色散补偿（精选6篇）
色散补偿 篇1
摘要：该文首先对色散进行了较全面的概述, 提出并分析各项光纤参数对通信系统的影响。简单的说明了色散补偿的原理, 介绍了不同调制技术下光纤链路色散补偿技术, 进而将该方法进行多方面的比较分析, 展望色散补偿研究前景。
关键词：光纤链路,调制技术,色散补偿,比较
1 色散对光通信系统比特速率的限制影响
1.1 光源谱宽较宽
在光源谱宽较宽的系统中, V>>1, 又考虑系统远离色散波长, 因此β3项可以不考虑。假如我们进一步忽略频率啁啾 (C=0) 式1表示的色散引起脉冲展宽的系数可进一步简化为
式中的σλ是用波长单位表示的光源均方根谱宽, D=- (2πc/λ2) β2是光纤的色散系数。输出宽度为
式中的σD=|D|Lσλ是色散引入的脉冲展宽。
受限的比特速率应满足4Bσ≤1, 此时至少95%的高斯脉冲能量在比特时隙内。对于窄脉冲, 此时, 色散对比特速率的限制应满足BL|D|σλ≤1/4。
对于工作在零色散波长的光纤系统
这里的β3已用色散斜率S代替。于是输出脉冲展宽为
式中。当σ0<<σD时, 色散对零色散波长光纤系统比特速率的限制是
1.2 光源谱宽较窄
在光源谱较窄的系统中V<<1, 因为光源谱宽σω比1/σ0更小, 假如我们忽略β3项, 并置C=0, 此时有
当时, σ最小, 其值为σ= (|β2|L) 1/2。使用4Bσ≤1就可以得到受限的比特率
对于工作在光纤零色散系统, 当β2=0, 并使用V<<1和C<<1, 此时脉冲展宽为
当σ0= (|β3|L/4) 1/3时, σ最小, 其值为
使用4Bσ≤1就可以得到受限的比特率
此时色散的影响最小, 对于典型值β3=0.1ps3/km, L=100km时, 比特速率可达150Gb/s.
因此使光纤工作在接近零色散波长, 并使用窄线宽的光源, 就可以使系统的性能的到提高。
2 光纤色散的种类
2.1 模式色散
在多模光纤中存在许多传输模式, 即使在同一波长, 不同模式沿光纤轴向的传输速度也不同, 到达接受端所用的时间不同, 而产生了模式色散。
2.2 材料色散
光纤材料的折射率的波长是一个非线性函数, 从而使光的传输速度随波长的变化, 得到的分散体的分散材料称为。光源的光谱宽度的主要原因是材料色散。由于在光纤通信使用的光源是不是单色光, 具有一定的频谱宽度, 使不同波长的光以不同的速度传播, 导致延迟差异和脉冲展宽。材料脉冲展宽, 由于色散的光源的谱宽和材料色散系数成正比, 所以该系统是在使用中作为一个选择的光源的谱线宽度。石英纤维材料的零色散系数波长1270nm附近。
2.3 波导色散
相位常数与波长的群速度随波长而改变相同的图案的变化, 所得到的分散体被称为波导色散。波导色散是主要谱宽的光源和光纤的几何形状引起的。材料色散与波导色散一般小于。在1310nm左右的波长的普通石英光纤的波导色散和材料色散, 可以相互抵消, 因此, 无论是总色散为零。因此, 普通的石英光纤在此频段内是低色散区。在多模光纤的色散在所有三个都存在。对于阶跃折射率多模光纤, 模态色散占主导地位, 其次是材料色散, 波导色散是比较小的, 可以忽略不计。对于多模光纤, 模态色散小, 波导色散也可以忽略不计。对于单模光纤, 存在三个, 只有材料色散与波导色散的色散。
2.4 偏振模色散
偏振模色散是由于实际的光纤总是存在一定的不完善性, 使得沿着不同方向偏振的同一模式的相位常数不同, 从而导致这两个模式传输不同步, 形成色散。
偏振模色散通常较小, 在速率不高的光纤通信系统中可以忽略不计。对于工作在零色散波长的单模光纤, 偏振模色散将成为最后的极限。
3 色散补偿光纤 (DCF) 在色散补偿方案中的应用
3.1 基模设计
基模设计成使用在光纤芯有一个较小的直径和高的折射率的底模, 实现了大的负色散和色散斜率。设计的色散补偿光纤的模场直径和有效面积是非常小的, 有效面积一般为15~20μm*μm。这种结构的特点是一个简单的和易于实现, 但是拥有较强的非线性效应。
3.2 高阶模设计
由高阶模截止波长色散LP模式色散补偿附近的设计工作。从设计的基模色散补偿光纤, 这种光纤可以是更大的分散性和较大的有效面积, 从而可以减少纤维损失和非线性效应。然而, 由于基模传输光纤和高阶模之间的模场分布的不匹配, 该应用程序是需要追加模式转换器。因此, 虽然这种结构有效地补偿光纤中, 但实施起来十分复杂, 同时造成的损耗也十分大大。
图1可以看出纤芯的折射率较高, 两个下陷区的折射率较低, 这样才会产生大的负波导色散。两个肩膀层的折射率的高低以及宽窄可以调节色散曲线的形状, 使之产生负色散斜率并促使场的更大部分分布于下陷层, 达到更大的波导效应。但过低、过窄的肩膀层将使截止波长远离1550nm, 而过高的肩膀层又会使光纤成为多模光纤。在进行实验时, 无论是开展哪一类动作, 都要事先进行校准工作, 以方便更好地为之后的陀螺仪数据计算做出参考, 一切DCF动作都要开展校准工作, 而纤芯仅需要做一次校准。通常校准方式的是:实验对象保持3秒站立不动, 并对相关数据进行记录。如果算上校准动作, 那么每一个实验对象都要完成的动作有22个, 实验系统总共记录22组数据。在实验当中, 我们首先用绑带把纤芯固定在需要进行模拟实验的对象上, 接着在海绵垫空余地方开展DCF实验。DCF实验中各地物设备都是根据点、线、面的几何集合构成, 对象较为复杂, 因此有必要对复杂光纤类的属性特征和几何特征作出详细的分类与定义。通常我们都可以将具备集合特征的数据分类为层次数据与几何数据。层次数据可以带有属性, 是把各采集到的图形按照各自的特征、需求归类分层, 最终得到的结果, 同时也是属性与图形的关键结合点。几何数据则是对地物形状大小、空间位置及其拓扑关系进行描述表达的基础数据。对结构参数如图2所示。
