弱磁控制

弱磁控制（共7篇）

弱磁控制 篇1

1 前言

冶金企业中的连续生产线由多台机械组成,主要机械各由一台电动机拖动辊子旋转。各电动机的速度需要协调一致,同步运行,否则带钢会被拉断或被堆积。目前,海南海宇公司镀锡机组卷取机等设备使用他励直流电动机作为拖动电机,基速以下采用调节电枢电压调速及基速以上采取减弱磁通调速即恒功率调速的双向调节方式,以获得较宽和稳定平滑的调速范围,克服了弱磁调速方法存在机械特性偏软的问题,有效改善系统的机械特性。

2 系统结构

主要的传动装置均采用直流电机进行调速,控制系统结构如图1所示。

由图1可知整个调速系统主要由DRIVEPARK(功率驱动)、UNICO伺服控制器、人机界面和直流电机等组成[1]。速度给定由电位器通过电缆输入到UNICO伺服控制器的A/D转换模块中,速度反馈信号由旋转脉冲发生器产生,通过伺服电缆传输到UNICO伺服控制器的伺服传动接口模块中,速度给定与反馈信号经伺服控制器处理后,输出一模拟命令(电流给定)经模拟接口模块送到DRIVEPARK驱动器的控制模块中。在卷取机直流电机调速中基速以下通过调节电枢电压实现;而基速以上通过弱磁来实现平滑调速,转速不同时,保持输出功率恒定[2]。系统控制原理如图2所示。

3 工作原理及特点

电机弱磁控制即恒功率控制由一块恒功率模块实现。它的输入功率:+15+1/4VDC,0.05ADC;-15+1/4VDC,0.015ADC。电枢电压:480VDC,磁场电压:300VDC,磁场电流:12ADC(最大值),5ADC(最小值)。

恒功率模块主要由以下电路组成:电平检测器、磁场电压放大器、电枢电压放大器、极限值检测器、电压环路放大器、振荡控制器、脉冲放大器以及可控硅。其主要部分电路原理图如图3所示。

电平检测器和磁场电源的三相电压连接,经过一个光电耦合发生器产生与磁场正向电压一致的同步信号。

磁场电压放大器对磁场反馈电压EF进行滤波和校正,这时满磁电压300VDC对应10VDC。

电枢电压放大器对电枢电压EA进行滤波和校正,这时电枢额定电压480VDC对应10VDC。

极限值检测器检测到电枢电压超过最大极限值时,产生一个磁场电压给定信号EC。EC通过ZD2二极管产生电枢电流极限信号。任何时候磁场极性转变为负,即偏差变负时,电枢调节器输出变小,电枢电流极限值下降低于10VDC,这时如果磁场电流不能足够快速下降,则将导致电机速度的变化率被限制,从而限制电枢电压的变化。

磁场电压给定与反馈信号经电压环路放大器比较放大后产生一个误差信号送至振荡控制器产生相应的可控硅触发脉冲。

脉冲放大器放大和隔离振荡器的触发脉冲,使得可控硅导通,当电机较低速时,电枢电压较低,可控硅被较早地触发,产生满磁电压;当电机达到较高速时(基速),电枢电压就试图超过其额定值,从而导致磁场电压给定信号减小,以致可控硅较迟才被触发,所以减小了磁场电压。磁场电压的减少使得电枢电压保持在额定值内。

4 应用分析

(1)在机组运行时,当卷取机速度上升到额定速度以上后,减弱磁通有时会发生速度不上升反而下降的现象。根据电机机械特性方程[3]

上式中:n——电动机转速,转/分;

T——电磁转矩,N·m;

U——电枢电压,V;

Ce——电动势常数;

Cm——转矩常数;

Ra——电枢回路总电阻,Ω;

ø——每极气隙磁通,Wb。

对ø求导,得到

令,解得方程有效根为,分析是ø1与额定磁通的比值超过励磁调节范围的最小设定值,通过修改励磁最小设定参数Pf2=0.4为0.5后系统正常。

(2)高速时,实际速度与给定值不太一致。增大转速环的开环放大倍数,依靠速度调节器的积分作用消除转速偏差。

(3)转速闭环调节由UNICO伺服控制器来完成。由于其输出PWM占空比信号不能小于最小弱磁限定,这样PI调节器便作了下限幅。

(4)为保证转速环PI调节器有足够的调节余量,同时考虑到可控硅占空比损失,系统工作的实际最小弱磁曲线应比理想曲线低一些;为提高系统响应特性,实现速度无静差,将速度环校正成Ⅱ型系统,PI调节器进行上限幅。其上下限幅点随着最小弱磁点动态变化。这样既有效防止了电机发生飞车现象,又使转速环PI调节器的性能得到提高。

由以上的分析,可知在R25两端并联电阻,改变极限检测器的限幅值;在R26两端并联电阻和电容,改善运算放大器的输出特性,能在电机容许的范围内升速时,获得良好的运行性能和波形,实际测量的电枢电压和电流波形如图4所示。

5 总结

卷取机调速系统采用调压及弱磁调速相结合的方法,其中弱磁调速部分单独用一块恒功率模块来实现,这极大地方便了平时的维护与维修。实际运行时,电机参数较难准确获得,理论计算所得的最小弱磁值与实际值存在一定的误差。可先对电机参数进行简单的测量和估算,然后通过调试进行校正。由于此调速系统只用了一个调速电位器,省去了调磁电位器,是一个非独立的控制励磁调速系统。速度的调整简便易行,经实践证明其运行是安全可靠的。

参考文献

[1]UNICO公司.UNICO使用手册[M].2004.

[2]孟彦京,秦报国,高承雍.直流装置弱磁点的设置对恒张力控制系统的影响[J].中国造纸,2004,23(9):41-43.

[3]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社,2005.

电动汽车IPMSM弱磁控制技术 篇2

电动汽车的驱动系统需要具有宽范围的调速能力,在低转速时维持较大转矩以及在高速时保持一定功率输出。内嵌式结构永磁同步电机( interior permanent magnet synchronous motor, IPMSM) 机械强度高,磁路气隙小,其转子磁路结构的不对称性所产生的磁阻转矩有助于提高电机的过载能力和功率密度,易于利用电枢反应实现弱磁扩速,成为电动汽车高性能驱动系统的理想执行单元。

为增加驾驶平稳性,车载IPMSM多采用矢量控制算法。针对其转子永磁体不能被直接削弱的情况,通过控制逆变器开关调控电枢电流的大小和相位来削弱气隙磁场,从而达到等效弱磁控制的目的。

1 IPMSM数学建模

对于IPMSM,电机气隙不均匀且等效励磁电感随空间相位角变化,通过转子磁场定向的方法变换得到永磁同步电机在d、q坐标系下电磁转矩方程为:

其中id和iq分别为d、q轴的电流,Ld和Lq分别为交直轴的电感,ψf为永磁体磁链,pn为电机极对数,Te为电磁转矩。

由公式( 1) 可以看出电磁转矩方程包括两部分: 由转子永磁体所产生的磁场与定子气隙磁场相互作用产生的永磁转矩和凸极效应所产生磁阻转矩。对于IPMSM来说,Ld< Lq,反向增加id可以增加电机磁阻转矩。其中Ldid对永磁体的磁通 ψf反向削弱,称为去磁作用［1］。

2弱磁控制技术

电动汽车驱动系统的运行性能受到设计参数的制约,既要满足逆变器输出电流和本身额定电流imax电流圆的限制,又要受到逆变器最大输出电压umax电压椭圆的限制,图1为运行的限制曲线。

根据限制条件可以得到电压电流的限制方程:

其中is为电枢电流,ωr为电机转速。根据式( 3) 变形可以得到:

可知随着转速上升,us不断增大。当达到逆变器最大输出电压时,要继续升高转速则只能靠调节id、iq来实现。为了保持一定的转矩输出,通常通过反向增加id进行弱磁扩速。受电流圆限制,增加id必须相应减小iq,即磁阻转矩增加的同时永磁转矩相应减小,最终牺牲一部分转矩来换取速度的提升。

2. 1 IPMSM工作区

IPMSM根据运行情况可分为基速na以下的恒转矩区和na以上的弱磁区［2］。图2为根据数学建模和约束条件划分的IPMSM工作区。 na和nc为转折点,电机在转折点进行控制算法切换。A2a- A2- B2- C2- E2为电机的最大运行能力曲线,A2- B1a- C1为电机的最大转矩电流比曲线,对应固定的转矩定子铜耗达到最小。

2. 1. 1恒转矩区

A1a- A1- A2- A2a区域为恒转矩区,此时车辆一般运行在恒转矩工况,定子电流矢量只受电流圆限制,可采用最大转矩电流比控制( MTPA) 提高电机单位定子电流的转矩输出能力和车辆的动力效率,对应图1中曲线。曲线与恒转矩曲线的交点即为此转矩对应交直轴电流最优配置。

2. 1. 2弱磁A区

A1- C1- C2- A2区域为弱磁A区,当电机转速到达na时,电机的端电压达到逆变器能够输出的最高极限,电机运行工作点受电流极限圆和电压极限椭圆的共同制约。

A2点对应的转矩为电机在转折速度时的最大转矩,此时定子电流无法再跟随给定电流,引起电流调节器饱和。反向增加id可以使电流调节器退出饱和区,进一步提高转速,电机沿A2- B2- C2最大运行能力曲线工作,曲线上的点对应速度环的最大转矩。若所需转矩较小,电机可在电流圆内进行弱磁扩速,如通过调节id沿曲线A2- B1b运行。

2. 1. 3弱磁B区

电压极限椭圆圆心为( - ψf/ Ld,0) ,电流极限圆半径imax,若 ψf/ Ld> imax,电机一直处于弱磁A区,不会进入弱磁B区。若 ψf/ Ld< imax,电机工作点在达到第二转折速度nc时,随着转速进一步增加,电机进入弱磁B区,可以采用最大功率输出控制［3 － 4］。

对于特定工作环境,电机峰值功率可以在超出电机额定功率的情况下运行较短一段时间。椭圆圆心为电机理论极限速度,可以达到无限大,ne为不影响电机性能的实际最大弱磁速度。弱磁B区运行在最大功率输出曲线约束的区域,其中E2点对应的转矩为最高速度时可以达到的最大输出转矩。

