直接提取论文

直接提取论文（精选4篇）

直接提取论文 篇1

0 引 言

在软件无线电(SDR)技术实现的收发系统中,数字锁相环在载波同步、位同步、相干解调、信号跟踪、频率选择等方面发挥着重要作用,已成为数字调制/解调,数字上变频/下变频中不可缺少的核心器件。接收机为了提取载波,普遍采用平方环法和科斯塔斯环法,其中平方环以其电路结构简单而得到了广泛应用。但在平方环电路的设计中,由于NCO(或VCO)工作在2ωc频率上,当环路锁定后,其NCO(或VCO)的输出需经过二分频才能得到所需载波。而二分频电路在实现过程中,特别是在对NCO进行数字分频时,用FPGA实现太耗资源。

以下提出一种新的数字平方环电路,实现了从BPSK信号中提取相干载波的功能,简单易行,便于实现,并对其进行了数学推导和建模仿真,具有良好的实用价值。

1 锁相环的结构

锁相环(PLL)由鉴相器(PD)、环路滤波器(LF)以及数控振荡器(NCO)组成,如图1所示。

鉴相器通常由乘法器来实现,鉴相器输出的相位误差信号经过环路滤波器滤波后,作为数控振荡器的控制信号,而数控振荡器的输出又反馈到鉴相器,在鉴相器中与输入信号进行相位比较。PLL是一个相位负反馈系统,当PLL锁定后,数控振荡器的输出信号相位将跟踪输入信号的相位变化,这时数控振荡器的输出信号频率与输入信号频率相等,但相位保持一个微小误差[1]。

2 平方环法的工作原理

在平方环载波恢复电路中,BPSK信号经平方后得到两倍载频的频谱分量,用锁相环提取这一分量,然后进过二分频可得到载频分量,如图2所示。

设BPSK信号平方后得到:

undefined

当g(t)为矩形脉冲时,有undefined,假定锁相环锁定在2ωc频率上,NCO的输出信号为S(t)=Asin(2ωct+2Δφ),其中Δφ是对输入信号相位的估计值。

因鉴相器采用乘法器实现,则鉴相器输出相位误差信号为:

undefined

经过环路低通滤波滤除高频分量为:undefined,得到的信号为[2]:Kdsin(2Δφ)⧋KdΔφ。其中,Kd=KpA/4。环路滤波器的输出仅与数控振荡器输出和输入信号之间相位差有关,控制电压,以准确地对数控振荡器进行调整。显然,当本地恢复的同相载波与调制载波达到同频同相时,Δφ=0。因此,解调的关键在于调整NCO输出信号的频率和相位,使其最终满足Δφ=0或在一个很小的范围内,即相干解调的本地载波同步问题[3]。锁相环在工作时可能锁定在任何一个稳定平衡点上。这意味着恢复出的相干载波可能与所需要的理想本地载波同相,也可能反相。由于本地参考载波有0,π模糊度,因而解调得到的数字信号可能极性完全相反,从而1和0倒置。这对于数字传输来说当然是不能允许的。克服相位模糊度最常用且最有效的方法是在调制器输入的数字基带信号中采用差分编码。

3 改进平方环的工作原理

改进的平方环载波恢复电路,如图3所示。利用DDS产生的NCO数控振荡器能够输出完全正交的正余弦信号,并考虑到三角函数之间的关系sin(2ωct+2Δφ)=2sin(ωct+Δφ)cos(ωct+Δφ),因此这里将NCO的频率锁定在载波频率ωc上,然后将NCO两路正余弦输出通过一个乘法器再增益2倍,并且在FPGA实现时,只需要进行简单的移位就能完成乘除法的运算,输出就为传统平方环的NCO输出,由于数控振荡器将频率锁定在ωc上,所以它的正弦输出即为提取的载波,省去了二分频电路。由于传统的二分频电路均采用数字分频电路,不能保持原有的正弦波形,因此还需要附加滤波器等电路。相比改进的电路要复杂得多,并且在实现上也不如改进之后的容易。

4 环路部件

4.1 鉴相器

在锁相环中,鉴相器(又称为相位检测器)是一个相位比较装置。它是将输入信号与数控振荡器的输出信号的瞬时相位进行比较,产生一个输出电压。这个电压的大小,直接反映两个信号相位差的大小;这个电压的极性,反映输入信号超前或滞后于数控振荡器输出信号的相对相位关系。由此可见,鉴相器在环路中是用来完成相位差与电压变换的,其输出误差电压是瞬时相位误差的函数[4]。

