补偿效应（共8篇）
补偿效应 篇1
随着林权制度改革的进一步深入, 平原农区近林墙农田户对受林网弇挟造成减产效应而要求生态补偿的纠纷案件越来越多, 直接影响到平原造林绿化成果的巩固和农村的社会稳定。为了有效保护林网树承包户的合法权益, 合理解决近林墙农田承包户关于生态补偿的正当要求, 2001至2009年, 我们结合“林网对近林墙农作物弇挟效应研究”和“欧美杨活立木造材价格估算方法研究”工作, 开展了“关于对林网弇挟效应生态补偿量的研究”, 取得了重要进展, 达到了预期目的。现将有关研究情况报告如下。
1 材料与方法
1.1 研究材料
分别取自刘中山等人2001-2005年在淮阳县安岭镇双楼村进行的小麦、大豆、玉米受弇挟情况的实验研究资料、2005-2006年在市林科所进行的9年生欧美杨活立木造材价格估算方法研究资料和2003-2008年在淮阳、商水、川汇区等地多处进行的6年生林网树生长情况调查研究资料。
1.2 研究方法与内容
对研究材料首先依次进行林网东侧农田减产比重计算与分析、林网生长期间东侧农田平均减产比重计算、林网弇挟期损失产值总量计算, 然后进行弇挟期 (林网生长期间) 内林网树产值计算、补损占林网树税后亩产值比重计算, 最后对林网弇挟效应生态补偿量—每年补助土地 (“树随地走”模式) 面积/每年补偿土地 (“树地分属”模式) 面积进行计算。
2 结果与分析
2.1 第6年林网东侧农田减产比重分析
第6年林网东侧农田减产比重分析见表1。
2.2 6年间林网东侧农田平均减产比重计算
6年间林网东侧农田平均减产比重计算见表2。
2.3 6年生林网生态补偿计算
6年生林网生态补偿计算结果见表3。
2.4 6年生林网生态补偿分析
2.4.1 南北向林网“两侧无沟两行树 (行距6~8 m) ”模式林网东侧补助与补偿量计算
林网高度19 m, 弇挟宽度按1倍树高计算, 每亩林网长度为35.1 m。采用“麦玉、麦豆”平均模式计算, 按当时的亩产量684 kg, 平均单价1.5元, 对照亩产值1 026元, 亩弇挟损失平均百分比为16.4%, 6年每亩损失产值1 009.58元, 每亩林网有树9.6株, 林网树税后产值1 179.48元, 除去补助弇挟损失外略有节余, 所以“树随地走”模式的农田, 集体不再给以补助土地即可, 但对于“树地分属”模式的情况, 林网树主应将多收入的经济效益给被弇挟户一定的土地补偿, 共需补偿土地面积656.329 m2, 平均每年补偿宽度3.116 m, 如果树主愿意用树木分成方式补偿, 则应分85.6%给被弇挟农田户。
注:处理区第20 m段后的各米段产值与对照区各米段产值基本相同, 故省去数值列表
单位元、%
注:亩弇挟损失平均百分比指夏秋栽培模式小麦玉米、小麦大豆平均数
2.4.2 南北向林网“一路 (4 m) 一沟 (2 m) 一行树”栽植类型模式补助与补偿量计算
林网高度19 m弇挟宽度按1倍树高, 亩长度仍为35.1 m, 采用“麦玉、麦豆”平均模式计算, 对照亩产684 kg, 平均单价1.5元, 对照亩产值为1 026元, 亩弇挟损失平均百分比是14.1%, 6 a亩损失产值867.996元, 每亩林网有树9.6株, 平均胸径22.7 cm, 林网树税后亩产值同样为1 179.48元, 除去补助弇挟损失外, 仍有节余, 所以“树随地走”模式的农田, 集体不再给补助土地即可, 但对于“树地分属”模式的情况, 如果愿意用补偿农田面积解决纠纷, 林网树主应给被弇挟农田户每年2.679 m宽的土地补偿, 如果愿意用树木分成方式解决纠纷, 则应分73.6%给被弇挟农田户。
2.4.3 亩产、单价、林网树胸径、树高、木材单价出现变化后补助与补偿量的计算
2.4.3.1 对照农作物亩产变化的情况
根据平均减产百分比没有变化的情况, 可以算出减产值再依次计算补助或补偿土地面积 (或分成比例) 。
2.4.3.2 农作物单价变化的情况
根据减产百分比没有变化的情况, 重新计算减产值。再依次计算补助或补偿土地面积 (或分成比例) 。
2.4.3.3 林网树胸径变化的情况
根据《欧美杨活立木造材价估算表》重新计算林网树材积与价值, 再减去15%育林基金, 计算林网树税后亩产值, 再依次计算补助或补偿土地面积 (或分成比例) 。
2.4.3.4 林网树高变化的情况
根据面积由长乘宽而得的原理和弇挟宽度取1倍树高的原则, 重新计算林网长度按株距求得林网树株数, 再依次计算补助或补偿土地面积 (或分成比例) 。
2.4.3.5 木材单价变化的情况
先根据《欧美杨活立木造材价估算方法》和市场木材造材新单价对林网树各径阶造材价重新调整, 再计算林网树亩产值, 然后再按生态补偿量计算过程简表依次计算结果。
3 结论与建议
3.1 结论
3.1.1 对林网弇挟农田生态补偿量计算方法的研究结论
3.1.1.1 根据《林网对近林墙农作物的弇扶效应研究》成果得到了1倍树高范围内各米段减产比重。
3.1.1.2 根据《欧美杨活立木造材价估算方法研究》成果, 得到了每亩农田的林网树各径阶造材价和林网树的税后亩产值。
3.1.1.3 根据操作计算次序提出了生态补偿量的计算过程简表, 供依次进行计算时参考。
3.1.1.4 根据林权制度改革的原则和广大农田承包户、林网树承包户的实际接受能力, 通过效益对比分析, 提出了对林网弇挟效应生态补偿的3种形式 (集体补助、林网树承包户补偿、林网树承包户与农田承包户分成) 和计算方法。
3.1.1.4.1“树随地走”模式集体补助形式
如果弇挟损失超过林网树税后亩产值, 则采取由集体补助土地面积进行生态补偿, 计算方法是根据林网树产值与被弇挟农田损失产值总额之差来比对, 若为负值, 则用绝对值与对照亩产值相除, 换算成补偿面积, 再算出宽度, 用弇挟年限平均得到每年补助的宽度, 如果弇挟损失小于林网树税后亩产值, 则不予补助。
3.1.1.4.2“树地分属”模式补偿土地形式
林网树承包户愿意补偿土地, 则按弇挟损失总额与对照亩产值比对, 折合土地面积换算宽度, 计算平均每年补偿土地宽度。
3.1.1.4.3“树地分属”模式树木分成形式
如果林网树承包户愿意与农田承包户采取将林网树比例分成形式进行补偿, 则将弇挟损失与林网树税后产值比对, 占多大比例就按多大比例分成, 进行生态补偿。
3.2 建议
3.2.1 同行专家与热心学者可继续深入开展相关研究
由于本项研究仅进行6 a生19 m高林网对东侧农田小麦、玉米、大豆弇挟效应生态补偿量研究, 对树龄、树高、弇挟方向等研究较为有限, 只能起到抛砖引玉的作用, 建议同行专家与热心学者继续开展对不同年限、不同树种、不同树高、不同弇挟方向, 甚至不同农作物弇挟效应生态补偿量、补偿形式的深入研究。
3.2.2 目前可暂参考本研究方法计算生态补偿量
在当前没有其他研究成果的情况下, 为及时解决和避免因林权制度改革而出现的纠纷, 根据我们的实践, 在出现生态补偿纠纷时, 可暂参考本研究方法与结果计算生态补偿量;在新建林网时, 可暂参考本研究方法与结果, 留出一定宽度的林网用地以解决林网弇挟效应的生态补偿问题, 从而保证平原林业健康发展、经济繁荣与农村社会的长期安定。
参考文献
[1]史作宪、赵体顺.林业技术手册[M].郑州:河南科学技术出版社, 1988.
[2]刘中山.林网对近林墙农作物的弇挟效应研究初报[J].河南林业科技, 2005, 25 (4) :31.
[3]刘中山.欧美杨立木材积造材格估算方法研究[J].河南林业科技, 2008, 28 (2) :46.
