模拟输出

模拟输出（精选6篇）

模拟输出 篇1

致力于为各行业用户提供高品质测试测量解决方案和成套检测设备的北京泛华恒兴科技有限公司(简称:泛华恒兴)近日发布了PS PXI-3381 32通道模拟输出卡。 PS PXI-3381是一款高密度的模拟输出卡,适用于工业控制、 制造测试、激励-响应测试、信号仿真、波形发生和激励器仿真等应用。

相对于同类其他产品,PS PXI-3381单卡可提供32路模拟输出通道,16 bit分辨率,每通道可独立配置为电压输出或电流输出,提供可调的6档电压输出量程及3档电流输出量程,同时具备自校准功能。

同时,PS PXI-3381的32路模拟输出通道共分为8个模拟输出组,每组提供4路模拟输出通道,组内单通道输出时支持最高200 kS/s的刷新速率, 组内多通道同步输出时总的刷新速率最高160 kS/s。 除模拟输出外,PS PXI- 3381还提供8路数字I/O端口及2路MFIO端口。

PS PXI-3381隶属于数据采集系列, 该系列产品还包括PXI -3342/3346 ( 动态信号采集) 、PXI/PCI -3364 (1.25 MSPS 18 bit多功能数据采集卡) 、PXI -3354 (1.25 MSPS 18bit隔离多功能数据采集卡) 、PCI/PXI-3361(250 kS/s 16 bit多功能数据采集卡)、PCI/PXI-3321(8通道16 bit同步数据采集卡)、PXI-3311(8通道16 bit隔离同步数据采集卡)、PXI-3305 (64通道隔离双向数字I/O卡) 、PCI-3304 (64通道双向数字I/O卡) 等。

模拟输出 篇2

在对某型导弹弹载计算机输入接口进行自动测试的过程中, 为了测试弹载计算机输入口对脉冲计数的正确性及抗脉冲干扰性能, 需要模拟惯性组合输出的12路脉冲信号作为信号源加载到弹载计算机的输入接口中。该型导弹惯性组合输出通道包括三个陀螺仪通道和三个线加速度计通道, 每个陀螺仪和线加速度计通道各有两路正、负脉冲输出, 共计有12路输出脉冲信号。同时要求输出的脉冲信号的脉冲宽度在0.4 μs～13 ms范围可调, 输出信号的周期在0.8 μs～85 s范围可调, 每路输出的脉冲个数也可由程序控制。

模拟惯性组合输出脉冲信号的实现可采用FPGA、CPLD等可编程逻辑器件[1], 计数器卡及可编程定时计数器82C54等。可编程逻辑器件FPGA及CPLD目前有着非常广泛的应用领域, 可通过对这些器件编程方便地实现惯性组合输出脉冲信号的模拟, 但需要专用的编程语言和开发工具, 在实际应用时比较复杂, 开发周期长;计数器卡可以较简单地实现输出脉冲信号的模拟, 但其价格比较昂贵;可编程定时计数器82C54结构简单、使用方便、经济实惠, 在计算机的控制下即可完全实现对信号宽度、周期及脉冲数的模拟。由于在该型号导弹弹载计算机的测试中使用到基于PCI总线的数字量输入输出卡PCI 144DI/O, 该卡共144路, 在应用中存在闲置的通道, 所以本设计采用DI/O卡控制82C54完成对脉冲宽度、周期及个数的模拟, 相对于FPGA, CPLD等可编程逻辑器件及计数器卡来说可缩短研制周期、节约成本。

1 硬件电路设计

模拟惯性组合输出电路用来产生弹载计算机12路输入口检测所需要的12路脉冲激励信号。该部分电路的组成框图如图1所示。

该电路主要由时钟电路, 脉冲信号发生器, DI/O卡, 输出控制电路组成。时钟电路主要产生精度较高的时钟信号作为时基送入脉冲信号产生电路;脉冲信号产生电路模拟惯性组合输出脉宽、周期和脉冲个数可调的脉冲信号;输出控制电路由逻辑控制电路和脉冲变压器构成, 用来控制12路脉冲信号的输出顺序。

1.1 时钟产生电路

时钟产生电路主要由晶体振荡器、反相器和同步计数器74LS193组成, 电路图如图2所示。

在该电路中晶体振荡器输出较高精度的10 MHz脉冲信号, 经过反相器整形后再经过同步计数器分频, 输出5 MHz的时钟信号。

1.2 脉冲信号产生电路

如图3所示, 脉冲信号产生电路主要由可编程定时计数器82C54及与逻辑门电路组成。82C54在DI/O卡的控制下输出脉冲宽度、周期以及脉冲个数程序可控的脉冲信号。时钟产生电路输出的5 MHz脉冲信号为计数器0的基准时钟, 通过接受DI/O卡发送的控制命令生成所需脉冲。

由DI/O卡输出的门控信号经反向后输出到82C54三个计数器的三个控制端G0, G1, G2。平时门控为高, 启动82C54时门控为低。计数器0设置为工作方式2 (速率发生器) , 它的输入为时钟产生电路输出的5 MHz基准时钟, 主要完成对脉冲宽度的控制, 实现输出脉冲的宽度在0.3 μs～13 ms范围可调;计数器1设置为工作方式2, 其输入端是计数器0的输出, 模拟惯性组合输出信号的周期, 周期在0.8 μs～85 s范围内可调;计数器2设置为工作方式1 (可编程单稳) , 其输入端是计数器1的输出, 计数器置入的时常数即可控制每组输出的脉冲数。由此实现模拟输出的每路脉冲输出信号的脉冲宽度、周期和脉冲个数的程序控制。

