双基地合成孔径雷达

双基地合成孔径雷达（共6篇）

双基地合成孔径雷达 篇1

一、引言

双基地合成孔径雷达通过发射机发身线性调频信号, 由接收机接收回波, 之后通过对这些回波信号进行处理得到地面图象。双基地合成孔径雷达由于其隐蔽性、抗干扰性、反截获能力强, 获取地面信息丰富等优点, 被测绘、民用尤其是军用领域广泛看好。

通常情况下, 双基地SAR成像算法都是针对正侧视情况下回波进行成像, 但是由于双基地SAR斜视成像在实际应用中具有很高的灵活性, 它通过改变波束的斜侧视角, 可以对前方的目标预先成像、对后方的目标再次成像, 能够提高平台的隐蔽性, 这对于现代条件下局部战争的战场侦察具有重要意义。此外, 在星载SAR中, 虽然可以进行天线指向补偿, 雷达与探测带内目标之间仍会存在一斜视角度, 因此对双基地SAR斜视模式成像对于双基地SAR实际应用是非常重要的。

但是斜视角下双基地SAR探测模式下, 回波信号存在着严重的距离——方位耦合, 并且距离徙动非常严重, 所以正侧视模式下的双基地SAR成像算法会造成图象散焦等情况导致图象质量严重下降, 它已经无法满足斜视角下双基地SAR成像的要求。本文就通过对RD算法的改进来实现大斜视角下双基地SAR成像。

二、双基地SAR回波模型

图1所示即为双基地SAR几何模型, 发射机与接收机平行, 速度相同, 表示斜视角, 脚标R和T分别表示接收机与发射机。Rrcen和Rtcen分别表示发射平台与接收平台正侧视情况下的最短距离。和分别表示方位慢时间与距离快时间。

假设双基地SAR发射信号为线性调频信号, K为调频率。双基地SAR距离历史为:

经过基带解调后, 参照文献, 回波信号可通过距离快时间和方位慢时间来表示如下:

三、点目标二维谱分析

本文成像算法主要是通过对二维频域回波进行处理来完成的, 将回波信号进行时间与方位的二维傅立叶变换, 很方便就能得到回波信号的二维频谱, 如下:

其中:

其中, 分别表示距离向频率和方位向频率, Rcen以及k1、k2、k3和k4的定义请参考文献。

首先我们将 (2) 式中用下面的展开式进行替换:

将 (4) ~ (6) 式代入 (2) 式, 我们就可以得到关于回波信号的二维频谱, (2) 式中的相位项可以分解为以下几项:

其中每一项详细分析如下:

第一项是距离调制相位项,

这一项是关于的函数, 可以与其其他相位分离开, 因此, 距离压缩就可以在进行距离向傅立叶变换后直接用一个相位乘来完成。这一过程与单基SAR处理基本相似, 双基几何模型对它基本没有什么影响。

第二项是方位向调制相位项,

这一项只与有关, 与距离项一样, 方位压缩可以在距离多普勒域通过相位乘来完成。

第三项是距离单元徙动相位项,

是关于的线性函数, 表征了距离单元徙动的大小, 由于系数k和Rcen全部都是距离相关的, 所以距离徙动项补偿应该在距离多普勒域来完成。

第四项是二次距离压缩相位项,

这一项主要是距离项与方位向之间的耦合相位项, 这一相位的处理对于大斜视角、高分辨率、大孔径雷达成像显得尤为重要, 如果不消除它, 距离方位耦合将导致严重的分辨率下降、图像散焦等情况, 尤其是距离向。通常消除它们之间的耦合都采用二次距离压缩的方法, 这里的距离方位耦合是通过在二维频域进行补偿的。

最后一项是残余相位项,

这一项对图像聚焦处理不产生影响, 一般可忽略不计。

四、RD算法改进以及仿真

通过上文的分析, 可以很简单地得到如下的算法流程图:

利用以上改进算法, 进行数据仿真实验, 实验参数如下表所示:

利用以上的防真参数, 通过MATLAB防真, 可以得到清晰的点目标图象, 如下:

五、结论

经过以上的讨论, 我们可以发现, 利用改进的RD算法在二维频域内进行成像, 可有效消除距离方位耦合、距离方位徙动等对于成像不利的因素。

参考文献

[1]Lorti D C, Bowman J J.Will tactical aircraft use bistatic radar.Microwave Systems News, vol.8, no.9, Sept.1978, pp.49-52, 54

[2]皮亦鸣, 杨建宇。合成孔径雷达成像原理。成都:电子科技大学出版社。2007.

[3]杨振起.双 (多) 基地雷达系统.北京:国防工业出版社, 2003

[4]Otmar Loffeld, Holger Nies, Valerij Peters, Stefan Knedlik, Models and Useful Relations for Bistatic SAR Processing, IEEE Trans.on GRS, Vol.42, No.10, Oct.2004, pp.2031—2038

[5]Chang C Y, Jin M, Curlander J C.Squint mode SAR processing algorithms.IEEE

[6]Lampropoulos G A, A new two-dimensional squint mode SAR processor, IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, vol.32, no.2, April1996, pp.854-863

干涉合成孔径雷达成像技术 篇2

1 干涉合成孔径雷达测高基本原理

SAR有很强的高分辨率,但是基于二维平面,具体来说,它基于长的合成孔径阵列得到较高的横向分辨率,利用信号的宽频带得到距离向的高分辨率。然而实际地形上是三维空间,可以通过航向的法平面表示测高原理,如图1所示,在不同的两个位置分别设置一个接收天线,天线1的斜距是r1,天线2测得斜距为r2=r1+Δr。对两个天线所测得的斜距分别画圆弧q1和q2,那么目标便位于圆弧的交点上。因此只要天线的位置和斜距已知,就可以从几何关系确定P点的高度。InSAR便是基于此原理完成高度测量的[1]。