3.3 数据交换机在光纤色散补偿的应用
为达到网络光纤链路的预定要求, 在色散补偿系统的设计中采取分层数据交换转发、本地局域网组播的设计方案, 也就是在每个网络层构设数据交换转发服务端口, 并且在现场、区县市局成立监控管理中心, 完善各部门数据交换解码器、电视播放墙等设施。该联网设计借助已知网的部分节点, 经上级授权之后连接并登录数据交换流管理服务端口, 就可以轻松观看该服务器的数据交换, 且不会增加前端带宽负荷, 可同时向多个用户共享图像信息。通过监控工作站或D1单画面轮巡, 将画面进行分割并上传到数据交换流管理服务端口, 然后统一由数据交换流管理服务端口对数据交换信号进行存储和发布, 这样有效地避免工作人员直接访问客户端而导致网络拥塞现象。开展数据交换监控工作时, 前端摄像机数据交换线依次对前端画面处理器、数据交换服务器和光端机实施连接, 通过光缆把接受到的数据交换信号传输到监控中心。在这个时候, 其他用户很容易不会根据已经规定好的操作流程来对系统进行操作和数据处理, 而且由于不受时间、地域的限制, 他们还可能会通过输入地址直接对数据库实施访问。如此一来, 就很容易造成客户肆意操作, 最终致使后台数据库随时都有崩溃的威胁。所以说, 我们应该采取一些可运用的技术对色散补偿系统进行尽可能全面的安全防范, 比如说系统加密、防火墙、真实身份认证、授权控制技术等等。光纤链路在接收数据交换信息后, 第一时间想远端的数据交换服务器发出云台控制信号, 最终传输到摄像机云台控制线, 并直接上传到系统客户端。
4 结束语
伴随着高速光纤通信系统与技术的向前发展, 如今高速光纤色散补偿技术更多的是朝着高效率、高可靠性、低成本、小型化、易于操作结与升级等方向发展。现阶段, 光纤光栅色散补偿技术已在原有的基础上取得了一定进步, 尽管如此, 但它仍然缺乏一定的理论探搜, 因此在开发和实验研究阶段, 我们都应该不断完善现有的补偿方法, 同时寻找更加优化, 更实用的色散补偿设备方法。
参考文献
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色散补偿 篇2
传统的色散补偿光纤和经典的色散补偿方案已经有许多报道,本文结合实际研发情况和理论分析模型,采用光纤布拉格光栅(FBG)技术,给出了一种适合40 Gbit/s WDM系统的各种传输码型的TDC方案。
1 FBG工作原理介绍
由激光原理可知,任何光脉冲都不是单一频率(或波长),而是有一定谱宽的。色度色散是指光脉冲在光纤中传输时时域上的展宽,此现象是由于光纤的折射率是波长的函数而引起的光速随波长的变化。相邻光脉冲展宽使得接收端无法正确判决,从而导致误码。
FBG是利用光纤的光敏性制成的。将紫外光照射在光纤上,由计算机控制微动机构使此光纤步进,进行逐点曝光,使其内部的折射率呈现周期性分布以形成光栅。FBG的工作原理与镜子类似,但它仅选择性地反射一个波长的光,根据布拉格干涉条件可以得出这个波长为λB = 2s n,式中,s是光栅间距(衍射周期),n是光纤光栅有效折射率。
当波长分别为λ1、λ2和λ3的光脉冲(见图1)同时通过一段FBG时,与布拉格波长相近的λ2被反射,而λ1、λ3波长通过FBG。如果光栅间距s沿光纤改变,则光栅的不同部分反射不同光谱。CFBG(啁啾光纤布拉格光栅)就是使光栅间距s线性变化的FBG,它能在光栅前端反射长波长的光,而在光栅末端反射短波长的光。在光栅末端被反射的光经历了更长的时延,使展宽过的脉冲被重新压缩,因此色散效应得到了补偿。
2 色散调节原理分析
在40 Gbit/s传输系统中色散带宽与色散调节量存在相互制约的关系,系统设计时需考虑色散带宽满足调制码型的带宽需求。10 Gbit/s传输系统中用NRZ一种码型就可以适用任何应用情形,而40 Gbit/s传输系统与10 Gbit/s传输系统最显著的区别是采用了差异化的调制编码格式,每种码型的谱宽和色散容限都不一样,因此40 Gbit/s光传输系统的TDC必须适用各种码型的应用。下面将分析色散带宽与色散调节量间的关系。
在FBG前端和末端反射的群时延之差为
undefined
式中,ng为光纤群折射率;L为FBG的长度;c为真空中的光速。根据色度色散的定义,此时的色散系数为
undefined
式中,FBG的带宽Δλbw为FBG前端的布拉格波长和末端布拉格波长之差。综合式(1)、(2),可以得出:
undefined
由于L和c无法改变,ng是一统计量,亦视为不变,因此要改变色散就必须改变FBG的带宽,即Δλbw;而布拉格波长λB又与光栅间距s及光纤光栅有效折射率n相关,所以最终是改变光栅间距s和有效折射率n。改变FBG两端的温度可以改变FBG的间距和有效折射率,当温度上升时,光栅间距和有效折射率都会变大;当温度下降时,光栅间距和有效折射率都会变小。所以当FBG一端温度上升而另一端温度下降时,FBG前端和末端的布拉格波长向相反的方向变化,使得Δλbw变化,从而使FBG的色散发生变化。从式(3)可以看出,色散带宽与色散调节量存在相互制约的关系。在系统应用时,谱宽比较宽的码型(如DPSK或OOK),色散调节范围不能太大,否则无法保证其带宽和补偿精度。