2. 2 MTPA控制

MTPA控制是在给定转矩的情况下,最优配置交直轴电流分量id、iq,使定子电流最小。电磁转矩与定子电流比的关系为:

对Tem/ i求取空间角 β 极值,得到的一阶导数极值为最大转矩电流比时最优转矩角。由最优转矩角经计算后得到:

在永磁磁链和交直轴电感确定后,根据公式( 6) 可以得到最佳交直轴电流分量id、iq。电动汽车运行过程中电机的参数随运行工况发生变化,为了达到精确的控制效果,通常根据运行情况进行表格标定,在控制过程中通过查表的方法配置id、iq分量大小［5］。

2. 3工程约束条件

在工程应用中,IPMSM控制要受到汽车运行工况的影响。电流流过元器件造成的温升会对各部件造成很大影响,必须保证工作过程中电机在冷却系统下发热处于可控范围。IPMSM永磁体受到强烈去磁作用可能产生永久失磁,电机最大可控弱磁转速比理论值要小很多。此外,汽车运行时需要保持一定的转矩输出,由于弱磁控制是牺牲一定的转矩来提高转速,弱磁扩速的调控范围也会受到约束。综合其弱磁控制方法以及工况影响,IPMSM运行范围会被限制在一个较小的区间内,以适应实际需要［4］。

3仿真与数控平台搭建

基于以上分析,在MATLAB中对弱磁控制策略进行仿真,并根据仿真情况搭建DSP数字控制平台,扩展工程应用的目的。

3. 1仿真分析

设定电机参数Rs= 0. 032 4 Ω,Ld= 0. 000 083 5 H,Lq= 0. 000 210 H,pn= 4,ψf= 0. 048 241 Wb,摩擦系数F = 0. 000 34 N·m·s,额定功率Pcon= 42 k W,峰值功率Ppk= 90 k W,Tcon= 100 N·m,额定转速ncon= 4 000 r · min－ 1,最高转速npk= 11 500 r·min－ 1,直流侧电压为Vdc= 375 V。图3为仿真控制系统框架图。

为与实际工程对应,本次仿真采用数值标定的方法进行调控。 选定电机参数后仿真运行工况,将实验标定获得的数据列制成表格,即为对应的控制列表。在调控过程中,根据给定的速度和转矩要求通过查表法确定相应的id、iq,从而达到精确的控制要求［6］。

在仿真过程中通过检测交直轴电压分量与电压限定值比较来进行算法切换,当电机端电压小于额定电压时,采用最大转矩电流比控制; 当检测到电压大于额定电压时,切换进入弱磁阶段, 图4为仿真过程中各分量的波形。

图中( a) 为电机速度跟随情况,可以看到除了启动时的脉动之外,输出的速度对给定速度跟随情况良好。( b) 为调速时交直轴电流变化情况,当电机弱磁升速时,id反向增加,同时iq会有相应下降,牺牲部分转矩分量来换取速度的提升,最终达到稳定的弱磁状态。( c) 为电机转矩跟随情况,可以看出克服了摩擦阻力后输出转矩很好地跟随了给定转矩。结合图4仿真波形可以得知本文的弱磁控制策略是可行的［7］。

3. 2 DSP控制平台

根据仿真情况搭建额定功率42 k W的IPMSM实验控制平台,实验平台的硬件主要包括逆变器供电模块,以DSP芯片TMS320F28335为核心的数字处理控制模块,功率驱动电路以及检测保护电路模块等。供电模块由蓄电池提供直流电压,并联膜电容稳压,经过6个IGBT构成的两电平逆变开关电路向电机供电。数字处理控制模块由上位机、DSP和采样电路组成［8］。控制平台设计如图5所示。

采样部分由旋转变压器捕获电机角度信息,由解码芯片解码后通过SPI传输至DSP。采样部分用来检测电路中电压、电流以及温度值的大小。上位机通过CAN模块与DSP连接,可以监控采样信号并发出控制命令。DSP中烧录编写的控制程序,根据控制要求输出6路PWM波控制IGBT开关, 对IPMSM进行调控。图6为采样得到的电机运行波形。

在电机控制中,采用双分量调试控制,可变调试量为速度和转矩。上位机由CANape和控制器通过CAN进行通信,并采集电机运行工况曲线。速度呈阶梯型上升,每一阶段都维持一段时间直至稳定。转矩环则在固定速度时通过改变参考转矩来观察id、 iq的相应阶跃变化。

图6中图形采集电机速度从0攀升至8 000 r/min的各种参数变化。( a) 为速度调试时逐渐阶段性提升给定速度达到8 000 r / min的速度曲线图。( b) 为id、iq设定及其反馈曲线。为了更好反应id、iq之间的幅值变化规律,将iq进行反向后与id比较,iq实际值为翻转后的正值。( c) 是转速调节过程中对转矩的增量调控和反馈曲线,转矩峰值最高达到140 N·m的工况。从图中可以看出本文提出的IPMSM弱磁控制策略可以在实际控制平台上获得较快的动态响应和较好的控制效果。

4结束语

永磁直驱风电系统弱磁控制研究 篇3

近年来随着直驱永磁同步风力发电系统研究的不断深入,其关键技术日趋成熟,在工业中已经进入大功率应用时代。为保证系统以最大发电功率运行,发电机速度在转折速度以下时,机侧变流器一般采用最大转矩/电流比控制以保证发电机的铜耗最小,减低变流器的电流容量。当风速继续增大,发电机的转速超过转折速度时,由于母线电压的限制,必须采用弱磁控制( FW) ,在弱磁控制方式下再确定合适的电流控制方案,使得发电机输出功率跟随风机的最佳功率曲线( MPPT) 运行。

传统的弱磁控制方案一般采用开环弱 磁控制[1,2,3,4,5]。文献[2]中在转折速度以上采用开环弱磁控制,根据电机方程、最大输出电压和转矩参考值计算出在开环弱磁条件下的交直轴电流值。文献[3]在电动汽车用永磁同步电机中利用开环弱磁控制实现了汽车高速运行。文献[4]通过实时修正电流参考值进行弱磁控制,属于开环弱磁控制。开环控制严格依赖电机参数,按照电机在冷态下计算得到的交直轴电流往往不能满足电机的实际需求; 开环弱磁控制需要在不同的速度下解一组超越方程,在控制芯片DSP中实现困难,通常需要离线并计算存入DSP内存中以供查阅,这样增加了计算量,并且对所有电机不具有通用性[5]。

文献[6,7]利用一种闭环弱磁控制实现了高速电机的弱磁控制。文献[8]对异步电机弱磁控制环节进行了参数设计。闭环弱磁环节利用电机定子参考电压和直流母线反馈值进行闭环控制设计,通过阈值函数进行弱磁控制投切。其实现简单,并对电机具有普遍适用性。

本文分别对两种弱磁控制进行了原理分析,对比了其性能优劣,并在理论分析的基础上进行了仿真和实验验证。

2 永磁同步电机弱磁控制

2. 1 弱磁条件分析

在不同的风速条件下,发电机的输出功率按照风力机的最佳功率曲线运行,以保持风能利用系数最大[9]。转子磁场定向条件下,按照电动机定向惯例,采用等幅值变换,同步旋转坐标系下永磁同步发电机的电压方程为:

功率方程为:

式中,ud、uq分别为定子电压在dq轴上的分量; id、iq为定子电流在dq轴上的分量; Rs为定子电阻; Ld、Lq分别为定子的dq轴电感; Ω为转子机械角速度; ωr为转子电角速度; ψf为永磁体基波励磁磁链; Te和Pe分别为电机的电磁转矩和电磁功率。

忽略电机动态过程,稳态时定子电压幅值可以表示为:

在直驱永磁风电系统中,直流母线的电压由网侧变流器进行控制,一般为恒定值。采用SVPWM调制时,受直流母线电压限制,机侧变流器输出电压的基波分量峰值为:

综合式( 2) ~ 式( 4) 可以得到机侧变流器输出最大电压临界状态下的一组方程式:

定义临界状态下电机电角速度ωrt为转折速度。当给定控制方式和功率后,转折速度可以唯一确定。电机的电角速度超过转折速度后,若不采用弱磁控制,电流调节器处于饱和状态,机侧变流器输出的电压不足以跟踪调制算法得到的电机定子电压,调制算法失效[10]。若电机转速继续升高后保持正常运行,则需要进行弱磁控制,可通过调节定子电流id和iq实现。由式( 5) 可以看到,若令直轴电流为负值,则可以在维持定子电压在恒定值| us|max的条件下扩大电机运行范围。直轴电流为负值可以理解为在永磁体产生的磁链上叠加一个反向磁场,削弱气隙磁场得到弱磁的效果。

直驱永磁风电系统机侧采用转子旋转坐标系下的矢量控制策略。根据控制方式的不同,直轴电流的参考值id分为两个部分: 在转折速度以下,为了控制简便,采用id= 0控制; 转折速度以上,采用弱磁控制,id由弱磁控制环节给定。根据永磁同步电机的数学模型,弱磁条件下整个系统的控制矢量图如图1所示。其中,开关切换到虚线框内时为闭环弱磁控制,开关切换到式( 6) 时为开环弱磁控制。下面分别对开闭环弱磁控制原理及其优缺点进行分析。

2. 2 开环弱磁控制

当风速不断变换,电机按照最佳功率曲线运行时,随着电机速度的进一步升高,电机的转速会超过转折速度ωrt,为了避免控制失效,电机采用恒定电压幅值运行,幅值为由式( 4) 确定的电压极限值。若发电机功率未到达额定功率,则功率按照最佳功率曲线运行,此时为变功率运行状态; 若发电机功率达到额定功率,则此后功率给定为额定功率,发电机运行在恒功率运行状态。

综合式( 2) 和式( 3) ,在给定功率参考值和电压极限值的情况下,对应转折速度以上的某一风速可以确立一组方程如下:

式( 6) 在发电状态下具有唯一解。对其进行分析可知,转折速度以上,交直轴电流是互为耦合关系的,速度越高,耦合越强。一般情况下,直轴电流参考值恒为负值,且随转速的升高其模值增大。