2 干涉合成孔径雷达测高过程

如前所述,InSAR测量高度的几何原理并不复杂,而实际则不然,这主要是由于无法从复图像直接获得相位的真值。所以高程测量的核心问题就是如何得到干涉相位的真值。干涉法测高的基本过程可以包括6个步骤:(1)两接收分别成像。(2)图像配准。(3)降噪滤波。(4)生成干涉相位及去平地相位。(5)二维相位解缠。(6)恢复平地相位。文中主要讨论InSAR成像处理中两大的关键步骤,即去平地相位以及相位解缠[2]。

3 去平地相位

去平地相位之前首先要生成干涉相位。通常是将一幅复图像f1(x,r)取复共轭,与另一幅图像的f2(x,r)相乘。然后将相乘后的相位取出,得到原始的干涉相位,如式(1)所示

φo(x,r)=arg[f1(x,r)*f2(x,r)] (1)

然而干涉相位的真实值不仅是目标高度的函数,还是目标水平地面距离的函数,即对水平地面,干涉相位随水平地面距离而改变,在干涉相位图中表现为近密远疏的干涉条纹。图2给出高度3 000 m,波长0.03 m,基线倾角30°,基线长度为20 m的水平地面的干涉条纹三维图像。由于条纹的密集度远大于目标高度引起的干涉条纹,所以在相位解缠之前,要将地面对应的干涉相位去掉,即去平地相位,这有利于后续的相位解缠[3]。

4 二维相位解缠绕

相位解缠是InSAR处理中的一个重要组成部分。从SAR复图像中得到的干涉相位与地形有关[4]。由于三角函数的原因,实际只能得到相位主值。计算目标高度,则要在干涉相位值加上2π整数倍,这称为相位解缠。

4.1 相位解缠绕的原理

对于一维相位解缠,解缠前相邻点的相位差绝对值<π,需要把线上的采样点按照顺序分别求出相邻点的解缠绕值。

假设φ(m)为缠绕相位,ϕ(m)解缠绕相位,此时m=1,2,3,…,M。路径积分解缠法可以表示为

ϕ(1)=φ(1),ϕ(m+1)=φ(m)+Δ(m) (2)

其中

$\text{Δ}(m)=\{\begin{array}{l}\phi (m+1)-\phi (m),\left|\phi (m+1)-\phi (m)\right|＜\text{π}\\ \phi (m+1)-\phi (m)-2\pi ,\phi (m+1)-\phi (m)＞\text{π}\\ \phi (m+1)-\phi (m)+2\pi ,\phi (m+1)-\phi (m)＜-\text{π}\end{array}$

这样就能逐一推导,获得真实相位。

对于二维解缠绕,如果选择不同的积分路径,得到的结果很可能也不同,主要是相位中残点的干扰。在上面的二维序列中残点出现在它的中心。对于包围一个残点的路径积分不会为零。对于包围多个残点的环路积分,如果正负残点个数不等,环路积分也不等于零。所以残点便是造成二维相位解缠结果不惟一的直接原因。为解决不唯一性,提出了基于局部的方法和基于基于整体的方法。文中只讨论分支截断法和最小二乘方这两种基本算法。

4.2 分支截断法

分支截断方法就是将残点的影响控制在一定的范围里。其原理是,闭合回路中有残点并且正负残点的个数相同时,环路积分是0。对于闭合回路中无残点时,环路解缠绕的相位差是0。需要把残点连接成分支,并使正负残点数相等,使用路径积分进行相位解缠并且积分路径不能穿过分支,这便使得环路积分为零,保持了相位解缠绕的惟一性,如图3所示。

4.3 最小二乘法

最小二乘法首先设相位解缠绕结果是ϕ(m,n),ϕ(m,n)的横向和纵向的一阶差分犹豫解缠绕的误差导致与缠绕相位φ(m,n)求出的一阶差分不相等。若使二者近似相等,把一阶差分的均方误差作为目标函数,并使其最小化,便得到最近似的ϕ(m,n)。

设缠绕相位为φ(m,n),解缠相位为ϕ(m,n)。其行向一阶差分和纵向一阶差分分别为Δx(m,n)和Δy(m,n)

$\text{Δ}{}^x(m,n)=\{\begin{array}{l}\phi (m+1,n)-\phi (m,n)-2\text{π},\phi (m+1,n)-\phi (m,n)＞\text{π}\\ \phi (m+1,n)-\phi (m,n),\left|\phi (m+1,n)-\phi (m,n)\right|＜\text{π}\\ \phi (m+1,n)-\phi (m,n)+2\text{π},\phi (m+1,n)-\phi (m,n)＞-\text{π}\end{array}(3)$

$\text{Δ}{}^y(m,n)=\{\begin{array}{l}\phi (m,n+1)-\phi (m,n)-2\text{π},\phi (m,n+1)-\phi (m,n)＞\text{π}\\ \phi (m,n+1)-\phi (m,n),\left|\phi (m,n+1)-\phi (m,n)\right|＜\text{π}\\ \phi (m,n+1)-\phi (m,n)+2\text{π},\phi (m,n+1)-\phi (m,n)＞-\text{π}\end{array}(4)$

然后求解使式(5)最小的ϕ(m,n)

${\displaystyle \sum _{m=0}^{{\rm M}-2}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}[}}\text{ϕ}(m+1,n)-\text{ϕ}(m,n)-\text{Δ}{}^x(m,n)]{}^2+{\displaystyle \sum _{m=0}^{{\rm M}-2}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}[}}\text{ϕ}(m,n+1)-\text{ϕ}(m,n)-\text{Δ}{}^y(m,n)]{}^2(5)$

将式(5)对相位矩阵φ中的ϕ(m,n)求偏导数,使得偏导数为0,即最优值。所以解为

ϕ(m+1,n)+ϕ(m-1,n)+ϕ(m,n+1)+ϕ(m,n-1)-4ϕ(m,n)=Δx(m,n)-Δx(m-1,n)+Δy(m,n)-Δy(m,n-1) (6)

式(6)给出了最小二乘意义下解缠绕相位与缠绕相位差分二者的关系,改写为

[ϕ(m+1,n)-2ϕ(m,n)+ϕ(m-1,n)]+[ϕ(m,n+1)-2ϕ(m,n)+ϕ(m,n-1)]=ρ(m,n) (7)

