干扰抑制系统

干扰抑制系统（共11篇）

干扰抑制系统 篇1

0 引言

随着现代自动化技术的普及以及PLC产品的成熟, 越来越多的工厂开始使用PLC作为工业控制的核心控制器。同其他电气控制系统一样, PLC控制系统的稳定运行同样受很多外部因素的制约, 包括安装不当、环境恶劣以及电磁干扰等。其中电磁干扰对PLC控制系统的稳定运行会产生很大影响。介绍PLC控制系统中电磁干扰产生的原因以及处理方法。

1 电磁干扰原理及产生

1.1 电磁干扰原理

电磁场是电场和磁场的统一体的总称。通电导线周围形成磁场, 随时间变化的磁场产生电场。正是电场跟磁场这种相互转化的能力使得电路中的能量得以辐射传递, 形成电磁干扰。电磁场由变化的电流产生, 然后电磁场会以光速向四周传播, 形成电磁波。同时电磁场的能量也通过电磁波向周围传播。通过电磁感应现象, 周围的导电回路接收了变化磁场的能量形成电动势, 从而形成感应电流而影响系统的稳定运行。

1.2 电磁干扰的产生

由电磁干扰产生原理可知, 控制系统的电磁干扰主要是因为电流或电压剧烈变化而产生, 这些电荷剧烈移动的部位就形成噪声源。根据传播方式的不同, 电磁干扰主要分为两种:传导干扰和辐射干扰。传导干扰是指通过导电介质把一个电网络上的信号耦合到另一个电网络, 传导干扰的形成必须在干扰源和被干扰对象之间有完整的电路连接, 干扰信号沿着这个电路传递到干扰对象。辐射干扰是指干扰源通过空间将信号耦合到另一个电网络。

在PLC控制系统中的电磁干扰一般是辐射干扰与传导干扰相互结合的。电磁干扰产生如图1所示, 首先动力线A点电流的急剧变化引起电源线周围磁场的急剧变化, 通过电磁感应对信号线B点电流产生影响, 又通过信号线的传导使干扰信号传导到信号线C点的被干扰对象。信号干扰会引起I/O信号状态异常以及工作性能降低, 严重时将引起电器元件的损坏。对于PLC控制系统, 信号线路产生感应电压形成干扰会造成I/O模件以及PLC控制器的损坏, 后果相当严重, 由此引起的系统故障也很多。

2 常见电磁干扰以及抑制方法

在PLC电气控制系统中的电磁干扰跟其他控制系统一样也是各种干扰源相互交织影响的, 有时并不能通过对一个线路的改造而彻底解决。但是通过合理规避, 还是能大大抑制电磁干扰对PLC控制系统的影响。

2.1 合理的布线设计

对于电磁干扰, 可以从干扰源的产生以及传导整个过程进行控制, 所以在电气设计与选型之初就要整体考虑电气系统的电磁兼容性。动力电缆与信号电缆之间必须保持一定距离, 不能长距离平行走线, 防止电磁感应现象的发生。当动力电缆与信号电缆必须交叉时尽量使两电缆成90°直角走线, 避免产生电磁干扰。

2.2 可靠的接地系统与隔离

在PLC控制系统中, 主要干扰对象 (敏感源) 一般是直流控制系统中的IO模块以及仪表信号等弱电部分。但是动力电源的扰动却可以通过直流电源或者公共参考端传导到控制系统, 因此在PLC控制系统中采用性能优良的电源非常重要, 尽量使用有隔离作用的直流电源, 它能抑制电网引入的扰动对PLC系统的影响。电磁干扰中, 传导干扰的传输途径主要有信号线回路、0V直流公共端、公共阻抗以及公共接地端等公共导电线。正确可靠的接地点、完善的接地系统能有效抑制此类电磁干扰对控制系统的影响。PLC控制系统应采用一点接地或串联一点接地方式, 集中布置的PLC系统可使用并联一点接地的方式, 即将各PLC控制柜柜体接地端以单独的接地线连接至接地极。如果PLC控制柜间距较大, 应采用串联一点接地方式, 即用一根大截面绝缘电缆连接各PLC控制柜柜体的接地端, 然后将绝缘电缆接地母线连接至接地极。接地线应采用截面大于22mm2的铜导线, 总母线使用截面大于60mm2的铜排。PLC接地极的接地电阻应小于2Ω, 接地极最好埋在距建筑物10~15m处。设备与PLC接地单独做接地点, PLC系统接地点必须与强电设备接地点相距10m以上。

2.3 选择使用屏蔽电缆

选择合适的屏蔽电缆能降低电磁感应现象对信号线信号的影响。屏蔽电缆使用时应注意始终将电缆屏蔽层的两端连接到接地系统, 如果仅将屏蔽层的一端 (即电缆的始端或末端) 接地, 则干扰衰减仅局限于较低的频率范围。单侧屏蔽连接更合适的情形:不允许安装等电位连接导体;传送模拟量信号的场合;使用了金属箔屏蔽层 (静电屏蔽) 。

2.4 变频驱动的干扰

在PLC控制系统中, 变频器的应用很普遍, 变频器中大量使用了晶体管等非线性的电力电子元件, 所以对变频器的电磁干扰抑制尤为重要。对于与变频器相连接的IO信号线路, 尽量采用光电耦合隔离器件, 既能断开干扰的传输路径又能将信号准确传输;在变频器的输入输出端添加EMI滤波器, 对开关电源产生的高频电磁干扰能有较好的抑制作用;变频器的辐射干扰严重, 金属隔离式电磁屏蔽对于抑制电磁干扰非常有效;此外, 变频器可靠的接地能有效抑制变频本身对外界的影响。

3 结语

电磁干扰的复杂性以及相互影响性, 使得独立地解决干扰问题非常困难, 只有在设计之初就综合考虑各方面的因素, 才能有效地抑制电磁干扰的发生。

摘要：介绍电磁干扰的分类与性质, 分析PLC控制系统电磁干扰产生的原因, 并提出抑制方法。

关键词：PLC控制系统,电磁干扰,接地系统,变频器

参考文献

[1]华成英, 童诗白.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社, 2006

[2]郭银景.电磁兼容原理及应用教程[M].北京:清华大学出版社, 2004

[3]区健昌.电子设备的电磁兼容性设计[M].北京:电子工业出版社, 2003

[4]路宏敏.工程电磁兼容[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2003

[5]杨克俊.电磁兼容原理与设计技术[M].北京:人民邮电出版社, 2004

[6]刘美俊.西门子PLC编程及应用[M].北京:机械工业出版社, 2011

干扰抑制系统 篇2

摘要：在介绍反激式开关电源及其性能的基础上，讨论了该电源中的网侧谐波及抑制，开关缓冲、光电隔离等问题。

关键词：噪声;高次谐波;电磁干扰

引言

功率开关器件的高额开关动作是导致开关电源产生电磁干扰(EMI)的主要原因。开关频率的提高一方面减小了电源的体积和重量，另一方面也导致了更为严重的EMI问题。如何减小产品的EMI，使其顺利通过FCC或IEC1000等EMC标准论证测试，已成为目前急须解决的问题。

图1

1 EMI分析

具体电路如图1所示。

输入为交流220V，经功率二极管整流桥变为直流作为反激变换器的输入，输出为三组直流：+5V，15V，12V，另外有一辅助电源5V，(本网网收集整理)用来给光耦PC817供电。控制电路用反馈控制，选用TOPSwicth系列的TOP223Y芯片。

开关电源工作时，其内部的电压和电流波形都是在非常短的时间内上升和下降的，因此，开关电源本身是一个噪声发生源。开关电源的干扰按噪声源种类分为尖峰干扰和谐波干扰两种。使电源产生的干扰不至于对电子系统和电网造成危害的根本办法是削弱噪声发生源，或者切断电源噪声和电子系统、电网之间的耦合途径。

本电路中，交流输入电压Ui经功率二极管整流桥变为正弦脉动电压，经电容C12平滑后变为直流，但电容电流的波形不是正弦波而是脉冲波。如图2所示。

由图2中电流波形可知，电流中含有高次谐波。大量电流谐波分量流入电网，造成对电网的谐波污染。另外，由于电流是脉冲波，使电源输入功率因数降低。

2 EMI的抑制

2.1 高次谐波的抑制

在电路中采用共模扼流圈L11来抑制高次谐波。

对开关电源二根进线而言，存在共模干扰和差模干扰，如图3(a)及图3(b)所示。

在差模干扰信号作用下，干扰源产生的电流i，在磁芯中产生方向相反的磁通Φ，磁芯中等于没有磁通，线圈电感几乎为零。因此不能抑制差模干扰信号。

在共模干扰信号作用下，两线圈产生的磁通方向相同，有相互加强的作用，每一线圈电感值为单独存在时的两倍。因此，这种接法的电磁线圈对共模干扰有很强的抑制作用。

电路中在电网与整流桥之间插入一共模扼流圈，该扼流圈对电网频率的差模网侧电流呈现极低的阻抗，因而对电网的压降极低;而对电源产生的高频共模噪声，等效阻抗较高，因而可以得到希望的插入损耗。

2.2 扼流圈L11与C11组成低通滤波器

扼流圈L11的等效电感为L，以电源端作为输入，电网方向作为输出，则电路图如图4所示。

其传递函数幅值为

相位为

如图5所示。由此可见，以上LC网络组成的低通滤波器，可滤除ω0=1/

LC11以上的高次谐波。

2.3 共模和差模滤波器方案

本电路主要的EMI问题是电源噪声传入电网，将原来的共模扼流圈L11与电容C11及C12组成的滤波电路变为如图6所示电路。L1，L2，C1可除去差模干扰，L3，C2，C3可除去共模干扰。L1，L2为不易磁饱和的材料;C1可选陶瓷电容;L3为共模扼流圈;选定C=C2=C3及截止频率fo，则可根据L3=1/〔(2πfo)2C〕计算L3;选定C1及截止频率fo，可根据L1=L2=1/〔2(2πfo)2C1〕计算L1及L2。

2.4 缓冲电路

由于开关的快速通断，开关电流、电压波形为脉冲形式，产生噪声污染，增大了电源输出纹波，影响了电源的性能。

在电路中，输入为交流220V，经整流后电容上的电压约为交流有效值的1.2～1.4倍，即最大时为Ucm=220×1.4=308V。另外，变压器副边折合到原边的电压Up=Un×88/9，Un取副边第一绕组的电压，一般为9V左右，使稳压输出为5V。则Up=88V。因此，开关关断时所要承受的总电压Ut=Ucm+Up=308+88=396V。可见有必要对开关进行过压保护。电路选用的TOPSwitch开关芯片，其内部有过压保护和缓冲电路。为保险起见，还增加了外部的.缓冲电路，由R和C组成。