4.2 环路滤波器

环路滤波器用于衰减由于输入信号噪声引起的快速变化的相位误差和平滑相位检测器泄露的高频分量即滤波,以便在其输出端对原始信号进行精确的估计,环路滤波的阶数和噪声带宽决定了环路滤波器对信号的动态响应。文献[5]对几种常用的环路滤波器性能进行了详细的分析。由于一阶环路滤波器会产生稳态相差,从而降低系统误码性能;三阶环路滤波器实际实现难度较大;二阶环路滤波器在直流增益为无穷大,而频偏为常数的情况下,仍然能够实现稳态,实现难度适宜,即采用二阶环路滤波器,其结构框图如图4所示。

图中:C1,C2为滤波器的参数;Z-1代表单位时间延迟,具体的计算公式如下:

undefined

式中:ξ为环路阻尼系数,通常取0.707;ωn为阻尼振荡频率;Ts为频率控制字更新周期;Kd为环路增益。详细的推导见参考文献[6]。因此环路滤波器参数的设计关键在于ωn,Kd。通常设计时用滤波器的噪声带宽Bn 来取代ωn,即:undefined。锁相环路的各种性能对ωn,ξ的要求存在着矛盾和统一,增大ωn,ξ,可以增大捕获带,减小捕获时间,加强对NCO噪声的滤除,减小稳态相关,增大同步带,增大同步扫描频率;减小ωn,ξ,可以加强对输入噪声的滤除,延长平均跳周时间。增强一方性能,则会降低另一方性能[7],因此合理设计环路滤波器的参数能够优化系统的性能。

4.3 数控振荡器

NCO在环路中的作用就是产生理想的频率可变的正弦和余弦,确切地说是产生一个频率实时可变的正弦样本。正弦样本可以用实时计算的方法产生,但在高速采样频率中,NCO产生正弦和余弦的最有效办法就是查找表法,即事先根据NCO正余弦相位计算好相应的正余弦值,并以相应的相位角度作为波形存储器(ROM)的取样地址来存储对应相位的正余弦值。NCO的相位,可通过固定的频率控制字(载波频率)与环路滤波器的输出累加和相加得到[8],即可把存储在波形存储期内的波形抽样值(二进制编码)经查找表查出,完成相位到幅值转换[9]。NCO内部ROM正余弦表的大小影响输出波形的精度,越大的ROM正余弦表,得到的波形输出越理想,但同时增加了硬件资源。考虑到正弦信号的对称性,只存储1/4的周期,即0～π/2的波形,通过对输入到波形ROM的地址及其输出数据的关系,可按照一定算法予以实现[10]。

5 仿真与分析

利用Simulink对改进的平方锁相环进行了仿真。由于用FPGA实现时,可直接定义DDS为两路正交的输出,而在Simulink模型中,数控振荡器的输出仅为一端输出。在此为了简单起见,搭建锁相环模型时用到了两个数控振荡器,为得到正交的输出只需要将两个数控振荡器的相位差定为π/2即可。这样做不仅大大地简化了搭建模型的时间,而且对仿真本身没有任何影响,仿真核心部分如图5所示。仿真条件:初始相差为π/3;初始频偏为5 kHz;调制方式为BPSK;码元速率为2 Mb/s;载波频率为4 MHz。

仿真模型如图6所示。其中,Bernoulli Binary Generator和Sine Wave模块分别产生伯努利分布的随机二进制数序列和载波信号,将随机二进制数序列通过简单的变换模块,生成双极性不归零码,再一起送入Product模块完成BPSK调制。因为该仿真主要是验证算法的可行性,所以假设是在理想的信道下传输的。在接收解调端,使用乘法器Product1完成平方功能,也可将该乘法器用绝对值模块等非线性器件模块代替。Product2作为锁相环的鉴相器,并且该锁相环路为二阶环。为了验证该算法的可行性,设置NCO的中心频率与发送载波频率之间有一定误差,控制灵敏度也可通过仿真实验确定。为了更好地比较仿真结果,Sine Wave1模块的频率与NCO设置的中心频率一致,并将输出一起送进示波器进行观察分析。