其中

ρ(m,n)=[Δx(m,n)-Δx(m-1,n)]+[Δy(m,n)-Δy(m,n-1)] (8)

为保证延拓边界的光滑性,处理边界问题,要先对函数图像进行二维镜像反射,再进行周期延拓,这可以利用快速傅里叶变换求解。快速傅里叶变换求解Possion方程可以使运算速度加快。

二维镜像反射如图4所示,在二维平面内,将φ(m,n)以m=M-1为轴做镜像反射,再以n=N-1为轴作镜像反射,得到$\tilde{\phi }(m,n)$。如式(9)所示。

$\tilde{\phi }(m,n)=\{\begin{array}{l}\phi (m,n),0\le m\le {\rm M}-1,0\le n\le {\rm N}-1\\ \phi (2{\rm M}-1-m,n),{\rm M}\le m\le 2{\rm M}-1,0\le n\le {\rm N}-1\\ \phi (m,2{\rm N}-1-n),0\le m\le 2{\rm M}-1,{\rm N}\le n\le 2{\rm N}-1\\ \phi (2{\rm M}-1-m,2{\rm N}-1-n),{\rm M}\le m\le 2{\rm M}-1,{\rm N}\le n\le 2{\rm N}-1\end{array}(9)$

然后再将$\tilde{\phi }(m,n)$在二维平面上延拓成周期函数。

再对式(7)用傅里叶变换求解,得

$\Phi (k,l)={\rm P}(k,l)/\left(2\cos \frac{\text{π}k}{{\rm M}}+2\cos \frac{\text{π}l}{{\rm N}}-4\right)(10)$

其中,Φ(k,l)表示ϕ(m,n)的二维镜像反射$\tilde{\phi }(m,n)$的快速傅里叶变换;P(k,l)为ρ(m,n)的傅里叶变换。那么对Φ(k,l)进行二维逆傅里叶变换便可得$\tilde{\phi }(m,n)$。

4.4 实验结果

下面利用高斯山模型进行InSAR成像,解缠方式分别采用分支截断法和最小二乘法。图5表示高斯山区平地相位后的图像。

平地相位去除后,相位图只表现相位缠绕,可见有些相位不是真实相位。图6和图7分别用分支截断法和最小二乘法对其进行相位解缠。

从解缠结果来看,分支截断法较好地保持了原始相位,取得了较好的结果,其信息损失主要集中在枝切线上,如图7所示。而最小二乘法恢复出的相位误差要比分支截断法严重,主要原因是由于解缠绕处理时把正常点与残点同时加入计算,产生了不良影响,如图8所示。但由于其利用了快速傅里叶变换算法,因此计算效率高。

5 结束语

文中对干涉合成孔径雷达测量高程的原理及过程进行了简单的介绍,通过对一些常用算法的编程实现,比较了基于整体的最小二乘相位解缠算法和基于局部的分支截断相位解缠算法,可以看出,分支截断相位解缠算法解缠效果较好,基本保持了原始相位的精度。最小二乘法恢复出的相位误差要比分支截断法严重,但由于其利用了快速傅里叶算法,因此计算效率高。

摘要：介绍了合成孔径雷达的成像原理,简述了InSAR的测高步骤,重点论述了去平地效应和两种相位解缠算法,最后分别利用分支截断法和最小二乘法两种解缠算法,进行了高斯山模型的解缠绕仿真,并对结果进行了简要的分析。分析结果表明,分支截断解缠绕算法解缠效果较好,基本保持了原始相位的精度。而小二乘法恢复出的相位误差比分支截断严重,但计算率高。

关键词：干涉合成孔径雷达,去平地相位,相位解缠

参考文献

[1]保峥,邢孟道,王彤.雷达成像技术[M].北京:电子工业出版社,2005.

[2]穆冬.干涉合成孔径雷达成像技术研究[D].南京:南京航空航天大学,2001.

[3]刘永坦.雷达成像技术[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社,1999.

合成孔径雷达散射波干扰研究 篇3

1 合成孔径雷达

雷达产生于二战中, 随着科学技术的发展, 雷达技术在不断完善和更新。在战场上, 人们越来越希望在雷达屏幕上看到清晰的目标图像, 而不是一个移动的闪烁点。合成孔径这一概念最早是由美国古德依尔宇航公司的威廉提出的, 其研究的最初目的就是提高雷达角分辨率。我国在70年代中期的时候, 中国科学院电子研究所率先开展了合成孔径雷达 (SAR) 的研究。在1979年的时候, 研制成功中国第一部机载SAR样机, 出现了第一幅雷达图像。在以后的几年中, 合成孔径雷达不断创新和完善, 在军事上取得显著成果。

(1) 战略应用。合成孔径雷达能够全天候对战事进行侦查, 对军事动态进行监视, 以此来达到制定出合理军事战略的目的。另外, 战略导弹终端要点可以对目标进行防御和识别, 自动导引战略多弹头执行任务。

(2) 战术应用。合成孔径雷达能够对大型飞机群、坦克群、停机坪进行成像监视, 探测反坦克雷场, 对规划军事战术具有促进作用。

(3) 特种应用。合成孔径雷达可以应用在强杂波背景下, 对低空或超低空目标进行跟踪和探测, 从而对目标物进行动态和静态测量。

2 合成孔径雷达散射波干扰原理

合成孔径雷达散射波的干扰原理如图1所示:

图中所示雷达波从t1时刻到t2时刻照射到目标, 和一般模式的SAR相比较, 雷达脉冲从发射原点到接收目标过程中的传播路径不再是雷达和目标之间的两倍距离。散射波干扰的距离是从雷达传到干扰机, 再由干扰机转发给目标, 经过目标散射后最终被雷达所接收而经过的路程。随着干扰脉冲转变途径的变化, 干扰回波与匹配滤波器之间的多普勒参数会失配。假设目标干扰脉冲的传播路径是:

公式中, h是干扰机的投影高度, △R是目标和干扰机相对地面投影点的斜距离偏移。

经过以上数据分析得出目标散射干扰回波多普勒参数fn和ft。假如目标散射干扰回波和匹配滤波器之间的多普勒参数失配, SAR图像就会出现干扰图像, 其干扰效果在于两者的多普勒参数大小。由此可见, 散射波的干扰程度比一般光波的干扰力度要强很多。