3 TDC单元的实现
TDC单元的组成如图2所示。使用FBG进行色散补偿时,为了收集从FBG反射回来的光脉冲并且隔离输入光脉冲,通常需要使用光环行器。光环行器的插入损耗很小,并且对输入光和反射光有高隔离性。在TDC单元中使用3端口的光环行器,光脉冲从端口1输入到环行器,经过环行器后由端口2输入到FBG;从FBG反射回的光脉冲由端口2收集,然后经过环行器,由端口3输入到光前置放大器(OPA)。在实际应用中,进入TDC单元的光功率已经很小,加之FBG的插入损耗和偏振相关损耗,进入光接收机的光功率已无法满足接收机的动态范围。为了使接收机能在较高输入光功率下获得较大的光信噪比(OSNR)容限,需配置光放大器(OA)锁定输出光功率。OPA可以提高接收灵敏度,要求低噪声,工作于小信号状态下的自动功率控制(APC)模式。表1给出了TDC单元的基本指标参数。
4 实验结果
使用Agilent公司的86038B对TDC单元的补偿精度进行测试,分别使用40 Gbit/s ODB(光双二进制)和DPSK(差分相移键控)光源,测试了1 529.163 nm(C+波段)、1 550.116 nm(C波段)、1 560.606 nm(C波段)3个波长在设定色散补偿值分别为-1 000、-100和+50 ps/nm时的色散补偿值。表2、表3列出了测试结果。
以上两组数据表明,在40 Gbit/s的传输速率下,对于不同调制格式,TDC单元的补偿误差在±20 ps/nm以内。
在对TDC单元的输出光功率进行测试时,分别将1 529.163 nm(C+波段)、1 550.116 nm(C波段)和1 560.606 nm(C波段)3个波长输入到TDC单元,然后分别设定输出功率为0和10 dBm。在输入不同光功率时测试功率输出锁定值,测试结果见表4和表5。
以上两组数据表明,对于不同波长的光信号,在输入功率不同的条件下,TDC单元的输出功率锁定误差在±0.5 dBm以内。
5 结束语
本文介绍了一种适用于40 Gbit/s WDM系统的TDC方案,该方案可以比较精确、灵活地对系统中C波段和C+波段间隔为50 GHz的所有波长的传输信号进行色散补偿,以提高接收机的灵敏度,随后用实验验证了TDC单元的补偿精度和功率锁定能力。随着TDC方案变得更加成熟以及色散检测技术的进一步发展,动态反馈环会检测信号残余色散的变化并驱动TDC单元的变化,在线监测和快速TDC技术自然会结合在一起,向自适应补偿的方向发展,真正实现智能光网络。
摘要：文章介绍了一种用于40 Gbit/s波分复用(WDM)系统的可调色散补偿方案,采用啁啾布拉格光栅的多通道色散补偿技术和掺铒光纤放大器的自动功率控制技术,可以对现有40 Gbit/s主流调制编码格式的波分复用系统进行高精度的色散补偿,同时能提高接收机的动态范围。
关键词：光纤布拉格光栅,波分复用,可调色散补偿
参考文献
[1] Painchaud Yves, Paquet Carl , Guy Martin. Optical Tunable Dispersion Compensators Based on Thermally Tuned Fiber Bragg Gratings [J]. OPN September, 2007,18(9):48-53.
色散补偿 篇3
1 如何计算高速环网各光放大段之间的色散补偿值
实例1:由于合作路机房的拆除, 高速南环所使用的京汉广光缆路由需要改变。并在搬迁过程中甩掉阳逻光放站, 改用东环的光缆进行临时调度。在合作路拆除完成后高速南环恢复到原来的光缆上工作, 如图1所示。
在机房搬迁过程中分两步来计算色散补偿值, 首先计算去掉阳逻站以后调度东环光缆的色散补偿值, 其次就是计算光缆还原以后的色散补偿值。其中, 光中继站为武汉、黄冈;光放站为阳逻、新州。
(1) 去掉阳逻站以后色散补偿值的计算。
如表1所示。通常计算时, 整个网络有多个光中继段 (Link) , 在计算时需要分别计算每个Link的色散补偿值。最后将所有的光中继段汇总并通过算法优化得出最终的结果。
根据光纤类型和光放大站的段落 (span) 数目来确定光放大器的配置方式。通过查看北电有关技术资料得到武汉到黄岗之间的光放大器的配置方法与原来南环一致, 即在光终端站和光中继站的发送端采用一级放大 (Dual AMP) , 接收端采用两级放大 (Dual AMP/Booster21) 。在光放大站均采用两级放大 (Dual AMP/Booster21) 。
计算光网络每一个光放大站各个段落的最大允许光纤衰耗值。通过查询每个中继段内光放大站的段落数目、中继段的距离和长度, 计算得出每一个光放大站各个段落最大和最小允许光纤衰耗值分别为32 dBm、17 dBm。
判断该网络的光纤衰耗值是否满足系统的要求。计算每一个中继段的光纤总衰耗值;比较中继段总的光纤衰耗值是否小于其所能承受的最大的光纤衰耗值;比较中继段内其中一个或几个段落的光纤衰耗值是否大于最大允许的衰耗值超过1 dBm;计算整个中继段内所有额外衰耗值的总和。