1.2.1 可编程定时计数器82C54工作方式

82C54共有六种工作方式, 在本设计中共用到两种工作方式:方式1和方式2。

方式1:可编程单稳

当某一计数器被设置为工作方式1, 一旦将初始值送入该计数器时, 输出引线就为高电平。在门控由低电平变为高电平时, 计数器开始计数。计数时输出为高电平, 直到计数结束又为低电平。

方式2:速率发生器

当某一计数器被设置为工作方式2, 且设置好初值时, 输出为高电平。在开始计数后, 输出仍保持高电平, 仅在计数到0之前的一个时钟脉冲输出为低电平, 之后又回升为高电平。

1.2.2 82C54各信号组合的功能、控制字及初值的写入

(1) 各信号组合的功能

在本设计中, 计数器0, 1工作于写方式2;计数器2工作于写方式1。$\overline{\text{C}\text{S}},\overline{\text{R}\text{D}},\overline{\text{W}\text{R}},\text{A}1,\text{A}0$与G信号分别由DI/O卡port15的D0～D5控制, 信号组合如表1所示。

(2) 控制字的写入及初值的赋予

对82C54编程, 首先应向控制字寄存器写入控制字, 在本设计中, SC1, SC0, RL1, RL0, M2, M1, M0与BCD分别由DI/O卡port16的D0～D7控制, 控制字格式如表2所示。

因此, 本设计中的控制字设置如表3所示。

通过表3可设置计数器0与计数器1工作于方式2, 计数器2工作于方式1;3个计数器均为16位二进制计数器, 均读取低位有效。

在初值写入的过程中, 首先将片选信号置低、读信号置高, 然后将写信号置高、门控信号置高、A1与A0均置高, 各信号均已送至82C54端口后再将写信号置低并延时一段时间, 将数据写入到控制字寄存器中。

在对工作方式等进行设置之后, 还需将各计数器的初值写入到各计数器中, 其初值可在0000～FFFF之间选择, 本设计初值如表4所示。

通过设置初值, 计数器0为10分频;计数器1为5分频;计数器2计数初值为100。

与写信号相类似, 门控信号在各计数器初值写入完成之前应置为1, 禁止各计数器计数, 直至各计数器初值写入完毕再将其置为0, 允许计数。

1.2.3 所需脉冲信号的生成

在对82C54进行初始设计之后, 将门控置为0, 各计数器开始计数。计数器0对CLK0输入的5 MHz时钟脉冲进行10分频, 由OUT0输出TS1, 为0.5 MHz的脉冲信号;计数器1以TS1为时钟, 对其进行5分频, 由OUT1输出TS2, 为0.1 MHz的脉冲信号;TS2经过反向后输入到计数器2中, 这样, 在计数器2计数过程中将在OUT2输出脉冲宽度为100TS2的门控脉冲。

方式2波形图如图4所示。

假设所需脉冲信号、CLK0、TS1和TS2的周期分别为T, T0, T1和T2, 脉冲宽度分别为L, L0, L1和L2。

如图4所示, 通过计数器0对CLK0进行10分频, TS1的周期为CLK0的10倍, 即T1= n1T0, 计数器0决定了所需脉冲的脉冲宽度, 所需脉冲宽度为L= (n2-1) *T1。

TS2的生成方式与TS1相似, 以TS1为时钟信号, 对TS1进行5分频, TS2的周期为TS1的5倍, 即T2=T=5T1, 计数器1决定了所需脉冲的脉冲周期T=n1n2T0。

方式1波形图如图5所示。

如图5所示, 计数器2的输出为脉冲宽度为100TS2的门控脉冲。在TS2与OUT2共同输入与门之后, 输出脉冲TS3即为宽度、周期及个数可控的脉冲信号。

1.3 逻辑控制电路及脉冲变压器

该部分电路主要由逻辑控制电路、脉冲变压器及DI/O卡组成。逻辑控制电路通过接受DI/O卡port17的时序控制PB0～PB7来实现模拟惯性组合正负12路为同时或者某一路输出控制与选择;脉冲变压器主要作用为减少干扰, 同时可在+5 V与+12 V之间切换输出状态, 其电路如图6所示。

位控输出关系如表5所示。

其中:Di=0为允许该通道正路输出;Di=1为允许该通道负路输出, 从而实现对输出顺序的控制。

2 软件设计

该系统软件基于LabWindows/CVI软件平台开发, 通过控制DI/O卡向82C54发送控制字实现。DI/O卡以port为控制单位, 每个port控制8个通道, 82C54共有14路控制信号, 所以需要有两个port完成控制, 本设计选取port15依次控制片选、读、写、A1、A0、门控;port16依次控制D7～D0。其程序如下:

3 结 语

综上所述, 本设计基于LabWindows/CVI软件平台开发, 选择DI/O卡控制82C54来实现对惯性组合输出脉冲信号的模拟。实验证明, 该系统结构简单, 经济实惠, 使用方便, 易于实现, 可广泛应用于基于PCI总线设计实现的系统中。

参考文献

[1]徐剑芸, 鲁浩, 杜毅民, 等.基于CPLD的导弹惯性测量单元模拟器设计[J].中国惯性技术学报, 2007, 15 (2) :168-170.