3 合成孔径雷达散射波干扰效果分析

一般来说合成孔径雷达产生的干扰回波与匹配滤波器之间都存在成像问题, 主要有两种:残遗距离迁移曲线和方位二次相应误差。

多普勒参数失配往往使得干扰回波存在残遗曲线△R。从分析来看△R在合成孔径区间内的最大跨度为T, 在半个距离单位内为t。在计算时一般忽略残遗距离迁移曲线对输出误差的影响。即:T≤t/2。

另外, 因为多普勒调频失配产生二次方位误差△Q时, 使得输出结果散焦, 因而出现方位误差小于4/π, 即:△Q (Ts/2) ≤4/π。

在散射干扰下, 干扰地区中不同目标的散射干扰回波和匹配滤波器之间的多普勒参数失配大小是不同的。当其同时满足以上两个公式时, 就可以定义为干扰目标能得到近似完全匹配的处理方法, 这时散射波所显示的SAR图像是虚假的。假如散射波干扰回波和匹配滤波器之间的多普勒参数失配程度增大, 干扰目标的输出质量会大大下降。当多普勒参数失配程度达到相关数值时, 各种目标质量的恶化程度会越来越明显。这时散射波对SAR图像所产生的图像是散焦图像, 从而牵制干扰效果。

结合以上所描述的, 散射波对SAR图像所产生的干扰影响有下面三种:

(1) 散焦图像制压干扰。

(2) 虚假图像欺骗干扰。

(3) 散焦图像制压干扰+虚假图像欺骗干扰。

以上介绍了在合成孔径雷达基础上, 描述了合成孔径雷达散射回波不同的干扰模式, 用切实数据分析得出了干扰效果量化的参数。在实际情况下要具体分析不同的合成孔径雷达散射波对SAR图像所造成的干扰影响。

4 结束语

通过以上分析可得知:散射波对合成孔径雷达具有较强干扰作用, 在军事上占有重要地位。散射波干扰形成的干扰信号能够保留信号相关性和地面物品回波, 在原有信号不受破坏的情况下, 将信号完好无损传送到信息平台。另外, 散射波具备更高效的干扰系统, 能够收集到更为丰富的信息。因此, 技术人员要加强对合成孔径雷达散射波的干扰研究力度, 为我国的科技事业贡献一份力。

摘要：随着科学技术的发展, 合成孔径雷达越来越受到人们的关注。合成孔径雷达是一种向目标发射电磁波, 然后依靠接收到的目标信号而成像的一种有源系统。近年来, 人们对合成孔径雷达散射波的干扰研究比较深入, 广泛应用于军事。本文就散射波对合成孔径雷达干扰的信号特点和干扰效果进行了具体分析。

合成孔径雷达的系统性能研究 篇4

关键词：合成孔径雷达,雷达方程,信噪比

1 引言

雷达方程是雷达系统性能的重要体现, 它集中地反映了与雷达探测距离有关的因素以及它们之间的相互关系。研究雷达方程可以用它来估算雷达的作用距离, 同时可以深入理解雷达工作时各分机参数的影响, 对于雷达系统设计中正确地选择分机参数有重要的指导作用。

虽然合成孔径雷达 (SAR) 方程与普通雷达方程一样, 是从已知的SAR发射机、天线、传播路径和目标参数计算回波信号强度的基本方程, 但是SAR有其独特的特点, 其性能方程也与普通雷达方程有所不同。本文在普通雷达方程的基础上, 结合SAR系统的特点, 考虑影响SAR系统的各种因子, 推导出适合SAR系统的方程, 然后给出了一个性能算例, 来说明SAR方程在SAR系统参数设计中的指导作用。

2 合称孔径雷达的系统性能

对于合成孔径雷达, 系统性能与很多参数有关, 其中大部分参数都呈非线性关系, 信噪比是SAR成像的度量标准, 通过雷达方程, 可以写出SAR成像信噪比的表达式:

其中, Gr表示在距离向脉冲压缩过程中引入的信噪比增益, Ga表示方位向处理过程中引入的增益, GrGa就表示信号处理增益。Pt为雷达发射功率, Gt为雷达天线增益, σ为目标的散射截面积 (其量纲是面积) , R为雷达天线作用距离, Ar为雷达接收天线的有效接收面积, Fn为接收机的噪声系数, T0为标准室温, 一般取290K, Bn为噪声带宽, L表示各种损耗引入的损失系数。

2.1 天线性能影响

式 (1) 中有效面积Ar与天线孔径的物理面积存在如下关系式:

其中, ηap表示天线的孔径效率, 通常ηap≈0.5

将天线增益和有效面积之间的关系式: (λ为所用波长) 和 (2) 式代入到 (1) 式中, 可得:

距离向处理增益Gr是与脉压过程中噪声带宽的减小有关的, 关系式为:

式中:Teff为雷达有效脉冲宽度, Lr表示非理想距离向滤波后信噪比增益的减少量。如果没有注明, 一般取Lr≈awr≈1.2, 这里awr是距离向脉冲响应展宽因子。

而方位向处理的信噪比增益是和多脉冲的相干积累有关的, 脉冲总数是由PRF及孔径时间决定的, 也就是和雷达平台速度和合成空间物理量纲有关, 相应的就是由方位向分辨率决定的, 表达式如下:

式中N为脉冲总数, fp即PRF, ρa表示方位向分辨率, va为雷达平台的飞行速度, αdc表示斜视角, awa为方位向脉冲响应展宽因子, La表示非理想方位向滤波后的信噪比增益的减少, 一般La≈awa≈1.2。

将 (4) 、 (5) 式代入 (3) 式中:

2.2 发射机性能影响

发射机的性能主要有 (1) 工作的频率范围, (2) 输出的峰值功率, (3) 允许的最大占空比, 这三个性能的影响。首先定义占空比为:

这里Pavg表示发射的平均功率, 定义式为:

发射功率容量和带宽与发射的技术有很大关系。若给定单脉冲距离分辨率, 则信号带宽可以表示为:

这里ρr为距离向分辨率。通常雷达的最大占空比小于35%。

将 (8) 式代入 (6) 式, 可得:

2.3 RCS的影响

RCS反映的主要是目标的散射特性。通常目标是分布在一定范围内的, 在推导过程中, 定义了一个照射单元的规范散射系数, 而实际照射区域就是一个分辨单元的区域, 具体关系式如下:

这里σ0为目标的散射系数 (m2/m2) , 是与频率有关的量, 通常与fn成正比, 一般0<n<1。ψg表示入射角, 根据几何关系可以写出:

这里h表示雷达高度。

将 (11) 、 (12) 式代入到 (10) 式可得:

对于选取的自变量不同, 还可以写出多种表达式, 但是特别要注意:SNR与方位向分辨率无关。

3 合成孔径雷达性能算例

选取的雷达基本参数如表1所示。同时选取:La=awa=1.2, Lr=1.2, L=5dB, Fn=5dB, k=1.38×10-23J/K, T0=290K, ηap=0.5, AA=7.7×10-3m2, σ0=-20dB。

将这些参数代入到公式 (13) , 就可以得到成像信噪比与发射机的平均功率之间的关系:

通常SAR成像的信噪比至少要达到5-10dB, 所以可以得到发射功率至少要达到6.025kw～19.054kw。

由此可以看出, 研究SAR方程对于SAR系统设计中正确地选择分机参数有重要的指导作用。

4 小结

本文详细地导出了合成孔径雷达方程, 并给出了性能算例, , 对于合成孔径雷达系统工作者具有重要的参考价值。

参考文献

[1]袁孝康.合成孔径雷达方程.上海航天, 2002 (3) :1-5

[2]谢亚楠.雷达方程在星载合成孔径雷达中的应用研究.上海航天, 2002 (6) :1-4

[3]Merrill I Skolnik.雷达系统导论.北京:电子工业出版社, 2010年:1~23.

对合成孔径雷达的弹射式干扰研究 篇5

对合成孔径雷达弹射式干扰的工作原理是侦察对方SAR发射的信号,然后向地面目标转发此信号,信号通过地面反射被SAR接收,由于干扰信号与SAR回波信号性质相同,将通过SAR系统,在成像处理中产生虚假目标,从而掩盖真实目标[1]。

1 弹射式干扰模型

弹射式干扰的工作原理[2]:干扰机接收SAR信号,将信号放大并转发到目标区域。干扰信号通过目标的散射一部分被SAR接收。这样SAR接收到的信号不仅包含了目标对SAR发射波的后向散射波,而且包含了目标对干扰机产生干扰信号的散射波。其中干扰信号和目标信号相似,是线性调频信号,并且也有多普勒频率。图1给出了在点目标的情况下,雷达、干扰机和目标的空间分布图。

图中干扰机位于B点,坐标为(xB,yB,zB),距离地面高度为h;SAR高度为H,沿x轴以速度v作匀速运动;C为干扰区域内一散射点,坐标为(xC,yC,zC)。由图1可知,zB=h,干扰机与雷达之间的垂直斜距为$r{}_B=\sqrt{({\rm H}-h){}^2+y{}_B^2}$,散射点与雷达之间的垂直斜距为$r{}_C=\sqrt{{\rm H}{}^2+y{}_C^2}$。

假设t=0时刻,SAR位于A点,则在任意时刻,雷达与干扰机的距离为

$R{}_{AB}(t)=\sqrt{(vt-x{}_B){}^2+r{}_B^2}\approx r{}_B+\frac{(vt-x{}_B){}^2}{2r{}_B}(1)$

干扰机与目标散射点的距离

$R{}_{BC}(t)=\sqrt{(x{}_B-x{}_C){}^2+(y{}_B-y{}_C){}^2+h{}^2}(2)$

散射点与雷达的距离

$R{}_{AC}(t)=\sqrt{(vt-x{}_C){}^2+r{}_C^2}\approx r{}_C+\frac{(vt-x{}_C){}^2}{2r{}_C}(3)$

1.1 SAR接收信号

假设t时刻,SAR发射线性调频信号[3]是

p(τ)=a(τ)exp(jω0τ)exp(jπkτ2) (4)

若干扰机将接收到的雷达信号转投到C点,信号经C点散射后被雷达接收。则t时刻,雷达接收到来自C点的信号可表示为

$\begin{array}{l}s{}_r(\tau ,t)=\sigma {}_{t}p\left(\tau -\frac{R{}_{{\rm T}}(t)}{c}\right)+\sigma {}_{d}p\left(\tau -\frac{R{}_D(t)}{c}-\tau {}_d\right)=\sigma {}_{t}a\left(\tau -\frac{R{}_{{\rm T}}(t)}{c}\right)\exp \left(-\text{j}\frac{2\text{π}R{}_{{\rm T}}(t)}{\lambda }\right)\exp \left[\text{j}\text{π}k\left(\tau -\frac{R{}_{{\rm T}}(t)}{c}\right){}^2\right]+\sigma {}_{d}a\left(\tau -\frac{R{}_D(t)}{c}-\tau {}_d\right)\exp \left\{-\text{j}2\text{π}\left[\frac{R{}_D(t)}{\lambda }+f{}_0\tau {}_d\right]\right\}\\ \exp \left\{\text{j}\text{π}k\left[\tau -\frac{R{}_D(t)}{c}-\tau {}_d\right]{}^2\right\}(5)\end{array}$

式中,σt和σd分别代表回波中目标信号和干扰信号的散射强度;τd是干扰机转发信号的延迟时间;RD(t)是从雷达到干扰机,然后到目标点,再回到雷达天线的总距离,即

RD(t)=RAB(t)+RBC+RAC(t) (6)

RT(t)是雷达与目标之间距离的两倍,即

RT(t)=2RAC(t) (7)