根据计算结果得出最后的色散补偿值, 确定色散补偿模块的配置。通过查询北电公司有关数据, 得到结果是每一个方向的色散补偿值为200。因为每一个段落的色散补偿模块需要根据距离均匀分布, 同时只要配置的色散补偿值不超过200即可。由于设备现有的色散补偿模块最大只有DSCM 80, 所以:武汉——新洲 (DSCM 80) ——黄岗 (DSCM 80) 为发送方向, 武汉 (DSCM 80) ——新洲 (DSCM 80) ——黄岗为接收方向。DSCM模块配置在Dual AMP光放大器与Booster21光放大器之间, 并且要加入10 dBm的固定衰耗, 保证MSA loss=10 dBm。
(2) 当机房搬迁完成, 高速南环完全恢复到原来系统上的色散补偿值的计算。
收集光网络的参数和数据, 如表2所示。根据前述方法确定光放大器的配置方式, 每一个光放大站各个段落的最大允许光衰耗值及每个段落允许的最小光纤衰耗值。
判断该网络的光纤衰耗值满足系统的要求。并在阳逻——新洲这一段添加6 dBm的固定衰耗器。确定色散补偿模块的配置结果为:武汉——阳逻 (DSCM 30) ——新洲 (不配置) ——黄岗 (DSCM 80) (发送方向) , 武汉 (DSCM 30) ——阳逻 (不配置) ——新洲 (DSCM 80) ——黄岗 (接收方向) 。DSCM模块配置在Dual AMP光放大器与Booster21光放大器之间, 并且要加入10 dBm的固定衰耗, 保证MSA loss=10 dBm。
2 验证色散补偿模块的配置是否正确
在光缆割接完成以后, 观察网管的光放大器和WT盘的告警信息以及各项性能指标, 尤其是WT盘的误码性能, 最后发现无任何告警, 误码性能均达到G.826标准。这样所有的色散补偿模块配置正常。
3 结束语
高速环网是北电公司在中国建造的最长和传输速率最高的传输光网络。北电公司这套仿真算法 (1600G Amplifier Link Engineer Process) , 利用运营商提供的光网络及光纤的基本参数准确计算出每一段光放大站之间的色散补偿值, 确定配置不同的色散补偿模块应用到实际的光网络中, 为整个网络的稳定运行提供了保障。
摘要：DWDM技术的广泛应用, 对维护人员提出了更高的要求, 光缆割接的相关要求也更加严格。在每次光缆割接完成后, 光缆的衰耗值、距离都发生了变化, 造成某些或全部波道发生误码而不能正常恢复。武汉站北电设备高速环网维护过程中多次出现过类似问题, 经过反复的研究和分析, 发现是因为色散原因造成的, 因此在割接之前需要重新考虑调整色散补偿值。为了更好地完成光缆割接工作, 文中通过历次光缆割接积累的经验, 总结出一套完整的用于光缆割接中调整高速环网的色散补偿值的方法, 作为未来光缆割接提供帮助和参考。
关键词：高速环网,色散补偿,色散补偿算法
参考文献
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色散补偿 篇4
影响光纤通信朝着高速率、大容量、长距离发展的主要因素是光纤的色散和非线性效应。而不同的信号调制方式会对系统的非线性效应产生很大的影响,所以,选择合适的调制方式和合理的色散补偿方案就成为了系统设计的关键。
1 调制方式
(1) CSRZ(载波抑制归零)码
CSRZ码与传统的RZ(归零)码相比,光谱效率更高,基座更窄,有较好的抗SPM(自相位调制)和GVD(群速度色散)的能力。图1(a)所示为40 Gbit/s CSRZ码的产生框图。从图中可以看出,经过第1个MZ(马赫-曾德)调制器的RZ光信号直接进入了由频率为传输速率的一半(20 Gbit/s)的正弦波发生器调制的第2个MZ调制器,经过两个MZ调制器后,CSRZ信号便产生了。两个MZ调制器的使用,在两个相邻的比特之间引入了π的相位变化,这样载波的频谱就被抑制,抗SPM的能力得到加强。其频谱图如图1(b)所示。
(2) DRZ(双二进制归零)码
DRZ码因为其光调制宽度可以压缩频谱而受到人们的关注。图2所示为40 Gbit/s DRZ码产生框图及频谱图。在图2(a)中,先用双二进制预编码器、NRZ(非归零)码脉冲发生器和双二进制编码器产生一个NRZ的双二进制信号,经过第1个MZ调制器后,用一个频率为40 Gbit/s、相位为-90 °的正弦波发生器调制第2个MZ调制器,便得到了DRZ信号。预编码器用异或门实现。DRZ码的特点是两个相邻的1之间间隔奇数个0时相位反转。
(3) MDRZ(改进的双二进制归零)码
MDRZ码也称为载波抑制MDRZ。图3(a)给出了40 Gbit/s MDRZ码的产生框图。如图所示,MDRZ码可以用两个MZ调制器来实现,延迟相减电路通过第1个MZ调制器产生非归零双二进制信号,然后用一个频率为40 Gbit/s、相位为-90 °的正弦波发生器调制第2个MZ调制器,便得到了MDRZ信号。其频谱如图3(b)所示。MDRZ码的特点是0码的相位保持不变,1码之间相位反转。
这3种RZ码的时钟都易提取,且信号平均功率小,都适合于高速传输系统。从上述频谱图中可以看出,在40 Gbit/s传输系统中,CSRZ码的谱宽最宽,所以其色散容限也最小。MDRZ码集CSRZ码和DRZ码的优点于一身,是3种RZ码中带宽最窄的码型,在载波处也没有线型谱,色散和非线性容忍度最高,能够有效地克服单信道传输系统的SPM影响,利于避免DWDM传输系统的XPM(交叉相位调制)和FWM(四波混频)效应。
2 色散管理方案
近年来,针对长距离通信引入的色散,人们提出了很多补偿方案,DCF(色散补偿光纤)以其补偿带宽大、技术相对成熟和简单、对传输格式和比特率透明、升级潜力大等优点而得到广泛应用。本文采用DCF对传输过程中的色散进行补偿,并具体提出3种色散补偿方案,即前置、后置和中间色散补偿方案。3种补偿方案具体表述如下:DCF放置在线路SMF(单模光纤)之前,称为前置补偿方案;放在线路SMF之后,称为后置补偿方案;放在两段线路SMF之间,称为中间补偿方案。如图4所示。