未加入缓冲电路和加入缓冲电路之后开关管电压ut和管电流ic及关断功耗pt的波形如图7(a)及图7(b)所示。加RC缓冲电路后，开关电压上升速率变慢，噪声减弱，抑制了EMI，并且开关功耗变小，使管子不致因过流过热而损坏。缓冲电路中的R在开关开通，电容C放电时起限流作用，避免对开关管的冲击。

对于开关开通时的电流冲击，由于有变压器原边线圈Np的限流，在电路中没加限流电感。

2.5 光电隔离

Flyback电路中使用PC817光耦对主电路和控制电路进行隔离。电源电路中，开关的控制非常重要，精度、稳定性要求高，且控制电路对噪声敏感，一旦有噪声，控制电路中的控制信号就会紊乱，严重影响电源的工作和性能。因此，用PC817将电源中的两部分进行隔离，这样便防止了噪声通过传导的途径传入到控制电路中。

3 结语

开关电源产生电磁干扰的抑制 篇3

我们在使用计算机、电视机时，只要接通市电，打开开关即开始工作。实际上这些设备里面已经做了电源变换，将正弦波交流市电转换成各自需要的直流高压电，让设备即可工作。在这些设备的高可靠性电源中，开关电源起着关键作用。

随着经济发展和科学技术的进步，节约能源、提高效率、保护环境已被社会各界所重视，而开关电源是节约电能的重要环节，经过电力电子和开关电源技术处理后的电力供应，其节电效果是明显的。

开关频率达兆赫级的开关电源，为高频变换电池提供技术基础，促进现代电源技术的繁荣与发展，高频化带来的好处是，降低材料消耗，装置小型化，加快系统的动态反应，从而进一步扩展应用范围。然而这种高频化，其基波本身就构成一种干扰源，能发一种较强的传导干扰波。此外，通过元件的改进达到高频化的同时，也会因辐射干扰波而产生一种杂散的信号，这些信号就构成电磁干扰。为此，必须采取有效措施，抑制这种电磁干扰，使之符合电磁兼容为特征的绿色能源技术的要求，使无线电波免遭电磁干扰的影响。

1 电磁干扰的产生与特征

开关电源功率变换器中的功率半导体器件，其开关频率通常很高，功率开关器件在频繁的接通与断开过程中，不可避免地要产生电磁干扰。开关电源电磁干扰的产生与特征：电磁干扰的干扰源主要集中在功率开关器件、二极管以及与之相连的散热器和高频变压器上；作为开关状态的能量转换装置，开关电源的电压、电流变化率很高，因而产生电磁干扰的噪声信号强度大，而且频率范围宽。此外，印制电路板的布线，若有存在欠妥之处，也是产生电磁干扰的原因。

开关电源电磁干扰对通讯设备等各类电子设备的干扰途径是：传导干扰和辐射干扰。为此，在开关电源输入和输出电路中，加装滤波器是抑制电磁干扰的最有效方法。

2抑制电磁干扰滤波器的选用与安装

抑制开关电源电磁干扰的技术是滤波技术，它可以把不需要的电磁能量，即传导干扰噪声信号减少到满意的程度，所以在抑制传导干扰方面，滤波技术是有效的手段。

2.1滤波器的选用

电磁干扰滤波器的选用，应根据干扰源的特性、频率范围、电压、阻抗等参数及负载特性的要求进行综合考虑后确定，一般应满足如下要求：(1)滤波器工作频率范围应满足负载衰减特性的要求，并能在宽频带内获得良好的衰减特性。(2)若抑制频率与有用信号频率非常接近时，则需选用频率特性非常陡峭的滤波器。(3)滤波器的阻抗必须与它相连接干扰源的阻抗和负载阻抗相匹配。(4)滤波器电压应根据电源和干扰源的额定电压来确定，使之具有一定耐压能力，并能够承受输入瞬时高压的冲击。万一发生电压击穿，它应处于开路状态，而不会使机壳带电。(5)滤波器允许通过的电流应与电路中连续运行的额定电流相一致。(6)滤波器工作在高电压、大电流、恶劣的电磁干扰环境中。其电感器、电容器等必须具有更良好的安全性能。(7)滤波器应具有足够的机械强度。并且结构简单、体积小、重量轻、安装方便、性能可靠，给用户带来低成本。

2.2滤波器的安装

PLC系统接地的干扰抑制措施 篇4

PLC与计算机相比接地方式有一定的特殊性,即要求电压接地与PLC的水平保持一致。

2 PLC接地方法

控制系统的核心为PLC时,其接地方法有多种,不过每种接地方法均要遵循一个原则,即零电位基础。接地方法不同,其特点也各不相同。例如数字地,即为各种开关信号、数字信号零电位的逻辑地;模拟地为模拟信号的零电位;信号地通常是指普通传感器的接地;交流地则是指系统使用的交流电源地线,通常是产生干扰的地方;直流地则是直流电源电压的标准起点,基于非浮空直流电源供电的状态下,其作为地线接地;屏蔽地通常是指外壳或者丝网,其主要作用是防止静电与磁场感应,通常可以通过导线实现屏蔽与地面的连接,以消除上面所附着的电荷;保护地通常是指机器、设备的外壳,内部与外壳绝缘可以防止设备漏电、保护人身安全,所以这种保护接地的要求相对较高。

3 PLC接地防干扰措施分析

3.1 地环电流接地

3.1.1 地环电流的形成与影响

图1为地环电流形成及对电路产生影响的等效示意图。

U觶s为放大器输入信号,U觶cm为导线间电容性与电感性耦合产生的共模干扰信号,这种干扰通过电容性耦合、电感性耦合以及电磁场辐射等形式表现出来。其中电磁场辐射对控制系统的影响相对较小,其余两种对电路产生共模干扰。信号源与放大器接地后,其电位也就处于恒定状态,即该电位为零电位,可作为电位的参考点。但实际工程中无法实现二者绝对的紧密相连,接地电阻无可避免,所以一旦该导体中流过电流进入大地时,其电位就会发生变化,相应的接地点不同电位也存在差异。例如图1A、B两点便是如此,如果两点距离比较远,那么电位差U觶o的值就比较大;如果两点用一根导线连接起来,那么导线1、2就分别形成闭合回路,这种情况下电流i1、i2就会在导线中流动,形成地环电流。一旦出现雷击等异常状态,地环电流就会非常大,此时U觶o就是信号源地线与放大器地线之间的干扰源,并且U觶cm与U觶o有一部分会转换为差模电压,对电路造成直接的干扰。

3.1.2 抑制措施

要抑制或者减少地环电流的干扰,可以采用一点公共接地的方法,接地方式有串联式与并联式两种,如图2所示。

串联式中,1、2、3每个电路均有一个流向接地点的电流,分别为i1、i2、i3,但是地线不可能是零电阻,相应的A、B、C 3点之间也不可能会是零电位差,所以各电路之间就会出现干扰,特别是信号弱的电路受信号强电路的影响更加明显。实际电路中,如果采取串联一点接地方法,要尽量减小公共地线的电阻值,直至与PLC控制系统抗干扰的容限要求相符;并且串联的次序也要考虑到,如果电路易受干扰就与A点连接,如果电路不易受到干扰,则可以连接在C点。

并联式中,每个电路的地电位只与其自身的地线阻抗和地电流相关,线路之间不会存在耦合干扰,可以杜绝公共地线阻抗的耦合干扰,所以并联式一点公共接地的方法在PLC控制系统中应用比较广泛。地线的直径要足够,以尽量减少各部件的地电位差,这样在各部件之间通信过程中可以有效控制地环电流的干扰。

3.2 电场、磁场耦合干扰接地

输入输出通道之间的导线耦合会形成两种干扰,即电场耦合与磁场耦合,二者的形成机理不同,消除与抑制这种干扰的接地方法也不相同。

3.2.1 电场耦合干扰的抑制

图1中,导线1在导线2上产生的对地干扰电压为:

简化后,可得:

式中,U觶1为干扰源导线电压;ω为角频率;R为受干扰导线对地负载电阻;C22为受干扰导线对地总电容;C12为干扰源导线与受干扰导线之间的分布电容。

如果干扰源导线的ω值不发生变化,采取减小干扰源导线电压、减小干扰源导线与受干扰导线之间的分布电容、增大受干扰导线的对地总电容等方法,均可以有效降低受干扰导线上的干扰电压。实际工程中最常用的是减小干扰源导线与受干扰导线之间的分布电容,这种方法也称其为远离技术,即敷设弱信号线时与信号线保持相当的距离,特别是与动力线路保持至少大于10cm的安全距离,一般情况下大于干扰导线直径40倍的距离即为安全距离。此外,也可以采取缩短平行走线长度的方法,或者采用屏蔽措施,将受保护的导线敷设于空心导体或者金属网内,即可避免电场的干扰。

3.2.2 磁场耦合干扰的抑制措施

抑制磁场耦合干扰的最佳方法就是屏蔽干扰源,不过实际工程中这种方法不现实,一般多用被动的抑制技术。如果回路1对回路2造成磁场耦合干扰,则回路2上所形成的串联干扰电压为:

式中,ω为干扰源导线1的角频率;B为干扰源回路1形成的磁场链接至回路2处的磁通密度;A为回路2感受磁场感应的闭合面积;θ为B与A两个矢量的夹角。

如果干扰源导线1的角频率不变,减小干扰源回路1形成的磁场链接至回路2的磁通密度,就可以有效降低干扰电压U觶N,由此可见,消除磁场耦合干扰的有效方法也可以采用远离技术。

3.3 屏蔽线、双绞线接地

3.3.1 屏蔽线接地抗干扰措施

屏蔽线屏蔽层接地方式如图3所示。

3.3.2 双绞线接地抗干扰措施

双绞接地方式如图4所示。

4 PLC控制系统与电网接地抗干扰措施

PLC控制系统常用的接地方式包括3种,即共地、浮地以及机壳共地与电路浮地,如图5所示。

共地方式,即PLC系统电路接地点、机壳、电网地线与接地线互相联接,这种方法对使用环境大地电位的稳定性要求较高,接地线路相对简单,并且由于是机壳接地,所以操作过程中的安全性也可以得到保证。如果使用环境中大地电位有较大波动,则会造成系统电位波动,电路受到共模干扰最终演变为串模干扰,这种情况下要减少接地电阻,或者采用浮地方式。

浮地方式中,PLC系统电路的接地点与机壳联接浮空未接地,通常用绝缘胶垫隔开机柜与大地,交流进线也要保证绝缘。这种接地方法可以有效控制大地电位波动或者地回路电磁感应所带来的干扰,不过系统浮地会导致机壳积累静电,影响到操作的安全性。

