分频技术

2024-09-30

分频技术（共9篇）

分频技术篇1

0 引言

广播节目分频播出是一种将主频率优秀节目资源,通过音频文件共享、信号转播等技术手段共享给分频率,实现一个或多个广播节目在不同频率间的同时播出,但不影响各频率单独的呼号以及广告等独有节目内容的播出,以节省分频率节目制作的投入,来扩大听众群体、拓展发展市场、获取广告运营收入所采取的有利运作模式。其中,跨地域分频播出是省级或以上广播电台与其他地级市广播电台进行节目合作、资源共享、广告市场化运作的一种重要合作形式。这种形式由于地域及以往技术的限制,过去在实际操作中受到众多形式的局限。随着互联互通等网络安全技术的日益成熟以及国内各广播电台跨网络播出系统的技术实现,广播音频播出系统已经能够实现在综合业务网络,甚至是结合VPN等更多的安全技术在互联网络上跨地域进行节目的编排与制作。因此,分频播出系统的设计模式,在跨地域播出的前提下,可以变得更为灵活。

在分频播出的系统设计方案中,以往大多数电台会采取将分频率播出站放置在与主播站相同的一个内网,即广播制播网中。这种播出形式的优势是实现起来简单方便,节目播出具备足够高的安全性。但是存在不足的是,当分频率为跨地域的广播电台时,音频节目在分频率电台的制作编排变得不太灵活:分频率只能通过转播来共享主频率的节目,自播的节目要么是直播,要么是将录播的音频传给主播频率制作人员来统一上载,再或者是条件允许,分频率也具备一套制播系统,分频率制作人员将自己的录播节目上载到自己的播出系统里进行播出,但这套制播系统与主频率播出系统无关,资源完全独立而无法共享。这样,资源的共享性得不到保障。针对这种不足,本文结合湖北广播电视台(以下简称“我台”)现有的FM103.8主播站与咸宁分播站主、从播自播转播自动控制的播出形式,提出将分频率播出站放置异地,结合多网互联互通等技术来实现不同频率间节目资源共享的分频播出方案。

1 多网互联互通的技术实现

1.1 多网互联互通的系统IT构架

依照《广播电台数字化网络化建设白皮书》的建设要求,广播电台网络划分为综合业务网及广播制播网,其中涉及广播播出等高安全性要求的业务必须运行在封闭的广播制播网内网中,此网络与外界隔离。综合业务网用于日常办公及跨网络节目制作剪辑等业务的运行。鉴于广播安全播出及信息安全防护等安全因素的考虑,我台采用专用的网闸设备,通过将其架设在综合业务网与广播制播网间,来实现两个物理间隔离的局域子网间的数据安全传输。其网络构架拓扑图如图1所示。

通过网闸的连接,我台实现了跨网模式下多网安全互联互通的系统构架。在数据包传输方面,网闸首先切断了网络之间的通用网络协议,将数据包重组成静态数据后进行严格地格式与内容的检查和过滤,确认安全后再重新组成协议数据包送至内网。

由于网闸是工作于通用协议之上(仅支持部分网络协议),所以网闸是可以支持到应用级业务的信息交互而不只是文件的传输。通过网闸,我台可以实现跨网音频文件的流式交互,即用户可以在综合业务网络审听广播制播网中音频节目。此外,针对文件的过滤传输,网闸也起到了很好的安全过滤效果:在网闸上设定特定数据文件格式的安全过滤与传输,网闸系统在传输文件之前对文件的二进制编码进行严格过滤检查,对于假冒后缀的非法数据文件,一律不予传输。

1.2 应用层接口与核心协议

Web Service主要是为了使原来各孤立的站点之间的信息能够相互通信、共享而提出的一种接口。我台跨网多媒体业务平台大多采用Web Service技术来实现业务间的数据信息交互,其工作模式大致为:Web Service作为连接安置在广播制播网的数据库与安置在综合业务网内应用的接口桥梁,与内网数据库直接通过二进制数据流进行通讯,与外网客户端应用软件采用基于SOAP标准的文本协议通过网闸进行互话。其中的SOAP协议是一个用于分散和分布式环境下网络信息交换的基于XML的通讯协议,由于此种协议不访问数据库,客户端无需对内网数据库实时保持连接状态,大大减小了网络风险。

综上所述,采取此种多网互联互通的系统构架及数据交互模式,可以实现跨网络主备播出系统之间数据的安全互联互通。目前,我台记者、编辑和主持人实现了在综合业务网络中进行广播制播网内网节目的剪辑、编排、审听及数据信息的查询调用等功能,这种高效的数据交互模式,极大地提高了工作效率。

2 分频播出系统设计方案

要在跨地域前提下实现分频播出系统中分播站与主播站节目之间的无缝衔接转换、节目资源有效共享,我们需要解决几个关键问题:

1.在系统构架上,分播站放置异地,但能够安全稳定地共享主播站的音频资料库、节目库、标头库等资源。

2. 分播站能够根据节目需求转播主播站的节目,当转播完毕,分播站能够切换至自播状态。

3.在软件设计上,分播站能够根据节目单设置来自动实现转播、自播的状态切换,切换的过程需要保障节目衔接的完整性。

4.分频率制作人员能够自己制作编排部分节目,这些节目信息可以共享给主频率。

2.1 网络构架设计

为解决第一个问题,在系统构架上,我们可以考虑借助广域网来实现跨地域不同城市间主播站与分播站的互联。这样,就有两种网络可以采纳:专用传输网络、公共传输网络。

倘若条件允许,可以采用自行建立或向电信等部门租用专用传输网络来将主、分播所在的两个城市的广播制播网相连,实现两地域网络的信息传输,这种专线能够保障用户带宽的独享及通信的安全私密性,从一定程度上能够防止病毒入侵以及黑客攻击,保障两地的广播制播网既可以安全稳定地互联,又能够在带宽独享保障的前提下稳定交互数据。但这项方案的存在两个问题:一是租用或建立专线网络所产生的费用问题;二是对于主、分频率的采编播人员来说,节目的采集编排只能在广播制播网内网进行,不能通过综合业务网络或者互联网络上的办公电脑进行跨网络的节目制作编排工作,资源信息交互的开放性以及使用操作的灵活性不够。

为此,我们可以大胆地考虑借助互联网络,中间通过架设安全网闸将两地域间广播制播内网相连。事实上,在我台以及全国陆续出现的各个省级及以上广播电台,已经成功实现了通过网闸安全将广播制播网与互联网络相连。借助于这种模式的跨地域分频播出网络连接示意图如图2所示。

在这种系统构架上,主播站与分播站两边的广播制播网分别构架安全网闸,与综合业务网络相连,在网闸的安全设置上,我们可以设置多种安全策略来把关音频文件以及关键协议的数据进出,其安全性在本文上述多网互联互通中已做详细阐述。在综合业务网络与internet之间,构架的防火墙也需要设置安全策略,可以根据电台办公需求,仅开放某些端口协议的进出站。在跨地域网络连接的安全策略设置上,可考虑通过如下策略来加强安全防护:

1.对在综合业务网与internet间架设的防火墙进行设置:限制访问内部关键服务器地址以及相应入站端口协议的外部来源IP地址或来源IP地址范围,即只允许那些来源IP地址能够访问内部广播制播网相关应用。例如仅添加分播站所在的地级市电台综合业务网所对的公网IP为入站外部来源IP,这样当防火墙识别出外部来源地址为分播站所在的电台IP地址时,才允许通过,否则一律禁止访问。这样,只有部分系统指定人员才能访问主播站所在的广播制播网的相关信息数据。

2.将广播制播网内部关键服务发布的端口通过网闸对外(综合业务网层面)映射时,改写端口号,再通过综合业务网将此服务器端口对internet发布时,再次改写端口,这样端口的隐蔽性得到双重保障。

3.分播站与主播站间建立VPN方式连接,当分播站制作人员需要访问主播站相关资源数据时,通过VPN拨号到主播站的局域网络。这样,某些核心业务就不需要在internet公网上对外发布,一方面核心服务器地址的隐蔽性得到再次保障,更关键的是,VPN通过internet建立一个临时的、安全的连接,是一条穿过混乱的公用网络的安全、稳定的隧道。使用这条隧道可以对数据进行几倍加密达到安全使用互联网的目的。在VPN设置上,我们通过加密、用户认证、防火墙策略等安全措施可以将VPN设置得更为安全。

2.2 分频播出系统的工作模式设计

以上仅仅是从主、分播两地域网络连接上考虑了数据交互的安全性,但从广播安全播出的要求来说,其安全性较于普通应用业务,有着很重要的一点:播出的实时稳定性及畅通性要求。广播安全播出是不允许有任何中断,音频播放是不允许有任何不畅通以及音质损耗。由于数据库服务器及音频存储是存放在主播站所在的广播制播网,主播站的安全稳定播出是没有任何问题,问题的关键就是分播站如何实现安全稳定地播出。倘若分播站借助于互联网络来实时访问主播站所在的服务器数据,进行网络播出,将不能保障播出的安全稳定性的:两网间internet上物理传输介质太多,一旦损坏一个,随时会造成分播站的停播;即便没有物理介质的损坏问题,非独享的internet上,数据带宽常常受其他用户的影响,网络数据通信的稳定性将不能得到实时保障。因此,分播站可以考虑如下方案来实现安全播出:

1.分播站可以采用本地播的形式,提前将当日即将播出的节目单以及录播音频通过网络拷贝到本地硬盘。节目单及录播音频需要实时进行差异同步,并进行同步校验,以确保数据能完整无误的拷贝完毕。数据同步需要制定提前时间范围,并在制度上保障此范围内分播站播出数据将不被主播站制作人员更新。

2.倘若条件允许,分播站可以建立一套同步服务器,实时同步主播站服务器上分播站所需的数据库及音频文件,同步同样需要进行校验来保障数据的完整无误。分播站的播出不再连主播站的服务器,而是连接自己网内的同步服务器。

3、针对分播站节目编排制作操作,若采用上述第一种播出形式,在分播站所在的电台,频道采编播人员可以通过VPN拨号到主播站所在电台的局域网,进行节目的编排制作,或者素材的灌录上载,这些数据信息直接更新到主播站所在的网内服务器上;倘若采用上述第二种播出形式,分播站节目制作人员可将节目上载编排等数据信息直接更新到分播站所在的同步服务器上,这时主播站服务器需要反向同步分播站服务器更新的数据,以确保两边服务器数据的同步。

2.3 分频播出系统节目转自播切换控制设计

在分播站的诸多播出形式中,转播主播站节目以及播出站录播节目的自播占了很大一成份。为实现分播站节目转播与自播切换的无缝衔接,分播站播出形态的切换需要依赖于主播站及分播站节目的编排及设置。分播节目的播出形式大多分为如下几种情况:

1.分播站需要定时转播主播站的节目。

2.分播站需要根据主播站的节目开始时间同步启动转播事件,并在节目结束时同步结束转播。

3.分播站在节目转播期间,当主播站到达广告时段,若此类广告未在分播站进行过投放,分播站需要立即结束转播,转为自播节目模式。

4.分播站有自己的录播与直播节目,但可以共享主播站的节目信息资源。

针对这种自播与转播的切换,我们需要将主播站信号的输出接入到分播站电脑专业声卡的输入通道,分播站通过控制事件来切换电脑专业声卡状态为直通模式或者本地文件播放模式。当分播站电脑专业声卡为直通模式时,分播站声卡输出的信号与输入信号一致,即此时为分播站转播主播站信号的模式;当分播站电脑专业上卡为本地文件播放模式,此时分播站变成了自播状态,播放的是自己节目单上编排的录播节目。分播站端信号连接示意图如图3所示。

在这种信号连接方式下,主播站信号的接收可以通过多种方式:卫星接收、光纤接收、……最简单经济的就是通过收音头接收。倘若条件允许,也可采用租用电信E1专线传输接收主播站播出信号。

有了这种连接,通过主播站和分播站的消息传递来实现分播站声卡直通或自播状态的自动切换,达到节目分频转播的效果。这种通过控制事件来切换分播站进行转播或自播的机制,还适用于一台主播站携带多台分播站的情况,这样一套主播、多套分播可以同时进行分频播出。

考虑到分播站转播节目的完整性,我们认为,要控制好分频系统节目的转播与自播,需要将转播与自播的切换控制操作与播出站的节目单相结合,将切换控制事件作为播出站主节目单的一部分,当节目播放到达了控制事件处,系统自动处理控制事件。在我台FM103.8的分频播系统中,由于分播站与主播站放置在一个内网,并且通常情况下转播节目的开始与结束取决于主播站的节目何时开始与结束,故在这种模式下控制事件需要在主、分播站上同时进行编排,由主播站来触发比较好。在分播站由于需要与主播站进行呼应,来启动安置在自身电脑上的专业声卡进行直通与自播,也需要编排一个相呼应的控制事件。当主、分播不跨网时,切换控制事件的设计就可以制定为:主播出站为控制事件的主导站,通过主播站的节目播放情况,由定时事件、上一个相连接的节目以及由主持人手动播放三种方式来触发控制事件;分播站为控制事件的从属站,当主播站触发了控制事件后,将控制信息通过网络传递给分播站,分播站获得控制信号后,比对自身节目单的控制信息,对自身电脑上的专业声卡进行直通与播放的切换控制。

当主分播站一旦跨网,跨越的还是地域性的广域网时,主分播站之间的自播与转播控制交互的数据通信会发生延时或丢失,所以此时不建议采用上述这种控制方案。针对这种情况,有以下几种设计方案可供选择:

1.主分播间信号转播或自播的控制事件的主导权仍然在主播站上,但这种控制信息需要同步到分播站上进行存储记录,当分播站实时播出时,不再从网络上读取主播站的控制事件,读取的是自己电脑本地存储的主播站的备份事件。在这种情况下,由于转播与自播的控制事件由主播站来触发,故在节目单的编排上,允许分播站的控制事件与主播站的控制事件有时间偏差。这在实际应用中,也是比较合乎常理的。在实际应用中,主端控制事件与从端控制事件具有时间偏差,表现得最多的情况是在广告节目时间点主分播站所编排的广告节目时长不一致的现象。当主播站到达广告时间,分播站也同步播放自己的广告节目。当一方先于另一方结束广告时,先结束广告播放的一方,可以通过自行垫乐来等待另一方广告节目播放完毕,然后再由主播站触发转播事件,分播站同步进入转播状态。

2.分播站自播还是转播的切换控制仅读取自己节目单上编排的控制事件,主、分播之间不需要对事件控制信息进行通信。一旦分播站读取到自己节目单上有转播事件,立即将自己电脑上声卡置为直通状态,当读取到自播事件,再将声卡置为播放状态。在这种情况下,分播站需要考虑转播主播站节目的完整性,故节目单上控制事件编排的时间点位需要与主播站相关节目的开始结束事件保持同步,同时还要考虑信号接收时的固定延时。

3 结束语

跨地域分频播出是广播电台分频播出的一种重要形式,借助于网闸等安全连接设备,通过设置相关网络安全防护策略,将广播多网互联互通的安全技术应用到分频播出中,能够实现依托于公共广域网来进行跨地域广播的分频播出,节目资源的共享在最大程度上得到了灵活应用,十分符合当前广播媒体发展的趋势与需求。在技术日新月异的发展道路上,未来将有更多的技术方案值得我们去研究和探讨,以更好地满足广播跨地域性的分频播出的各项要求。

摘要：本文结合广播电台多网互联互通技术,就不同频率播出站在跨网模式下信号及数据交互传递的实现,提出了一种高效安全的跨地域分频播出系统的设计架构,为实现不同地域间广播节目资源整合、共享以及扩大优秀节目的覆盖面提供了有效的设计思路及技术实现方案。

关键词：分频播出,主播,分播,跨网,VPN WebService

分频技术篇2

作者/余竹敏寇志强

【摘要】广播节目分频播出是当今广播电台扩大听众群体、拓展发展市场所采取的有利运作模式。本文结合湖北音乐广播分频需求，提出了一种低投入、高效率的分频播出系统的设计架构，为整合电台资源、提高节目质量、降低运营成本、扩大优秀节目的覆盖面提供了有效的技术实现方案。

【关键词】分频播出主播分播转播自播

一。前言

为有效利用广播现有节目的优势资源，进一步挖掘优秀广播节目的市场价值，不少广播电台尝试采用分频播出的运作模式。该模式的特点是：实现一个或多个广播节目在不同频率间同时播出，但不影响各频率单独的呼号和广告等独有节目内容播出。实现该运作模式的技术方法有多种，比如通过音频矩阵、调音台等信号切换装置进行手工或自动切换，再配合播出工作站的节目播出来实现。在实际工作中，我们发现类似这样的实现方式存在着诸多缺点：

（1）操作繁琐，信号流程环节多，易出故障；

（2）需要切换人员与主持人精密配合才能达到各节目间的平滑衔接；

（3）相关设备投入较大。

（4）需要技术人员与节目人员的相互配合工作。

针对这种现状，我们进行反复的研究与比较，提出了充分挖掘广播音频播出工作站系统的功能，来实现节目的分频播出的方案。该系统已经运行在我台音乐频率与咸宁交通频率的分频播出上，运行效果良好。

二。分频自动音频播出工作站系统方案

首先，我们建立两个音频播出工作站，一个作为主节目播出站（以下简称主播站），另一个作为分频节目播出站（以下简称分播站）。要实现分频播出系统中分播站与主播站节目之间的无缝衔接转换、节目资源有效共享，我们需要解决三个关键问题：

（1）分播站能够根据节目设定要求，实现自动完成转播主播站的节目和播出自己节目的无缝切换。

（2）分播站能够共享主播站的音频资料库、节目库、标头库等音频资源，制作人员只需将节目在一个频率所在的制作通道下制作即可。

（3）当主播站自播节目时长和分播站自播节目时长不一致时，系统能自动插入设定好的片花自动补齐，不出现播出停顿的现象。

1.系统总体设计

围绕解决以上三个关键问题，我们充分利用现有广播音频播出系统，通过创造性地在两个播出工作站上建立消息传递机制，并通过消息来控制主播站和分播站的播出，最终实现节目的无缝衔接。具体架构如下：

在系统构架上，我们将与主播站所在直播间的播出调音台的总输出信号接入分播站的声卡的输入通道。通过主播站和分播站的消息传递来自动切换分播站声卡的输出信号为直播间调音台的输入信号和分播站的音频节目播出信号，实现两（多）个播出站可播出同一音频源，从而达到“一套节目在多个播出站同时播出”的效果。其结构示意图如图1所示：

分播站的输出信号可接入另一个直播调音台，实现分频节目的自有直播节目播出。如果没有自有直播节目，可在分播站的输出端信号接入音频处理器后，通过传输链路，可直接将信号输入发射机进行播出。这样，异地或跨城市的分频播出也可在设备资金投入最少的情况下实现。

这种系统构架从物理上实现了分频播出的节目转播与自播，但是转播与自播的自动切换需要通过软件来控制。

2.分频系统节目转播与自播的自动切换控制

如何准确将主播站节目播出信息与分播站节目播出信息进行传递，是实现分频播出系统的核心。(电子信息工程 )我们充分利用现有广播音频自动播出系统，对播出工作站的播出软件进行功能扩充，让播出站软件既承担音频节目的播出功能，又承担主播站和分播站控制消息传递和执行的功能。我们在播出节目单上，建立了独特的控制消息事件，配合原有节目单的定时事件，通过主、分播出站执行预先设定的节单，实现主节目和分频节目的无缝衔接。

具体工作方式如下：

切换控制事件作为播出站主节目单的一部分，当节目播放到达了控制事件处，系统自动处理控制事件。由于转播节目的开始与结束取决于主播站的节目何时开始与结束，这种控制事件在主播站上进行编排，由主播站来触发。分播站需要与主播站进行呼应，来控制在自身电脑上的专业声卡进行信号切换，也需要一个相呼应的控制事件。因此，我们将切换控制事件的`设计制定为：主播出站为控制事件的主导站，通过主播站的节目播放情况，由定时事件、上一个相连接的节目以及由主持人手动播放三种方式来触发控制事件；分播站为控制事件的从属站，当主播站触发了控制事件后，将控制信息通过网络传递给分播站，分播站获得控制信号后，比对自身节目单的控制信息，对自身电脑上的专业声卡进行信号切换控制。主播站与分播站控制事件的定义如图2所示：

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从上图中可以看出，主播站与分播站的控制事件是独立分开的，两两相对应。当主播站的控制事件触发后，主播站通过IP数据包将该节目单中的事件的类型和ID发给从播站，分播出站收到该IP数据包后，在自身的播出单上找到ID等于收到的ID对应的事件，然后根据事件的类型，决定是进入本地文件播出方式还是进入直通模式。主播站上的主端控制事件可以通过定时触发、连接录播节目来自动触发以及手动触发三种方式来完成，分播站上的从端控制事件则不必在从播站上进行定时、连接及手动触发，当主端控制信息触发并及时将控制信息发送给分播站时，分播站不会考虑当前系统是否到达了从端控制信息，只需要比对相应ID的控制信号，找到对应的控制信息来开启控制操作。

这种设计方案的核心是控制事件的主导权掌握在主播站上，优势在于：分播站能够保障其所转播的节目的完整性，同时这种处理机制不限制分频播出站为一台，一个主播站能够连带多台分频播出站，同时控制多个分频播出站进行节目的转播与自播，实现一个主播站与多个分频播出站间进行节目联播的“一带多”效果。

由于转播与自播的控制事件由主播站来触发，故在节目单的编排上，允许分播站的控制事件与主播站的控制事件有时间偏差。这在实际应用中，也是比较合乎常理的。在实际应用中，主端控制事件与从端控制事件具有时间偏差，表现得最多的情况是在广告节目时间点主分播站所编排的广告节目时长不一致的现象。当主播站到达广告时间，分播站也同步播放自己的广告节目。当一方先于另一方结束广告时，处理的机制分为两种：