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[3]张毅刚, 乔立岩.虚拟仪器软件开发环境LabWindows/CVI6.0[M].北京:机械工业出版社, 2002.

[4]王士元, 吴芝芳.接口技术及其应用[M].天津:南开大学出版社, 1992.

[5]柯艳明.基于LabWindows/CVI的虚拟函数信号发生器的设计[J].现代电子技术, 2007, 30 (8) :27-29.

模拟输出 篇3

在眼镜架的制造过程中,利用典型的电感线圈和电容的谐振原理,采用高频感应加热的方法对钛合金进行焊接,要求加热速度快,焊接效率高。但高频焊接过程中,由于高频线圈的高度非线性、多变量耦合作用,焊接工件的工艺参数与焊接质量之间的数学关系复杂,依靠传统的数学建模和分析方法无法达到预期的控制效果,所以需要在线快速自动寻找最佳的感应加热的频率,使感应加热的功率达到最大,效率最高。

模拟退火遗传算法遵循自然界优胜劣汰的原则,由于其直接对结构对象进行操作,不存在求导和函数连续性的限定,又具有鲁棒性强、随机性、全局性及适于并行处理的特点。因此利用模拟退火遗传算法进行高频焊接过程控制的优化设计,可以得到高频焊接过程中振荡工作频率的选择,并向感应线圈输出[1]。

本研究主要探讨基于模拟退火遗传算法的高频焊接输出功率优化控制技术。

1模拟退火遗传算法

1.1遗传算法原理

遗传算法以编码空间代替问题的参数空间,以适应度函数为评价依据,以编码群体为进化基础,以对群体中个体位串的遗传操作实现选择和遗传机制,建立起一个迭代过程。在这一过程中,通过随机重组编码位串中的重要基因,使新一代的群体优于老一代的群体,群体个体不断进化,逐渐接近最优解,最终实现求解问题的目的。

1.2模拟退火算法原理

基于粒子在自由状态下有向能量较低状态转移的趋势,而热运动又妨碍它准确落入最低能量状态这一物理现象,Metropolis采用下述方法产生固体的状态序列[2]:先给定以粒子相对位置表征的初始状态i作为固体的当前位置,该状态的能量是Ei;然后用摄动装置使随机选取的某个粒子的位移随机地产生一个微小变化,得到一个新状态j,新状态的能量是Ej。如果Ei<Ej,则该新状态作为“重要”状态;如果Ei>Ej,则考虑到热运动的影响,该状态是否可作为“重要”状态,要依据固体处于该状态的几率来判断。而固体处于状态i和j的几率的比值等于相应的Boltzmann因子的比值P,即:

${\rm P}=\exp \left(\frac{E{}_i-E{}_j}{{\rm K}{\rm T}}\right)$(1)

其中,P是一个小于1的数。

将能量E模拟为目标函数值f,温度T演化成控制参数t,即得到解组合优化问题的模拟退火算法:由初始解i和控制参数初值t开始,对当前解重复“产生新解→计算目标函数差→接受或舍弃”的迭代,并逐步衰减t值,算法终止时的当前解即为所得近似最优解,这是基于蒙特卡罗迭代求解法的一种启发式随机搜索过程。

1.3模拟退火遗传算法

在遗传算法的起始,一个包含许多染色体的初始群体随机形成。接着遗传算法使用3个基本操作,即:选择、交叉、变异,自适应地生成一代新的群体。然而,在经遗传算法搜索形成的新一代群体中,新染色体的邻域中都有大量的适应度或高或低的染色体。如果在下一代产生之前,所有新染色体由其邻近染色体取代,则可以实现快速收敛的精细调整。因此,可以对每个新的染色体使用模拟退火来搜索更高适应度的邻近染色体。例如,当模拟退火发现稍微随机改变现存染色体的值而形成一个新的有更高适应度的染色体时,就用新的染色体来取代现有的染色体。当然,邻域中适应度稍差的新染色体仍然保持等待退火。

1.4模拟退火遗传算法实现

模拟退火遗传算法与控制参数初始值无关,算法求得的解与初始解状态(算法迭代的起点)无关;模拟退火遗传算法具有渐近收敛性,已在理论上被证明是一种以概率l收敛于全局最优解的全局优化算法;模拟退火遗传算法具有并行性,其新解的产生和实现可分为以下几个步骤[3,4]:

(1) 给定群体规模M,k=0;控制参数初始值tk=t0,群体pop(k);

(2) 若满足停止规则(利用率为95%以上),停止计算;否则,在群体pop(k)中每一个染色体i∈pop(k)的领域中随机选一状态i∈N(t),按模拟退火中的接受概率:

决定接受或拒绝j,其中f(i)为状态i的目标值;这一阶段共需M次迭代选出新群体newpop1(k+1);

(3) 在newpop(k+1)中计算适应度函数:

$f{}_i(t{}_k)=\exp \left\{-\frac{f(i)-f{}_{\min }}{t{}_k}\right\}$(3)

其中,fmin是newpop1(k+1)中的最小值;由适应度函数决定的概率分布从newpop1(k+1)中随机选M个染色体形成种群newpop2(k+1);

(4) 按遗传算法的常规方法进行交配得到crosspop(k+1);再变异得到mutpop(k+1);