电网与机壳共地、电路浮地的方式综合了上述两种方式的优势,即机壳接地点与电网接地点相连接,保证了操作的安全性,而且电路接地点保持独立,可以不受大地电位与接地回路的干扰。

摘要：分析PLC接地的特殊性,阐述PLC接地的主要方法,介绍几种接地防干扰措施。

关键词：PLC系统,接地,抗干扰

参考文献

[1]王哲.浅谈PLC系统干扰因素及抗干扰措施[J].机电信息,2012,(2)

[2]拾以超.浅析PLC的干扰源和抗干扰措施[J].湖南农机,2011,(7)

[3]张丽梅.排除PLC现场干扰问题的实践[J].山西焦煤科技,2012,(4)

[4]李骏.论PLC干扰及抗干扰措施[J].现代商贸工业,2011,(4)

[5]孙翠香.可编程序控制器(PLC)系统的接地[J].科技资讯,2010,(9)

干扰抑制系统 篇5

前关于开关电源EMI（Electromagnetic Interference）的研究，有些从EMI产生的机理出发，有些 从EMI 产生的影响出发，都提出了许多实用有价值的方案。这里分析与比较了几种有效的方案，并为开关 电源EMI 的抑制措施提出新的参考建议。

◆ 开关电源电磁干扰的产生机理

开关电源产生的干扰,按噪声干扰源种类来分,可分为尖峰干扰和谐波干扰两种;若按耦合通路来分,可 分为传导干扰和辐射干扰两种。现在按噪声干扰源来分别说明：

1、二极管的反向恢复时间引起的干扰

高频整流回路中的整流二极管正向导通时有较大的正向电流流过,在其受反偏电压而转向截止时, 由于PN结中有较多的载流子积累,因而在载流子消失之前的一段时间里,电流会反向流动,致使载流子消失的反向恢复电流急剧减少而发生很大的电流变化(di/dt)。

2、开关管工作时产生的谐波干扰

功率开关管在导通时流过较大的脉冲电流。例如正激型、推挽型和桥式变换器的输入电流波形在 阻性负载时近似为矩形波,其中含有丰富的高次谐波分量。当采用零电流、零电压开关时,这种谐 波干扰将会很小。另外,功率开关管在截止期间,高频变压器绕组漏感引起的电流突变,也会产生 尖峰干扰。

3、交流输入回路产生的干扰

无工频变压器的开关电源输入端整流管在反向恢复期间会引起高频衰减振荡产生干扰。开关电源产生的尖峰干扰和谐波干扰能量,通过开关电源的输入输出线传播出去而形成的干扰称 之为传导干扰;而谐波和寄生振荡的能量,通过输入输出线传播时,都会在空间产生电场和磁场。这 种通过电磁辐射产生的干扰称为辐射干扰。

4、其他原因

元器件的寄生参数，开关电源的原理图设计不够完美，印刷线路板（PCB）走线通常采用手工布 置，具有很大的随意性，PCB的近场干扰大，并且印刷板上器件的安装、放置，以及方位的不合理都会造成EMI干扰。

◆ 开关电源EMI的特点

作为工作于开关状态的能量转换装置，开关电源的电压、电流变化率很高，产生的干扰强度较大；干扰源主要集中在功率开关期间以及与之相连的散热器和高平变压器，相对于数字电路干扰源的位置较为清楚；开关频率不高（从几十千赫和数兆赫兹），主要的干扰形式是传导干扰和近场干扰;而印刷线路板(PCB)走线通常采用手工布线,具有更大的随意性,这增加了PCB分布参数的提取和近场干扰估计的难度。

◆ EMI测试技术

目前诊断差模共模干扰的三种方法：射频电流探头、差模抑制网络、噪声分离网络。用射频电流探头是测量差模 共模干扰最简单的方法，但测量结果与标准限值比较要经过较复杂的换算。差模抑制网络结构比较简单，测量结果可直接与标准限值比较，但只能测量共模干扰。噪声分离网络是最理想的方法，但其关键部件变压器的制造要求很高。

◆ 目前抑制干扰的几种措施

形成电磁干扰的三要素是干扰源、传播途径和受扰设备。因而,抑制电磁干扰也应该从这三方面着手。首先应该抑制干扰源,直接消除干扰原因;其次是消除干扰源和受扰设备之间的耦合和辐射,切断电磁干扰的传播途径；第三是提高受扰设备的抗扰能力,减低其对噪声的敏感度。目前抑制干扰的几种措施基本上 都是用切断电磁干扰源和受扰设备之间的耦合通道，它们确是行之有效的办法。常用的方法是屏蔽、接地和滤波。采用屏蔽技术可以有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰。例如,功率开关管和输出二极管通常有较大的功率损耗,为了散热往往需要安装散热器或直接安装在电源底板上。器件安装时需要导热性能好的绝缘片进行绝缘,这就使器件与底板和散热器之间产生了分布电容,开关电源的底板是交流电源的地线,因而通过 器件与底板之间的分布电容将电磁干扰耦合到交流输入端产生共模干扰,解决这个问题的办法是采用两层绝缘片之间夹一层屏蔽片,并把屏蔽片接到直流地上,割断了射频干扰向输入电网传播的途径。为了抑制开关电源产生的辐射,电磁干扰对其他电子设备的影响,可完全按照对磁场屏蔽的方法来加工屏蔽罩,然后将整个屏蔽罩与系统的机壳和地连接为一体,就能对电磁场进行有效的屏蔽。电源某些部分与大地相连可

以起到抑制干扰的作用。例如,静电屏蔽层接地可以抑制变化电场的干扰;电磁屏蔽用的导体原则上可以不接地,但不接地的屏蔽导体时常增强静电耦合而产生所谓“负静电屏蔽”效应,所以仍以接地为好,这样 使电磁屏蔽能同时发挥静电屏蔽的作用。电路的公共参考点与大地相连,可为信号回路提供稳定的参考电位。因此,系统中的安全保护地线、屏蔽接地线和公共参考地线各自形成接地母线后,最终都与大地相连.在电路系统设计中应遵循“一点接地”的原则,如果形成多点接地,会出现闭合的接地环路,当磁力线穿过该回路时将产生磁感应噪声,实际上很难实现“一点接地”。因此,为降低接地阻抗,消除分布电容的影响而采取平面式或多点接地,利用一个导电平面(底板或多层印制板电路的导电平面层等)作为参考地,需要接地的各部分就近接到该参考地上。为进一步减小接地回路的压降,可用旁路电容减少返回电流的幅 值。在低频和高频共存的电路系统中,应分别将低频电路、高频电路、功率电路的地线单独连接后,再连接到公共参考点上。滤波是抑制传导干扰的一种很好的办法。例如,在电源输入端接上滤波器,可以抑制开关电源产生并向电网反馈的干扰,也可以抑制来自电网的噪声对电源本身的侵害。在滤波电路中,还采用很多专用的滤波元件,如穿心电容器、三端电容器、铁氧体磁环,它们能够改善电路的滤波特性。恰当地设计或选择滤波器,并正确地安装和使用滤波器,是抗干扰技术的重要组成部分。EMI滤波技术是一种抑制尖脉冲干扰的有效措施,可以滤除多种原因产生的传导干扰。一种由电容、电感组成的EMI滤波器,接在开关电源的输入端。电路中,C1、C5是高频旁路电容,用于滤除两输入电源线间的差模干扰;L1与C2、C4;L2与C3、C4组成共模干扰滤波环节,用于滤除电源线与地之间非对称的共模干扰;L3、L4的初次级匝数相等、极性相反,交流电流在磁芯中产生的磁通相反,因而可有效地抑制共模干扰。测试表明,只要适当选择元器件的参数,便可较好地抑制开关电源产生的传导干扰。

◆ 目前开关电源EMI抑制措施的不足之处 现有的抑制措施大多从消除干扰源和受扰设备之间的耦合和辐射,切断电磁干扰的传播途径出发，这确是抑制干扰的一种行之有效的办法，但很少有人涉及直接控制干扰源,消除干扰，或提高受扰设备的抗扰能力，殊不知后者还有许多发展的空间。

◆ 改进措施的建议

我认为目前从电磁干扰的传播途径出发来抑制干扰，已渐进成熟。我们的视点要回到开关电源器件本身来。从多年的工作实践来看，在电路方面要注意以下几点：

(1)印制板布局时,要将模拟电路区和数字电路区合理地分开,电源和地线单独引出,电源供给处汇集到一点;ＰＣＢ布线时,高频数字信号线要用短线,主要信号线最好集中在ＰＣＢ板中心,同时电 源线尽可能远离高频数字信号线或用地线隔开。其次，可以根据耦合系数来布线，尽量减少干扰耦合。

(2)印制板的电源线和地线印制条尽可能宽,以减小线阻抗,从而减小公共阻抗引起的干扰噪声。

(3)器件多选用贴片元件和尽可能缩短元件的引脚长度,以减小元件分布电感的影响。

干扰抑制系统 篇6

(1.北京航空航天大学惯性技术重点实验室， 北京 100191； 2.新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室， 北京 100191)

引 言

由于主动磁轴承(Active Magnetic Bearing)具有无机械磨损、无需润滑、可主动振动控制等优点[1]，得到了越来越多的研究和应用，随着磁悬浮技术的日益成熟，磁悬浮电机被广泛应用到诸如磁悬浮鼓风机、磁悬浮压缩机等高速旋转机械装备领域。相比传统的旋转机械装备，磁悬浮电机通常需要运行在高转速下才能提升整机系统的节能效率等性能指标。随着转速的提高，磁悬浮电机转子在高速时的失稳问题也逐渐凸显，提高磁悬浮转子在高速时的稳定性，保证磁悬浮电机在高速时的稳定运转是磁悬浮电机要解决的一个重要问题。磁悬浮电机转子在高速时失稳，其主要表征就是转速同频分量的增大和低频振动的增加，前者可以利用动平衡技术来解决。在保证磁悬浮转子具有较好的动平衡即在高速时具有较小的转速同频分量的情况下[2,3]，低频振动成为影响其高速稳定性的一个至关重要的因素，抑制磁悬浮转子在高速时的低频振动，可以有效提高其在高速时的稳定性。

对于大惯量扁平转子因陀螺效应引起的低频振动，相关领域的研究者进行了相关方面的研究[4,5]，也提出了有效的解决方法；而对于磁悬浮电机转子在高速时的低频振动，研究相对较少。现在大多数研究者选用先进控制算法来提高磁悬浮转子高速时的稳定性[6,7]，抑制低频振动，但很多先进控制算法运算复杂，再加上现用控制器在运算位数、处理速度等方面的限制，此方法不但不能有效抑制其低频振动，还会给系统带来更大的相位滞后，加剧其在高速时的不稳定。Jugo等利用频域模型对磁悬浮转子高速稳定性进行了研究[8,9]，分析指出磁悬浮转子在高速时低频振动的增大，造成了系统的失稳。但该文章仅限于理论分析，没有提出有效的解决方案。