开环弱磁虽然物理意义简单明了,但由于交直轴电流的耦合关系,对式( 6) 进行求解比较困难,在DSP中不容易实现。一般做法是根据电机的参数和功率曲线离线计算得到不同速度下的交直轴电流参考值,生成转速-电流表格存于DSP中,在实际控制时通过对当前电机转速进行判断,查表给定电流参考值。开环弱磁控制电流参考值的计算严格依赖于电机参数,一般情况下离线计算过程不考虑电机的温升特性和磁饱和特性,在实际控制中若按照计算得到的电流参考值进行控制,会出现直流母线电压利用率降低、功率偏差等现象。另外,不同的电机参数均不相同,针对每一台参数不同的风电机组都要进行大量运算,在控制芯片中重新写入表格,控制不具有普遍性,不利于工业实现。开环弱磁投入运行的判断条件为电机转速,其灵敏性高,由于机侧变流器控制只有一个电流环,其响应速度较快。

2. 3 闭环弱磁控制

在开环控制中可以看到,永磁同步电机的弱磁控制主要通过调节直轴电流来实现,其主要目的为限制调制电压的幅值不超过极限值。利用这一思想,可以设计一个闭环控制环节,通过定子电压幅值反馈,采用合适的控制方案得到定子直轴电流的参考值。下面对其设计过程进行详细说明。

在控制环节中,根据交直轴电压分量ud和uq进行合成可以得到调制电压的幅值:

定子直轴电流分量参考值i*d可以通过一个阈值判断函数进行表示,如式( 8) 所示。当调制电压幅值小于电压极限值时,定子直轴电流分量参考值为0; 当调制电压幅值超过电压极限值时,立即投入闭环弱磁控制算法,定子直轴电流分量参考值为弱磁控制器输出直轴电流idfw。

弱磁控制器采用PI控制,将电压极限值与调制电压幅值的差值送入比例积分控制环节,可以得到弱磁条件下定子电流的直轴分量。文献[8]在对感应电机进行磁链调节的过程中指出,比例环节对电机的转速和直流母线电压非常敏感,会增加弱磁控制环节的不稳定性,故采用积分环节可实现很好的弱磁控制性能。设定kifw为控制器积分系数,则可得到弱磁控制器为:

根据电机的功率表达式和定子电压交直轴分量,可以进一步得到特定功率下定子交轴电流分量参考值:

闭环弱磁控制环节的框图如图1中的虚线框所示。由闭环弱磁控制环节可以看到,整个调节过程不涉及电机参数,控制对电机参数变化具有鲁棒性,温升及磁饱和特性对算法没有影响; 电机弱磁判断条件为调制电压幅值,只有当电压幅值达到直流母线限定的最大值时弱磁控制才投入,故其母线电压利用率高; 另外,弱磁控制无需进行离线计算,具有普遍适应性。但由于增加了一个闭环环节,其直轴电流给定过程需要一定的时间进行调节,其响应速度受到影响。

2. 4 开闭环弱磁控制比较

根据分析,开环和闭环弱磁控制的对比如表1所示。可以看到,尽管闭环弱磁控制以牺牲了电流环节的响应速度为代价,但由于其不需要进行繁琐的运算,适用性强,在实际的工程应用中更具有优势。

3 算例分析

以实验室一台永磁同步电机为例进行分析,电机参数如表2所示。为了实现弱磁控制,直流母线电压设为260V,则机侧变流器能够输出的最大电压为150V,考虑到死区效应及控制裕量,设定机侧变流器最大输出电压为140V。转折速度以下,机侧变流器采用id= 0控制。转折速度附近,功率给定为5k W,根据式( 5) 可以得到电机的转折速度为ωrt=105. 6rad / s,对应电机转速为nrt= 126 r / min。转折速度以上,按式( 6) 可以离线求得不同转速下电机的交直轴电流参考值。转折速度附近的区域,交直轴电流参考值如表3所示。

4 仿真验证

基于开闭环弱磁控制原理,在Matlab中搭建了永磁直驱风力发电机侧变流器仿真系统。其中母线电压由一个恒定的直流电压源代替,其电压设定为260V。发电机的参数与算例分析中的参数完全一致。仿真过程不考虑电机的温升特性与磁饱和特性。仿真集中在转折速度附近进行验证,电机初始转速为120r/min; 0. 1s阶跃至130r/min,控制进入弱磁控制阶段; 0. 25s转速进一步升至135r/min。在转折速度附近,功率参考值均为5k W。

图2为开环弱磁控制的仿真波形。其判断条件为电机转速。将电机转速与离线计算得到的转折速度对比,转折速度以下的采用id= 0控制,交轴电流参考值由式( 2) 给定; 转折速度以上交直轴电流参考值根据表3设定。由仿真结果可以看到,转折速度前后,定子电流切换很快,而且跟踪效果好。

图3为闭环弱磁控制的仿真波形。其判断条件为在线实时计算得到的电压幅值,当电压幅值小于| us|max时,采用id= 0控制; 当定子电压幅值超过| us|max时,通过闭环弱磁控制进行调节。仿真结果显示,在电机进行弱磁切换瞬间,由于弱磁闭环环节的存在,定子电流的调节速度稍慢。图4为弱磁闭环投入前后的放大图,可以看到,弱磁切换与电流环的响应速度有关,当速度变化后,只有电流环调节变流器输出电压达到| us|max时,弱磁闭环才投入运行。

由于仿真过程不考虑电机的温升特性和磁饱和特性,两种仿真状态下的电机参数完全一致,故弱磁达到稳态时,闭环弱磁得到电流参考值与开环弱磁得到的完全相同。不考虑电机参数变化时,两种闭环控制的直流母线利用率完全相同,但在实际情况中电机参数随工作环境的不同是时变的。由两种控制的仿真结果可以看到,由于开环弱磁控制离线进行参考电流的计算,其电流响应速度较快,但严格依赖于电机参数; 闭环弱磁控制不依赖于电机参数,通过电压闭环来计算直轴电流参考值,电流的响应速度除了受电流控制器的性能影响外,还与弱磁闭环控制环节响应速度相关,故其响应速度不如开环弱磁控制迅速。

5 实验验证

基于控制原理与仿真分析,在永磁直驱风电实验平台上进行实验验证,实验参数与算例分析及仿真分析中的参数完全一致。其中,永磁同步发电机通过变频器和异步电动机进行驱动,通过改变变频器的频率来模拟不同控制模式下的外部条件。直流母线电压通过网侧变流器进行控制,稳定在260V。

电机侧变流器采用两电平PWM变流器,开关频率设定为5k Hz,调制采用SVPWM调制。为了验证电机的弱磁过程,电机转速由120r/min升速至138r / min。下面给出电机ab相线电压和a相电流的实验波形。

图5为开环弱磁控制实验效果图。超过转折速度后,电机进入弱磁控制环节,可以看到电流响应速度很快。由于开环弱磁参数是离线计算得到的,不考虑电机温升、磁路饱和等外界条件对电机等效参数的影响,实际电机参数与离线计算所用参数不一致,故到转折速度时电机电压未到达设定最大值,母线利用率低。由于实际得到的电压与预期电压不一致,开环弱磁条件下电机的实际功率与功率给定会出现偏差,经计算得到实际功率为4. 6k W,与预期得到的5k W有一定偏差,这对风电机组的效率有很大影响。

图6( a) 为闭环弱磁控制实验效果图,可以看到其弱磁过程较为缓慢。图6( b) 为闭环弱磁过程局部放大图,定子电压在电机升速后出现明显的超调情况,此时定子电压已经达到最大限幅值,闭环弱磁环节投入,调节交直轴电流使电机进入恒幅值、恒功率运行状态。由于弱磁判断条件为电压幅值,对直流母线的利用率较高。并且闭环弱磁控制环节与电机参数无关,电机的交直轴电流给定严格按照功率给定计算得到,故其调节得到的电流比开环弱磁更准确,并且能够完全跟踪实际的给定功率。

6 结论

本文对永磁直驱风力发电系统的开闭环弱磁控制进行了研究,并对两种方式进行了对比。其中,开环弱磁控制投切的控制条件为转折速度,闭环弱磁控制为机侧变流器最大输出电压。对比结果表明虽然闭环弱磁控制响应速度相对较慢,但由于其直流母线电压利用率高,控制更精确,其工业应用前景更加广泛。仿真和实验验证也证实了理论分析的观点。

摘要：永磁直驱风力发电系统中,机侧变流器输出电压受直流母线电压限制。在对最大风能捕获曲线进行跟踪过程中,当机侧变流器参考输出电压超过直流母线电压限幅值后,需要进行弱磁控制。弱磁控制可以采用开环弱磁和闭环弱磁,其中开环弱磁控制通过判断当前转速与转折速度的关系进行投切,闭环控制利用参考电压与直流母线电压反馈值进行控制。文章对两种方式进行了原理分析和对比,对比分析结果表明:相对于开环弱磁控制,闭环弱磁控制对电机参数依赖性小,数字控制实现容易,稳态条件精度更高,应用更具有普遍性。在Matlab环境和实验平台上分别对两种方案进行了仿真和实验验证,结果很好地吻合了理论分析的结论。

弱磁控制 篇4

传统轮式工程机械用机械差速器来完成差速。机械差速器的工作原理是无论转弯行驶或直线行驶, 两侧驱动车轮的转速之和始终等于转速器壳转速的两倍。常用的对称式锥齿轮差速器, 其内摩擦力矩很小, 实际上可以认为无论左右驱动轮转速是否相等, 两边扭矩总是平均分配, 这样的分配比例对于车辆在良好附着路面上直线或转弯行驶时, 其运行状态都是满意的[1,2,3,4,5,6,7]。

轮边电力驱动系统中, 各电动轮之间无机械差速器连接, 其差速功能则主要通过电子差速控制技术来实现。目前, 研究较多的电子差速控制策略有3种:以驱动轮转速为控制变量、以驱动轮转矩为控制变量、以各驱动轮滑转率相等为控制目标。在理想情况下, 转速控制策略可以实现差速控制, 但现有理论模型很难适应车辆的实际路面[8,9]。使用BP神经元网络的控制方式对于路况固定的路段具有一定的实用性, 但是无法适应没有学习过的路况[10]。转矩控制策略以驱动轮转矩为控制变量, 具有较好的差速功能, 但此方法除受限于车辆模型的精确度外, 还受限于路面的实际情况 (附着系数、滚动阻力系数、坡度等) 的影响, 理论转矩很难精确计算[11]。滑转率控制策略是以驱动轮滑转率相等为控制目标, 是对转矩控制策略的改进, 将计算理论转矩的问题转变成为如何控制滑转率相同。此方法虽然克服了理论转矩的计算难题, 但是滑移率的实时监测和控制, 也比较困难[12]。

