单周控制

单周控制（通用7篇）

单周控制 篇1

摘要：基于单周控制器控制的Buck变换器具有很强的抗输入电压干扰能力,但抑制负载扰动能力较差、输出有稳态误差。根据单周控制Buck变换器存在的主要问题,通过将单周控制器和一种类似滞环控制的非线性控制器组合起来形成一种新型误差自适应单周控制器。该控制器根据输出误差的不同为单周控制器选择不同的参考信号,从而提高了变换器的动态响应性能,比传统的单周控制器具有更好的动态性能以及指令跟踪能力。仿真结果证明了这种控制方法的有效性。

关键词：Buck变换器,单周控制,非线性控制器,误差自适应

0 引言

单周控制技术是一种新颖的脉冲状的非线性控制技术,这种技术利用了开关变换器的脉冲特性和非线性特性,实现斩波电压或电流平均值的即时控制,具有响应速度快,鲁棒性好,电源抗干扰抑制能力强以及具有输入波动抑制能力等特点,但对负载扰动抑制能力比较差。目前,在开关电源、功率因数校正、开关功率放大器、以及有源滤波等领域的应用比较广泛[1,2]。

Buck变换器是典型的开关电路,具有强非线性特点,采用单周控制器的Buck变换器应用比较广泛。针对单周控制技术的改进主要有三个方面:(1)当因负载扰动,变换器从CCM进入DCM时系统会不稳定,需要将输入电压误差进行积分补偿,但不能实现最优动态响应[3];(2)针对变换器负载扰动抑制能力差的问题,需要将每个开关周期的电感电压平均值进行积分补偿,但也不能实现最优动态响应[4,5];(3)采用互补控制策略使电流波形对称,从参考信号的角度消除电流直流分量。本文在Buck变换器中将单周控制器和一种类似滞环控制的非线性控制器结合起来提出一种新型误差自适应单周控制器,这种新型控制器既具有单周控制对输入扰动抑制能力强的特点,又具有一般非线性控制动态响应速度快,抑制负载扰动能力强的特点,它根据输出误差的不同为单周控制选择不同的参考信号,从而提高变换器的动态响应速度[6,7,8]。

1 单周期控制器

传统单周控制Buck变换器的结构如图1所示。开关MOS管Q以固定频率fs开通和关断,当Q导通时,二极管D截止,D上的电压UD=US,当Q截止时,D导通,若系统工作在CCM状态时UD=0,则US被斩波为开关变量UD,经过LC低通滤波后在C两端得到直流电压Uo,由文献[2]可得Uo=Vref/1+(L/R)s+LCs2,即Buck电路的输出变成了参考电压的线性函数。但是由于滤波器和二极管存在不理想因素,传统单周控制器下,Buck变换器输出有稳态误差[9]。

2 误差自适应单周期控制器

从结构上可以看出,传统单周控制器没有输出反馈,而引入输出反馈可以改善系统性能。在图2所示的误差自适应单周控制器中,在输出反馈通道采用一个类似滞环控制的非线性控制器。即该系统在结构上是个双环系统,内环是控制输入电压扰动的单周控制器;外环是提高动态响应性能的非线性控制器,该控制器的功能是根据输出电压误差的大小确定单周控制器的参考电压[10]。

当t=1t时,幅值为AV的阶跃信号加入到变换器的输入端,此时输出电压误差Ve>emin,控制器选择参考电压为Vref=Vmax,系统的响应速度显然比参考电压为AV时要快得多;当t=t2时,输出电压误差Ve=emin,控制器选择参考电压Vref=VA;当t=t3时,输入阶跃信号为VB

3 性能分析

Buck变换器中低通滤波电路的时间常数远远大于开关频率,可以忽略开关频率的影响,将系统简化为连续动态模型。

假设输入信号为幅值是A,占空比是D的脉冲序列,由于开关频率很高,脉冲序列可以等效为一个幅值为A×D的阶跃信号。若满足Vmax-Vref=Vref-Vmin,则非线性部分可以简化为一个带死区的滞环控制器,如图4所示。其中:h=Vmax-Vref,并且δ=emin。

其中非线性部分的特性为:

1)当a>δ时

其中:a是振荡信号的幅值。

则系统特征方程为:

令s=jω,则实部和虚部分别为:

从上式可见,虚部没有非0值,所以不会持续振荡。但是若考虑电感和电容的等效电阻,则滤波器的传输方程比上面的要复杂的多,一般采用Nyquist根轨迹图来分析,设电感电阻为Lr,电容的有效电阻为cr,则传输方程为:

图5是G(jω)和-1 N(jω)的根轨迹图。其中-1 N(jω)在负实轴上从-∞开始向零点运动到最大值后返回,再次到-∞。而G(jω)则存在于实轴下方,在负实轴上与没有交点,所以系统一般是稳定的。

由图5可见,为了减少产生振荡的可能性,应当增加δh和emin/(Vmax-Vref),但是在系统设计中,Vmax和Vref一般不易改变,所以一般采取调整emin增加系统的稳定性。emin越大,系统越稳定,但是随着emin增大,系统动态响应将变差,emin→∞时,该非线性单周控制器的系统特性将接近单周控制器[11-13]。

4 仿真和试验研究

系统仿真参数L=1 m H,C=100µF,R=0.5Ω,开关频率f=20 k Hz。

在变换器输入端加入分段常量阶跃信号,单周控制器和非线性单周控制器对输入阶跃信号的跟踪能力如图6所示。由图可见,在输入信号变化时,非线性单周控制器对输入信号的跟踪能力要比单周控制器要快得多。

但是两种控制器的输出都有静态误差,这是二极管的导通电压不为0,以及电感和电容的等效电阻不为0等不理想因素造成的。这是单周控制器的共性问题,这种误差可以通过调整积分器的时间常数来减小。

如前所述,emin的大小对非线性单周控制器性能有着显著的影响。在图7中,调整emin的数值从0.5一直到4,可以观察到emin对控制器性能的影响,当emin比较大时,非线性单周控制器与传统单周控制器的输出都有比较大的超调,动态响应性能差,非线性单周控制器的优点并没有得到体现。随着emin的减小,非线性单周控制器输出超调逐渐减小,系统特性也从欠阻尼逐渐进入到过阻尼状态[14-15]。

传统单周控制器对负载扰动的抑制能力较弱,而非线性单周控制器对负载扰动的抑制能力有显著提高。在图8中,L=1 m H,C=100µF,负载电阻从R=0.5Ω减小到R=0.4Ω。从图中可见单周控制器输出受到扰动后有明显的滞后上升的过程,而非线性单周控制器输出扰动之后很快就上升到正常输出,抑制负载扰动的能力得到显著提高。

在该控制器中,由于输入信号的变化或者由于负载的变化,滞环非线性控制器将产生一个与误差对应的参考信号,作为单周控制器的输入信号,加快系统的动态响应速度,图9是系统中产生的参考信号。

试验参数与前述一致,图10是负载发生跳变时输出电压波形对比。可以看出,误差自适应单周控制器控制时有更小的输出电压跌落和超调,恢复时间也很短,说明变换器具有更好的动态负载性能,试验结果很好地验证了理论分析的正确性。

5 结论

本文提出的非线性单周控制器本质是一种组合控制器,内环是控制输入电压扰动的单周控制器,外环的辅助控制器是提高动态响应性能的非线性控制器。相比于普通单周控制器,该控制器最大的优点就是快速的跟踪能力和良好的负载扰动抑制能力。该控制器的核心思想就是通过一个滞环非线性控制器将一个自适应参考信号输入到Buck变换器中,这个参考信号是在实际参考信号的基础上形成的,从而加快系统的响应速度。另外,在该控制器中有三个参数与控制器的性能相关,如同传统PID控制一样,增加了系统设计的自由度。自适应参考信号的幅值与输出误差相关,同时,改进了传统单周控制器中滤波器和负载的动态性能与控制无关的缺点。该控制器特别适合于滤波器和负载有阻尼性能的系统。