EDFA:掺铒光纤放大器;MUX:复用器;DeMUX:解复用器
3 仿 真
本文利用OptiSystem搭建了一个16信道且信道间隔均匀的DWDM(密集波分复用)光传输系统,具体参数见表1。此仿真系统由发送、传输和接收3部分组成。发送部分包括CW(连续波)激光阵列、调制器(上述3种)和光MUX。传输部分包括SMF、EDFA和DCF。接收部分包括光DeMUX、光电接收器、滤波器、3R再生器和比特误码率分析仪。
在40 Gbit/s系统中,连接跨距的设计非常重要,跨距内SMF和DCF的长度(LSMF、LDCF)和色散值(DSMF、DDCF)必须满足DSMFLSMF=DDCFLDCF,以使一阶色散得到完全补偿。本文中设跨距长度为50 km,采用CW激光阵列,后接前文介绍过的调制器。仿真中采用的光纤的参数见表2。每段光纤后都接有EDFA对光纤损耗进行补偿。放大器的噪声因数设置为常量6 dB。本文只考虑光纤中传播的标量理论,即所有光波最初都是线偏振的,并在传输过程中保持其偏振状态不变,不考虑双折射现象和偏振模色散现象。
4 结果与讨论
我们根据仿真后得到的Q值和眼图张开程度来判断16×40 Gbit/s DWDM传输系统在3种不同的调制方式和3种不同的色散补偿方案下的优劣。选取第1信道(最高频率)的输出结果作为研究对象,因为这个信道受色散和非线性影响最大,信号质量最容易变差。
图5所示为3种不同色散补偿方案下,传输距离为700 km时,不同调制方式随输入功率变化Q值的变化曲线。从图中可以看出,随着输入功率的增大,3种码的Q值都在增大,当输入功率>1 dBm后,3种码的Q值开始下降。这说明,输入功率低时,传输系统的性能随着输入功率的增大在提高;输
入功率高时,由于非线性产生XPM和FWM,使信道间出现串扰,进而影响了系统的性能。还可以看到,在前置和后置色散补偿下,所有码型的Q值都不高,而在中间色散补偿方案中,MDRZ码的Q值曲线是最好的。使用MDRZ码,在中间色散补偿的条件下,输入功率为0 dBm时,得到的Q值最大。我们从图6～图8所示的第1信道的眼图中也可以得到相同的结论。虽然,CSRZ码能够很好地抑制由于频谱宽度的压缩引起的GVD和SPM,但在大容量DWDM系统中,由相位变化引起频谱展宽进而导致的信道间的XPM和FWM却是导致系统性能下降的主要因素。而DRZ调制方式和MDRZ调制方式能够有效抑制由非线性串扰和信道间FWM引起的时域抖动,并且能够抑制传统归零信号谱中出现的离散频率成分。相对CSRZ码,DRZ码和MDRZ码更有优势。所以最好的眼图是在使用MDRZ码和中间色散补偿方案时出现的,如图8(c)所示。
图9显示了使用中间色散补偿方案、输入功率为0 dBm时,不同调制方式下系统性能随传输距离的变化。从图中可以看出,当传输距离超过1 050 km时,由于信道间FWM现象和EDFA的放大自发辐射效应,CSRZ调制方式的Q值降低到10 dB以下,DRZ调制方式可以保持Q值在10 dB以上时传输1 500 km,而MDRZ调制则可传播1 700 km。
5 结束语
本文分别在CSRZ、DRZ和MDRZ 3种调制方式下,对传输速率为40 Gbit/s、频率间隔为25 GHz的DWDM系统进行了仿真研究,并通过改变输入功率的大小,比较了前置、后置和中间色散补偿方案的优劣。仿真中我们观察到,MDRZ调制对使用传统RZ信号时所产生的杂散信号有很好的抑制作用,而使用CSRZ调制、DRZ调制,在传输距离超过1 500 km后,会引起频谱的展宽和Q值下降。当输入功率从-3 dBm增加到0 dBm时,Q值随之增大;输入功率超过1 dBm后,非线性效应开始显现,由于FWM及XPM的作用,Q值开始下降。当整个系统使用MDRZ调制方式和中间色散补偿方案时,Q值达到最高,系统性能最好。
摘要：对传输容量为16×40Gbit/s、传输距离为500～2 000km的DWDM(密集波分复用)系统进行了研究。分析了不同调制方式(CSRZ(载波抑制归零)码、DRZ(双二进制归零)码和MDRZ(改进的双二进制归零)码)、不同色散补偿方案(前置、后置和中间色散补偿)对系统传输性能的影响。仿真结果表明,当传输距离超过1 500km后,MDRZ码能够很好地抑制FWM(四波混频)效应,提高系统性能;中间色散补偿方案比前置色散补偿和后置色散补偿有更好的补偿效果。
关键词：密集波分复用,载波抑制归零,双二进制归零,改进的双二进制归零
参考文献
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色散补偿 篇5
近年来,光纤通信发展迅速,40 Gbit/s密集波分复用( DWDM)系统以及可重构光分插复用(ROADM)系统均已实现了商用。由于常规40 Gbit/s DWDM系统的色散容限只有60 ps/nm左右,而系统的色度色散还会受环境温度变化的影响。在RAODM系统中,随着光路的重构,链路的残余色散值也随之变化。另外,在实际应用中光路由的变化、环境温度的变化和色散补偿模块补偿斜率的误差等都将导致不同信道的残余色散量有所差异。上述变化都将导致系统接收端的链路残余色散值超出最佳范围,影响系统的接收性能。即使采用色散补偿光纤进行完善的静态色散和色散斜率补偿也难以保证系统的性能。因此,对于朝着高速率、长距离和动态化发展的DWDM系统而言,可调色散补偿(TDC)技术的研究及应用显得尤为必要。