本文利用改进型干扰观测器(Improved Disturbance Observer, IDOB)对磁悬浮电机转子在高速时的低频振动进行观测[10]，并在控制器中对其进行抑制。对100 kW磁悬浮电机运行在24 000 r/min转速时进行了实验验证。实验表明，该方法有效地克服了磁悬浮电机转子高速时形变的影响，对低频振动有很好的观测抑制作用，极大提高了磁悬浮电机转子高速时的稳定性。

1 IDOB原理分析

IDOB的实质为改进型干扰观测器，传统的干扰观测器需要实际系统的逆模型，逆模型的精度影响了整个观测器的精度，且需要一个高阶的低通滤波器来提高观测精度，低通滤波器的阶次越高，观测精度越高，但系统的鲁棒稳定性越低，工程应用越难实现[11，12]，两者之间的矛盾难以调和，对磁悬浮电机转子系统而言，低速时的模型和高速时模型之间存在一定的差异，其标称模型和逆模型很难精确获得，这使得传统干扰观测器不适用于磁悬浮转子系统高速时的低频振动观测抑制。为此，需对传统的干扰观测器进行优化，使其适合磁悬浮高速电机转子系统。

将磁悬浮电机高速时的低频振动等效为一种低频干扰，设其可由下式进行估计

(1)

对于被控系统而言，设其传递函数为

(2)

将式(3)带入式(1)可得

(4)

由于磁悬浮电机转子高速时的模型误差,bm与λm，βn与an之间必然存在误差，设bm-λm=Δbm，βn-an=Δan，则式(4)的频域形式可表示为

(5)

磁悬浮电机转子在高速时的振动具有低频性，ω很小，s可以忽略，针对此特性，式(5)可以进一步简化为

(6)

针对现用磁悬浮电机转子的现状，实验中，对式(1)的m和n都选取为1，对低频振动进行观测，式(1)可化为

(7)

对式(7)进行拉普拉斯变换，可得

(8)

(9)

式中y(t)为当前时刻AD采样值，y(t-1)为上一时刻AD采样值，u(t)为当前时刻PID运算输出值。由此可见，此改进型干扰观测器相对于传统的干扰观测器，不仅更适于低频量的观测，而且更易于工程实现应用，具有很强的实用价值。

2 系统仿真分析

为了验证带有IDOB的主动磁轴承系统对低频振动的抑制效果，以原离散PID磁轴承控制系统为参考，将带有IDOB的主动磁轴承控制系统对低频振动的抑制效果与未加IDOB的原离散PID控制系统的抑制效果作对比。带有IDOB的整个主动磁轴承控制系统的仿真原理框图如图1所示。

图1中，实线框中的部分就是在未加IDOB时，主动磁轴承控制系统的仿真原理框图。首先对未加IDOB的主动磁轴承控制系统进行分析。

从转频输入端到位移输出端的系统传递函数为

(10)

IDOB部分为图1中双点画线框内的部分，加入该部分后，图1整个框图是带有IDOB的主动磁轴承控制系统仿真原理框图，对整个原理框图的分析如下。带有IDOB的主动磁轴承控制系统，其从转频输入端到位移输出端的系统传递函数为

图1 加IDOB的主动磁轴承控制系统仿真框图

(11)

式中G和C与式(10)相同，K，β和λ为IDOB中的3个控制参数。

根据式(10)和(11)的传递函数，利用表1所示的仿真参数，可以得到未加IDOB的主动磁轴承系统与加IDOB的主动磁轴承系统在低频段(2～100 Hz)的幅频特性。

表1 Simulink仿真参数

未加IDOB的主动磁轴承系统与加IDOB的主动磁轴承系统低频段的幅频特性对比如图2所示。

图2 未加IDOB系统与加IDOB系统低频段幅频特性对比图

从图2的幅频特性对比可以看出，加IDOB的主动磁轴承控制系统较未加IDOB的主动磁轴承控制系统，在2～100 Hz的低频频段范围内，对低频振动的幅值有更有效的衰减作用。

仿真系统中，阶跃信号初始值为0，在仿真时刻为1时，阶跃信号变为1，在系统外部输入一个幅值为0.5，频率为600 Hz的正弦信号作为主动磁轴承转子的转频量，未加IDOB的主动磁轴承控制系统转子位移与加IDOB的主动磁轴承控制系统转子位移仿真对比图如图3所示。

图3 未加IDOB系统与加IDOB系统转子位移对比图

由图3(a)可以看出，加IDOB的主动磁轴承控制系统相对于未加IDOB的主动磁轴承控制系统，对低频振动有更好的抑制效果。

图3(b)是主动磁轴承转子达到1的稳态时，取[5 000,5 300]时间段内波形的局部放大图。由图3(b)的稳态局部放大图可以得出，加IDOB的主动磁轴承转子低频振动量约为0.06，未加IDOB主动磁轴承转子低频振动量约为0.18，相对于原系统，加入IDOB的主动磁轴承系统，转子低频振动量减小了0.12，减小为原系统的33.3%，可见，加入IDOB的系统对于主动磁轴承转子的低频振动具有更好的抑制效果。

3 稳定性分析

加入IDOB的主动磁轴承转子系统，其稳定性受K，λ和β三个参数的影响，随着K的增大，式(11)传递函数的零极点分布趋势变化如图4所示。

由图4可以看出，随着K值的增大，系统出现了右半平面的极点，系统不再稳定，其临界稳定K值为57。

随着λ的增大，式(11)传递函数的零极点分布趋势变化如图5所示。

图4 K增大系统零极点分布趋势变化图

图5 λ增大系统零极点分布趋势变化图

由图5可以看出，随着λ的增大，系统出现了右半平面的极点，系统不稳定，其临界稳定的λ值是5.1。

随着β增大，式(11)传递函数的零极点分布趋势变化如图6所示。

图6 β增大系统零极点分布趋势变化图

由图6可以看出，β的变化不影响主动磁轴承转子系统零极点分布，也不影响系统的稳定性。

综上所述，加入IDOB后主动磁轴承转子系统的稳定性随着K和λ的增大而降低，K的取值在[0,57]之间，λ的取值在[0,5.1]之间时，系统是稳定的，β值的变化基本不影响系统稳定性。

4 实验验证

为了验证IDOB的低频振动抑制效果，以100 kW电机为实验平台，在24 000 r/min转速时，做了对比实验验证。

实验中使用的100 kW电机是无刷直流电机，该电机是4极电机，采用4极分布式绕组，永磁体表贴的结构形式，电机控制采用的是两相导通，三相六状态的控制方式；该电机的磁轴承是纯电磁磁轴承，有两个径向磁轴承，分别位于电机的两端，一个轴向磁轴承位于电机的末端，磁轴承控制采用的是五自由度全悬浮的方式，两个径向磁轴承负责四个径向自由度的悬浮，一个轴向磁轴承负责一个轴向自由度的悬浮。实验中使用的100 kW磁悬浮电机的主动磁轴承系统的设计参数如表2所示。

表2 100 kW磁悬浮电机主动磁轴承系统参数

实验中使用的100 kW磁悬浮电机磁轴承系统的径向控制参数如表3所示。

在选取上述IDOB参数的情况下，主动磁轴承转子闭环系统的零极点分布如图7所示。

由图7可以看出，在选取上述IDOB参数的情况下，主动磁轴承转子闭环系统是稳定的，在此基础上，进行升速实验，实验系统实物图如图8所示。

在24 000 r/min转速时，加入IDOB的主动磁轴承系统与未加IDOB的主动磁轴承系统的位移波形对比如图9所示。

表3 100 kW磁悬浮电机磁轴承系统的径向控制参数

图7 主动磁轴承转子闭环系统零极点分布图

图8 100 kW磁悬浮电机实验平台

由图9可以看出，原系统未加IDOB，主动磁轴承转子在24 000 r/min转速时低频增益为-30 dB，径向BY通道位移跳动量为57.6 μm，加IDOB的主动磁轴承系统在24 000 r/min转速时低频增益为-50 dB，径向BY通道位移跳动量为20.8 μm，相比于原系统，加入IDOB的主动磁轴承系统低频增益减小20 dB，位移跳动量减小36.8 μm，控制精度提高了63.89%。实验结果表明，离散PID控制器加IDOB能很好地抑制主动磁轴承转子在高速时的低频振动，提高主动磁轴承转子系统的稳定性。

图9 主动磁轴承转子升速位移对比图

5 结 论

本文针对磁悬浮电机转子高速时低频振动加剧，稳定性变差的问题，提出利用改进型干扰观测器——IDOB对低频振动进行观测，并在控制器中进行消除的方法，用来抑制磁悬浮电机转子在高速时的低频振动，提高磁悬浮电机转子高速时的稳定性。升速实验结果表明，加入IDOB后的主动磁轴承系统相较于原系统，在24 000 r/min转速时低频增益减小20 dB，转子跳动量减小36.8 μm，控制精度提高了63.89%，由此说明，IDOB的加入能很好抑制磁悬浮电机转子高速时的低频振动，改善其高频特性，提高高速时的稳定性。

参考文献：

[1] 施韦策 G,布鲁勒 H,特拉克斯勒 A.主动磁轴承基础、性能及应用[M].虞烈，袁崇军，译．谢友柏，校．北京:新时代出版社,1997.Schweitzer G, Bleuler H, Traxler A. Basics, Properties and Applications of Active Magnetic Bearings[M]. Beijing: New Times Press, 1997.

[2] 谢振宇,牟伟兴,周红凯,等.基于转速的磁悬浮轴承转子系统变参数控制[J]. 振动工程学报,2012,25(6):739—744.XIE Zhenyu, MOU Weixing, ZHOU Hongkai, et al. Varying parameter control of active magnetic bearing rotor system based on rotation speed[J]. Journal of Vibration Engineering, 2012,25(6):739—744.

[3] 章琦,祝长生.电磁悬浮飞轮转子系统的模态解耦控制[J]．振动工程学报,2012,25(3):302—310.ZHANG Qi, ZHU Changsheng. Modal decoupling control for active magnetic bearing-supported flywheel[J]. Journal of Vibration Engineering, 2012,25(3):302—310.

