无差控制（精选7篇）
无差控制 篇1
SPWM逆变是目前广泛应用的一种逆变电源技术, 衡量逆变电源输出电压波形质量的指标主要包括稳态精度、动态响应和总谐波畸变率。由于逆变电源所带的负载大部分为非线性负载, 而非线性负载引起的干扰具有周期性, 使得输出波形畸变存在重复性, 因而利用重复控制的特殊性质能够大大消除输出电压中的谐波成分[1,2,3,4]。但是重复控制无法实现短于一个周期的动态响应, 因此, 系统的动态响应特性较差。
基于内模原理的重复控制器具有良好的鲁棒性与稳态性能, 它已经被广泛应用于电力电子波形控制中[5,6,7,8,9,10], 此处采用一种基于重复原理的无差拍控制方案, 一方面由于重复控制环节的存在解决了系统周期误差干扰的影响, 实现了系统无稳态误差;另一方面由于无差拍环节的存在改善了重复控制动态响应慢的缺陷, 实现了控制系统的快速跟踪。因此基于重复原理的无差拍控制方案综合了两者的优点, 可以很大程度地改善系统的动、稳态性能。
本文在Matlab中对传统的无差拍控制与该控制方案进行仿真对比研究, 然后以TMS320F2407型DSP为主控芯片, 搭建了一个单相SPWM逆变器的硬件平台, 并在该平台上实现了传统的无差拍控制与该控制方案。仿真与实验结果均表明与传统的无差拍控制相比, 该控制方案能获得更好的动、稳态性能, 从而验证了理论分析的正确性与有效性。
1 传统的无差拍控制
传统的无差拍控制是一种通过状态的数字瞬时反馈, 利用微处理器的高速数值计算功能实现的全数字化控制方式。图1为逆变器主电路, 由逆变桥、LC滤波器和阻性负载组成。
根据图1可知逆变器的输出状态方程为
其中X (t) =[iL (t) u0 (t) ]T
采用逆变电源的采样数据模型, 将式 (1) 离散为
其中
逆变电源无差拍控制系统框图如图2所示。
由式 (2) 可得到
由此可得到无差拍控制规律[11,12]
从式 (5) 可看出, 为求出u (k+1) , 需先求出i0 (k+1) 及iL (k) , 采用二阶预估方法对负载电流i0 (k+1) 进行预估。
而由 可求得iL (k) , 由此可对iL (k) 进行预估。
将式 (5) 中的i0 (k+1) , iL (k) 分别用 代替, 求出控制律, 那么该控制器将具有无差拍控制器所具有的缺点:对主电路参数敏感, 抗扰动性较差。
2 基于重复原理的无差拍控制
2.1 系统控制结构设计
基于重复原理的无差拍控制的电压环结构框图如图3所示。设计重复控制器时, 可将uα经负载1/Z环节反馈的信号看做扰动信号, 将图3变换如图4所示。为了进一步简化控制框图, 将△uα看做扰动信号, 进而可将图4变换如图5所示。
式中:kr为增益部分;zk为超前环节;C (z) 为被控对象校正环节。
重复控制器的传递函数为
SPWM环节的等效增益KPWM为1, 则电压环的闭环传递函数ϕ (z) 为
其中kr′=kr·L/Ts
由自控原理的相关理论可知:1-z-NQ (z) [1-kr′zkC (z) P0 (z) ]=0的根应该在单位圆内, 即:
取Q (z) [9]为
该滤波器的优点是不存在相移, 图6给出 的频率特性曲线。由图6可知, 随着频率的增大, 不同的Q (z) 对应的 的幅值不同。由图7可以看出, Q (z) 的加入使得重复控制器在谐振点处的幅值增益减小了, 从而使得控制器对频率的适应性变好。
考虑到控制器的稳态性能及对频率的适应性, 并结合式 (11) 和图6、图7折中考虑, 本文选择Q (z) 为
2.2 系统稳定性分析与参数设计
采样周期为TS=1×10-4s, 转折频率为3 k Hz滤波电感L=1m H, 滤波电容为10μF, 滤波电阻R=1.2Ω, 对P0 (s) 进行离散化得
由上可知, C (s) 的传递函数为
对其进行离散化可得C (z) [13,14,15]为
将式 (13) 、式 (14) 、式 (16) 代入式 (11) 可得:
将 代入式 (17) , 即kr′需要满足
为了分析kr值对重复控制器的影响, 由图8可知, 随着kr的增大, 重复控制器的幅值增大, 系统响应速度加快。
为了确定kr的范围, 在Matlab中绘制kr在不同值时的轨迹。由图9可知, kr值越大, 轨迹越接近边界, 系统的稳定性越低。经凑试知:当kr=0.52时接近边界, 可以认为0.52为kr的上界, 由式 (18) 、图9以及kr′=kr·L/Ts可知kr′Î (0, 0.507) 。
3 仿真设计与结果分析
考虑器件开关频率、耐压特性及换向问题, 本文仿真参数选取情况为:直流侧电压560 V, 逆变电源输出滤波电感1 m H, 滤波电容10μF, 滤波电阻1.2Ω, 负载电阻15Ω, 突加负载时刻并联1个6.8Ω的电阻, 带感性负载时并联1个1 m H的电感, 采样频率和开关频率均为10 k Hz。
传统的无差拍控制的逆变器仿真输出电压电流波形如图10所示。由图10a可知, 带阻性负载时, 在仿真条件下输出波形质量能达到要求, 但是由图10b可知, 带感性负载时, 输出电压与电流均有较大毛刺, 说明此时系统的稳态性能较差;由图10c、图10d可知, 突加负载时, 输出电压有明显跌落, 而对于逆变电源而言, 输出电压的稳定性是首要保证, 说明此时系统的动态性能也不满足要求。
基于重复原理的无差拍控制的逆变器仿真输出电压电流波形如图11所示。由图11a可知, 带阻性负载时, 逆变器输出电压电流波形均较平滑;由图11b可知, 带感性负载时, 输出电压电流波形质量与带阻性负载时无异, 因此, 说明此时系统的稳态性能较好;由图11c、图11d可知, 突加负载时, 输出电压基本无变化, 说明此时系统动态性能也较优良, 能够较好地适应负载的变化与外界干扰。
由仿真结果分析可知, 与传统的无差拍控制相比基于重复原理的无差拍控制不仅保留了无差拍控制原有的优点, 而且弥补了单一的无差拍控制的缺点, 即该种控制策略具有更好的稳态性能与动态性能。与传统的无差拍控制相比, 该方案具有较强的抗负载干扰能力, 在系统动、稳态特性方面均得到较大改善。
4 实验
根据以上理论分析与仿真设计, 研制了一台基于TMS320F2407型DSP芯片的组合式单相逆变电源样机。电网交流电经变压器变压, 再经整流滤波后供给逆变电路, 逆变电路在驱动信号的作用下, 输出SPWM波 (正弦脉宽调制波) , SPWM波经过滤波后即变成稳压稳频的交流电, 然后直接或间接地供给负载[16,17,18,19,20]。输出电压经过采样后反馈送给数字信号处理器件处理, 数字信号处理器对采样信号进行相应的控制算法处理, 输出修正后的SPWM调制信号, 使得输出电压稳定在期望值。逆变控制电路是逆变器的核心部分, 控制电路主要实现SPWM信号输出、闭环调压、采样等功能, 因此输出电压的精度高低, 波形失真的大小及工作的可靠性等都与控制电路密切相关。