基于改进的单周控制SVG的研究 篇2

关键词：静止无功发生器(SVG),负载扰动,改进的单周控制,仿真

伴随着对电力电子相关技术的不断深入研究,自换相变流电路的静止无功补偿装置即静止无功发生器(Static Var Generator,SVG),逐渐成为国内外学者的研究热点。它向电网注入或吸收一定的无功功率,来到达到稳定电压、抑制闪变及提高功率因数等目的[1]。不同于传统的SVC装置(如TCR),SVG的优点十分突出,如调节速度快、运行范围宽,同时采用多重化、多电平或PWM等技术能够对电流中的谐波含量起到减小和补偿的作用。随着电力半导体器件的研究与发展,GTO晶闸管等全控型器件可以达到满足适用于SVG中的电流电压等级。这为SVG在动态无功补偿领域的发展提供了更加有利的条件。

选择合适的控制方法对保证SVG稳定可靠的工作具有很重要的意义。现有的SVG控制方法主要有直接电流控制和间接电流控制,紧接着又出现了滑模变结构控制、无差拍控制、有差拍控制及智能控制等[2]。但这些控制方法大多涉及同时对多个控制参数的协调与调整,难以实现。单周控制的优点十分突出,如反应快、开关频率恒定、鲁棒性强、易于实现及控制电路简单等,在控制电路中能够实现在单周期内自动消除稳态瞬态误差,避免了繁琐的综合误差分析,这样一来,上一个周期的误差将不会延续至下一个周期,觖决了传统PWM控制方法的不足[3]。单周控制既能优化系统的响应速度、减小畸变,又可以对电源干扰起到抑制作用,但其对负载扰动的抑制能力比较弱,因此笔者对控制器进行相应改进,加强了SVG抑制负载扰动的能力,并通过MATLAB仿真验证其可行性。

1 SVG的基本工作原理

SVG的工作机理为:自换相桥式电路经过电抗器或者直接并联入电网,相应的对桥式电路交流侧输出电压的相位和幅值做出调整,或者可以调节交流侧电流使该电路吸收或发出一定的无功电流以满足要求,最终实现动态无功补偿。

2 传统单周控制的原理

现在以单相静止无功发生器为例,介绍传统单周控制原理(图1),其主电路为桥式逆变器,4个开关元件的导通和关断由单周控制来决定。所谓单周控制即通过调节开关的占空比D,使开关变量的积分在每个周期内与控制参考信号相等或成比例[4]。

由原理可知,传统单周控制的优势在于能够有效地抑制电源扰动,弱点是不能有效地抑制负载扰动。因此,笔者提出的改进措施集中于增加单周控制对负载扰动的抑制能力。

3 改进的单周控制

3.1负载分析

若负载扰动产生时,设负载大小由R变到R1且R1=R/2,电路的输出电压会从一个动态过程进入另一个稳定状态。电路稳态时:

式中——输出电流的平均值;

——输出电压的平均值。

当负载是R的稳定状态时(稳态0):

当负载是Rt的稳定状态时(稳态1):

当电路从稳态0进入稳态1时,单周内流过电感的电流平均值出现变化,这时电感的能量在稳态0到稳态1的过程中,单周储能总量也出现变化。电感平均电流在两个稳态内的波形如图2所示,图中负载扰动在0.1s处产生。

3.2改进型单周控制

在出现负载扰动时,需要对电感能量做出相应的调整,因此笔者在能量关系的基础上设计了单周控制的改进措施。控制方程的推导过程如下:

式中Wg——单周期内电源输入的能量;

Wo——单周期内负载消耗的能量;

ΔWC——单周期内电容能量总变化量;

ΔWL——单周期内电感能量总变化量。

当主电路晶闸管导通时输入能量,关断时停止输入能量。晶闸管导通时ig=iL,晶闸管关断时ig=0,所以可得:

负载在一个周期消耗的能量为:

如果令Uo=Uref,则此时电容电压恒定为Uref,有ΔWc=0,且电源输入能量的时间为从0～Ton,在这段时间内根据Ug=Ui可得控制方程:

当控制规律满足该方程时,就能够通过在电路工作时,不断调整控制电路占空比D=Ton/Ts,使得:

根据以上的公式推导,与基本原理相结合可得到改进的单周控制的原理方框图(图3)。

4 仿真及其结果分析

在MATLAB里搭建相应模型,通过仿真验证笔者提出的改进方法的可行性。

依据上述原理及其推导公式所搭建的控制器的仿真模块如图4所示,仿真系统模块如图5所示。

系统仿真参数为:直流侧电容器Cc为3mF,二极管D的管压降为0.8V;全控型开关T管为IGBT,管压降为1V;Ron为1mΩ;吸收电路电阻Rs为100kΩ;电网电压有效值为380V、50Hz;联网电感器L为7.5mH;R为20mΩ;高通滤波器HPF电感为8.68mH;单周控制用的时钟频率CLK为1.35kHz。

当系统运行到0.15s处给予负载扰动,如图6a所示,可以看出传统单周控制电网电流产生波动,电网电压降低并无法恢复;图6b中改进的单周控制在0.15s后,通过调节迅速使电网电压和电流恢复正常状态,使系统再一次达到稳定。

图7给出了负载扰动对系统的有功和无功造成的影响:如图7a所示,当0.15s产生负载扰动时,系统有功值维持在500W,而无功值以大于1 000 Var的数值呈增大趋势,说明传统控制已经无法很好地控制系统;图7b为改进的单周控制SVG系统有功和无功波形图,在负载干扰的情况下,通过0.50s的调节,系统的有功和无功可以再次达到稳定状态,其无功值维持在850Var左右。

由仿真结果可以看出:传统单周控制无法有效地抑制负载扰动,而笔者提出的改进型单周控制则能够很好地抑制负载扰动,因此实验结果证明,改进型单周控制的性能优于传统的单周控制。

5 结束语

笔者针对负载扰动对单周控制电路进行改进。通过对负载扰动进行分析,推导出依据能量关系的控制方程,进而改变控制器。由MATLAB仿真结果可知,相比于传统单周控制,改进的单周控制在抑制负载扰动方面有所提高,有效地抑制负载扰动对系统的影响,具有较为理想的控制效果。该种改进的单周控制器在无功补偿与滤波领域得到更好的控制效果,从而有效地实现电网的无功优化。

参考文献

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[2]蒋斌,颜钢锋,赵光宙.单相电路瞬时谐波及无功电流实时检测新方法[J].电力系统自动化,2000,(21):35-39.

[3]Fujita H.Yamasaki T.Akagi H.A Hybrid Active Filter for Damping of Harmonic Resonance in Industrial Power Systems[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2000,15(2):209-216.

单周控制 篇3

传统的二极管或晶闸管整流电路输入电流中含有丰富的谐波,功率因数降低,造成电网供电质量的下降和谐波污染的增加。为了提高输入电流的功率因数,功率因数校正(PFC)技术,特别是基于单周期控制PFC技术得到了广泛的研究。单周期控制技术是一种非线性控制技术,其突出特点是无论稳态还是暂态,都能保持受控量的平均值恰好等于(或正比于)给定值,因而得到了广泛的研究[1,2,3,4,5,6]。

为避免三相3线制下,电网不对称时复杂的控制[2,3],本文采用三相4线制的单周控制VI-ENNA整流器很好地解决了这个问题。仿真和实验结果表明三相4线制即使在缺相的情况下,仍然能够获得很好的效果。

2 三相4线制VIENNA整流器

2.1 VIENNA整流器构成

VIENNA整流器在三相3线制下,如果三相电网对称时,单周控制技术可以对整流器实现三相间的解耦控制,具有控制简单、易于实现的优点。但当三相电网不对称时,三相之间解耦控制的前提将不复存在,输入电流将出现畸变,为了实现PFC,控制方法将变得复杂[2,3]。因此,VIENNA整流器在三相3线制条件下的应用将受到限制。

三相4线制VIENNA整流器(见图1),由于输出串联电容的中点接中线,所以VIENNA整流器可物理解耦成3路单相3电平PFC输出并联[4,5],单相3电平PFC电路拓扑如图2所示。

2.2 原理分析

主开关管Sa与二极管Da1,Da2组成的整流桥一起构成双向开关,快恢复二极管Dap与Dan分别连接到正负输出母线。电路工作原理是:1)电网处于正半波时,Sa开通,电网通过Da1,Sa,Da4对La充电,Da2,Da3,Dap均承受反压而截止;当Sa关断,La通过Dap对正母线的直流滤波电容Cp充电,并对负载供电。2)电网处于负半波时,Sa开通,电网通过Da2,Sa,Da3对La充电,Da1,Da4,Dan均承受反压而截止;当Sa关断,La通过Dan对负母线的直流滤波电容Cn充电,并对负载供电。