[4] 郑世强,房建成.MSCMG磁轴承μ综合控制方法与实验研究[J].仪器仪表学报,2010,31(6):1 375—1 380.Zheng Shiqiang, Fang Jiancheng. Experimental study on μ synthesis control for magnetic bearings of MSCMG[J]. Chinese Journal of Scientific Instrument, 2010,31(6):1 375—1 380.

[5] Fang Jiancheng, Zheng Shiqiang. AMB vibration control for structural resonance of double-gimbal control moment gyro with high-speed magnetically suspended rotor[J]. IEEE Asme Transactions on Mechatronics, 2013,18(1):32—43.

[6] 赵雪山.永磁偏置径向轴向磁轴承H∞控制系统的研究[D].南京:南京航空航天大学,2004.Zhao Xueshan. Research on the H∞control system in the radial-axial magnetic bearing biased with permanent magnets[D]. Nanjing: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, 2004.

[7] Alexander Smirnov, Rafal P Jastrzebski, Katja M Hynunen. Gain-scheduled and linear parameter-varying approaches in control of active magnetic bearings[A]. Proceedings of the 12thInternational Symposium on Magnetic Bearings[C]. Wuhan, China, 2010:350—360.

[8] Jugo J, Lizarrage I, Arredondo I. Nonlinear modeling and analysis of active magnetic bearing systems in the harmonic domain: a case study[J]. IET Control Theory Appl, 2008,2(1):61—71.

[9] Jugo J, Lizarrage I, Arredondo I. Nonlinear analysis of an AMB system using harmonic domain LTV models[A]. IEEE Int. Conf. Control Applications[C]. Munich, Germany, October 2006, 271—276.

[10] 王英,熊振华,丁汉.直线电机运动控制中的干扰观测器的研究[J].中国机械工程,2004,15(17):1 549—1 552.WANG Ying, XIONG Zhenhua, DING Han. Research on disturbance observer for linear motion control[J]. China Mechanical Engineering, 2004,15(17):1 549—1 552.

[11] Umeno Takaji, Hori Yoichi. Robust speed control of dc servomotors using modern two degrees-of-freedom controller design[J]. IEEE Transactions on In-dustrial Electronics, 1991,38(5):363—368．

直扩系统窄带干扰抑制技术研究 篇7

信息论的建立和发展为扩频通信奠定了理论基础。因为扩频通信技术能将信号隐蔽在背景噪声下传输, 使信号不易被敌方发现和截获, 且能有效抑制窄带干扰, 所以在军事领域获得广泛应用。现代军事通信系统往往要工作在复杂电磁环境中, 必须具备足够的抗电磁干扰能力。因此, 能否有效识别和抑制各种干扰是未来军事通信发展至关重要的因素, 本文对直接序列扩频通信系统中的干扰抑制技术进行了分析和研究。

扩展频谱通信技术简称扩频通信, 是一门新兴的高科技通信技术, 具有大容量、抗干扰、低截获率以及可实现码分多址 (CDMA) 等优点。从20世纪80年代末、90年代初开始, 扩频技术不仅在军事通信而且在民用通信方面的应用逐渐兴起并迅速发展, 例如在蜂窝数字移动通信系统中, 扩频技术被用于克服多路径效应和抑制同信道干扰, 第三代移动通信系统广泛利用CDMA (Code Division Multiple Access) 技术进一步提高频谱利用率和系统性能。目前, 扩频技术日益成熟, 其应用领域越来越广泛, 除了在卫星导航、雷达、测量、无线通信等方面的典型应用外, 也开始用于电力载波通信, 尤其是在低压和中压配电网中, 用于自动化控制, 远程抄表, 用户数据通信等。其中, 直接序列扩频 (DSSS) 系统是目前应用最广泛的一种扩频通信系统。它最突出的优点是当扩频增益足够大时, 系统具有良好的抗干扰能力。

二、直接序列扩频通信的基本原理[1]

扩频通信是一种数字技术, 它是利用伪随机码 (对称扩频码) 对所传信息进行扩频调制来实现的, 而扩频调制具有以三个特点:

一是发射信号带宽远大于所传信息需要的带宽;

二是扩频调制所用扩频码独立于所传数据;

三是接收端的解扩必须采用用同步扩频码和接收信号进行相关解调。

假设信息信号的带宽为B, 发射信号带宽为Bs, Bs远大于B, 把信息信号加载到发射信号上。则一组带宽为B、持续时间T为的线性无关信号si (t) i=1, 2..., M可以表示为:

其中, 正则基函数张成了一个N维空间。每T秒时间发射一个信号, 每秒的信息量为log2M/T比特。表示这些信号大约需要2BT个基函数。由于线性无关, 所以。选择N>>M将这些信号放入高维空间中, 接收端有M个支路, 第i个支路用si (t) 信号对接收信号进行相关运算。接收机输出各支路相关运算值最大者。

假设用随机序列产生信号si (t) , 则系数sij由随机序列决定, 其均值为0、方差为Es/N。因此信号si的能量均匀分布在信号空间的N个维上。考虑信号空间中的一个干扰

假设发送信号为si (t) , 忽略噪声时的接收信号是发送信号和干扰之和:

接收端第个相关器的输出为

式中, 括号中第一项为有用信号, 第二项为干扰。则信干比为:

SIR与干扰在N维空间中的能量分布无关。将干扰的功率扩展到比信号维度M更大的N维空间后, 信干比增加了G=N/M倍, 称G为处理增益或者扩频因子。实际扩频系统的处理增益G在100~1000量级。由于N≈2BST, M≈2BT, 所以G≈BS/B, 即信号带宽与信息信号带宽的比值。处理增益一般定义为带宽比, 其内涵是指干扰条件下扩频系统相对于未扩频系统的性能增益。

扩频的实现一般有直接序列 (DS) 及跳频 (FH) 两种形式, 本文仅讨论直接序列扩频。

2.1直序扩频基本原理

直序扩频调制是将已调的数据信号s (t) 与扩频码sc (t) 相乘。而sc (t) 在时间Tc内的取值是固定的1或-1。扩频码的比特为码片 (chip) , Tc为码片时间, 1/Tc为码片速率。sc (t) 的带宽BC≈1/Tc近似为已调信号s (t) 带宽B的Bc/B≈Ts/Tc倍, 每比特中的码片数约为G的整数。已调信号与扩频信号在时域相乘, 在频域则为卷积。故发送信号s (t) sc (t) 的频域响应为S (f) *Sc (f) , 其带宽约为B+Bc。

2.2直序扩频抑制干扰原理

在AWGN信道中, 接收的扩频信号为

n (t) 为信道噪声。将此接收信号乘以同步的扩频信号sc (t) , 得到

由sc (t) =±1得审查sc2 (t) =1。如果sc (t) 均值为0, 且带宽足够宽, 那么n' (t) =sc (t) n (t) 与噪声n (t) 有相同的统计特性。这样, 接收信号为

扩频和解扩对信号在AWGN信道中的传输没有产生任何影响。

存在窄带干扰时, 不考虑噪声, 接收机的输入由扩频信号S (f) *Sc (f) 和窄带干扰I (f) 构成。接收端经过解扩后得到信号S (f) 。而干扰信号i (t) 与扩频信号相乘后在频域是卷积S (f) *I (f) , 因此解扩的效果就是把干扰信号的功率分布到扩频信号的带宽上。对s (t) 的解调等效于一个低通滤波器, 它滤除了扩频后的大部分干扰功率, 输出的干扰功率降低了G≈Bs/B倍。

存在多径干扰时, 假设扩频信号为s (t) s通过一个冲激响应为h (t) =αδ (t) +βδ (t-τ) 的两径信道传输。信道的频域响应为

则忽略噪声时的接收机输入频域响应为

时域响应为

假设接收端解扩时所乘的信号是对两径模型中的每一径同步的, 则解扩后信号为

由于第二径分量βs' (t) =βs (t-τ) sc (t-τ) sc (t) 是与异步的sc (t) 相乘, 它还是一个扩频信号, 解调器能滤除其大部分能量, 从而抑制多径干扰。

三、直序扩频系统 (DSSS) 中窄带干扰抑制技术

近几年, 国内外对于窄带干扰抑制的研究发展迅速, 各种技术实现方案相继提出, 如:基于PLL的干扰抑制器、时域自适应滤波器、基于变换域处理、子带滤波及时频分析的窄带干扰抑制技术等。这些技术方案的提出为扩频通信中抗干扰技术的发展提供了很好的思路。

3.1时域自适应干扰抑制技术[2]

最近年来世界各国在时域自适应干扰抑制技术领域研究较活跃。时域自适应干扰抑制技术充分利用干扰和信号特性的差异, 依据某一准则 (如:信噪比准则或最小均方误差准则) 提取自适应干扰抑制所需的参数, 推导自适应滤波器控制权值, 不断调整自身结构, 实现自适应抑制干扰、跟踪信号的目的。在DSSS系统中, 接收信号主要包括扩频信号、接收机背景噪声及窄带干扰, 由于窄带干扰具有强相关性, 可以从其前后相邻的取样值估计出当前窄带干扰的取值, 而扩频信号和背景噪声是宽带过程, 近似不相关, 其当前值不能估计。因此, 能够采用自适应处理将具有强相关性的窄带干扰从当前接收的信号中抑制掉, 而信号由于其不相关则不能抑制。

图1为自适应干扰抑制器的模型。两个输入端分别为接收信号与参考信号。接收信号:

式中, s (t) 为理想信号, s0 (t) 为窄带干扰。参考信号s' (t) 与干扰信号s0 (t) 相关, 而与信号s (t) 不相关。s' (t) 输入到自适应滤波器AF的输入端, 依照某种算法准则调整自适应滤波器的参数, 使得自适应滤波器的输出逐渐逼近接收信号中的干扰信号s0 (t) , 此时, 接收信号减去该分量得到的误差信号ei就近似等于理想信号s (t) , 从而达到了干扰抑制的目的。

3.2变换域处理

鉴于时域抑制算法收敛速度慢, 对快变的干扰抑制效果差的缺点, 提出了基于变换域的干扰抑制算法。采用变换域处理抑制窄带干扰的基本思路是, 选定一种变换, 将信号映射到变换域, 根据窄带干扰和扩频信号及背景噪声在变换域上的不同特性, 在变换域上直接进行干扰抑制, 再将抑制后的信号变换到时域, 进行解扩处理。这种变换必须是唯一的, 并且是非歧义性的, 这样才能保证反变换或逆影射的存在。

3.3自适应时频滤波[3]

自适应时频滤波算法的思想是, 首先分析信号的时域特性, 即采用滑动的时间窗口, 对信号进行判决, 捕获幅值超过门限的样点数目 (N) , 当大于预定门限 (Ns) 时, 判断为干扰, 在时域中进行滤除。如果干扰为时域中的干扰, 根据不确定原则, 这种方法对时域干扰的抑制性能优于任何一种频域分析的算法。如果接收信号中的干扰位于频域, 则可采用自适应子带变换的方法来进行频域抑制。