实验参数选取情况:直流母线电压560 V, 开关频率和采样频率均为10 k Hz, 输出滤波电感L=1 m H, 滤波电容C=10μF, 负载电阻20Ω, 带感性负载时并联1个1 m H的电感, 输出电压210 V, 频率50 Hz。
传统的无差拍控制的逆变器样机输出电压电流波形见图12。由图12a可知, 带阻性负载时电压过零点处波形有所畸变;由图12b可知, 带感性负载时输出电压与电流均有较大毛刺, 说明此时系统的稳态性能较差;由图12c、图12e可知, 系统突减负载时, 输出电压有所上升, 并且持续了2.5个周期才趋于稳定;由图12d、图12f可知, 系统突加负载时, 输出电压有所下降, 并且持续了2个周期才趋于稳定, 说明此时系统的动态性能较差。
基于重复原理的无差拍控制的逆变器样机输出电压电流波形如图13所示。由图13a可知, 带阻性负载时, 系统输出电压与电流均无任何畸变;由图13b可知, 带感性负载时, 系统输出电压与电流波形均较平滑, 因此, 说明此时系统的稳态性能较好;由图13c~图13f可知, 在突减负载与突加负载时, 系统输出电压均无任何变化, 说明此时系统有较好的动态性能与抗干扰能力。
由以上实验结果分析可知, 与传统的无差拍控制相比, 采用基于重复原理的无差拍控制策略时系统具有更好的稳态性能, 对不同负载的适应能力更强;同时, 采用该控制策略时, 系统的动态性能也得到了较大的改善, 并且具有更强的抗干扰能力, 对于精度要求较高的场合也能满足要求。因此, 采用基于重复原理的无差拍控制策略时, 逆变器具有更好的动、稳态性能, 从而验证了理论分析的正确性与有效性。
5 结论
由仿真结果与实验结果分析可知, 与传统的无差拍控制相比, 基于重复原理的无差拍控制不仅保留了传统无差拍控制的优点, 而且弥补了传统无差拍控制的缺点, 即该种控制策略具有更好的稳态性能与动态性能。采用基于重复原理的无差拍控制策略时, 逆变器的负载适应能力与抗干扰能力均得到较大的改善。该种基于重复原理的无差拍控制器的设计具有一般性, 可为伺服、PWM整流和有源滤波等相关控制器的设计提供参考。
无差控制 篇2
电机作为主要动力设备广泛应用于交通、国防及社会日常生活中,是用电量最多的一类电器。其中异步电机,特别是鼠笼型异步电机以其价格低廉、可靠性高成为应用最广泛的一类电机。随着高频PWM调制技术日趋成熟,交流电机进入了可调速领域[1,2,3]。整个电机调速系统一般包括电源、电机驱动器、电机及其机械负载。电机驱动器是调速控制系统中最关键的设备,直接影响到调速系统的性能。在其研制和考核过程中,通常需要和电机及其机械负载一起构成实验平台,然而电机或者机械负载可能不容易在实验室条件下获得,因而这种测试方案具有系统复杂、硬件成本高、操作不灵活、电能利用率低等缺点。对于电机驱动器而言,电机和机械负载可以看作一个整体,如果电力电子负载(Power E-lectronic Load,PEL)能够模拟该部分端口的电气特性,就可以作为电机驱动器的功率负载。我们将此种工况下电力电子负载称为电机模拟器[4,5,6]。
对电机模拟器的研究主要为电机状态量求解和电机端口电流的跟踪控制策略。文献[7,8]对比分析了几种常用数值计算方法的原理和特点,分别在不同步长下采用Ruler法和Adams法对异步电机状态方程进行求解,最终提出在步长100μs下采用二步Adams法可以准确求解电机模型,求解得到的电机定子电流作为电机模拟器电流环指令电流。
在电机工作状态发生变化时,譬如启动过程、突加负载、突减负载,其端口电流存在非重复的暂态过渡分量,对这种特性电流的跟踪,文献[7,9]提出采用PI控制器的电流跟踪策略,然而由于电流幅值和频率的非重复性,基于内模原理的PI控制器无法实时跟踪指令电流;文献[6]提出采用滞环控制方法,虽然这种方法电流响应速度快,较PI控制器电流跟踪效果好,但是其开关频率不固定,开关损耗较大。
基于以上研究,本文提出采用基于无差拍控制的电流跟踪控制策略,并通过仿真和实验验证该控制策略的有效性。
2 三相PEL模拟异步电机运行的控制策略
2.1 三相PEL模拟异步电机运行的基本原理
电机由三相交流电源直接供电时,异步电机处于开环运行状态。此工况下三相电力电子负载模拟电机开环运行的原理图如图1所示,主要包括电机仿真器和负载变流器控制系统两部分。
其中电机仿真器的工作原理为:采样电源电压作为电机仿真器的输入,基于电机动态数学模型,采用Adams法求解电机的端口电流[7]作为负载变流器电流环的指令电流。如果负载变流器控制系统能够实现电机端口指令电流的无静差跟踪,那么对于该电机电源而言,电力电子负载与该异步电机等效。
2.2 负载变流器电流环跟踪控制策略
电机端口稳态电流在dq坐标系下和αβ坐标系下为直流量和单频的正弦交流量,所以分别采用基于内模原理的PI控制器和PR控制器能够实现电流的无静差跟踪;但当电流动态变化时,无论dq坐标系下还是αβ坐标系下都存在暂态过渡过程,PI控制器和PR控制器都无法实现电流动态过程的快速跟踪。由于dq坐标系下的模型严重依赖锁相系统,锁相获得的相位信息与真实值存在稍许误差,误差会导致dq模型不准确,最终影响负载变流器的控制。因此本文选择在αβ坐标系下进行控制系统设计。
2.2.1 负载变流器电流环无差拍控制方法
无差拍控制是一种全数字化控制策略,应用于很多数字系统,其主要特点是跟踪精度高、动态响应快,但其固有的计算延迟会影响电流快速跟踪性能,可以采用预测电流控制加以改善。在模拟电机电流动态变化的系统中,电流波形的变化非重复性,要满足较快的动态跟踪效果,无差拍控制相对于基于内模原理的控制器具有优势。
图2为基于αβ坐标系的负载变流器电流环在连续与离散时间域内的控制框图。由于α轴和β轴的控制框图相同,故本文将以α轴为例进行分析。图2中iαref和iβref、iLα和iLβ分别为αβ坐标系下的指令电流和实际电流,G(s)为被控对象。
数字控制中至少存在一个采样周期的延迟e-s T(T为采样时间),零阶保持器的传递函数为H(s)=1/s-e-s T/s。忽略电感内阻的影响,被控对象为1/(s L),采用零阶保持器近似法对G(s)连续时间域模型进行离散化处理,即
电流环离散时间域内的控制框图如图3所示。
无差拍控制使闭环传递函数为延迟环节z-1的整数倍,这样电流环就可以在有限拍跟踪上给定信号,系统闭环传递函数W(z)可以表示为:
实际的数字控制中,由于存在采样延迟一拍和控制延迟的情况,电流环最快至少滞后2个采样周期时间才能跟踪上给定电流,考虑2拍的延迟,即N=2,可得无差拍控制器D(z)的传递函数为:
在系统参数相对准确的系统中,采用无差拍控制能得到较好的控制效果。
2.2.2 基于线性预测的无差拍控制方法
由2.2.1节分析可知,该电流环的实际电流与指令电流的关系为:
即实际电流滞后给定电流两拍。为了实现电流环的无差跟踪,根据该系统的输入输出关系,可以预测未来两拍的参考电流作为当前的给定,即