(5) tk+1=d(tk),k=k+1,pop(k)=mutpop(k),返回到(2)。

基于模拟退火遗传算法的程序流程图,如图1所示。

从程序流程图中不难看出,第1步主要是设置控制参数初始值,生成初始群体,确定群体规模等初始化操作;第2步则在遗传算法中加入模拟退火的随机接受邻域解的接受转移概率;第3步更是以遗传算法的指数接受概率来求解优劣的不同得到不同的生存概率,从而缩小群体规模,最终实现优胜劣汰;第4步采用通常的遗传变异方法得到下一代种群。用${\displaystyle \sum _{i\in pop(k)}{\rm N}}(i)$取代遗传算法中的pop(k),但它并不是简单地随机选取,而是应用模拟退火的接受概率。

2高频焊接原理及工艺介绍

高频焊接所需功率取决于感应线圈的材质、磁化强度、LC振荡器的传递能量方式。在实际生产中用振荡器输入功率来度量输出加热功率[5,6]。当输出的功率较小时,就不足以达到焊接温度而产生未焊透。因此应选择适当的高频振荡频率来产生最大的输出功率。国内眼镜架的钛合金焊接采用高频加热设备,其主要功率一般为1 kW～15 kW。

输出功率决定设备焊接的能力,而输出频率则决定集肤深度的大小。研究表明,电流频率越高,集肤效应和邻近效应就越显著,焊接所需的功率就越小。但频率过高,会使焊接装置电源的指标不合理,高频感应线圈制作时漏感增加,同时会使高频输出的大功率管过热或击穿,而且焊接时会有不稳定现象。其主要振荡频率为500 kHz～1.2 MHz。

高频感应线圈是焊接设备中的主要部件,由外部振荡器提供给线圈一个振荡频率,使高频线圈工作在LC谐振点上。

由于并联电感调谐匹配,其阻抗变换作用没有变化,同时缺乏滤波作用,而采用串联电感匹配可以使有功电阻降低,并且兼有调谐和滤波作用。串联匹配电感等效电路,如图2所示,其中,C0为静态电容,Rm、Lm、Cm为等效动态电阻、动态电感和动态电容。

负载的等效输入阻抗为:

$\begin{array}{l}{\rm Z}=R+jX=j\omega L{}_0+\frac{1}{j\omega C{}_0}\Vert \left[j\omega L{}_m+\frac{1}{j\omega C{}_m}+R{}_m\right]\\ =\frac{R{}_m}{1+\left(\omega {}_{s}C{}_{0}R{}_m\right){}^2}+j\left[\omega {}_{s}L{}_0-\frac{\omega {}_{s}C{}_{0}R{}_m{}^2}{(\omega {}_{s}C{}_{0}R{}_m){}^2}\right](4)\end{array}$

其中,串联调谐角频率为$\omega {}_s=\frac{1}{\sqrt{L{}_{m}C{}_m}}$。

由此可得所需串联匹配的电感大小为:

$L{}_0=\frac{C{}_{0}R{}_m{}^2}{1+(\omega {}_{s}C{}_{0}R{}_m){}^2}$(5)

因此,其负载等效输入阻抗为:

${\rm Z}=R=\frac{R{}_m}{1+(\omega {}_{s}C{}_{0}R{}_m){}^2}$(6)

从理论上说,当f0在LC谐振点上时,电感两端会产生无穷大的电压,但电路中有损耗及漏感等,输出电压与电流就有一个最大值,此时输出功率将达到最大值即期望值。

3实验方法与数据

由于随着工件规格的不同,感应线圈形状人为的改变,都会引起电感量L的变化,谐振频率f也会产生变化,如果此时振荡频率不在谐振点上,输出功率就会急剧下降。

假设正常工作时谐振频率为f0(如图3所示),输出功率将达到最大值P0。当工作状态发生变化时,高频感应线圈的谐振点也随之变化到f1点,而振荡频率不变,其输出功率就下降到P1点,振荡频率调整到f1后,输出就能继续保持最大值P0。

根据以上的分析,采用单片机C2051和DAC0832电压输出转换模块及锁相环CD4046调整振荡频率f0,就可以实现频率跟踪。高频焊接机的电路原理,如图4所示。

由于感应线圈的输出是高频低压电流,无法直接测试输出功率。笔者采用了测量输入交流总功率的方法,因为输入总功率中除了内部电子振荡电路和单片机的供电外(消耗很小能量),大部分输入功率都转换成输出,所以能间接地测量出输出功率的大小。在实际工作中,焊接的工件不同,会影响到高频感应线圈的电感量L值产生变化,LC谐振点就会变化。因此研究的目的就是要求当负载的等效输入阻抗Z发生变化时,单片机通过功率输出取样,快速调整锁相环CD4046的振荡频率,使输出功率P达到最大,即P=F(f0)。

本研究对某高频焊接电源进行了有模拟退火遗传算法和无模拟退火遗传算法的测试,其输出的功率,如表1所示。

由表1可知,当工件改变时,如果频率不变化(始终为f0),则输出功率将大幅度下降,必须由单片机按照模拟退火遗传算法自动快速调整到新的f值,才能保持输出的最大化。

4结束语

高频焊接过程中输出功率的控制优化问题是一个多参数的非线性优化问题,本研究采用基于模拟退火法则的遗传优化方法对该问题进行了优化计算,克服了简单遗传算法可能引起的局域解及早熟收敛的缺点,是一种自稳定性较强的全局稳定收敛算法。

参考文献

[1]周双娥,雷辉.基于改进的遗传-模拟退火的有序任务调度算法[J].微电子学与计算机,2006(10):62-64.