由式(5)可见,雷达回波是同一信号不同延时的和。

1.2 干扰信号的距离向压缩和多普勒频率

对式(5)作距离向压缩处理,处理后的表达式为

$s{}_r(R,t)=\sigma {}_t\exp \left[-\frac{\text{j}2\text{π}R{}_{{\rm T}}(t)}{\lambda }\right]\sin c\left\{\frac{2\text{π}B{}_r}{c}\left[R-\frac{R{}_{{\rm T}}(t)}{2}\right]\right\}+\sigma {}_d\exp \left\{-\text{j}2\text{π}\left[\frac{R{}_D(t)}{\lambda }+f{}_0\tau {}_d\right]\right\}\sin c\left\{\frac{2\text{π}B{}_r}{c}\left[R-\frac{R{}_D}{2}-\frac{c\tau {}_d}{2}\right]\right\}(8)$

式中,Br是发射信号带宽;$R=\frac{c}{2}\tau$;t是慢时间。

从式(8)可以看出,单点目标信号经距离压缩后,在距离向上得到两个目标,位置分别为

$\{\begin{array}{l}S{}_a=R{}_{{\rm T}}(t)/2\\ S{}_b=R{}_D(t)/2+c\tau {}_d/2\end{array}(9)$

式中,Sa反映了目标的真实距离,是雷达信号直接作用于目标产生回波的贡献;Sb是产生的干扰目标的距离,它由干扰机位置、目标位置、干扰机延迟共同决定。真实目标和假目标的距离分辨率都是c/2Br。

接着考虑干扰信号的方位压缩,将RD(t)对慢时间t求导得到多普勒频率fdD。由式(1)～式(3)可得

$\begin{array}{l}f{}_{dD}=-\frac{1}{\lambda }\frac{\text{d}}{\text{d}t}[R{}_{AB}(t)+R{}_{BC}+R{}_{AC}(t)]=-\frac{1}{\lambda }\left\{\left[r{}_B+\frac{(vt-x{}_B){}^2}{2r{}_B}\right]+\left[r{}_C+\frac{(vt-x{}_C){}^2}{2r{}_C}\right]\right\}=\\ \frac{v}{\lambda }\left[\frac{x{}_B-vt}{r{}_B}+\frac{x{}_C-vt}{r{}_C}\right](10)\end{array}$

再对式(10)求导可得多普勒频率的变化率f′dD

$f^{\prime }{}_{dD}=-\frac{v{}^2}{\lambda }\left[\frac{1}{r{}_B}+\frac{1}{r{}_C}\right](11)$

假设rB≈rC,此时式(10)可以表示为$f{}_d=\frac{v}{\lambda }\left[\frac{x{}_B+x{}_C-2vt}{r{}_C}\right]$,多普勒零频率将出现在$vt=\frac{x{}_B+x{}_C}{2}$处。此时,多普勒频率的变化率可表示为$f^{\prime }{}_d=-\frac{v{}^2}{\lambda }\frac{2}{r{}_C}$,由此可见,干扰信号在方位向上近似于线形调频信号,而且调频斜率与目标信号近似,多普勒中心是$\frac{v}{\lambda }\frac{x{}_C+x{}_B}{r{}_C}$,因此干扰信号能被压缩成像。

1.3 干扰效果理论分析

弹射式干扰信号是干扰机转发的雷达信号,再经地面目标散射而形成,雷达接收到的干扰区域某目标的干扰信号与该目标点的真实回波信号的区别在于,信号所经历的路程不同,后向散射系数不同。由于弹射式干扰信号在传播路径中发生了改变,因此干扰信号经成像处理后产生的干扰点相对应于真实目标点出现的位置会有偏差。这个位置偏差同干扰机和散射目标的相对位置以及干扰机的转发延迟τd有关。

利用图1对干扰后成像点的位置与真实目标点的位置之间的关系进行讨论。设h≪H,散射目标点与干扰机与雷达的垂直斜距近似相等,即rB≈rC,干扰机的转发延时τd=0。

设C点真实信号的多普勒频率为fcD,由式(7)可得

$f{}_{cD}=-\frac{1}{\lambda }\frac{\text{d}R{}_{{\rm T}}(t)}{\text{d}t}=\frac{2v}{\lambda }\frac{x{}_C-vt}{r{}_C}(12)$

则由式(10)可得C点干扰信号的多普勒频率可写为

$f{}_{dD}=f{}_{cD}+\frac{v}{\lambda }\left[\frac{x{}_B-vt}{r{}_B}-\frac{x{}_C-vt}{r{}_C}\right]=f{}_{cD}+\text{Δ}f{}_d(13)$

由假设可得$\text{Δ}f{}_d=\frac{v}{\lambda }\left[\frac{x{}_B-vt}{r{}_B}-\frac{x{}_C-vt}{r{}_C}\right]\approx \frac{v}{\lambda }\frac{x{}_B-x{}_C}{r{}_C}$,通过对雷达波束内两个不同的点目标在同一时刻回波信号的多普勒频率的分析,可求得SAR图像中干扰点与真实散射点的方位向位置偏差a为

$a=\frac{\lambda r{}_C}{2v}\text{Δ}f{}_d=\frac{x{}_B-x{}_C}{2}(14)$

当$a＜\frac{\lambda r{}_C}{2v}(\text{Ρ}\text{R}\text{F}-f{}_{cD})$时,干扰信号的多普勒频率<PRF。若干扰机与散射点的方位向距离(xB-xC)过大,会使干扰信号的多普勒频率超过PRF,干扰区域的干扰信号频谱将被分成两段,从而形成两个干扰像。

由式(9)可知,在经过距离压缩后,干扰目标与散射目标之间的距离向位置差为

ΔS=Sa-Sb=RT(t)/2-RD(t)/2 (15)

将式(1)～式(3)、式(6)、式(7)代入式(15)中,可得

$\begin{array}{l}\text{Δ}S=\frac{1}{2}[R{}_{AB}(t)+R{}_{BC}-R{}_{AC}(t)]=\frac{1}{2}[r{}_B+\frac{(vt-x{}_B){}^2}{r{}_B}+\\ \sqrt{(x{}_B-x{}_C){}^2+(y{}_B-y{}_C){}^2+h{}^2}-r{}_C-\frac{(vt-x{}_C){}^2}{r{}_C}]=\\ \frac{1}{2}\sqrt{(x{}_B-x{}_C){}^2+(y{}_B-y{}_C){}^2+h{}^2}+\zeta (t)(16)\end{array}$

