相关干涉仪

相关干涉仪（共7篇）

相关干涉仪 篇1

摘要：传统意义上的“人道主义干涉”理论因其违反国际法上的国家主权原则和互不干涉内政原则而遭到当代国际法的否定。然而, 当今国际环境背景下的“人道主义干涉”理论发生了新的发展和改变, 其与上述两项国际法原则之间已不再是全然矛盾对立, 而是出现了一定积极的联系。通过对这种积极联系的深入挖掘, 应当可以对“人道主义干涉”理论加以修正和完善, 使之具备一定的正当性, 从而切实起到保护国际人权的作用。

关键词：人道主义干涉,国家主权原则,互不干涉内政原则,国际人权保护

一、引言

发端于十九世纪国际实践的传统意义上的“人道主义干涉”因其严重违反国家主权和不干涉内政的国际法原则而遭到当代国际法的否定。然而, 随着二十世纪最后十年间冷战的结束、全球化的高速发展等全球局势的客观变化, “人道主义干涉”成为了“冷战结束后国际关系领域最重要的理论思潮与实践”, 无论是在概念界定、性质特点还是在具体的国际实践中都呈现出了与近代传统意义上的“人道主义干涉”的相当差异。因此, 在当今新的国际环境的背景下的“人道主义干涉”是否仍应当受到全盘否定变得值得商榷, 其与相关的国际法原则之间的关系亦出现了从全然对立向积极联系的逐步转变。

二、“人道主义干涉”与国家主权原则

(一) 国家主权原则在国际法效力上高于人权原则

应当首先肯定的是, 国家主权原则和人权原则都是国际法的重要原则, 但前者相交于后者在国际法上却具有更高的效力位阶, 主要原因包括以下两点:

其一, 国家主权原则是国际法的基本原则, 而人权原则是国际法的重要组成部分和一般原则之一。这一点在《联合国宪章》和其他具有较大影响力的国际条约中都有据可循:《联合国宪章》第2条第1项即规定了国家主权平等原则, 并在此基础上扩展和引申出了互不侵犯原则 (该条第4项) 和互不干涉内政原则 (该条第7项) ;此外, 1970年《国际法原则宣言》还将“各国主权平等之原则”列为一项“国际法之基本原则”, 由此确立了国家主权原则作为国际法基本原则的法律地位。相比之下, 《联合国宪章》中出现“人权”字样的条款虽然也有多处, 但其所表达的主要内容大都只是对个人人权的保护, 而鲜有提及保护国际人权的内容, 并且其对“人权”概念的界定本身模糊不清, 也没有具体规定各会员国实现人权的义务内容;直到1948年12月联合国大会通过的《世界人权宣言》才较为全面地规定了人权的具体内容, 被认为是对《联合国宪章》中关于“人权与基本自由”概念的具体解释。

其二, 国家主权原则的适用范围大于人权原则的适用范围。基于《联合国宪章》的相关规定, 人权原则只能适用于国际人权法领域;而国家主权原则作为国际法基本原则之一, 可以适用于国际关系和联合国活动的所有领域以及国际法的全部效力范围。这就意味着, 即便是在国际人权法领域, 国家主权原则也应当被严格遵守, 人权原则不得与之抵触。因此, 在作为国际法原则的效力位阶上, 国家主权原则与人权原则显然是存在着一定差异的。

(二) 国家主权与国际人权保护应寻求和谐统一

然而, 但自冷战结束以来的一二十年间, 人权在国际社会的政治、经济、安全等各个领域被提及的频率越来越高, 在地区和全球范围内出现的人权问题的重大进展可以说是20世纪末、21世纪初最突出的现象之一, 这就使得国家主权和国际人权保护之间的相互制约越发的明显。

国际人权保护对国家主权的制约主要表现在:其一, 国际关系中的人权化趋势对传统国际法上的国家主权提出了新的挑战, 旨在限制或削弱国家主权的种种理论和学说纷纷出台, 特别是最近几任的联合国秘书长都特别突出强调人权问题, 例如1991年时任联合国秘书长的德奎利亚尔就宣称:“目前一个日益上升的认识是, 不得干涉基本上属于国家内部管辖事务的原则, 不能被用来庇护大规模地、有系统地、不受惩罚的违反人权的行为。”[1]其二, 国家主权的行使受到了国际人权保护的限制, 主权国家不能违背国际公约中所体现的有关保护人权的一般性国际义务, 也不得违反其缔结或加入的国际人权条约中所规定的相关义务;此外, 国家在行使主权权利时, 还应当遵守有关人权的国籍法强制性规范, 例如禁止实行奴隶制度, 禁止种族隔离、种族歧视和种族灭绝等等。

而国家主权对国际人权保护的制约则表现在:其一, 国家主权是实现国际人权保护的前提和基础。一方面, 主权国家反映并保护人权的基本要求和内容;另一方面, 主权国家参加有关的国际人权公约后, 按照各自的宪法体制, 分别采取转化或并入的方式, 将公约的内容适用于本国的全部领土, 并根据实际国情在司法和行政等各个方面采取相应的措施来保障国际人权保护的实施。其二, 承担国际人权保护的国际义务是国家行使其主权的表现。首先, 保护国际人权的基本规范需由各主权国家共同协议制定;其次, 是否签署、加入某一国际人权条约, 即是否愿意接受国际人权条约所规定的保障人权的义务, 也是由主权国家自行决定的, 体现了一国的主权意志。

因此, 在总结国家主权与国际人权保护的关系时可以得出以下结论:国际人权保护对传统的国家主权理论提出了新的挑战, 并促使人们重新审示国家主权的内涵;同时, 国际人权保护又是在主权国家之间发展起来的, 是主权国家意志的一种体现。因此, 国际人权保护并不意味着否认国家主权, 也不得成为破坏国家主权的借口;而无视国际人权保护的迅速发展、否定基本人权的观点和态度, 又是与《联合国宪章》的宗旨背道而驰的。所以, 在充分认识到国家主权与国际人权保护相互制约的现实情况的同时, 应当努力争取寻求两者之间的和谐统一。在这一方面, 笔者认为杨泽伟教授的观点十分具有指导意义:国家主权和人权国际保护的关系, 可以看成是权力平衡秩序和道义秩序, 也可以看成是秩序和道义的关系。由于人权是法律条文化了的国际间价值规范, 所以重视国际法就不能不关心国际间秩序和道义之间的关系。因此, 国家主权不是国际法的全部, 人权确实也是国际法的一部分。人权不仅应当是政治行为的道德取向, 而且也应当是法律意义上必须贯彻的权利。违反人权者 (无论是某政权, 还是某个人) 不仅应受到舆论谴责, 而且应受到法律制裁。[2]

综上所述, 尽管国家主权原则在国际法效力上高于人权原则, 但国家主权与人权之间的关系却是相互平等并辩证统一的。因此, 在寻求国家主权与国际人权保护的和谐统一的过程中, 采取合理、适当的“人道主义干涉”的方式对严重侵犯国际人权的行为进行制裁并不当然违反国家主权原则。

三、“人道主义干涉”与互不干涉内政原则

(一) 人权在本质上处于一国内政的管辖范围

早在1923年2月7日, 常设国际法院在“突尼斯和摩洛哥国籍法令案”中就明确指出:“某一事项是否纯属一国的管辖, 这基本上是一个相对的问题, 要取决于国际关系的发展。”[3]而根据这一标准, 人权问题从根本上讲仍然属于一国的内政。

首先, 从人权的内容来看, 其主要是由各国的国内法来规定的, 各国宪法和其他法律所规定的公民在政治、经济、政治等方面的权利是个人人权最主要的内容。并且, 诚如美国学者亨金所言:“在我们的民族国家的国际体制下, 人权只能在各国社会中根据各国法律作为权力来享受。”[4]国际人权条约所规定的各项人权, 也只有在经过主权国家的加入、批准以赋予其国内法效力之后, 才能为本国公民所享有。

