坐标单位为kV,而横坐标为谐波次数。各图中还显示出了2次谐波的幅值。
对比附录E图E1(b)和附录C图C1,可以看出两者35kV侧谐波电压放大和衰减的情况非常接近,说明CVT是造成高压侧谐波电压不稳定的主要原因。而从附录E图E1(a)可以看出,仅接入RCVT时也将会发生谐波电压放大和衰减,且谐波放大时对应的频率范围很宽;从附录E图E1(c)可以看出,仅接入TV则不会出现谐波电压不稳定的情况,仅谐波次数很高时发生衰减,且衰减程度很小。
通过上述仿真分析可以看到,正是由于升压变阻抗(感性)和负载阻抗(容性)的相互作用导致了35kV侧谐波电压的放大和衰减,而仅接入TV时由于其阻抗呈感性而不会出现这种现象。原有的升压变压器提供高压谐波的试验方案可用于测量TV的频率响应特性(但不能接入RCVT作为标准测量手段),用于测量CVT的频率响应特性时则存在安全风险和测量精度差的问题,需要进行改进。
3 采用大容量升压变压器的试验
3.1 新方案的有效性验证
分析图1所示的试验方案,其中的升压变压器采用的是一台试验用单相10kV/35kV升压变压器,具体参数如表2所示。可以看到,该变压器容量较小,其在高频下的短路阻抗远大于负载阻抗,使得谐波电压衰减。因此提出增加升压变压器容量的方法,通过多次仿真,发现该方法能有效解决原始试验方案中出现的35kV侧谐波电压放大和衰减的现象。因此,新的试验方案中选择了一台单相10kV/35kV油浸式普通升压变压器,具体参数如表2所示。
基于附录B图B1所示仿真模型,对采用新的升压变后的35kV侧谐波电压进行仿真,结果如附录F图F1所示。
可以看到,采用新的大容量普通升压变压器后,35kV侧各次谐波电压幅值基本保持在2kV左右。
对于容量为10kVA的升压变压器,当频率大于200Hz以后,总的阻抗值和变压器阻抗值均呈上升趋势,而负载阻抗值呈下降趋势,谐波电压大部分降落在了升压变压器漏抗上,导致负载上谐波电压出现明显的衰减现象;对于容量为1 000kVA的升压变压器,在研究的频率范围内,总阻抗值始终小于CVT阻抗值和变压器阻抗值,由于负载阻抗成容性,变压器阻抗成感性,因此总阻抗值一直很小,CVT分压稳定,因而35kV侧各次谐波电压未出现放大和衰减现象,说明采用该容量的升压变压器的试验方案可行。
对于其他型号CVT的试验,可采用如下方法选取升压变压器的容量,可采用本文后续部分介绍的方法建立CVT谐波等效模型,扫描其阻抗—频率特性,求得最小的阻抗幅值后,按照升压变压器在所研究频率范围内漏抗幅值最大值小于CVT最小阻抗幅值的1/10来选取变压器容量。
3.2 CVT变比的频率响应特性测试试验结果
在确保35kV谐波电压不发生放大和衰减的情况下,重新进行了CVT谐波测量误差的试验,表3给出了CVT二次侧100%额定负载+功率因数1时的试验数据,不同负载下CVT谐波测量误差的变化曲线如图4所示。
可以看到,CVT的谐波测量误差的变化范围较大,最高能达到100%。在相同的功率因数下,负载率越大时,同一谐波下的测量误差较小;而在相同的负载率下,功率因数越大,则同一谐波下的测量误差较小。
3.3 谐波等效电路与谐振模式分析
为了验证新试验平台设计的有效性和试验结果的正确性,建立了CVT的谐波等效模型,见图5。
图中的基本参数由厂家提供所得,补偿电抗器杂散电容和中间变压器一次侧对地电容参考文献[14]获得。
该谐波等效电路中存在较多的谐振回路,从对二次侧输出电压产生影响的角度出发,列出了其中三个谐振回路如附录G图G1所示。
根据附录G图G1(a)所示谐振电路及参数,电路电感L=53 125.37H,电路电容C=57.18nF,可计算得到其谐振频率为:
由式(1)计算可得谐振频率为2.89 Hz。该谐振模式是串联谐振,由CVT的分压电容器等效电容、补偿电抗器和中间变压器励磁电抗所共同引起。
根据附录G图G1(b)所示谐振电路及参数,电路感抗XL=j124.1ω/(1-6.205×10-8ω2),可计算得到其谐振频率为:
由式(2)计算可得谐振频率为525.55 Hz。该谐振模式是串联谐振,由电容分压器等效电容、补偿电抗器线圈、铁芯和中间变压器一次侧对地杂散电容所共同引起。