1 TDC技术介绍
TDC技术目前已有基于啁啾布拉格光纤光栅(FBG)、G-T(Gires-Tournois)标准具干涉、虚拟成像相位阵列(VIPA)、微电子机械系统(MEMS)和平面光波导回路(PLC)环形共振腔技术等多种实现方式,常用 的实现方式有啁啾FBG、G-T标准具干涉技术和VIPA 3种。
1.1 啁啾FBG
啁啾FBG是通过施加温度变化或机械应力,改变沿光纤轴向的光栅周期、平均折射率或者同时改变两者来实现色散补偿。温度变化和机械应力将导致啁啾FBG响应波长的漂移,漂移量为
从上式可以看到,前一项为温度对光栅的扰动,其大小与光纤材料的热膨胀系数α和温度变化ΔT相关;后一项为机械应力对光栅的扰动,其大小与外加机械应力ε和光弹张量Pij有关。由于在啁啾FBG中不同波长的入射光在啁啾FBG不同位置上反射并具有不同时延,波长的漂移导致了相应时延的变化,因此利用光纤随机械应力和温度变化呈现的波长漂移特性可实现啁啾FBG的动态调谐功能。与色散补偿光纤相比,啁啾FBG具有色散补偿量大、与光纤兼容性好、插入损耗小和结构紧凑等优势。
施加温度变化的方式是采用镀膜技术在啁啾FBG外层制备一个光纤分布式加热器。当金属膜两端通上电流时,啁啾FBG在长度方向产生近似分布的温度梯度场,啁啾FBG布拉格波长随通电电流发生漂移。而施加机械应力的方式通常有悬臂梁、电磁拉伸和侧应力挤压等几种,机械应力对啁啾FBG的扰动要比温度对啁啾FBG的扰动明显,因而应力调谐方式的调谐范围大,响应速度快。目前由于采用温度调节的方式较之应力调节方式具有温度控制电压小、结构紧凑和制备简单等优点,因而实际应用中主要采用基于FBG技术的温度调节型TDC模块。而采用应力调节技术的模块可实现斜率可调色散补偿,目前各厂家正在积极研究中。
1.2 G-T标准具
基于G-T标准具干涉技术的TDC模块是利用多腔标准具在一个特定的带宽上具有线性变化的色散来实现TDC的。利用该技术制作的TDC模块通常由两个标准具构成,标准具A被设计成负色散斜率,而标准具B的色散斜率是正的。二者的色散斜率要么相同,要么呈简单的比例关系。当标准具A和标准具B的谱线发生相对移动时,就可以达到调节色散的目的,同时在一定区域内得到一个恒定的色散值,色散值的大小由两个标准具的相对偏移来决定。
1.3 VIPA
VIPA主要利用光信号的角度色散特性。光信号从光纤端面出射后,经准直透镜、半柱面镜汇聚到镜面玻璃板上。在镜面玻璃板后,由汇聚镜和反射镜面组成回路系统,使得不同波长的光按不同路径返回。波长较短的光色散角度偏上,走的光程长,波长较长的光色散角度偏下,走的光程短,这样正好补偿常规光纤的正色散。
表1给出了几种不同TDC实现技术的相关性能指标的对比。
基于应力调节型啁啾FBG方案的优点是调节速度快,而采用热调节型FBG技术的器件调节速度相对较慢。但采用热调节型FBG技术的器件较之应力调节方式具备温度控制电压小、结构紧凑和制备简单等优点,目前应用较多。采用G-T标准具技术的实现方案,由于其光学干涉色散补偿元件的可使用带宽很宽,能覆盖多个信道,而且色散补偿量也较大,因此可用于多波长色散补偿。采用VIPA技术的优点是可在较宽范围内实现色散值的正负连续调节,但目前基于该技术的器件由于采用自由空间设计方案,插损较大。
2 TDC模块在DWDM系统中的应用
目前在10 Gbit/s DWDM系统中多采用固定色散补偿的方式来解决传输过程中色度色散对光脉冲信号的影响。固定色散补偿一般采用色散补偿光纤或啁啾FBG来实现。基于上述技术的色散补偿模块一般根据系统设计的需要以及工程可实现性等因素,分布放置在链路各个跨段中。随着DWDM系统朝着高速率、大容量方向发展,系统在接收端可容许的残余色散量越来越小,此外由于保护倒换的需要以及ROADM设备的应用,系统接收端的残余色散也随着线路的变化而变化,因此TDC模块在DWDM系统中的应用越来越广泛。目前,TDC模块在DWDM系统中的应用主要有如下几种方式。
2.1 TDC模块在40 Git/s DWDM系统中的应用
随着数据业务的急速增长,对传输带宽的要求也越来越大,40 Gbit/s DWDM系统已开始应用于传输网络中。众所周知,40 Gbit/s DWDM系统的色散容限约为10 Gbit/s DWDM系统的1/16,尽管40 Gbit/s DWDM系统目前存在多种码型调制方式,但由于受到技术成熟度、成本可行性等因素的影响,目前比较成熟的不归零制(NRZ)、光纤双二进制(ODB)、差分相位键控(DPSK)等码型的色散容限均不是很高。由表2可见,在常见的40 Gbit/s DWDM调制码型中引起2 dB光信噪比(OSNR)代价下最大的色散容限为±160 ps/nm。实际应用中若只采用固定色散补偿方式,由于常规色散补偿模块的色散系数与色散斜率不能与光纤完全一致,经过一段长度的光纤传输后在系统接收端的残余色散很容易超出系统的色散容限;此外线路的保护倒换、环境温度的变化等均会引起链路残余色散的变化。因此为保证系统的稳定运行,TDC模块应用在40 Gbit/s DWDM系统中显得尤为重要。