其次, 国内法的制定和实施为各项具体人权的实现提供了保障, 因为国际人权条约所规定的各项人权能否得以最终实现, 关键在于缔结或加入这些条约的主权国家所采取的具体的立法、司法和行政等方面的措施, 而采取这些措施则完全属于国家的内政。基于此, 我国学者会有“一国人民在国内的法律地位及其所享受的各种基本权利, 均属于内政的管辖范围, 任何国家、国家集团或国际组织均无权干涉”, [5]这样的观点也就在情理之中了。

此外, 值得一提的是, 奥地利学者厄马克拉还专门开列了一份本质上应当属于国内管辖的人权事项的清单, 内容包括:所有的司法或准司法保护人权问题;促进社会、经济及文化权利;确定死刑和死刑的执行;控制和保障个人的自由;刑事犯和犯人的待遇;迁徙自由和庇护权;实现公平审判;隐私权、家庭权、信件保密权;宗教和信仰自由;言论自由和信息自由;结社自由与和平集会的权利;妇女的地位和家庭的地位;准许对少数者的特别保护;个人财产制度的秩序。对于上述属于国内管辖事项的主要领域, 国家可以实施保护并制定更详细的规定, 而不干涉内政原则在这些事项上必须受到尊重。[6]

(二) 特定情形下的人权问题可不受国家内政管辖的限制

就如第九次修订版的《奥本海国际法》指出的那样:“一般都同意, 一个国家由于它的属人和属地权威可以自由决定它的本国国民的待遇。但是, 很大部分的意见和实践支持这样的见解:自由决定是有限度的, 而且如果一个国家对它的国民施行虐待或加以迫害到了否定他们的基本人权和使人类良心震惊的程度, 就不是单独与该国家有关的事项, 而甚至为了人类利益的干涉也是法律上所允许的。”[7]尽管我们应当承认人权问题在普遍层面上属于一国内政管辖的事项并且充分尊重不干涉内政原则, 但在特定情形下, 某些突出的人权问题也可能达到超出一国国内管辖范畴的程度。因此, 在这类情形下为保护国际人权而进行“人道主义干涉”是可行的, 这与不干涉内政原则是不相违背的。

首先, 《联合国宪章》第2条第7项规定了不干涉内政原则的例外情形。该条文规定:“本宪章不得认为授权联合国干涉在本质上属于任何国家国内管辖之事件, 且并不要求会员国将该事件依本宪章提请解决;但此项原则不妨碍第七章内执行办法之适用。”可见, 这一条款是将宪章第七章所规定的执行办法从国内管辖的事件中排除了出去;换言之, 按照宪章第七章的规定所采取的执行办法, 不属于干涉内政的行为。而宪章第七章所规定的执行办法包括第40条的“临时办法”、第41条的“武力以外之办法”和第42条的“武力办法”, 这三项办法所针对的则是和平之威胁、和平之破坏或侵略行为, 即危及国际和平与安全的行为;而人权灾难往往被视作为对国际和平和安全的重大威胁, 因为自第二次世界大战结束之后, “人们开始提出一种积极的和平概念, 认为除没有战争外, 人权受到保护和不存在构造性暴力的状态, 才能被认为是和平状态。”[8]因此, 为遏制或制裁对国际和平和安全构成危害的人权灾难而实施国际人权保护或“人道主义干涉”应当被认为是得到《联合国宪章》肯定的不干涉内政原则的例外情形。

此外, 从联合国成立以来在人权问题上的诸多实践来看, 国际社会对一国境内严重人权灾难的干预, 不应当被认为是对该国内政的干涉。无论是在对20世纪60年代中期到80年代中期巴勒斯坦、阿富汗等国的人权问题, 还是在对90年代索马里内战、卢旺达武装冲突等所暴露的人权问题, 联合国的实践均表明:联合国在处理这些人权问题时并不受《联合国宪章》关于不干涉内政原则的限制, 其不仅可以讨论一国的人权状况并提出建议, 而且还可以调查一国的人权状况并提出报告, 并且, 采用这些方法处理一国的人权问题被联合国认为是其职权范围内的事项, 因此不再适用不干涉内政原则。[9]可见, “联合国在一定程度上将一国内部发生的大规模且严重的人权侵害认定为是联合国采取强制措施的基础。”[10]

因此, 当一国国内出现了诸如大规模且严重的人权侵害或其他人权灾难时, 这类特定情形下的人权问题就已然不再单纯属于一国内政管辖的范围。而国际社会为保护国际人权而针对这类人权问题采取“人道主义干涉”, 特别是在联合国安理会授权下采取集体干涉不仅不违反不干涉内政原则, 而且也是极有必要的。

四、结语

由于“人道主义干涉”与国际法上的国家主权原则和互不干涉内政原则已不再全然矛盾对立, 而是出现了一定积极的联系。故笔者希望通过本文的论述能够形成这样一个观点:即“人道主义干涉”可以是国际人权保护的一项非常措施, 只要其能够在国际法的有效规制下被合理、恰当地运用, 就应当肯定其具有相当的正当性。“人道主义干涉”作为一项制度本身并不应当被完全否定;而真正需要被严格限制和禁止的则是对“人道主义干涉”的滥用。

参考文献

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[9]白桂梅等.国际法上的人权[M].北京:北京大学出版社, 1996:268-280.

[10][日]大沼保昭.王志安译.人权、国家与文明[M].上海:三联书店, 2003.117、118.

二维干涉仪测向算法研究 篇2

干涉仪测向通过测量来波信号在接收天线上产生的电信号之间的相位差来确定波达方向[1]。干涉仪测向技术因其具有测角范围广、能被动测向、测向精度高、实时性好等优点,已被广泛地应用于导航、探测、航空航天等军事和民用领域的测向系统中[2]。

干涉仪测向体制主要分为两类——传统干涉仪和相关干涉仪[3]。传统干涉仪通过直接计算求解出方位俯仰角,相关干涉仪通过对比实测相位差和原始相位差样本实现测向[4]。目前,传统干涉仪主要致力于解模糊技术的创新发展[5],主要的方法[6,7,8]有长短基线法、虚拟基线法、参差基线法和辅助基线法等。具有代表性的是基于辅助基线的扩展基线干涉仪算法,因其不受阵列形式限制且测向精度高等优点而被广泛应用。而相关干涉仪当样本数据量较大时,难以实现测向的实时性。文献[9中介绍的空间夹角相关干涉仪算法,通过引入空间夹角,使得针对方位角和俯仰角的二维搜索变成了空间夹角的一维搜索,从而降低算法的运算量。

可以看出,目前关于提高干涉仪测向性能的研究大都针对干涉仪测向算法的某个方面存在的问题提出新的或改进方法,缺少对两类体制算法进行横向系统的比较,进而无法弄清具体条件下两类算法的优劣性和实现的可能性。因此本文选取扩展基线干涉仪算法和空间夹角相关干涉仪算法展开研究,一方面将扩展基线算法的应用从一维测向扩展到二维测向,另一方面将三点插值应用到空间夹角算法提高其测向精度。接着通过仿真对比,给出了两算法在测向精度和抗系统误差性能等方面的差异,明确了两者的优劣,以便在不同的条件下选择最优的算法来满足测向性能需求。

1 阵列信号模型

设远场信号源入射到有M个阵元的均匀圆阵上,其半径为R,如图1所示。入射信号方位和俯仰角分别为φ,θ,频率为f,波长λ=c f。以圆心作为参考点,则阵元m相位表示为[10]:

由式(1)容易得到,第m和第n阵元之间的相位差为:ϕmn=ϕn-ϕm

式中:α=sinθcosφ,β=sinθsinφ为方向余弦为第m和第n阵元之间的基线长度。当dmnλ>0.5时,ϕmn可能会超出(-π,π),此时就会出现相位模糊。

2 空间夹角相关干涉仪算法

空间夹角是指入射信号与天线基线之间的夹角[9],如图2所示。这里以七元均匀圆阵说明空间夹角相关干涉仪算法,该方法可用于任何具有平行基线的平面阵列。为了便于描述,选取43,52,61为第一组基线,12,03,64为第二组基线。如图3所示,坐标系的x Oy平面与面阵处于同一平面内,且第一组基线与y轴平行,两组基线之间的夹角为ε。假设入射信号与两基线的空间夹角分别为α1、α2,则两组基线的相位差与方位俯仰角以及空间夹角的关系[9]为:

第一组基线:

第二组基线:

2πdpq2πdpq

ϕpq=2πdpqλsinθsin(φ+ε)=2πdpqλcosα2,   pq=12,03,64(4)

化简式(3)和式(4)得到空间夹角和方位俯仰角的关系如下:

Φ′(2)={ϕ′12,ϕ′03,ϕ′64}分别与以空间夹角α1,α2为自变量采集或构建的样本库作相关运算,找出最大的相关值及其对应的空间夹角分别作为α1,α2的估计值[11]。最后根据方位角、俯仰角与空间夹角的关系式(5)求得方位角与俯仰角的值(φ̂  ,θ̂)。

由于空间夹角样本库是按一定的取样间隔产生,得到的空间夹角α与真实空间夹角α′还存在一定差异。为进一步提高测向精度,得到空间夹角的精确估计值α̂,根据空间夹角相关干涉仪算法的特点,采用二次曲线y=ax2+bx+c对空间夹角进行拟合插值。两空间夹角插值步骤相同,以α1为例,插值步骤如下:

(1)找到样本库中与α1相邻的两点α1-Δα,α1+Δα(Δα表示空间夹角的取样间隔)。以α1为坐标原点按图4建立坐标系,相应的坐标为-1,0,1,各点对应的相关系数作为其函数值记作s0,s1,s2;

(2)将坐标及相对应的相关系数带入到二次曲线,可得二次曲线方程组:

解得方程组各系数:

(3)令可求得二次曲线的驻点为得到修正后的空间夹角的值为

3 扩展基线干涉仪二维测向算法

扩展基线干涉仪算法通过选取辅助基线进行解模糊[7]。原文献中扩展基线干涉仪算法仅用于线阵测量入射信号的方位角。对于需同时测量入射信号方位和俯仰角信息的二维阵,该方法必须进行拓展。仍以图1所示的均匀圆阵为例说明,选取基线uv和uw作为辅助基线,设两基线长度均为d。根据式(2)可得,阵元间的相位差为:

上式中ϕ′uv和ϕ′uv为实测相位差。当dλ>0.5时出现相位模糊,ϕuv、ϕuw的相位差的模糊数分别为n1,n2。

设N∙表示向下取整),表示所选基线的最大模糊数范围,即n1,n2∈[-N,N]。扩展基线干涉仪二维测向算法的具体步骤如下:

(1)在[-N,N]内,将模糊数n1、n2的所有可能值进行组合,得到M=(2N+1)2个可能的(n1,n2)k组合;

(2)将(n1,n2)k,k=1,2,⋯,M代入式(7)计算得到可能的(ϕuv,ϕuw)k,k=1,2,⋯,M代入式(2),计算出方向余弦(α,β)k, k=1,2,⋯,M。

(3)将上一步得到的方向余弦结果代入式(2)求出可能的最长基线相位差样本矢量构成样本库

(4)将的各列和实测相位差做相关,找出相关值最大的一列[11],求出对应的相位模糊数矢量n0,进而求得估计相位差Φ̂=Φ′+2n0π。

(5)用最小二乘法[12]解得方向余弦,求出信号的入射方向

从上述步骤可以看出,辅助基线只是起到辅助解相位模糊的作用,实际运用中可根据具体情况选择其他辅助基线。

4 仿真结果

4.1 有效性仿真验证

下面对空间夹角算法引入三点差值提高测向精度的有效性和扩展基线算法二维测向的有效性进行验证。

接收阵列为7元均匀圆阵,单个入射源方位俯仰角分别为105°,75°,半径波长比为2,仿真中空间夹角样本库取样间隔为1°。空间夹角算法基线选取如图3所示。首先考察空间夹角算法引入三点插值是否能提高精度。图5是空间夹角算法测向精度随信噪比变化的情况,从中可以看出空间夹角算法在插值条件下的测向精度高于不插值的情况。其次,查看扩展基线算法的二维测向精度。为使两算法后续可比性更强,扩展基线算法选取平行的基线作为辅助基线实现解模糊。图6是扩展基线二维测向算法测向精度随信噪比变化的情况,从图6中可以看出方位俯仰角均有较好测向精度,因此对扩展基线测向算法进行的二维测向扩展有效。

4.2 测向精度对比

在相同的仿真场景下对比空间夹角相关干涉仪算法和扩展基线干涉仪算法的测向精度。单个入射源方位俯仰角分别为132°,75°,基线选取同4.1节。图7和图8是在不同的信噪比下得到的空间夹角和扩展基线测向精度对比曲线。从图7可以看出在较低的信噪比下,当半径波长比增大到一定程度,扩展基线算法的测向精度明显优于空间夹角算法。当信噪比较大时,从图8可以看出两算法的测向精度几乎相当。因此,当信噪比较低时,在干涉仪阵列半径一定的条件下,扩展基线算法可以覆盖更宽的频率范围。

4.3 抗系统误差性能对比

在实际应用中,由于天线阵元间互耦、天线支架或天线阵载体等种种原因导致的系统误差使波阵面发生了畸变,入射波相位和幅度分布失真也会导致测向误差。

下面考察存在系统误差条件下,两者的测向精度。仿真条件同上,取半径波长比为4,假设系统误差在[-U,U]之间均匀分布,空间夹角测向算法的样本库模板系统误差和入射信号系统误差一致。图9对比了不同U值下两算法的测向精度。

从图9可看出,系统误差较小时,两算法测向精度均较好。随着系统误差的不断增大,扩展基线算法抗系统误差能力变差,严重影响测向精度;而空间夹角算法受系统误差影响较小,依然能保证较好的测向精度。

接下来考察空间夹角算法的抗系统误差抖动性能。假设入射信号系统误差抖动服从零均值方差为σ2的高斯分布。图10描述了不同抖动强度(方差)下空间夹角相关干涉仪的测向精度。由图10可以看出,空间夹角算法在系统误差的噪声方差σ2达到2°时,仍然有较好的抗系统误差性能。主要是因为空间夹角相关干涉仪算法的样本库已包含系统误差信息,相关运算弱化了系统误差对测向精度的影响。

5 结论

本文对二维干涉仪两种测向算法进行研究,一方面将扩展基线算法应用到二维测向,另一方面应用三点插值法提高了空间夹角算法测向精度。通过仿真对两算法测向性能进行对比,得到扩展基线算法的测向精度在低信噪比情况下优于空间夹角算法,而空间夹角算法具有更强的抗系统误差能力的结论。因此在实际应用中,若设备系统误差较小或具有误差校正系统时,首选扩展基线算法;反之,选择抗系统误差性能较好的空间夹角算法。现在干涉仪测向算法已被广泛应用到军事和民用行业,本文为实际应用中测向算法的选取提供了很好的理论依据。

参考文献

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线阵干涉仪解模糊算法研究 篇3

1 长短基线法

长短基线法解模糊的核心思想就是通过短基线逐级求解上一级长基线的无模糊相位差。短基线可保证相位差无模糊,长基线能提高测量精度,以三路基线分析原理如图1所示。

图1中测向天线A、B、C组成3个天线阵元;dAC表示A和C的间距;dAB表示A和B的间距,其比值k为相邻基线长度比。通过鉴相器可测得A和B之间的无模糊的相位差φAB,以及A和C之间的有模糊的相位差φAC。通过由短基线dAB产生的无模糊相位差φAB可求得其上一级基线dAC的无模糊相位差其计算公式如下

2 统计相位方差法

该方法首先求得最长基线的所有信号点所对应的角度,然后求出每条基线所对应的相位差,接着将求出的相位差和原来基线测量的原始相位差进行对比,可得到误差方差的最小点,这一点所对的相位差即为该基线无模糊相位差,其所对的相位即为真实相位。

该方法的解模糊原理图与图1相同,由测向天线A、B、C组成三个天线阵元。测得天线A与B之间所有信号点所对应的相位差为φAB(i),A与C之间所有信号点所对应的相位差为φAC(i)(i=1,2,…,N),N为信号点数。根据测得的最长基线所有相位差φAC(i)求出对应的相位角θAC(i)。并由该相位角求得相应各基线的理论相位差θABAC(i),其公式为