补偿效应 篇2
关键词：运动训练；补偿效应；运动选材
根据相关学者研究，运动训练中有一种补偿效应的研究，能指导和帮助我们的运动训练方法更加科学、有效。同时，这种现象也能够应用到运动员的选材中，使运动员的选材更加科学，能够选出更多的好苗子，为我国的后备力量增砖添瓦。
一、运动训练中的补偿效应
通常在运动员的运动训练中会有一系列的指标和模式来评价一名运动员的训练和竞技能力等各方面的情况。但是在现实中我们会发现，有一些优秀的运动员很少能够每一项都满足最理想标准。同时，一名运动员的某几项能力是远远超过理想标准，但个别数据上却远远落后于正常指标范围。2000年5月，刘大庆、田麦久教授研究了这一现象并指出：运动员竞技能力构成因素中某种素质或能力的缺陷，可由其他高度发展的素质或能力在一定范围内予以弥补或代偿，使其总体竞技能力保持在特定水平。也就是说，运动员的水平不是由他最差的那一项能力决定的，其他发展快速的能力可以对其进行补偿。
运动训练中，各项竞技能力的补偿主要有两个方面。首先，通过增强竞技能力中发展强势的能力实现增强竞技能力的总体功能。在运动员训练中要重视运动员的高度发展的竞技能力，尤其是专项素质中的竞技能力，往往决定运动员未来的发展和成绩。
另外，我们在训练中可以通过提高竞技能力中的缺陷能力实现加强总体竞技能力的目的。
但是，根据最新的身体训练理论，身体是一个整体，是一个链条，如果某些部位的能力较弱，在运动中受伤的可能性就会增大。我们在平时的身体素质训练中还应加强运动员较为薄弱的身体素质训练。
二、运动选材的合理性
运动员选材是通过对挑选对象进行身体形态、生理机能、专项素质、专项意识等方面的考察，把具有运动天赋的儿童、少年选拔出来的一种科学评价方法。现实中的运动员选材经常片面关注运动员的身体素质（速度、力量、灵敏、耐力、柔韧）和心理素质（非智力因素、智力与能力因素、心理现状因素和社会适应因素）等方面的指标，忽略了各项素质指标之间的协调和制约关系，我们要全面、系统地来认识和处理这些关系，才不会让运动员选材不合理问题出现。
我们在选材和运动员的训练中会发现，有一些优秀的青少年运动员不能达到一种平均性的理想标准，也就是每一项都满足理想标准。或者，一名青少年运动员的某几项能力是远远超过理想标准，但个别数据上却远远落后于正常指标范围。通过运动训练的补偿效应，我们可以知道如果一个青少年运动员不能都满足这些指标和模式的平衡状态，这名青少年运动员也能够成为一名优秀的运动员，这些都需要我们后续的研究和教练员的慧眼。
三、结论与建议
1.结论
（1）运动员的水平不是由他最差的那一项能力决定的，其他发展快速的能力可以对其进行补偿。
（2）各项竞技能力可以通过增强竞技能力中发展强势的能力实现增强竞技能力的总体功能；在训练中可以通过提高竞技能力中的缺陷能力实现加强总体竞技能力的目的。
（3）运动员选材经常片面关注运动员的身体素质和心理素质等方面的指标，忽略了各项素质指标之间的协调和制约关系。
2.建议
（1）在运动员训练中要重视运动员的高度发展的竞技能力，尤其是专项素质中的竞技能力。
（2）对于专项能力突出的运动员，即使存在某一项能力发展相对滞后，只要在后天得以针对性的科学训练也可以得到意想不到的成果。
（3）在平时的身体素质训练中还应加强运动员较为薄弱的身体素质训练，延长运动员的运动寿命。
（4）我们在进行运动员选材时，不应只关注某一些通常意义上的标准，还要看这名儿童或少年是否具有超出常人的能力。
参考文献：
[1]刘大庆.运动员竞技能力非衡结构补偿理论[D].北京：北京体育大学，1997：32.
[2]刘大庆.运动员竞技能力非衡结构补偿理论[J].体育科学，2000（01）.
[3]凌颖，潘兰芳.啦啦队运动中竞技能力非衡结构补偿效应的研究[J].大家，2012（06）：131-132.
补偿效应 篇3
文章通过对光纤陀螺温度效应误差成因与机理的分析, 结合国内外温度误差补偿技术的研究现状, 提出了一种基于误差建模的软件补偿方法。仿真试验表明, 该方法能有效抑制温度效应对光纤陀螺精度的影响。
1 光纤陀螺温度效应误差分析
温度效应是光纤陀螺的重要误差源之一, 主要是指温度条件变化导致光纤陀螺输出漂移的现象。
引发温度效应的热量来源主要有两个:一是工作时陀螺各个元器件的自身产热;二是外界温度环境的影响[2]。光纤陀螺内部 (核心器件是光纤环) 的温度是这两个热源综合作用的结果。开机后的一段时间内, 光纤陀螺自身产热导致的升温效应较为显著, 器件内部的温度持续上升, 直至产生的热量与散失的热量基本相当, 形成动态平衡。之后, 外部温度环境的影响占主导作用。在实际的工作环境中, 陀螺外部的温度环境始终在变化, 陀螺内部很难形成稳定不变的温度场, 温度效应误差始终存在。
光纤陀螺内部受温度影响的元器件较多, 温度效应可以看成多种相关因素共同作用的结果[3]。光纤陀螺系统由光路与电路两部分组成:光路部分包括光纤环、光源、Y波导、耦合器和光电探测器;电路部分包括光源驱动电路和信号处理电路[4]。其中, 光路部分的光学器件 (尤其是光纤环) , 对于环境温度的变化更为敏感。这些器件敏感温度变化的机理不尽相同, 这导致温度效应误差的成因较为复杂。如果逐一进行试验分析, 工作量较大, 且无法排除系统内的误差耦合。
在IEEE光纤陀螺标准[5]给出的单轴光纤陀螺输入输出模型方程中, 只考虑了不同温度特征量与陀螺零偏漂移的相关关系, 用环境灵敏项E表示:
根据上述分析并结合式 (1) , 可得:光纤陀螺温度效应的成因主要与绝对温度、温度变化率和温度梯度变化率这3个特征量有关, 可以分别从这3个角度进行误差分析。
首先, 绝对温度在理论上不会对光纤陀螺输出误差产生。然而, 在工程实际与模拟试验中, 即使温度场趋于稳定, 光纤陀螺的输出也会在不同的绝对温度下发生不同的漂移[6]。因此, 建模分析其相关关系, 对误差补偿是必要的。
可见, 光弹效应误差与陀螺内部的温度变化率在一定范围内成正相关。
其中, T (0, x) 和T (t1, x) 为0时刻和t1时刻距离光纤端点x处的温度。针对此误差, 国内外在绕环方法、结构设计等方面进行了改进, 尤其是光纤环四极对称绕法[9]在很大程度上抵消了舒普效应的影响。目前, 可以认为温度梯度变化对光纤陀螺输出误差的影响远小于其他因素。
2 温度效应误差补偿技术
抑制光纤陀螺温度效应的经典方法是从工艺角度进行改进, 包括材料选取、热结构设计、绕环方法改进等方面, 几十年内取得了大量的进展, 但短期还不能彻底解决温度效应问题。
在当前光纤陀螺的工艺基础上, 抑制温度效应误差的方法主要有两种:温度控制与温度误差软件补偿。
温度控制方法 (简称“温控”) 主要通过温控电路在工作中不断监测并修正光纤陀螺的温度, 使陀螺工作于一个较稳定的温度环境[10], 从而有效地抑制了温度效应, 提高了光纤陀螺的测量精度。但是, 此方法不但增加了系统复杂性、功耗和体积, 同时延长了光纤惯导系统的启动时间。因此, 在一些工程应用场合不适合采用温控方案。
温度误差软件补偿方法 (简称“温补”) 是指通过对实际光纤陀螺系统进行温度试验测试, 辨识出其在各种温度条件变化时的误差模型, 进而在电路芯片中编入程序, 实现对温度效应误差的实时补偿。相比于温控, 温补是一种基于数学建模的方法, 额外增加的硬件较少, 对系统启动时间的影响较小, 是提高光纤陀螺使用精度的重要途径。
3 温补建模方法
光纤陀螺温度效应误差的高精度建模是温补技术的主要技术难点。
建模方法一般可分为两大类:一类是机理分析法;另一类是系统辨识法。
机理分析法是根据对象的相关特性, 分析变量的因果关系, 总结出反映其内部机理的规律, 建立具有明确物理意义的数学模型。上文中的式 (2) 与式 (3) 即是由此方法分析得到的模型公式。但是, 由于目前对于光纤陀螺温度效应的相关研究并未彻底成熟 (如绝对温度变化引发温度效应误差的机理尚未完全明确) , 使用系统辨识法很难完全建立出温度效应误差模型。
系统辨识法将研究对象看作一个“黑箱”系统, 不探究其内部机理, 只运用统计分析算法处理系统的输入、输出数据, 最后按照一定准则选取与数据拟合得最好的模型。在光纤陀螺温度效应误差的模型辨识过程中, 可以应用智能算法来提高拟合精度, 如小波理论、马尔科夫链、模糊逻辑、BP神经网络、RBF神经网络等。但这些系统辨识的“黑箱”方法并未分析误差机理与构成, 缺乏实际物理意义, 适应性相对较差, 距离工程应用还需做大量工作。
文章将这两种方法结合起来, 把光纤陀螺的温度效应误差看成是一个“灰盒”模型。在建模过程中, 通过机理分析确定一种合适的模型, 再按照某种参数估计方法进行具体的辨识, 使模型能够最优的描述光纤陀螺温度漂移的本质。参数估计方法使用基于最小二乘法的多项式拟合。该方法具有无偏性、最优性等特点, 计算量较小, 模型直观明了, 同时兼顾个别点与整体误差问题。模型建立流程如图1所示。
结合第1章的光纤陀螺温度效应误差分析与温循实验数据特征, 选取了绝对温度、温度变化率和温度梯度变化率这三个量为自变量, 建立二次误差模型, 按照温度导数的特征进行数据分类, 对每类数据分别进行参数拟合得到多套模型参数, 确定最终的误差模型。
4 温补技术的实现
搭建系统, 采用DSP与FPGA技术, 实现对光纤陀螺温度效应误差的在线补偿。
4.1 测温方案设计
根据光纤惯导系统组成与各单元结构布局, 分析热源分布特征, 得到系统内部温度场按空间分布和随时间变化的大致关系, 进而确定测温传感器的合理布局, 使测得的温度能够实时反映温度场的变化, 为温度效应误差建模提供有效的温度场数据。
4.2 温补程序编写
在温箱中反复进行温循实验, 获得多种温度条件下光纤陀螺与测温传感器的输出数据。使用第3章中的方法, 建立温度效应误差模型, 根据模型编写相关程序并写入DSP中。
4.3 温补电路设计
温补电路主要构成及原理如图2所示。
系统先将铂电阻测温电桥输出的模拟量转换成数字信号, 再将温度数字信号和光纤陀螺输出信号在FPGA中进行处理, 锁存后发给DSP进行温补计算, 将计算结果返回FPGA进行D/F转换, 最后通过光电耦合器得到补偿后的陀螺输出量。
4.4 实验验证
适当更改温度条件, 多次重复试验, 验证温补方法的效果。某型光纤陀螺在补偿前后的精度分别为0.0445°/h和0.0065°/h, 精度提高了约7倍。
5 结束语
在分析光纤陀螺温度效应误差成因的基础上, 通过DSP技术在系统中实现了对温度效应误差的在线补偿。仿真试验结果表明, 使用该温补方法可以将某型光纤陀螺的温度效应误差降低约一个数量级, 且具有较好的实用性与适应性。
参考文献
[1]金杰, 王玉琴.光纤陀螺研究综述[J].光纤与电缆及其应用技术, 2003 (6) :4-7.