综上所述, 现有的3种电子差速控制策略均不能很好地适应轮式工程机械轮边电力驱动系统, 因此有必要研究设计出一套满足此系统使用要求的电子差速控制技术。

1 基于弱磁控制算法的自适应电子差速技术

车轮要实现平稳转向, 需满足下式:

式中, vj为第j个车轮的速度;ωj、rj分别为第j个车轮的旋转角速度和车轮的滚动半径;Sj为车轮轮心沿平行于行驶路面的轨迹移动的距离。

采用弱磁控制策略的永磁同步电机 (permanent magnet synchronous motor, PMSM) 在恒功率区的输出转矩必定与外负载平衡, 而电机转速随其受力状态沿弱磁控制曲线随动。因此可将弱磁控制策略归类为上述转矩控制策略, 但不同的是省去了繁琐困难的理论转矩计算部分, 控制更简洁。与滑转率控制策略不同, 弱磁控制策略无须控制滑转率, 能够自适应不同的路面, 虽然这在一定程度上影响了能量的利用率, 但非常简便。笔者对PMSM采用弱磁控制策略, 以实现各车轮的自适应差速控制。整机控制系统只根据车辆运动状态, 输出驱动电机的转矩指令信号。电动轮系统的转速由电机转矩与电动轮系统的受力平衡点决定。电机转矩采用开环控制。现分析证明如下:

轮式工程机械受力方程为

其中, Tz、Ff、Fa、Fw、Fs、Fr分别为驱动力、滚动阻力、惯性力、风载荷、斜坡阻力和作业阻力, N;f为滚动阻力系数;m为整机质量, kg;g为重力加速度, m/s2;α为坡度角, (°) ;v为整机速度, km/h;CD为空气阻力系数;A为迎风面积, m2;ρ为空气密度, kg/m3;Fz为全部阻力之和, N。

若该轮式工程机械由k个电动轮驱动, 则受力方程为

其中, ij为第j个电动轮中行星减速器的传动比;Tj为第j个电动轮中PMSM的输出转矩, N·m;rj为第j个电动轮中车轮的动力半径, m。

根据能量守恒原则, 由式 (3) 可得

其中, nj为第j个电动轮中PMSM的输出转速, r/min;ηj为第j个电动轮中PMSM的传动效率。

根据弱磁控制算法, 当整机运行平稳后, PMSM运行在恒功率模式, 则有

其中, P为PMSM理论额定功率, W。

由式 (4) 、式 (5) 可得整机速度:

设第j个电动轮的滑转率为δj, 则直行过程中电动轮的轮心速度为

转向过程中电动轮的轮心速度为

其中, R为整机的转弯半径, m;Rj为第j个电动轮的转弯半径, m。

分别将式 (7) 、式 (8) 和nj=30ijvj/ (πrj) 代入式 (3) 得

由式 (9) 、式 (10) 可知, 在行驶和转弯工况中, 各驱动轮均能克服各自阻力矩的变化、行走减速器传动比和车轮动力半径的差异、转弯半径的差异等问题, 可以自适应差速工作。

由此可见, 基于弱磁控制算法的电动轮之间能自适应差速, 而不需要任何基于理论模型或理论计算的额外控制策略, 简单方便, 实用可靠。

2 基于弱磁控制算法的自适应电子差速仿真

下面以改装为轮边电力驱动的ZLM15B装载机为原型, 进行基于弱磁控制算法的自适应电子差速仿真。

轮边电力驱动ZLM15B装载机采用永磁同步电动轮进行前轮驱动, 其仿真模型主要由整机控制器 (vehicle control unit, VCU) 模块、牵引力控制系统 (traction control system, TCS) 模块、电机及其控制器模块、电源模块、超级电容系统模块和机械系统模块等组成, 如图1所示。

忽略坡度和风载, 整个模型仿真参数如下, 整机质量mv=7000kg, 负载和质心折算到前轴的轴荷系数k=0.8, 整机的转弯半径R=3.17m, 车轮半径r=0.5m, 车轮轮距b=1.49m, 滚动阻力系数f=0.1, 超级电容的电容C=3.3F, 电机转动惯量Jm=0.15kg·m2, 质心高度h=0.7m, 车轮数量ntyre=4, 电机数量nmotor=2, 重力加速度g=9.8m/s2, 电感L=4mH。自适应差速仿真分为两种工况:转弯工况和不同滚动半径直行工况。

2.1 转弯工况

0s给予电机90N·m的转矩指令使之启动, 稳定后在10s给予转向指令使之右转, 质心转弯半径R=3.17m, 16s时仿真结束。

图2所示为左右驱动车轮的轮速, 由于向右转向, 左侧车轮轮速大于右侧车轮轮速;图3所示为左右驱动电机转矩, 右驱动电机转矩大于左驱动电机转矩;图4所示为左右驱动车轮的滑转率。由图4可以看出, 滑移率在10s转向时有个跳变后, 马上自适应路面而稳定在轮胎附着系数的稳定区。采用弱磁控制的左右电机在转弯过程中, 能自适应向心力负载, 很好地满足转向时转矩与转速的需要, 保证转弯时的稳定行驶。

2.2 不同滚动半径直行工况

仿真时, 左右驱动轮滚动半径分别为0.4m和0.6m, 转矩指令均为90N·m。

图5所示为左右轮轮速和车速的变化, 可以看出, 左轮滚动半径小于右轮滚动半径, 导致左轮轮速慢, 右轮轮速快;图6所示为左右轮电机转矩, 右轮电机转矩大于左轮电机转矩;图7所示为左右轮滑转率变化, 由滑转率曲线可以看出, 虽然车轮滚动半径不同, 但左右车轮加速和匀速过程中均没有出现打滑现象, 左右车轮在该工况可实现自适应差速。

3 轮边电力驱动装载机的转向工况试验

轮式装载机转向时, 由于内外侧驱动轮在同样的时间内行驶的路程不一样, 所以内外侧驱动轮的转速不一样。传统的液力机械传动系统通过驱动桥中的差速器解决差速问题, 采用轮边电力驱动的装载机则是通过转矩控制转速自适应的电子差速进行差速。

轮边电力驱动装载机在水泥路面上进行转向试验 (重载和空载) 。试验中, 装载机以固定转向角全速运行。根据内外侧驱动轮的滑转率, 研究装载机电力驱动系统的转向差速特性。

图8为装载机转向示意图, 实测转向半径R=3.195m, 外侧轮的转向半径R1=4.055m, 内侧车轮的转向半径R2=2.335m。点O为装载机转向的瞬时速度中心, 外侧驱动轮车速、整车车速、内侧驱动轮车速的关系如图8b所示。

由图8可知, 内外侧驱动轮的实际速度分别为

3.1 空载转向

图9、图10所示为空载转向时前桥两独立驱动电机输出的转速、扭矩曲线。

经测量可知, 装载机的实际转向速度v=3.85km/h, 根据式 (11) 可知, 外侧驱动轮的实际线速度v1=4.9km/h, 内侧驱动轮的实际线速度v2=2.81km/h。当装载机运行稳定时, 取8.4~17.8s这段时间的转速, 计算电机的平均转速。外侧驱动轮 (前右轮) 电机平均转速为2466.29r/min, 内侧驱动轮 (前左轮) 电机平均转速为1414.83r/min。外侧车轮理论速度vr1=5.4km/h, 内侧车轮理论速度vr2=3.1km/h。外侧车轮和内侧车轮的滑转率, 见表1。

3.2 重载转向

图11、图12所示为重载转向时前桥两独立驱动电机输出的转速、扭矩曲线。

经测量计算可知, 装载机的实际转向速度v=4.5km/h, 根据式 (11) 计算得, 外侧驱动轮的实际速度v1=5.69km/h, 内侧驱动轮的实际速度v2=3.31km/h。计算驱动轮的理论速度, 当装载机运行稳定时, 取13~21s这段时间的转速, 计算电机的平均转速。计算得, 外侧驱动轮 (前右轮) 电机平均转速为2705.63r/min, 内侧驱动轮 (前左轮) 电机平均转速为1665.15r/min。外侧车轮理论速度vr1=5.93km/h, 内侧车轮理论速度vr2=3.65km/h。外侧驱动轮和内侧驱动轮的滑转率见表2。可见, 转向差速性能良好。

图9、图11中, 由于采用弱磁控制, 内外侧电机恒功率运行, 从而导致内侧电机的转速小于外侧电机。图10、图12中, 装载机稳定运行时, 内侧电机 (前左轮) 输出的扭矩大于外侧电机 (前右轮) 输出的扭矩, 这是因为装载机在向左转向行驶时, 离心力会造成内侧驱动轮的承重增大, 外侧驱动轮的承重减小。

由表1、表2可知, 无论在空载转向还是在重载转向, 内外侧驱动轮的滑转率都在轮胎与地面附着特性的稳定区域内, 充分表明, 采用弱磁控制算法的左右电动轮能自适应差速, 实现平稳转向。另外, 在重载转向试验 (图12) 中, 外侧驱动轮 (前右轮) 输出的扭矩跳动比较明显, 这是由装载机运行过程中的振动引起的。装载机运行得越快, 驱动轮上的载荷越大, 电机输出的扭矩跳动就越明显。

4 结语

在现有的电子差速控制策略的基础上, 介绍了基于弱磁控制算法的自适应电子差速控制技术。通过搭建轮边电力驱动装载机模型, 对转弯工况和不同滚动半径直行工况进行了仿真研究。轮边电力驱动装载机的空载转向和重载转向试验表明, 采用弱磁控制算法的左右电动轮能够自适应差速, 实现平稳转向, 验证了该方法在理论上和实际应用中的可行性。

摘要：传统轮式工程机械使用机械差速器来完成差速, 而轮边电力驱动系统的差速功能主要通过电子差速控制技术来实现。分析了常用的电子差速控制策略, 提出了基于弱磁控制算法的自适应电子差速技术, 搭建了轮边电力驱动装载机模型, 并对转弯工况和不同滚动半径直行工况进行了仿真研究, 进行了轮边电力驱动装载机的空载转向和重载转向试验。研究表明, 采用弱磁控制算法的左右电动轮能够自适应差速, 实现平稳转向。

关键词：工程机械,轮边电力驱动,弱磁控制,自适应电子差速

参考文献

[1]盛义发, 喻寿益, 桂卫华, 等.轨道车辆用永磁同步电机系统弱磁控制策略[J].中国电机工程学报, 2010, 30 (9) :74-79.Sheng Yifa, Yu Shouyi, Gui Weihua, et al.Field Weakening Operation Control Strategies of Permanent Magnet Synchronous Motor for Railway Vehicles[J].Proceedings of the CSEE, 2010, 30 (9) :74-79.