在每一个相位差数组φABAC(i)和φAB(i)中随机取一个值φABAC(a)与φAB(b)。用随机取到的理论相位差值减去原始测量相位差值求得相对误差ΔφAB(a)。

将ΔφAB(a)归一化到[-π,π]。遍历数组φABAC(i)和φAB(i)中所有值的组合,得到N×N个相对误差。求所有相对误差的平均值和每个理论相位差所对应的相对误差平均值通过求均方误差ξ(i),如下式

找出ξ(i)(i=1,2,…,N)中的最小值,即为最小均方误差,其对应的角度即为最长基线的真实无模糊相位差值。

3 解模糊方法仿真比较

长短基线法在进行相位计算时,是用短基线逐级计算长基线方位角,解模糊的过程中不能充分利用所有的基线相位差测量信息,且有可能将测得的相位误差逐级放大。统计相位方差法是通过最长基线计算其他基线相位差,可充分利用所有基线相位差的测量信息。

在Matlab环境下,采用同样的仿真条件对这两种解模糊方法进行仿真对比。统一输入条件为:(1)仿真信号为常规单载频信号;(2)频率400 MHz,采样率1 GHz,采样点数1 024;(3)入射角度为30°;(4)变信噪比条件下短基线间距为0.06 m,相邻基线比为6,信噪比测量范围从-10~30 d B,以0.4 d B为步进仿真值,每个信噪比仿真100次;(5)变短基线间距条件下信噪比为20 d B,相邻基线比为6,短基线间距测量范围0.01~0.5 m(此时半波长是0.375 m),每个间距仿真100次。

3.1 信噪比变化仿真对比

在不同的信噪比条件下,相位差的测量对比结果如图2所示。

图2展示了当信噪比从-10~30 d B变化时,长短基线和统计相位方差解模糊算法的对比仿真情况。当从-10 d B增加到5 d B时,信噪比对两种解模糊方法的影响较大。当信噪比变小时,两种解模糊方法误差变大。在信噪比为-10 d B时,相位差真值为86.4°,统计相位方差解模糊得相位差为200°,而长短基线法的相位差约为1 000°。通过对图2分析可得到,在信噪比很低时,统计相位方差解模糊方法的误差比长短基线法小。

长短基线法由于是用短基线逐级计算长基线方位角,解模糊的过程中将测得的相位误差逐级放大。在信噪比较低时,短基线测得的相位角误差较大,由于误差的逐级累加而导致长基线误差过大。统计相位方差法是通过最长基线的测量角计算其他基线相位差,最长基线测得的相位差最准确,可避免误差的逐级累加,且统计相位方差法充分利用所有基线测量值参与解模糊,由此可避免噪声强度高而引起的测向误差。

3.2 短基线间距变化仿真对比

在短基线间距变化的条件下,相位差测量对比结果如图3所示。

通过分析图3可知,当短基线间距在0.01 m左右时,两种解模糊方法误差均较大,但统计相位方差法比长短基线法的误差小很多。当短基线在0.01~0.03 m时,长短基线法误差依然较大,相位方差估计值和真值很近。当短基线长度为0.03~0.24 m时,两者的误差均较小,估计值与真值接近。当短基线长度>0.24 m时,长短基线法的误差不变,而统计相位方差法的误差增大。

长短基线法由于是逐级求解相位差,短基线间距变大带来的影响较低;统计相位方差法在解模糊的过程中充分利用了所有基线测量值,短基线间距变化带来的影响会反应到所有基线的测量值上,这样会将影响累加,最后影响统计相位方差法的测向精度。

4 结束语

长短基线法的计算方便简洁、步骤少、求解相位的速度快,但其缺点是解模糊时未充分利用所有的基线相位差测量信息,有可能将测得的相位误差逐级放大。短基线间距变化对长短基线法解模糊的效果影响较低,但对低信噪比的适应能力差。统计相位方差法对信噪比变换的适应能力强,充分利用了所有的基线相位差测量信息,解模糊的效果较好。但其对基线变化的适应能力差,且运算量较大,尤其是在基线个数多,雷达信号点数多的情况下运算量会大幅提高。在实际工程应用中要根据不同的需求选择解模糊方法。

摘要：针对线阵干涉仪在测向过程中由于相位周期性模糊导致的测向模糊问题,比较了长短基线法和统计相位方差法的不同特点。在不同信噪比条件下及不同短基线间距条件下,对两方法进行理论分析与仿真对比。结果表明,在低信噪比条件下统计相位方差法相对于长短基线法有较高的解模糊准确度和稳定度,对信号的适应能力强。而短间距的改变对统计相位方差法的测量误差影响大。

关键词：干涉仪,测向,解模糊,统计相位方差法

参考文献

[1]张永顺.雷达电子战原理[M].北京:国防工业出版社,2006.

[2]潘琳.干涉仪测向与相位差变化率定位技术[D].西安:西安电子科技大学,2009.

[3]谢东.干涉仪测向技术研究[D].成都:四川大学,2003.

[4]毛虎,杨建波,刘鹏.干涉仪测向技术现状与发展研究[J].电子信息对抗技术,2010,25(6):1-6

[5]赵国庆.雷达对抗原理[M].2版.西安:西安电子科技大学出版社,2012.

[6]任鹏,李建军,周彬,等.多基线干涉仪解模糊算法[J].电子信息对抗技术,2015,30(3):6-8.

改进的干涉仪测向方法研究 篇4

干涉仪测向具有适用于天线阵列形式多样、测向精度高、算法简单等优点,是无源测向技术中应用最为广泛的测向体制。为了提高测向精度,需要延长天线阵元之间的基线长度。但当基线长度超过入射信号的半个波长时,将会出现相位模糊的问题。采用长短基线相结合的方法,不仅可以保证无模糊测向,并且能够达到较高的测向精度。但是在天线、布阵形式确定的条件下,例如,由于天线阵元的设计尺寸的影响,使得2个天线阵元的中心间距(即最短基线)仍大于入射信号的半个波长,此时,传统的长短基线测向体制也无法解决相位模糊问题。

本文针对这一问题,采用剩余定理巧妙算出测向过程中已发生了跳周的相位值,消除相位混叠的影响,保证测向结果的正确。

1 长短基线匹配测向原理

干涉仪测向是通过测量同一电波到达不同测向天线单元接收信号的相位差确定来波方向。如图1所示,A、B为一条基线上的2个天线单元,基线长度为d,入射信号的波长为λ,与法线方向夹角为θ,信号波前到达天线阵元A、B时的相位差为ψAB,

$\psi {}_{AB}=\frac{2\text{π}d\cdot \sin \theta }{\lambda }$。 (1)

由式(1)可得:

$\theta =\arcsin \frac{\lambda \cdot \psi {}_{AB}}{2\text{π}d}$。 (2)

令$\alpha =\frac{\lambda }{d}‚\text{ϕ}{}_{AB}=\frac{\psi {}_{AB}}{2\text{π}}=n+\text{ϕ}$,其中n为整数,即相位差模糊值,而-1/2≤ϕ≥1/2是相位差的可测值,于是有:

$\sin \theta =\frac{\text{ϕ}{}_{AB}}{\alpha }$。 (3)

假设入射信号波长与短、长基线比分别为α1与α2,而且短基线d1上无相位模糊,则对入射信号而言,由长短基线测得的角度数据分别为:

$\sin \theta =\frac{\text{ϕ}{}_1}{\alpha {}_1}$,$\sin \theta =\frac{n+\text{ϕ}{}_2}{\alpha {}_2}$。 (4)

2式联立得:

$n=\frac{\alpha {}_2}{\alpha {}_1}\text{ϕ}{}_1-\text{ϕ}{}_2$。 (5)

考虑到n为整数,而2条基线上相位差测量值均有误差,将上式改进为:

$n=[\frac{\alpha {}_2}{\alpha {}_1}\text{ϕ}{}_1-\text{ϕ}{}_2]{}_{\text{r}\text{o}\text{u}\text{n}\text{d}}$。 (6)

式中,y=[x]round表示y为x的四舍五入整数。

当2条基线上的相位差测量值均有较大误差(如存在反射信号而使入射信号波前有较大畸变)时,α2/α1较大则容易产生错误匹配。仿真研究表明,当多径信号较强时,α2/α1不宜超过2.5。