为了进行稳态特性分析,简化推导过程,不妨先作以下假定:1)电感电流的纹波可以忽略,电路运行在CCM模式;2)开关频率远大于电网电压频率,输入电压ua、电感电流iL、输出电压U。在几个连续的开关周期可以近似认为是恒定值,电路运行在准稳态;3)推导过程中忽略开关器件的导通压降和开关损耗,忽略分布参数的影响,不考虑能量损耗。

图3给出单相三电平结构单周控制PFC闭环控制原理图。其工作过程为:每个开关周期开始,由时钟信号将RS触发器置位,boost开关管Sa开通,同时可复位积分器A2开始积分,因为反向积分器输出为负值,加法器A3输出电压幅值下降,当低于电流采样信号时,比较器A4翻转,RS触发器复位,关断开关管Sa,同时复位积分器输出。比较器A4翻转时刻两输入端信号关系(假设连续几个开关周期内电压PI调节器A1输出Vm为一恒定值):

当RintCint=Ts时,

式中:k为输入电流检测LEM增益。

电网电压正半周时,电感La、二极管Dap、开关管Sa与输出电容Cp组成一组boost PFC;电网电压负半周时,电感La、二极管Dan、开关管Sa与输出电容Cn组成另一组boost PFC。CCM模式下Boost电路中输出电压U。与输入电压ua的关系为

将式(2)代入式(1),有:

整理得:

电路稳态工作时,Vm与U。可看作恒定不变,即式(3)中系数2Vm/(k×Uo)为一常数,输入电压ua波形为正弦波,电感电流iL波形亦为正弦波,PFC得以实现。

当负载突卸时输出电压Uo↑,PI调节器输出Vm↓,由式(1)知,此时(1-d)↑;由式(2)知,Uo↓,形成负反馈,输出电压得以控制。

物理解耦VIENNA整流器等效为3路单相3电平结构在输出电容并联,3路控制电路共用同一个电压PI环,电流环相互独立,实现了三相之间的解耦,当三相电网不对称时,仍能实现对输入电流的正弦化校正,提高了VIENNA整流器的电网环境适应性。

3 仿真研究

为了验证理论分析的正确性,在Saber仿真环境下建立了系统的仿真电路,仿真参数为:输入三相4线制115 V/50 Hz,输出DC 400 V;开关频率50 kHz,输出功率1.5 kW,输入电感取550μH,输出滤波电容各取1 000μF。

图4a给出a,b,c三相均输入115 V条件下VIENNA整流器输入电压、输入电流波形。图4 b给出a相与b相均输入115 V、c相缺相条件下VIENNA整流器输入电压、输入电流波形。

可以看出,a,b,c三相之间相对独立,在三相电网不对称(甚至缺相状态),各相的电流仍能正弦化,提高了高功率因数整流器的环境适应性。

4 实验结果

为了验证理论分析的正确性,采用3片单周控制芯片IR1150S制作了一台1.5 kW单周控制VIENNA整流器(三相4线制输入)实验样机,进行了实验验证。

图5a给出500 W输出,a,b,c三相对称输入100 V条件下,输入电流波形、输出电压纹波波形。图5b给出500 W输出,a相与b相均输入100 V、c相缺相条件下输入电流波形、输出电压纹波波形。

从图5中可以看出,a,b,c三相之间相对独立,在三相电网不对称(甚至缺相状态),各相的电流仍能正弦化,提高了高功率因数整流器的环境适应性。

表1给出额定输入不同负载条件下三相中的a相的实验数据,其中输入功率、输出功率、PF值和THD值由功率分析仪测得。从实验数据可以看出:当输出功率增大后,PF值变高、输入电流THD值减小,可见随着输出功率的增加,输入电流增大,输入电流的纹波影响减小,畸变因数减小。

5 结论

本文分析了在三相4线制输入条件下单周控制VIENNA整流器的工作原理。仿真验证了单周控制VIENNA整流器的可行性。通过对整流器实现物理上的解耦,控制电路可利用市场上已有的单相集成专用芯片,极大简化了电路的设计,并且在三相电网不对称(甚至缺相状态)情况下,整流器仍能正常工作,提高了单周控制VIENNA高功率因数整流器的环境适应性。

参考文献

[1]Chongming Qiao,Keyue M Smedley.Unified Constant-frequency Integration Control of Three-phase Standard Bridge Boost Rectifiers with Power-factor Correction[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2003,50(1):100-107.

[2]Chongming Qiao,Keyue M Smedley.Three-phase Unity-powerfactor Star-connected Switch(VIENNA) Rectifier with Unified Constant Frequency Integration Control[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18(4):952-957.

[3]金爱娟,李航天,李少龙.基于单周期控制的三相PFC整流器在输入电压不对称时的改进策略[J].电工技术学报, 2006,21(7):78-80.

[4]王林兵,张超.单相三电平功率因数校正变换器研究[J].电力电子技术,2006,40(2):15-19.

[5]王春杰,马小亮.基于单周期控制的分离式三相PFC系统仿真[J].系统仿真学报,2006,18(11):3259-3262.

单周控制 篇4

关键词：ASVG,电网,系统

无功补偿系统在通过新型静止无功发生器实现无功 补偿的过程 中, 需要结合其单周控制新型静止无功发生器原理和单周控制的相应技术。通过相应的波段的产生, 进行有针对性 的无功补偿 效果保障, 进而去得其新型ASVG在单周控制下的实际工作效果是否满足其配电网工程的需要。

1 单周控制下的新型ASVG应用含义

IGBT是一种全控型的装置部件, 其结合了MOSFET和GTR的特点, 并很好的保留了两者在驱动功率相对小的状态下其压降值偏低的状况。所 构成的新型无 功电源是可以满足整体配电线路中电能的无功损耗的, 需要合理的 调配电压并 使得输电容量相应 的增加。进而 在配电网系统 发生故障后, 对其进行有效的无功方式调节, 增加阻尼系统的合理 波动, 让配电系统 从不稳定的状况趋于相对稳定。这些就是新型ASVG的作用效果。其 通过合理的 电抗装置进行自换 相桥式的电 路连接, 实现在不同 的数据采集技术以及动态跟踪技术中进行电网的不同电压和电路运算, 并得出IGBT为主体核心的单元变流输出补偿系统[1]。

ASVG可以实现不同程度的PWM控制效果, 进而实现整体的无功和谐波补偿, 这些不同的PWM控制可以分 为单脉宽 调制和等脉宽 调制等防治, 进而得出载 波调制性的PWM方法, 通过对现有的相关芯片的分析去得出有效的控制方式则比较难以实现。因而需要对SPWM实现有效的控制并在合理的正弦波发生装置以及三角波发生装置中产 生足够的调制 波和载波, 需要实现单周控制的有效的PWM生成发生, 进而把相对复 杂的操控 流程进行 精简化的 实现, 得出在单周控制下的线路优化, 实现在线路简化 的基础上 实现元器 件的合理 使用, 进而让整体的成本有效的降低, 实现高度的周期性PWM控制过程, 保障在高效率和高速率的技术上实现良好的动态效果[2]。

2 ASVG的工作原理分析

ASVG的基本原理需要通过相应的 电抗装置在自换相桥式电路并联在电网上进行有效的实时 数据采集。并结合 相关的数据采集 技术和动态 跟踪技术, 用动态不间断的监测电网和系统的电压和电流合并一同的进 行一系列的运算[3]。得出在以IGBT为核心的变流单元输出补偿到整体的系统和相应的配电 电网, 进而可以有 效的控制无功发 生装置的吸 收以及发出性 质程度, 得出符合补偿要求的无功功率保障以及动态无功补偿的 应用效果。通过有 效的分析可以得出ASVG通过系统进行容性注入的无功功率效果, 在逆变装置 中的损耗进行相应的 电阻计算。