式中,i*αref(k+2)为给定电流预测,代入式(4)可得:
此时电流环实现了无差跟踪。
常用的预测方法有平推预测、线性预测和重复预测等。其中平推预测是最简单的预测方法,其将当前拍的值作为预测值,然而这种预测方法的误差较大;重复预测是在线性预测的基础上叠加误差补偿,在负载突变时,线性预测起作用,而补偿值在一个周波之后起作用,实现方法较为复杂,常用于谐波电流的无差跟踪。本文采用的预测方法为线性预测,其基本原理如图4所示。
对于正弦波的采样,如果采样频率远大于基波周期,则可近似认为相邻点的斜率是相同的。图4中点A、点B和点C是相邻的采样点,可以认为这三个点在一条直线上,由几何关系可知:
故如果已知A和B两点的采样值,就可以根据式(7)预测得到C点采样值。令y1=iαref(k),y0=iαref(k-1),y2=i*αref(k+1),则可得:
那么可以通过式(8)获得指令电流未来两拍的预测,即
3 仿真验证
基于PSIM软件搭建三相电力电子负载仿真模型,如图5所示。其中负载变流器(Simulation Converter,SC)的滤波电感为Li,三相输入电流为iLa、iLb、iLc;并网变流器(Grid Connect Converter,GCC)的滤波电感为Ls,三相输出电流为isa、isb、isc。仿真主要参数如表1所示。
图6为αβ坐标系下电流环采用PR控制器的仿真波形,其中iLa、iLb和iLc为负载变流器的三相输入电流,iaref、ibref和icref为电机端口指令电流。由图6可知,对于动态变化的电流跟踪,PR控制器无法实现无差跟踪。图7为αβ坐标系下电流环采用基于线性预测的无差拍控制的仿真波形。
图8为模拟异步电机突加负载工况的仿真波形。负载变流器的电流环采用基于线性预测的无差拍控制,0.5s前是电机空载启动阶段,0.5s时突加负载,机械负载转矩由0增大为20N·m。
由图8中结果可知,负载变流器的三相输入电流能够无差跟踪电机端口指令电流,说明采用本文提出的基于线性预测的无差拍控制方法能较好地实现电机动态电流跟踪。此方法与采用PR控制器电流环相比,模拟精度更高,控制效果更好,仿真结果与理论分析结果一致。
4 实验验证
在380V/33k V·A样机平台上,对本文提出的电流环控制策略进行实验验证,实验参数与仿真相同。
图9为αβ坐标系下采用PR控制器的实验波形,其中图9(a)为模拟异步电机空载运行时的负载变流器三相电流波形,图9(b)为电机启动过程中的A相局部电流放大波形。可见实际电流无法实时跟踪指令电流,表明PR控制器无法实现动态电流的无差跟踪。
图10为采用本文提出的基于线性预测无差拍控制的异步电机空载起动电流波形。可见实际电流能够较好地跟踪指令电流,表明本文提出的无差拍控制对于动态变化电流的跟踪效果要优于基于内模原理的PR控制器。图11为模拟异步电机突加负载工况的实验波形。可见突加负载后,电机端口电流存在一个动态变化过程,然而采用本文提出的无差拍控制策略能够保证对动态指令电流的无差跟踪。
5 结论
针对三相电力电子负载模拟异步电机开环运行工况,本文分析了其基本原理,并针对负载变流器的电流环控制,提出了一种基于线性预测的无差拍电流控制策略。仿真和实验结果表明,相对于基于内模原理的PR控制器,本文提出的控制策略能够更好地实现电机端口动态电流的跟踪,提高了三相电力电子负载模拟异步电机开环运行特性的精度。
参考文献
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无差控制 篇3
光伏发电系统主要有独立发电系统和并网发电系统。与独立发电系统相比,并网光伏发电系统具有造价低、输出电能稳定的优点,应用前景广阔。并网逆变器作为光伏发电系统和电网的接入口,在并网光伏发电中起着至关重要的作用,研究并网逆变器的控制方法具有重要实用价值。
无差拍控制是一种数字化PWM控制方法,最早由卡尔曼于1959年提出,20世纪80年代中期开始应用于逆变器控制中,它具有动态响应速度快、精度高、控制过程无过冲等特点,用于单相光伏并网逆变器的控制中,可以提高逆变器的抗干扰能力。本文通过分析研究,建立了并网逆变器无差拍控制的数学模型,通过MATLAB/Simulink软件仿真,验证了无差拍控制工作的稳定性,可提高系统输出电能的质量。
1 无差拍控制
1.1 无差拍控制的基本原理
无差拍控制是一种基于被控制对象精确数学模型的控制方法,具有很高的响应速度。由于其具有非常快的暂态响应,因此非常适用于易受外部多变环境影响的光伏并网发电系统逆变器的控制。无差拍控制的基本控制思想是:根据逆变器的状态方程和输出反馈信号来推算出下一个开关周期的PWM脉冲宽度,用该PWM脉冲宽度来控制逆变桥相应功率管的通断,从而得到所需要的逆变器输出波形[1]。具体表述见1.2控制脉冲的计算。
1.2 控制脉冲的计算
单相并网逆变器工作原理图如图1所示。图中Udc为直流侧电压,由光伏阵列产生的直流电经DC-DC升压后得到,大约为400 V。由V1~V4组成全桥逆变器,V1、V4和V2、V3功率管交替导通,向电网输出并网电流。L和C组成滤波器,滤除逆变器并网电流中的高次谐波,RL为线路的等效电阻。
逆变器工作时,其输出的参考电流已知,输出的电感电流可以通过采样得到。并网工作时,滤波电容电流与逆变器输出的电流相比可忽略不计。根据图1列出时域电路方程:
在一个采样周期Ts内,将式(1)转换成相应的差分方程:
式中,Ts—功率器件开关周期,即采样周期;L—逆变器输出的滤波电感;iL(k)—第k个采样周期电感L的采样电流;—第k个采样周期时逆变器的输出电压平均值;—第k个采样周期时电网电压平均值;RL—线路等效电阻。
要使滤波电感电流在第(k+1)次采样时刻跟踪上逆变器参考电流信号iref(k+1),用iref(k+1)代替式(2)中的iL(k+1)可得:
从式(3)中可以看出:逆变器在k时刻的输出平均电压可根据k时刻的iL(k)、及参考电流iref(k+1)计算得到。由于iL(k)可实时采样得到,而参考电流iref(k+1)为已知,因此只要能得到,就可以得到逆变器在k时刻的输出平均电压。
下面计算。由于逆变器与电网并联工作,因此可知,逆变器输出电压等于电网电压,即:
ugrid(t)在第k个采样周期内的平均电压为:
得到后,我们就可以方便地计算得到。uinv(t)实际上为脉冲波电压,由于逆变器输出电压与直流母线电压成比例关系,因此逆变器功率器件每个采样周期内的占空比为:
将式(3)代入式(6)可得:
第k次采样周期的逆变器功率器件的占空比D(k)可由Udc、iL(k)、、iref(k+1)决定。于是对每一个采样周期功率管占空比的控制就转化为对参考电流信号的控制,要求参考电流信号的频率和相位可跟踪电网电压频率和相位[2]。
通过式(7)所求得的占空比D(k)控制逆变器的开关器件,即可得到iref(k+1)的输出,从而实现逆变器的无差拍控制。
2 单相光伏并网逆变器