2 改进的长短基线干涉仪测向方法

2.1 中国剩余定理在干涉仪测向中的应用

中国剩余定理数学模型可表示为:令a≥2,如果r1,r2,…,ra是正数,n1,n2,…,na为素数,则存在H满足:

H≡ri(modni),i=1,2,…,a。 (7)

反之,如果存在另外的H′满足上式,则有

H≡H′(modnin2…na)。 (8)

同时,H必具有下述形式:

${\rm H}\equiv {\displaystyle \sum _{i=1}^{a}r}{}_{i}X{}_i(\text{m}\text{o}\text{d}{\rm N})$。 (9)

式中,${\rm N}={\displaystyle \prod _{i=1}^{a}n}{}_i‚X{}_i=y{}_i({\rm H}/n{}_i)$且满足:

yi(H/ni)≡1(modni)。 (10)

假设入射信号与法线方向夹角在(-30°,30°)范围内,由式(1)可得短基线应小于λ才能保证ψAB不存在相位模糊。天线直径为60 cm(频段范围1 080 MHz±125 MHz)的抛物面天线,设计最小基线长度应该小于0.248 m。但由于2个天线阵元的最小设计间距只能保证达到3λmin=75 cm,导致结果会产生相位模糊。如果再加一个天线阵元,与第2个天线阵元的间距为4λmin,3个天线阵元可以看成2组,它们的间距分别是3和4倍的λ。3和4是互素的,应用中国剩余定理可以求解所需的θ。

由此可见,利用中国剩余定理巧妙地解决相位模糊的问题,而在实际应用中总会遇到噪声影响和测量误差等问题。首先,理论上剩余定理中的余数应当是非常准确的整数,但在工程应用中不可能完全满足这个前提,余数往往并不是整数;其次,在余数计算中总会一定的噪声和测量误差。因此,在测向方案实现的过程中可以通过增加天线阵元的个数,来提高计算准确度,从而改善测向抗噪声性能,提高测向精度。

2.2 仿真试验

仿真试验建立4阵元相位干涉仪模型,各阵元之间的距离分别是:

d21=0.75 m,d31=1.7 m,d41=3.95 m。

由前面的分析可知,设计最小基线l长度应小于0.248 m,而2个天线之间的最小间距0.75 m>0.248 m,采用虚拟基线的方式使得最小基线d0=0.95 m-0.75 m=0.2m<0.248 m,这样虚拟短基线d0就可以解决相位模糊的问题,并结合其他长基线来提高测向精度。

已知长短基线的匹配公式如下:

φi=ϕi+2π*[(di/di-1*φi-1-ϕi)/(2π)]round。 (11)

入射角计算公式为:

θi=arcsin(φiλ/(2πd))。 (12)

式中,φi为第i个天线相对于参考天线匹配后的相位差;ϕi为第i个天线相对于参考天线匹配前的相位差;di为第i个天线相对于参考天线的基线长度;θi为第i个天线和参考天线匹配之后计算得到的入射信号的方位。

根据式(11)、(12),具体推导公式如下:

虚拟基线的真值:

Δφ=(ϕ31-ϕ21)-ϕ21;

基线21的真值:

φ21=ϕ21+[d21*Δφ/d0-ϕ21]round;

基线31的真值:

φ31=ϕ31+[d31*φ21/d21-ϕ31]round;

基线41的真值:

φ41=ϕ41+[d41*φ31/d31-ϕ41]round;

则入射信号的方位为:

θ=arcsin(φ41λ/(2πd41))。

对整个频段范围(1 080 MHz±125 MHz)信号进行了各种信噪比条件下仿真。根据理论知识计算信噪比为10 dB的条件下,相位抖动误差是18°。测向仿真结果如表1所示。传统干涉仪测向方法的仿真结果如表2所示。

在表1中列出了相位误差为18°的仿真数据结果,其中频点高中低各选取一个,30°时对应955 MHz,0.5°时对应1 205 MHz,时对应1 081 MHz。从仿真数据看相位抖动18°时,测向结果抖动小于0.3°。

表2中在相同的信噪比情况下测向结果抖动误差值约0.5°,所以当接收信号信噪比为10 dB时,改进的干涉仪测向精度更高。

3 结束语

中国剩余定理的应用,较好地解决了测向精度和相位模糊2个关键问题。本文提出的改进干涉仪测向方法,利用了长短基线测向原理,继承DFT法和相位差测向法的优点提高测向精度同时,降低了噪声的影响。该方法已应用于通信信号侦测系统的来波方向估计(DOA)中,测向精度小于0.5°。

参考文献

[1]JAMES T.宽带数字接收机[M].杨小牛,路安南,金飚,译.北京:电子工业出版社,2002.

[2]周宏仁,敬忠良,王培德.机动目标跟踪[M].北京:国防工业出版社,1991.

激光干涉仪无线测控的设计和实现 篇5

关键词：激光干涉仪,移相干涉,无线控制

基于传统激光干涉仪采用移相干涉原理,广泛运用在精密仪器的精度标定,其中的一些光学部件通常需要手动调整。然而,随着仪器精密度要求的不断提高,手动调整光学器件带来的误差和不稳定性成为了影响激光干涉仪精度的一个重要因素,同时有些光学部件在激光干涉仪机械结构内部,调节较为不易。针对这种情况,本文提出了一种新的方案,通过无线射频测控系统来达到调节光学器件位置的目的。激光干涉仪的光学器件位置调节系统由无线测控系统,伺服电机驱动系统和电动操控机构3 部分组成。该方案可有效减少人为调节所带入的不稳定性,同时由高精密电机配合机械机构替代人手调节光学部件,能有效提高调节精度并简化调节难度,最终达到提高激光干涉仪精度和稳定度的要求。

1 原理和方法

激光干涉仪是一种高精度的测量仪器,本设计基于菲索型激光干涉仪。菲索型激光干涉仪的原理如图1所示,激光器产生的单频激光通过不同的光程在CCD上产生干涉。为提高干涉仪的精确度和稳定性,很多激光干涉仪采用移相干涉的方法。移相干涉法是一种通过多幅干涉图的平均处理降低随机噪声,提高干涉条纹稳定性的方法,而移相干涉法往往需要调节参考面和被测面来校准相位[1]。传统的激光干涉仪通常采用人工手动调节螺丝来调节被测面和参考面的位置,手动调节不仅调节时间长,操作不方便,还会带入不稳定性影响干涉仪的精度,甚至不当的操作会影响干涉仪的正常使用。

2 无线测控系统设计

2. 1 nRF2401 无线射频模块

系统比较了Wi Fi[2],蓝牙[3]和无线射频3 种无线通信方案,综合考虑了可行性、研发周期和研发成本,决定使用无线射频方案来完成无线通信。无线测控系统中的无线射频设计采用nRF2401 无线模块,内置频率合成器、功率放大器、晶体振荡器和调制器等功能模块,工作在2. 4 ~ 2. 5 GHz ISM频段,芯片具有较低的功耗。nRF2401 应用Duo Ceiver TM技术,可使用同一天线同时接受两个不同频道的数据[4]。nRF2401 内置地址解码器,每个nRF2401 拥有一个地址,在编程时可设置不同的地址,使得nRF2401 按需要进行一对一或者一对多通信。在进行多对一的通信时,nRF2401有Shock Burst Tm收发和直接收发两种模式[4],模式的选择由nRF2401 芯片内部的寄存器决定,可通过读写寄存器来决定选择哪种收发模式。nRF2401 自动封装发送数据,数据采用CRC检验[5]。

2. 2 电动操控系统

电动操控系统由伺服电机[6]、变速控制结构和光学器件位置传感器组成。激光干涉仪无线测控系统通过电动操控机构对激光干涉仪光学器件位置进行调整,如图2 所示。同时,传感器会对所调节大光学部件的位置进行一个反馈。当光学部件的位置超过预设位置范围时,给无线测控发送一个中断信号[7],避免光学部件被电动操作机构带出正常范围而对激光干涉仪造成一定的损伤。无线测控系统,伺服电机驱动系统,电动操控机构和光学器件位置传感器形成了一个闭环的测控环境,提高了系统的安全性和稳定性。