[2]王巍, 张桂才, 骆玉玲.光纤陀螺误差分析及其抑制措施[J].导弹与航天运载技术, 1994, 2:29-35.
[3]David H.Titterton and John L.Weston.Strapdown Inertial Navigation Technology (2nd Edition) [M].the Institution of Electrical Engineers, 2004:134-136.
[4]孙英杰.光纤陀螺温度漂移误差建模及补偿技术研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学, 2010.
[5]IEEE Std 952-1997.IEEE standard specification format guide and test procedure for single-axis interferometric fiber optic gyros[S].IEEE Aerospace and Electronic Systems Society, 1997.
[6]Mohr F, Schadt F.Error signal formation in FOGs through thermal and elastooptical environmental influences on the sensing coil[J].Inertial Seneors and Systems, 2011:3-9.
[7]Lefevre H C.The fiber-optic gyroscope[M].Second Edition.USA:Artech House.1993:99-100.
[8]Shupe D M.Thermally induced non reciprocity in the fiber optic interferometer[J].Appl.Opt, 1980, 19 (5) :654-655.
[9]Frigo N J.Compensation of linear sources of nonreciprocity in Sagnac interferometers[J].Fiber Optic and Laser Sensor I, 1983, V412:268-271.
补偿效应 篇4
有源电力滤波器(APF)是未来谐波治理的主要电力装置。有源滤波器的理论和应用研究取得了极大进展,进入工程应用攻坚阶段,有一些问题尚待解决[1],如IPM模块保护,提高补偿效果等,有源滤波器的研究工作仍在积极进行中。许多企业推出了自己的有源滤波器产品,并在技术参数中标称了“谐波补偿次数”。从理论上讲,有源电力滤波器可以补偿任意次谐波,但是由于电流互感器、开关频率和数字低通滤波等导致的一系列延时,使得APF谐波补偿次数受到限制,很少论文涉及这方面内容。现有的少数产品中,仅说明了谐波补偿次数,而未对最高补偿次数以上的高次谐波处理,对降低谐波畸变率有一定影响。本文针对APF系统延时进行建模分析,探讨了如何针对设计好的APF系统确定最高补偿次数,并通过设计安装低通滤波,使补偿效果改善,总谐波畸变率降低,从而为APF设计和工程应用提供有效的指导。
2 延时分析
APF在进行采样滤波信号处理到逆变输出过程中,由于采样间隔延时、互感器相位延迟和信号处理延时等,使得补偿电流与电网电流会有一定的相位差,会对高次谐波补偿效果造成影响,甚至放大高次谐波。以某次谐波相对于基波的百分含量来衡量,若某次谐波补偿后百分比高于补偿前的百分比,显然没必要进行补偿。这个谐波次数就是APF可以补偿的最高次数。
APF延时包括互感器延时、A/D转换延时、数字低通滤波、注入电路延时和逆变开关动作延时等[2],如图1所示。
根据国家电流互感器标准GB 1208-1997可知[3]:0.5级精度的电流互感器,其相位延时误差会达到30′～90′,即0.5°～1.5°。取其平均值1°,对应基波电流延时为
采样保持器集成在A/D转换器内部,因此可将采样保持器和A/D转换器引起的延时作为整体讨论,即数据采样延时。高速A/D转换芯片,从数据采样保持,到微处理器(以DSP为例)接收到转换结果(三相数据)只需几μs,选用TMS320F2812的高速集成A/D芯片数据采样引起的延时小于10 μs,以10 μs计算。
数字信号处理阶段引起的延时主要指微处理器完成计算任务需要的时间,选用快速DSP芯片,耗时相对来说较短。如选用TI公司的TMS320F2812DSP快速处理芯片,每秒可执行150 M条指令(MIPS),单就谐波检测算法而言,若采用ip,iq算法计算电网谐波电流,那么从读取采样结果到发出三相PWM脉宽数据大约需要450条指令,需要3 μs的时间,如果用C语言程序效率低一点,最多也只需要10～20 μs的时间,以20 μs计算。
有源逆变动作响应时间。英飞凌公司的IGBT模块FF300R17ME3,开通延时和关断延时总共不超过2 μs,几乎可以忽略不计。
由上可知,DSP采样以及补偿指令计算时间TP≈30 μs。在10 kHz采样频率下,采样间隔时间为TS=100 μs。(TS+TP)表示最大延迟时间,TP表示最小延迟时间,所以数字控制等效平均延迟时间[2]为
τ=(TS+2TP)/2=80 μs
再加上电流互感器延时,注入电路延时等约为140 μs。即从电网或者负载电流检测开始,到补偿电流注入电网,一个采样点从输入到逆变输出需要经过140 μs(未包括低通滤波器响应时间)延时。
上述估算得到140 μs的延时,使有源电力滤波器达不到严格意义的实时补偿,虽然延时仅为工频周期(20 ms)的0.7%,造成2.52°的相位延迟角。但是,这段延时对于13次(650 Hz)、19次(950 Hz)谐波相位延迟角分别为32.76°,47.88°。随着这些延时的增大,补偿谐波次数的升高,补偿效果将会变得很差,甚至起不到补偿作用,造成谐波放大[4]。
由以上分析可知,数字控制器控制信号离散化是引起数字控制器误差的主要原因,互感器采样延时也是造成补偿效果不理想的主要原因,它们可以统一看作补偿的延迟。虽然这样的延迟可以通过互感器相位补偿、提高采样频率、换用高速数字信号处理器等方法减小,但是无法避免,它必然对高次谐波的补偿带来误差。
3 建模仿真得出最高补偿次数
APF仿真系统过于复杂,多模块多参数相互影响,难以通过仿真研究单纯延时对补偿效果的影响。为此,根据APF系统延迟电流补偿,构建简易模型,来研究单纯性延时对补偿效果的影响。如图2所示,建立三相桥式不可控整流电路模型,提取其a相电流信号作为非线性负载电流,取一个与三相不可控整流负载电流基波幅值相同的正弦信号,相位角均为零;负载电流信号和正弦波信号相减,作为APF的补偿电流。补偿电流信号经过140 μs的延时环节,与负载电流信号相加,得到补偿后的电流I。通过对补偿后的电流和负载电流信号做傅里叶分析,进行高次谐波含量对比,确定最高补偿次数和采样截止频率。Matlab仿真模型如图2所示。
利用Powergui模块对负载电流IL和I进行快速傅里叶分析,最大分析频率设置为3 000 Hz(60次谐波)。U1与Sine相位均为0,Delay模块中“Time delay”设定为“140e-6”。仅延时对补偿波形的影响如图3所示,13次以上典型谐波FFT分析见表1。
由表1可知25次以上的谐波被放大了,而且放大倍数随着谐波次数的增加而增加,在这样的系统延时条件下,最大谐波补偿次数为25次。电流总谐波畸变率补偿前后分别为30.16%,17.4%,补偿效果并不理想。不同场合的负载有不同的补偿要求,如电弧炉等非线性负载谐波频谱非常丰富,最高25次的谐波补偿和补偿后17.4%的谐波畸变率远远不能满足要求,需要设法减小延时,提高补偿次数。
电流互感器延时较大,如果换用0.2级或0.1级的电流互感器,延时误差会达到15′以下,相位延迟误差仅为0.25°,延时时间为