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[3]赵艳敏,霍达,腾敏.基于改进的遗传模拟退火算法的钢框架优化设计[J].工业建筑,2006(z1):462-465.

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[5]夏小荣,陈辉明,蒋大鹏.一种新型高频感应加热用驱动电路[J].电子器件,2006,29(1):142-144.

模拟输出 篇4

红外焦平面图像预处理系统中,除需要将预处理之后的数字信号传输到后面图像处理系统外,经常还需要输出一个标准的模拟视频信号。但由于红外焦平面输出的信号是非标准的视频信号,其中不包含同步信号,所以不能用通常的同步方法来保证模拟输出的同步,需要采用特殊的同步方式。本文利用红外焦平面的积分信号,基于FPGA实现了一种红外图像预处理系统模拟视频输出的同步方案。

1 红外焦平面及其构成的视频图像处理系统

一种以数字信号处理器为核心的红外焦平面视频图像数字预处理系统的总体框图如图1所示。

1.1 基于DSP的视频图像处理系统[1][2]

本系统从功能上可以分为四个部分:DSP数据处理与存储模块,数据采集模块,数字与模拟数据输出模块及时序控制模块。DSP数据处理与存储模块完成图像的非均匀校正、坏元替代、自动增益控制、图像冻结、极性变换、直方图统计以及电子变焦等数据处理;数据采集模块包括高速A/D转换电路、输入数字信号的同步FI-FO缓冲电路等;输出模块包括缓冲输出视频数据的同步FIFO存储器电路、视频D/A转换器以及RS422电平格式的数据发送电路,该模块完成模拟视频信号的显示和向下一级处理系统送数字信号;时序控制模块的主要任务是在DSP的协调下控制所有模块的时序和工作状态,从而保证系统正常工作。

时序控制模块由FPGA芯片及外围电路构成,其顶层信号配置如图2所示[3]该FPGA为系统提供主要的时序控制,包括各器件所需的时钟、中断信号、同步信号等。

图1所示系统的工作过程为:来自FPA探测器的两路输入视频信号经视频A/D变换为数字信号后进入先进先出(FIFO)存储器,并经由DSP的DMA通道存入DSP片内RAM中,进行非均匀性校正、坏元替代等处理,并将处理后的图像数据通过DMA通道搬至数字视频输出FIFO后送至下一级图像处理系统。同时,处理后的数据经由另一个输出FIFO进入视频D/A转换器,在复合同步信号和复合消隐信号的控制下,转换为标准的PAL制模拟视频信号。

1.2 红外焦平面阵列的工作原理

红外焦平面阵列的工作原理是[4]:焦平面上的红外探测器在接收到入射的红外辐射后,在红外辐射的入射位置上产生一个与入射红外辐射性能有关的局部电荷,通过扫描焦平面阵列的不同部位或按顺序将电荷传送到读出器件中来读出这些电荷。当探测器将入射光子转换成电荷后,所产生的信号必须被注入读出电路,以便进行多路传输,读出电路的输出信号再进入放大电路进行放大,然后进入后续电路进行处理。

为使IRFPA正常工作,IRFPA的读出电路一般需要外部提供5个信号:相位时钟PH1与PH2、周期及积分时间均可变的积分时间时钟INT、IRFPA,工作模式设置控制字COMI与模式设置使能控制字COML。这5个信号由外部输入IRFPA。其中INT用来控制红外探测器产生的光电流在积分电容上的累积时间。PH1、PH2作为读出电路中移位寄存器行和列扫描的时钟和复位时钟。此外,通过控制积分时间时钟的周期可以改变IRFPA输出图像的帧频。

由以上的叙述可以看出,系统前端IRFPA输出的图像信号不包含标准视频信号的同步信号、消隐信号等。所以无法从中分离出这些信息,需要系统自己生成符合PAL制标准的同步信号等,然后合成标准PAL制视频信号。下面介绍模拟视频信号的原理及实现方法。

2 模拟视频信号的生成

本系统采用Bt121作为视频编码器芯片[5],由其合成PAL制标准视频信号。图3是生成全电视信号所需各种信号的FPGA模块框图。该模块有4个输入信号:CLK,REN4,CLK8M,RESET。其中:CLK是主时钟信号;REN4是DSP送给FPGA的控制信号,REN4为低时开始产生模拟视频信号输出;CLK8M是8MHz的时钟信号;RESET是复位信号。输出5个信号:SCLOCK、BLANK、SYNC、RCLK4和PRS4。其中SCLOCK是视频编码芯片BT121的时钟信号;BLACK和SYNC分别是送给BT121的消隐信号和同步信号;RCLK4是模拟口FIFO的读时钟信号;PRS4是模拟口FIFO的清空信号。

2.1 SYNC和BLANK信号设计[6]

要产生符合PAL制标准的电视信号,需要产生满足如图4所示的复合同步信号和场消隐信号。图中阴影部分就是产生的有效图像区域:320(列)×256(行),视场的其他部分不送图像信号。产生SYNC和BLANK信号时设计了四个模块:pix、vcnt、sync_gene和blank_gene模块。