[2]谭国俊, 钱苗旺, 赵忠祥, 等.双电机独立驱动电动车辆电子差速控制[J].微特电机, 2009 (6) :33-36.Tan Guojun, Qian Miaowang, Zhao Zhongxiang, et al.Electric Differential Control of Electric Vehicles Driven Independent by Dual Motors[J].Small&Special Electrical Machines, 2009 (6) :33-36.

[3]张琨, 王京, 蔡文远, 等.混合动力汽车电子差速控制系统的研究[J].微计算机信息, 2009, 25 (4) :267-269.Zhang Kun, Wang Jing, Cai Wenyuan, et al.Research on Electronic Differential Control System of Hybrid Electric Vehicle[J].Microcomputer Information, 2009, 25 (4) :267-269.

[4]赵万忠, 徐晓宏, 王春燕.电动轮汽车差速助力转向多学科协同优化[J].中国科学:技术科学, 2012, 42 (12) :1472-1478.Zhao Wanzhong, Xu Xiaohong, Wang Chunyan.Multidiscipline Collaborative Optimization of Differential Steering System of Electric Vehicle with Motorized Wheels[J].Science China:Technology Science, 2012, 42 (12) :1472-1478.

[5]王庆年, 王军年, 靳立强, 等.用于电动轮驱动汽车的差动助力转向[J].吉林大学学报 (工学版) , 2009, 39 (1) :1-6.Wang Qingnian, Wang Junnian, Jin Liqiang, et al.Differential Assisted Steering Applied on Electric Vehicle with Electric Motored Wheels[J].Journal of Jilin University (Engineering and Technology Edition) , 2009, 39 (1) :1-6.

[6]赵艳娥, 张建武.轮毂电机驱动电动汽车电子差速系统研究[J].系统仿真学报, 2008, 20 (18) :4767-4771.Zhao Yane, Zhang Jianwu.Study on Electronic Differential Control System of Independent In-wheel Motor Drive Electric Vehicle[J].Journal of System Simulation, 2008, 20 (18) :4767-4771.

[7]吴志红, 朱文吉, 朱元.电动车电子差速控制方法的研究[J].电力电子技术, 2008, 42 (10) :64-66.Wu Zhihong, Zhu Wenji, Zhu Yuan.Research on Electrical Differential Control System of Electric Vehicle[J].Power Electronics, 2008, 42 (10) :64-66.

[8]陈彦来, 羊彦, 李阅薄, 等.双路电动轮协调控制的策略设计与仿真[J].西安工业大学学报, 2008, 28 (5) :430-434.Chen Yanlai, Yang Yan, Li Yuebao, et al.Design and Simulation of Strategy for Dual In-wheel Motors’Coordinated Control[J].Journal of Xi’an Technological University, 2008, 28 (5) :430-434.

[9]李风, 田磊, 杨超, 等.混合动力汽车差速耦合装置的改进设计[J].现代制造工程, 2012 (9) :29-33.Li Feng, Tian Lei, Yang Chao, et al.Improved Design of Differential Coupling Device in HEV[J].Modern Manufacturing Engineering, 2012 (9) :29-33.

[10]唐文武, 陈世元, 郭建龙.基于BP神经网络的电动车电子差速器设计[J].汽车工程, 2007, 29 (5) :437-440.Tang Wenwu, Chen Shiyuan, Guo Jianlong.Design of Electronic Differential for Electric Vehicle Based on BP Neural Network[J].Automotive Engineering, 2007, 29 (5) :437-440.

[11]葛英辉, 倪光正.新的轮式驱动电动车电子差速控制算法的研究[J].汽车工程, 2005, 27 (3) :340-343.Ge Yinghui, Ni Guangzheng.A Novel Electronic Differential Algorithm for In-wheel Motor Driven EV[J].Automotive Engineering, 2005, 27 (3) :340-343.

弱磁控制 篇5

近年来, 基于矢量控制技术的感应电动机变频调速系统广泛应用于主轴驱动和电力牵引等场合。而这些场合既要求调速系统的动态性能好、稳态精度高, 又要求电动机的调速范围和输出的转矩大。在基于矢量控制技术的感应电动机调速系统中, 电动机达到额定转速以后, 由于电动机的端电压不能长时间高于额定电压, 且变频器输出的电压大小有限, 故想要在电动机达到额定转速后提高其转速, 只能减小磁通, 即弱磁调速。矢量控制系统中按转子磁链定向时, 能够很容易地实现弱磁调速, 然而如何提高弱磁时的输出转矩、增加恒功率调速范围, 却是弱磁调速的难点所在。

对于传统的1/ωr (ωr为转子转速) 弱磁方法, 在进入弱磁区以后, 励磁电流指令与转速成反比, 这种方法所产生的转子磁链过大, 以至于感应电动机无法输出最大转矩[1], 因而其恒功率调速的范围较小。参考文献[2]在传统的1/ωr弱磁方法基础上, 将转矩电流误差项引入到励磁电流指令中, 从而增强了弱磁区的电流跟随性能, 提高了电动机在弱磁区的动态性能, 但是在稳态时, 这种弱磁调速方法和传统的1/ωr弱磁方法存在着类似的问题, 即感应电动机无法输出最大转矩。参考文献[3]提出将励磁电流给定分为3个部分, 即空载部分、负载补偿部分和动态补偿部分, 并考虑电动机互感在弱磁区的变化, 对励磁电流进行多项式拟合, 得到了较好的弱磁控制效果, 但是由于没有有效地解决电压饱和问题, 其较高转速段的电动机控制失效。

在感应电动机矢量控制系统中, 为了得到高性能的弱磁调速效果, 需要综合考虑感应电动机最大允许运行电压和电流的限制。本文在分析感应电动机弱磁区最大转矩输出的基础上, 介绍了一种新的弱磁调速方法, 即最佳电流分配法。该方法比传统的弱磁控制方法效果更好。在Matlab/Simulink中建立了最佳电流分配比的仿真模型, 并在基于TMS320LF2407A的实验平台上实现了最佳电流分配算法。在仿真和实验中将最佳电流分配法与传统的1/ωr弱磁方法进行了对比, 结果表明, 最佳电流分配法具有更大的转矩输出和更好的弱磁控制效果。

1 弱磁区感应电动机的转矩输出分析

1.1 感应电动机在dq坐标系的数学模型

感应电动机在转子磁链定向的两相旋转坐标系 (dq) 中的电压方程为[3]

式中:usd, usq, isd, isq分别为定子电压和电流的d轴, q轴分量;ωe为电动机旋转磁场角速度;Rs和Ls分别为定子电阻和电感;σ为漏磁系数, σ=1-Lm2/ (LsLr) , Lr为转子电感, Lm为电动机互感。

感应电动机在dq坐标系下的电磁转矩表达式为

式中:np为极对数。

1.2 弱磁区感应电动机最大转矩输出分析

在调速系统中, 变频器所设定的直流母线电压大小和控制器使用的PWM调制方式一起决定了定子所能承受的电压大小;变频器的最大工作电流和电动机的过载能力又决定了调速系统中的电动机最大运行电流。因此, 感应电动机的工作电压和工作电流一定要满足以下条件:

式中:usmax, ismax分别为电动机定子所能承受的最大电压和电流。

电动机转速较高时, 在定子电压中电阻压降所占的比例很小, 可不考虑, 则式 (1) 可简化为

将式 (5) 代入式 (3) 可得出关于isd和isq的电压限制的表达式:

对不等式 (6) 进行变形可得

在dq坐标系中, 不等式 (7) 是一个椭圆, 即电压限制包围的一个区域。当电动机的转速逐渐增大时, 椭圆的面积将会缩小, 即电流isd和isq能够控制的区域也缩小。限制电压椭圆的偏心率决定了其形状, 式 (7) 表示的椭圆的偏心率为

由式 (8) 可见, 限制电压椭圆的形状与漏磁系数σ有关。限制电流圆和限制电压椭圆如图1所示。当最大电压相同时, 漏磁系数大的电动机偏心率小, 左图中的电动机漏磁系数大, 右图中的电动机漏磁系数小, 在电动机运行速度提高时, b1比b2减小的程度要大。

变频器的最大允许电流和感应电动机的过载能力决定了调速系统中的电动机最大运行电流。则电流isd和isq一定要满足式 (4) 。式 (4) 表示在限制电流圆ismax的区域里电流是能够控制的。电流i*sd和i*sq只能在限制电流圆内。当电动机运行速度增大时, 限制电流圆的大小不变, 而限制电压椭圆则会变小 (图1) 。

不管感应电动机的运行速度多大, 其定子电流一定要在限制电压椭圆和限制电流圆的公共区域里, 如图2中的阴影部分即为感应电动机的电流所允许的范围。

定义变量FT为

为方便分析, 先不考虑电动机参数的变化, 由式 (9) 可以看出, 电磁转矩Te和FT呈一次线性关系。当FT取最大值时, Te也对应最大的电磁转矩输出。

电动机在额定转速以上的调速运行区可分为弱磁区Ⅰ和弱磁区Ⅱ两部分, 在不同的弱磁区励磁电流isd和转矩电流isq的限制条件不同, 电动机以最大转矩方式运行时定子电流的分配也不同。