3 单周控制的技术分析

单周控制技术是在近几十年来开始逐渐的发展起来的一种非线性的大型号控制理论技术。通过模拟PWM控制技术, 让每个开关在相应的周期内实现一定的变量作用, 并保持平均值 严格的相应 正比判定。通过PWM实现有效的控制, 并对其电压的输入进行合理的抑制扰动作用的发生, 进而让系统具有良好的抗扰动稳定性能, 使得配电网中的电路获得一种稳定可靠的保障, 并让其整体的系统的相应体积有效的减小, 使得单周期可以在SPWM电路中获得电压的瞬态响应, 获得其速率的提高和平稳度的提升, 让逆变装置的整体工作性能获得改变。在单周期控制中, 需要对外部干扰响应的速率进行有效的判定, 得出其速率相对较快, 使得在整体的控制过程中是处在一个无过冲状态下。使得新型的ASVG可以在应用单周期控制技术后, 其电流发生的不稳定效果响应的减少, 其功率获得了稳定的提高。这种单调控制方法和传统的控制方法相比其把配电网的电路复杂状况进行了有效的精简, 获得了动态响应的效率提高。使得开关的频率获得了一种稳定, 并且容易实现有效的控制操作, 这些都是其单周控制在新型ASVG的应用的有效方法保障。

4 单周控制单项的ASVG结构研究

在ASVG仿真系统中需要对其交流电源和相应的无功负载部分等进行有效的构建, 通过MATLAB中的相应模块进行ASVG的仿真系统构建, 其仿真过程中, 需要根据其补偿系统的开关控制得出其电压的相应控制, 并通过单项ASVG进行必要的电网电压充电, 通过对TIMER的SWITCH进行管驱动脉冲G, 使得CAP ARRAY获得电量的充满 , 在G接通后观 察整体的 系统运行 状况。对CONTROLLER构成的系统封闭环境和PI调节等环节构成可以得出VDC-REF直流电压质量, 进而得出各 环境的电流处处 数值 , 并通过在对电 源电流进行 一定程度缩小后, 其通过OCC中的VREF端口进行电流输入观察, 可以得出仿真的效果, 即在M A T L A B平台中 , 通过对单 周控制度ASVG控制装置的实现, 可以得出电网电压的降幅程度相 对稳定, 其缩放比例 相对稳定, 在电路中的电路发生严重的变化后, 其谐波电流获得 有效的补偿 抑制, 其产生了足够的 正弦信号, 并在启动的瞬 间获得电流的有效保障, 抗电流发生过强冲击。

5 结语

通过研究可以得出, 新型ASVG的运行机理通过 单周控制 方法 , 可以有效 获得PWM波产生, 使得ASVG产生的电流为正弦波 , 进而不需要 进行负载电流 等方面的检测, 节省了相应的电路环境, 获其电路获得了有效性的 提高, 进而降低了 网损坏等情况发 生, 降低成本并 提高了配电 网供电质量。

参考文献

[1]王玉斌.配电系统动态无功补偿技术的研究[D].济南:山东大学, 2007.

[2]吴刚.基于单周控制的有源电力滤波器的研究[D].无锡:江南大学, 2008.

单周控制 篇5

随着环境和能源问题的日益严峻,人们对铁路交通运输工具提出更高的要求。由于高速铁路具有快速、安全、环保、高效等特点,受到世界各国的青睐。但与此同时,电铁机车是大功率单相整流负荷,会产生大量的谐波和负序分量等电能质量问题,严重影响公用电网质量[1,2,3]。因此,为了维持一个清洁绿色的智能电网,并提高电网的安全稳定性能,有必要对牵引供电网的电能质量问题进行分析和治理。

为了解决牵引供电网的电能质量问题,国内外都采用了一些相应的措施[4,5]。文献[6]采用混合型有源滤波器进行牵引供电网的谐波电流补偿,并同时补偿一定量的无功功率。文献[7]采用大容量的静止同步补偿器(STATCOM)来补偿无功功率和负序电流,但是其一般安装在三相高压侧,需耐高压,装置的成本较高。20世纪90年代,日本学者提出了一种铁路功率调节器[8](RPC)的装置,安装在牵引变压器的二次侧,它能够进行无功功率、负序和谐波电流的综合补偿,正受到世界高铁网络的青睐。日本、澳洲、德国等国家率先对RPC进行研究,并在RPC的拓扑结构、信号检测方法[9,10]及其补偿原理方面取得了一定的成果。关于RPC的控制方法,大多采用常规的比例—积分(PI)控制方法和正弦脉宽调制(SPWM)策略,其动态跟踪性能和补偿性能都值得改进。

与其他常用脉宽调制(PWM)控制方法相比较,单周控制方法[11,12]不仅结构简单、稳定性好,而且误差小,具有很好的鲁棒性,由此可以被用来提高RPC的控制效果。

本文首先分析了在Scott牵引供电网下RPC的负序和谐波电流补偿原理,之后提出一种基于等效负载电阻电压前馈的改进单周控制方法。通过采用单周控制方法对直流侧电压进行闭环PI控制,可以实现直流侧电压的稳定并维持系统的正常运行。针对高速铁路机车的快速性,本文提出一种等效负载电阻电压前馈控制方法,能快速跟随系统机车负载的变化,这无疑可以增强RPC的响应速度和补偿效果。考虑到死区时间会影响RPC的输出波形和补偿精度,采用一种死区补偿方法来有效消除死区时间的影响。最后,通过仿真和实验验证了本文所提出控制方法的有效性与正确性。

1 RPC的结构和补偿原理分析

如图1所示,三相220 kV高压经三相Scott变压器变为2个电压等级为27.5 kV的单相电压,给2个供电臂机车供电。RPC通过2个降压变压器连接于2个牵引供电臂。2个背靠背结构电压源逆变器通过1个共用的直流电容连接在一起,并通过滤波电抗连接到2个降压变压器。RPC可以通过采用合适的控制方法,联合2个逆变器来实现有功功率的转移,同时能各自进行无功功率与谐波电流补偿。

Scott变压器以其结构简单、容量利用率高、能有效减少负序含量、降低三相不平衡程度等优点[13]为国内电气化铁路牵引供电系统所采用。根据RPC的原理[14],只要Scott牵引变压器的2个牵引供电臂的输出电流幅值相等且全为有功电流,则牵引变压器原边侧三相电流完全对称,且三相功率因数全为1,实现了牵引供电网无功功率、负序和谐波电流的综合补偿。

设Scott牵引系统原边A相的单位电网电压uA(t)=sin ωt,则牵引供电臂α和β的单位电压为uα(t)=sin ωt和uβ(t)=sin(ωt-π/2)。设2个牵引供电臂的负载电流为iαL和iβL,用傅里叶级数表示为:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\alpha \text{L}}={\rm I}{}_{\alpha p}\sin \omega t+{\rm I}{}_{\alpha q}\cos \omega t+{\displaystyle \sum _{n=2}^{\infty }{\rm I}}{}_{\alpha n}\sin (n\omega t+\phi {}_{\alpha n})\\ i{}_{\beta \text{L}}={\rm I}{}_{\beta p}\sin \omega t+{\rm I}{}_{\beta q}\cos \omega t+{\displaystyle \sum _{n=2}^{\infty }{\rm I}}{}_{\beta n}\sin (n\omega t+\phi {}_{\beta n})\end{array}(1)$

式中:Iαp和Iβp分别为2个牵引供电臂负载电流的有功分量的幅值; Iαq和Iβ q分别为2个牵引供电臂负载电流的无功分量的幅值;ω为基波角频率;Iαn和Iβ n分别为2个牵引供电臂的n次谐波电流;φαn和φβ n分别为2个牵引供电臂的n次谐波电流的相角。

根据前面分析的补偿原理,实现无功功率、负序和谐波电流完全补偿之后的2个牵引供电臂的电流为:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\alpha }(t)={\rm I}{}_{\text{m}p}\sin \omega t\\ i{}_{\beta }(t)={\rm I}{}_{\text{m}p}\sin \left(\omega t-\frac{\text{π}}{2}\right)\end{array}(2)$

式中:Imp=(Iαp+Iβp)/2。

只要采用合适的控制策略来控制RPC,使之能把α和β这2个牵引供电臂的负载电流分量iαL(t)和iβL(t)补偿为iα(t)和iβ(t),那么就达到了无功功率、负序和谐波电流综合补偿的目的。

为了深入分析RPC的有功转移、无功功率和谐波电流补偿原理,建立了RPC的单相等效模型,如图2所示。设牵引供电臂的n次电压为uSn,为了补偿n次电流,逆变器交流侧的输出电压为uNn,流入逆变器的电流为iCn,L为滤波电抗值。