2.1.1 pix模块

pix模块卞要用来产生半行计数器B、整行计数器Q和半行标志Tcrm,以便为其他三个模块所用。标准的PAL制电视信号,一行64μs,由于像素时钟8MHz,即125ns,64μs/125ns=512个像素,这样半行计数器B,记8MHz时钟的个数,当B=255时,B值复位为0,而D则是计数半行个数的计数器,因为一帧图像分成奇偶两场,每场312.5行,总共625行,这样D的值就从0～1249。同样Q用来计数整行,Q=511时,Q的值复位为0。当计数器每次计数到255时,也就是B值变化时,Term变为1,其他情况下Term为0。

2.1.2 vcnt模块

vcnt模块主要产生F和H标志,用F和H两个标志标示SYNC信号的产生.。在该模块中,用一个计数器赋D的值,当D值不同时,产生不同的F和H值。当D为619或1244或629或4时,F和H都为1;当D为624或1249时,F和H分别为0和1;当D为634或9时,F和H分别为1和0。

2.1.3 sync＿gene模块

通过前面产生的F和H值的不同组合加上B和Q的不同值,就可以确定SYNC信号发生跳变的时刻。只要记录下这些时刻,就可以生成符合要求的SYNC同步信号了。F和H以及B和Q的组合所代表的时刻如表1所示。

2.1.4 blank＿gene模块设计

消隐信号的产生,主要是齿脉冲信号的产生,同样可以通过齿脉冲的不同,区分奇偶场信号。通过D和B的值就可以知道何时在场消隐期间,何时不在场消隐期间,场消隐信号的产生逻辑如表2所示。

2.2 RCLK4信号的设计

RCLK4信号是模拟口FIFO的读时钟,当有读时钟时就有数据被送到BT121。因此在一场期间,只在图中阴影部分才产生RCLK4。

通过两个标志信号flag_256和flag_320v控制RCLK4的产生。flag_320v信号用来记每一行像素点的位置,由于一行64μs,相当于512个像素,除去行逆程12μs,96个像素,正常能显示的像素个数是512-96=416,因此让图像显示在屏幕的中央部分:416/2=208,208-160(半行像素的个数)+96(逆程)-12(前肩宽度)=132,因此选图像开始的第一个像素的位置为132,而最后一个像素的位置也就确定了:132+319=451,于是在计数器值大于132并且小于451时,令信号flag_320v=1,否则为0。

注:表中VB代表场消隐。

在确定了每一行的位置后,还要确定从哪一行开始显示图像。由于一帧图像分成奇偶两场,所以每场都显示256行,而PAL制中每场312.5行,312.5-256-25 (场消隐期)=31.5,所以让图像上面空出16.5行,下面空出15行,中间区域显示图像。考虑到奇偶场问题,用D来计数,当77

最后得到flag_256和flag_320v两个信号后,在两个信号都为1时,让RCLK4输出8MHz时钟,相当于在这些时刻显示FIFO中的数据,而其他情况输出0,不显示数据。

SCLOCK信号是Btl21的工作时钟,其设计较简单,这里不再详述。

上述的同步信号、消隐信号、时钟信号以及从输出FIFO读出的数据信号经Bt121芯片合成后,成为符合PAL制标准的全电视信号,可以直接在监视器上显示输出。

本文实现了一种红外图像预处理系统的模拟视频信号输出。实际实现中还解决了系统输入输出冲突、输入输出FIFO的误读、FPGA信号的驱动等具体问题。经过对所设计的FPGA时序在红外预处理系统中的实际测试表明,其实现了预期功能,使红外图像预处理系统的模拟视频输出达到了实时、稳定的要求。

参考文献

[1] 李锵,郭继昌.基于通用 DSP 的红外焦平面视频图像数字预处理系统[J].天津大学学报,2005,38(10) :904-908．

[2] 陈志华,张洪涛,陈坤.基于 TI DSP 的红外图像采集预处理系统的软硬件实现[J].红外,2006,27(7) :16-19．

[3] 刘志杨.基于 FPGA 的红外图像预处理系统的时序设计[硕士学位论文].天津:天津大学,2006．

[4] 韩建忠,吴景生.国外红外焦平面相关技术发展[J].激光与红外,1998,28(5) :273～275．

[5] Rockwell Bt121KPJ80 Datasheet.1998．

模拟输出 篇5

1 功能安全评估方法①

在生产系统的可靠性设计和运行过程中,安全评估是一个重要环节。目前国内外已研究开发出多种针对不同特点、不同使用对象和范围、不同应用条件的安全评估方法,常用的有:安全检查法(SR)、安全检查表分析法(SCA)、预先危险性分析法(PHA)、故障假设分析法(WI)、危险与可操作性研究法(HAZOP)、故障类型及影响分析法(FMEA)、故障树分析法(FTA)、事件树分析法(ETA)和危险指数法(RR)[2]。

FTA是由美国Bell实验室科技人员在1962年进行火箭发射系统的安全评估时提出的。发展到今天,已经是可靠性分析和安全评估的最常用方法之一[3]。安全评估方法获得可信的安全评估结果必须建立在真实、合理和系统的基础数据之上,被评价的系统应该能够提供所需的系统化的数据和资料。笔者搜集到了适应于故障树的可靠性数据,又因故障树分析方法精确且适用范围广,故采用故障树分析方法对LN-05B模件进行安全评估。

2 AO模件的故障树分析与SIL等级计算

FTA从顶端事件开始,首先分析导致该事件的直接原因,接着确定导致直接原因的失效模式,然后一直追溯到最根本的触发原因———基本事件[4]。能够揭示导致事故发生的基本事件,从而降低事故发生的可能性。