自适应子带变换可以跟踪输入信号频谱的变化, 减少带内的干扰能量泄露。传统的分析、综合滤波器组以半带滤波器为原型, 采用规则的分层子带树状 (TSA) 结构。如图2所示, 这种分层结构, 具有固定的时频分辨率。有一种不规则的分层方法。按照这种方法, 可以根据输入信号的频谱, 自适应地改变滤波器的最小带宽, 确定干扰存在的精确位置, 以便尽可能地避免有用信号的损失。如图3所示。

图3中所示为不规则的子带树结构。为避免在转换频率 (π/3, π/2或2π/3) 上的重叠, 滤波器的原型选为2个子带或3个子带的PR-QMF滤波器。在子带分解树的每一个节点分析信号的能量分布, 判断出受到干扰污染的子带, 继续分解直到分离出最小范围的干扰子带。这种自适应子带分解的过程, 减少了不必要的分解, 可以锁定并抑制时变的干扰信号。

对非平稳的信号, 时频分析是一种有效的分析手段。若干扰为非平稳特性, 自适应时频滤波可以有效的抑制干扰。然而, 从工程实现上来讲, 这种算法存在着运算量大、不易实现的问题。如何寻求快速的实现方法, 是一项值得研究的内容。

四、总结

综上所述, 窄带干扰抑制可以在时域或变换域上完成。时域抑制技术实现简单, 通过自适应算法产生最优权值, 可有效抑制平稳窄带干扰, 但多数算法需要长时间的迭代才能达到稳定, 无法跟踪上快变的干扰, 当干扰的个数增加或能量改变时, 干扰抑制性能迅速下降, 尽管有不同的改进方案, 但在权值收敛性和失调噪声上始终存在折中问题。

基于变换域的干扰抑制包括频域抑制、重叠变换域抑制、子带变换及时频分析等多种算法。其中, 重叠变换域抑制和子带变换抑制虽然在数据的重构性能方面要优于频域抑制技术, 但硬件实现要复杂得多, 尤其对于宽带扩频系统, 要进行频带分割和滤波器组变换, 工程上较难实现。而频域抑制技术是把接收信号变换到频域, 在频域上进行干扰抑制。与自适应滤波相比, 实时频域滤波不需要收敛的过程, 对快变的干扰迅速作出反应, 且对干扰的个数、频率及能量变化不敏感, 抑制干扰性能大大提高;与其它变换域抑制技术相比, 频域抑制技术可采用快速算法实时处理, 节省了运算量, 易于工程实现。

参考文献

[1][美]Andrea Goldsmith著, 杨鸿文等译.无线通信.人民邮电出版社, 2007.

[2]丁兴文.直接序列扩频通信系统中干扰抑制技术研究.南京理工大学硕士论文, 2007.

[3]Mehmet V.Tazebay, AliN.Akansu.Adaptive subband transforms in time-frequency exeisers for DSSS communications systems.IEEE Trans, on signal Proeessing.1995, 43 (10) :276-282.

[4]张金菊, 孙学康等.现代通信技术 (第二版) .人民邮电出版社, 2007.

[5]樊昌信, 徐炳详等.通信原理 (第5版) .国防工业出版社, 2006.

[6]张春海, 薛丽君, 张尔扬.基于自适应多门限算法的变换域窄带干扰抑制.电子与信息学报, Mar.2006, 28 (3) :461-465.

干扰抑制系统 篇8

快速时变多径信道下的干扰抑制问题是现在研究的热点[1],现有的多数文献还是以单载波系统和以OFDM为代表的多载波系统为主[2]。但是单载波由于码字宽度窄,受到快速时变信道码间干扰严重,尤其在强时变密集多径信道中,更容易受到由于多径时延造成的码间干扰。近年来,大多数研究者多以多载波调制系统来克服单载波遇到的问题,主要以OFDM为代表,通过增加符号间的宽度并使用简单的均衡器消除码间干扰,但是OFDM系统在大的多普勒影响下,子载波间的正交性容易受到破坏,这时的载波间干扰( Inter-carrier Interference,ICI) 也是相当严重的。

最近,南加州大学的研究人员提出一种特殊的解调方式 – 部分快速傅里叶变换( Partial Fast Fourier transform,PFFT)[1],并且在声呐系统以及数字视频广播系统等快速时变信道下发挥了重要的作用。这种新型的解调方式,解决了传统的傅里叶变换无法进行局部分析的问题,并且在一定程度上克服了OFDM系统在快速时变信道下受到的ICI的影响,但是OFDM系统在接收端的有效性仍然在强时变信道条件下遇到性能提高受限的瓶颈,本文将基于加权分数傅里叶变换( WFRFT) 以及部分FFT解调,提出一种新的混合载波-部分FFT解调系统,新的系统将在抑制ICI上得到进一步提升。

1 混合载波系统

首先给出混合载波调制( hybrid carrier modulation,HCM) 系统在双选信道下的传输模型如图1所示。

设长度为N的BPSK/QPSK信号D = ( d1,d2,...,dN) ,这里假设信号D是 α 阶的加权分数域信号[2],经过- α 阶的WFRFT变换后被调制为混合载波信号。由于WFRFT变换是一种时频变换工具,文献[2]中已经研究了它的性质,信号经过WFRFT变换后,信号能量以及信号上的干扰能量,能够在较均匀的分布在时频平面上[2],这样能够在一定程度上降低强干扰产生的概率。

由于假设原始信号是 α 阶的加权分数域信号,因此,经过- α 阶的WFRFT变换后,原始信号就由 α阶的加权分数域信号变换到了时域信号。

假设系统的循环前缀持续时间为Tp,且Tp>Tτ,其中Tτ为最大时延扩展。这样,时域传输信号可以表示为:

式中,Td为采样周期,加权分数傅里叶变换的核函数 φα( v,t) 可以表示为[3]:

式中,加权分数傅里叶变换的加权系数,l=0~3。

这里是利用分数傅里叶变换的一般形式[3],信道模型可以表示为:

假设hl( t) 是快速时变多径信道的信道增益,τl( t) 是第l径的时延扩展,这里假设多径延迟是时变的,这是不同于一般的慢时变信道,在快速时变信道下,诸如水声信道[1,4]、数字视频广播信道[1],由于大多普勒的影响,因此假设时延是随时间变化的。经过双选信道后,在接收端去除循环前缀,这时的接收信号可以表示为:

式中,n( t) 是加性高斯白噪声。

2 部分FFT解调( PFFT) 技术

一般情况下,接收端通过一个傅里叶变换,就可以完成从时域到频域的转化,即:

这里Hp( t) 和sp分别如下表示:

本文将用部分FFT解调( Partial FFT Demodulation,PFFT) 来代替原来的傅里叶变换解调,PFFT解调首先将整个采样区间[0,Td],平均分成互不相交的Q部分,通过相应位置的补零,仍然保持每一部分的信号长度不变。之后对每一子区间进行傅里叶变换。其中第q个子区间的第k个输出可以表示为:

这里部分积分的结果Gp - k( q) ,可以表示为如下的形式:

PFFT解调以后,每一部分的有效信号的长度由N变成了现在的N / Q,这样有效信号点上的干扰能量也相应的降低,因此相比较于原来的傅里叶变换解调,在一定程度上降低了符号上产生强干扰的概率,同时经过部分FFT解调后,由于每一部分互不相交,这样也在一定程度上减少了载波间干扰。

虽然在一定程度上降低了载波间干扰,但是仍然需要信道补偿来弥补信道衰落造成的严重影响。这种情况下,首先对每一部分进行加权补偿,假设第k个采样点的加权补偿系数为 ζk= ( ψ1,ψ2,...,ψQ) 。令通过PFFT解调后向量为yk= ( yk1,yk2,...,ykQ) ,则第k个子载波的频域估计值为:

最后频域估计值经过 α - 1 阶的WFRFT得到分数域估计值。

3 优化信道加权补偿

前文已经分析了信道加权补偿的必要性,为了得到优化的信道加权补偿,本文采用最小均方误差原则( Minimum Mean Square Error,MMSE)[5]:

上述问题的优化解可以利用向量求导法则得到,具体的表达式如下:

可以看到优化信道补偿系数由互相关函数E( yksk*) 和自相关函数E( ykykH) 2 部分组成,为了得到2 个函数的具体表达式,首先将yk的表达式经过变形,变为如下的向量形式:

式中,。这样可以得到E( yksk*) 和E( ykykH) 的表达式:

4 数值仿真

为了验证本文提出的混合载波-部分FFT解调系统的性能,本节将利用数值仿真并对比传统的单载波和OFDM系统,在同样的信道均衡方式下的性能。

双选信道仿真条件: 每个数据帧长度N = 256的QPSK信号, 采样率54. 69 Hz,采样周期18. 28 ms,循环前缀2. 29 ms,归一化多普勒频率0. 274 2。采用10 个径的WSSUS模型[6],最大延迟扩展0.6 ms[7]。假设信道已经通过一定的信道估计获得[8]。

图2( a) 和( b) 分别是3 种通信系统利用部分FFT解调( Q = 8、32) 时的对比结果,其中,横坐标是信噪比( Signal-to-noise Ratio,SNR) ,单位是d B,纵坐标是误码率( BER) 。混合载波系统的调制阶数 α= 0.4。在这种条件下,无论分块数是多少,混合载波-部分FFT解调系统都要比OFDM系统有明显的优势,而当信噪比大于18 d B时,混合载波-部分FFT解调的性能也会由于单载波-部分FFT解调系统。这样的信道模型可以模拟实际的声纳、高铁以及数字视频广播等双选信道模型。

5 结束语

为了解决双选信道下的载波间干扰问题,本文提出一种基于混合载波-部分FFT解调系统的ICI抑制算法,并且设计了这种算法的实现结构,结合混合载波和PFFT解调的特性,推导出优化的信道补偿。数值仿真表明,在典型的双选信道下,混合载波-部分FFT解调系统性能明显优于传统的OFDM -部分FFT解调系统,并且在一定的信噪比下,混合载波-部FFT解调系统的性能也优于单载波-部分FFT解调系统的ICI抑制算法,同时也说明本文提出的ICI抑制算法在性能上的优势。

摘要：针对双选信道下信号传输受到严重的载波间干扰(Inter Carrier Interference,ICI)的问题,首先利用部分FFT解调技术对局部干扰进行了分析,进一步在基于加权分数傅里叶变换的混合载波系统的抗干扰理论的基础上,提出了基于混合载波-部分FFT解调的信道ICI抑制算法,设计了这种算法的实现结构,最终将这种新的算法应用到双选信道下。仿真表明,相比较于传统单载波和OFDM系统,该算法具有误码率性能上的明显优势。

关键词：双选信道,载波间干扰,混合载波,部分FFT解调

参考文献

[1]Yerramalli S,Stojanpvic M,Mitra u.Partial FFT Demodulation:a Dection Method for Highly Doppler Distorted OFDM Systems[J].IEEE Transactions on Signal Processing,2012,60(11):5906-5918.