2. 3 硬件系统设计

无线测控系统设计由无线测控发射模块和无线测控接受模块两个部分组成,无线发射模块如图3 所示,由按键板、处理器、nRF2401 无线射频模块和天线组成。当激光干涉仪的某个光学部件需要调整位置时,可选择对应按键板上的按键对处理器发送请求,由于干涉仪所需要调整光学器件的位置较多,处理器先对相应的请求进行编码,然后通过无线射频模块发射信号。

接收模块如图4 所示,包括天线、无线射频、处理器、传感器和电机驱动电路。当nRF2401 无线测控接收模块接收到来自于无线测控发送模块发送的信息时,会将信息传送到处理器对信息进行解码,然后根据解码后的信息对高精度直流电机进行相应的操作。

2. 4 软件系统设计

无线测控软件系统包括发送模块和接收模块两部分。发送模块的作用是实现人机的交互功能。为避免不同发射模块和接受模块互相干扰,设计方案采用发射模块和接受模块固定通信,即发射模块只能与固定的相应接受模块进行通信。在此系统中,nRF2401 无线射频模块采用了Shock Brust TM模式。软件系统流程如图5 和图6 所示。发射模块和接受模块,均处于不断的循环中,同时判断发射模块循环的检测键盘是否按下,而接受模块则始终不断地检测是否接收到射频信号[8]。

为提高实时通信的速度和通信成功率,按键信息采用8 位2 进制编码的方式,如表1 所示,其中第3 位为电机选择位,最多可提供8 个电机的选择,第4 位为电机方向选择位,方向位数值为1,电机正方向旋转,数值为0 则电机反方向旋转。第5 和第6 位为电机的速度选择位,最多可以提供4 档不同速率的选择,以方便对光学仪器的位置实行粗调和精调,如表2 所示,速度位的2 进制数值对应电机的速度。

第7 位为电机校验位,第8 位为低6 位校验位,校验位采用奇偶校验,当校验信息中1 的个数为奇数时则此位为1,校验信息中1 的个数为偶数时则此位为0。虽然加入了校验会降低系统的实时通信速度,但可较大地提高系统数据传送的成功率。值得注意的是,当接收模块接收到信息并解码后,首先需通过传感器确定光学器件的位置,若位置超出了预设值范围,为保护激光干涉仪安全的使用,系统对将不操作此次发射的信号,且返回一个超出预设范围的警告。只有光学器件在预设范围内,系统才会操作相应的电机。

3 系统测试

在软硬件调试成功后,分别对是否使用双重检验进行了系统传输的正确性测试,在1 m,5 m,10 m的距离发送1 000 个数据包,对接收端的数据进行对比,对比结果如表3 所示,使用双重校验数据传输正确率有一定的提升。由于系统采用奇偶校验和CRC校验,虽降低了一些实时传输的速度,但大幅提高了系统的稳定性。应当指出的是,使用双重校验时系统的实时传输速度为120 kbit·s-1,完全能满足激光干涉仪控制光学器件位置的要求。

4 结束语

通过系统测试可知,系统的传输速率满足激光干涉仪无线测控的要求,同时系统采用奇偶校验和CRC校验的双重校验,大幅降低了无线通信过程中的误码率。系统采用的闭环模式也能避免过量调整对激光干涉仪造成损伤。系统测试表明,采用2. 4 GHz的无线射频技术,通过非接触式的无线遥控完成激光干涉仪光学部件的位置调整是可行的。

考虑到该系统的实际应用,系统对干涉仪的精度和稳定性的影响有待进一步的深入研究。同时在未来的发展方向中,会考虑将激光干涉仪的控制和CCD采集的数据通过此系统传输到网络,实现测量和信息处理相分离,达到激光干涉仪在静室内操作的要求,这种功能在高精密工业中会有一定的需求。

参考文献

[1]朱日宏,陈磊,王青,等.移相干涉测量术及其应用[J].应用光学,2006,27(2):85-88.

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[3]徐金苟.蓝牙4.0底层核心技术协议研究与实现[D].上海:上海交通大学,2012.

[4]张崇,于晓琳,刘建平.单片2.4GHz无线收发一体芯片nRF2401及其应用[J].国外电子元器件,2004(6):34-36.

[5]陈丽娟,常丹华.基于nRF2401芯片的无线数据通信[J].电子器件,2006,29(1):248-250.

[6]余翔翔,陈德传,郑忠杰.无线电遥控式直流电机控制系统[J].杭州电子科技大学学报,2013,33(5):191-194.

[7]郭天祥.新概念51单片机C语言教程[M].北京:电子工业出版社,2009.

相关干涉仪 篇6

无线电测向是无线电管理的一种技术手段, 在整个无线电监测中有着重要的地位。由于短波信号的稳定性差而且短波信道十分拥挤, 导致短波测向难度大, 示向游动, 测向模糊。通过测向员人工测量获取的测试数据非常有限, 而且由于测量数据变化非常快, 在短时间内通过人眼观察来来获取准确的数据难度很大。

2 测向数据分析和算法

厦门台自行开发的测向软件实现了测向数据和监测数据的自动采集。现在操作员只需要输入一个频率就可以得到所有来波方向的方位角、场强等信息, 与数据库的比较可以帮助操作员了解这个角度所存在的电台, 结合对频率的了解, 可以找到一个可能的发射地点。计算出的数据还包括效果评分和置信度, 对于发射地点变更也有判断。

2.1 示向度数据算法分析

由于短波信号的不稳定性, 获取的信号是非常离散的, 自动获取发射地点的准确位置难度很大, 我们通过算法对测试数据进行了深入研究和分析。

(1) 数据的筛选

我们首先对测量的数据进行筛选, 筛选前对测量数据按照360个等分来进行统计, 代表方向360°, 统计示向度在每个等分出现的次数, 小数点后的数据不予考虑, 去掉过于离散的测试数据。由于发射机的位置是不变的, 但在传输过程中由于电离层的不稳定, 及测向机本身的误差, 导致示向度数据变化较大, 但总体来讲, 总是会在实际的发射方向上有一定的集中度。自动框选出所需要的数据, 是获取准确的示向结果的关键。考虑到示向度数据的连续性, 由于测试数据比较分散, 要自动框选难度较大, 通过采用量能连续累计的方法来框选数据, 选择以5°作为量能的累加依据 (经过多次实际测量验证) , 即两个统计格栅只要不超过5°就累加, 超过的就重新开始累加。

框选数据与测量数据的个数和测量数据的离散度有关系, 测量数据越多, 框选时难度越大, 可能导致各测量数据间距过小, 离散数据没有明显的分界线, 导致区间和量能的统计出现难度, 这种情况下一般可能将5°作为量能的累加依据更改为3°。过少的测量数据, 有时信号离散较大时, 量能累加各段数据时, 有时难以找到能量突增的统计区间, 通过实际测量与对比, 每组统计测量数据以50-100为宜。

(2) 示向度的中值算法

示向度的中值算法借鉴于短波场强时间-概率的统计方法, 引入了新的统计理念, 在示向度统计中是这样定义的:

(1) 示向度中值Φ50

在一组示向度测试数据中, 有50%的次数达到或者超过的值为这组数据的示向度中值Φ50。

(2) 示向度离散度ΔΦ

在一组示向度测试数据中, 有10%的次数达到或者超过的值为这组数据的示向度上十分值Φ10。在一组示向度测试数据中, 有90%的次数达到或者超过的值为这组数据的示向度下十分值Φ90。每组数据离散度定义如下:

(3) 示向度变化率δ

在一组示向度测试数据中, 单个示向度上下通过示向度中值Φ50的次数, 注意统计该参数时, 示向度的数据应按采集到的数据顺序排列, 不能按大小进行排列。

有了对示向度的三种参数的定义, 实际在计算时又可以采取两种计算方法, 一种为数据筛选前的算法, 另一种为数据筛选后的算法。

(3) 框选数据的占比度分析

在框选数据后, 还可以采用取90%的能量方法, 去掉左右两边的占比量比较小的数据, 数据计算的准确度还会提高。实际框选数据的计算方法还依赖于累加统计值相对于全部统计值的百分比, 这个比值定义为框选数据的占比度, 实际上就是有效数据比。这个比值可以成为评估示向度数据准确与否的一个重要依据。这个数据越大, 一般而言数据集中度就高, 再配合示向度离散度ΔΦ的大小一起判断, 示向度离散度ΔΦ越小, 数据集中度越高, 测试数据的可信度也就越高。要注意的是在数据累加中, 如果还有另外一个示向度区间存在占比度比较高的数据集中区时, 如超过10%以上, 可能在改信道上还有一个信号存在, 可与语音识别引擎配合分析。