先结束广告播放的一方，通过自行垫乐来等待另一方广告节目播放完毕，然后再由主播站触发转播事件，分播站同步进入转播状态；只有分播站先于主播站结束广告节目的播放时，分播站才通过垫乐等待主播站的广告播放完毕。当主播站先于分播站结束广告节目的播放，主播站会依照常规触发转播事件，分播站此时不管广告是否播放完毕，一律同步进入转播状态。

倘若考虑到每个分频率节目的完整性，采用第一种模式比较好。但是针对湖北音乐广播的播出形式，考虑到分播站的广告基本会比主播站的要少，并且一旦今后湖北音乐广播扩展了多个分频率后，要考虑每一个所附属的分频率的广告都是否播出完毕，这对主频率的节目衔接性有所影响，故我们采用了第二种处理机制。此外，为保障这种处理机制不影响分播站广告节目的播出完整性，我们还构架了广告比对系统，对主播站及分播站上相同时段的广告进行快速比对，一旦检测到分播站同一时段的广告时长超出主播站，将给予广告编单人员提醒，并提供主播站广告时长的调节以及台宣标头的补充等方式来填充差距。

制定了这种控制事件后，我们将控制事件分别编排在主播站与分播站的节目单上，实现了分频播出系统转播与自播节目的自动切换。该事件在节目单上的编排示意图如图3所示：

3.录播节目的共享

由于相同的录播节目或音频素材需要在主播站与分播站间共享调用，这些节目信息资源在不同的频率间重复灌录制作既浪费人力又费存储空间。许多首播的直播节目，需要在其他频率进行重播，且重播的时间点各不一致，主持人不可能反复在不同直播间进行同一节目内容的直播。故在不同频率间如何将节目素材音频进行有效资源共享，是分频播出系统需要考虑的另一大重点问题。

针对这种系统需求，我们通过修改数据库及对应存储的指向，将分播频率的音频资料库、节目库及标头库对应的数据库名及文件存储路径与主频率指向保持一致，来实现分播频率能够完全共享调用主播频率的节目素材。频道的采编播人员只需要在制作系统中选择其中的一个频率对节目进行制作即可在其他频率调用。对于主播站的直播节目，播出站采取自动录音的方式，实时将录音素材上传至服务器，分播站通过共享主播站的录音素材及调用主播站的录音数据库文件，来获取主播站的节目自动录音素材。

两套频率由于广告节目的不一致，广告数据库及对应存储需要独立。

三。结束语

奇数分频电路的设计与实现篇3

关键词：等占空比；奇数分频器；倍频器；格雷码计数器

在基于FPGA的数字电路设计中，虽然可以使用集成锁相环(EDA软件提供的宏功能模块)来进行时钟的分频、倍频以及相移设计，但是这类锁相环数量有限，因此在一些场合需要自主设计电路进行时钟分频。

文中设计了一种简单的电路结构实现奇数等占空比分频，全部电路都采用CMOS元器件构成，与现在非常流行的CMOS工艺相兼容，可以方便的集成到芯片上，实现分频功能。

本设计要点是利用倍频器将输入频率变为原来的2倍，然后对加倍后的频率进行偶数等占空比分频。设计中倍频器的实现受到数字电路中边沿检测电路的启发，完全与CMOS工艺兼容，其难点是时序的控制，直接影响到整个电路能否工作；偶数分频还是采用计数器实现，但是设计中利用格雷码来计数，尽可能最大的消除了计数时电路可能产生的冒险现象。本设计利用Candence自带的仿真工具Spectre进行了仿真验证。

1 奇数分频电路设计原理

受外部周期信号激励的震荡，其频率恰为激励信号频率的纯分数，都叫做分频。分频的目的在于只用一个振荡器(如石英晶体振荡器)通过分频电路得到所需的不同频率的时钟信号。可用计数器和门电路实现分频或者用比较器实现分频。例如5分频电路，从0000开始计数，当计数到0100时，让计数器发出一个脉冲，迫使计数器复位，再从0000开始计数，则此脉冲就是分频后的脉冲信号。另一种方法是用计数器作为计数电路，与比较器预置的数字N比较，一旦两者相等，就输出一个脉冲信号。此信号即为N分频信号。当实现等占空比分频时，奇数分频用计数器来分频实现就比较困难。

有些文章介绍过实现占空比为50%的N倍奇数分频电路的方法。大多数是采用2个模N计数器，当计数到相同的值时分别用时钟的上升沿和下降沿触发，再将2个非等占空比信号相与，来实现奇数等占空比分频。原理很简单，但是用2个计数器，浪费资源，尤其是现在芯片做的越来越小，面积是一个很重要的制约芯片发展的因素。而且计数器产生的信号有很多毛刺，即所谓的冒险现象。本文提出了一种新的方法，原理框图如图1所示，来解决以上问题。

当要求N奇数等占空比分频，输入频率为CLK，输出频率F，则三者满足如下关系

F=CLK /N(1)

利用倍频器将CLK信号二倍频，输出信号F1 频率为CLK的2倍，即F1=2CLK，因此计数器只需对2CLK信号进行(2N)倍偶数等占空比分频，实现起来十分方便。此时三者的关系如下

F=(2CLK)/(2N)(2)

1.1 倍频器原理

倍频器的作用是将奇数分频变为偶数分频，它的设计受到数字电路中边沿检测电路的启发，在数字电路中，尤其是FPGA方面的设计，译码器肯定会用到，一般的大规模集成电路的译码器都会多出一根输出信号，作为边沿检测，来检测地址的电平翻转。可以仿照此设计，来实现倍频。比如输入时钟CLK，在CLK的上升沿和下降沿，输出信号都翻转，即只要CLK电平发生翻转，则输出信号F1就跳变。这样得到的输出信号的频率就为CLK频率的2倍，即F1=2CLK。用数字电路的基本门单元进行逻辑设计。电路图如图2所示。D触发器构成T触发器，只要其时钟发生跳变，其输出就跳变。D触发器由多路开关组成，其电路图如图3所示。

首先假设输入频率CLK和D触发器的输出Q的初始状态均为高电平1。经过逻辑运算，F1输出低电平0，即D触发器的时钟为恒定电平，其输出维持1不变。现在建设输入频率CLK发生跳变，CLK跳变为低电平，此时由于延时，D触发器的输出Q仍然维持1一段时间，在这段时间里，F1的电平跳变为1。当F1跳变时，D触发器输出随之发生跳变，由1变为0，此时再与CLK的低电平逻辑组合，F1的输出又跳变为0。由此可以看出，CLK一次电平跳变，F1的电平跳变2次。即频率满足如下关系

F1=2CLK(3)

图2实现了输入信号CLK的倍频。

图4给出了图2所示的倍频器电路输入和输出时钟的波形示意图。其中F1的高电平宽度与延迟有关，假设触发器的延迟为tdq ，各个基本单元的延迟为tab，所以tn满足

tn=tdq+4tab(4)

其中4tab分别为图2中I3，I5，I7，和I8的延迟。有一点必须注意，tn必须足够宽，使得图1中的计数器可以计数，考虑最坏情形，tn必须大于计数器的传播延迟和建立时间。本设计中I5和I6均采用相同的反相器链设计，来增加F1的高电平延迟。反相器链前几级PMOS管采用倒比管，以此增加上升时间，增加延迟，最后一级采用驱动管，来驱动后面的负载。但是反相器链不能一味的增加反相器，因为延迟太久可能导致倍频器不能对输入时钟进行双边沿采样，即倍频。

本设计的重点就是时序的控制，延迟时间直接影响后面的计数器的工作。

1.2 格雷码计数器原理

在高速电路中计数，当计数值跳变时电路可能会出现冒险现象，使分频电路的可靠性降低，为了消除冒险现象，本设计中计数时采用格雷码计数，使计数值跳变时只有1位信号发生变化。为了详细说明原理，以3分频设计为例，当要求实现等占空比的3分频电路时，采用此设计，经过倍频器倍频，输入频率加倍，计数器需要实现6分频，需要为6进制计数器，会有6个状态的跳变。格雷码跳变顺序为

001—011—010—110—111—101(Q2Q1Q0)

在格雷码计数器值从001到101的6个状态跳变过程中，每次跳变都只有1位信号发生变化，其跳变过程中不可能出现任何的毛刺输出。有效的避免了冒险现象的发生。为了实现等占空比分频，选定值010，当计数器计数到此值时，进行输出时钟翻转，经过3个时钟后恢复到初始状态，输出时钟再次翻转，这样计数器实现了6分频。

采用3个D触发器和门级单元逻辑组合实现六进制计数器，为了实现等占空比，D触发器需要为下降沿出发，计数的状态转移顺序按上面的格雷码跳变顺序，Q2 作为输出，用卡诺图化简后得到逻辑表达式如下

Q0*=Q2Q1+Q0Q1(5)

Q1*=Q1Q0′+Q2′Q0(6)

Q2*=Q1Q2′+Q2′Q1Q0′(7)

根据表达式设计格雷码6进制计数器，电路图如图5。Q0* 、Q1*、 Q2*按照上面的表达式，采用基本的门单元进行逻辑组合，组合前先利用范德蒙定律将表达式化简。

2分频电路仿真验证

将图1作为顶层电路，图2和图5作为其子电路，对图1进行仿真。仿真工具采用Candence自带的仿真工具Spectre，输入时钟信号CLK占空比为1：1，仿真结果如图6所示。

从图6仿真结果看出分频后的时钟F满足设计要求，实现了3分频，且占空比1∶1，且波形规则，没有毛刺，从而验证了本设计逻辑正确。

3等占空比任意奇数分频电路的设计思路

本论文提出的原理思想，可以很容易的推广到等占空比为50%的任意奇数分频电路的设计中。

只需对输入频率CLK信号进行倍频，得到(2CLK)时钟信号，剩下的只

需对(2CLK)信号进行偶数分频，偶数分频的方案已经很成熟，利用计数器，计数到N/2-1，然后时钟翻转，即可实现等占空比分频。采用格雷码计数器，又很好的消除了冒险现象。

4 结束语

文中提出利用倍频器和格雷码计数器实现等占空比奇数分频电路，给出了3分频电路的完整设计，并且对3分频电路进行了仿真验证，结果完全符合设计要求。

在基于FPGA的数字电路设计中，在一些场合需要自主设计电路进行时钟分频。根据本文提出的原理思想，可以方便的实现等占空比任意奇数分频。本设计全部电路都采用CMOS元器件构成，与现在非常流行的CMOS工艺相兼容，可以方便的集成到芯片上，实现分频功能。在一些特殊的场合，本论文提出的实现等占空比奇数分频的方法是很重要的。

参考文献

[1] 杜刚，孙超，陈安军. 基于FPGA技术的16位数字分频器的设计.仪器仪表学报，2006(SI)：887-888.

[2] 张赓毅，王金章，李凤林. 如何用计数器实现任意分频. 硬件与维修. 1995，(3)：80-81.

分频技术篇4

1 方法原理

小波分频成像是在一定带宽下, 通过某一最佳频带对储层进行成像。因反射波同相轴在各尺度的剖面上强弱不同, 不同尺度的小波分频成像剖面能够突出地震信号的时频特性, 因此, 可以根据地质任务和解释目标, 选择合适的小波分频尺度成像剖面。分频地震属性分析是利用分频技术获得的小波分频数据体进行属性分析, 进而确定所要描述的地质体的展布特征。

2 分频属性分析预测储层的实现方法

(1) 对目的层段的储层沉积特征、储层砂岩发育特征、砂岩厚度等有清楚的认识.