其中

$\zeta (t)=\frac{(vt-x{}_B){}^2-(vt-x{}_C){}^2}{2r{}_C}=\frac{(2vt-x{}_B-x{}_C)}{2r{}_C}(x{}_C-x{}_B)(17)$

由于rC≫(vt-xB),rC≫(vt-xC),故ζ(t)≪xC-xB。由式(16)知,ΔS的值同干扰机高度h、干扰机同散射点的方位向位置差(xB-xC)以及距离向位置差(yB-yC)有关。

2 实验仿真

合成孔径雷达接收机接收到的点目标弹射式干扰功率为

${\rm P}{}_{rj}=\frac{{\rm P}{}_{j}G{}_{j}G{}_r(\theta )\lambda {}^2\sigma {}_j}{(4\text{π}){}^{3}R{}_j^{2}R{}_r^{2}L{}_r}(18)$

式中,Pj为干扰机接收到SAR信号经放大后的功率;Gj为干扰机天线的增益;Gr(θ)为雷达天线的在干扰方向的天线增益;σj为目标散射截面积;Rj为干扰机到点目标的距离;Rr为目标点到雷达的距离。

合成孔径雷达接收机接收到的点目标回波功率为

${\rm P}{}_{rs}=\frac{{\rm P}{}_{t}G{}_r^2\lambda {}^2\sigma }{(4\text{π}){}^{3}R{}_t^{4}L{}_r}(19)$

式中,Pt为雷达的发射功率;Rt为雷达到目标的距离,在信号处理中,由于干扰信号与回波信号相似,能获得信号的处理增益,所得的点目标干信比为

$\text{J}\text{S}\text{R}=\frac{{\rm P}{}_{rj}}{{\rm P}{}_{rs}}=\frac{{\rm P}{}_{j}G{}_{j}G{}_r(\theta )\sigma {}_{j}R{}_t^2}{{\rm P}{}_{t}G{}_r^{2}R{}_j^2\sigma }(20)$

为验证弹射式干扰理论分析的正确性,将对面目标做干扰仿真。首先选取一幅河流图像作为场景进行SAR成像。仿真参数设置:信号载频10 GHz,脉冲重复频率500 Hz,脉宽3 μs,带宽50 MHz,采样频率100 MHz,天线真实孔径横向尺寸10 m,SAR下视角β=70°;取导弹在慢时间为零时刻的高度为20 km,速度vx=1 km/s,vy=0 m/s,vz=0 m/s,导弹做匀速直线飞行,取斜视角θ=0°,干信比定义为干扰功率与最强散射点回波功率的比值。用RD算法成像[4],未加干扰时如图2所示。

当只加一部干扰机,它的坐标为(200,5.42×104,10),单位m,此时加干扰后的SAR成像如图3所示。从仿真中可以看出,干扰后的图像是由原始图像和干扰图像叠加而成,干扰图像正如理论分析的那样,是原始图像扭曲变形的结果,它只能遮盖原始图像的1/2。如果再加一部干扰机,坐标为(-200,5.42×104,10),单位m,此时加干扰后的SAR成像如图4所示。

从仿真图像中可以看出,加了两部干扰机后,干扰图像就可以覆盖整个原始图像,从而对整个场景起到保护作用[5]。

3 结束语

从理论推导和实验仿真结果分析可以看出,弹射式干扰的结果就是原始图像与干扰图像的叠加,其中干扰图像相当于一幅由原始图像形变移位后的图像,它的干扰区域可以由干扰机位置和目标区域计算出。若要对整个目标场景进行保护,则需要两部以上干扰机对SAR进行协同干扰;若只对场景中的重要目标进行保护,则只需一部干扰机。

弹射式干扰不直接发射电波到空中,所以具有一定的隐蔽性,而且干扰信号与原始信号的相似性,容易通过SAR的接收机,从而更好地进行干扰。

参考文献

[1]丁鷺飞,耿富录.雷达原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,2002.

[2]李晨.合成孔径雷达有源欺骗干扰研究[D].南京:南京航空航天大学,2005.

[3]徐美林.对合成孔径雷达干扰与抗干扰及效能评估的研究[D].成都:电子科技大学,2005.

[4]保铮,邢孟道,王彤.雷达成像技术[M].北京:电子工业出版社,2005.

双基地合成孔径雷达 篇6

雷达的历史, 特别是早期历史富有传奇色彩。当Budrieri、Burns、Swords等人写好一批优秀的论文之后, 雷达的历史就随之开始了。在1886年Heinrich Hertz证实了无线电波的传播。1904年德国的杜塞尔布市的Huelsmeyer获得了第一个雷达的专利。Huelsmeyer称他的发明为“发射、接收赫兹波的装置, 如在波的投射方向上存在金属物体如舰船、火车等, 该装置可以示警”。1922年Tayler和Young在华盛顿的海军实验室完成了第一部舰船探测雷达。1922年Hyland制作了第一部飞机探测器。在1941年美国陆军的雷达发现了接近珍珠港的日军机群, 但当值的军官认为那是假目标。二战期间, 英国的Chain Home雷达系统的快速发展, 对于英国成功的防御德军的空袭起了很重要的作用。战后, 雷达更是飞速发展, 人们制造出了各种类型的雷达一直延用至今[1]。

合成孔径可以比喻成蜻蜓的复眼, 是同时多通道感知不同方位的信息, 再经过算法算出高分辨率图像的。而相控雷达实际任意时刻一般只有多点或一点被扫描, 相对合成孔径雷达速度上会有差异, 如果是在移动中去扫描别的大量的目标就会出现距离方位的误差增大或丢失目标的问题。所以飞机遥感测地雷达一般用合成孔径。