根据附录G图G1(c)所示谐振电路及参数,电路电感L =124.1 H,电路电容C=500pF,参考式(1)可计算得到其谐振频率为638.92 Hz。该谐振模式是并联谐振,是由补偿电抗器线圈和铁芯电感与其杂散电容所共同引起。
利用PSCAD得到如图5所示电路纯阻性负载下的电压传输特性(即CVT变比的倒数)的幅频响应特性如图6所示。
可以看到,图6中存在3个谐振点,分析表明谐振频率约为3 Hz,500 Hz和650 Hz。这与理论分析所得到的2.89HZ,525.55Hz和646.96Hz非常接近,表明了理论分析的正确性。
对比图4与图6可以看到,由于试验过程中施加的各次谐波电压频率大于50 Hz,故图4中未出现理论分析所得到的2.89 Hz谐振,而其中两个谐振点对应的频率为500Hz和638.92Hz,在500Hz处发生串联谐振电路中出现过电压因而导致正误差,在650Hz处发出并联谐振,流经中间变压器绕组的电流变小因而出现负误差,与理论和仿真分析的结果一致,表明了试验结果的真实有效性,同时也表明改进试验平台的可行性和有效性。
4 结论
本文对测量CVT谐波变比的试验技术进行了研究。通过试验结果发现,由于CVT的阻抗呈现容性,而升压变阻抗呈现感性,利用小容量试验用升压变提供高压谐波电压的试验方案会出现谐波放大和衰减的现象,影响了试验系统的安全性和试验结果的精确度,这种试验方案存在较大的问题。本文提出了更换大容量升压变压器的新方案,该方案能够确保高压侧谐波电压的稳定,达到了对CVT谐波变比进行测量的目的,为进行谐波条件下CVT测量误差的试验研究提供了依据。
摘要：电容式电压互感器(CVT)被广泛应用于高压系统中的电压测量、继电保护及载波通信等场合。文中研究谐波条件下CVT测量误差的试验分析方法。设计了采用试验用小容量升压变压器提供高压谐波源的试验平台,分析了高压侧谐波电压放大和衰减的原因,通过仿真验证了所得结论的正确性。在此基础上提出了将试验升压变压器更换为大容量普通升压变压器的方案,完成了CVT谐波测量误差的试验。建立了CVT的谐波等效电路并分析了谐波条件下其内部电路的谐振模式,通过理论分析和仿真计算对试验平台的有效性和试验结果的正确性进行了验证。
反辐射导弹仿真试验系统误差分析 篇7
随着电子信息技术的飞速发展, 雷达在当代局部战争的作用已经越来越大, 近代几次局部战争表明, 反辐射导弹 (ARM) 己经成为雷达战场生存的克星。反辐射导弹是一种集侦察、抗干扰、摧毁于一体的电子硬杀伤武器, 它采用导引头截获, 跟踪目标电磁辐射信号, 并引导导弹命中摧毁敌方雷达、射频通信系统、干扰机、指挥中心等电磁波辐射源[1]。由于它在现代战争中的作用越来越突出, 因而受到各国政府的普遍关注与重视, 并得到广泛应用, 成为现代战争中一种重要有效的作战手段。反辐射武器的发展进一步推动了试验系统的建设和试验手段的完善[2]。早期试验主要在外场进行, 试验的基本模式是布设一定数量的真实雷达以及诱饵系统以模拟近似实战的电磁环境。随着现代电子技术特别是计算机技术的发展, 武器系统和电子装备日趋复杂, 面临的作战环境也日趋复杂, 原有的外场试验模式不能够完全适应反辐射武器试验的需要, 内场仿真试验逐步显现出特有优势。雷达对抗仿真试验系统是一种多功能仿真试验系统, 可以在微波暗室内构建起全方位、大场景、密集、动态可控的与实战接近的复杂电磁环境, 对ARM战术技术性能的鉴定评估更加全面客观真实[3]。因此, 对反辐射导弹仿真试验误差的分析尤为重要, 可为反辐射导弹仿真试验设计和结果分析提供参考。
1 反辐射导弹仿真试验简介
反辐射导弹仿真试验是以雷达对抗仿真试验系统为平台进行的, 试验系统主要包括微波暗室、天线阵列与馈电控制系统、三轴仿真转台、雷达信号模拟系统、仿真计算机和输入输出接口等组成。微波暗室为仿真试验提供了一个电磁波的自由传播空间, 暗室内一端装有射频目标仿真的天线阵列, 另一端装有模拟反辐射导弹空间角度运动的三轴仿真转台, 转台上装有需进行仿真试验的导引头。