示波器Scope2对比显示了双极性不归零码与相干载波乘积的输出和未经过锁相环路乘积的输出。图7给出了乘以载波之后的信号波形(示波器的横坐标表示时间轴,物理符号是t,单位为s,物理量为2 μs;纵坐标表示信号的强度)。为了更加清晰地观察图形,图7波形是低通和抽样判决器之前的波形。从图中对比不难看出,改进的锁相环路能够很好地将信号解调出来,从而达到了预想的效果,并通过仿真得知其仍然能够应用于相关的领域(如调制解调),然而对于有相位差和频偏的载波已经不能解调出原始的信号了。仿真中,如果减小NCO的灵敏度,可观察到锁相环失锁。示波器Scope对比显示了原始双极性不归零码和解调判决的输出,如图8所示(示波器的横坐标表示时间轴,物理符号是t,单位为s,物理量为5 μs;纵坐标表示信号的强度)。解调输出的序列比原始序列稍有延迟,但是不难发现,改进的平方环载波恢复电路能够准确地解调调制后的信号,延迟是由于解调模块中的低通滤波和抽样判决引起的。

6 结 语

讲述了平方锁相环的工作原理,并着重讨论了设计思想和过程。在通信飞速发展的今天,进一步简化了锁相环路,该想法为以后的发展提供了很大的参考价值与创新理念,使得平方环不仅仅局限于应用到输入信号载波频率较低的环境中,在较高的条件下也能够用它来实现,而且平方锁相环的结构较科斯塔斯环要简单。

摘要：在采用相位调制的软件无线电接收机中,载波恢复电路起到了关键性作用。研究一种用于通信的载波同步平方环电路,在传统平方环的基础上,增加了一个乘法器,当用FPGA实现数控振荡器(NCO)时,利用输出的正余弦波完全正交的特点,将平方环的频率直接锁定在载波频率上,省去了二分频电路。阐明了其工作的基本原理和设计思想,并给出了在Simulink环境下的结构框图以及仿真波形。通过这样的改进,平方环载波提取电路更为简单,由于锁定频率即为载波频率,因此能够应用于输入信号载波频率更高的环境中,具有更广泛的应用价值。

关键词：锁相环,载波提取,数控振荡器,环路滤波器,Simulink

参考文献

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[3]苏伟.基于软件无线电的BPSK_QPSK解调器的研究[D].北京:北京化工大学,2008.

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[10]邓延安.直接数字频率合成单象限存储结构的VHDL语言实现[J].安徽工程科技学院学报,2006,21(1):37-39.

直接提取论文 篇2

摘要：我国盐湖锂资源丰富,但开发的理论基础和技术关键均没有实质性突破,高镁锂比卤水中锂的直接提取技术的突破是我国盐湖锂资源开发的急迫需求。该课题以国家战略需求为导向,着眼于解决国际上高Mg/Li比盐湖卤水提锂的关键技术问题,符合国家中长期科技发展纲要的要求。通过该课题研究,将提高盐湖锂资源提取技术集成创新能力,实现盐湖资源平衡综合开发和利用,促进盐湖地区资源优势转化为经济优势,构建盐湖卤水综合利用的新型产业链。主要研究内容包括:(1)分离用锂离子筛功能材料设计与制备:设计制备对Li+具有特殊选择性和高交换容量的离子筛型吸附剂,研究Mg/Li比与其他共存离子对提锂性能的影响,揭示离子筛氧化物结构与其反应分离性能之间的内在规律。(2)盐湖锂离子快速识别络合吸附材料合成及制备:采用传感信号响应技术,设计并快速筛选高选择性锂离子受体,创制新型络合吸附分离材料,探讨材料构性等对锂离子的分离性能,提出最优化的分离材料设计方案,研究络合吸附材料微观结构与锂离子吸附性能的关系。(3)盐湖高锂选择性复合吸附材料合成与优化:发展以分子模拟技术为指导、高锂选择性为导向的新型复合吸附材料设计方法,实现以氢氧化物为改性吸附剂的可控合成,确定合成工艺中优化的改性吸附剂浓度,并优化合成工艺参数。(4)吸附功能材料规模化制备关键技术:冷模研究规模化制备吸附材料合成釜中流体流动特性,结合CFD确定合成釜放大关键参数和放大准则;研究成型工艺,考察在吸附-脱附过程中的稳定性;批量制备吸附剂。(5)卤水直接提锂工艺及示范装置:确定吸附-脱附最佳工艺流程和参数;建立提锂过程模型,通过模拟和分析确定最优工艺参数;开发新型Li Cl分离技术工艺软件包;建设100 t/a氯化锂提取装置,并进行示范运行。(6)Li2CO3精制加工关键技术研究:针对不同的卤水组成,开发相应的除杂富锂关键技术,获得初级碳酸锂产品,并进一步精制加工,最终形成适应我国盐湖资源特点的高纯碳酸锂和电池级碳酸锂产品制备成套技术。预期目标:(1)建立100 t级Li Cl提锂示范装置。锂的收率≥85%,Li Cl纯度≥99%;(2)申请相关发明专利8~10项;发表高水平论文10~15篇;(3)培养博士研究生8~10名,硕士研究生12~15名,形成1个专门从事盐湖资源开发利用的创新团队。