目前40 Gbit/s DWDM系统的色散补偿一般采用固定色散补偿加TDC的方式。固定色散补偿一般采用色散补偿模块对传输线路的色散进行大致的补偿,TDC模块一般位于系统接收端,采用基于单通道精确色散补偿方式进行。通常情况下TDC模块既可独立地看作一个工作单元,也可与接收机集成在一起。
根据图1所示,在40 Gbit/s DWDM系统接收侧从ODU进行特定波长光信号解复用后,每路特定波长均通过一个TDC模块。通常情况下TDC模块的动态补偿范围在正负几百个ps/(nm·km)之间。当系统接收端的链路残余色散超出接收机的最佳容忍范围时,便可通过网管对TDC模块的预设值进行重新设置。目前已有不少厂家在40 Gbit/s DWDM系统中开始将TDC模块与光转发单元的接收机集成起来,以便实现TDC模块的动态自适应调整。例如通过对接收机的线路误码率、纠错量等信息采用一定算法来对TDC模块实现闭环控制。采用动态自适应的TDC技术,将使整个系统更加稳定,接收机的性能始终保持最优化。
2.2 TDC模块在ROADM系统中的应用
ROADM是DWDM系统目前一个热门的发展方向,基于波长选择开关(WSS)技术的ROADM系统可以实现多个维度的光信号调度(目前已可实现8个维度的光方向调度)。WSS系统的采用使得DWDM的组网模式从比较单一的点到点、链形和环形组网开始逐步迈向比较复杂的Mesh网。
多维度的Mesh网使得波长级的光信号调度更加灵活,波长利用率更高,但随着光信号在不同路由的切换,系统末端的接收特性也相应地发生了变化。这些变化也包括链路的残余色散值。由于光信号的路由是动态可重构的,因此采用固定DCM来进行系统色散补偿的方式便存在一定的局限性。当光信号在不同的维度间调度时,往往需要在系统的接收端采用TDC模块。
2.3 TDC模块在超长距离传输系统中的应用
超长距离传输系统是DWDM系统的又一发展方向,近年来业界报道多个厂家的DWDM系统已实现了5 000 km或以上距离的无电中继光传输。在超长距离DWDM传输系统中,码型调制技术、光放大技术和动态增益均衡技术等是几项关键技术。超长距离DWDM传输系统目前大多采用归零(RZ)码一类码型调制技术,在接收侧RZ码的残余色散一般比NRZ码的残余色散控制要严。如图2所示,由于普通DCM的色散补偿系数以及色散斜率与物理光纤存在差异,这使得经过几千公里的传输后,系统接收端的残余色散值往往不能落在最佳接收范围内。由于采用更换固定DCM来匹配物理光纤特性的方案在实际工程实施过程中并不现实,因此采用TDC技术往往是超长距离DWDM系统中必不可少的一项措施。
实际应用中考虑到系统的应用成本,通常采用能覆盖整个波段的TDC模块来解决所有波长的残余色散问题。参考图1,在超常距离DWDM系统中应用时,TDC模块一般位于系统接收端光放大器之前,这样一来既能通过调整TDC模块来解决各波长残余色散问题,又能通过放大器来补偿TDC模块引入的损耗。TDC技术结合光放大、增益平坦等其他技术使得DWDM系统目前可实现5 000 km或以上距离的无电中继光传输。
3 TDC技术的进一步发展
TDC模块从器件本身而言,制作工艺成熟、性能指标稳定,目前已有不少模块进入商用系统。但从系统应用的角度而言,还需要与TDC相关的技术有进一步发展才能满足系统应用的需要。随着光网络朝着高速率、大容量和智能化方向发展,可调斜率色散补偿和动态色散补偿是目前的热门研究方向。
目前用于固定色散补偿的色散光纤补偿模块的色散补偿斜率和传输光纤的色散斜率实现了较好的匹配。但TDC模块目前还难以实现可调斜率匹配,这样一来在40 Gbit/s DWDM等要求较高的应用场合只能采用基于单信道的TDC方案,系统应用成本较高。近年来研究人员通过对非线性啁啾FBG进行仔细地啁啾轮廓设计,可实现可调色散斜率匹配,但离成熟应用还有一段距离。
在ROADM系统发生路由改变或40 Gbit/s DWDM系统发生保护倒换时,均要求TDC模块能快速响应。动态自适应的TDC技术正逐步被采用,要实现动态自适应的TDC技术的关键是如何实时地对系统接收端的链路残余色散进行监测,通常情况下可以通过检测接收信号的Q值、眼图和误码率来评估残余色散量。从系统应用的角度而言,目前大多采用接收机的误码率来在线衡量链路残余色散。
随着可调斜率色散补偿技术以及动态自适应TDC技术的逐步发展与融合,TDC模块的应用范围会日趋广泛,这将推动DWDM光网络朝着高速率、动态和智能化的方向发展。
4 结束语
目前采用啁啾FBG或标准具技术的TDC模块已大量应用于40 Gbit/s DWDM系统中,波长覆盖范围也从早期的单波长应用发展到C波段全波段覆盖,从而能对高速DWDM系统接收端残余色散做到精确补偿,优化了系统的性能。
与此同时,可调斜率色散补偿和动态自适应TDC技术也在发展和完善之中,这些技术的发展能降低系统的应用成本,提高系统响应时间,从而快速满足系统的动态变化,使光网络更加安全可靠。
参考文献
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色散补偿 篇6
近年来,随着掺铒光纤放大器(EDFA)的广泛应用和密集波分复用(DWDM)技术的发展,偏振模色散(PMD)已成为限制高速光纤通信技术发展的重大障碍。而成本较低的电域补偿技术则是解决方法之一。在2004年的ECOC会议上,德国CoreOptics公司公布了由其研发的具有最大似然序列估计(MLSE)均衡功能的10.7 Gbit/s的光接收机[1]。但由于受到硬件运算速度及实现复杂度的限制,40 Gbit/s或更高速率系统中的电域补偿技术仍处于研究阶段。对于这类问题,首先可利用下采样技术将码速较高的信号转换成多路码速较低的并行信号,并以并行处理的方式完成相应算法,然后再用上采样技术重构原始信号。本文将这种并行处理技术及与之匹配的并行算法相结合,并针对40 Gbit/s系统中的PMD补偿进行了仿真。