另外采样频率提高至16 kHz,TS=62.5 μs,那么数字控制等效平均延迟时间τ=(TS+2TP)/2=61.125 μs。这样总延时约为75 μs,基波对应相位延迟角为1.35°。
重新设置U1与Sine相位均为0,Delay模块中“Time delay”设定为“75e-6”。13次以上典型谐波FFT分析见表2。
由仿真实验结果可知,最高谐波补偿次数可以达到47次,电流总谐波畸变率补偿前后分别为30.16%,9.97%,补偿效果相对理想。
由仿真实验可得:延时越小,可以补偿的谐波次数越高。
如果要求更高的场合,可以进行互感器相位补偿[5],改用更高速的DSP数字处理芯片等方法。以上虽然是针对信号处理延时做的理论分析和简易模型仿真,但是实际工程应用可以此估算,作为确定补偿次数的依据,有极大的参考价值。
4 补偿次数的设定
首先尽可能采取一切手段减小系统延时。在无法减小信号处理延时的情况下,为了得到更好的补偿效果,必须对补偿次数进行限制,使高次谐波不注入电网。
在DSP处理器的A/D采样之前加一前置低通滤波,将高频分量衰减。电流采样信号经过低通滤波器滤除高次谐波后,再参与谐波电流的检测运算。一阶RC低通滤波器会产生延时,通过仿真分析,前置低通滤波虽然可以有效地抑制高次谐波放大,但是网侧电流总谐波畸变率THD迅速上升,使得这种抑制谐波放大的方法没有实际意义[6]。
高次谐波采样输入端限制无法实现,可以采用输出端LC或者LRC[7]低通滤波电路进行高频电流输出限制。本文采用3阶LC作为输出逆变器的滤波器[8],如图4所示。
通过延时估算,图2的简易仿真模型分析,得到补偿最高次数,确定逆变输出的截止频率。在图4输出滤波作用下,使输出电流只补偿截止频率以下的谐波电流,对APF注入电网截止频率次数以上的谐波电流通过LPF滤除[8,9]。
图4中L,L1和C共同构成LC低通滤波器,L,L1为APF系统连接电感,同时作为低通滤波器电感,R为逆变环节等效电阻,电感和滤波电容参数按照巴特沃斯低通滤波器逼近原则设计,阶数为3阶,输出截止频率为1 250 Hz(25次),截止角频率
ωc=2π×1 250 Hz=9 424 rad/s (3)
巴特沃斯3阶低通滤波归一化传递函数[10]:
将截止频率带入进行反归一化得到巴特沃斯系统函数:
H(s)=1/(1.194 8×10-12s3+2.252×10-8s2+2.122×10-4s+1) (5)
系统等效电路如图5所示。
由图5b等效电路可知,ih为逆变器输出电流,LPF将其高频分量滤除,可得传递函数为
由式(5)和式(6)可得:
逆变器等效内阻和线路阻抗之和假设为3 Ω,这样可以计算得到:
L1=0.163 mH,L=0.474 mH,C=46.4 μF
构建APF系统仿真模型见图6。
加入低通滤波前后网侧电流波形及其频谱分析见图7、图8。
从频谱分析可以看出,加入LPF后网侧电流畸变率从16.45%降低到5.71%,从频谱图上看,虽然低次谐波(1 000 Hz以下)没有大幅度减小,但是高次谐波(1 000 Hz以上)基本不存在,取得了较好的效果。
在实际APF装置中,连接电感、滤波电容等相关参数,需要结合现场实际情况和其他因素给予适当调整和优化,使APF达到最佳工作状态。
5 结论
APF延时对其补偿效果造成巨大影响,尤其是高次谐波放大。本文通过对APF进行延时分析,构建建议模型,初步确定APF系统可以补偿的最高谐波次数。通过在APF与电网连接处并联电容,构成LC低通滤波器,使APF系统只输出补偿低次谐波,实现补偿谐波补偿次数设定,通过仿真验证,取得了较好的效果。
在实际装置中,需要根据不同的负载类型,结合APF补偿效果,反复试验,调整低通滤波参数,同时需要避免滤波电容引起的系统震荡。
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补偿效应 篇5
关键词：定向增发,补偿承诺,股份回购,股东权益保护
一、引言
2006年5月8日,中国证监会发布了《上市公司证券发行管理办法》,定向增发作为股权再融资的一种方式逐渐被采用。由于上市公司大股东与中小股东之间存在着权利和信息不对称,当上市公司向大股东定向增发购买资产时, 可能伴随大股东侵害上市公司和中小股东利益的现象发生。为了保护中小股东的利益,在上市公司重大资产重组管理办法》上述规定下,许多上市公司进行定向增发购买资产时与交易对象签署了《盈利预测补偿协议》,对其注入资产的未来盈利情况进行预测,并对实际盈利数不足预测数的差异额进行补偿(以下简称为“大股东补偿承诺”),那么,大股东补偿承诺在定向增发购买资产中传递了什么信号?市场有没有对此承诺做出反应?做出何种反应?大股东补偿承诺能否起到保护中小股东的利益?本文对这些问题进行了详细的研究。
二、理论分析与研究假设
黄建中(2007) 研究发现并购重组中存在利益输送现象;王蕾蕾(2010)通过实证分析得出大股东注入资产的盈利能力低于原上市公司资产的盈利能力,构成了对小股东利益的侵害;张祥建和郭岚(2008)研究表明大股东通过虚增注入资产价值实现了对中小股东财富的掠夺效应。上述文献说明并购重组中存在大股东侵占中小股东利益的现象。信号传递用来解决由信息不对称引起的利益侵占等一系列问题,如乌家培、谢康(2002)指出,在旧车市场,存在信息不对称时,好车的卖主可以提供一定时期的维修保证,以传递高质量的信息,而坏车的车主无法模仿这种信号,因为维修是有成本的。信号传递理论在定向增发中得到了广泛的应用,如姜海洋(2008)、何丽梅(2010)和王兴燕(2011)等学者研究、结果表明定向增发后上市公司短期股价宣告效应显著为正,在一定程度上保护了中小股东的权益。大股东对其注入资产是否做出承诺以及补偿方式是否相同,其向投资者传递资产质量的信号不同,大股东试图通过做出补偿承诺向投资者传递其注入优质资产的信号。目前,“大股东补偿承诺”方面的研究还很少,许年行、张华和吴世农(2008)发现“附加承诺轻重程度”具有显著的信号传递效应;桂荷发、蔡明和石劲等(2011)发现承诺降低了大股东的股改成本,同时流通股东也对承诺做出了正面的积极反应;高闯、孙宏英和胡可果(2010)发现大股东在上市公司或注入资产实际盈利额不足承诺盈利额时的补偿方式主要有现金补偿和是股份回购(或赠送股份)两种补偿方式均在一定程度上保护了中小股东利益,且股份回购方案更能改善上市公司财务状况和经营业绩和中小股东利益。统计发现,2010年之前多采用现金补偿方案,2010之后的则多采用股份回购的补偿方案,据此推测,监管部门认为股份回购补偿方案比现金补偿方案更能保护中小股东的利益。 基于以上分析,提出如下假设:
假设1:大股东补偿承诺具有正的信号传递效应,保护了中小股东的利益
假设2:股份回购补偿方案比现金补偿方案更能保护中小股东的利益
三、研究设计
(一)样本选择和数据来源以2008年5月至2013年10月公告定向增发预案且大股东做出补偿承诺的上市公司为研究样本,为了剔除定向增发公告效应的影响,以2008年5月至2013年10月公告定向增发预案且不涉及大股东补偿承诺的上市公司为对照样本。并对样本根据以下标准进行筛选:(1)剔除金融类上市公司;(2)剔除了财务数据和交易数据缺失的样本;(3)剔除B股公司定向增发A股,A股公司定向增发H股以及H股公司定向增发A股的样本;(4) 剔除定向增发购买资产宣告期间有重大事件发生的样本。 180个定向增发购买资产的上市公司样本分布情况如表1。
数据来自于CCER数据库、巨潮资讯网并通过手工整理得出。实证分析中用到的个股回报率和市场收益率数据来自CCER数据库。