2.2 示向度数据的置信度分析

从上述分析来看, 在统计后, 只给出一个最后的结果不利于分析数据, 存在不足, 有的结果虽然也接近理论值, 但其可靠程度还需要其它参数进行验证, 因此引入置信度的概念。

对于利用收测值对示向度进行估测可以考虑采用统计理论中的区间估计。真实的示向度是总体参数, 而利用多个收测值作为样本均值可以估计总体均值, 也就是实际值。具体到测向数据, 也就是说在一定的概率条件下, 根据收测数据的统计值求出实际示向度所在的区间。这个区间范围除了与规定好的概率条件有关以外, 还和样本数据的数量、均值以及标准差有关。

区间估计的特点是它不是指出被估计参数的确定数值, 而是指出被估计参数的可能范围, 同时对参数落在这一范围内给定相应的概率保证程度。参数的可能范围是估计的准确性问题, 而相应的概率保证程度 (置信度) 是估计的可靠性问题。在作估计时常常希望准确性尽可能提高, 而且可靠性也不能小, 但是这两个要求是矛盾的。在样本容量不变的条件下, 要缩小估计区间, 提高估计准确性, 势必减少置信度, 降低估计的可靠性。如果希望在保证一定准确性的同时达到高可靠性, 则只能提高样本容量, 也就是收测数据的数量。

在总体方差未知的情况下, 对总体均值区间估计的公式如下:

对应测量数据而言, 在同一数据区间 (区间上限与下限的差值) 的条件下, 置信度越高表明数据的可信度越大。

2.3 复杂信道下弱信号的测试方法优化

在对一个信号较弱的电台进行长时间测向时, 或存在同频干扰等其他干扰信号时的测向时, 自动测向系统的优势尤为明显, 主要有:

(1) 在测试前要对信号质量进行评估, 采用语音评估的方法。

(2) 可以采用频谱分析法。采集中频信号的频谱, 计算载波的能量谱和两个边带的能量谱, 分析其变化, 判断信号的调制质量, 当信号质量较好时, 两个边带的能量谱对称性好, 能量谱变化范围大。

(3) 频率偏差判定法。读取信号的频率偏差, 要准确起见, 接收机应接入频标信号, 去除接收机本身的频率偏差, 在测试周期内, 观察和统计频率偏差曲线, 数据偏移范围收敛的越好, 表示信号的接收效果越好。

(4) 调幅度参数优选法。读取信号的调幅度, 可在测量周期内, 统计10%的时间概率值和90%的时间概率统计值, 这两个值之差越大越好, 90%的时间概率统计值越小越好, 越小代表频道清净。

(5) 场强强度和稳定度分析法。读取信号的场强值, 可以读取测向系统返回的场强值, 也可以读取监测接收机返回的电平值, 通过计算每个测试周期的场强时间概率值, 分析数据的大小和变化的范围。场强值越大, 稳定性越好越好, 表示信号的质量越好。这个参数最好还要和其他参数一并分析更好。

通过以上方法的综合判定, 可以优选出一段或几段数据, 来进行分析计算, 而人靠主观判断难以捕获最佳测向时间窗口, 难以框选出合适的测试数据。

3 监测指标数据的分析和算法

监测指标数据包括场强、调幅度、频偏、占用带宽、信噪比等, 这些数据也是同时获取。通过对比一个接收效果好的电台和一个效果较差的电台, 几个重要的指标数据分析如下:

(1) 场强分析

随时间变化的场强常用”50%时间-概率场强”来表示, 有时并同时用”10%时间-概率场强与90%时间-概率场强”来表示。”50%时间-概率场强”称为中值 (或中位值) 场强。”10%与90%时间-概率场强”分别称为准最大值 (上十分值) 与准最小值 (下十分值) 场强, 两个值的差值称为衰落深度。两个信号场强对比数据显示强信号场强要明显高于弱信号, 强信号衰落深度要小于弱信号, 稳定性也要好于弱信号, 但这只能作为判断电台效果好坏的条件之一。当信道上有强烈干扰时, 也能达到场强高, 衰落深度小的状态。

(2) 调幅度分析

调幅度的分析与场强的分析方法有些差异也有相同之处, 同样也可以用10%准最大值 (上十分值) 与90%准最小值 (下十分值) 来分析, 差值为准最大值与最小值的差。

调幅度的分析方法是, 分析调幅度先看最小值和准最小值, 最小值越小, 说明信道越清净, 干扰信号也越小。通过大量的实际测量表明, 当信道上有干扰存在时, 由于其干扰信号一直存在不会消失, 就会导致信号的最低调幅度偏大, 最低调幅度越大, 则干扰越大, 效果越差。有的电台调幅度开不足, 会导致准最大值变小, 也会导致接收效果的下降。一个信号好, 声音饱满的电台, 其最小值越小越好, 准最大值与最小值的差越大越好, 调幅度的最大值不宜超过100%, 否则会产生过调失真, 一般准最大值达到或接近100%时, 应为噪声信号。中值统计数据可以作为分析调幅度的中轴线, 用于统计调幅度曲线上穿或下穿该线的次数, 穿越次数越多越好, 而且穿越的密度越均匀越好, 这些均可作为分析和判断信号效果好坏的重要依据。

当节目为音乐节目时, 由于音乐节目的信号是连续的, 不像是语音节目会有停顿, 会导致最低调幅度偏大, 尤其是播打击乐节目时尤为明显, 解决的方法是通过语音识别引擎, 先分析是否是音乐节目。

(3) 中频带宽分析

带宽的分析方法与调幅度类似, 一个好的信号既要有很多6kHz以上的带宽, 又要有很多2kHz以下的带宽, 说明边带信号变化丰富, 那节目效果就会更好。同样可以统计带宽的准最大值和准最小值, 计算差值, 越大越好。

(4) 频率偏差分析

频率偏差的分析是考察一个信号效果与稳定与否的一个重要参数, 在测量信号的频率偏差时, 对被测信号要求很高, 信号有干扰或稳定性差时, 频率偏差测试结果偏离实际值会越大。分析可以采用频点散落区间统计法来评估信号的好坏, 即散落频率区间越小的数量占比越大, 表示效果越好, 如可采用频率偏差绝对值为10Hz、20Hz、……、100Hz的统计次数占总次数的百分比进行评估, 超过100Hz的频率偏差按100Hz来统计, 数据依次累加, 获得统计结果, 对比强弱两个电台的频率偏差统计结果可以看出, 强信号在10Hz内占有绝大多数, 而弱信号则占比很小, 信号越弱占比就会越小。考虑到设备的误差和发射机的实际频率误差, 一般都不会超过10Hz, 实际分析时, 占比能超过50%时, 可以获得比较理想的测试效果。

(5) 信噪比分析

信噪比是一种广为应用的简单客观评价方法, 高信噪比是高质量语音的必要条件, 但不是高质量语音的充分条件。强信号信噪比数据大且离散度小, 这个数据是判断信号效果好坏的重要条件之一, 而且可以采用中位值数据比较法来判断, 实际运用中, 信噪比能到10dB以上, 测试数据的可信度就会比较高。但该参数来自测向设备, 无法与示向度数据同时获取, 如数据采集有先后, 判断可信度就会大打折扣, 但也可以作为参考依据之一来考虑。

4 参数评估与判断流程

测向和监测各项数据均能作为数据评估的依据之一, 但这些数据在评估的过程中所起到的作用是不一样的, 有些指标可以作为测试数据有效与否的判断先决条件, 判断流程的验证和优化是系统成功与否的关键因数, 参数评估、判断流程如图2所示。