2.1 并网逆变器工作原理
并网逆变器将光伏阵列产生的直流电变换为正弦交流电,经过滤波后输送到电网。逆变器输入为电压源方式,输出控制采用电流控制方式。通过控制电感电流的频率和相位来跟踪电网电压的频率和相位,保证正弦输出,使输出功率因数为1,从而达到并网运行的目的[3]。
2.2 参考电流信号
通过对无差拍控制工作原理分析可知,为了获得逆变器下一个采样周期的脉宽控制宽度,必须知道逆变器下一个周期的参考电流信号。
参考电流iref的获得:光伏器件的输出功率可由其输出电压和输出电流得到,去除电路中的损耗后即为逆变器的理论输出功率;用该功率除以电网电压有效值得到逆变器参考电流的有效值,由于我们需要的参考电流要求频率和相位与电网电压保持一致,因此根据电网电压的频率和相位关系,就可得到逆变器输出的具体电流参考信号。光伏并网逆变器参考电流获取原理图如图2所示。
3 仿真结果
基于以上分析,在MATLAB/Simulink中对逆变器无差拍控制方法进行了仿真,仿真模型框图如图3所示[4]。具体参数设计如下:逆变器输出功率为3 k W,直流侧电压为400 V,逆变桥开关频率为10 k Hz。电网电压和并网电流仿真波形如图4所示。
应用Simulink/Power gui模块对并网电流进行了谐波分析,得到并网电流的总谐波失真THD为2.89%。由仿真结果可以知道,并网电流很好地跟踪了电网电压,谐波含量较小,并且系统具有较高的稳定性。
4 结语
光伏并网逆变器是光伏并网发电系统的核心器件之一,其性能的优劣直接影响着光伏并网发电系统所发电能的质量。本文对光伏并网逆变器采用无差拍控制方法,通过仿真实验结果可以看出,并网电流很好地跟踪了电网电压,并且电流正弦度较好,谐波含量较少,达到了向电网输送高质量电能的目的。
参考文献
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无差控制 篇4
当今电力系统中,无功功率的补偿对于供电系统和负载的运行都起着非常重要的作用。提高系统功率因数,稳定受电端和电网的电压以及平衡三相有功及无功负载等最早的无功补偿设备有同步调相机[1]和并联电容器组,但是由于其动态响应较慢而只能局限于一些负载固定的无功补偿的场合使用。静止无功补偿器(Static Var Compensator,SVC)相比之前的无功补偿设备有一定的改进,但是缺点是其在补偿系统无功功率的同时还需要滤除高次谐波,当系统电压偏低时其无功补偿的能力会相对降低。静止无功发生器(Static Var Generator,SVG)又称STATCOM,是通过电力半导体器件实现自换相的桥式变流器实现动态无功补偿设计的补偿装置,具有控制特性好、响应速度快、体积小及损耗低等一系列优点,可以实现连续补偿系统无功功率和抑制电压闪变的目的[2]。
1 SVG的工作原理
SVG是将自换相桥式电路通过电抗器或者直接并联到电网中,适当调节桥式电路交流侧输出电压的相位和幅值,或者直接控制其交流侧电流,使电路吸收或者发出满足系统要求的无功电流,实现系统的无功功率补偿。从电路的结构上可以把SVG分为电压型和电流型桥式电路两种。但是考虑到运行效率的原因,目前投入使用的基本都是电压型桥式电路(图1)。
根据基尔霍夫电压定律得到静止无功发生器的数学模型为:
由于SVG正常工作是通过电力电子半导体开关的通断直接控制,将直流侧电压转换成交流侧与电网同频率的输出电压,就像一个电压型逆变器,只不过其交流侧输出接的不是无源负载,而是电网,当仅考虑基波频率时,SVG可以等效地被视为幅值和相位均可以控制的一个与电网同频率的交流电压源,并且通过连接电抗器并联在电网上, SVG的工作原理如图2所示。设电网电压和SVG输出的交流电压分别用向量Us和UI来表示,则连接电抗器X上的电压UL即为Us和UL的电压差,连接电抗的电流是可以由其电压来控制的。
当Us>UI时,电压超前电流90°,SVG吸收感性的无功功率;当Us<UI时,电压滞后电流90°,这时SVG 吸收容性的无功功率,即改变SVG交流侧的输出电压的幅值和相位就可以改变连接电抗器上的电压,也就控制了SVG从电网吸收的无功功率的性质和大小。
2 无功电流检测
根据瞬时理论可得两种实用的无功检测方法:p-q检测法与ip-iq检测法。虽然这两种方法的步骤相似,都用到低通滤波器并需要进行坐标变换和反变换,但它们的实质是不同的,即检测法的重点是计算有功功率p和无功功率q,再用低通滤波器提取它们的基波分量;而ip-iq检测法的实质是用低通滤波器提取有功电流ip和无功电流iq的基波分量。当电网电压无畸变且三相对称时,这两种方法都能快速、准确地检测出指令电流。然而,当电网电压发生畸变时,不管三相电压是否对称,p-q法检测出的谐波电流都会存在误差;而ip-iq法的检测效果不会受到电压畸变和不对称的影响。因此,笔者选择对ip-iq检测法进行研究,检测框图如图3所示。
3 无差拍SVPWM控制
3.1 电压空间矢量无功补偿的实现原理
电压空间矢量PWM (Space Vector PWM,SVPWM)控制是一种通过切换变流器的电压空间矢量来控制变流器的方法。由于SVPWM控制算法可以提高逆变器直流电压的利用率,减小开关器件的损耗,减少谐波成分,并且容易实现数字化[3],所以广泛应用于电机控制和无功补偿装置控制系统中。
无功补偿发生器SVG要求其主电路输出的补偿电流能快速跟踪其指令电流[4],如果设指令电流为i*cl (l=a,b,c),则要求i*c = i*cl,将其代入式(1)可以得出:
如果可以使变流器交流侧的电压满足式(2),则变流器输出的补偿电流就等于指令电流。实现SVPWM控制算法的首要步骤是参考电压矢量的计算,也就是需要把指令电流矢量转换为参考电压矢量。分析式(2)可知,参考电压矢量可以由主电路中的等效电感和电阻、电源电压矢量和指令电流矢量得出,其中电源电压矢量可以通过电压互感器测得,指令电流矢量也能利用无功检测法得到。由于等效电阻很小可以忽略,并在第k步时对式(1)中的微分项离散化得:
其中,r是一个周期的时间间隔;icl(k),icl(k+1)分别为k时刻与k+1时刻的补偿电流。
为了使k时刻的补偿电流在k+1时刻完全跟踪上指令电流,用指令电流i*c(k)代替补偿电流ic(k+1)可得:
由式(4)得出参考电压,具体计算参考电压的方法如图4所示。式中的差分运算使原本对变流器输出电流的控制转换成对输出电压的控制,参考电压矢量等于电源电压矢量与电感压降之和。可见,采用SVPWM控制实际上是通过控制输出电压而控制输出电流。
3.2 无差拍SVPWM控制的原理
基于SVPWM的无差拍控制方法是一种电流响应速度较快的基于电压矢量合成的电流控制策略,其指令电压矢量采用无差拍算法求得。所以无差拍控制要求系统的输出与其指令完全相同,无任何滞后和偏差,其原理如图5所示。
令I(tn),I*(tn)分别为tn时刻采样所得的三相实际电流矢量与指令电流矢量,且定义为:
ΔI*(tn)=I*(tn)-I(tn),ΔI*(tn)=I(tn+T)-I(tn) (5)
式中 T——PWM的开关周期。
对于无差拍控制,要求满足在任一开关周期内有I(tn+T)=I*(tn)。在SVG的等效模型中,如果忽略交流侧电阻的影响,三相电压ua,ub,uc经过3/2变换后得到的uα,uβ满足:
对式(6)进行离散化可得:
其中,T为采样周期;i*c(k+1)和u*(k+1)分别为 k+1采样时刻SVG的指令电流与参考电压。
由上述公式可知,要在 k时刻得到参考电压u*(k+1),必须提前一个采样时刻预测得出指令电流i*c(k+1),对于指令电流的预测通常有神经网络、自适应、线性预测法、抛物线预测法及重复预测法等,其中神经网络和自适应预测法无法保证预测的实时性,线性预测法和抛物线预测法计算简单,提高了实时性,并且容易实现。笔者采用更先进的重复预测法进行指令电流的预测,其结构如图6所示。
重复预测法的本质是重复的校正平推算法,平推算法是指将当前时刻的指令电流值作为下一拍或者下几拍的指令电流预测值,并用于下一拍或下几拍的超前控制算法。重复预测法可以把预测值和实际的指令电流值之间的误差利用重复校正算法消除,即把当前周期里每一时刻的预测误差乘以比例系数kt当作补偿量,在下一周期时叠加在指令电流的实际采样值上使所预测值逼近实际值,k时刻的误差为:
式中 e(k+1)——k+1时刻的误差值,但实际是k时刻的预测误差值;
ic(k) ——k时刻的预测值。
通过重复校正环节希望该预测值可以接近k+1时刻的指令电流值ic(k+1)。可见,计算得出的预测误差总是滞后一拍,所以到下一周期时与预测误差成正比的补偿量应该提前一拍叠加到指令电流采样值上。
通过在一个工频周期内对指令电流采样N次,对每个采样点都设置相应的误差存储单元e(k+1)k∈[1,N],一共是N-1个e(k)。在k时刻得到指令电流采样值ic(k),再加上前一基波周期针对k时刻指令电流预测值的预测误差e(k+1)与kt的乘积就是当前周期在k时刻得到的k+1时刻的指令电流预测值,其表达式为:
式中 ic(k)——k时刻的指令电流预测值;
kt ——比例系数。
如果在进行周期积分前未完全消除预测误差就可能出现补偿量无限增加,在此把周期积分环节系数设置为0.96,并将比例系数kt设定为0.99。采用重复预测观测器可以在k时刻获得k+1时刻的指令电流预测值,代入式(4)计算出参考电压,最后使用SVPWM方法将得到的开关控制信号送到桥式电路中,产生补偿信号,补偿系统无功功率。
4 基于Matlab/simulink仿真分析
在Matlab/simulink仿真环境中建立基于电流预测SVPWM控制的SVG模型。仿真参数为:电源侧线电压380V,频率f=50Hz,负载为阻感性,电感L=0.02H,电阻R=3Ω。分别得出系统在常规电压空间矢量控制和无差拍电压空间矢量控制两种方法的电压电流波形,仿真结果如图7所示。
5 结束语
上述仿真结果证明了无差拍与电压空间矢量相结合的补偿效果,提出的无差拍控制策略运用在当前采样时刻预测下一采样时刻电流参考值的方法,消除了采样计算带来的延时,加快了补偿速度,提高了补偿精度。仿真结果表明:采用该无差拍电压空间矢量控制静止无功发生器SVG能够很好地实现系统对电流的跟踪控制,实现系统的无功补偿,具有良好的动态响应速度。
参考文献
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[3]唐渝,赵莉华.有源滤波器的空间矢量策略仿真研究[J].电源世界,2010,(11):32～38.
无差控制 篇5
近年来,由于能源需求的增长和煤炭、石油等化石燃料对生态环境的污染,分布式发电如光伏发电、风力发电等已经成为当前研究的热点[1,2]。由于分布式发电的输出均为分散的直流电,需要将其接入到交流电网中才能实现新能源发电的大规模应用,因此,并网逆变器成为新能源规模化应用的实施装置。
分布式发电系统并网时,需要应用锁相技术检测电网电压的相位和频率,以控制并网逆变器输出与电网电压同频同相的电流(即功率因数为1)[3]。锁相的过程与锁相速度之间存在矛盾,既要保证并网逆变器的稳定运行又要保证锁相的快速性[4,5]。常用的锁相控制算法有渐次逼近法、最优时间法和有限脉冲响应法,而这几种算法各有优缺点,很难同时满足稳定性和快速性[6]。
无差拍控制算法是一种对电路精确模型进行控制的方法[7],通过采样控制量并进行提前一拍预测,计算出开关器件的占空比控制开关管,从而使输出的实际波形接近于参考波形。针对并网逆变器锁相的稳定性和快速性矛盾的问题,本文提出了一种基于两级式并网逆变器的无差拍控制算法,在保证太阳能光伏电池最大功率输出的同时,使逆变器输出电流跟随电网电压变化,功率因数接近为1,并通过Matlab/Simulink的仿真结果验证了该策略的正确性。
1 两级式光伏并网逆变器
两级式光伏发电系统结构如图1所示,整个系统由太阳能光伏电池、DC/DC电路、DC/AC逆变电路组成。在本系统中,第一级应用Boost电路完成太阳能光伏阵列的最大功率点跟踪(MPPT)控制,而第二级应用全桥逆变电路完成从直流电到交流电的并网逆变。当直流母线电容C2充电完成后至满足并网要求时,可控开关管Q6闭合,经变压器向电网输送电能。
2 无差拍电流控制算法的设计
无差拍电流控制方法是一种数字化的PWM控制方法,其基本思想是在每一个开关周期开始,通过采样逆变器输出的电流I和预测出下一开关周期开始的电流参考值I*,根据I*-I计算出逆变桥开关管的占空比,使输出电流精确跟随参考电流的波形。这种方法计算量比较大,但由于其开关频率固定和动态响应快的优点,得到了广泛的应用,适合在高性能数字控制系统中实现。
在两级式光伏并网逆变器中,采用无差拍电流控制(此处介绍采用无差拍电流控制的优点)。其工作原理是:无差拍电流控制是将DC/DC电路输出的直流电逆变成为正弦交流电,经过滤波后输送到电网。H逆变器的输入端接DC/DC电路的输出端并接有大电容,可等效为电压源,输出端采用电流源模式以解决电压源模式抗干扰能力弱、对电网发生变化时的响应速度慢等问题[8]。通过控制逆变桥开关管的通断,使输出电流与电网电压同频同相。
以下针对两级式光伏并网逆变器进行无差拍电流控制算法的设计。
从图1可以得到以电感电流Il为变量的电路方程。
其中:Il为逆变器输出电流;Ua为逆变器输出电压;Ugrid为电网电压;R为线路的等效阻值。
离散化可得:
又因为R的阻值很小,式(2)可简化为:
其中:Il[k]为第k次采样时刻的电感电流值;Ugrid[k]为Ugrid在第k次采样周期内的平均值;∆T[k]为在第k次采样周期的占空比。
通过式(3)可知第k+1次采样时刻的电感电流值可由Il[k]、Ua[k]、∆T[k]和决定,于是可求得占空比:
由式(4)可知,要求取∆T[k],应先得到、Il[k]、Ua[k]和Il[k+1]。由于Il[k]和Ua[k]根据采样可以得到,因此对和Il[k+1]的求取是算法实现的关键。