(二)变量定义和模型构建(1)事件的确定及事件窗口的选择为了剔除定向增发公告效应的影响,以定向增发公告日(CCER数据库中的《资产交易数据库》提供的公告日期)为事件日,如果公告日停牌,则以公告日复牌后的第一个交易日为事件日,并定义为第0天。一般来说,事件期越长,检验效果越差,但事件窗口过短,则可能捕捉不到信息提前泄露问题[12],本文确定事件窗为(-10,+9)共20个交易日。估计期的长短并无统一标准,估计期太长,可能估计的联系已经不适合公司目前的情况,估计期太短则无法充分反映股票和市场之间的关系,本文选取的估计期为90个交易日,对应选取时间区间为(-120,-31)。(2)平均超额收益率和累计超额收益率的计算个股收益率(Rit)、市场收益率(Rmt)分别采用CCER数据库中的“回报率”和“总回报率”。根据市场模型,假定市场收益率和个股收益率之间存在线性关系,估计出α、β的值,然后计算出正常收益率,与实际收益率比较得出超额收益率(AR),据此计算。
四、实证分析
(一)按是否做出补偿承诺分类的公告效应对比分析
(1)对超额收益率进行T检验的结果及对比分析。表2表明,定向增发(做出补偿承诺)公告日前后共20个交易日内的AAR1大部分为正,只有4天为负,且检验结果不显著,从公告日前5天至公告日后3天这9天内,平均超额收益率都为正,且有8天的检验结果显著,说明定向增发(做出补偿承诺)公告对股价波动的影响高度集中在预案公告前后几天, 公告日前出现的显著不为零的超额收益率,说明市场已经提前得到定向增发相关信息,且在一定程度上认同了其价值并提前做出了反应,日平均超额收益率最大值出现在公告日当天,平均超额收益率高达3.0429%,检验结果高度显著,公告日之后,平均超额收益率出现了下降,说明市场对定向增发公告带来的利好预期已经逐步消化。从表2中定向增发(未做出补偿承诺)的T检验结果可知,AAR2在公告日前后产生显著为正的平均超额收益。从图1和表2中AAR1、 AAR2的独立样本T检验结果可知,在公告日前(-10,-1)的10天中,定向增发购买资产(做出补偿承诺)的日平均超额收益率高于定向增发购买资产(没有做出补偿承诺)的只有4天,且检验结果不显著;在公告日后(0,+9)的10天中,定向增发购买资产(做出补偿承诺)的日平均超额收益率高于定向增发购买资产(没有做出补偿承诺)的高达9天,且在T=1, 2,3,9这4天结果显著。说明投资者对定向增发中大股东做出补偿承诺的上市公司股价反应更加剧烈。
(2)对累计超额收益率的对比分析。参照(-10,9)事件期内的平均超额收益率AAR1和AAR2的变化,从事件期内选择(-10,-1)、(-2,2)和(-5,5)三个窗口。从表3可以看出,两组累计超额收益率在不同事件窗口内一直为正,且高度显著,说明定向增发公告的市场反应显著为正。在窗口(-10,1)内,由图2可知,定向增发(做出补偿承诺)比定向增发(没有做出补偿承诺)的累计超额收益率略高一些,但差别很小,表3中的独立样本T检验结果也发现差异不显著,说明市场对定向增发(做出补偿承诺)公告仅有朦胧的预期。 从其他窗口来看,定向增发购买资产(做出补偿承诺)的累计超额收益率大大超过定向增发购买资产(没有做出补偿承诺),且检验结果高度显著。以上分析说明定向增发(做出补偿承诺)和定向增发(没有做出补偿承诺)公告都能产生显著为正的累计超额收益率,定向增发这一事件都得到了投资者的认可,定向增发公告都具有显著为正的股价效应, 但定向增发(做出补偿承诺))上市公司的宣告效应好于定向增发(没有做出补偿承诺),由此可知,大股东补偿承诺传递了积极的信号,市场获得了显著的正超额收益,保护了中小股东的利益。这证实了假设1。
注:AAR1、CAR1分别为做出补偿承诺的平均超额收益、累计平均超额收益;AAR2、CAR2分别为没有做出补偿承诺的平均超额收益、累计平均超额收益;*,**,*** 分别代表在10%,5%和1%的水平上显著。
注:AAR1为作出补偿承诺的平均超额收益,AAR2为没有作出补偿承诺的平均超额收益。
注:*,**,*** 分别代表在10%,5%和1%的水平上显著。
注:CAR1为作出补偿承诺的累计超额收益;CAR2为没有作出补偿承诺的累计超额收益;*,**,***分别代表在10%,5%和1%的水平上显著。
(二)按补偿承诺方式分类的公告效应对比分析由前文可知,大股东做出补偿承诺的上市公司125家,补偿方式为现金补偿的上市公司63家,补偿方式为股份回购的上市公司54家,补偿方式为现金补偿和股份回购结合的上市公司8家,由于现金补偿和股份回购结合的上市公司只有8家, 所以只对做出现金补偿和股份回购的上市公司进行分析。
(1)对超额收益率进行T检验的结果及对比分析。从表4和图3可以看出,在(-10,-1)事件期内,AR12和AR11的大小关系不明显,在(0,9)事件期内,AR12完全在AR2上方, AR11在T=2,3,6,8,9上大于AR2,说明现金补偿和股份回购都能产生正的超额收益;在(0,8)事件期内AR12完全在AR11上方,且在事件期(0,4)内,AR12显著大于AR11,说明投资者对于股份回购补偿更加信赖,股份回购比现金补偿能够产生更大的正的超额收益。
注:AR11为做出现金补偿承诺的平均超额收益;AR12为做出股份回购承诺的平均超额收益;AR2为没有做出补偿承诺的平均超额收益
注：AR11为做出现金补偿承诺的平均超额收益；AR12为做出股份回购承诺的平均超额收益；AR2为没有做出补偿承诺的平均超额收益。
(2)对累计超额收益率的对比分析。参照(-10,9)事件期内的超额收益率AR11和AR12的变化,从事件期内选择(-10,-1)、(-2,2)和(-5,5)三个窗口。从表5可以看出,两组累计超额收益率在不同事件窗口内一直为正,且高度显著,说明两种补偿方案的市场反应都显著为正。在窗口(-10,1)内,由图4可知,现金补偿方案比股份回购补偿方案的累计超额收益率高一些,且差异值在10%的水平上显著, 这可能与信息提前泄露的时间有关。从其他窗口来看,股份回购补偿方案的累计超额收益率大大超过现金补偿方案, 且检验结果高度显著。说明股份回购能够比现金补偿产生更大的正的累计平均超额收益,股份回购能够比现金补偿传递更为积极的信号。这证实了假设2。
注:*,**,*** 分别代表在10%,5%和1%的水平上显著。
注：CAR11为做出现金补偿承诺的累计平均超额收益，CAR12为做出股份回购承诺的累计平均超额收益，CAR2为没有做出补偿承诺的累计平均超额收益。
五、结论
补偿效应 篇6
光纤环由多匝光纤在骨架上按特定的方式绕制而成, 为光纤陀螺提供大等效面积的闭合光路, 在增强Sagnac效应的同时, 减小了陀螺的体积。由于光纤环是光纤陀螺的敏感元件, 光纤环的稳定性和抗干扰能力直接影响光纤陀螺的性能, 因此在光纤陀螺的研制过程中, 光纤绕环技术是关键核心技术之一。正是由于光纤绕环技术的重要性, 国内外各个光纤陀螺生产厂家对光纤环绕环工艺均对外严格保密。
1影响光纤环性能的主要因素
光纤陀螺对光纤环的基本要求是:互易性好、偏振特性好、插入损耗低、可靠性高。由于光纤的一些物理参数及光纤环导光性能在环境因素影响下会发生变化。例如, 光纤折射率、几何尺寸随温度变化的特性;光纤环温度不均匀性产生的非互易性相位;光纤环绕制技术不完善导致光纤环插入损耗增大和消偏性;光纤环受到外界应力:缠绕的压应力、弯曲应力和扭曲应力等, 造成光纤环性能下降和应力产生的非互易效应等等, 这些均会引起光纤环互易性、偏振特性、插入损耗以及可靠性等性能的恶化, 从而在光路中形成噪声, 对传输于环中的光波相位产生影响, 降低光纤陀螺精度。因此在光纤环绕制过程中需要采用特殊的缠绕方式、精密的绕制技术以及完善的封装工艺, 以保证光纤环具有高质量的导光性能、抗振动、抗冲击、不受环境温度和磁场的影响。
表1详细列出了影响光纤环性能的一系列因素, 可分为本征因素与非本征因素两大类, 顾名思义, 本征因素是由于光纤自身原因引起的, 非本征因素是由于光纤环绕制不当引起的。
随着光通信技术的飞速发展, 保偏光纤制作技术已经取得突破, 光纤的偏振串音与损耗性能取得长足的进步, 因此光纤自身的因素对光纤环性能下降造成的影响已经不再是引起光纤环性能下降的主要矛盾。下面详细讨论光纤环制作过程中的非本征因素。
1.1温度梯度对光纤环的影响
早在1980年, D.M.Shupe就揭示了径向温度梯度通过光纤环对陀螺性能的影响, 如图1所示, 沿线圈长度L上距端点为z处的一段微元?z产生的相位误差[1]为:
(1) 式中λ是光波长, c是真空中的光速, n是光纤折射率, n/T是光纤温度系数。 (1) 式表明, 如果不采取特殊的缠绕技术, 热效应引起的相位误差在光纤长度方向上是累积的。
为了更形象的了解热效应的影响, 举一个例子说明:一个400m的光纤环, 共绕20层, 每层有100匝, 假定以0.5℃/s的中等速率给线圈的最外一层光纤加热, 产生的相位误差高达5×10-5rad。假设波长λ=1 310nm, 光纤环直径D=60mm, 那么5×10-5rad对应的速率高达10°/h, 显然这样的陀螺无法使用。
1.2应力对光纤环的影响
光纤环受自身结构、绕环工艺以及封装的限制, 当系统环境发生变化, 例如温度变化或陀螺本身振动均会带来光纤环支架的变形, 从而引起光纤应力变化, 应力的变化会引起光纤传播常数和光纤尺寸的变化, 另外光纤本身也会因为热胀冷缩而产生应力变化, 这些应力的变化会给陀螺带来一个非互易相移, 它是与瞬态现象有关一个潜在寄生效应, 将在探测器中产生非互易的相位误差。
研究表明, 光纤环绕制过程中出现的扭转、弯曲、横向应力、振动以及温度变化引起的应力对环中传播的光束产生的非互易相移可用下面公式表示[2]:
Δ
(2) 式中, Cs为光弹系数, dn/ds为光纤折射率应力变化率, S (z, t) 为光纤环应力分布函数。
2光纤绕环技术解决途径
外界的电磁干扰, 也会对陀螺中传输的两束光产生非互易的相移, 从而在探测器上产生相位噪声, 影响陀螺测试精度。电磁干扰对光纤陀螺的影响主要包含两个方面:法拉第磁光效应和非线性克尔效应。为减小法拉第效应对光纤环的影响, 目前主要采取保偏光纤, 或者采用消偏结构。这两种措施都可以大大的降低法拉第非互易性。若在需要很低的磁相关性的应用需求下, 也可以对光纤环采取磁屏蔽。另外, 为了克服克尔效应的对光纤环的影响, 可以采用宽带光源, 以减小同一波长下的光功率密度, 这样克尔非互易性将会大大减小。
一般而言, 电磁效应对陀螺精度的影响只在高精度的陀螺中才会表现出来, 因此在此我们不作详细讨论。下面着重讨论减小温度与应力作用对环影响的技术途径。
2.1温度梯度
回顾公式 (1) , 该式表明温度引起的相位误差除与光纤上的温度变化率相关外, 还与权因子 (L-2z) 成正比, 该因子与位置相关, z距光纤中点越大, 权因子值越大。同时, 公式表明, 如果相对于光纤中点对称的两段光纤上的热扰动相同, 则热引起的相位误差将会被抵消 (ΔΦ (z) =-ΔΦ (L-z) ) , 这个发现为选择绕环技术抑制光纤陀螺温度漂移问题提供了理论依据。
为了获得这种抵消补偿, 人们研究出专用的光纤环绕制方法, 即所谓的对称绕法:从光纤的中点绕起, 两侧光纤的层交替排列, 这使得关于中点对称的光纤相互贴近, 如图2所示。这种绕法称为双极对称绕法。对于双极绕法中的每一对对称的光纤层, 径向热传播总是首先到达同一侧的光纤, 因而产生一个残余的温度梯度灵敏度。与普通绕法相比, 双极绕法温度梯度效应的减小因子约等于层数[1]。为了进一步解决残余温度梯度问题, 可以采用更为有效的四极对称绕法, 如图3所示。对于四极绕法, 相邻两对对称的光纤层的层序相反, 可以进一步减小双极绕法中残余的温度效应。四极对称绕法温度梯度效应的减小因子约等于层数的平方[1]。
为了获得最好的效果, 采用对称绕法必须保证:
a.必须从光纤长度的中点开始绕制;
b.光纤绕制层数N应为偶数, 最佳绕制层数N是4的倍数;
c.每一层光纤的匝数n应完全相等;
d.在给定光纤长度和光纤环总体结构设计允许的条件下, 绕制层数较多对抑制温度漂移误差更有效。
e.必须保证每一层中光纤不能相互串层。
光纤环通常有20～30层, 由于国内绕环机质量等实际问题, 绕制中难以保证光纤不串层, 目前解决的办法是绕制过程中, 在层与层之间垫纸, 但垫纸又会带来一些工程问题, 最终的目标还是不垫纸。
四极绕环技术在很大程度上改善了光纤环的抗干扰能力及温度性能, 因而成为光纤环制作技术的经典方法。该绕法可很好地保证光纤环关于光纤中点的对称性, 缺点是操作相对复杂, 环圈关于光纤中点的轻微不对称性就会大大削弱甚至失去四极对称绕法的优势。因此在工程设计中要求精确的控制环圈状态, 并采取良好的隔热措施, 同时对陀螺中的散热器件也要合理地布局。四极对称绕法在理论上只对抑制径向的温度梯度有效[3], 对于轴向的温度变化, 情况会更复杂, 因而绕环方法也将不同。
另外, 减小外界对光纤环的热传递速率也是抑制温度梯度效应的一个有效方法, 通常做法是采用热绝缘设计, 即采用热传导系数低的材料, 例如陶瓷、玻璃作为光纤环的骨架, 或者在光纤环骨架上喷上绝热胶。同时还可在光纤环的固化胶中加入银粉, 使得积聚在光纤层的热量快速传递到外界, 形成“热短路”。
2.2应力
应力对光纤环性能的影响主要包括:扭转应力、横向应力、弯曲应力、振动应力、热应力等。为减小扭转应力, 必须在绕制之前把光纤中存储的扭转释放, 即进行退扭处理, 并保证在绕制中避免引入新的扭转。研究表明, 光纤扭转是造成光纤环的偏振特性下降的主要原因之一, 因此必须引起重视。
为了克服横向应力对光纤陀螺精度的影响, 要保持整个环具有很高的光纤应力分布均匀性。可以考虑从两方面解决这一问题.一方面采用特殊抗应力的光纤材料, 另一方面在光纤环绕制过程中始终保持光纤在同一低张力控制下均匀的绕制。另外, 对于绕制好的光纤环, 需要采用高低温温循进行释放应力处理。
减小弯曲应力可以通过增大光纤环直径来解决, 随着保偏光纤制作工艺的提高, 目前已经能保证光纤在小于30 mm直径的光纤环骨架上缠绕而偏振与损耗性能不显著降低。因此在没有特别小型化要求的情况下, 这个问题已经不再是影响光纤环性能的主要因素。
从式 (2) 中可以看出, 如果假定振动和热对光纤环的作用是沿光纤中心严格对称的, 采用四极对称绕法同样可以大大减小振动和热应力对光纤环性能的影响, 虽然这种严格对称在实际工程应用中不可能出现, 但是实际的测试结果表明, 四极对称绕法是减小振动和热应力影响的有效方法。
另外, 为了更好的克服热应力问题, 可以采用低膨胀系数材料作为光纤环的骨架。为了进一步解决由于振动引起的误差, 可在绕环过程中对光纤进行适当的固化封装以确保光纤环良好的坚固性。在光纤层之间固定方式上可以采用如下3种形式:
a. 在绕制过程中光纤带胶缠绕, 绕完后进行热处理, 使胶熔化, 从而使光纤环成为一体;
b. 光纤缠绕完成后, 在光纤环的外侧用胶均匀涂一层, 固定光纤;
c. 绕制完成的环进行整体灌胶处理。
这三种方式都可以提高光纤环的整体抗振动、抗冲击性。具体采用哪种方式, 需要对光纤陀螺应用环境精度要求, 以及光纤陀螺整体的封装进行综合考虑。固化胶的选择也是一个棘手的工程问题, 需要对胶做大量的试验, 一般的指导原则是:在高、低温下胶的性能稳定, 其杨氏模量变化小, 胶的导热性可以选择高导热性或低导热性胶两种, 这要参照环的整体封装要求决定。
总之, 光纤固胶工艺以及固化胶的选择与光纤环的绕制质量密切相关[4], 既要考虑光纤环固化后的振动性能, 更要兼顾其固化后的温度性能。
2.3光纤环质量评价
上文对光纤环绕制过程中需要注意的问题做了详细的介绍, 并提出了解决思路, 但由于影响因素很多, 难以在绕制过程中得到完全控制。因此, 绕制完光纤环后的性能检测和筛选是保证环质量的一个必要环节。一般情况下, 可通过测量并对比绕前和绕后的光纤环的损耗和偏振串音变化来确定环的质量好坏, 这是一种整体参数控制的办法, 有相当的确定性, 但它对产生上述参数的变化因素 (局部应力变化、局部缺陷、整体性能下降等) 无法确定。为此一种光学相干域的偏振测试技术被引入光纤的分布测量技术中, 它可实现光纤环中偏振耦合的分布测量, 可对光纤环, 特别是保偏光纤环的质量做出准确的评价, 但由于此项技术难, 成本高且实现和操作都较复杂, 在国内还很少使用。光相干域偏振计 (OCDP) 的原理框图如图4所示。