假设uSn=USnsin nωt,uNn=UNnsin(nωt-θn),θn 为uSn和uNn的相角差。根据LdiCn/dt=uSn-uNn,可得

$i{}_{\text{C}n}=\frac{1}{n\omega L}(U{}_{\text{Ν}n}\cos (n\omega t-\theta {}_n)-U{}_{\text{S}n}\cos n\omega t)(3)$

则牵引供电臂输出的基波功率为:

$\overline{{\rm P}}{}_1=\frac{{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_1}U}{}_{\text{S}1}\sin (\omega t)i{}_{\text{C}1}\text{d}t}{{\rm T}{}_1}=\frac{U{}_{\text{S}1}U{}_{\text{Ν}1}\sin \theta {}_1}{2\omega L}(4)$

$\overline{Q}{}_1=\frac{{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_1}U}{}_{\text{S}1}\cos (\omega t)i{}_{\text{C}1}\text{d}t}{{\rm T}{}_1}=\frac{U{}_{\text{S}1}U{}_{\text{Ν}1}\cos \theta {}_1-U{}_{\text{S}1}^2}{2\omega L}(5)$

式中:T1为基波周期。

由式(4)可知,当0°<θ1<180°时,有$\overline{{\rm P}}{}_1>0$,这表示基波能量由逆变器的交流侧向直流侧传送,直流侧电容充电;0°<-θ1<180°时,有$\overline{{\rm P}}{}_1<0$,基波能量由逆变器的直流侧向交流侧传送,直流侧电容放电。同时通过观察式(5)可知,通过合理控制逆变器的输出电压,逆变器可以向牵引供电臂发出或吸收对应的无功功率。

关于谐波电流的补偿,由于牵引供电网的谐波电压一般可以忽略不计,则根据式(3)可以计算出逆变器补偿的谐波电流为:

$i{}_{\text{C}n}=\frac{U{}_{\text{Ν}n}\cos (n\omega t-\theta {}_n)}{n\omega L}(6)$

如果逆变器输出电流与机车负载产生的谐波电流大小相等、方向相反,则RPC可以实现系统谐波电流的补偿。

2 RPC的改进单周控制方法

本文提出了一种等效负载电阻电压前馈的单周控制方法,通过加入牵引系统的等效负载电阻电压来实现RPC的前馈快速响应。通过直流侧电压的闭环PI控制,维持直流侧电压的稳定与能量的平衡。单周控制不需要检测RPC的指令参考电流,通过自身内部的算法和规则进行自校正,计算出每个控制周期的占空比来控制2个逆变器输出期望的基波和谐波电流。通过背靠背的2个逆变器来实现有功能量从一个牵引供电臂转移到另外一个牵引供电臂,并分别补偿相应的无功功率和谐波电流,最终达到系统有功转移、负序和谐波电流综合补偿的目的。RPC的总体控制框图如图3所示。图中:sgn表示符号函数,当iCx>0时输出1,否则输出-1;LPF表示低通滤波器。

根据RPC补偿原理,通过RPC实现负序和谐波电流的完全补偿后,2个牵引供电臂只含有大小相同的基波有功电流。故当逆变器补偿稳定后,2个牵引供电臂负载为纯电阻性负载,电源侧无功和谐波电流输出为0,网侧电流波形完全跟踪电压波形。单独考虑2个单相电路,可以得出理想的控制目标表达式为:

ux=ixRe (7)

式中:ux为逆变器装置接入点牵引供电臂电压,x∈{α,β};ix为牵引供电臂电流;Re为经控制补偿后的等效负载电阻。

设单周控制的开关周期为T,占空比为D。根据电感能量平衡原理,采用双极性调制时,逆变器稳定工作后ix与D的关系如下:

2Dudc=udc-Reix (8)

式中:udc为逆变器直流侧电压。

由补偿原理可知,在稳态运行,即Re为常数时,电容电压保持不变。然而Re是随负载变化的未知量,为了消除这个未知量的影响,一般单周控制方法是通过检测储能电容上的电压变化来确定的。由此引入中间变量Um,令

$U{}_{\text{m}}=\frac{R{}_{\text{s}}}{R{}_{\text{e}}}u{}_{\text{d}\text{c}}(9)$

式中:Rs为电流采样电阻值。

由此式(8)可以改写为:

2DUm=Um-Rsix (10)

当系统功率不平衡时,变流器的直流电容将提供电网与负载间的功率差,这将导致直流电容平均电压的变化。则对于负载电流中的有功电流变化,即Re发生变化时,单周控制器需改变占空比来适应这种变化。为了动态跟踪Re的变化,一般单周控制方法中的Um是由直流侧电压的PI调节得到,即

Um=kP(U*DC-udc)+kI∫(U*DC-udc)dt (11)

式中:U*DC 为直流侧电压参考值;kP和kI分别为比例和积分系数。

这样,单周控制器不仅可以动态跟踪Re的变化,而且可以维持电容电压的稳定。但是这种方法调节慢,不能实时响应高速机车(即Re)的快速变化。为此,本文提出了一种基于等效负载电阻电压的前馈控制方法,即Um由2个部分组成:一部分由等效电阻变换而来,实时响应机车负载的变化,另一部分由直流侧电压的PI调节得到,维持直流侧电压稳定和RPC的正常运行,如图3所示。

根据RPC的补偿原理,首先检测2个牵引供电臂的负载电流,然后分别乘以各自的单位同步信号并相加,得到2个牵引供电臂的平均有功电流瞬时值,最后通过LPF滤除交流成分,得到有功电流的直流平均值Imp。由此,可以推得经RPC补偿稳定后的2个牵引供电臂的等效阻抗为:

$R{}_{\text{e}}=\frac{\sqrt{2}E}{{\rm I}{}_{\text{m}p}}(12)$

式中:E为牵引供电臂的电压有效值。

通过式(12)可以计算得到Re,再利用式(9)可以计算得到中间变量Um,这样就完成了等效负载的前馈控制。同时,可以计算出2个逆变器相应吸收的有功电流大小为Ixp-Imp。当Ixp-Imp<0时,表示逆变器要吸收能量,能量从牵引供电臂流向直流侧电容;当Ixp-Imp>0时,表示逆变器要释放能量,能量从直流侧电容流向牵引供电臂。这样,RPC通过单周控制方法就可以完成有功电流的转移。

根据单周控制的原理,考虑到开关频率远大于电网电压频率,且在一个开关周期内Um基本不变,式(10)可通过单周控制的方式实现,如下:

$\begin{array}{l}\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{i}}}{\displaystyle {\int }_0^{D{\rm T}}U}{}_{\text{m}}\text{d}t=\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{i}}}D{\rm T}U{}_{\text{m}}=\\ 2DU{}_{\text{m}}=U{}_{\text{m}}-R{}_{\text{s}}i{}_x(13)\end{array}$

式中:单周积分常数Ti=T/2。

控制电路在每个开关周期均对Um进行积分,当积分值符合式(13)时,开关信号翻转,得到满足式(13)的D,同时积分电路复位,等待下一控制周期重新积分。

考虑到死区时间将引起占空比的改变,使得逆变器输出的电流包含大量的其他谐波分量,从而影响RPC的补偿效果。为此,本文采用文献[15]提出的一种改进单周控制方法。有效工作时,有如下关系:

(ux+udc)D=(udc-ux)(1-D) (14)

考虑死区效应的影响,对其进行补偿。当逆变器输出电流iCx为正时,将开关周期的占空比增大k(k=td/T,td为死区时间),则可得出:

(ux+udc)(D-k)=(udc-ux)(1-D+k) (15)

联立式(8)可得此时的单周控制方程为:

2DUm=(1+2k)Um-Rsix (16)

同理可推出,当逆变器输出电流iCx为负时,将开关周期的占空比减小k,单周控制方程为:

2DUm=(1-2k)Um-Rsix (17)

由此可知,通过检测逆变器输出电流的极性,在比较环节增加或者减去一个校正值2kUm,即可以实现对死区时间的校正和补偿。改进的单周控制原理图如图3所示。

3 仿真与实验验证

3.1 仿真结果

为了证明本文所提出控制方法的正确性,利用PSIM6软件进行了仿真验证。搭建了220 kV等级Scott牵引供电系统,机车负载模型的功率为8 MW,电流畸变率为14.4%且以3次谐波为主。RPC控制频率为12.8 kHz,死区时间td为6 μs,其他参数如下:三相电源电压为220 kV;Scott牵引变压器变比为220 kV/27.5 kV;输出阻抗为0.02 Ω/0.5 mH;采样电阻为1 Ω;直流侧电容为20 mF;降压变压器变比为27.5 kV/1 kV。