(2) 对目的层段进行频谱分析, 了解地震资料的带宽情况, 掌握地震资料中有没有我们所需要的频带范围。

(3) 利用合成地震记录对主要标准层以及所要研究的目标砂层进行标定。

(4) 根据目标砂体的厚度来确定分频体的频率范围, 通过实验确定合理的分频参数, 获得不同的频率数据体。

(5) 利用分频体对标定的砂层进行属性分析, 进而圈定砂岩的分布范围, 预测储层砂岩的平面分布趋势。

3 应用实例

3.1 研究区地质背景

研究区位于松辽盆地南部中央凹陷区LJ鼻状构造的南端, 构造形态为一向西南倾的斜坡, 其上断层不发育, 走向以北西向为主。根据测井资料分析, 该区域高台子油层沉积环境为三角洲外前缘相, 以水下分流河道沉积为主, 储层砂岩在区内均有不同程度的发育, 但砂岩单层厚度较薄, 多数2-6米, 而且横向变化较快。扶余油层沉积环境为三角洲平原河流相, 以河道砂沉积为主, 砂岩单层厚度较大, 一般为5-25米。无论是高台子油层还是扶余油层, 砂岩都属于长石砂岩类, 胶结物以泥、钙质胶结为主, 胶结类型为接触式和孔隙式, 属于中等孔渗型储层, 储集空间主要是孔隙。

高台子油层是一个由岩性控制的薄层岩性油气藏, 在本区只要找到水下分流河道砂岩, 基本上都能够形成油气藏。因此准确预测本区河道砂岩的分布情况是十分重要的。扶余油层的油气藏类型构造油藏只是占一小部分, 主要也是岩性油藏。因此, 在本区准确预测储层砂岩的展布十分必要。

3.2 研究区地震资料频谱分析

图1是研究区主要目的层频谱分析图, 从图中可以看出, 该区地震资料主频在45HZ左右, 但是频带较宽。我们对扶余油层、高台子油层分别用不同的频率体进行属性分析预测储层。

3.3 应用效果分析

针对高台子油层的薄砂层特点, 利用高频段频率体进行属性分析工作, 预测出储层砂岩的分布。图2是利用高频率体, 对高台子层的有利出油薄砂层进行地震属性分析预测出的河道砂岩分布情况, 可以看出水下分流河道砂体展布特征比较清楚, 与钻井揭示的结果吻合程度很高, 位于水下分流河道砂上的R1已于该层获6.89吨的工业油流。为了进一步验证预测结果是否可信, 分别布署了R2和R3两口评价井, R2井在该层没有钻遇砂岩, 而R3井则钻遇4.6米河道砂岩, 测井解释为油层, 目前没有试油。这也证实了本文研究的准确性和科学性。

4 结论

(1) 利用分频数据体进行地震属性分析, 可以较准确地预测出储层砂岩的分布特征;针对较薄储层, 可以利用高频体进行属性分析, 而针对较厚储层, 可以利用低频体进行属性分析。

(2) 综合利用地震资料的多种信息, 对储层砂岩进行地质、测井、测试等资料进行综合分析, 可以有效地降低勘探风险。

摘要：由于多个波阻抗界面产生的子波叠加效应和鸣振效应, 使得地震道不能直观反映界面位置和地层组合特点, 而且不同的地质目标对地震资料的不同频率成分的敏感程度也不同。因此, 利用地震信号的特定频率或频带信息来突出地质目标的成像效果, 一直是石油物探技术研究的重要内容。本文利用分频技术, 对松辽盆地南部某地区的三维地震资料进行了综合研究, 通过分频地震属性分析, 得到了比较清晰和合理的储层解释结果, 证实了分频技术在储层预测中的有效性和实用性。

关键词：小波分频成像,谱分解,分频属性分析,储层预测

参考文献

[1]朱红涛, 等, 分频吸收系数技术在莺歌海盆地乐东地区储层横向预测中的应用[J].天然气勘探与开发, 2002, 25 (4) :62-67

[2]胡光义, 等, 利用地震分频处理技术预测河流相储层[J].中国海上油气, 2005, 17 (4) :237-241

[3]姜秀清, 等.地震属性分析技术在不同油气气藏中的应用[J].石油物探, 2004, 43 (增刊) :70-72

[4]王云高, 等.多目标储层地震分时频处理技术[J].勘探地球物理进展, 2004, 27 (4) :274-279

新疆人民广播电台蒙柯分频项目篇5

系统改造新增以下设备:一套完整的直播室设备, 用于提供柯语独立的信号源;12路数字音频编码器1台, 作为备路对9套上星数字音频编码;开通级联功能的模拟音频编码器1台, 由于模拟音频编码器一台最多可以对8套模拟音频信号编码, 所以需要一台开通级联功能的编码器进行复用;路由器2台, 一台用于接收从直播室传输至播出机房的模拟柯语信号, 另一台用于接收从直播室传输至播出机房的9套数字音频信号。

2 系统改造实施过程

2.1 原系统概述

新疆人民广播电台原编码上星系统由2台8路模拟纯音频编码器、1台切换器、音频跳线盘、视频跳线盘、2块光发模块组成。主备模拟音频信号源分别进音频跳线盘, 出来的音频信号进主备编码器进行编码, 输出的信号先进视频跳线盘, 再进切换开关进行选择切换, 输出2路信号同样先进视频跳线盘, 再分别进主备光发模块, 通过光纤传输至331机房与电视台的8套节目复用成1个ASI流传输至652地球站完成上星。

2.2 新系统概述

改造后系统设计主路为9路模拟信号源, 备路为9路数字信号源。主路由2台模拟音频编码器组成, 1台是原系统的主路模拟音频编码器, 另一台为开通级联功能的模拟音频编码器。同原系统一样, 模拟信号源和数字信号源先进主备音频跳线盘再进编码器, 原主路模拟音频编码器仍然对之前的8套上星节目进行编码, 输出的1路ASI流输入到开通级联功能的模拟音频编码器, 同时输入独立的柯语模拟信号源进行编码和复用, 级联编码器输出含有9套节目的ASI流。备路为9套数字音频信号输入至数字编码器进行编码, 输出含有9套节目的ASI流。主备编码器分别输出2路信号进视频跳线盘, 再进切换开关进行选择切换, 切换开关输出2路信号同样先进视频跳线盘再分别输入至主备光发模块通过光纤传输至331机房。

2.3 系统改造内容

开通级联功能的模拟编码器上机架, 独立的柯语模拟信号源输入至此音频编码器, 并把原主编码器的1路输出输入至级联编码器, 原主编码器的3根输出信号线 (2根用于把编码器的输出传输至视频跳线盘, 1根用于本地码流监测) 连接到级联编码器的输出端口。

数字编码器上机架, 替换原备路模拟音频编码器, 9路数字信号源输入至此编码器, 原备路模拟音频编码器的3根输出信号线 (2根用于把编码器的输出传输至视频跳线盘, 1根用于本地码流监测) 连接到数字编码器的输出端口。

主路2台模拟音频编码器的GPI告警线串联接切换开关的A口, 备路数字编码器的GPI告警线接切换开关的B口 (GPI告警线用于传输编码器的告警信息至切换开关, 当编码器出现故障时, 通过GPI线缆把告警信息传输给切换开关, 切换开关根据GPI告警信息自动做出切换) 。

码流监测软件需做相应的改动, 增加新增的柯语节目进行实时监测。整个编码上星系统的网管监控软件要做相应升级, 对整个编码上星系统中各个设备实时监控。并要把网管系统的界面VGA信号通过VGA-DVI转换器转换成DVI信号, 通过DVI光端机传输至安监中心进行监看。331传输机房的复用器需重新配置, 添加新增的柯语节目。

2.4 系统改造中出现的问题及解决方法

(1) 问题一

问题现象:2012年2月23日2:00-7:30停播后, 工程人员开始整个系统改造施工, 主备编码器上机架, 配置编码器, 连接各设备间的线缆, 修改331机房复用器配置。

完成后发现主路编码器卫星自收信号中维语出现丢码情况, 其他8套节目正常。问题出现后, 修改331复用器配置问题依然存在, 怀疑原主路编码器维语节目的PCR PID问题, 修改后也未能解决。更换主编码器为备编码器依然没能解决。

问题分析:主路编码器上星信号中出现丢码的情况, 但是备路数字编码器上星后接收的信号正常, 由于331复用器的配置文件为同一文件, 证明复用器配置是正确的。甩开级联编码器, 原主路模拟音频编码器8套节目上星后接收的信号正常, 证明原主路模拟编码器的配置也是正确的。所以问题锁定在级联编码器的配置上。

具体分析为什么只对维语一路节目产生影响, 其他的信号都是正常的。原主编码器的8个service中的P C R PI D配置都为4113, 而且维语节目的Audio PI D也为4113, 级联编码器中的柯语ser vice PCR PI D也为4113。经与厂家技术支持确定后, 同一台编码器中的各个service的PCR PID可以设置成同一值, 但是两台编码器中service的PCR PID不能为同一值, 级联编码器中柯语service PCR PID为4113而原编码器的维语Audio PID也为4113, 这就产生了冲突, 导致只有维语这一套节目出现丢码的情况。

解决方法:把级联编码器中的柯语PCR PID设置成4120, 上星后接收的9套信号都正常, 问题解决。

由于是互为备份的系统, 所以主备编码器输出的ASI流中各个节目的信息必须一致才能保证在331传输机房复用器同一配置下进行主备路的切换。

以下主备编码器配置信息必须保证一致:Ser vice Name, Ser vice I D, Ser vice PMT PI D, Service PCR PID, Audio PID, Out Put Rate, Packet Length。

注:同一台编码器中的各个Service的PCR PID可以相同, 但是级联的编码器中的PCR PID不能和第一台编码器的PCR PID相同。

(2) 问题二

问题现象:2012年2月24日2:00-7:30, 实验倒换开关在主路两台编码器其中任意一台或者两台同时故障时是否能自动切换到备路, 把主路级联的两台编码器GPI告警线并联接切换开关的A口进行实验。

把主路中其中一台编码器关机, 切换开关不动作, 两台编码器都关机后才切换。试验失败, 系统达不到自动切换的功能。

只连接级联编码器的GPI (新做的线) 原主编码器的GPI不连接, 关机后切换, 证明新做的GPI线缆没有问题。这种把两台编码器GPI并联到切换开关的同一接口的接法存在问题。

问题分析:主路两台编码器GPI并联接切换开关的A口构成的是2对1的关系, 当其中的一路发出G PI告警时, 另一路还是通的, 整个环路还是连通的, 切换开关认为A路无告警不动作。所以两台编码器的GPI应该是串联的关系。

解决方法:次日晚上停播后, 把两台编码器的GPI告警线串联起来, 具体接线方式为:

第一台编码器的GPI-Common接第二台编码器的GPI-N, O, 第一台编码器的GPI-N, O接切换开关的GPI-N, O, 第二台编码器的GPI-Common接切换开关的GPI-Common, 构成一个串联的环路。