关键词：锂离子筛,络合吸附材料,Li2CO3精制

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直接提取论文 篇3

1.1 试剂与仪器甲醇(色谱纯);石油醚(沸程30~60℃);BHA、BHT(纯度>99%)sigma公司。

漩涡振荡器:液相色谱仪:LC5500紫外检测器,色谱柱:大连依利特C18(250×4.60mm),柱温:室温,流速:1ml/min,进样量20μl,波长:280nm,流动相:0.02mol/L乙酸铵-甲醇(95:5)。

1.2 BHA、BHT混合标准储备溶液分别准确称取1.

000g BHA、BHT用甲醇溶溶解并定容至100ml,则标准溶液含各抗氧化剂10.000mg/ml,低温避光保存。

1.3 标准使用溶液准确移取上述混合标准储备溶液10.

0ml于100ml容量瓶中,用甲醇定容得到1.0mg/ml标准使用液。上述各试剂除说明外均为分析纯(AR)试剂,所用水为17.0MΩ·cm超纯水。

1.4 工作曲线的制备取10ml具塞比色管,按顺序各加入2.

0g空白(无BHA、BHT)葵花籽油,准确加入0.0、0.1、0.2、0.4、0.5ml BHA、BHT混合标准使用溶液,混和,再按序各加入2.0、1.9、1.8、1.6、1.5ml甲醇,即得到对应的甲醇层中混标浓度为0、50、100、200、250μg/ml,将其涡旋混匀,静置分层后,吸出甲醇层于10ml离心管内,离心3~5min,(4500r/min),取上清液进行测定。

1.5 样品分析

1.5.1 食用油。

直接称取样品2.00g于10ml具塞比色管中,加甲醇2.0ml,涡旋混匀,以下按1.4标准曲线步骤进行。由峰面积代入回归方程计算结果。

1.5.2 饼干即食面等含油脂食品。

称取100g粉碎样于250ml标准具塞锥形瓶内,加入100ml石油醚,浸渍样品,振荡放置3~4h后,用定性滤纸过滤,再用100ml石油醚浸提样品两次,每次浸提10min左右,过滤合并滤液,于60℃水浴中挥出石油醚,余下油脂。称取该油脂2.00g于10ml具塞比色管内,加入2.0ml甲醇,涡旋混匀,以下同1.4步骤操作。

1.6 结果计算计算公式:x=m×1000×1000c×v×1000×1000

式中:x—食品中以脂肪计BHA(或BHT)的含量,g/kg;c—根据标准回归方程计算出的待测溶液的浓度,μg/ml;v—待测溶液定容的体积,ml;m—油脂的质量,g。

2 结果与讨论

2.1 色谱条件的选择

2.1.1 测定波长的确定。

根据波长扫描结果,278nm处吸收较强,但机体干扰较多,280nm处的基体紫外吸收少,干扰相对减少,故选择波长为280nm。

2.1.2 流动相的选择。

流动相为甲醇时,出峰时间过于靠前,流动相为甲醇+水(80+10)时BHA(或BHT)峰拖尾,加入0.02mol/L乙酸铵缓冲溶液,峰形对称性大大改善。甲醇的比例影响BHA、BHT的分离效果,甲醇比例低BHA、BHT的分离系数越大,但出峰时间相应延长。试验表明当0.02mol/L乙酸铵-甲醇体积比95:5时,分离效果好,BHA、BHT的分离效果好。