[2]Mei L,Sha X,Zhang N.The Approach to Carrier Scheme Convergence Based on 4-weighted Fractional Fourier Transform[J].IEEE Communications Letters,2010,14(6):503-505.

[3]史军,迟永刚,沙学军,等,加权分数傅里叶变换在采样重构中的应用[J].通信学报,2010,31(4):88-93.

[4]Li Y,Sha X,Wang K.Hybrid Carrier Communication with Partial FFT Demodulation over Underwater Acoustic Channels[J].IEEE Communications Letters,2013,17(12):2260-2263.

[5]Li Y,Sha X,Zheng F C,et al,Low Complexity Equalization of HCM Systems with DPFFT Demodulation over Doubly-Selective Channels[J].IEEE Signal Processing Letters,2014,21(7):862-865.

[6]Hwang S J,Schniter P.Efficient Multicarrire Communication for Highly Spread Underwater Acoustic Channels[J].IEEE J.Sel.Areas Commun,2008,26(9):1674-1683.

[7]Schniter P.Low-complexity Equalization of OFDM in Double Selective Channels[J].IEEE Transactions on Signal Processing,2004,52(4):1002-1011.

干扰抑制系统 篇9

关键词：OFDM,子载波间干扰,抑制方案

1 OFDM系统简介

1.1 OFDM技术的基本原理

OFDM技术属于多载波调制 (Multi-Carrier Modulation, MCM) 技术。其调制基本思想是:将信道划分为若干个正交的子信道, 同时在每个子信道上进行窄带调制和传输, 这样既能减少子信道间的相互干扰, 又能提高频谱利用率。由于每个子信道上的信号带宽要小于信道的相关带宽, 就会使每个子信道上的频率选择性衰落呈现平坦的状态, 进而大大消除了符号间干扰。

保护间隔通常以插入循环前缀的方式实现, 从而保证了子信道之间的正交性。相比于各子信道的频谱完全分开的多载波调制系统而言, 在OFDM系统中, 各子信道采用的载波间的频谱是相互重叠的, 这样有助于接收端借助载波间的正交性达到分离数据的目的。OFDM信号的频谱如图1所示。

1.2 OFDM系统原理及实现框图

一个OFDM系统内包含多个经过调制的子载波的合成信号, 每个子信道中的载波都可以使用相移键控 (PSK) 或者正交幅度调制 (QAM) 进行调制。用N表示子信道的个数, di (i=0, 1, …, N-1) Tofdm表示OFDM符号的周期, 表示分配给每个子信道载波的符号, fc表示第0个载波的载波频率, 表示矩形脉冲, 则从ts时刻开始的OFDM符号在时域中的表达式为:

可以根据下图2, 构建OFDM系统框图:

2 OFDM系统的优缺点

2.1 OFDM系统的优点

2.1.1 频谱利用率高。

频谱利用率较高, 这一点在频谱资源有限的无线环境中很重要。由于各个子信道的载波间存在着正交性, OFDM系统允许子信道的频谱相互重叠, 相比于其他常规的频分复用系统, OFDM系统可以大大提高了频谱利用率, 从而最大限度地利用频谱资源。

2.1.2 抗多径衰落能力强。

当信号在信道中, 由于多径效应导致频率选择性衰落时, 频带凹处的子信道载波及其携带的信息会受影响, 造成丢失或者错误。通过各个子信道载波的联合编码, 使其抗衰落能力大大提升, 从而避免了其他的子信道载波受影响, 故OFDM系统的总误码率低得多。还需要注意一点的是, OFDM技术利用了信道的频率分集, 在衰落不是特别严重的情况下, 可以根据情况不再添加时域均衡器。OFDM系统能有效地减少载波间的干扰, 这一优势使其在多径环境中和衰落信道中也能实现数据的高速传输。

2.2 OFDM系统的缺点

2.2.1 与单载波系统相比, OFDM系统更加易受频率偏差的影响, 换言之, OFDM系统对频率偏差表现更加敏感。无线信道通常具有时变性, 而时变性非常容易造成的多普勒频移, 同时由于发射机和接收机与本地振荡器之间的频率偏差, 都会破坏子信道载波的正交性, 从而产生ICI (inter-carrier interference, 子载波间干扰) 。这种对频率偏差的较强敏感性是OFDM系统的主要缺点之一。

2.2.2 存在较高的峰值平均功率比 (峰均比) 。多载波系统的输出是由多个子信道载波信号进行的叠加, 因此如果多个信号的相位一致时, 当这些载波信号 (假设N个) 恰好同时都以峰值点相加后, OFDM信号也将产生最大的峰值。该峰值功率是平均功率的N倍, 从而输出的叠加信号的瞬时功率便会远远大于信号的平均功率, 进而导致较大的峰值平均功率比 (PAPR, Peak-to-Average power Ratio) 。这种情况的出现, 会对发射机内置的放大器的线性相关度提出很高的要求。

3 OFDM系统子载波间干扰分析

3.1 子载波间干扰产生原因分析

3.1.1 多普勒频谱的开展引起的子载波间干扰。

这种子载波间干扰通常是发生在用户的移动时。用户的无规律移动会造成信道的时变性, 进而产生多普勒频谱展开效应, 从而影响甚至破坏子载波的正交性, 从而引起子载波间干扰。

3.1.2 子载波的同步误差引起的子载波间干扰。

在OFDM系统中, 接收端和发射端的晶振频率通常无法保持绝对的同步, 这种晶振频率的不一致往往会导致的载波误差, 进而会引入干扰, 造成子载波间干扰。但是这种子载波间干扰是可以进行补偿或削弱, 通过是采用同步偏差和信号补偿来消除。

3.1.3 码间干扰 (ISI:Inter-Symbol Interference) 引起的子载波间干扰。

当OFDM系统在多径的环境下运行是, 一旦多径信道的最大时延超过了循环前缀, 就会产生码间干扰, 而且传输速率也高, 码间干扰也更加严重。同样的, 这种码间干扰也会破坏子载波间的正交性, 从而引起子载波间干扰。不过, 这种子载波间干扰也是削弱的, 通常的解决办法是降低数据的传输速率或者增加均衡模块。

3.2 几种常见的抑制子载波间干扰的算法讨论

3.2.1 子载波间干扰的自消除算法。

在相邻的子载波放置相反的符号数据信息, 这样的调制方式可以在一定程度起到抵消子载波间干扰的作用。在考虑到相邻子载波频点, 会对其他载波频点所产生的干扰存在很强的相关性的因素, 如果在相邻子载波上放置相反数据信息, 可以相互抵消其他子载波频率上受到的上述两个相邻子载波的干扰。但是考虑到频谱利用率, 需要将数据调制的阶数提高一倍。所以, 这种方法的缺陷是在信噪比较高的时候性能改善比较缓慢。

3.2.2 时域中加窗的方案。

时域中加窗的方案是在发送端将需要传输的时域信号与特定的窗函数进行乘运算, 利用时域下窗函数的特性来改善信号的频域特性, 从而抑制子载波频谱旁瓣的泄露, 进而减小子载波间干扰的能量, 达到抑制子载波间干扰的作用。但是时域中加窗的方案也有缺陷, 因其往往是以牺牲OFDM系统抗时延扩展能力作为代价。

4 结束语

OFDM技术有着非常广阔的发展前景, 并且逐步成熟与完善。目前, OFDM结合时空编码、分集、干扰和邻道干扰抑制以及智能天线技术, 最大限度地提高了物理层的可靠性。结合自适应调制、自适应编码以及动态子载波分配和动态比特分配算法等技术, 可以使其性能进一步优化。总之, 由于OFDM技术依靠着其良好的性能, 将成为未来移动通信行业的核心技术。

参考文献

干扰抑制系统 篇10

接收机系统是无线通信系统的组成部分, 广泛应用于工业生产、日常生活与军事领域, 例如手机、收音机、雷达、卫星等等, 它需要通过混频器将信号转为中频后再进行后续处理。

频率的转换过程存在着镜频干扰。如果输入信号频率为fs, 混频器本振频率为fl, 则输出中频应为fi。如果在比fs高两个中频处有一个信号频率fm, 它像是以fl为镜子, 站在fs处看到的镜像, 所以称为镜像频率。这一干扰信号会和输入信号一样进入混频器混频, 得到中频分量, 这样的中频分量就产生了混叠, 将这种干扰称为镜像干扰。如图1所示, 输入的信号频率40khz和镜像频率80khz与本振60khz混频后均产生20khz的中频信号, 这样在有用信号中会混叠有难以去除的干扰。

当镜频干扰频率进入接收机, 相当于增加了接收机内部噪声, 从而降低了接收机的灵敏度。特别是在加装有低噪声高频放大器的接收机中, 因接收机内部噪声很小, 镜频噪声的影响就很明显, 因此需要对这样严重干扰的噪声在技术上进行抑制。

2 常见接收机中镜像频率的考虑

实际的接收机系统有许多种实现方案, 一般根据结构可分为以下四类:超外差接收机、零中频接收机、低中频接收机和镜像抑制接收机。

(1) 超外差接收机

超外差接收机又可以称为中频接收机, 它是一种通过混频的方式将射频信号变为一个频率较低的中频信号, 再通过放大、镜像抑制滤波后进行解调的方式, 减小接收频率过高的射频信号时可能遇到的困难。根据情况, 有时候会使用两次或两次以上的变频, 以保证获得良好的灵敏度和选择性。超外差接收机通过变频前加镜频抑制滤波器来滤除镜像频率干扰。

超外差接收机设计的关键在于选择合适的中频频率以及性能良好的滤波器。为了提高接收机的灵敏度, 抑制镜像频率信号的干扰, 接收机可以选择高中频, 使镜像频率尽量远离有用信号。但是高中频又会造成中频滤波器的带宽变大, 降低了对相邻信道的抑制能力。因此, 超外差接收机的中频选择是解决“灵敏度”和“选择性”是一矛盾的关键。

(2) 零中频接收机

零中频接收机前端只包括低噪声放大器和混频器, 结构相对简单, 变频后直接是基带信号。由于没有镜像频率的干扰, 所以不需要使用镜频抑制滤波器, 只需要低通滤波器来选择基带信号。