试验时, 反辐射导弹导引头安装在转台上, 转台用来模拟反辐射导弹在攻击过程中相对目标的飞行姿态变化, 如图1 所示。雷达模拟器产生的主雷达信号和诱饵信号通过线天线阵列辐射。导引头对接收到的雷达辐射源信号进行分选测向, 并通过自动驾驶仪输出姿态控制指令送给武器计算机以计算出其姿态运动参数, 提供给转台计算机以控制转台模拟反辐射导弹相对于雷达主站的实时姿态变化, 构成一个闭合试验环路, 对反辐射导弹进行系统性能和攻击精度的鉴定与评估。
2 反辐射导弹仿真试验系统误差分析
影响试验结果的误差因素有很多, 通常可归为两种类型:一种是反辐射导弹系统自身引入的误差, 另一种是试验系统在进行仿真试验时引入的仿真误差。前者主要是由反辐射导弹系统内通道间幅相不平衡、天线波束变化和内部热噪声等因素引起的, 属于被试装备自身引入的误差, 其误差水平由被试装备的技术指标来表征;后者是由雷达对抗仿真试验系统在模拟试验对象和试验环境时不够准确而引入的, 其误差因素包括天线阵列通道幅相不平衡、微波暗室多路径传输、三轴仿真转台误差、转台与导引头不同心等, 属于被试装备外部的雷达对抗仿真试验系统引入的误差。
2.1 天线阵列角模拟精度
影响天线阵列角模拟精度的因素有很多, 而且对应的误差性质不同。根据误差的性质, 大体可以分为三类:第一类误差与目标在三元组内的位置无关, 例如辐射单元的位置误差, 校准系统的测量误差等;第二类误差与目标在三元组内的位置密切相关, 例如, “近场效应”误差、振幅误差、相位误差、寄生辐射干扰误差等等;第三类误差与目标在三元组内的位置无关, 但与目标在阵列上的位置有关, 如微波暗室多路径干扰误差。通常可以通过提高安装精度和元器件质量来减少这些误差因素对天线阵列角模拟精度影响, 本文仅分析影响较大的通道幅相控制误差和微波暗室多路径干扰误差。
2.1.1 通道幅相不平衡引起的误差分析
雷达对抗仿真试验系统天线阵面与转台回转中心的关系如图2 所示。阵列由按一定排列规律安装在一个球冠上的辐射单元阵组成, 所有辐射单元都指向位于球冠球心处的三轴飞行转台的回转中心。按照一定的规律在阵面上选择一组辐射单元 (一般为位于近似正三角形三个顶点上的单元) , 这组单元在转台回转中心处合成场的方向可以通过控制每一单元辐射信号的幅度来实现。
依据天线阵列三元组的数学模型, 把位置变化引起的三个辐射天线的辐射电磁波幅度、相位变化计算出来, 然后由波印亭矢量计算出视在辐射中心方向[4,5]。
假设三元组各天线对应的通道幅相完全平衡, 可控制三元组各天线的幅度和相位值, 从而控制电磁波的方位向和俯仰。但实际中三元组各天线对应的通道幅度相位不可能完全一致, 下面通过仿真分析幅相不平衡对目标角模拟精度的影响。在仿真分析中, 假设天线阵列辐射单元间距为24 mrad, 球面半径为35 m, 给三元组各天线分别引入随机幅度误差和相位误差, 取幅度控制误差为0.5 d B, 相位控制误差为5°, 分别服从 (0, 0.5 d B) 和 (0, 5°) 的正态分布, 在三元组范围内选取441 个点, 覆盖整个三元组组成的三角形, 计算各点由于幅相不平衡引起的目标角模拟误差。
(1) 幅度不平衡
幅度不平衡引起的方位角、俯仰角模拟误差情况分别如图3 (a) 和 (b) 所示, 图3 (c) 给出了方位角和俯仰角的综合模拟误差。可以看出, 方位角模拟误差:平边中部误差最大, 达到0.95 mrad;三个角部误差最小。
俯仰角模拟误差:斜边中部误差最大, 达到0.85 mrad;平边附近和角部误差最小。
方位俯仰角模拟综合误差:中心及三个边中部误差最大, 三个角部误差最小。
(2) 相位不平衡
相位不平衡引起的方位角、俯仰角模拟误差情况分别如图4 (a) 和 (b) 所示, 图4 (c) 给出了方位角和俯仰角的综合模拟误差。可以看出, 方位角模拟误差:平边1 4和3 4 处误差最大, 达到0.10 mrad;三个角部及三边中心处误差最小。
俯仰角模拟误差:斜边1 4 和3 4 处误差最大, 达到0.09 mrad;三个角部及三边中心处和整个平边附近处最小。
方位俯仰角模拟综合误差:中心及三个边1 4 和3 4 处误差最大, 三个角部和三边中心处误差最小。
(3) 幅相不平衡