2.1.3 色谱分离。在1.1的条件下测定,BHA、BHT的保留时间分别是9.12min、11.34min,峰形及组分分离效果均好。

2.2 提取液的选择BHA、BHT在水中溶解度不大,易溶于甲醇、乙醇及石油醚。

文献中选用98%乙醇提取TBHQ,但不能保证BHA、BHT的完全提取溶解。本方法采用直接在样品中加甲醇提取,是因为BHA、BHT在甲醇中的易溶性,而油脂难溶于甲醇的特性,将BHA、BHT从油脂中提取出来,保证了组分的纯度和质量。从本设计方案与国标法的分析结果看出,国标法存在系统偏低的趋向,是由于国标法操作中的多次转移,分离和提取过程的损失造成。

2.3 BHA有α和β两种异构体,在测定中若标准品不纯会出现色谱峰分叉。

2.4 回归方程相关系数按1.

4方法得BHA回归方程为:Y=2.127X-3.24,相关系数r=0.9997;BHT回归方程为:Y=60.32X+0.70,相关系数r=0.9998。

2.5 样品分析结果回收率样品及加标回收率测定。

添加质量浓度为0.01%~1.0%时BHA的回收率为93.6%~103.9%,BHT的回收率为97.5%~108.5%。

2.6 当样品取样量为5.00g时,方法检出限:BHA为1.0mg/kg,BHT为0.5mg/kg。

2.7 与国标法的比较本法与国标法的比较结果。经t检验,两法无显著性差异。

摘要：目的:建立一种油脂和食品中用甲醇将BHA、BHT溶解出来,在拟定的测定参数下,直接进样分离,检测的方法。方法:采用C18(250×4.60mm)色谱柱,流动相为0.02mol/L乙酸铵-甲醇(95:5体积比),流速:1ml/min,紫外检测波长280nm;进样量20μl;外标法定量。结果:方法标准曲线线性良好,BHA回归方程为:Y=2.127X-3.24,回归系数r=0.9997;BHT回归方程为:Y=60.32X+0.70,回归系数r=0.9998。添加质量浓度为0.01%～1.0%时BHA的回收率为93.6%～103.9%,BHT的回收率为97.5%～108.5%。结论:该方法操作简单、准确、回收率高,精密度良好,重现性好,可用于食用油、饼干等食品中BHA、BHT的测定。

关键词：高效液相色谱法,BHA、BHT,食品检验

参考文献

[1]杨祖英.食品检验[M].第1版.北京:化学工业出版社,2001,3:44-46.

[2]ZBX04023-87出口食品中BHA、BHT含量的气相色谱测定方法[S].

[3]GB/T5009.30-2003食品中叔丁基羟基茴香醚(BHA)与2,6二叔丁基对甲酚(BHT)的测定[S].

直接提取论文 篇4

高电子迁移率晶体管 (HEMT) 通过异质结界面的导带不连续性, 产生具有高电子迁移率和饱和漂移速度的二维电子气, 其作为单极型器件表现出高电子迁移率、低噪声、低功耗及高增益等特点, 在高速、高频等应用领域中占据重要的地位[1,2,3,4]。准确的器件模型是工艺研制和集成电路设计的纽带, 其对工艺进行监测和指导, 提高了集成电路设计的成功率、缩短了电路研制周期。小信号模型作为大信号模型及噪声模型的基础, 可以分析器件固定偏置状态下增益、阻抗、噪声等特性, 因此有效的小信号参数提取方法不仅对器件的研究有指导意义, 更是建立器件模型及电路设计必不可少的步骤。

小信号等效电路是用一定数目的集总元件来表征器件的整体性能, 模型的复杂度和精确度需要根据器件物理结构和模型应用的具体要求来定。小信号等效电路参数的提取主要分为直接提取和参数优化的方法。参数优化方法根据特定条件的参数初始值, 按照一定条件确定各种参数之间的大小关系并进行参数优化, 最后根据误差函数来确定这些参数是否达到预设的优化目标。计算量很大, 优化与参数的初始值密切相关, 不准确的初始值会造成错误的提取结果。直接提取法则基于多种测试手段和物理结构的假设近似等方式, 直接提取某一个或者几个参数, 然后通过方程求解其他相关参数, 提取过程无需引入繁琐的数学优化过程, 提取速度快, 并且具有比较好的精度和较宽频带范围的适用性, 同时其能比较直观地反映器件物理本质, 得到的参数可以直接对比不同器件之间区别和优劣, 用于监控工艺过程中参数变化和开发新的工艺和器件结构, 直接提取方法是较好的计算方法。