故障树分析的步骤为:分析系统结构并逐级分析导致失效的原因;建立故障树结构;建立最小割集;故障树定量/定性分析[3]。

2.1 分析系统结构

LN-05B模件的结构如图1所示[5]。该模件配置了两个24V供电电源,经滤波和外部辅助电路后,通过隔离电压转换器将24V电压转换为5V电压为微控制器供电。由数据总线送来的控制量信号经数据收发器送到微处理器,来自微处理器的信号经隔离装置送入DA转换器之后,当系统处理器模件发出的地址信号与该模件地址开关上设置的地址一致时,输出通道将微弱的数字信号转换成能对生产过程进行控制的数字驱动信号输出。该模件配置4路DA输出通道,首先计算单输出通道的模件失效概率,再计算整个模件的失效概率。

2.2 建立故障树结构

单输出通道的模件故障树如图2所示。共因失效是指由一个或多个事件引起多通道系统中的两个或多个分离通道失效,从而导致系统失效的一种失效[6]。共因失效一般发生在多通道系统中,如冗余及多数表决系统等。

电源采用冗余配置,考虑共因失效;总线收发器采用二取一表决逻辑,考虑共因失效。共因失效因子β可以根据β因子估计表估计,两个冗余的电源输入通道采用了相同的技术并且在同一电路印刷板上,根据β因子估计表,β电源取0.03[6]。两个收发器在同一个印刷电路板上采用相同的连接方式,并且它们由同一个电源供电,相互没有隔离,根据β因子估计表,β收发器取0.04。

部件失效概率数据见表1。表中总线收发器的可靠性数据由制造商Philips提供,AO转换器和运算放大器的可靠性数据由制造商Burr-Brown和Texas Instruments提供;其他元器件的可靠性数据来自美国国防部可靠性分析中心RIAC的可靠性数据库。

2.3 建立最小割集

最小割集的计算方法有很多种,笔者采用下行法计算。从故障树的顶事件开始,顺次把上一级事件置换为下一级事件,遇到与门将输入事件横向并列写出,遇到或门将输入事件竖向写出,直到把全部逻辑门换成底事件为止,此时最后一列代表所有割集,再将割集简化并吸收得到全部最小割集[7,8]。结合图2可知,LN-05B失效故障树的最小割集为:{B1},{B2},{D1,D2},{C2},{B4},{B5},{D3,D4},{C4},{B7},{B8},{B9},{C5},{C6},{C7},{C8},{C9},{C10},{C11}。{B9},{C5},{C6},{C7},{C8},{C9},{C10},{C11}。

2.4 故障树定量分析

采用最小割集不交化方法求顶事件发生的概率[7],具体为:

将表1数据代入式(1)、(2),得:

其中非共因部分的PFD为(1-β)PFD,共因部分的PFD为βPFD。通过计算,得到整个模件的失效概率为5.70×10-3。

安全完整性就是在规定的条件和时间内,安全相关系统成功地实现所要求的功能的概率[9]。安全相关系统有4种安全完整性等级(SIL),等级越高,其成功实现所要求功能的概率越高。根据表2可知该模件的安全完整性等级为SIL2[7]。

3 结束语

模拟输出 篇6

关键词：PPLN倍频,平凹腔,双凹腔,输出模场分析

0 引言

自从1991年Yamada和Kishima[1]首次报道利用电场极化在室温下实现了周期性极化铌酸锂(PPLN),利用PPLN实现全固态激光器的准相位匹配倍频就成为了获得短波长激光输出的一种非常有效的方法[2,3]。但是,由于PPLN材料长度有限,直接利用该系统获得倍频激光的实际转换效率很低,如何实现高的倍频效率和高的光束质量输出一直是该方向力求解决的重要问题[4,5,6,7,8]。

外腔谐振倍频技术是获得高效稳定的倍频激光输出的常用手段之一。外腔谐振倍频技术是把非线性晶体置于外部倍频谐振腔中,使基频光在腔内共振或基频光和倍频光在腔内同时共振而产生高的内腔循环功率密度,从而可以最大程度利用泵浦激光光源的能量,产生高效的倍频光输出[9,10]。常见的外腔倍频腔型结构是两镜驻波腔,已经进行的研究多采用双凹谐振腔。张宽收等用全固化单频Nd:YAG激光器输出的红外激光泵浦由分离元件组成的MgO:LiNbO3倍频腔,在红外激光输入为440 mW时,获得330 mW单纵模绿光输出,倍频效率达75%[11]。田秀桃采用光栅反馈的半导体激光器种子源注入掺饵光纤放大器获得的1560 nm单频激光光源,两镜双凹腔倍频PPLN晶体,在泵浦功率为960 mW时,获得了最大功率715 mW的倍频光输出,倍频效率达到73%[12]。但是,在倍频效率得以提高的同时,输出光束质量仍然是需要关注的一个参数,因此必须针对倍频腔输出激光模场进行系统的研究。本文基于Matlab软件,采用快速傅里叶法(FFT)和Fox-Li迭代法对平凹倍频腔和双凹倍频腔的输出模场进行了数值模拟,并对它们的输出模场进行比较。寻找最佳谐振倍频腔,在得到高的倍频转换效率的同时提高输出倍频光的光束质量。