测试结果为关闭两台中的任意一台编码器切换开关会自动切换到备路。实现了主路的自动切换功能。

切换开关的告警原理:切换开关GPI端口为2 5针串口头, 只需焊接2个管脚, 分别为16-GPI-Common;17-GPI-N, O。 (对应编码器G PI端口的GPI-Common和GPI-N, O) 。切换开关内部供电5 V, 当编码器无告警时, 编码器内部对应的GPI-Com mon和GPI-N, O是联通的, 通过与切换开关角16, 17相连接的线缆形成回路。当编码器故障时, 编码器内部继电器吸合GPI-Common和GPI-N, O断开, 此时与切换开关形成的断路, 切换器收到告警信息自动切换。

3 新编码上星系统特点

3.1 优点

系统中采用的设备都是国际广电行业中知名品牌, 设备连续运行时间长、稳定性高。编码器为主备两套, 主路编码器输入为模拟信号, 备路编码器输入为数字信号, 当主路两台模拟编码器中任意一台无码流输出时, 切换开关会自动切换到备路, 光发模块也是主备两块, 机箱为主备2台双电源机箱, 分别接入两路不同电源, 其中一路电源故障时, 仍然可以保证光发模块的正常供电。

系统配有多画面音频监测告警软件及卫星下行自收监测告警软件, 对主备编码器输出信号和主备光发模块输出信号及卫星自收信号实时监测, 任意节目、任意环节出现错误, 软件都会实时告警, 可直接定位故障环节。

网管系统可以实现对整个编码上星系统中各个设备的实时监控, 系统中任意设备出现故障时都会在网管软件上显示告警信息, 当切换器自动切换到备路时, 网管会自动发出告警声音, 提醒值班员。值班员可在网管界面上查看各设备的基本参数以及状态, 也可通过网管对切换开关进行切换, 网管具有告警日志和操作日志, 方便在出现事故的情况下查找设备的报警信息及操作信息。

3.2 存在的隐患及措施

新疆人民广播电台整个编码上星系统虽然有运行稳定、连续运行时间长等优点, 但是整个系统中还是存在着一些隐患。

(1) 如果主路有一路或者几路信号源出现故障, 编码器仍然是有输出的, 切换器不能自动切换到备路。编码器只有在无码流输出的情况下才会发出GPI告警信息, 切换开关才会做出切换动作。如果是信号源发生故障, 可以采取以下几种措施:一是通过网管对切换器进行切换, 这种方法简单、快捷。二是通过切换开关的前面板进行切换, 这种方法要求值班人员对切换器的前面板操作熟练, 否则处理问题的时间相对较长。三是关闭主路2台编码器中的其中任意一台的电源, 切换器会自动切换到备路, 这种方案要求值班员对整个系统的流程和切换器的切换原理熟练掌握。

(2) 由于电台播出机房送出的ASI流是在331机房与电视台的ASI流复用成一个ASI流, 所以如果331机房的复用器出现故障的话, 电台输出的ASI信号是正常的, 本地信号监测主机显示的各彩条都正常, 但是下行接收信号是不正常的。对于这种故障, 值班员一定要注意观察下行接收信号, 如果发现本地信号监测主机各频率信号彩条正常但是下行接收信号异常的时候, 应该切换到备路, 如果主备路下行接收均有问题的话, 用2根视频跳线把主备光发模块输入的信号断掉约5、6秒钟 (相当于编码器重启) , 让331机房复用器重新对输入的ASI流进行分析、复用。

新疆人民广播电台2012年5月22日早晨维语节目在播出时发现卫星自收无下行信号, 但是本地信号监测主机显示主备编码器输出的两路信号及倒换开关输出的2路信号均正常, 原主备路编码系统均运行正常, 切换到备编码器下行接收无柯语节目并且维语节目左右声道音量差距较大。后用跳线断掉倒换开关输出的主备2路ASI流信号约5、6秒钟后, 系统恢复正常, 9套上星节目下行接收均恢复正常。

经过反复实验后发现331机房复用器运行不稳定, 影响各节目的分析及复用。复用器要对输入的节目信息进行分析并对节目重新分配、调整, 复用器运行不稳定则不能对输入的节目进行准确的分析、识别, 导致复用过程产生错误。后由于用跳线断掉输入信号约5、6秒钟后 (相当于编码器重新启动) , 复用器对输入信号进行分配复用, 整个链路才恢复正常。

值班员在值班时不能只注意观察本地多画面监测主机显示的彩条, 更重要的是观察卫星自收信号是否正常, 卫星自收信号正常说明整个上星、下行环路正常。

4 集中网管系统

整个编码上星各设备都接入集中网管控制系统, 网管程序可对系统中各设备进行监控, 网管主界面显示系统的拓扑图, 各设备之间连接线具有实时的流动属性, 当其中某一台设备出现故障时, 流动停止, 同时设备发出告警信息, 提示值班员。网管系统可对切换开关进行远程切换动作, 值班员可通过网管中切换开关的二级界面对切换开关进行控制, 操作简单、快速, 适合应急操作。同时网管有告警记录和操作记录, 当系统中出现告警或者操作时, 网管会自动把这些信息存入数据库中, 值班员可随时调取查看。

网管计算机界面还通过光传输至局安监中心, 在安监中心机房可对新疆人民广播电台网管计算机界面进行实时监看。网管计算机输出的VGA信号通过VGA-DVI转换器把VGA信号转换成DVI信号, 转换器环出的VGA信号输入本地监视器显示, 转换后的DVI信号输入DVI光端机, 通过光纤传输至局安监中心。整个信号传输是单向传输, 只发送不接收, 而且和播出系统完全独立, 在局安监中心只能对电台网管计算机界面监看, 不能控制, 局安监中心的任何操作都不会影响电台的安全播出。

网管系统具有以下几个特点:

(1) 安全性。网管系统采用业界稳定可靠并已经广泛成功应用于石油化工、冶金、环保等多个领域的安全、实时、自动化控制“组态”软件开发平台, 同时完全采用面向对象开发技术、实现功能完全模块化, 真正实现“集中管理、分散控制”, 确保安全播出。

(2) 易用性。网管系统采用全中文图形化界面, 界面简洁、美观;增强型动画直观显示, 各设备对应相应图标, 监控现场感强;主界面及二级展开界面可按用户识别及使用习惯进行定制, 可嵌入各种格式 (BMP, GIF, JPG, JPEG, CAD等) 的图片, 完全尊重并提高用户的易用及易识别性。

(3) 开放性。网管系统所采用的软件为开放式体系结构, 全面支持DDE、OPC、ODBC/SQL、OLE DB XM L、Active X等标准;系统支持各种接口的设备, 包括SNM、TCP/IP、RS232/RS485/R S422、GPI、PLC等标准接口, 以及各种非标准接口设备, 只要提供其协议, 均可开发出相应设备程序, 整合到系统中, 并且对支持SNMP协议的设备无须二次开发, 缩短开发时间, 支持以MODEM、网络、GPRS、串口、CDMA等方式将数据主动上传及转发;可以和常见的各种关系数据库如SQL SERV ER, OR ACLE等进行数据交互;提供串口对象, 同时I/O驱动程序的体系结构为开放式结构, 其接口部分源代码完全公开, 并可以提供SDK开发包。可根据用户设备增减及系统维护升级等需要, 方便快捷地开发新的驱动程序, 满足用户的需求。

(4) 可扩展性。网管系统把图形逻辑界面与底层数据采集分开, 监控客户端可根据实际需要随时进行增加或扩展, 系统维护、升级变得更加方便快捷, 为用户节约相应费用。软件系统基于“组态”平台开发, 具备方便、灵活的开发环境, 提供各种工程、画面模板、可嵌入各种格式 (BMP, GIF, JPG, J PE G, CA D等) 的图片, 方便画面制作, 大大降低了组态开发的工作量。

摘要：随着新疆广电文化事业的不断发展, 信号源从模拟发展到数字, 节目数量也在不断增加, 新疆人民广播电台原编码上星节目为8套, 其中, 蒙语节目和柯语节目共用一个频率。为了更好地传播广电文化, 现要从信号源上将蒙语节目和柯语节目独立, 单独频率上星传输, 实现蒙、柯分频播出业务。同时新疆人民广播电台作为党和政府的喉舌, 肩负着“让党和国家的声音传入千家万户”的重要使命, 安全播出是各部门的首要任务。

分频技术篇6

参考文献[7]采用超级电容器作为微电网的储能单元,建立了互补PWM控制的小信号等效模型,应用双闭环控制和功率前馈环节实现了直流母线电压的稳定。但是单一的储能单元往往不能很好地兼顾微电网对于能量和功率的要求。参考文献[8]提出一种电压下垂法的控制策略自动调节蓄电池和超级电容出力,维持直流母线电压在额定值附近小范围波动,有效地减小了蓄电池充放电次数,延长其使用寿命。

本文通过Matlab软件的Simulink平台搭建了完整的独立光伏发电系统以及混合储能系统,在负荷突变时通过对不同频率的功率进行滤波分频把高频功率分给超级电容器,把低频功率分给锂离子电池,从而减少负荷突变带来功率波动给系统稳定性带来的影响,维持直流母线的电压稳定,实现对直流负载的可靠供电。

1 混合储能系统结构的介绍

1.1 系统结构

独立光伏发电系统如图1所示,光伏阵列的输出由光照强度和温度共同决定。考虑到光照的间歇性和波动性,采用最大功率点跟踪MPPT(Maxmuim Power Point Track)的方法,使光伏阵列始终能够输出最大的功率以满足负荷需求,提高系统转化率。

光伏阵列通过一个Boost升压电路向负荷供电,同时在直流母线上分别通过DC/DC双向变流器连接锂离子储能电池和超级电容器。蓄电池通过双向变流器将光伏阵列发出的过剩功率吸收储存,并在光伏阵列输出功率不能满足负荷要求时进行放电补偿负荷需求。这样会使蓄电池经常处于充放电循环或小电流充放电状态中,加快了老化进程,缩短了循环使用寿命。而超级电容器则通过双向变流器提供剩余负载电流和保持直流母线电压稳定防止母线电压功率波动。这样就充分发挥了超级电容的优势,补偿系统功率不足,减少了负荷突变和光照温度变化对系统造成的冲击,从而减少了蓄电池充放电的次数,延长了蓄电池的使用寿命[9]。

1.2 Buck-Boost电路的数学模型

将蓄电池和超级电容都等效为理想电容及一个等效串联内阻的简化模型,储能元件连接双向DC/DC变换器电路图如图2所示,C是储能元件等效电容,r是其串联内阻,U2是储能元件的端电压,也就是变换器低压端电压,电感L、开关管S1、开关管S2以及输出侧滤波电容C1构成双向半桥变换器,RL为等效负载,U1为输出电压,实际上U1即是直流母线电压[10]。

当变换器运行于Boost单端稳压模式时,设d为S1的开关函数,可以得到其小信号模型为:

当变换器运行于Buck模式时,设d'为S2的开关函数,可以得到其小信号模型为:

2 混合储能装置的功率分配以及充放电控制分析

2.1 混合储能装置的功率分配

由锂离子电池和超级电容器组成的混合储能装置通过一阶巴特沃兹低通滤波环节[11]将功率分频,将低频功率分配给锂离子电池,剩余的高频功率分配给超级电容器,从而对系统中不同频段的功率波动进行补偿抑制,以达到抑制功率波动的效果,其功率平滑优化框图如图3所示。

在该系统中,光伏发电系统按照MPPT运行输出功率,负荷所需剩余功率将由混合储能系统提供,混合储能系统又根据功率频率的不同分给锂离子电池和超级电容器,以使功率得到优化平滑控制,抑制功率波动给直流母线端带来的冲击。功率函数关系如下式所示:

其中Pload为负荷所需功率总和,Ppv为光伏发电系统输出功率,Psto为储能系统功率总和,Pbat为锂离子电池输出功率,Puc为超级电容器输出功率,1/(τs+1)为一阶巴特沃兹低通滤波环节,s为微分算子,τ为时间常数。

2.2 混合储能装置的充放电控制

混合储能装置合理的充放电控制是实现功率平滑输出、维持直流母线电压稳定的重要条件。

为了防止充电过程中储能装置出现电压过充的现象,对储能装置充电采用恒压限流的控制,其控制框图如图4所示。

为了防止蓄电池放电电流过大对蓄电池造成损坏,以及超级电容过大的放电电流对直流母线电压的稳定造成影响,所以对储能装置的放电控制采用恒流放电控制[12],其控制框图如图5所示。

3 算例仿真

本文采用的光伏电池开路电压为78 V,直流母线电压设为200 V,选用100 V、25 F的超级电容和额定电压为100 V、容量100 Ah的锂离子电池作为储能装置,系统中设置的三个直流负载为10、20、40Ω,根据上述控制策略,对负荷突变的情况进行仿真。

当t=0时,负荷1即20Ω电阻投入运行,直流母线电压稳定在200 V。

当t=0.3 s时,负荷2即40Ω电阻投入运行,负载加重,在负载投入瞬间,负荷突变引入的高频功率会对蓄电池产生冲击,也会给直流母线电压稳定性产生影响,蓄电池由于其放电速度限制导致其不能迅速对负荷变化作出反应,这时,超级电容器的快速放电的优势能够抑制功率波动带来的影响,直流母线几乎没有波动。

当t=1 s时,负荷3即10Ω电阻投入运行,负载继续加重,这时直流母线电压有明显波动,直流母线电压下降至190 V,但波动不超过±7%UN即14 V,系统仍可正常运行。

t=2 s时,负荷1退出运行,直流母线电压提高至210 V,这时,负荷减轻,超级电容器吸收高频功率,蓄电池继续按照给定低频功率放电,不过输出功率减小。

t=3 s仿真结束。仿真结果如图6所示。

由仿真结果可以看出,在负荷突变时,超级电容器有效地吸收和释放功率,以便抑制负荷波动,平滑蓄电池侧的功率波动,从图6 b)中可明显看出蓄电池的功率曲线比总功率曲线在负荷变化时的功率变化斜率要小;从图6 c)中可以看出在负荷突变时,由混合储能装置及时充放电控制,使直流母线电压波动范围一致保持在190~205 V左右,保证了直流母线电压的稳定性和负荷的正常运行;从图6 d)、e)、f)、g)可以看出蓄电池在负荷变化时,根据之前功率分配来的低频功率放电,放电电流平稳不会对蓄电池的寿命造成影响,且能保证负荷的正常运行,而超级电容器则会发挥其功率密度大的优势,在负荷突变时瞬时放电,来抑制高频功率给负荷稳定运行和直流母线电压带来的冲击。

为进行对比,突出混合储能装置功率优化分配的有效性和实用性,以下将对不含有超级电容器的储能装置进行相同条件下的仿真对比,仿真结果如图7所示。

对比图6 c)与图7可以看出,在单独蓄电池储能时,不能对负荷突变作出及时的响应导致直流母线电压跌落明显,在1 s时已跌破±7%UN的范围,会给负荷的正常运行带来影响,并且电压跌落也使得直流母线电压不能跌出正常运行范围,需要通过切除部分非重要直流负荷来缓解直流母线电压跌落的状况。

4 结语

本文针对蓄电池储能装置能量密度大、功率密度小以及超级电容器功率密度大、能量密度小的特点,在独立光伏发电系统内运用混合储能装置,集二者优势于一体,通过对功率分频即通过一阶巴特沃兹低通滤波环节将低频功率分配给蓄电池,然后将剩余的高频功率分配给超级电容,实现超级电容器和锂离子电池的功率输出的优化分配。在Matlab的Simulink平台上搭建含有混合储能系统的独立光伏发电系统模型,验证了此功率优化分配的有效性,抑制了功率波动,维持了直流母线电压稳定,提高了系统的稳定性,实现对直流负载的可靠供电。

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分频技术篇7

随着电力系统的发展, 对无功功率进行快速动态补偿的需求越来越大。与此同时, 谐波的污染也日益严重, 对于电能质量治理设备而言, 往往需要对谐波、无功甚至负序同时进行补偿[1]。采用纯无源滤波支路兼顾谐波治理和无功补偿仍是目前应用的主流, 但其性能具有一定的局限性。由于性价比的优势, 将有源装置与无源支路相结合的混合型电能质量调节装置成为近期研究应用的重点[2,3,4,5]。然而由于固有拓扑结构的一些特点与限制, 大部分的并联混合型补偿装置虽可实施谐波的动态治理, 但无功功率只能进行固定或分组补偿[6]。显然, 若需谐波与无功同步动态补偿, 则现有的一些并联混合型滤波器的控制算法将不是很适用于配电网静止无功发生器 (DSTATCOM) 。另一方面, 以单独使用的有源装置为对象的控制算法研究成果也很多[7,8,9,10], 其先进性毋庸置疑, 但此类研究更注重的是动态响应性能的提高和控制调节的精确性, 很少涉及动态补偿容量有限的情况, 而且实施综合补偿的范例也不多, 即使综合补偿也是采用调制基波无功加所有谐波的形式, 未考虑合理分配有源部分的容量, 对于不同工况的适应性有限, 无法进行有重点、有目的的补偿, 因此在实际应用中很有可能造成容量的浪费, 降低系统的性价比。为解决此问题, 本文从实例补偿工程的需求出发, 提出具有更强的频率选择性及基波和谐波容量分配协调性的控制策略, 有利于有源部分补偿容量的优化配置, 通过降低工程容量需求提高装置的性价比, 对推广此类装置的应用具有一定的意义。

1 结合补偿工程实例的控制策略需求分析

某钢厂位于樟树市郊, 由江西省赣西供电局樟树110 kV变电站10 kV工业I线供电。由于钢厂采用电弧炉炼钢, 严重降低了10 kV母线的电能质量, 对同段母线上的其他负荷有较大影响。考虑加装一套DSTATCOM, 综合解决工业I线所产生的无功冲击和谐波电流过大等电能质量问题, 如图1所示。

为更好地了解现场情况, 以便为系统设计提供有力的指导, 采用TOPAS1000电能质量测试仪进行了电能质量测试。附录A图A1所示为钢厂在晚上正常工作期间无功的变化情况, 其无功冲击最高达4.5 Mvar。

附录B图B1和附录C图C1分别为21:50至次日3:00这一典型时段内闪变和总谐波电流的变化图, 其中总谐波电流最大达53 A。闪变是由无功冲击导致的电压波动产生, 对比附录B图B1与附录C图C1可知, 在同一时间段内闪变与谐波的变化并非同步, 即若装置的补偿重点可有选择性地发生变化, 解决最为迫切的电能质量问题, 则补偿容量无需设置为所有谐波与无功容量的全部叠加值。

附录C图C1所示的谐波电流中基本以2次、3次、5次、7次谐波为主, 而且同样在不同的时段各次谐波电流的大小差异较大, 其变化趋势也并不完全同步, 比较典型的2次和5次谐波电流变化图如附录D图D1和附录E图E1所示, 其中2次谐波最高达33 A, 5次谐波最高达32 A, 两者并非同步达到最高值。显然, 在任何时候对所有谐波都进行补偿是没有必要的, 也会造成浪费, 最佳方案是不同阶段对特定次数的谐波进行有针对性的补偿, 这样可节省一部分容量。

综合以上测试数据及分析结果, 考虑到无功与谐波及各次谐波之间变化的不同步性, 若能在控制策略上综合考虑补偿系统容量的合理分配问题, 根据不同工况进行有针对性的重点补偿, 做到无功与谐波补偿之间有侧重点且对谐波不进行全补偿, 而是仅对几种重点谐波进行补偿, 则将有可能大大降低补偿装置所需的容量。

在工程设计中, 通常情况下DSTATCOM的补偿容量Q一般设定为无功容量Qc与谐波补偿容量Qfc之和, 即

$Q = Q_{c} + Q_{f c} (1)$

式中:

$Q_{f c} = \sqrt{3} U_{B} Ι_{f}$

UB为母线线电压;If为谐波电流均方根值,

$Ι_{f} = \sqrt{\sum_{2}^{15} Ι_{f n}^{2}}$

Ifn为第n次谐波电流有效值。

根据该工程中的测试数据, 按无功冲击和总谐波电流的最高值进行计算, 则此情况下所需的补偿容量为5 Mvar左右。若控制算法能根据工况调整补偿重点, 而且不以全补偿为目的, 仅以设定的功率因数和谐波不超标为前提, 则按式 (1) 计算得到的补偿容量约为3 Mvar, 此时基波补偿电流的计算值约为150 A, 谐波的补偿电流均方根值约为35 A。考虑到闪变的抑制与补偿装置的动态容量有关, 同时DSTATCOM直流侧电压的稳定也需占用一定容量, 在负荷原有1.5 Mvar固定容性无功补偿容量的基础上, 若应用有针对性重点补偿的控制策略, 则该工程中的DSTATCOM补偿容量只需设定为±2 Mvar。显然, 根据实时工况调整补偿容量分配的控制策略可在同等条件下降低DSTATCOM的容量需求, 提高系统的性价比。

2 协调控制思路及其实现

为了能够在补偿中实现对容量的合理分配, 从而达到降低所需补偿容量的目的, 对控制策略主要有以下要求:首先, 需要能够实现对谐波和无功的同步补偿;其次, 控制算法必须具备一定的频率选择性和容量调整的灵活性。

对于需要将谐波和无功同步进行补偿的DSTATCOM的控制, 最简单的是将采集到的母线或负载电流信号去除掉基波有功分量后, 将获得的所有谐波和无功的合成电流以及直流侧稳压所需的有功电流叠加起来进行统一的控制计算[11], 目前市场上几种实用型380 V等级的DSTATCOM基本上均采用此种方式, 在补偿容量足够的情况下其效果是能够得到保障的。但显然, 这种方式不符合前述补偿方案中DSTATCOM的控制要求。

为降低DSTATCOM的容量需求, 实现无功和谐波的有针对性重点补偿, 采用添加限值判断的办法实施协调控制, 以利于补偿容量的合理分配, 其基本流程如图2所示, 其中以实时功率因数作为是否需要重点进行无功补偿的依据, 而将电流谐波超标与否作为是否需要重点实施谐波补偿的依据。