由于幅度不平衡导致的角模拟误差比相位不平衡导致的误差大一个数量级, 因此幅相不平衡导致的角模拟误差与只存在幅度不平衡时基本一致。
2.1.2 微波暗室多路径传输引起的误差分析
微波暗室用于为目标模拟信号提供一个无反射回波的自由传播空间。由于暗室吸收材料的性能有限, 以及安装上的缺陷, 可能引入一些反射回波, 从而对目标模拟信号形成多路径干扰, 最终影响暗室静区反射电平, 进而影响反辐射导弹测向精度。微波暗室多路径传输示意如图5 所示。
由于现代反辐射导弹多采用相位法测角, 这里仅分析微波暗室多路径传输对比相体制反辐射导弹的影响[6]。由比相法测角原理可知, 当两接收天线距离为l, 来波方向为 θ, 雷达信号波长为 λ, 两接收天线收到雷达信号的相位差为 ϕ 时, 比相法测角误差为:
相位法测角原理为:全方位干涉仪天线有沿x轴、y轴放置的两组阵元, 每组阵元间距是倍数关系。图6中阵元A、B之间距离为l1, 而A、C之间的距离l2= 4l1, 如果有更多的阵元, 则l3= 4l2。上述这些距离称为基线, 通常最短基线保证在工作频带内无相位模糊, 而用长基线的阵元保证测角精度, 用短基线给长基线解模糊。
这里仅分析两侧壁反射对方位测角误差的影响。设在 θ 方向有直射波, θr1方向有左侧壁反射波, θr2方向有右侧壁反射波。阵元A直射波接收信号归一化, 幅度为1, 相位为零。阵元B直射信号接收幅度不变, 相位为 ϕB, 阵元A接收反射波幅度分别为R相位为 ϕAR。则阵元A接收的信号为:
阵元A的相位为:
阵元B接收反射波的幅度也为R, 相位为 ϕBR。则阵元B接收的信号为:
阵元B的相位为:
有墙面反射时阵元A与阵元B的相位差为:
墙面反射引起的相位误差为:
代入式 (1) , 求出dθ 值。最后算得的比相测角误差见表1。
2.2 三轴仿真转台误差
转台主要用于复现反辐射导弹空中运动的姿态角, 是一个涉及到光、机、电、计算机、数学及精密测量技术等诸多领域的复杂系统, 因此转台在复现控制指令所给出的姿态角时会产生不同程度的误差[7,8]。为了更加准确地考核被试反辐射导弹的攻击精度, 需要开展转台动态精度对试验结果的影响分析。
反辐射导弹仿真试验一般为闭环试验, 在闭环试验中, 转台姿态角是实时改变的, 无法事先预知。因此, 转台参与闭环试验时, 一般将转台传递函数串入仿真模型中进行分析。
转台控制系统近似为二阶系统, 其传递函数为:
式中:K为闭环系统增益;ξ 为阻尼系数 ( 0 ξ 1) ;ωn为固有频率。
系统的最大超调量为:
一般转台系统的幅度变化不超过10%, 即最大超调量不超过10%, 将Mp=10%代入式 (9) 可求得系统阻尼比 ξ =0.591 2。再根据转台的实测数据, 可以求得转台各轴的传递函数。
为了分析三轴仿真误差, 利用地空导弹仿真模型, 仿真导弹攻击一个目标的全过程[9,10]。该目标的运动参数为:运动速度200 m/s;初始高度1 100 m;初始距离40 km;航向20°;俯仰角5°。
将转台传输函数分别串入弹体偏航角和俯仰角姿态输出端, 转台引入的动态误差仿真结果如图7 和图8所示。
2.3 转台与导引头不同心误差
选择密阵三元组重心点为模拟位置, 设被试装备中心与转台中心重合度为5 mm, 则被试装备中心偏离转台中心的数值为以转台中心为球心、半径为5 mm的一个误差球, 如图9 所示。计算时, 令被试装备天线中心在误差球面上移动, 计算各点由于幅相不平衡引起的目标角模拟误差, 仿真结果如图10 所示。
3 结论
从以上分析可以看出, 天线阵列角模拟精度对反辐射导弹仿真试验约有2 mrad的影响, 转台动态精度对反辐射导弹仿真试验影响小于1 mrad, 转台与导引头不同心量小于5 mm时, 对反辐射导弹仿真试验几乎没有影响。为了保证仿真试验系统良好的工作状态, 需要进行天线阵列定期标校、转台上粘贴合适的吸波材料、转台和导引头同心校准等工作。通过这些分析结果, 以期对反辐射导弹仿真试验设计和结果分析能够提供参考。
参考文献
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