1 并行电域PMD补偿方案
由于受到电子“瓶颈”的限制,传统的电域补偿技术很难应用到码速较高的系统中,这就需要用并行处理等技术降低高速通信系统对电域PMD补偿(EPMDC)芯片运算速度的要求。文献[2]提出了一种并行电域补偿方案,其结构如图1所示。
首先将输入信号送入时分解复用模块,即将输入信号看成是时分复用后的信号,并以解复用的方式来完成串/并转换。而后数据以并行的方式经模数转换(ADC)后进入EPMDC芯片进行处理,将处理的结果并行输出,再通过重采样、载波相位估计等技术对信号进行重建。上述系统涉及并行处理,这就要求电域均衡器必须具备可以处理并行数据的结构,而传统的均衡器如判决反馈均衡器(DFE)为串行输入、串行输出的结构, MLSE均衡器为串行输入、并行输出的结构,都不能满足系统并行输入、并行输出的要求。基于块最小均方(BLMS)算法的块自适应均衡器可对数据块进行处理,将并行输入的数据经过处理后以并行的方式输出,因此,可用于并行系统来实现信道均衡。
2 BLMS算法
BLMS算法是利用快速卷积技术(如FFT变换、Winograd快速卷积算法[3]等)将时域信号变换为变换域信号,并在变换域中实现最小均方(LMS)算法。设n时刻输入信号为x(n),滤波器输出为y(n),块长度为l,期望信号为d(n),误差信号为e(n),梯度为Λk(n),滤波器抽头系数为wk(n),更新后抽头系数为wk(n+l), 迭代步长为μ,则块输出为
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式(1)写成循环卷积的形式为
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按照标准LMS算法进行误差估计,可以得到
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则梯度Λk(n)的块处理为
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将其写成循环卷积的形式为
undefined
则更新后的系数为
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式(2)与式(5)涉及到循环卷积的计算,可用快速算法来实现,从而进一步提高运算速度。
按照上述算法,可以用图2所示的结构完成自适应均衡。
3 算法仿真
图3所示为仿真模型。仿真时,将速率为40 Gbit/s、序列长度为10 000的伪随机二进制序列(PRBS)经过四相相移键控(QPSK)调制送入分光比γ为0.4、差分群时延(DGD)为50 ps 的PMD信道,光信噪比(OSNR)取16 dB,这里用下采样模块代替时分解复用来实现串/并转换,均衡算法及信号重构均在均衡器模块内部完成,若要达到均衡效果,则横向均衡器抽头个数N可由下式得到[4]:
undefined
式中,τDGD为差分群时延;T为码元周期;nsc为过采样率,为满足奈奎斯特采样频率,这里nsc取2.5。
由此可以得到抽头系数至少为5时才能完成对上述系统的均衡。这里选择6抽头均衡器,6路并行处理的结构,即块的长度为12,下采样速率为符号速率的undefined,变换算法采用Winograd快速卷积算法,迭代步长μ取0.25,按照图2的方式完成整个均衡过程。
图4是均衡前、后信号的星座图,可以看到,图4(a)中的信号矢量分布分散,而图4(b)中信号矢量分布集中,且收敛于理想状况。
在误码率方面,均衡前的误码率为0.23,而均衡后的误码率可达到2.1×10-4,满足系统误码率小于10-3的要求。因此,上述算法均衡效果明显。
图5是标准LMS算法与BLMS算法的收敛曲线。标准LMS算法只需大约150次迭代即可达到收敛,而BLMS算法则需400次。标准LMS算法的收敛性优于BLMS算法,但由于BLMS算法可应用于并行系统,因此,牺牲一定的收敛性来换取并行处理的速度优势是值得的。
4 结束语
对于码速较高的光纤通信系统,可用并行处理的方式降低系统对硬件运算速度的要求,但这同时要求使用与之相匹配的自适应算法。BLMS算法能够面向数据块进行处理,且存在许多高效算法,可用在并行系统中来完成对PMD的补偿。此方法为电域补偿技术在高速通信系统中的应用提供了一条新的途径。
摘要：随着光纤信道传输速率的提升,偏振模色散(PMD)成为了限制光纤通信系统传输距离的主要因素,电域补偿技术是解决方案之一,但它又受到硬件实现复杂度及运算速度的限制。文章将并行处理技术及块最小均方(BLMS)算法应用到PMD补偿技术中,为电域补偿技术在高速通信系统中的应用提供了一条新的途径。
关键词：偏振模色散补偿,并行处理,块最小均方算法
参考文献
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[2]陈新.高速光纤通信系统中色散和非线性补偿研究[D].北京:清华大学,2008.
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