假如电网频率发生波动,电网电压的平均值将无法通过积分公式求取,但是由于采样周期非常小,电网电压在采样周期k的平均电压可近似等效为电网电压:
要使电感电流在k+1时刻追上参考电流I*[k+1],用参考电流I*[k+1]代替Il[k+1]即可。在该控制策略中,为了使并网电流在电网频率波动的情况下能迅速地跟踪电网电压,避免传统锁相算法存在的稳定性和快速性相矛盾的问题,可令:
由于光伏电池的I-V特性可以描述如下:
其中:Upv为光伏电池输出电压;Ig为光生电流;A为p-n结参数;Isat为光伏阵列饱和电流;q为电子电荷量;K为玻兹曼常数。
参数Ig、A、Isat受到外部温度和光照的影响使得输出Ipv的不同,其输出功率变化曲线如图2所示。
因此,为保持太阳能光伏电池与逆变器输出的能量平衡,k可用公式(8)进行计算:
其中:Ppv为太阳能光伏电池发出的功率;U为电网电压的有效值。
于是,对电网电压Ugrid[k+1]进行准确的预测是实现该控制策略的关键,考虑到DSP芯片的运算速度和预测的精度,可采用泰勒公式预测下一个采样周期T的计算方法[9],可得:
根据式(9),则可以通过前四个采样周期的采样值预测下一个采样周期的电网电压。把式(6)、式(7)和式(8)代入式(5),即可求得下一周期的占空比。用该占空比控制逆变器的开关器件的导通时间,就可以得到I*[k+1]的输出,在电网频率波动的情况下实现光伏并网逆变器功率因数为1的无差拍电流控制策略。
3 仿真研究分析
3.1 仿真模型的建立
为了验证上述的无差拍改进控制算法,搭建了基于Matlab/Simulink的仿真模型。整个并网系统主要由光伏模块、Boost电路、逆变桥、可控开关等组成。为验证算法,电网用可调节的交流电压受控源来模拟,系统的最大功率跟踪策略和无差拍控制策略采用S函数编写实现,整个系统如图3所示。其中,无差拍控制模块在每个开关周期采集光伏模块的电压Upv和电流Ipv,直流母线电压Udc,以及电网电压Ugrid和电流Il,计算出下一周期的PWM占空比,然后由PWM Gennerator产生触发脉冲控制开关管,使逆变器输出与电网电压同频同相的电流。
3.2 仿真结果与分析
仿真参数设定为:电网原边电压有效值U=22 V,电压滤波电感为L=3 m H,开关频率fq=10 k Hz,仿真算法采用ode23t,误差为1e-6。
在[0,0.168 s]时,可控开关管Q6断开,逆变器前端的电容处于充电状态;在[0.168 s,0.2 s]时,可控开关闭合,向电网输出电流,此时电网频率为50 Hz;在[0.2 s,0.3 s]时,电网频率改变为60 Hz。图4为输出电流跟踪电网电压的仿真波形。可以看出,在电网频率变化的情况下,该控制策略仍能使并网电流准确、迅速地跟踪电网电压,与其保持同频同相,而不存在传统锁相算法速度和稳定性上的不足。
当光照发生变化时,光伏模块的功率输出也会产生相应的变化,需要控制逆变器的电流输出以维持逆变桥前端直流母线电压的稳定。在t=0.25 s时,使光照从1 000 W/m2增加到1 400 W/m2,此时逆变器输出的并网电流波形如图5所示。由图5可见,在光照增加的情况下,逆变器的输出电流也随之增大,使其直流母线电压基本保持恒定(如图6所示),保证前端DC-DC电路最大功率跟踪算法的完成。
4 结论
光伏并网逆变器是光伏发电系统的主要部件,输出的电能质量和效率至关重要。针对并网逆变器的锁相问题,提出了一种基于两级式单相光伏并网逆变器的无差拍控制电流策略。仿真实验结果表明,在电网频率发生变化的情况下,该控制方法可以使并网逆变器的输出电流快速、准确地跟踪电网电压,在无开关损耗的情况下功率因数为1。在光照发生变化的情况下,该算法也可以使逆变器的输出效率达到最大,并保持前端直流母线电压的稳定,向电网输出高功率因数的电能。
参考文献
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无差控制 篇6
关键词：新能源,电流无差拍,PI控制,逆变电流,逆变电压
随着能源危机与环境污染的加剧,尤其是人类用电需求增加,太阳能、风能、水力发电、生物质能、地热能、潮汐能等新能源发电已成为研究的重点[1,2,3,4,5]。新能源发电的核心部件就是并网逆变器。并网逆变器作为新能源发电系统,中实现新能源与电网间能量的传递与转换的关键环节,因此其控制方法的选择对于新能源并网具有重要意义[6,7,8]。早期的PWM非线性控制方法有瞬时比较方式和三角波比较方式,但其均存在着一些缺陷与不足,比如误差大、电路复杂、响应慢[8]等。随着数字控制技术的发展,电流双闭环控制,电流滞环跟踪控制,电流偏差预测控制,有无差拍PWM控制等多种控制策略[9,10,11,12,13]。
无差拍控制就是根据系统的当前状态信息和状态方程推算出下一采样周期的开关控制量,最终达到输出量跟踪输入量的目的,因此对运算的实时性要求较高。无差拍控制是数字控制特有的一种控制算法,其能实现稳态无静差且开关频率固定,动态反应快。但无差拍控制无法较好地跟踪电网电压,所以将其与PI控制相结合,两者结合可使电流无差拍控制能较好地跟踪电网电压,电流的谐波在规定的范围内。通过Matlab/Simulink的仿真实验,证明了该控制方法的正确性和有效性。
1 无差拍控制原理
三相新能源发电系统并网拓扑结构,如图1所示。
其中,直流母线电压Udc由新能源提供,Udc逆变经LCL滤波接至电网Ug,通过调节输出电流IL2实现并网发电。图中L1为逆变器侧电感,L2为网侧电感。设U、V、W三相的电网电压分别为ea、eb、ec,由三相对称系统的基尔霍夫电压定律,回路电压方程为
对开关器件的开通和关断做如下定义(k=U、V、W)dk=1时,k相上桥臂导通,下桥臂关断;dk=0时,k相下桥臂导通。上桥臂关断设控制周期为T,将回路电压方程离散化,同时设电流参考值为i*a L1、ib*L1、ic*L1、i*a L2、ib*L2和ic*L2,逆变器三相开关占空比分别为ΔdU、ΔdV和ΔdW。且假设控制周期远小于电网基波周期,这样在一个控制周期内,可忽略三相电网电压的变化,同时也可忽略直流母线电压的变化。则得到一个控制周期内的回路电压方程为
由于逆变器上下桥臂的导通在一个控制周期内是对等的,则可得三相逆变器上桥臂3个开关器件的总导通时间和下桥臂3个开关器件的总导通时间在一个控制周期内相等,即得
由式(1)~式(3)三式联立方程组求解,可得三相逆变桥的PWM信号的占空比为
通过占空比ΔdU、ΔdV和ΔdW控制逆变器的开关器件,得到所需的逆变器输出波形,从而实现逆变器的无差拍控制。
2 并网系统LCL滤波器的设计
LCL滤波器对高频分量呈高阻抗,对高频谐波电流可起到较大的衰减作用[14],LCL滤波器的幅相频特性如图2所示。LCL滤波器通常用于较低开关频率的中大功率场合[15]。本文针对较大功率的并网逆变器进行电流控制技术研究。因此,采用LCL滤波器作为3Udc输出滤波。