以牵引供电臂β有机车负载为例,采用上述控制方法来说明装置的补偿功能。通过RPC来转移有功电流,补偿无功功率与谐波电流来实现负序和谐波电流的综合补偿。从图4(a)和(c)中可以看出,在补偿以前,三相电流不对称,A相电流为0,负序电流不平衡度约为50%。在0.1 s时投入RPC装置。图4(a)和(b)为采用一般单周控制方法时的RPC补偿波形图;图4(c)和(d)为采用本文所提出的改进单周控制方法时的RPC补偿波形图。通过RPC的补偿,RPC的逆变器分别向电网吸收或者释放相应的有功电流到直流侧电容,维持两侧功率的平衡,完成牵引供电臂有功能量的转移,并分别补偿对应的无功功率和谐波电流。补偿之后,原边三相电流基本对称,负序和谐波电流含量大大减少。稳态时的三相电流波形见图4(a)和(c)。

从图4(a)和(b)可知,当采用一般的单周控制方法时,由于指令信号全部来源于直流侧电压的PI调节,所以RPC的电流调节和补偿就得跟随直流侧电容电压的变化。然而,直流侧电容是一个很大的惯性环节,响应速度很慢,所以RPC的电流补偿和调节相对较慢。当采用本文所提出的改进单周控制方法时,由于采用等效负载电阻电压的前馈控制,能够实时响应系统的变化,不完全依赖于直流侧电压的PI调节,使得单周控制器的响应明显变快,结果如图4(c)和(d)所示。同时,通过直流侧电压的闭环调节,维持了直流侧电压的稳定和RPC的正常运行。通过补偿,三相电流的不平衡度变为3.6 %,牵引供电臂β的电流畸变率由14.4%下降到3.4 %,从而实现了负序和谐波电流综合补偿的目标。

图5为采用2种不同控制方法时的谐波电流补偿效果图,具体的补偿结果见表1。图中:ILb和ISb分别为牵引供电臂β的负载电流和电网电流。

A

从表1可以看到,当采用一般改进单周控制方法时,由于死区时间的存在,谐波补偿的残余量较大。然而采用改进单周控制方法时,通过采用死区时间补偿算法,可以更加精确地计算出每个控制周期的占空比,并消除死区时间对输出补偿波形的影响,其谐波补偿残余量明显减少,RPC补偿精度得到提高。

3.2 实验结果

为了验证前面理论分析的正确性,在实验室搭建380 V电压等级的RPC的硬件平台,用40 kW的不可控整流源来模拟机车负载,电流畸变率为13.5%,其他系统参数如下:三相电源电压为380 V;Scott牵引变压器变比为380 V/220 V;输出阻抗为0.02 Ω/0.2 mH;采样电阻为 1 Ω;直流侧电容为5 mF;降压变压器变比为220 V/220 V。采用TI28335数字信号处理器作为控制器,检测和控制算法在数字信号处理器中实现,控制周期为12.8 kHz,死区时间为6 μs。以牵引供电臂β有机车负载为例,现场测到的实验数据与波形如图6所示。

从图6(a)可以看到,RPC投入前原边三相电流不对称,A相电流为0,此时负序电流含量较高。在投入RPC装置后,从图6(b)和(c)电流和电压波形可以看到,通过采用改进单周控制方法,经过RPC的补偿,三相电流基本平衡,直流侧电压通过闭环控制稳定在500 V左右。模拟供电系统的三相电流不平衡度由49.2%下降到5.3%,三相电流基本对称,同时牵引供电臂β电流畸变率由原来的13.5%下降到5.4%,系统的负序和谐波电流大大减少。可见,本文所提出的改进单周控制方法,能够实现RPC的有功转移,无功功率和谐波电流补偿功能,可以大大改善供电系统的电能质量。

4 结语

本文针对高速铁路电网中的电能质量问题,讨论了一种先进的RPC,通过背靠背的2个逆变器来进行负序和谐波电流的综合补偿。本文重点探讨了一种改进的单周控制方法,为了提高单周控制器的响应速度,提出了一种等效负载电阻电压前馈控制的方法,实时跟随牵引供电网机车负载的变化。通过直流侧电压的闭环控制,维持了直流侧电压的稳定和RPC的正常运行。

单周控制 篇6

1 双频逆变器拓扑结构及其控制策略

1.1 双频逆变器的拓扑结构及工作原理

三相桥式双频逆变器是在传统三相桥式逆变电路的基础上构成的,如图1所示。在该电路图中,Sap～Scn属于高频逆变桥,工作在高频状态;Slap～Slcn、Lla～Llc属于低

频逆变桥,且开关Slap～Slcn工作在低频状态。La、Ca、Lb、Cb、Lc、Cc构成双频逆变电路的滤波器,Ra、Rb、Rc为系统负载。

以A相桥臂为例对三相桥式双频逆变器进行分析,设fH=NfL,即在低频开关的1个周期内包含着N个高频开关状态周期。1个开关周期的高频开关和低频开关的状态如表1所示,每种状态所对应的导通电路如图2所示。

同一桥臂上下开关互补导通。在状态1中,高频开

关Sap导通,低频开关Slap导通。在所构成的回路中,电感电压和电感电流有下列关系:

由相同方法对其余3种状态分别进行分析得到,电感La两端电压在Up-Uo与UN-Uo之间转换,其电流则相应地出现上升状态和下降状态且电压和电流不受低频电路的影响。而在低频单元中,电感Lla两端的电压在UPN、UNP和0三者之间转换,电感Lla的电流则相应出现上升、下降和保持不变3种状态(fH=4fL),其波形如图3所示。因此采用适当的控制策略可以实现高频电感电流和低频电感电流同时可控的效果,两单元功能相对分离,实现高频单元和低频单元之间的无环流运行。

1.2 双频逆变器的控制策略

对于三相桥式双频逆变器的高频单元采用单周控制,低频单元采用电流滞环控制,首先对高频单元的控制策略进行分析。单周控制其通用性强,适用于各类电力电子功率变换装置,控制电路简单,具有优良的控制性能。设x(t)为开关输入信号,y(t)为开关输出信号,定义开关函数k(t)如下:

在1个开关周期内,开关导通时间为TON,关断时间为TOFF,并且TON+TOFF=TS,fS=1/TS为开关频率,D=TON/TS为控制信号vref的调制占空比,则开关输入信号x(t)与开关输出信号y(t)之间的关系为:

假设开关频率fS远远高于输入信号x(t)和输出信号y(t)的带宽频率,则开关输出的有效信号为:

由式(5)可知,通过调节占空比D,使每个开关输出信号有效值等于或者正比于参考信号,即:

式中K1为常数。

式中k为常数,由式(5)～(7)得:

利用单周控制原理[7],式(8)可以得出双频逆变器高频单元的控制电路如图4所示。

在1个开关周期内参考信号经过一个PI调节器与采样信号的积分进行比较,比较器输出到RS触发器的R端,RS触发器S端由时钟脉冲控制,通过RS触发器来控制高频单元各开关。当进入下一个开关周期时,积分器通过复位信号进行复位,然后重复上述工作状态。双频逆变器的低频单元传输大部分能量,对高频单元进行分流,采用电流滞环控制,使低频单元电流快速跟踪高频单元电流。低频单元开关控制电路如图5所示。

2 双频逆变器的仿真分析

本文基于Matlab/Simulink建立了仿真模型,仿真参数设置如下:直流母线电压Udc=600 V;滤波电感La=Lb=Lc=4 mH;低频单元电感为Lla=Llb=Llc=2 mH;负载电阻Ra=Rb=Rc=5Ω;滤波电容Ca=Cb=Cc=100μF;高频单元工作频率为10 kHz,低频单元工作频率约为2 kHz,仿真结果如图6～8所示。图6(a)为高频开关电流波形,图6(b)为低频开关电流波形,图6(c)为展开后的高低频开关电流波形。在图6(c)中给出了高低频开关电流的幅值对比,虽然高频单元开关频率很高,但是流过的开关电流很小,损耗低,而低频单元开关电流很大,但其工作在低频状态,开关频率仅为高频单元的1/5,因此双频逆变器大大降低了开关损耗。