电动机以最大转矩运行的情况如图3所示。首先分析弱磁区Ⅰ (ωb≤ωs≤ωh, ωb为基速, ωh为切换点转速) 的情况。当感应电动机运行在某一转速ωs时, 在限制电压椭圆和限制电流圆的交点处能够得到最大的FT, 这时电动机输出的转矩最大。当感应电动机的运行速度增大时, 限制椭圆也随着缩小, 转矩输出的最大点相对应的定子电流is=isd+jisq的运动轨迹在限制电流圆上, 如图3 (a) 所示。

由式 (4) 和式 (6) 可以求出弱磁区Ⅰ相应的isd和isq:

弱磁区Ⅰ的起始点, 即基速ωb的确定与感应电动机的最大端电压usmax、定子所能承受的最大电流ismax和感应电动机以额定功率运行时的磁链ΨrN有关。由式 (1) 和式 (4) 可得

随着感应电动机的运行速度进一步增大, 限制电压椭圆逐渐减小, 最后将被包含于限制电流圆内。此时, 电动机弱磁运行只受限制电压椭圆的约束, 进入了弱磁区Ⅱ, 如图3 (b) 所示, D点为电动机最大转矩运行点。由式 (6) 和式 (9) 可求解出电动机最大转矩输出所对应的isd和isq:

由式 (12) 可得图3 (b) 中D点的轨迹表达式为

弱磁区Ⅰ和弱磁区Ⅱ的切换点转速ωh也可由图3 (b) 得到。从图3 (b) 可见, 在ωh处限制电压椭圆和限制电流圆只有2个交点, 也即限制电压椭圆内切于限制电流圆。由此, ωh可通过联立式 (1) 和式 (12) 求取[4]:

2 感应电动机的最佳电流分配策略

将电动机运行的全频段分为恒转矩、恒功率和恒电压3个区, 如图4所示。其中恒转矩区是转速从零到弱磁点所对应的区域, 恒功率区即弱磁区Ⅰ, 恒电压区即弱磁区Ⅱ。

2.1 恒转矩区电流分配

根据感应电动机矢量控制原理, 在恒转矩区转子磁通要求保持恒定, 因此, 需要保持励磁电流恒定不变。此时两相旋转坐标系下的电流分配为

式中:i*sd0为恒转矩区励磁电流给定值;isdN为感应电动机在额定运行点的励磁电流;i*sqlimit0为恒转矩区转矩电流的限幅值。

2.2 恒功率区电流分配

由式 (10) 可得恒功率区的最佳电流分配:

式中:i*sd1为恒功率区励磁电流给定值;i*sqlimit1为恒功率区转矩电流的限幅值。

2.3 恒电压区电流分配

由式 (12) 可得恒电压区的电流分配:

式中:i*sd2为恒转矩区励磁电流给定值;i*sqlimit2为恒转矩区转矩电流的限幅值。

3 仿真及实验分析

为了验证理论分析的正确性, 对最佳电流分配法进行了相关仿真和实验验证, 并和1/ωr弱磁方法进行了对比。仿真和实验所用电动机参数:额定功率PN=2.2kW, 额定电压UN=380 V, 额定电流IN=5A, 额定转速nN=1 420r/min, 定子电阻Rs=3.024Ω, 转子电阻Rr=2.398Ω, 互感Lm=284mH, 定子电感Lls=11.8 mH, 转子电感Llr=12mH。实验系统采用数字信号处理芯片 (Digital Signal Processing, DSP) TMS320LF2407A作为控制系统的核心, 利用USB/CAN转换器将该芯片的CAN通信接口和上位机的USB接口相连, 实现DSP与上位机的数据交换。采用直流发电机作为感应电动机的负载, 额定转速为1 500r/min。

将设置的电动机参数代入式 (10) 可得到弱磁切换点Ⅰ的ωb值为1 522r/min, 由式 (13) 可计算出弱磁切换点Ⅱ的ωh值为4 261r/min。在Matlab/Simulink仿真中, 电动机给定转速为4 500r/min。图5为最佳电流分配法和传统1/ωr法的仿真结果对比。由图5 (a) 可见, 最佳电流分配法的转速响应更快。由图5 (b) 可见, 采用最佳电流分配法得到的励磁电流给定更小, 即转子磁链更小。对比图5 (c) 与图5 (d) 可以看出, 最佳电流分配法的转矩电流跟踪效果比1/ωr法好。由图5 (e) 可知, 采用最佳电流分配法得到的感应电动机输出转矩更大。综合可知, 最佳电流分配法的弱磁控制效果要好于传统弱磁法。

图6为最佳电流分配法和1/ωr法的实验结果对比, 考虑到机组的机械强度, 实验中最高转速取1.4nN。由图6 (a) 可知, 最佳电流分配法的转速响应更快;图6 (b) 表明最佳电流分配法的励磁电流更小;图6 (c) 表明最佳电流分配法的转矩电流更大, 即最佳电流分配法的控制效果优于传统弱磁法。

4 结语

分析了感应电动机在弱磁区的最大转矩输出理论, 并在此基础上, 介绍了最佳电流分配法的弱磁调速;在Matlab/Simulink平台上进行了仿真, 并在基于TMS320LF2407A的变频控制平台上实现了最佳电流分配法。仿真及实验结果表明, 与传统1/ωr弱磁法相比, 最佳电流分配法具有更好的转矩输出能力, 在弱磁区具有更好的控制效果。

参考文献

[1]李叶松, 雷力.基于转子磁场定向的异步电动机弱磁方法研究[J].电力电子技术, 2007, 41 (5) :34-35, 91.

[2]HUANG M S, LIAW C M.Transient performanceimprovement control for IFO induction motor drive infield-weakening region[J].IEE Proceedings-ElectricPower Applications, 2003, 150 (5) :521-530.

[3]龙波, 曹秉刚, 胡庆华, 等.电动汽车用感应电机弱磁区电磁转矩最大化控制[J].西安交通大学学报, 2009, 43 (4) :62-65, 100.

弱磁控制 篇6

永磁同步电动机具有工作可靠、可控性好、效率高、功率因数高等一系列优点,在工业中获得了广泛的应用。但电动机定子电流直轴分量所形成的去磁磁动势作用会导致永磁体性能变坏,是人们十分关注的一个实际问题;此外,随着电机转速的升高,由于供电电压的限制,也会影响电机的电磁转矩的性能,影响电机高速运行的范围及稳定性。因此,电机需要减弱磁场运行,由于永磁同步电机中励磁磁场是一定的,不可能直接将其减弱以获得弱磁控制,所以,只能利用直轴电流,减弱电动机的气隙磁场,已达到弱磁控制的效果。这便是永磁电机弱磁控制的基本思想[1,2,3]。

常见的弱磁控制策略有公式计算法、查表法和梯度下降法[4]等。公式计算法完全依赖于电机数学模型,只具有理论意义,很少在实际工程中应用;查表法需要大量的实验数据,并且一张表只能对一种电机控制;梯度下降法计算量大,实现较复杂。本文采用修正电流值控制弱磁的方法,这种方法利用交、直轴电流和电压来修正电流,控制算法简单,响应速度快,鲁棒性好。

2 永磁电机模型及控制原理

在理想条件下,永磁同步电机d,q轴的稳态数学模型的电压方程[5]为

$\{\begin{array}{l}u{}_d=-\omega L{}_{q}i{}_q\\ u{}_q=\omega (\Psi {}_{\text{f}}+L{}_{d}i{}_d)\end{array}(1)$

式中:ud,uq分别为定子电压矢量的d,q轴分量;id,iq分别为定子电流矢量的d,q轴分量;Ψf为永磁磁链;ω为转子电角频率;Ld,Lq分别为d,q轴电感。

电磁转矩方程[2]为

Te=1.5p[Ψfiq+(Ld-Lq)idiq] (2)

式中:Te为电磁转矩;Ψd,Ψq分别为定子磁链的d,q轴分量;p为极对数。

由于受逆变器产生的最大电压及电机本身的限制,若想将转速拓展到额定值以上是不可能的。为此,必须减小定子磁链,即弱磁,才能进一步提高转速。由于弱磁控制工作高速范围,为了简单起见,忽略定子电阻Rs电压压降。这样电机弱磁稳态运行时定子电压峰值为

$\begin{array}{l}|u{}_{\text{s}}|=\omega {}_{\text{r}}|\Psi {}_{\text{s}}|\\ =\omega {}_{\text{r}}\sqrt{(\Psi {}_{\text{f}\text{s}}+L{}_{d}i{}_{\text{s}d}){}^2+(L{}_{q}i{}_{\text{s}q}){}^2}(3)\end{array}$

在确定直流母线电压的情况下,逆变器所能输出的最大定子电压Usmax也是确定不变的;而且由于电机工作时发热等原因,在一定的温升允许情况下,定子绕组允许流过的最大电流Ismax也是不变的。这样,电机在弱磁工作区工作时定子电流is和端电压us也会受到如下条件限制[6]

|is|≤Ismax |us|≤Usmax (4)

式中:Ismax为定子电流允许的最大值;Usmax为定子端电压允许最大值。

从上式可以看出,电流限制为一个圆形:

i${}_{\text{s}d}^2$+i${}_{\text{s}q}^2$=I${}_{\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}^2$ (5)

只要控制定子电流在此圆的范围内,即满足最大定子电流限制要求,即定子电压限制为一个椭圆:

$\frac{(\Psi {}_{\text{f}\text{s}}/L{}_d+i{}_{\text{s}d}){}^2}{(U{}_{\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}/\omega {}_{\text{r}}L{}_d){}^2}+\frac{i{}_{\text{s}q}^2}{(U{}_{\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}/\omega {}_{\text{r}}L{}_q){}^2}=1(6)$

从上式可以看出,由于Usmax的限制,电机不可能无限升速,当电机角速度达到ωr即ωrΨs=Usmax时,如果要求继续升速,就只能靠减弱气隙磁场来实现,这就是所谓的弱磁调速。对于永磁同步电机,永磁体产生的磁场是固定的,无法调节,只有通过调节定子电流来削弱磁场,才能维持高速运行时电压方程的平衡。

3 永磁同步电机控制策略

当永磁同步电机永磁体产生的磁链和直交轴电感Ld,Lq确定后,电机的电磁转矩Te便取决于定子电流矢量is,而is大小的相位取决于id和iq。因此只要控制id和iq便可以控制电机的转矩。一定的转速和转矩对应于一定的id和iq。分别比较电机的电流实际值id和iq与给定值,实现其转速和转矩控制。并且,id和iq独立控制,便于实现各种先进控制策略。

