低频信号源

低频信号源（精选9篇）

低频信号源 篇1

0 引言

Multisim10是加拿大图像交互技术公司推出的最新版电子仿真软件,它提供了强大的元件库、虚拟仪器库,设计界面简洁,适合模拟/数字电路的设计仿真。电子工程师和电子教学工作者可以利用它轻松地完成从理论到原理图的设计与仿真、再到电路原型的设计和测试[1,2]。电子电路或电子设备在安装,调试、维护时,信号发生器是在整个过程中必不可少的设备之一,可用于测试或检修各种电子仪器设备中的低频放大器的频率特性、增益、通频带等。本文采用Multisim10设计一输出频率为20Hz～200kHz,幅度为0V～5V的低频信号发生器。

1 低频信号发生器的系统原理

RC串并联振荡器的优点是稳定度高,非线性失真小,正弦波波形好,因此在低频信号发生器中获得的广泛的应用。低频信号发生器的系统框图如图1所示。包括主振电路、跟随器、衰减电路、功率放大器[3,4]。主振级产生低频正弦振荡信号,经电压放大器放大,达到电压输出幅度的要求,经输出衰减器可直接输出电压,用主振输出调节电位器调节输出电压的大小。电压输出端的负载能力很弱,只能供给电压,故为电压输出。振荡信号再经功率放大器放大后,才能输出较大的功率。阻抗变换器用来匹配不同的负载阻抗,以便获得最大的功率输出。电压表通过开关换接,测量输出电压或输出功率。

1.1 RC选频网络

主振采用RC串并联正反馈电路振荡电路,以及由同相比例放大器构成。RC串并联振荡器的频率调节方便,调节范围也较宽,其是一种正反馈式振荡器,R1、C1、 R2、C2构成的选频电路如图2所示,为了分析方便,取R1=R2=R,C1=C2=C,该选频网络中的传输系数Fu与相位角φF为:

undefined;

undefined

当频率undefined时,则有undefined,即相移φ=0,F为最大[5,6,7]。

1.2 起振稳幅

RC串并联电路维持自激振荡条件:(1)幅度条件:AF=1 表示反馈信号与输入信号的大小相等。(2)相位条件:ψ=2nπ(n为整数),表示反馈信号与输入信号同相。在电路开始起振时,激励信号很弱,这时电路需要正反馈,即AF>1,电路才能起振。起振后,输出信号的幅度慢慢增大,当达到设定值时,必须使AF=1,输出信号幅度才能稳定下来。因F=1/3,A为同相比例放大器,即A=1+RF/R=3,RF=2R。也就是说电路起振时RF>2R,输出达到设定值时RF=2R。为此RF由电位器RP与参考电阻RT两部分构成,RT并一正一反两二极管,起振时随反馈回路电流增大阻值减小,达到起振稳幅作用[5]。

1.3 频率调节设计

电路输出频率为undefined。调节输出信号频率时,通过调节R、C(如图3所示)。R有三个值可选,C采用双联可调电容。输出频率调节方法:

K:双联波段开关,切换R,用于粗调振荡频率。

C:双联可调电容,改变C,用于细调振荡频率。

1.4 幅度调节设计

低频信号发生器中的输出电压调节,可以分为连续调节和步进调节。为了输出电压步进和连续可调,采用电位器作连续电压调节,用衰减器作步进电压调节,按每档的衰减数逐档进行,衰减定为20dB、40dB、60dB三个档。衰减器电路如图4所示,图中R1=9000Ω,R2=900Ω,R3=90Ω,R4=10Ω[8]。这就使得它在电路中可以起到阻抗匹配的作用,能够使得后一级的放大电路更好地工作。电压跟随器常用作中间级,以“隔离”前后级之间的影响,此时也称之为缓冲级。

undefined

2 电路仿真

采用Multisim10,对信号源主振电路进行仿真,在工作区建立电路参数设置如图5所示,打开仿真按钮,电路起振并稳幅波形如图6所示,改变RC串并联回路R,C的参数,可得不同输出频率信号。(1)当R=32Ω,C=20nF,fo=249kHz,(2)当R=160Ω,C=10nF,,fo=10Hz。

3 硬件安装注意事项

(1)主振电路放大器与跟随器中集成运放选择注意要考虑带宽。(2)硬件电路调试时,如电路不能起振,图3中的RP可考虑用47k电位器代替以供调节。(3)为了有最佳负载输出信号,信号发生器应根据外接负载电路的实际负载值,输出阻抗进行变换与之对应。

4 结束语

采用Multisim10对RC正弦波振荡电路进行了设计仿真,仿真说明:设计低频信号发生器,低频达到10Hz,高频达到249.6kHz,幅度达到5V,波形失真度不到1%,完全符合设计的指标。由此可见,Multisim10可用于电子电路的设计,仿真分析,同时又可广泛应用于实验教学等方面,它简化了设计过程,节约了实验器材和仪器仪表的损耗,值得推广使用。

参考文献

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[8]卢庆林.模拟电子技术[M].重庆大学出版社,2000.