在0.06 s时将输出参考电压由幅值200 V、频率50 Hz突变为幅值100 V、频率25 Hz,图7为系统输出电流波形图。通过图7可以得出输出电流波形快速跟踪参考电压,低频逆变器单元传输大部分能量,而高频单元流过少部分能量,通过高频单元和低频单元电流的叠加后,双频逆变器输出的电流性能得到改善,因此在光伏并网、电机调速系统中可以利用双频逆变器的特点来提高系统的动态响应。为了进一步说明双频逆变器的优势,将双频逆变器与单个高频逆变器各相测量值进行对比分析,结果如表2所示。双频逆变器与高频逆变器输出电流的THD基本相同,但是高频逆变器开关工作在高频状态,开关电流大,损耗高;而双频逆变器的高频单元电流很小,能量主要由低频单元流过,因此开关损耗比单个高频逆变器开关损耗要低。图8为双频逆变器和高频逆变器在100 V～200 V之间不同的6组电压下的效率对比曲线,通过曲线可以发现,双频逆变器效率要明显高于高频逆变器的效率。

本文研究了三相桥式双频逆变电路,从理论分析了工作模态并得出其控制策略。双频逆变器大大降低了开关损耗,提高了输出效率、输出电流总的谐波畸变率,输出波形动态性能好,并能够快速跟踪参考信号,通过仿真验证了理论分析的正确性。双频逆变器具有独特的优势,必将会在光伏并网以及电机的高性能调速等方面降低开关损耗,为提高系统动态性能提供一种新的解决思路。

摘要：研究了基于双频的三相桥式逆变器拓扑结构,该拓扑由两个传统的三相桥式逆变器级联而成,其中一个工作在低频状态,另一个工作于高频状态,两单元功能相对分离。对高频单元采用单周控制,对低频单元采用电流滞环控制,利用Matlab/Simulink建立了仿真模型。仿真结果表明,该拓扑对降低开关损耗、电流总谐波畸变率、提高系统响应速度具有很好的作用。

关键词：双频逆变器,电机调速,单周控制,电流滞环控制,总谐波畸变率

参考文献

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单周控制 篇7

随着电网中大量非线性和冲击性负载的增加, 动态电能质量问题越来越严重地影响到系统的稳定运行和设备的安全用电[1,2,3]。动态电压恢复器可以补偿电压的跌落、波动、闪变、谐波等, 良好的动态性能和容量上的相对优势使其成为治理动态电压问题最经济、有效的手段[4,5]。

目前常用的逆变控制算法主要有滞环比较控制、三角波控制、空间矢量调制等, 这些算法普遍存在差拍误差问题[6]。单周控制是一种非线性PWM控制算法, 其基本思想在一个开关周期内通过控制开关占空比使开关变量平均值等于或比例于参考信号, 它能够在一个开关周期内消除稳态和动态误差, 具有快速性好、精确度高、控制简单的特点[7,8,9]。单周控制已被广泛应用到并网逆变器[10], 有源电力滤波器[11]等装置中。

根据单周控制的诸多优点, 提出了基于单周控制逆变算法的动态电压恢复器设计方案。由于电网非线性和冲击性负载会对DVR逆变单元的输出带来很大的干扰, 在对单周控制基本原理进行深入研究的基础上, 将单周控制结合PI环节, 建立了DVR三相H桥逆变单元的单周控制模型。在此基础上, 设计了一台33 k VA的动态电压恢复器。硬件结构由32位浮点DSP芯片TMS320F28335, IPM模块以及耦合变压器等组成。主程序采用开环控制和闭环控制相结合的控制方式, 并通过定时器中断来实现单周控制逆变算法以产生PWM信号。实验分析表明, 该DVR能够快速地对电网电压跌落进行补偿, 具有良好的动态响应速度和补偿效果。

1 DVR的系统结构

DVR是面向敏感负载的串联型动态电能质量调节装置, 它相当于一个串联在电力系统和敏感负荷之间的动态受控电压源[12]。图1是DVR主电路结构图。

DVR的主电路包括储能单元、逆变单元、滤波器及耦合变压器等四部分。储能单元是在电网电压发生跌落时, 为DVR提供有功能量;输出滤波器的作用是滤除由逆变单元产生的高次谐波。

通常选用升压变压器作为DVR与系统的耦合器件, 以降低逆变器直流侧电压等级。将逆变器产生的补偿电压补偿到系统中, 从而保持负载电压的稳定, 保护敏感负载免受电网电压跌落的干扰[13]。在耦合变压器的副边并联一个固态继电器SSR, 可以将DVR和电网进行隔离, 在电网正常供电情况下, 保证DVR工作在备用状态。

三相四线制低压配电网, 经常会出现三相电压幅值不等的情况, 因此只能采用相电压补偿型DVR来保证负载电压正常[14]。三单相H桥具有很好的不平衡电压输出能力, 且控制最简单, 补偿效果最好, 因此, DVR逆变单元选用三单相H桥结构。

2 DVR的单周控制逆变算法

2.1 单周控制的基本原理

单周控制通过在每周期内控制PWM的占空比, 使被控制量的平均值严格正比于参考量。该控制方法具有良好的控制性能, 动态响应速度快, 鲁棒性强。它能在一个周期内消除稳态、瞬态误差, 前一周期的误差不会带到下一周期, 使得逆变器输出电压保持比较低的谐波畸变率[15]。单周控制的主要组成部分包括带复位端的积分器和比较器。其控制原理如图2所示。

图2中, VT为功率开关管, X (t) 为开关管VT的输入量, Y (t) 为开关管VT的输出量。设开关管VT的开关周期为sT, 则开关频率fs (28) 1 Ts, 开关函数S (t) 可以表示为

式中:Ton为开关管VT的导通时间;Toff为开关管VT的关断时间。

输入量X (t) 与输出量Y (t) 的关系式为

如果开关频率远远大于输入量X (t) 的频率, 则在每个开关周期内可将输入量X (t) 看作常量, 输出量Y (t) 可以表示为

单周控制的核心思想就是通过控制占空比d (t) 使得输入量X (t) 在每个周期内的平均值等于参考量V (t) 在该周期内的积分值:

由式 (4) 可以看出, 通过单周控制可以使输出量Y (t) 等于参考量V (t) 。

2.2 单周控制模型

电网中的非线性和冲击性负载会对DVR逆变单元的稳定运行造成很大的干扰。因此, 将单周控制与一个PI环节相结合, 既可以充分利用单周控制的快速动态跟踪特性, 又提高了逆变算法的抗干扰能力。由于DVR逆变单元三个单相H桥的结构和控制算法完全相同, 因此, 以A相H桥逆变器为例进行分析, 其单周控制模型如图3所示。

单周控制模型包括PI调节器, 可控制复位的积分器、比较器、RS触发器、驱动电路等部分。DVR要求在每个周期内, 逆变输出电压Uc能够跟踪参考电压Uref, 根据单周控制和PI调节的原理, Uc和Uref的关系式为

当电网电压发生跌落时, 逆变器将直流电转换为交流电, 通过耦合变压器将其串联叠加到电网电压上, 使敏感负载端的电压维持在额定电压值允许范围内, 图中UDVR即是DVR实际输出的补偿电压。由于耦合变压器采用升压变压器, 升压变比设为k, 将其视为一个比例环节, 则逆变输出电压Uc和UDVR有如式 (6) 关系。

根据补偿策略计算出电网所需的补偿电压U*DVR与单周控制参考电压Uref的关系为

将式 (6) 和式 (7) 代入式 (5) , 可得DVR的单周控制逆变关系式为

DVR单周控制逆变算法的基本工作流程为:在每个控制周期sT内, 当时钟脉冲的上升沿将RS触发器的S端触发时, Q端置位, Q端清零, RS触发器输出高电平, 开关管VT1和VT4导通, VT2和VT3关断。积分器开始对逆变输出电压Uc积分, 当积分值大于PI调节器的输出值时, RS触发器的复位端R输出复位信号将积分器清零, Q端置位, Q端清零, RS触发器输出低电平, 开关管VT2和VT3导通, VT1和VT4关断。在控制器参数确定的情况下, 参考电压Uref决定了开关的导通时间。

DVR工作时, 检测单元直接检测电网电压, 而不是检测逆变输出电压Uc和DVR实际输出的补偿电压UDVR。实际上式 (8) 中U*DVR与UDVR的差值就是电网额定电压Urat与检测到的实际电压Us的差值:

由于功率管VT1~4的开关频率远远大于电网电压频率, 因此, 在每个时钟周期内, 可以将Uc看作常数。设d为开关占空比, 则可以得到

将式 (9) 和式 (10) 代入式 (8) , DVR的单周控制逆变关系式即可转化为

单周控制可以把误差控制在每个周期内, 不会把误差累积到下一个周期, PI环节提高了DVR对电网干扰的抑制能力。因此, 采用结合PI环节的单周控制逆变算法, 既保证了良好的动态跟踪效果, 又提高了逆变器的抗干扰能力。

3 DVR硬件设计

DVR的硬件结构主要包括DSP控制单元、信号采集调理单元、AD转换单元、逆变单元、补偿电路、储能单元、保护电路等。负责电网信号的采集调理, 并根据计算得到的补偿电压值逆变输出补偿电压, 将补偿电压可靠稳定地加载到电网中。DVR的硬件结构如图4所示。

3.1 DSP控制单元

DSP控制单元由TMS320F28335 DSP芯片及外围电路构成。该芯片是专用于控制领域的高性能32位浮点DSP芯片, 工作主频高达150 MHz, 处理能力可达150 MIPS, 它是整个装置的核心, 负责接收由采集调理单元和AD转换单元输出的电网信息数据, 并执行相关算法, 对采集的数据进行分析计算, 输出PWM信号控制逆变器输出。

3.2 信号采集调理单元

信号采集调理单元由霍尔电压传感器LV25-400, 霍尔电流传感器LAH50-P, 运算放大器, 信号接口等组成。6个霍尔传感器分别采集三相电网电压和负载电压, 3个电流传感器采集三相负载电流。运算放大器组成信号调理电路对9路信号进行放大, 并输出9路模拟信号至AD单元。电压传感器采集的A相电压信号进入由运算放大器LM358和74LS14组成的过零点滞回比较器, 输出的相位信号输入DSP数字接口供控制算法实现过零点相位校准。

3.3 AD转换单元

AD转换单元由AD转换器, 译码器芯片, 总线收发器及中断逻辑器件组成。AD转换器采用3片AD5755, 其为4路16位AD转换芯片。3片AD5755的模拟输入分别接信号采集调理单元输出的三相电网电压信号、负载电压信号和负载电流信号。译码器芯片74HC138对DSP地址线进行译码构成AD片选信号。总线收发器74LVC4245对16位数据总线进行总线收发及电平转换。或逻辑门对3片AD转换完成逻辑信号进行或操作, 可以实现当3片AD均转换完成时才输出总转换完成信号, 构成DSP外部中断信号。译码器、总线收发器、逻辑或门构成总线接口与DSP相连接。

3.4 交流逆变单元

交流逆变单元由三菱公司的IPM模块PM50RLA060, 光耦芯片HCPL4504, 供电芯片M57120L, 逆变滤波器组成。逆变单元的核心部件为IPM模块PM50RLA060, 内部由三个桥臂、6个IGBT的驱动电路以及保护电路组成。PM50RLA060可支持的直流母线最大电压为600 V, 直流母线最大电流为50 A。采用2块PM50RLA060模块, 并且通过两两桥臂组成相互独立的三相全桥逆变电路, 分别为三相电提供补偿电压。PWM信号载波频率为12.8 k Hz, 其通过由高速光耦芯片HCPL4504构成的光耦隔离后输入PM50RLA060构成控制信号。供电芯片M57120L可输出4路相互隔离的15V直流电压, 分别为IPM模块3个上桥IGBT和下桥IGBT提供驱动电压。逆变滤波器采用LC型滤波器, 滤波器所用电感磁环的磁导率为60 H/m, 选定材料为铁硅铝, 磁环上绕制多股漆包线, 电感设计值为680μH。LC滤波器所选电容为200μF交流电容, 耐压为450 V, 设计截止频率为0.5 k Hz, 可以将高频谐波滤除。

3.5 补偿电路

补偿电路包括变压器和固态继电器。变压器将逆变产生的补偿电压串联进电网。固态继电器实现补偿电压的投入或切除。正常情况下, 固态继电器闭合。当电网发生跌落时, 固态继电器断开, 补偿电压串联进入电网。采用这种补偿主电路逆变器与电网实现了隔离, 逆变器产生的高次谐波不会对电网造成影响, 在电网工作正常时变压器无铜损耗。

3.6 保护单元

保护单元由散热片, 保险电路, 温度传感器, 三态门芯片74HC245构成。散热片安装在IPM模块上, 防止IPM模块过热。保险电路安装在直流母线上, 当母线电流过大时, 母线电路自动切断。PWM控制信号通过三态门芯片74HC245, 温度传感器和IPM模块故障输出信号线连接至三态门芯片输出使能端, 在有故障信号输出时关闭PWM控制信号。

4 DVR软件设计

DVR的软件算法包括电网检测算法、补偿算法、系统控制算法以及硬件驱动。负责将采集到的电网信号用相关算法进行检测识别, 并根据得到的电网信息通过补偿算法进行补偿, 输出补偿电压。闭环控制算法保证补偿的准确性与稳定性。

4.1 主程序

DVR软件算法工作流程如下:初始化自检完成后, AD采集到的信号经过电网检测算法, 可识别出各路信号的幅值, 相位。补偿算法根据检测到电网电压电流信号幅值和相位进行分析判断, 并计算出各相电压的补偿量。由于闭环控制有一定的延迟时间, 会降低DVR的动态响应速度, 因此, 为提高快速性, 第一阶段采取开环控制进行补偿。根据电网电压跌落幅度与逆变器稳态输出值之间的关系建立数学模型表, 开环控制依据所建立的数学模型表实现快速补偿。在补偿误差较小时采用闭环控制, 以提高控制精度及稳定性。单周控制逆变算法采用定时器中断方式产生PWM信号, 以控制逆变器输出。算法控制流程如图5所示。

4.2 PWM中断服务程序

PWM中断服务程序是DVR软件算法的核心部分, 采用TMS320F28335的定时器中断来产生PWM信号。定时器Tx采用递增/递减计数模式, 其中断类型选用定时器比较中断Tx CINT (计数值等于比较寄存器的值) 。在中断服务程序启动时, 根据式 (11) 的开关占空比d计算出当前计数周期的比较值, 并快速加载到比较寄存器Tx CMPR中。在DSP的下一个计数周期, 当计数寄存器Tx CNT的计数值累加到与比较寄存器Tx CMPR的值相等时, 定时器比较中断Tx CINT启动, DSP输出PWM信号。定时器配置和PWM中断服务程序的流程如图6所示。

5 实验分析

本文设计的动态电压恢复器逆变单元的具体参数见表1。应用SANKI公司的SKS-1120型周波电压跌落模拟器来模拟电压跌落, 跌落幅度为30%。采用TI公司DSP集成开发环境CCS3.3中的View->Graph查看工具对采集的波形进行显示, 图7 (a) 为模拟的电网电压跌落波形。图7 (b) 为经过DVR补偿后的负载电压波形, 图7 (c) 为DVR逆变输出的补偿电压波形。可以看出, 当电网电压发生30%的跌落时, 负载电压基本不受影响, DVR具有良好的稳态补偿效果。

该动态电压恢复器已经安装在北京某高校电工电子教学实验中心, 用来保证DH4512型霍尔效应实验仪等仪器的电源电压稳定。当电力电子与电机控制实验室同时启动多台THHDZ-3型大功率电机综合实验装置时, 电机的突然启动会造成电流波形的严重畸变, 从而导致实验用电发生电压跌落, 据统计最严重的跌落幅度一般不超过额定电压的15%, 记录的部分现场数据见表2。可以看出, 当电压发生不同程度的跌落时, DVR都能将负载电压维持在额定电压值附近, 而且误差非常小。

DVR不同于只强调稳态响应的逆变器或电力有源滤波器, 它不但强调稳态精度更看重动态响应速度。当3台实验电机同时启动时, 电压瞬间跌落至197.4 V, 在持续了约1.2 s之后, 电压逐渐恢复到额定值, 图8为电压突变过程中发生电压跌落和恢复正常瞬间的系统电压波形。可以看出, DVR能够在3 ms左右的时间内对电网电压进行快速的动态补偿。本文设计的DVR不但具有良好的稳态补偿效果, 而且动态响应速度非常快。

6 结论