如图2所示, 当现场还设置有其他固定补偿装置时, 首先考虑可能设置的无源滤波器的调谐次数及现场的实际情况, 确认无需发出补偿谐波的频率, 使得下面的补偿控制更有针对性, 避免容量的浪费;其次是实时采集计算系统功率因数和2次、3次、5次、7次、11次、13次这几次主要谐波电流;接着对负荷功率因数进行判断, 根据其差异主要分以下逻辑进行控制:

1) 功率因数不在0.9～0.99之间, 表明系统的功率因数严重偏低或者是系统过补偿, 此时无功的动态调整将成为最关键的因素, 因此将各次谐波的比例积分系数置零后进入具体控制算法, 相当于系统将全部容量仅用于对无功的补偿。

2) 功率因数在0.9～0.99之间, 此时表明系统无功补偿方面不存在较大问题, 还需再行判断谐波电流是否超标, 以确认补偿的重点。这中间同样也分为2个不同逻辑:①谐波电流未超出国家标准, 此时表明系统当前条件下的电能质量是基本可以接受的, 只需在线选取2个～3个频率含量较高的谐波, 其余谐波比例积分系数置零, 进入具体控制算法, 相当于对无功和个别频率的主要谐波进行综合补偿, 以达到进一步提升综合电能质量的目的。②有谐波电流超标, 此时表明谐波成为影响电能质量的主要问题, 原则上系统容量的分配需要尽量以谐波治理为主, 但若此时的功率因数也刚过0.9, 则有可能由于将容量全部用于谐波补偿, 在下一个控制周期又使得功率因数不合格, 则补偿策略又必须回到以基波无功为主, 从而导致系统在2种基本策略之间来回振荡, 对系统电能质量的稳定及改善毫无益处, 因此需再次判断功率因数是否在0.94以上。若高于0.94, 则基本可以确保系统即使将全部容量用于谐波补偿也不至于使得功率因数不达标, 在这种情况下, 可以将基波的比例积分控制系数置零, 将基本策略定为完全以超标的谐波补偿为主;若低于0.94, 为避免系统基本控制策略的振荡反复, 将以基本无功和谐波的综合补偿为主。确定无功与谐波补偿的主次并配置完成相应比例积分控制系数后, 即可进入具体控制算法。该算法以基于瞬时无功功率理论的电流检测方法为基础, 结合直流侧电压的直接PI控制算法和补偿电流的增量迭代式广义积分控制算法, 获取分频控制所需要调制的控制量, 如图3所示。

图3中电流的检测采用基于瞬时无功功率理论的方法, 通过结合A相电网电压同相位的正余弦信号的矩阵变换, 并经由低通滤波器获得基波正序有功电流的直流值。

图3中, C32和C分别为:

${\begin{cases} C_{32} = \sqrt{\frac{2}{3}} [\begin{matrix} 1 & \frac{- 1}{2} & \frac{- 1}{2} \\ 0 & \frac{\sqrt{3}}{2} & \frac{- \sqrt{3}}{2} \end{matrix}] \\ C = [\begin{matrix} \sin ω t & - \cos ω t \\ - \cos ω t & - \sin ω t \end{matrix}] \end{cases} (2)$

在获得基波正序有功电流直流值的同时令其无功电流直流值为0, 并将DSTATCOM直流侧电压设定值与测量值的差值作为输入进行PI调节, 所得输出与有功电流直流值叠加, 叠加值进行C和C23的矩阵变换后即获得基波正序有功电流, 其负值与检测电网电流值相加得到需补偿的谐波、负序和用于直流所需的基波电流值e (k) , 其中C23=CT32。

e (k) 实际上是由多个周期量叠加起来形成的, 包括了有可能需要补偿输出的基波无功电流分量、基波负序电流分量、各次谐波分量和用于稳定直流侧电压的基波有功分量。为实现有选择性的重点补偿, 常规方法是通过快速傅里叶变换 (FFT) 或瞬时无功功率法, 将参考电流信号分解为基波和各次需补偿的谐波后分别进行控制计算。该方法虽然思路简单, 但实现起来比较复杂, 计算量也较大, 工程实现不易。

考虑到e (k) 为周期量叠加的特点, 图3中直接采用广义积分PI控制器实施基波和各次谐波的分频控制计算, 其具有分频积分功能的广义积分器传递函数为[12]:

$G_{n} (s) = \frac{2 s}{s^{2} + ω_{n}^{2}} (3)$

由此参考图3可知, 对于基波和各次谐波选取不同的比例积分系数和角速度ω, 即可实现对e (k) 中的基波和谐波进行有选择性的分频控制计算。为减少计算量、提高实时性, 以便于工程实现, 图3所示的广义积分PI控制器采用增量式迭代算法, 其最终输出表达式为:

式中:

$e_{c} (k) = \frac{e (k) + 3 e (k - 1) - 3 e (k - 2) - e (k - 3)}{6}$

3 仿真实验验证

为验证所提出的DSTATCOM控制方法的性能, 采用PSIM软件搭建了仿真实验模型进行验证。为更好地对补偿效果进行对比分析, 在输出容量相同的前提下, 装置1采用本文所提出的基于限值判断的分频协调控制方法 (方法1) , 装置2采用常用的将谐波和无功的合成电流以及直流侧稳压所需的有功电流叠加起来进行统一计算的直接电流控制方法 (方法2) , 仿真结果均取A相电流作为分析对象。根据现场的实际情况, 仿真实验在以下4种典型工况下进行, 且每次都在0.2 s时投入DSTATCOM进行电能质量治理。

1) 工况1:装置容量足够且主要针对谐波进行补偿。

仿真实验中设置的母线谐波电流主要为2次、5次、7次, 在这种工况下2种控制方法从响应速度到最终补偿效果均差别不大, 都可较好地完成所设定的补偿目标。仿真结果如附录F图F1所示。

2) 工况2:

电网无功补偿不足, 功率因数不合格, 同时还存在2次、5次、7次谐波电流, 但不超标, 装置容量不足以保证全补偿。

仿真实验结果如附录F图F2所示。对比2种方法的仿真结果可知, 在同样只能输出70 A左右补偿电流的情况下, 方法1仅对无功进行补偿, 虽然母线电流波形仍然有一定程度的畸变, 但功率因数提高显著, 考虑到谐波电流并不超标, 因此较好地解决了电能质量中存在的主要问题;方法2的补偿电流中则不仅有基波还有谐波, 最终电网母线电流的畸变程度大大降低, 但在容量有限的情况下使得功率因数的提升效果较为有限, 难以令人完全满意。

3) 工况3:

电网功率因数基本合格, 同时还存在2次、5次、7次谐波电流, 其中2次和5次谐波电流严重超标, 装置容量不足以保证全补偿。

仿真结果见附录F图F3所示。显然, 由于系统功率因数本身较高, 方法1中仅对超标的2次和5次谐波进行补偿, 在有效输出70 A补偿电流的情况下, 母线电流波形的改善达到了较好的效果;方法2中对无功和所有谐波同时进行补偿, 同样在输出有效值70 A左右的情况下, 虽然功率因数提高到了0.98以上, 母线电流波形也得到了一定的改善, 但事实上, 功率因数从0.94提高至0.98左右对系统而言意义不大, 反而由于基波补偿占用了一定的容量, 使得谐波补偿的效果大大降低, 其结果并不能令人完全满意。

4) 工况4:

电网无功补偿不足, 功率因数不合格, 且2次、5次谐波电流超标, 装置容量不足以保证全补偿。

仿真结果如附录F图F4所示。由于一开始功率因数即偏低, 方法1首先将全部容量仅用于无功功率补偿, 当功率因数提高至0.9以上后, 因为谐波电流同样超标, 所以开始将部分容量用于谐波补偿, 最终使得在输出容量有限的前提下, 功率因数被提高至0.9以上, 谐波电流也得到一定的抑制;方法2则一开始就对谐波和无功同时进行补偿, 在输出容量基本相同的情况下, 其最终结果相对于方法1, 谐波治理效果更为理想, 但功率因数仍然难以达标。

综合以上全部仿真实验的对比分析可知, 即使装置容量不足以全补偿, 本文所提出的基于限值判断的分频协调控制方法由于补偿更有针对性, 有利于充分发挥DSTATCOM的效能, 通过补偿容量的合理分配, 可用较小容量达到采用常规方法需要更大容量才能得到的结果, 亦即有利于减小实际应用中所需的装置补偿容量。目前以此为基础研发的±2 Mvar DSTATCOM已完成样机设计并即将按计划在樟树变电站正式投运, 算法低压试验结果如附录G图G1和图G2所示。

4 结语

针对在实际应用中为减小投资需尽量降低DSTATCOM容量且可能与其他固定补偿装置配合使用的特点, 为充分发挥系统性能, 满足现场各种复杂工况的要求, 结合广义积分的特点, 本文提出了一种基于限值判断的DSTATCOM分频协调控制方法, 并进行了详细的仿真验证。该方法实现简单, 具备很强的频率选择性, 能够根据实际情况有效调整DSTATCOM的补偿重点, 在容量有限的情况下重点解决最为关键的电能质量问题, 其应用能够有效降低实际应用中DSTATCOM所需的容量, 从而降低设备投资, 提高性价比, 推进DSTATCOM的实用化进程。

摘要：以江西樟树±2Mvar的配电网静止无功发生器 (DSTATCOM) 的动态补偿项目为背景, 以同步补偿谐波和无功为目的, 通过现场电能质量测试分析, 提出通过对谐波与无功进行有针对性的重点补偿, 以降低DSTATCOM的容量需求。以此为基础, 从工程实用性出发, 提出一种基于限值判断的DSTATCOM分频协调控制方法, 并进行了详细仿真验证。该方法通过实时的限值判断确定无功与各次谐波电流的补偿重点, 以基于瞬时无功功率理论的电流检测方法为基础, 结合直流侧电压的直接比例积分 (PI) 控制算法和补偿电流的增量迭代式广义积分控制算法实现基波与各次谐波的分频控制。该方法工程实用性强, 可根据不同工况有选择性地分频率解决最为关键的电能质量问题, 能够有效降低实际应用中DSTATCOM所需的容量, 从而大力提升其性价比, 对推广DSTATCOM的应用具有一定的意义。

关键词：电能质量,配电网静止无功发生器,分频,协调控制

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10GHz2分频器芯片设计篇8

近年来,国内外光纤通信发展迅速,10 Gb/s的光纤通信系统正在逐步应用。而40 Gb/s和更高速率的光纤通信试验网络也在运行之中,在不远的将来必将成为整个通信网络的主干。但国内的高速光纤通信集成电路研究相对薄弱,研究具有自主知识产权的光纤通信集成电路具有重要的意义[1]。