1.1 斜视机载雷达成象原理

如图1所示, 设X轴为现场的中心线, Q为线上的某一点目标, 载机以高度H平行于中心线飞行, 离中心线的最近距离RB为

当载机位于A点时, 它与Q点的斜距为

式中Xt为点目标Q的横坐标

1.2距离-速度压缩

我们考虑一个固定雷达方向不变的波束观测某一区域。我们意图获得回波信号, 此信号是距离、速度对时间的函数。举个例子来说, 有一个位于陆地朝向海面的雷达。我们可以设定该机载合成孔径雷达拥有一个不变的PRF (fR) , 并且发射的波形是步频波, 也就是说该机载合成孔径雷达发射的是多个脉冲群, 这些多个脉冲群是N (N≥1) 个单频率脉冲组成的, 在所有的脉冲群中, 脉冲的频率都是依次递增的, 递增的值是△f, 机载合成孔径雷达每秒发射脉冲群的数量是fR/N个。每个脉冲群的带宽为B, 每个脉宽为τ[2]。在一个脉冲群中, 第n个独立脉冲的频率由下式给出

作为一种选择, 我们考虑一个PRF=fR/N的长度为M的线形调频 (LFM) 脉冲序列。每一个脉冲组带宽为B, 每一个脉冲宽度为τ, 每一个脉冲采样N次。

1.3 SAR模型

如图2所示, 有三种不同的SAR模式。图2 (b) 中带状SAR又称搜索SAR, 因在相对粗略的情况下对成像范围有用。图2 (b) 中的条形SAR中, 我们可以看到机载合成孔径雷达一直保持着波束与飞行路径一定的角度, 然后一直来看这个平面的条形区域。波束经常 (θsq=0) ;θsq≠0, 则称为斜SAR。

对于带状SAR, 孔径角本质等于收发两用, 实孔径, 3d B波束宽度θ3d B:

对于侧面波束, 如果β~1, 则δcr艿D/2。如果D>>λ, SNR>>1, 那么物理天线越小, 横向分辨率越好。

图2 (a) 展示聚光SAR用于获取已知地点或目标的相对清晰分辨率图象。当平台经过目标, 波束方向移动以维持指向目标。那样, △θ>>θB, δcr (spot) <δcr (strip) 。如果机载合成孔径雷达沿着圆弧来运动, 而且对象物体在圆心的的正下方, 聚光SAR数学上等同于逆合成孔径雷达ISAR。通常聚光SAR站沿直线经过目标。从本质上与ISAR相同。我们也想当目标范围在合成孔径上方轻微变化时对方差纠错[3]。

孔径时间 (带状或聚光SAR成像需要的数据) 可如下推出:

其中V是站速。

另一模式是跟踪 (扫描) SAR。所观察地形不平行于飞行路径。当然, 条纹带不能是无限长的了, 必须在一定的范围这内, 否则导致SNR太小没有办法成像。原理上SAR波束可描述地面复杂形式;然而进程快速难度超出其优点。

2 斜视机载雷达成象的应用与发展方向

应用情况:一切的科技成果最后一定要能够应用到实际生活当中, 合成孔径雷达成象技术也是这样的, 因为合成孔径雷比起早期的普通雷达, 有许多他们不具备的功能和优势, 所以也就有更多更广的用途, 这些用途都是基于合成孔径雷自身的优点和功能的基础上, 如合成孔径雷达非常强大的穿透力和较高分辨率成像能力, 我们就合成孔径雷主要的应用领域, 即民用领域和军用领域来进行介绍与分析[4]。

(1) 民用领域。机载合成孔径雷达容易实现较高的分辨力。当然, 通常对于民用领域的合成孔径雷达的分辨率不是太高, 一般的就在10m X10m, 就是方位和距离的乘积在这个范围就可以了[5]。

二维成像合成孔径雷达民用领域有:a.水文学应用 (例如水灾区实时成像) ;b.农作物监测和森林监测;c.降雨量估计;d.土壤含水量估计和冬季积雪面积判断;e.大城市及其四周城镇的规划布局;f.对海洋中船只监测和海难救援。

(2) 军用领域。军用合成孔径雷达要求的分辨力高, 带条成像1.0m×1.0m, 聚束成像0.3m×0.3m。就因为要求这么高的分辨率, 所以一般是用于战争时的一些侦查, 有利于军队对于未知战场的全面了解, 减少人为探测的这种不必要的风险。

二维成像的主要军用领域有[6]:a.探测敌方纵深军情;b.侦察敌方炮兵阵地、坦克和部队结集区;c.侦察敌方较前沿机场和场内飞机类型;d.从地杂波中发现敌方运动目标。

3 结束语

在这段时间的研究学习中, 从早期的雷达到现在各种各样的雷达, 发展是迅速的, 从单一的作用到多重的作用, 从简单粗糙到复杂精确, 是前辈们挥洒着智慧的汗水, 高举创新的旗帜的结果, 作为继承上一辈成果的我们, 有义务将这些成果继续发展下去, 合成孔径雷达也会近几年发展的热点, 值得我们继续发展和研究, 对合成孔径雷达的了解虽然已经不是一知半解, 但是就目前的水平, 是远远不够的, 未来合成孔径雷达的发展会是怎么样的, 取决于我们研究和努力的方向。

摘要：合成孔径雷达 (Synthetic Aperture Radar, SAR) 基本原理是很简单的, 就是合成孔径雷达和需要观察的目标物体之间有一定的相对运动关系, 然后将这种相对运动关系合成一个范围比较大的雷达孔径来实现成像的目的, 当然, 这也是有要求的, 成像必须在方位向有较高的分辨率, 目前的研究方向也是如何在方位向上获得更高的分辨率。

关键词：合成孔径雷达,分辨率,系统

参考文献

[1]王敬, 季新源.合成孔径雷达 (SAR) 的独特功能及发展概况[J].桂林空军学院学报, 2000, 17 (3) :35-38.

[2]孙佳.国外合成孔径雷达卫星发展趋势分析[J].装备指挥技术学院学报, 2007, 18 (1) :67-70.

[3]张直中.合成孔径雷达遥感技术及其应用[J].电子工程师, 1997, 23 (4) :2-11.

[4]谭显裕.合成孔径雷达的特点及其军用探测[J].航天电子对抗, 2002 (1) :31-35.

[5]全寿文.合成孔径雷达的应用与发展[J].外军电子战, 1999 (3) :34-40.