LCL各参数的计算[15]。
(1)电感L1的计算
式中,U为网侧相电压有效值;isip为谐波电流,总电感值的约束条件
其中,Udc为直流母线电压;Em为网侧相电压峰值;Im为相电流峰值
(2)计算电容C。取电容消耗的无功功率为总功率的5%,利用约束条件C≤5%Cb,其中Cb=1/wbzb,且zb=E2/p。其中,E为网侧线电压有效值;wb为基波频率。确定谐振频率fr,10f≤fr≤0.5fsw,再根据公式
电容所串电阻Rd
3 逆变器控制的Simulink仿真分析
3.1 仿真中参数的计算及模型
本文中取功率p=100 k W,开关频率fsw=10 k Hz,直流电源电压为Udc=800 V则根据,其中U和I为线电压和线电流,U=380 V,可得出线电流I=151.9A,由于在Y型接法中相电流等于线电流,所以输相电流峰值为,由此得到仿真参数如表1所示。
3.2 基于无差拍控制并网仿真
以下仅以负载三相对称纯阻性负载时的情况为例,在加入无差制算法控制算法时逆变电压和电网电压的波形如图3所示。
观察上述波形可知,在不加入PI环节时逆变出的电压没有达到电网电压的要求,其幅值与电网电压相差接近2倍,因此在控制方法的设计中,在无差拍算法的基础上又加上了PI控制,从而达到了较好的跟踪电网电压。
3.3 基于无差拍和PI复合控制的并网仿真
根据不加入PI控制时的波形情况,在无差拍控制的输入量i*a L2-ia L2、ib*L2-ib L2、ic*L2-ic L2后加入了PI控制,其中p=0.9,I=1;ea-eb和eb-ec也同样加入PI控制,其中p=2.1,I=1.1。
3.3.1 接三相对称纯阻性的负载
在无差拍控制中加入PI环节,系统接三相对称负载时,将逆变电压和电网电压进行比较如图4所示。逆变电流和电网电压进行比较,如图5所示。
分析图4可明显发现,逆变出的电压和电网电压同幅同频同相位,没有出现相位差,波形效果良好。由图5可见,逆变出的电流实现了与电网电压同频同相,达到了并网的要求。通过对逆变电流进行FFT分析,三相THD依次为0.75%、0.77%、1.34%,已能够较好的满足并网要求,达到了较理想的并网效果,减小了对电网的污染。
3.3.2 接三相对称的整流型负载
在电网用电中,并不是所有接入的负载均是纯阻性负载,大部分是整流负载,所以在此仿真中给出了接入整流型负载。逆变电压和电网电压比较如图6所示。逆变电流和电网电压比较如图7所示。
加入整流型负载时,电压相对而言并未发生大的变化,只是相对于接入纯电阻负载时有一些谐波(量值较小),但电流的相位或幅值却发生了较大的变化,电流并不是三相对称。其谐波分析可知,在接入整流型负载时,波形畸变率仍满足了并网要求,THD达到了3.66%、2.44%和3.05%。相比接入纯阻性负载时的,虽波形畸变大,但仍可满足并入380 V三相电网时的要求。
4 结束语
本文使用无差拍和PI复合控制算法,控制并网逆变器,通过接三相对称的纯阻性负载和三相对称的整流性负载,仿真分析,可得出如下结论:
(1)当只用电流无差拍控制并网逆变器时,逆变电压不能较好地跟踪电网电压,电网电压的幅值约是逆变电压的两倍;
(2)加入PI控制,用电流无差拍和PI复合控制并网逆变器时,逆变电压的能较好地跟踪电网电压,且逆变电流的波形良好,波形畸变率能满足并网要求,验证了电流无差拍和PI复合控制的有效性;
无差控制 篇7
随着光伏并网发电技术在世界各地的研究和推广,非隔离型并网逆变器凭借效率高、体积小、质量轻和成本低等优势,迅速地成为各国科研人员和工业界的研究热点[1],但由于光伏阵列和电网无直接的电气隔离,形成较大漏电流[2],带来传导和辐射的干扰,增加进网电流谐波和安全隐患。为实现逆变系统高质量并网电流的输出,漏电流的消除对非隔离型光伏并网逆变器至关重要。并网逆变器作为发电系统与电网的接口设备之一,其控制技术一直是研究的热点[3,4,5],且无差拍控制PWM算法具有良好的动态响应,并且可以使输出电流快速、准确地跟踪参考电流等特点,常用于并网逆变系统中[6]。因此由无差拍电流控制的非隔离型光伏并网逆变器漏电流的研究具有重大意义。
本文通过无差拍电流控制的单相光伏并网逆变电路,分析漏电流产生机理和流通回路,说明了漏电流对逆变电流以及MPPT(Maximum Power Point Tracking)的影响。并基于无差拍电流控制原理提出了对占空比进行补偿的补偿方法。并通过Matlab/Simulink系统仿真和实验数据验证本文提出的方法可以有效地消除漏电流对逆变电流以及MPPT稳定的影响,实现系统的高质量并网电流的输出和最大功率的准确跟踪。
1 单相非隔离型并网逆变器漏电流分析
以单相全桥并网逆变电路为研究对象,如图1,分析其漏电流的产生机理和流通回路。其中UPV为光伏阵列的等效直流电压;CPV为光伏阵列与大地的寄生电容;CAG、CBG分别为交流输出点A、B对大地的分布电容;LA、LB为并网滤波电感;ZA、ZB为滤波电感所在线路的传输线阻抗;ZG为地阻抗。
由于寄生电容CPV的存在,形成了由寄生电容、滤波电感、线路阻抗及电网组成的谐振回路。当回路中各节点电位波动产生的位移电流之和不为0时,就有漏电流icm产生。定义并网逆变器输出共模电压Ucm和差模电压Udm如式(1),其中,UAN和UBN分别表示逆变器输出侧中点A、B对直流输入源负极N的电压差。
用共模电压Ucm和差模电压Udm表示UAN和UBN为
图2(a)为图1 变换得到的漏电流谐振回路模型I。按照不同的激励源对漏电流的“贡献”,经电路等效变换后得到其谐振电路的等效模型II如图2(b),其中
由图2 和式(3)可知,从漏电流产生谐振回路来看,当激励源Ucm+US1+US2+US3≠ C(常数)时,漏电流就存在。
2 并网逆变器无差拍电流控制
无差拍控制器属于一种预测控制器。其原理为:预测控制量(电流)的变化,并在这个基础上选取逆变器的开关状态或者变化状态[7]。并网逆变器无差拍电流控制的原理是在每一个开关周期的开始时刻,对并网逆变器的输出电流进行采样,其采样电流为i,并且预测出下一周期开始时刻逆变器并网侧电流的参考值i*,由差值i-i*计算出开关器件的开关时间,且使i在下一周期开始时刻等i*。这种方法虽计算量较大,但其开关频率固定、动态响应快,十分适宜于光伏并网系统的数字控制[8]。
如图1 所示,根据单相全桥并网逆变系统基尔霍夫电压定律,回路电压时域方程为
其中:i(t)是逆变输出电流(逆变电流);u(t)是逆变器输出电压;Ug(t)是电网电压;R为逆变器交流侧的总电阻;L为总电感。
在一个采样周期内,将式(4)转换成差分方程为
式(5)中:T为逆变器的采样周期;I(n)、I(n+1)分别为第n、n+1 个采样周期的采样电流;和分别为第n个采样周期逆变器输出电压、电网电压的平均值。同时设电流参考值为I*(n+1),逆变器开关器件每个采样周期内的占空比为D(n)。