3结束语
本文对光纤陀螺中影响光纤环性能的主要因素进行了阐述, 主要讨论了非本征因素对光纤环非互易相移的影响。详细讨论了光纤环绕制过程中减小温度与应力对光纤环影响的技术途径。最后, 引入了一种可对光纤环质量作出准确评价的方法。
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补偿效应 篇7
电压源型PWM逆变器(VSI)广泛应用于交流电机调速系统中,但为避免同一桥臂的开关器件发生直通短路,必须插入死区时间。死区时间和开关器件的非理想特性导致逆变器输出电压波形产生畸变,降低了基波幅值,这种影响称为死区效应。死区效应会导致电动机低次谐波含量和电机的谐波损耗增加,在低频运行以及高载波频率时,会使电机电磁转矩发生较大脉动,严重地影响了系统的运行性能。
PWM逆变器的死区效应受到普遍关注,有关死区补偿的研究也在广泛展开[1,2,3,4,5,6]。通常逆变器的死区效应补偿是通过加上一个补偿电压来实现的,补偿电压的极性由负载电流极性决定,因此电流极性检测是死区效应补偿的关键,电流极性检测不准确导致电压误补偿,特别是电机在低速低电流运行时,由于零电流钳位现象的存在,使电流极性检测可能出现多个零点。另外,功率开关器件的寄生电容对器件的开通和关断也有影响,寄生电容的存在相当于减小了死区时间,应对补偿电压进行调整。文献[6]提出了一种消除零电流钳位现象和功率开关器件寄生电容影响的补偿方法,首先计算出补偿电压的大小,然后再校正补偿电压的极性,该方法对消除零电流钳位现象和减小电流脉动很有效。但该方法是对补偿电压的极性进行校正,补偿电压的大小随电流的变化而变化,使得极性校正时的参考量为变化量。本文对文献[6]提出的死区补偿方法进行了改进,改进后的死区补偿方法是:首先对电流极性进行校正,然后再计算补偿电压的大小,这样电流极性校正时的参考量与补偿电压大小无关,为恒定值。
2 死区效应分析及补偿电压
以逆变器三相桥臂的A相桥臂为例分析死区时间、开通关断时间和管压降对输出电压的影响,且定义电流极性由逆变器流向负载为正。图1(a)为逆变器a相桥臂,正电流时,器件T1开通时电流流经T1,输出电压UAN为Udc-VS,在T1关断及死区时间期间电流经二极管D4续流,输出电压UAN为-VD。图1(b)给出了a相驱动信号和输出电压,其中a、b图分别为开关器件T1、T4的理想驱动信号，c、d 图为加入死区时间后的驱动 信号，e图为理想输出电压波形，f 图为加入死区 时间后的输出电压波形，g 图为考虑开关器件开 通和关断时间(ton，toff)的影响后的输出电压的波 形，h 图为开关器件和二极管管压降 (VS，VD)的 输出电压波形，综合上述各因素，逆变器输出电 压实际脉宽与理想脉宽的误差时间(即死区补偿 时间)为：
其中:Td、ton、toff、Von、Udc和TS分别是死区时间、功率开关器件的开通时间、关断时间、平均导通压降、直流电压和开关周期。平均导通压降
实际输出电压波形和误差电压波形如图i和j所示。同理图2分析了当电流极性为负时(ia<0)的情况。
由此可见:当电流为正方向时,输出电压正脉宽变窄,输出电压值比期望值低;当电流为负方向时,输出电压负脉宽变窄,输出电压值比期望值高。即电流为正时,等效于少了若干正电压脉冲,电流为负时,等效于少了若干负电压脉冲。可见误差电压波形是由负载电流极性决定的一系列脉冲。为了补偿逆变器的非线性特性,需要给指令电压加上一个补偿电压,把误差电压平均到一个开关期得a相的补偿电压为:
同理 b，c 相的补偿电压分别为：
3 零电流钳位效应的补偿
在死区时间内，电流只能通过二极管续流，无 论电流为何方向，其数值都有减小的趋势。若在死区时间开始时，电流减小为零，如图 3 所示，在接下 来的死区时间内，由于续流二极管反向阻断，使电 流钳位在零点，故称为零电流钳位现象。零电流钳 位现象使电流极性检测时可能出现多个零点，导 致误补偿，影响了补偿的精度。
本文中零电流钳位现象是通过把a-b-c坐标系中表示电流极性的符号函数转化到γ-δ坐标系[2]中,根据γ轴函数sγ的信息检测出来,然后对电流极性进行校正。对永磁同步电机γ-δ坐标系定义如图4所示,其中a-b-c坐标系是三相静止坐标系,abc轴分别为三相定子绕组轴线方向;d-q坐标系是两相转子坐标系,d轴是永磁体磁场方向,q轴为超前d轴90°方向;γ-δ坐标系是两相同步旋转坐标系,δ轴定义为电流矢量方向,γ轴在滞后δ轴90°方向。γ-δ坐标系的空间位置角用θc表示:
其中:Φ是电流矢量与q轴的夹角
把a-b-c坐标系中表示电流极性的符号函数变换到同步旋转的γ-δ坐标系中
其中
表1列出γ-δ坐标系中sγ和sδ的理论值。
由理论分析及仿真结果,如图5所示,可知sγ是频率为基频6倍的锯齿波,其理论幅值为:sγamp=32,sδ是脉动直流量。当某相发生零电流钳位现象时,sγ的幅值会超过其理论幅值,因此零电流钳位现象可由γ轴的函数sγ与其理论幅值sγamp比较而检测出来,然后对电流极性进行校正。
电流极性校正算法如下:
(1)把符号函数sgn(ia)、sgn(ib)、sgn(ic)变换到同步旋转的γ-δ坐标系中;
(2)γ轴的函数sγ与其理论幅值sγamp相比较;
(3)如果sγ
(4)改变相电流最小相电流的极性。
电流极性校正后,根据式(2)、(3)、(4)可计算出补偿电压的大小。
4 功率开关器件寄生电容影响的补偿
功率开关器件寄生电容对逆变器输出电压脉冲上升和下降时间的影响,文献[6]中作了详细分析。由文献[6]可知逆变器输出电压脉冲上升和下降时间随相电流瞬时值变化而变化,输出电压下降时间取决于正电流的大小,电流越小下降时间越长;输出电压的上升时间与负电流的大小有关,电流绝对值越小,上升时间越长;当相电流数值大于1.4A(不同器件该数值略有不同)时,寄生电容的影响基本可以忽略。因此寄生电容的影响在电流小于1.4A时,相当于减小了死区时间对输出电压的影响,所以在死区补偿时应对补偿电压可根据相电流的大小进行调整。图 6 给出了本文所用功率 开关器件 IRF840al 的寄生电容引起的开通和关断 延时的等效时间 tetr与相电流瞬时值的对应关系， 这一特性存储在表格中备查，用来调整补偿电压。 调整后的补偿电压为：
5 死区补偿仿真结果及分析
为了体现功率开关器件的非线性特性,本文采用IRF840al的spice模型构建逆变器仿真系统,利用MATLAB和Pspice仿真工具对PMSM矢量控制系统进行了死区补偿仿真研究,图7所示为控制系统原理图,表2中给出了系统仿真用电机参数及控制参数。
在转速为300r/min,负载为额定负载的0.5倍的情况下进行仿真,仿真结果如图8所示。图8包括无死区补偿、平均电压直接补偿、电流极性校正补偿、电流极性校正及补偿电压大小调整补偿(目标补偿)四种情况下的电流和补偿电压仿真波形。
无死区补偿时(图a),定子相电流畸变和零电流钳位现象明显,d轴电流脉动较大。平均电压直接补偿时(图b),相电流波形得到了改善,但仍然存在零电流钳位现象,d轴电流仍然脉动较大,sγ的最大值超过其理论幅值sramp,这说明在电机低速轻载运行时，平均电压直接补偿方法未能达到 较好的补偿效果。对电流极性校正后再进行补偿 时(图 c)，相电流波形进一步得到改善，基本消 除了零电流钳位现象，d 轴电流脉动减轻，sγ的最 大值为其理论幅值 sramp。对电流极性校正后算出的补偿电压又通过查表进行大小调整后补偿时 (图 d)，相电流波形最好，无明显畸变，d 轴电流 脉动最轻。由仿真结果可以看出，采用这种死区 补偿方法在电机低速轻载运行时，是明显有效 的。
6 结束语
本文首先对死区时间的存在及功率开关器件本身的非线性特性对电压电流的影响,给出了补偿措施,并利用MATLAB/Simulink和Pspice仿真工具对PMSM矢量控制系统进行了仿真,对仿真结果进行了分析,结果证明补偿措施完全正确,尤其是在电机低速轻载运行时,对电流波形的改善非常有效。