(1) 测试对象和效果的识别

数十年来, 电台是否是被测的电台只能靠人工来判断, 广播电台的综合效果只能靠人来评判。应用与中科院联合开发的语音识别和评估引擎, 经过几年的运行和不断优化, 其评估的准确性可达到90%左右。在验证了测试对象后, 就可以进行自动语音效果的评估, 采用机器来自动判别语音质量。声音质量评价采用5分制进行综合评分。通过对音频信号分类, 还可将语音信号区分为静音、噪声、音乐、话语等种类, 获得声音质量评价结果后应考虑以下几种情况, 并采用不同的策略:

(1) 若能到3分以上的效果, 后期对测试结果的分析判定就有了很高的可靠保证;

(2) 若效果介于2-3分左右, 就应适当增加测试的周期, 获取最佳的时间窗口, 来获取满意的结果;

(3) 若效果介于1-2分左右, 就应增加测试的周期, 总测量的周期一般不能低于30分钟, 通过判断数据的离散度和置信度, 来分析数据的可靠性, 要对多组测试结果进行分析, 一般可获得比较满意的结果;

(4) 语音识别引擎可以判断信道上是否还有其他电台存在, 若判断该信道上有两个电台或更多, 在通过几组数据的测试后, 框选数据就要考虑几个数据的累加段的结果, 若两个电台的发射位置与测试点的方向小于5°时, 分析结果可能出现误判。

(5) 若效果介于1分以下, 还可以再延长测试周期, 但测向数据的可信度就大大地降低了。

可见, 语音识别和评估引擎的引入, 为后期分析提供了采用策略的依据。

(2) 监测数据的辅助分析、评估

监测数据的分析重点是调幅度和频偏数据, 通过建立不同效果的调幅度和频偏数据模板, 对比其变化的范围和小频偏数据的统计, 再加上场强大小和时间概率的的分析, 基本可获得满意的辅助分析结果。

(3) 干扰条件下, 获取数据的再分析

在干扰条件下, 要获得满意的测试结果可以采用以下两种方法:

(1) 最优时间窗口法

在多个测量周期内, 测量周期一般定义为30秒到1分钟, 通过各项参数的筛选, 分析出最佳的一组测试数据作为最终的测试结果。

(2) 分组数据再统计分析法

在多个测量周期内, 测量周期一般定义为30秒到1分钟, 通过各项参数的筛选, 如果无法得到比较满意的分析周期数据, 可以通过上述的测向数据分析方法, 对每组统计分析后的数据再归为一组进行框选、累加、中值统计和可信度的分析。如每组获得100个数据, 共获得30组的数据, 先从100个数据中求出一个示向度值, 这样得到30个示向度数据, 用同样的方法对这获得30个示向度结果进行分析, 再获得一个最终的结果, 其准确度得到很大的提升, 这是人工监测无法想象的。

对于自动获取的示向度数据, 一方面可以排除对人的依赖, 另一方面, 通过对信号质量的分析评估, 可以最大限度的减少电离层对测向数据的影响。也就是说, 系统可以选择在电离层传输情况最好, 信号质量最好的条件下, 完成测向任务, 以获得最好的测向数据。

5 结论

论M-Z干涉仪的解调技术 篇7

激光器或其他适宜光源发出的相干光通过3db耦合器分成两个相等的光束, 一束为信号臂, 另一束为参考臂。外场作用于信号臂, 产生的调制信号与参考信号经第二个耦合器耦合形成干涉条纹, 再分成两束经光纤传送至光探测器检测, 最后经信号处理, 电路解调出外界被测信号。

二、相位检测方法

各种干涉都为产生随外界被测信号变化而变化的干涉条纹, 只有利用光电探测器检测干涉条纹光强的空间或时间分布才能最终解调出反映外界被测量变化的光相位差。

假设两路光强度相等, 根据双光束干涉原理, 干涉场光强为:

式中:I0为峰值光强, s (t) 为信号光相位调制量, 渍s, 渍r分别为信号光和参考光的初相位, 棕s, 棕r分别为信号光和参考光的频率。

设探测器的光电转换系数为k, 则其输出的光电流为:

光相位检测方式同信号光与参考光之间的频率差驻棕有关, 根据驻棕是否为零, 可分为零差检测法和外差检测法。

三、非平衡M-Z干涉解调法

1992年, 由A.D.Kersey等人提出的非平衡M-Z干涉解调法, 如图1所示。其工作原理是:宽带光源发出的光经过耦合器入射到传感光栅上, 被反射后送入非平衡M-Z干涉仪, 通过干涉仪把Bragg波长 (姿B) 漂移量 (驻姿B) 转化为相位变化 (驻鬃 (姿) ) 。当输入光波变化时, 输出相位变化为:

式中n为光纤的折射率, d为干涉仪的两臂长度差。由上式可见, 只要用相位计探测出相位的变化, 便可得知波长的移动量, 另外, 为了抵消直流零点漂移, 可以利用一锯齿型电压 (由信号源产生) 控制压电陶瓷, 以调节干涉仪的一个臂, 使干涉仪输出为一调制光, 以信号源为参考用相位计检测输出信号的相位, 因相位计可检测±180°, 故波长可检测范围宽。实验表明, 此方案具有低于纳级相对应变的传感分辨率, 当所检测的应变振源频率为10HZ时, 分辨率为2n/ (n为纳相对应变) , 振源频率为500Hz时, 分辨率为0.6n。

此方案具有宽带宽、分辨率高等优点。

四、外调制M-Z干涉解调法

外调制M-Z干涉解调原理图如图2所示。

该方案是在非平衡M-Z干涉仪光路中再加一个参考光栅, 且在干涉仪的一臂上外加一频率为棕的线性相位调制锯齿波, 这相当于在接收到的信号中包括一个外加频率为棕的调制, 则传感光栅和参考光栅的反射光强可分别表示为

式中鬃s, r (姿s, r) =2仔nd/姿s, r, 为干涉仪的臂长差引起的相位差;鬃 (t) 为随机相位噪声;As, r为信号光、参考光的平均光功率水平, k为M-Z干涉仪的消光系数。Is (姿s) 和Ir (姿r) 经探测器和带通滤波后再由相位计处理, 即可得到干涉仪的输出光相位变化驻鬃=鬃s (姿s) -鬃r (姿r) 。这样就可以消除鬃 (t) 的干扰, 使之适用于准静态测量。

光纤光栅从发现到广泛的研究和应用, 短短几十年中飞速的发展成为重要不可替代的光电子器件, 它涉及到光纤通信各个领域, 由它构成的无源器件、有源器件结构简单、与光纤连接方便、便于携带, 适用于恶劣的工作环境;作为传感元件, 它具有传统传感器件无法比拟的优点:稳定性好、调谐速度快、解调装置简单、不受电磁干扰等, 所以有着广阔的前景和使用价值。然而光纤光栅传感技术是近年来发展起来的一种更新颖的光纤传感技术, 在航空航天、民用建筑、电力、医药等领域有着广泛的应用前景, 但是由于发展时间较短, 还有许多理论及实际应用问题需要解决。

五、结语

在光纤光栅传感系统中, 解调技术是光纤光栅传感系统的关键, 直接决定了传感系统的性能, 人们发展了很多解调方案。其中干涉法解调方案, 以其分辨率高, 易于实现多路解调, 结构相对简单等优点, 故此方案被广泛用于光纤光栅波长移位的检测中。但其稳定性的缺点难以克服, 因此今后的研究重点将从稳定性入手, 以发挥干涉解调的高精度优势。

摘要：光纤布拉格光栅 (Fiber Bragg Grating, FBG) 的研究和应用一直引起各国学者的广泛关注, 在传感领域中也具有十分广泛的应用, 特别是用于一些重要的物理参数 (如应变、温度、压力、超声波、加速度、强磁场、力等) 的准分布式测量。

关键词：光纤,Bragg,光栅,光纤传感,M-Z,干涉仪,信号解调

参考文献

[1]陈长勇, 乔学光等.光纤光栅传感应用中的波长编码信号解调技术.光电技术应用[J], 2003, 24 (2) :121-126

[2]江毅等, 用3&#215;3耦合器的干涉仪直接解调光纤光栅传感器的信号[J], 光学学报, 2004, 24 (11) :1487~1490