外围寄生电容参数的提取是小信号参数提取的第一步, 外围参数的精度直接影响到进一步的参数提取准确度, 从而影响内部本征参数数值计算的正确性, 所以需要采取合适的方法进行外围寄生参数的提取。传统寄生参数提取主要是基于Cold FET方法, 其广泛应用于MESFET器件寄生参数的提出, 而对于一些新材料及新结构则需要进行一些改进。例如为了提高击穿电压, 通常漏栅间距大于源栅间距, 这与传统的源漏对称器件存在一定的偏差, 参数提取时一些近似假设就不成立。本文对传统ColdFET提取法进行改进, 通过Yong Long方法提取寄生电阻, 通过Open去嵌图形进行寄生电容的提取。

1 HEMT小信号模型的等效电路

当器件直流偏置点被设定为某个固定电流电压, 且信号源输入幅度可以跟k T/q相比拟或比直流工作电压小得多的情况下, 可认为器件工作在小信号模式。此时器件特性可以用一系列的集总参数元件来描述, 可以用形象的等效电路拓扑来表示, 模型中各个部分都有其相对应的物理含义, 和器件实际工作状态是一一对应的, 因此是分析器件各个部分对整体性能影响的重要工具。

传统的HEMT小信号模型的等效电路原理图如图1所示。其包括两部分:本征参数和非本征参数。本征参数为虚线框内部分, 其随着偏置变化。受控电流源表征器件栅压控制的源漏沟道电流, Rds为沟道电阻, 沟道电容Cds表征沟道源漏两端电子浓度不同形成的电容。栅金属与半导体接触所形成的肖特基结分成两部分, 一部分为栅源间 (Rf、Ri、Cgs) 肖特基结, 另一部分为栅漏间 (Rgd、Cgd) 肖特基结。Cgs和Cgd表征栅与源漏端沟道的电容耦合, 其值取决于栅下面耗尽区分布。Rf、Rgd分别表示栅源间和栅漏间漏电。跨导中的延迟因子:分布效应使得沿着栅宽方向耗尽层宽度不同, 沟道层电子将对势垒区的栅极电容充电, 因此会形成一定的延迟。

非本征参数为图中虚线框外面部分, 主要是寄生电容 (Cpg、Cpd) 、电感 (Lg、Ld、Ls) 和接触电阻 (Rg、Rd、Rs) , 且不随偏置的变化而变化。对于高频器件来说, 器件接触部分都应该看着分布传输线。其中寄生电感和寄生电阻主要用来表征分布传输线的相位延迟和损耗。随着线变窄, 传输线损耗增加, 寄生电阻增加。同时接触之间也会有寄生电容存在, 因此需要在栅漏和源之间加寄生电容。

2 参数提取理论

HEMT器件小信号模型参数提取过程分四步。第一步提取器件的源寄生电阻, 其在小信号模型参数提取过程中影响其他参数的提取, 因此其准确性直接影响到整个模型参数的精度;第二步提取器件的寄生电容、电感参数。寄生参数值通常较小, 但是其作为外围寄生参数, 其精度影响到进一步的本征参数数值计算的正确性, 在HEMT器件小信号模型电路参数的提取过程中十分重要;第三步是在前两步的基础上, 将寄生电容、电阻和电感去掉得到器件的本征模型并运用电路网络理论得到本征电路的各参数值;最后是对提取参数按照误差函数对其进行局部优化, 得到各项指标拟合较好的小信号模型。

2.1 源电阻Rs提取

根据公式 (1) 提取栅肖特基接触势垒的理想因子n和反向饱和电流Is, 此时器件漏电压VDS=0V。考虑到栅肖特基接触势垒反向偏置时, 反向扩散电流比较小, 而反向电压会增加势垒区电场从而增加产生率;正向电压过小时, 复合电流占主要位置, 理想因子接近2;随着正向电压增加, 指数项增加, 扩散电流为主, 增加过大会造成大注入现象, 从而使得正向压降落在空穴扩散区, 并且此时串联效应比较明显, 电流与电压成线性关系。理想因子n与反向饱和电流Is提取时, 正向电压需要根据不同的材料具体确定, 一般为1~10倍的热电压。