为了能够获得最大转矩,需要控制电机的定子电流。通过分析,电机会运行在3个区段[6],见图1。

1)恒转矩区。

这种情况发生在电机运行在基速以下,此时输出转矩的上限是一定的,为额定转矩,转矩矢量的控制策略一般采用MTPA——最大转矩/电流控制,如图1中OA段。θ为定子电流矢量与d轴的夹角,则有:

$\{\begin{array}{l}i{}_d=i{}_{\text{s}}\cos \theta \\ i{}_q=i{}_{\text{s}}\sin \theta \end{array}(7)$

通过对式(2)偏导:

$\frac{\partial {\rm T}{}_{\text{e}}}{\partial \theta }=1.5p[-\Psi {}_{\text{f}}i{}_d-(L{}_d-L{}_q)(i{}_d^2-i{}_q^2)]=0(8)$

可得电流矢量的电流运行控制方程:

$i{}_d=\frac{\Psi {}_{\text{f}}}{2(L{}_q-L{}_d)}-\sqrt{\frac{\Psi {}_{\text{f}}^2}{4(L{}_q-L{}_d){}^2}+i{}_q^2}(9)$

2)弱磁区。

当电机速度大于基速时,受到电压和电流极限环的限制,电机进入弱磁运行区域,如图1中AB段所示。

电机运行于某一转速ωe时,由式可得弱磁运行是矢量控制方程:

$i{}_d=\frac{\Psi {}_{\text{f}}}{L{}_d}+\sqrt{(\frac{U{}_{\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}}{L{}_d\omega {}_{\text{e}}}){}^2-(\frac{L{}_{q}i{}_q}{L{}_d}){}^2}(10)$

$i{}_q=\sqrt{{\rm I}{}_{\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}^2-i{}_d^2}(11)$

通过构造拉格朗日函数求偏导可以得出最大输出功率运行时的电流矢量控制方程:

$i{}_d=-\frac{\Psi {}_{\text{f}}}{L{}_d}+\frac{\sqrt{(L{}_q\Psi {}_{\text{f}}){}^2+8(\frac{U{}_{\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}}{\omega {}_{\text{e}}}){}^2(L{}_q-L{}_d){}^2}}{4(L{}_q-L{}_d)L{}_d}(12)$

$i{}_q=\sqrt{\frac{U{}_{\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}}{\omega {}_{\text{e}}}-(L{}_{d}i{}_d+\Psi {}_{\text{f}}){}^2}/L{}_q(13)$

3)弱磁区域2。

电机作最大转矩弱磁运行时的电流矢量轨迹如图1中BC段所示。由式(12)、式(13)可求出电机达到最大输出功率点B时的转速为ωB,从而可求出此时的转矩TB。

4 系统仿真及分析

图2为弱磁控制永磁同步电机的系统框图。

系统采用PSCAD进行仿真实验,所选用的电机参数为:额定电压U=310 V,电阻Rs=0.86 Ω;直流互感Ld=11.3 mH;交流互感Lq=11.3 mH,转子感应磁链Ψr=0.205 Wb,极对数p=4,转动惯量J=0.005 245 kg·m2。

仿真实验中,IGBT逆变器输入的直流电压为537 V,SVPWM的输入频率为8 000 Hz,电机的给定转速为3 000 r/min,机械转矩为6 N·m。

图3～图6是系统仿真波形。从图3可以看出电机在0.08 s之前为启动阶段,在0.08～0.5 s为额定转速3 000 r/min稳定运行阶段,在0.5～0.57 s为升速阶段,在0.57～1 s为转速5 000 r/min稳定运行阶段。

在第1和第3阶段,电机处于升速阶段,系统采用最大转矩控制,如图5所示,在这两个阶段电机电磁转矩最大,为11 N·m;在第2阶段,电机恒转矩、额定转速运行,从图3～图6可以看出,电机的转速稳定,定子三相电流及磁链的波形稳定;在第4阶段,电机以高于额定转速的速度稳定运行,在此阶段,系统处于弱磁控制,从图4可以看出,电机的定子电流波形稳定,并且没有随速度的升高而变大。

5 结论

本文通过对永磁同步电机弱磁控制原理的分析,建立了永磁同步电机MTPA弱磁控制系统。仿真结果表明,所设计的弱磁控制系统调速稳定,速度响应快。同时,电机无论是在升速、恒转速运行还是弱磁运行时,电流、磁链和转矩波形稳定,并且与理论分析相吻合,从而验证了该控制策略的正确性和可行性。

参考文献

[1]李训杰,耿连发.现代永磁电动机交流伺服系统的发展和应用[J].现代驱动与控制,2009(5):20-22.

[2]Jahns T M.Flux Weakening Regime Operation of an Interi-or Permanent-magnet Synchronous Motor Drive[J].IEEETransactions on Industry Applications,1987,23(4):681-689.

[3]Bech M M,Frederiksen T S,Sandholdt P.Accurate TorqueControl of Saturated Interior Permanent Magnet Synchro-nous Motors in the Field Weakening Region[C]∥IndustryApplication Conference,2005 40th IAS Annual Meeting,2005(4):2526-2532.

[4]朱磊,温旭辉,赵峰,等.永磁同步电机弱磁失控机制及其应对策略研究[J].中国电机工程学报,2010,18(31):67-68.

[5]李珍国.交流电机控制基础[M].北京:化学工业出版社,2010.

弱磁控制 篇7

关键词：内嵌式永磁同步电机,矢量控制,全速范围,弱磁控制,联合仿真

0 引言

永磁同步电机体积小、惯性低、响应快, 具有电机功率密度高、能量密度高、低速转矩密度高、效率高、可靠性高等诸多优点。这类电机非常适应于电动汽车的驱动系统, 成为现在新能源车辆驱动电机的主流。永磁同步电机常用的控制策略有变压变频控制、磁场定向控制、直接转矩控制。

近年来, 为了实现系统的快速性、准确性和精密性, 矢量控制理论被广泛应用于永磁同步电机控制系统的设计中。由于永磁同步电机采用永磁转子, 其转子磁链近似恒定, 故一般均采用转子磁链定向的方式进行控制。

弱磁扩速问题是阻碍高速永磁同步电动机广泛应用的关键问题, 弱磁扩速问题在近十年来得到了国内外学者们的高度重视, 并做了大量的工作, 取得了较为丰富的研究成果。但是, 无论从电机本体还是从控制角度, 这些研究都存在不足之处, 在转速、功率和转矩方面都不能很好的兼得。因此, 本文对内嵌式永磁同步电机的弱磁策略进行了研究, 提出了一种永磁同步电机全速范围内的弱磁控制策略。

1永磁同步电机的数学模型

在分析永磁同步电机的数学模型时, 为了简化分析过程, 作如下4个假设:定子电枢绕组产生正弦波感应电动势, 转子永磁体的气隙磁场也以正弦波分布在气隙空间;铁芯的涡流和磁滞损耗忽略不计;定子铁芯的饱和忽略不计, 电感参数不变, 且认为磁路线性;忽略转子的阻尼绕组。

在旋转两相坐标系下, 取永磁体基波励磁磁场轴线为d轴, 逆时针方向超前d轴90°电角度为q轴。dq轴系随同转子以电角速度旋转, 它的空间坐标以d轴与参考轴A间的电角度θ_r来确定。在此坐标系下的永磁同步电机的空间矢量如图1所示。

图1中, dq轴上的分量可以由定子三相绕组经坐标变换得到, 即进行三相ABC坐标系到旋转dq坐标系的变换。

式中, ud、uq为定子电压dq轴分量 (V) ;ψd、ψq为定子磁链dq轴分量 (Wb) ;id、iq为定子电流dq轴分量 (A) ;Ωe为转子电角速度 (rad/s)

磁链方程为:

式中, ψs为定子磁链 (Wb) ;Ld、Lq为定子绕组dq轴电感 (H) 。

反电势方程:

式中, Es为定子反电势 (V) 。

转矩方程为:

式中, Te为电机电磁转矩 (Nm) ;K为待定系数;Is为定子电流 (A) ;Pn为电机转子极对数。

本论文中, 转矩可表示为:

当电机运行于高速工况下时, 电阻引起的电压损耗非常小, 故忽略不计, 式 (5) 则变为:

对于内嵌式永磁同步电机由于Ld≠Lq, 就可以通过控制交轴电流和直轴电流来分别控制电机的转矩和磁链, 不仅有效的利用结构转矩提高了转矩的输出能力, 还可以通过控制直轴电流来改变磁链, 实现弱磁控制。

2弱磁控制算法

由于受逆变器输出电压以及电机电流的限制, 电机的电流以及端电压被限制在一定范围内变化, 定子电流同时受电流极限圆和电压极限椭圆的限制。即:

其中, is为定子电流矢量, us为定子电压矢量。

将式 (7) 代入式 (8) , 化简可得内嵌式永磁同步电机高速稳态运行时在dq坐标系下的电流电压限制方程:

由式 (9) 可知, 电流限制方程表示的是圆点在 (0, 0) , 半径为的|is|max圆, 电压限制方程表示的是中心在 (-ψf/Ld, 0) , 长短半轴长度和转子电角速度ωe成反比的椭圆簇。dq坐标系下的电流限制圆和电压限制椭圆簇如图2所示。

当-ψf/Ld<ismax时, 电压限制椭圆簇的中心落在电流限制圆外, 如图2 (a) 所示;当-ψf/Ld>ismax时, 电压限制椭圆簇的中心落在电流限制圆内, 如图2 (c) 所示。因此, 在任意转速下, 电压限制椭圆和电流限制圆代表的区域都有交集;超过一定转速后, 电压限制椭圆和电流限制圆所代表的区域将没有交点, 该转速即为理论上电机能够达到的最大转速。

3 全速、弱磁控制策略

内嵌式永磁同步电机的最大转矩电流比曲线如图2中的OA所示, 以给定转矩为图2 (c) 中的T2为例, 当给定的期望转矩为T2时, 定子电流矢量将保持为OB不变, 电压矢量随着电机转速的增加而上升, 当电压矢量达到逆变器的最大输出电压usmax时, 电流矢量无法继续保持OB不变, 电机进入恒转矩II区, 将此时对应的电机转速A定义为电机由恒转矩I区到恒转矩II区的转折速度, A可根据电压限制椭圆方程求得, 如式 (10) 所示。