用逆变器参考电流信号I*(n+1)代替I(n+1),则
由于控制周期T远小于电网基波周期,在一个控制周期内,可忽略电网电压的变化,即
因此,逆变器开关器件每个采样周期内的占空比D(n)为
由此可知,在第n个采样时刻,开关管的占空比D(n)与该时刻的采样电流I(n)有关。
3 漏电流对逆变系统的影响及补偿方法
3.1 漏电流对逆变电流及MPPT的影响
由式(8)可知,占空比D(n)受采样电流I(n)的影响,且由于电流的采样位置会受到电磁干扰,漏电流影响采样电流I(n)的采样值,进一步影响占空比D(n)的大小。
假设在第n个采样点,引入电流干扰量 Δ I(n),使实际电流采样值为I(n)+ Δ I(n)。则由式(8)可知,逆变开关管占空比相对偏大。由无差拍电流控制原理可知,逆变器开关管占空比决定开关管的导通时间,影响逆变器输出电流和电压的波形。占空比相对偏大,会造成逆变电流瞬间过大,系统运行不稳定,严重会造成并网失败。
由于光伏电池的输出功率是受日照强度和环境温度影响的非线性函数[9]。因此,为了最大限度地利用光伏电池产生的能量,需要在光伏电池和负载之间串联MPPT电路[10]。最常用的最大功率点跟踪方法有扰动观察法[11]和电导增量法[12]。基本原理是通过不停观察光伏阵列输出功率的大小以决定增大还是减小光伏阵列的输出电压达到最大功率跟踪。其输出功率可表示为P(n)=U(n)·I(n)。
设第n个采样点的采样电压、电流分别为U(n)和I(n)。受漏电流干扰,引入的干扰电流为 Δ I(n),实际采样电流为I′(n ),实际输入功率为P′(n )。即
则有干扰电流对MPPT造成的影响可分为以下三种情况。
(1) ΔI(n) 非常小,ΔI(n)U(n)
(2) ΔI(n) 增加, 但 ΔI(n)U(n) >P(n +1) -P′(n)时,造成最大功率可能会误判。
(3) ΔI(n) 很大, 且 ΔI(n)U(n) >P(n +1) -P′(n) 时,降低跟踪速率甚至找不到最大功率点。
3.2 基于无差拍控制的漏电流补偿方法
由式(8)可知,逆变开关器件开断的占空比D(n)由输出电流采样值I(n)和参考电流I*决定。漏电流干扰造成采样不准确,用不准确的采样值作为反馈控制量进行计算得到控制量,会使系统出现振荡,逆变输出电流的谐波和直流分量变大,则由漏电流带来的干扰更大,对MPPT跟踪造成更大的影响。
为了消除漏电流对无差拍电流控制方法带来干扰电流的影响,本文提出对占空比进行反馈电流补偿。原理图如图4 所示,其中 Δ D(n)模块如图3。
设某时刻采样电流I(n),引入的干扰电流为Δ I(n),则经过无差拍并网控制器计算的占空比误差为 Δ D(n)。由式(8)可得
其中,ΔI(n) =k(I*(n) -I(n)) ,且k是在实际调试过程中得到的补偿系数。
则补偿后的占空比为
对于三相光伏并网逆变电路而言,由基尔霍夫定律得到三相系统逆变器的三个电压环路,彼此并不独立,相当于只有两个独立方程。由于逆变器开关上下桥臂的导通在一个控制周期内是对等的,即可得到逆变器开关器件每个采样周期内的占空比D(n)[8]。并采用上述补偿方法进行各个补偿,可得到补偿后的占空比。所以该补偿方法同样适用于三相逆变电路。
4 实验验证与分析
为了验证无差拍电流控制补偿方法的正确性,本文在Matlab/Simulink仿真平台中搭建了基于无差拍控制的单相并网系统仿真模型,其中包括光伏电池模块,MPPT模块,PWM模块,DC-DC升压模块,无差拍控制模块,以及后端的逆变模块和滤波模块。电路原理图如图4。
光伏电池经DC/DC升压模块,使光伏阵列等效直流输出电压为400 V。逆变模块中开关频率为6k Hz,R为20 Ω,滤波电感5e-2 H。共模电容Cpv为20 μF。逆变电流仿真如图5。
由图5(a)所示,当漏电流为0 时,逆变电流波峰为12.8 A。添加共模电容Cpv产生漏电流,有干扰电流后,逆变电流增加,波峰增大为13.4 A。且在实际电路中,由于漏电流的大小不确定,会使逆变电流瞬间不同程度的增大,造成系统不稳定。
图5(b)为补偿后的波形仿真图,补偿后逆变电流波峰为12.85 A,漏电流对逆变电流的影响减小,波形与无漏电流时几乎重合,验证本文提出补偿占空比可以消除漏电流对逆变电流影响的正确性。
为了说明漏电流对MPPT的影响,本文采用QSM125-170X电池板[13],在Matlab/Simulink仿真环境中设置t为0.1 s时,温度不变(25℃),光伏组件日照强度由300 W/m2变为1 000 W/m2。在同样的条件下,无漏电流和不同大小的干扰电流时,输出功率如图6(a)。由图6(a)知:1)当寄生电容Cpv(取10 μF)较小,漏电流对采样电流的干扰 Δ I小,但满足第二种情况时,造成最大功率的误判。若干扰电流比较恒定,则实际的最大功率点小于光伏组件真实的最大功率点。2)当寄生电容Cpv(取10 μF)较大,漏电流对采样电流的干扰 Δ I较大,处于第三种情况下,功率一直处于振荡状态,找不到最大功率点。
为验证对占空比的补偿可以消除漏电流对MPPT影响的正确性,本文以型号为SM125-170X的电池板搭建小功率实验平台,并通过实验测得补偿占空比后电池板在跟踪过程的实验数据如表1。分别令共模电容Cpv取10 μF,10 n F。用灵敏电流表测得漏电流值分别为1.75 m A和8.69 m A时,在跟踪过程的不同时刻的功率值。并取其多次测量的平均值与仿真实验对比如图6(b)所示。由图6(b)可知,仿真结果和实验数据基本保持一致,验证本文提出的通过补偿占空比,可消除漏电流对逆变电流及MPPT的影响。
5 结论
本文通过对无差拍电流控制的单相光伏并网逆变电路漏电流的产生原因以及流通回路进行分析,说明了漏电流的存在对逆变电流以及MPPT的影响,且当漏电流产生的大小不同时,对逆变电流和MPPT的影响也不同,说明消除漏电流的重要性。并提出了一种通过补偿占空比,消除漏电流影响的方法。最后通过Matlab/Simulink系统仿真和实验数据比较,验证该方法可以有效地消除漏电对逆变电流的影响,且可以实现最大功率的准确跟踪。
摘要：为实现逆变系统高质量并网电流的输出,漏电流的消除对非隔离型光伏并网逆变器至关重要。分析了非隔离型单相并网逆变器漏电流的产生机理和流通回路,并基于无差拍电流控制原理,说明漏电流对逆变电流以及MPPT的影响。提出了一种基于无差拍电流控制的单相光伏并网逆变器漏电流补偿方法,并在Matlab/Simulink环境下进行仿真。通过仿真结果和实验测得值相比较表明,通过对逆变器占空比的补偿,可以有效地消除漏电流对逆变电流的影响,从而避免功率跟踪中出现误判或者找不到最大功率点的情况,实现逆变电流高质量输出和最大功率的正确跟踪。
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