采用Yong Long方法[5]对寄生源电阻进行提取, 根据假设沟道电流远远大于栅电流;沟道电阻均匀分布, 不依赖于具体位置。栅电流如式所示, 其中△V表示由于沟道上电压变化给Ig或Vg所带来的误差, △V=n·νt·ln (F) 。漏电压从I1变为I2, 栅电流保持不变, 寄生源电阻可由式 (3) 求得。

其中, F= (1-exp (-u) ) /u;u=Vds’/ (nvt) , Vds’为栅下沟道源漏电压。当Vds’>7n Vt且I2/I1=1.1时, ln (F2/F1) =0.909;同时前面假设沟道电阻均匀分布, 因此测试时漏源电压应该足够小使得器件偏置在线性区。

2.2 寄生参数的提取

传统寄生电容的Cold FET提取方法[6], 栅源电压Vgs偏置在截止电压以下, 且漏电压VDS=0V, 认为栅下源端和漏端产生的耗尽层厚度几乎相同, 两个电容相等, 此时器件等效电路如图2 (a) 所示。在低频下, 电感和电阻的影响几乎可以忽略不计, 从而得到如图2 (b) 所示的等效电路, 用Y参数可以求解出寄生电容, 但使用该方法进行参数提取时, 发现容易出现负值, 可能是由于器件在截止状态下栅端等效电路不能完全反映出器件实际物理特性, 而且HEMT器件栅下本来就存在很强的肖特基特性, 虽然是截止状态, 但仍然会有少量电流通过从而影响了电容的提取, 同时对于新型结构器件, 为了增加器件击穿电压, 栅漏间距通常大于栅源间距, 这样器件本身就非对称, 因此图2 (a) 中的近似将不成立, Cold FET方法将不适合特定材料及其器件结构的寄生电容参数提取。

采用与器件外围结构相同但是没有内部有源区的开路去嵌图形, 进行外围寄生电容参数的提取, 在进行器件验证的时候就需要把整个器件看成一个整体进行模型的验证。经过检验这是一种很实用的方法, 并且模型参数的提取也很准确。图3为开路去嵌图形的等效电路。

根据二端口网络计算可以得到等效电路的Y参数表达式:

根据式 (4) - (6) 可以计算出外围寄生电容Cpga、Cpda和Cgda的数值分别为:

去除外围寄生电容参数后, 采用Cold FET技术对源电阻以外其他寄生电阻和寄生电感进行提取。器件栅电压Vgs>Vth且VDS=0V偏置下, 测量器件的S参数。为了消除HEMT器件栅肖特基电容效应, 需要施加很大的正向栅电压使得S11曲线处于感性范围, 忽略等效电路中电容的影响以利于电感和电阻的提取, 当然栅偏压应该在安全工作范围, 不应给器件肖特基造成不可逆的损伤。

首先将器件正向偏置下的S参数转化为Y参数, 并除去寄生电容的影响得到Yn, 在Cold FET forward偏置状况下, HEMT器件肖特基栅下采用分布效应进行等效, 得到除去寄生电容参数后的器件等效Zn参数如式 (10) - (12) 所示:

根据Dambrine方法提取寄生电感及其电阻。在Dambrine方法中根据假设, 栅肖特基接触等效为并联的电阻和电容, 当栅电流增大到一定程度时, 栅下容性阻抗忽略不计, 此假设在低频段有效。在低频下 (0.1GHz~5GHz) , 由式 (10) - (12) 可以得到寄生电感表达式如下所示:

在已知Rs的情况下, 结合式 (10) - (12) 可得到寄生电阻表达式如下:

Rc、Rd对偏置不敏感, 偏置主要对Rg影响比较大, 主要源于Dambrine方法中肖特基接触等效电阻Rdy与Ig成反比。根据Re (Zn11) 与不同偏置下的Ig进行拟合得到Rg。

2.3 本征电路参数的提取

根据HEMT器件等效电路拓扑, 其本征部分阻抗可以通过去除寄生电容的Zn参数减去寄生电感和电阻的影响而得到, 通过Dambrine方法计算出固定偏置下的器件本征参数初值, 并采用文献[7]描述的多偏置本征参数提取法对器件不同偏置本征参数进行提取。