但是零中频接收机和超外差式收机相比较, 零频附近很不安全, 同时也存在不少难以解决的问题:包括低噪声放大器谐波失真干扰、低频噪声以及本振泄漏等, 一般很少使用。

(3) 低中频接收机

和零中频接收机类似, 低中频接收机可以有效抑制直流附近的问题, 但却仍然有镜像频率抑制的问题, 可用于对镜像频率信号抑制要求不高的场合。同时低中频接收机不易分配较高的增益, 在实际使用中还需要结合使用额外的镜频抑制措施。

(4) 镜像抑制接收机

镜像抑制接收机通过改变电路结构的方式, 采用正交混频结构来抑制镜像干扰频率。常见的有Hartley结构和Weaver结构, 可以有效抑制镜频信号, 使得有用信号顺利通过。

这种接收机要做到完全的镜像频率抑制, 有两个关键点:一是两条支路必须完全一致, 包括混频器的增益、低通滤波器的特性、本振信号的幅度等都必须一致;二是本振的两路信号要精确地相差九十度, 做到完全正交, 否则镜像频率不可能被完全抑制, 因此这种结构要实现镜频抑制有一定的难度。

3 镜像频率抑制接收机系统设计

3.1 设计指标要求

射频中心频率:24.5GHz;

输出中频:140±10MHz;

总增益:80d B;

噪声系数:<3d B;

动态范围:30d B;

输出信号功率:-10d Bm。

3.2 接收机方案的设计

根据前面几种接收机的特点分析, 这里选用了较为常用的超外差接收机结构, 它在一定程度上可以解决好高增益和镜像抑制的问题。由于射频频率24.5GHz和中频频率140MHz相差较大, 这里可以采用两次下变频的结构, 如图2所示。该结构设计的关键是选择好第一混频后中频的频率, 使有利于一次混频前带通滤波器对于镜像频率干扰的抑制, 方便平衡“灵敏度”和“选择性”是一对矛盾。

(1) 频点的设置

由接收机结构可知, 通过天线接收的射频信号首先经过低噪声放大器的放大, 然后经过滤波、第一次混频后得到第一中频信号;接着经过滤波、放大和第二次混频得到第二中频信号, 最后信号经再次滤波后由自动增益控制放大器实现放大, 使输出符合动态要求。

接收机系统首先要进行两次变频频点的设置, 镜像频率的大小和频点的设置有着直接的关系。因此, 频点的选取原则是使得两次变频后的中频频带内没有谐波、交调和杂波。同时该系统中对镜像频率干扰的抑制主要是由带通滤波器来完成, 所以频点的选取还要方便带通滤波器对与镜像频率的滤除。经过多次比较和计算之后, 本系统选取的各个频点如下:

第一本振频率:22.54GHz;第一中频频率:1.96GHz;

第二本振频率:1.82GHz;第二中频频率:140±10MHz;

分析设置好的频点, 在第一混频时射频信号24GHz, 本振信号22.54GHz, 出现的镜像频率为2 0.5 8 G H z, 因此第一带通滤波器设计通带为23.6-25.4GHz, 对镜频20.58GHz处的抑制大于45d B。第二混频时射频信号1.96GHz, 本振信号1.82GHz, 出现的镜像频率为1.68GHz, 所有第二带通滤波器设计通带为1.93-1.99GHz, 对镜频1.68GHz处的抑制大于35d B。通过该频点方案和滤波器的设计, 接收机系统可实现对镜像频率干扰的抑制。

(2) 电平、噪声的分配

由接收机系统结构可知, 整个系统包括多个放大器、带通滤波器和混频器等, 系统要求总增益达到80d B, 噪声系数小于3d B, 所以需要在系统各个频段上对各器件合理分配增益和噪声指标, 保证各级放大器能稳定工作, 同时系统满足指标要求。

系统噪声系数的公式如下所示, 由该式可知, 系统第一级器件的噪声系统对系统起着决定性的作用, 需要它有着高增益和低噪声系数。通常情况下, 当第一级放大器的增益达到30 d B以上时, 后级器件或设备的噪声系数大小对系统几乎没有影响。本系统要求接收机噪声系数控制在3d B以内, 同时考虑到增益的合理分配, 这里对第一级低噪声放大器的指标设置为噪声系数小于2.5d B, 增益大于28d B。根据计算, 此指标可以保证接收机系统的总噪声系数小于3d B。

第一级放大器指标设置好之后, 下面主要是对后级各个部件进行增益的分配。系统总增益80d B, 在分配时要综合考虑各个频段的增益大小, 防止某一个频段的放大器增益过高, 同时要考虑到线路上滤波器、混频器以及连接线合理的损耗, 保证总增益达到系统要求。

系统各部件分配好的指标如表1所示。

根据以上指标可以分析得到, 在进入自动增益控制放大器之前, 系统有总增益50.5d B, 即使考虑到损耗大概也会有48d B, 后级由自动增益控制放大器根据动态范围内的输入信号电平自动调整增益, 其±45d B的增益调制范围足够保证总增益以及输出电平的要求。

3.3 系统的仿真

将设计好的接收机系统各部件参数输入仿真软件, 验证其设计的合理性。首先观察系统电平输出情况, 如图3所示。由图可见, 各频段电平变化较为合理, 有利于各级放大的稳定工作。仿真设置信号输入电平为-90d Bm, 最终可以在系统输出端得到大约-9.3d Bm的中频信号, 实际中可以通过微调自动增益放大器来保证-10d Bm的精确输出。

同时通过仿真观察系统的增益和噪声系数的情况, 如图4和图5所示。由图可知, 在信号频段内, 系统总增益大约为80.7d B, 噪声系数大约为2.55 d B, 满足系统增益大于80d B, 噪声系数小于3d B的要求。

4 总结

超外差结构的接收机, 通过对变频频点的合理设置可以利用带通滤波器实现镜频干扰的有效抑制。设计时还要综合考虑系统各级的增益和噪声指标, 以保证系统满足设计要求。

摘要：文章针对接收机系统中常见的镜像频率干扰问题, 给出了一种接收机的设计方案。设计采用两次变频的超外差结构, 通过对频点的合理设置, 利用带通滤波器实现镜频干扰的抑制。同时通过对接收机各级部件增益和噪声系数的分配, 实现系统指标符合设计要求。

关键词：镜像频率干扰,接收机

参考文献

[1]雷霖, 罗浚溢, 添书林.一种镜像频率抑制方法研究[J].电气自动化, 2013 (3) :102-105

干扰抑制系统 篇11

关键词：窄带干扰抑制,抗干扰性能分析,仿真

直接序列扩频通信因本身所固有的扩频增益可以提供较强的抗干扰能力, 因而在军事通信中被广泛运用;然而随着现代干扰技术的发展, 干扰手段是越来越多。在存在强窄带干扰的情况下, 扩频通信系统性能会严重恶化, 此时可用信号处理技术来弥补扩频处理增益的不足, 通过信号处理的技术在不提高系统处理增益的情况下增强系统的干扰抑制能力。本文主要讨论在解扩前采用时域自适应窄带干扰抑制技术进行抗强窄带干扰。

1 时域窄带干扰抑制技术基本原理

时域窄带干扰抑制技术主要是利用自适应的算法来调整一个横向滤波器的系数, 以达到抑制干扰的目的。窄带干扰是非高斯的, 样值间有很强的相关性, 可以从过去取样值来估计当前样值;而扩频信号和噪声频谱平坦, 以切普率取样的样值之间几乎不相关。当接收信号同时包含宽带成分和窄带成分时, 如果产生一个接收信号的预测值, 那么预测值中将主要是窄带信号的预测值。利用窄带信号和宽带信号在可预测性上的差异, 得到一个窄带干扰的精确复制, 然后在接收信号中消除复制出的信号, 从而达到抑制窄带干扰的目的。

时域窄带干扰抑制技术的优点是不需要很多干扰信号的先验知识, 就可以有效地抑制窄带干扰, 且基于时域的抑制技术能更彻底的抑制干扰, 但自适应算法需要迭代运算, 需要收敛时间, 使得实时性比较差, 同时其收敛速度慢, 往往只能处理平稳的窄带干扰。

基于最速下降法的LMS算法的迭代公式如下:

其中μ为步长因子。

设x (k) 包含正弦干扰信号和扩频信号b (k) , 以同频率的正弦信号作为理想参考信号, 系统框图如图1所示。

2 时域自适应窄带干扰抑制技术在扩频通信系统中仿真及分析

对于采用时域窄带干扰抑制方法进行仿真, 系统仿真参数设置如下, 码元速率256kbps, 比特速率512kbps, 调制方式采用BPSK, 扩频序列采用m序列, 序列阶数为3阶, 扩频因子31, 信干比-35dB, 窄带干扰信号采用正弦信号, FIR滤波器的阶数N (即滤波器抽头个数) 为128, 自适应步长u=0.0002输入信号抽样点数 (即数据长度) 为1024, 采用LMS时域自适应算法进行滤波, 滤波前后信号频谱图如图3、图4所示。

图2为扩频信号频谱, 图3为加有点频干扰的接收到的扩频信号频谱, 从图中可以看出有明显的干扰, 图4为经过滤波后的信号频谱, 从图中可以看出在干扰信号频点附近频谱明显下陷, 即干扰信号得到了抑制, 当然接收信号能量也受到了一定程度的损失, 小部分的频谱损失对接收的影响非常有限, 不影响后面的解扩处理。

3 通信系统抗干扰性能分析

衡量一个通信系统的抗干扰能力的指标就是抗干扰容限, 本系统中采用扩频技术和自适应干扰抑制技术:扩频倍数31, 处理增益为10log31=14.9dB, 解调所需Eb/n0为10dB, 抗干扰容限=14.9-10=4.9dB, 采用自适应窄带干扰抑制技术后, 从仿真结果可看出, 窄带干扰抑制能力提高了近20dB。因此, 在系统遇到强窄带干扰的情况下, 采用在解扩前将窄带干扰抑制掉, 再进行解扩是一种很好的抗强窄带干扰的方法。

4 结语

文章针对扩频通信中在抗强窄带干扰方面存在的局限性, 提出在扩频通信系统中采用自适应干扰抑制技术, 并进行了仿真, 仿真结果表明, 系统抗干扰效果显著增强, 为提高通信系统的抗干扰性能的工程实现奠定了基础, 具有一定的现实意义。

参考文献

[1]胡广书.数字信号处理理论、算法与实现[M].北京:清华大学出版社, 2003.

[2]张贤达.现代信号处理[M].北京:清华大学出版社, 1995.

[3]龚耀寰.自适应滤波器[M].北京:电子工业出版社, 1989.