1 理论模型

用于外腔倍频的平凹谐振腔结构如图1所示。输入耦合平面镜M1对基频光的透射率为4%,对倍频光的反射率为98%,输出耦合凹面镜M2的曲率半径为130 mm,对基频光的反射率为98%,对倍频光高透。倍频晶体PPLN的相位匹配方式为温度匹配,晶体长度为10 mm,置于温度控制台上。由于平凹腔的束腰位于平面镜处,倍频晶体应放置于靠近平面镜镜面附近,通过调整M1或倍频晶体的位置,控制经M1反射后基频光和倍频光的相对位相,可以使每个往返周期产生的倍频光干涉增强[9]。

腔内光束的腰斑半径可用ABCD矩阵法求得[13]:

其中:n是晶体折射率,l1是晶体长度,l2是腔长减去晶体长度的差,f是凹面镜的焦距,等于曲率半径的一半,λ是光波长。

为了增加谐振倍频效率,需要使基频光在PPLN晶体内聚焦。因此,倍频腔内基频高斯光束共焦长度Zf与PPLN晶体的长度l1相当,考虑到晶体与平面镜之间的距离,可以得到:

将式(1),式(2)代入式(3),令l1=10 mm,λ=1 064 nm,n=2.16,可得倍频腔腔长L≈134 mm。

2 数值计算方法

我们采用快速傅里叶变换法(FFT)对平凹谐振倍频腔的横模场进行迭代分析。由于谐振腔的自再现模式理论已被广泛接受,因此,只要将圆形球面镜腔的衍射积分方程改写为傅里叶变换方程,根据自再现原理,即可利用快速傅里叶变换来迭代和分析谐振腔模式。圆形平凹腔一般可简化为图2所示的结构简图。

假设反射镜的振幅反射率为F=0Fexp[-H(x2+y2)],其中:F0为镜面中心的光场反射率,H为反射率的分布系数。高斯反射镜的谐振腔具有很好的模式分辨本领,只要选择合适的分布系数H,就可实现基模输出[14],此时光场分布可用高斯函数描述[15]。图2中,x1,y1表示平面镜M1上点的坐标;x2,y2表示凹面镜M2上点的坐标。E1(x1,y1)表示平面镜M1上的光场,E2(x2,y2)表示凹面镜M2上的光场,E3(x1,y1)表示1次往返后平面镜M1上的光场。由光学谐振腔衍射积分方程和衍射的角谱理论可得[16]:

其中:Γ和Γ-1分别表示傅里叶变换和傅里叶逆变换,R为凹面反射镜的曲率半径,L为腔长,D为反射镜的镜面直径,P1(x1,y1)和P2(x2,y2)分别为平面反射镜与凹面反射镜的孔径函数,其形式为

利用自再现原理,本征模或自再现模满足以下方程:

根据式(4)∼式(7),多次迭代计算后,可以获得稳定的场分布,即初始场和一次往返后的光场分布一致,而损耗由复常数γ来确定。双凹谐振倍频腔的横模场计算方法与之相似,只需在式(4)中引入凹面镜镜面反射函数exp[(x12+y12)/R]。

3 结果和分析

根据理论分析,选取平凹倍频腔参数为:凹面反射镜M2的曲率半径R2=130 mm,腔长L=134 mm,腔镜M1、M2的直径D=3 cm;双凹倍频腔参数为:腔镜M1、M2曲率半径R=30 mm,腔长L=58 mm,腔镜M1、M2的直径D=3 cm。当H=3时,数值模拟得到两类倍频腔在输出耦合镜M2上的基模光场的场强与相位分布,以及光束半径ω0,远场发散角θ和光束质量M2。

3.1 平凹倍频腔输出光场的分布情况

图3是平凹倍频腔光场模式在凹面耦合输出镜M2上的相对场强分布、相位分布以及远场分布情况。可以看出平凹腔输出基模幅度呈高斯分布,镜面中心与边沿的相位差约为2.5 rad,相位分布近似平面,远场分布比较集中,也呈高斯形分布。输出基模光斑半径ω0=7.557 1 mm,光束质量M2=1.296,远场发散角

3.2 双凹倍频腔输出光场的分布情况

图4是双凹倍频腔光场模式在输出耦合镜M2上的相对场强分布、相位分布以及远场分布情况。可以看到,虽然双凹腔输出基模的幅度也呈高斯分布,但是镜面中心与边沿的相位差较大,约为25 rad,远场分布发散。双凹腔输出基模光斑半径ω0=7.557 1 mm,光束质量M2=6.930,远场发散角θ=310.56µrad。

图5中是我们对两类谐振频远场角能量的分布进行比较,平凹谐振腔远场的角能量分布较双凹谐振腔更集中于中心。

3.3 腔长变化对倍频腔光场模式的影响

通过两类谐振腔光场模式的对比,我们认为谐振倍频腔输出镜面的相位分布,直接影响倍频激光的光束质量。我们将通过倍频腔输出镜面的相位分布随腔长的变化情况,来研究它的失调特性。图6是平凹倍频腔和双凹倍频输出耦合镜上的相位分布随腔长变化的情况。我们看到在腔长20 mm变化范围内,几条相位分布曲线的变化很小,这表明腔长变化对两类倍频腔输出光束质量的影响较小。图7是两类倍频腔输出光场的光束质量因子M2随腔长变化的情况,可看到M2随腔长的变化基本保持不变,进一步说明两类倍频腔输出的倍频激光很稳定。

4 结论