3 参数判定及结果分析

正确的等效电路拓扑和可靠的等效电路参数提取过程是小信号模型准确性的必备条件, 为了保证所提取的等效电路参数更加符合设计精度同时满足模型在电路设计中的收敛性, 提取的参数需要根据目标函数进行小范围优化同时评估小信号参数准确性。

HEMT器件高的沟道电子迁移率和饱和电子漂移速度使其主要应用于高频电路中, 其S参数可以准确反映电路设计过程中的输入输出阻抗和增益等特性, 所以可以选择模型和测量的S参数之间的误差作为一个评判指标, 具体的误差εs计算如式:

其中, fk是测试的频率点, N是测试的频率点总个数, Smij (fk) 是不同频点下测试的S参数数据, Scij (fk) 为模型提取参数计算的S参数数据。

HEMT器件高的最大振荡频率保证了器件高的增益, 其广泛用于功率放大器MMIC的设计中。匹配网络的稳定因子是功放中的一个重要参数, 因此可以选择稳定因子作为一个评判指标。式 (19) 给出了稳定因子K的表达式, 相应的误差因子为εK。

其中, S*11是S11的共轭, △s=|S12S21-S11S22|。

另外, 功率增益是高频高功率器件的又一功能参数, 对于不稳定的器件有效增益同样是有限的值, 相比于单向功率增益和资用功率增益作为增益评判标准更加合理, 其有效增益及相应误差分别如下:

为了同时表征上面三个评判标准, 将以上三个误差项组合为一个整体ε作为目标误差函数, 并对提取的小信号参数进行优化和判断, 表示如式 (23) :

通过对提取的小信号参数按照目标函数进行调谐及优化, 最终使得误差项不超过3%。在对提取的小信号参数调谐优化过程中需要综合考虑器件频率特性的拟合。特征频率fT决定了数字电路中器件的开关速度, 而最大振荡频率fmax决定了器件功率增益能力, 其频率特性的准确性也是衡量模型的一个标准。特征频率fT及最大振荡频率fmax分别通过短路正向电流增益H21和单向功率增益MSG/MAG进行拟合, MSG/MAG通过ADS自带功能控件Maxgain实现, H21表达式如式 (24) 所示:

图4为在不同偏置下, HEMT器件测试S参数结果与提取的小信号模型仿真S参数的对比图。由图中可见, 参数拟合效果较好, 可以确定小信号模型等效电路参数比较准确, 表明本文介绍的小信号参数提取方法能准确提取HEMT器件小信号模型等效参数。

4 结束语

本文提出了一种直接提取HEMT小信号模型参数的新方法, 并成功的应用到HEMT小信号模型参数的提取中。该方法通过Open图形对器件寄生电容进行提取, 避免了Cold FET pinchoff条件下提取的寄生参数为负值的现象;同时通过Yong Long方法对寄生源电阻进行提取, 减少了模型参数提取复杂度。提取的参数按照S参数、K因子和有效增益综合目标进行优化, 并对器件频率特性进行拟合, 多偏置点下提取结果与测试符合完好, 验证了提出的参数提取方法的准确性。

参考文献

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[2]Deal W R, Leong K, Radisic V, et al.Low Noise Amplification at0.67 THz Using 30 nm InP HEMTs[J].IEEE Microwave andWireless Components Letters, 2011, 21 (7) :368-370.

[3]Elgaid K, McLelland H, Stanley C R, et al.Low noise W-bandMMMIC amplifier using 50nm InP technology for millimeterwave re-ceivers applications[C].Glasgow, Scotland:International Confer-ence on Indium Phosphide and Related Materials, 2005:523-525.

[4]Deal W R.Solid-state amplifiers for terahertz electronics[C].Ana-heim, CA:2010 IEEE MTT-S International Microwave SymposiumDigest (MTT) , 2010:1122-1125.

[5]Yang L, Long S I.New Method to Measure the Source and DrainResistance of the GaAs MESFET[J].IEEE electron device letters, 1986, 7 (2) :75-77.

[6]Dambrine G, Cappy A, Heliodore F, et al.A new method for deter-mining the FET small-signal equivalent circuit[J].IEEE Trans.Mi-crowave Theory Tech., 1988, 36 (7) :1151-1159.