由图2可知, 给定的期望转矩越大, 对应的电机由恒转矩I区, 到恒转矩II区的转折速度越小。永磁同步电机能够达到的最大转矩为图2中的A点对应的转矩, 此时定子电流达到最大电流值。

最大转矩下的交、直轴电流如式 (11) 所示。

3.1 恒转矩II区基于梯度下降法弱磁运行

当电机运行于恒转矩II区时, 电压矢量保持逆变器最大输出电压不变, 定子电流矢量随着转速的增加而增大。

由图2 (c) 可知, 根据给定的期望转矩的不同, 恒转矩曲线和最大输入功率曲线的交点有时位于电流限制圆内, 有时位于限制圆外。当恒转矩曲线和最大输入功率曲线的交点位于电流限制圆内时, 随着转速的增加, 电机将由恒转矩II区不经过恒功率普通弱磁运行区而直接过渡到最大输入功率运行区, 此时的转折速度wD可由恒转矩曲线和最大输入功率曲线的交点所在的电压限制椭圆确定, 如式 (17) 。

当恒转矩曲线和最大输入功率曲线的交点位于电流限制圆外时, 随着转速的增加, 电机将先过渡到恒功率普通弱磁运行区, 此时的转折速度wB可由恒转矩曲线和电流限制圆的交点所在的电压限制椭圆确定, 如式 (12) 所示。当转速达到进入最大输入功率运行区的最小转速时, 电机过渡到最大输入功率运行区。

3.2 恒功率区普通弱磁运行

随着电机转速的升高, 定子电流矢量不断增大, 当定子电流矢量达到最大电流值is max时, 电压极限椭圆和恒转矩曲线的交点位于电流极限圆外, 即电机无法保持恒转矩输出。此时, 为了保证电机转速的继续上升, 可控制定子电流矢量沿着电流限制圆和电压限制椭圆的交点变化。

当id≥-ψf/Ld时,

当id<-ψf/Ld时,

当ψf/Ld<ismax时, 根据交、直轴电流的确定函数不同, 恒功率普通弱磁区可分为两部分:id≥-ψf/Ld区域和id<-ψf/Ld区域。从id≥-ψf/Ld区域过渡到id<-ψf/Ld区域时的转折速度w E可由以及电压限制椭圆方程确定, 该转折速度对应的最大转矩T02可由id=-ψf/Ld曲线和电流限制圆的交点所在的恒转矩曲线确定。如图3所示, 由于给定的期望转矩不同, 恒转矩曲线和电流限制圆的交点有时位于id=-ψf/Ld曲线左侧, 有时位于id=-ψf/Ld曲线右侧。当恒转矩曲线和电流限制圆的交点位于id=-ψf/Ld曲线左侧时, 可联立式 (14) 和转矩方程 (13) , 解二元方程组得出交点对应的定子电流矢量交、直轴分量, 再由电压限制椭圆方程确定该交点对应的转折转速。当恒转矩曲线和电流限制圆的交点位于id=-ψf/Ld曲线右侧时, 可联立式 (13) 和转矩方程 (6) , 解二元方程组得出交点对应的定子电流矢量交、直轴分量, 再由电压限制椭圆方程确定该交点对应的转折转速。

如上所述, 当电机运行于恒功率普通弱磁区时, 随着电机转速增加, 定子电流矢量将沿着电流限制圆变化, 当转速达到进入最大输入功率运行区的最小转速时, 电机将从恒功率普通弱磁区过渡到最大输入功率区, 该转折速度可由电流限制圆和最大输入功率曲线的交点所在的电压限制椭圆确定。

3.3 恒功率区普通弱磁运行

最大输入功率控制轨迹如图2 (c) 所示。此轨迹与电流极限圆交于E点, 此点对应的转速即为能以最大输入功率弱磁控制的最低转速值C, 该最低转速值可由E点所在的电压限制椭圆确定, 其表达式如式 (15) 所示。当给定的期望转矩大于E点对应的最大转矩T01时, 如上所述, 电机将越过恒功率弱磁区, 直接进入到最大输入功率运行区, T01可根据E点所在的恒转矩曲线确定, 如式 (16) 所示。当电机运行于最大输入功率区时, 定子电流矢量沿着最大输入功率弱磁控制轨迹向电压限制椭圆簇的中心M点逼近, M点的坐标是 (-ψf/Ld, 0) , 这是一个极限运行点, 即该点直轴电流产生的去磁磁场与永磁体的励磁磁场相等, 理论上电动机转速可达无限大。电动机的转速将沿着该曲线上升, 直至电磁转矩与负载转矩达到平衡。

4 仿真与实验结果

4.1 MTPA控制和id=0控制的仿真对比

设期望转矩为Te=145 Nm, 负载转矩为TL=50 Nm, MTPA和id=0控制下的电机输出转矩、转速、直轴电流、定子电流、定子电压、磁链的变化波形如图4~图9所示。

由图4可以看出, 当采用MTPA控制时, 电机输出转矩在145 Nm左右保持了约0.45 s, 然后进入自动弱磁环节;而当采用id=0控制时, 电机输出转矩在0.35 s左右即开始下降。所以, 在同样的期望转矩情况下, 采用MTPA能够更长时间的输出期望转矩。

从图5可知, 当采用MTPA控制时, 电机转速wm在0.45 s时达到4 500 rpm左右;而当采用id=0控制时, 电机转速在0.35 s时只能达到3 500 rpm。所以, 在同样的期望转矩下, 采用MTPA控制可以达到更高的转折速度。

由图6可以看出, 采用MTPA控制时的直轴电流Id维持在-100A左右, 此时存在磁阻转矩。而采用id=0控制时的直轴电流Id为零, 不存在磁阻转矩由图7可知, 输出同样的期望转矩Te=145Nm, 采用MTPA控制时所需的定子电流大小为300A, 而采用id=0控制时所需的定子电流为350A, 电流减少了14.3%。所以, 采用MTPA控制可提高定子电流利用率。

图8所示的定子电压变化曲线表明, 定子电压是否达到电压最大值决定了是否进入弱磁控制。

由图9可以看出, 采用MTPA控制时定子磁链为0.1 Wb, 而采用id=0控制时的定子磁链为0.12Wb。所以, 采用MTPA控制其实也是一种弱磁控制, 只是在MTPA控制阶段磁链保持不变, 即恒磁链弱磁控制。

4.2 永磁同步电机全速范围内弱磁控制仿真

将负载力模型加至永磁同步电机弱磁控制模型中, 取期望转矩为100 Nm, 其仿真结果如图10~图15所示。由于选取的期望转矩大于TJ, 所以永磁同步电机经过了最大转矩电流比运行区、恒转矩II区、恒功率普通弱磁区和最大输出功率控制区四个区域。永磁同步电机开始以最大转矩电流比运行, 交直轴电流、定子电流、磁链和输出转矩均保持恒定值不变, 功率逐渐增大;在t=0.5s的时刻, 直轴电流开始反向增大, 永磁同步电机由最大转矩电流比运行区过渡至恒转矩II区, 此区域内的输出转矩保持恒定, 直轴电流继续反向增大, 定子电流由最大转矩电流比区的恒定值开始增大, 功率继续增大;在t=0.7s的时刻, 定子电流达到最大值, 永磁同步电机由恒转矩II区过渡至恒功率普通弱磁区, 直轴电流继续反向增大, 电机的输出转矩开始下降, 功率开始保持恒定不变;在t=1s的时刻, 永磁同步电机由恒功率普通弱磁区过渡至最大输出功率控制区, 直轴电流的绝对值开始减小, 定子电流和功率也由恒定值开始下降, 输出转矩继续下降, 直到t=1.5s的时刻, 永磁同步电机的输出转矩和负载转矩相等, 电机趋于稳态运行。

由图12和图14可知, 电机转速在整个仿真运行过程中持续增加, 直至电机达到稳态平衡, 而定子磁链在最大转矩电流比区保持恒定不变, 进入恒转矩II区后开始持续减小, 直至电机达到稳态平衡。

5 结论

本文通过对内嵌式永磁同步电机的数学模型和常规矢量控制方法的研究, 对内嵌式永磁同步电机全速范围内的运行工况进行了分析, 将内嵌式永磁同步电机的运行工况划分为分为恒转矩运行I区、恒转矩运行II区、弱磁运行的恒功率区和弱磁运行的高速区四个区域, 确定了各个区域内的控制策略算法以及区域间的过渡条件, 提出了根据给定转矩和反馈转速确定内嵌式永磁同步电机交直轴电流的参考值的电流控制策略。

参考文献

[1]陈清泉, 孙逢春, 祝嘉光.现代电动汽车技术[M].北京:北京理工大学出版社, 2002.

[2]孙旭东, 王善铭.电机学[M].北京:清华大学出版社, 2006.

[3]代颖, 王立欣, 崔淑梅.电动汽车用永磁同步电机评述[J].微电机, 2005, 38 (3) :84-86.

[4]王秀和.永磁电机[M].北京:中国电力出版社.

[5]郭庆鼎, 孙宜标, 王立梅.现代永磁电动机交流伺服系统[M].北京:中国电力出版社, 2006.

[6]吴安顺.最新实用交流调速系统[M].北京:机械工业出版社, 1998.

[7]宗世勇.混合动力汽车永磁同步电机矢量控制研究[D].湖南大学:控制科学与工程, 2010.

[8]徐衍亮.电动汽车用永磁同步电机功率特性及若此扩速能力研究[J].电工技术学报, 2004, 6:58-62.

[9]W.L.Soong, D.A.Staton, and T.J.E.Miller, Design of a new axiallylaminated interior permanent magnet motor[J].IEEE Transactionson Industry Applications, vol.31, pp.358-367, 1995.

[10]C.Deak, A.Binder, B.Funieru, .Extendedfieldweakening and overloading of high-torque density permanent magnet motors[J].in 2009 Energy Conversion Congress and Exposition, pp.2347-2353, 2009.

[11]S.Bolognani, S.Bolognani, L.Peretti.Combined speed and current model predictive control with inherent field-weakening features for PMSM drives[J].IEEE Electrotechnical conference, pp.472-478, 2008.