摘要：针对电压源型PWM逆变器的死区效应,提出了一种减小零电流钳位和寄生电容影响的死区补偿方法。分析了因死区时间和开关器件的非理想特性引起的误差电压,对因零电流钳位造成的电流极性检测不准进行了校正,并根据功率开关器件寄生电容引起的导通和关断延时,对补偿电压大小进行了调整。仿真结果证明,该补偿方法有效改善了电机的电流波形,提高了逆变器的输出性能。
关键词：死区补偿,电压源型PWM逆变器,永磁同步电动机,仿真
参考文献
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补偿效应 篇8
深空通信具有距离远、信道环境复杂和功耗要求严格等特点。基于PPM(脉冲相位调制)的光通信技术便作为一种优秀的深空通信方式进人了人们的视线。PPM可以在给定的激光脉冲频率下用很小的平均光功率达到很高的数据传输率[1]。Moision等人在文献[2]中提出的SCPPM(串行级联脉冲相位调制)能很好地适应深空通信环境下的要求,可以获得较好的误码性能[3]。近些年来,由于LD-PC(低密度奇偶校验码)具有逼近香农限的性能和硬件实现简单、应用灵活等特点[4],使LDPC与PPM迭代解调系统在深空通信领域的应用吸引了众多学者的研究兴趣。信息经LDPC编码后,再由PPM将信息分配到不同的时隙中。在接收端采用光子计数技术,在理想状态下每个入射光子都会在检测器上产生一个光脉冲,但是入射光脉冲会经历一个随机的脉冲展宽,造成译码错误。文献[5]研究了服从指数分布的时延抖动对系统的影响,并采用似然比信息加权的方式来对时延抖动进行处理。文献[6]在紫外光传输模型基础上,分析了散射现象对脉冲信号时域展宽的影响,研究了脉冲信号序列之间的相互串扰对通信符号速率的限制。本文基于PPM与LDPC迭代解调系统,针对脉冲展宽服从指数分布与高斯分布两种情况,分别采用指数似然比补偿和高斯似然比补偿方法进行时隙似然比计算,并给出了仿真结果。
1 PPM与LDPC迭代解调模型
图1为PPM与LDPC的迭代解调模型。该模型主要包括发射端和接收端两大模块。发射端包括LDPC编码模块、交织模块和PPM模块。接收端PPM解调模块作为内码,LDPC译码模块作为外码,内码与外码中间用交织/解交织相连。在初始化时设定外循环次数和内循环次数,其中,外循环控制信息传回PPM软解调模块的循环次数,内循环控制LDPC的循环次数。
2 脉冲展宽模型
假设在理想状态下接收端的检测中,每个入射光子都会在检测器上产生一个光脉冲。我们把时隙宽度标准化为1,用λi(t)=nsp(t-i+1)+nb来表示第i个时隙光子的到达强度函数,其中,ns为由光信号脉冲引起的平均计数,nb为背景光干扰引起的平均计数,i∈{1,2,…,M},p(t)表示[0,1]单位脉冲。统计的光子到达时间为{sj},j=1,2,…,N。在有抖动的情况下,每个入射光脉冲都会经历一个随机的脉冲展宽。每个光子的到达时间为tj=sj+δ,δ表示偏移时间,本文考虑δ服从指数分布或高斯分布两种情况。观测到的每个光脉冲分布用f(t)=(p*fδ)(t)来表示,其中p为矩形光脉冲,fδ为概率密度函数。在有抖动的情况下,第i个时隙光子的到达强度函数λi′(t)=nsf(t-i+1)+nb。
若抖动模型fδ用高斯模型表示如下:
则接收端脉冲的期望波形为
若抖动模型fδ用指数模型表示如下[5]:
则接收端脉冲的期望波形为
为了更好地比较服从高斯分布的抖动与文献[5]中服从指数分布的抖动对系统性能的影响,固定指数分布的标准差α分别为{0.1,0.2,0.3,0.4,0.5}。然后取服从高斯分布f1(t)的标准差σ为{0.1,0.2,0.3,0.4,0.5}±0.01*x,x∈{1,…,9},f1(t),f2(t)对应时间取点,然后对应点做差,得到的差值取平方求和,和值最小时为α参数对应的σ参数,如表1所示。
3 时隙似然比补偿方法
一个PPM帧的M个时隙中只有一个时隙有信息光脉冲。当光脉冲通过光信道传输后,由于背景光干扰,其发射的信息光脉冲和背景光脉冲都将被接收机接收,并且将接收到的能量转变成光电子计数。在这里我们假设接收机接收的光子数模型服从泊松分布。令kb为无信号的时隙上因为背景光子的干扰而引起的平均计数,而在有光信号脉冲的时隙上的平均计数为kb+ks,其中,ks为由光信号脉冲引起的平均计数。在无脉冲展宽存在的情况下,当PPM帧中第j个时隙有kj个光子时,发射信息为1和0的概率分别为
因此,PPM帧中第j个时隙的似然函数可由式(5)与式(6)之比来得到:
但是由于脉冲展宽的原因,一些光脉冲会以一定的概率判决到邻近时隙,采用上述方法计算时隙似然比时会导致时隙似然比信息出现错误[7]。为了对这种错误进行补偿,我们在计算第j个时隙的似然比时,将邻近时隙的信息以一定权重加入到第j个时隙似然比计算中去。假设第j个时隙到达的光子数为kj,则每个时隙的似然比为{p({kj}|λi)}i=1M[5]:
当脉冲展宽服从高斯分布时,
积分结果为关于σ、m的表达式,其中m为偏移时隙数。将Δt标准化为1,则p({kj}|λi)近似为
当脉冲展宽服从指数分布时,式(10)可简化为
4 仿真及分析
本文所有的仿真中,信道都为泊松信道,PPM的阶数M=64,时隙持续时间Ts=32ns,背景光nb=0.2,LDPC译码方法采用BP(置信传播)算法,LDPC的码率为1/2,码长为2 330,内码循环次数为10次,外循环为10次。为了方便比较,以下仿真图中横坐标信噪比SNR=10lg(ns/(MTs))。
图2所示为无抖动、存在σ∈{0.25,0.46}的高斯抖动补偿与未补偿情况下的性能比较。最左边一条曲线为无抖动时的情况,可以发现,随着抖动参数σ的增大,光子被误判到邻近时隙的可能性变大,系统性能急剧下降。本文时隙似然比加权补偿方法能很好地改善这种情况,在高斯抖动σ=0.25时,取±2个时隙的似然比加权进行计算,系统的BER(误码率)性能大约提高了0.3dB;在高斯抖动σ=0.46时,取±3个时隙的似然比加权进行计算,系统BER性能大约提高了1.3dB。采用时隙补偿方法,相当于将邻近时隙光子数似然比信息以一定权值加到本时隙中,故而能使系统BER性能有所提高。随着高斯抖动参数σ的增大,效果越来越明显。
图3为抖动分布服从指数分布,在计算时隙似然比时,采用指数分布对时隙似然比信息进行补偿与采用对应高斯分布对时隙似然比信息进行补偿的对比。图4为抖动分布服从高斯分布,在计算时隙似然比时,采用高斯分布对时隙似然比信息进行补偿与采用对应指数分布对时隙似然比信息进行补偿计算的效果对比。
仿真发现,抖动分布为指数分布时,采用对应高斯分布的补偿方法与采用指数补偿方法效果基本相同。当标准差大于0.5时,两者效果开始发生改变,采用指数补偿的效果要比采用高斯补偿的效果好一些,约相差0.1dB。当抖动分布服从高斯分布时,采用高斯补偿与采用指数补偿效果基本相同。当标准差大于0.56时,两者效果开始发生改变,采用高斯补偿的效果要比采用指数补偿的效果好一些,大约相差0.08dB。可以发现,在抖动标准差小于0.4时,高斯补偿与指数补偿性能差异很小,具有很好的互换性。
5 结束语
本文针对PPM与LDPC迭代解调系统中脉冲展宽的影响问题,研究了用时隙似然比的补偿办法来弥补脉冲展宽对系统BER性能带来的影响。仿真发现,在高斯抖动σ=0.25时,采用时隙似然比补偿方法,系统的BER性能约提高0.3dB;在高斯抖动σ=0.46时,约提高1.3dB。同时还分析了当抖动分布服从指数分布时,采用指数分布似然比补偿与对应采用高斯分布时隙似然比计算方法进行补偿对系统BER性能的影响。以及当抖动分布服从高斯分布时,采用高斯分布似然比补偿与对应采用指数分布时隙似然比计算方法进行补偿对系统BER性能的影响。仿真结果发现,高斯补偿与指数补偿性能差异很小,具有很好的互换性。当一种分布不方便计算时,可采用另一种补偿办法进行时隙似然比的计算。
参考文献
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