全速率复接器位于光纤通信系统的前端,作用是将多路低速的数据信号合成为一路高速的数据信号,2分频器是全速率复接器的重要组成部分。分频器通常有2种:模拟分频器和数字分频器。模拟分频器又被称为再生分频器(Regenerative frequency divider),其结构主要由1个混频器(Mixer)和1个反馈环路(Feedback loop)构成,这种分频器的工作频率可以达到很高,但带宽通常很小;数字分频器可以简单地将D触发器的反相输出接到同相输入端上来实现,这种分频器结构简单,有较宽的工作频带[2]。本次设计采用数字分频器,使用0.2μm GaAs工艺,速率为5～10 GHz,电源电压为3.5～5 V,输入电压峰峰值为200 mV,输出电压峰峰值为400 mV。

1 电路与版图设计

1.1 电路设计

2个锁存器串联构成1个D触发器,将D触发器的反相输出端接到正相输入端构成2分频器。分频器电路结构如图1所示。

分频器的主要功能电路是锁存器,锁存器的电路结构如图2所示。

锁存器由2层差分对加上源极跟随器构成,其中的二极管(D1、D2)用于调整电平。图中输入级(标记S的部分)的差分对起着采样的作用,反馈级(标记L的部分)则起着锁存的作用,两者分别在时钟的上升沿和下降沿工作[3]。

当时钟(Ck)在正半周期时,F1导通,F4关断,采样差分对工作,输出(D0)随着输入数据(Di)变化。当时钟处于负半周期时,F1关断,F4导通,锁存差分对工作,输出两端的瞬时值被储存在由源极跟随器(F7～F10)和晶体管F5、F6构成的正反馈环中,数据被锁存并保持。由此可见锁存器所实现的逻辑式为。

增强型晶体管F1～F6均工作在开关状态。耗尽型晶体管F0作为电流源,需保证其工作在饱和区,以提供稳定的电流。图中F0的栅极与源极相连,对于阈值电压为—0.9 V的耗尽型晶体管来说,工作状态可以保证在饱和区,但电流的大小取决于它的漏极电压。要保证整个电路的良好工作需要仔细选择各节点的直流工作点和输入信号的中心电平,以确保直流工作状态下各晶体管处于饱和区状态,并且为瞬态信号留有足够的电平空间。

在高速SCFL锁存器的设计中,锁存器的速率是要考虑的首要问题。影响其工作速度的因素有:N1和N2二节点的电容、负载电阻、输出电压的摆幅和充放电电流,输出端的负载电容也需要注意[4]。减小锁存器N1、N2和输出端的负载电容可以有效提高锁存器工作速度。因此通过调节采样差分对管和锁存差分对管的尺寸比值,可以调节锁存器工作的最佳频率范围。比值越大,工作频率越高,但是工作频率范围相对越窄。为了保证电路在低频和高频时均有较好的性能,设计中的这一比值为1:0.8。

1.2 版图设计

该电路采用OMMIC公司0.2μm GaAs PHEMT工艺实现,高速芯片设计中版图设计至关重要。对于分频器这样的既有数据信号又有时钟信号的芯片,通常要避免数据和时钟信号并行输入,以减小两种信号间的相互干扰。因此,设计中将这两种信号放在芯片成正交关系的两条边上。此外对于差分结构的电路,版图布置也需要采用对称结构,以避免差分对结构电路在工作时的不匹配。分频器版图设计如图3所示。

1.3 仿真结果

由于目前的设计库不支持分布参数的提取,所以设计中采用手工方式提取主要的分布参数,然后进行后仿真。其中传输线部分的设计在电路设计后期与电路级设计同时进行。仿真条件如表1所示。

该分频器属于静态分频器,仿真结果显示可以工作在5～15 GHz的频率上。输入频率在10 GHz时的输入和输出信号波形如图4所示。

2 流片测试

2.1 测试环境

由于10 Gb/s速率以上的高速芯片封装比较困难且价格昂贵,目前的芯片只进行在芯片测试,即使用探针将信号直接加到未封装芯片的焊盘上进行测试。芯片测试环境如图5所示。

仪器、探针台的地线和芯片背面金属均接良好的地线上,芯片内部的地线则通过焊口外界地线相连。芯片的输入信号、电源均连到焊盘。高速时钟发生器为脉冲图码发1个高速参考时钟,同时提供1个低速同高速示波器以正确观测芯片的输出信号。发生器为芯片提供同步时钟和输入数据

结果

器芯片的测试只需要1对差分时钟信号输信号。测试结果与设计值比较接近,在原时,在5～10 GHz之间能够很好的工作,流约为38 mA。该电路的芯片照片如图6试得到的灵敏度曲线如图7所示。

器在10 GHz工作时的输出波形如图8所沿抖动的测试结果如图9所示。

由于测试仪器的限制,差分输入时钟信号最高频率为12 GHz。灵敏度曲线的形状符合静态分频器的特性。10 GHz时的峰峰值为344 mV,上升沿抖动为7.56 ps。幅度略为偏小,占空比也略小。

3 结束语

总的测试结果与设计基本相符,但输出信号幅度偏小,原因是输出级的驱动不够。下一步的工作有:

(1)采用频率补偿技术,提高高频增益;

(2)研究减小功耗的方法,适当减小电路的电流。

本设计电路成功地实现了预期功能,说明采用的结构和设计方法是可行的,这为更高速度集成电路的设计提供了预研参考。

参考文献

[1]廖承恩.微波技术基础[M].西安:西安电子科技大学出版社,1994.

[2]楼立恒.CMOS宽带分数分频频率综合器的研究与设计[D].杭州:浙江大学,2013.

[3]Lee T.The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits[M].Beijing:Publishing House of Electronics Industry,2002.

[4]Howard J,Martin G.High-Speed Digital Design[M].沈立,朱来文,陈宏伟,等,译.北京:电子工业出版社,2004.

[5]黄昆.固体物理学[M].北京:高等教育出版社,1988.

分频技术篇9

关键词：小数分频,频率合成器,Simulink

随着现代雷达、通信、对抗技术和电子侦察的飞速发展, 作为核心部件的频率合成器, 我们对它的性能指标提出了越来越高的要求, 如低相位噪声、低杂散、高频率分辨、宽频带、低捷变时间、高频率稳定度、能程控等。小数分频频率合成器可以解决高工作频率和小频率间隔的矛盾, 而且具有输出噪声低、对寄生边带干扰抑制好等优点。

1 小数分频频率合成器原理及设计

锁相频率合成器的基本特性是, 每当可编程分频器的分频比改变1时, 得到输出频率增量为参考频率fr。为提高频率的分辨力就需减小参考频率fr, 这对转换时间等性能是十分不利的。传统的整数分频频率合成器的主要缺点是频率分辨率等于参考频率, 然而在许多应用系统中, 对频率合成器的频率分辨率要求较高, 整数分频频率合成器不能满足这些系统的要求。假若可编程分频器能提供小数的分频比, 每次改变某位小数, 就能在不降低参考频率的情况下提高频率分辨力。实现比任何单环整数分频频率合成器更小的步进, 从而解决了传统整数分频频率合成器分辨率低的限制。

所谓小数分频频率合成, 就是控制分频系数以一定的规律变化, 从而将总的分频系数等效为一个小数。例如, 要实现N=5.3的小数分频, 只要在每10次分频中, 做7次除5、3次除6, 就可以得到:

其中E和F分别为小数分频系数的整数和小数部分。

同理, 若要实现N=E.F=27.35, 只要在每100次分频中, 做65次除27、35次除28, 即可得到:

根据以上原理得到基本的小数分频频率合成器的原理, 一部分是一个基本的锁相频率合成器, 在VCO和程序分频器之间增加了一个脉冲删除电路, 在鉴相器和环路滤波器之间串接了一个加法器。另一部分, 其核心是一个累加器 (ACCU) 。所要求的分频系数的整数部分E和小数部分F分别存放在两个存储器中, E和F都可用微机或外部电路进行控制。在小数分频频率合成器中, 如果F在0~0.9之间连续变化, 则频道间隔为0.1fr;如果F在0~0.99之间变化, 则频道间隔为0.01fr。也就是说, 小数分频锁相频率合成器的频率分辨率决定于分频系数中小数的位数。位数越多, 则分辨率越高。

2 小数分频频率合成器Simulink仿真分析

2.1 仿真模型设计

图1给出了单环单模锁相频率合成器的仿真模型。脉冲发生器用Sources中的Pulse Generator。用于产生幅度为1, 频率为Fr的方波脉冲作为基准频率源。周期Period设为1Fr。锁相环路部件包括鉴相器、放大器、环路滤波器和压控振荡器。模型中用了一个NN+1分频器, 累加器输出的Carry信号由In2端送入, 一方面直接送入N+1分频器。另一方面经反相后送入N分频器。因此当累加器输出Carry为0时, 分频系数为n;而当累加器输出为1时, 分频系数被置为n+1。两个分频器输出经Merge模块合并由Out1端输出。从而得到平均分频系数为1 (-m) n+m (n+) 1=n+m。仿真模型还用了3个示波器分别用于显示参考频率信号、参考分频器输出信号和合成器输出信号的波形。3个示波器都直接用Simulink的Sinks库中的Scope模块实现。在模型还调用一个子系统用于测量合成器输出信号的频率, 并在数字显示模块中显示出合成器的输出频率。

2.2 仿真参数设置

在仿真模型的各参数中, 大部分参数都是用变量的形式表示的, 其中包括分频系数N=n.m (n和m分别为分频系数的整数和小数部分) 、脉冲发生器输出的参考频率rF, VCO的静态频率qF和控制灵敏度Sen等。而环路滤波器的带宽、放大器的放大倍数等都根据以上参数自动设置。此外, 仿真之前还需设置系统仿真参数, 其中需要设置的主要参数有:

Stop time:仿真结束时间, 这里设置为500Fr;

Max step size:仿真最大步长, 这里设置为.04 (n Fr) 。

显然, 以上两个仿真参数决定于合成器中各部件的参数。由于合成器参考输入频率为fr, 输出频率为:

其中m<1。则以上两个参数决定了仿真的总时间包括了参考脉冲信号的500个周期, 而最大仿真步长决定了在输出信号的一个周期中至少采样2.5个点。从而保证了仿真的精度。

2.3 仿真结果分析

首先在MATLAB命令窗口中设置环路参数为:n=1 0, m=0.3, Fr=1 0 M H z, Fq=90 MHz, Sen=VMHz10

则根据合成器的工作原理, 可以求得合成器输出频率为:

合成器输出信号显示的波形, 同时在模型窗口中的数字显示模块上显示1.03e+008, 表示合成器输出频率为103 MHz。如果其它参数保持不变, 将m修改为0.5, 则模型窗口中的数字显示模块上显示合成器输出频率为105 MHz。由图3所示示波器显示的波形也能计算求得合成器输出频率与理论分析的结果一致。

3 结语

基于MATLAB的小数分频频率合成器的设计模型较好的解决了通常整数锁相频率合成器存在着的高频率分辨力与快速转换频率之间的矛盾。小数分频频率合成器在实现相同的分辨率的情况下可以有更高的鉴相频率, 当然, 在具体实际应用中, 如何更合理地选择各个器件和设置各项相关参数是十分重要的环节。

参考文献

[1]郭桂良, 杜占坤, 高海军.一种高分辨率小数分频频率合成器[J].固体电子学研究与进展, 2009 (4) :515-519.

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