低频信号源 篇2

1． 实验目的

1)学习模拟小信号放大器设计的基本知识。

2)学习Protel，用其绘制电路原理图（Sch图）和印刷电路板图（Pcb图）。3)学习电路制作、调试和性能指标测试的基本技能。

2． 实验仪器

计算机、示波器、信号发生器、交流毫伏表、数字万用表、直流稳压电源。

3． 预习内容

1）复习关于集成运放的基础知识。

2）复习关于使用集成运放组成的低频小信号放大器方面的基础知识。

4． 实验内容

1）设计低频小信号放大器。对其的要求如下 信号源差模信号幅值约为1mV，内阻约为100 kΩ，信号基频约为1Hz，频带宽约为0.2Hz至100Hz。

信号源的干扰主要有以下两种：

内阻几乎为零的直流共模干扰，其幅值约为300mV。高内阻的50Hz工频共模干扰，其幅值约为伏量级。放大倍数为4000倍。

用手工绘制电路原理图。详细说明电路原理和选择器件与参数的依据。2）用EWB或Protel对电路做模拟分析。3）用Protel绘制电路原理图（Sch图）。4）用Protel绘制印刷电路板图（Pcb图）。5）制作所设计的电路。建议按以下步骤安装电路：

 做电源线、输入线和输出线。

 安装电源插座、输入插座和输出插座。

 安装电源去耦电路，给电路接直流电源，然后万用表测量集成电路的供电是否正常。 确认集成电路供电正常后，安装集成电路的插座。 安装四角处的螺杆，将电路支撑起来。 安装第一级放大器，即三运放放大器。

 调第一级放大器的CMRR。将两个输入端同接信号源的输入端，将信号源输出调至50Hz、幅值0.5V。用示波器监视其输出电压Vo的波形，调整电路，使输出电压幅值尽可能小。CMRR可按下式计算

 CMRR= AVd /AVC= AVd/(Vo /Vi) 该电路的CMRR可达90dB以上。 安装第二级电压放大器。

6）调整全电路的CMRR，使其尽可能大。测量全电路的共模放大倍数、单端输入差模放大倍数、输入端短路等效输入噪声。

低频信号发生器的设计 篇3

信号发生器一般指能自动产生正弦波、方波、三角波电压波形的电路或者仪器[1,2,3]。电路形式可以采用由运放及分离元件构成;也可以采用单片集成函数发生器。这里,采用分立元件设计出能够产生3种常用实验波形的信号发生器,并确定了各元件的参数,通过调整和模拟输出,该电路可产生频率低于10 Hz的3种信号输出,具有原理简单、结构清晰、费用低廉的优点。该电路已经用于实际电路的实验操作。

1 波形转换原理

1.1 方波和三角波的产生

方波-三角波-正弦波信号发生器电路由运算放大器电路及分立元件构成,其结构如图1所示。它利用比较器产生方波输出;方波通过积分产生三角波输出[4]。

1.2 利用差分放大电路实现三角波-正弦波的变换

波形变换原理是利用差分放大器传输特性曲线的非线性,波形变换过程如图2所示[5]。由图2可以看出,传输特性曲线越对称,线性区域越窄越好;三角波的幅度Uim应正好使晶体接近饱和区域或者截至区域。

2 电路设计及参数调整

根据设计功能,电路的设计过程分为正弦波、方波、三角波3部分。

2.1 方波与三角波的产生及转换电路

图3中U1构成同相输入迟滞比较器电路,用于产生输出方波。运算放大器U2与电阻Rp2及电容构成积分电路,用于将U1电路输出的方波作为输入,产生输出三角波。

方波部分与三角波部分的参数确定如下:

根据性能指标可知,由${\rm T}=\frac{4R{}_4(R{}_4+R{}_{\text{p}2})C}{R{}_3+R{}_{\text{p}1}}=\frac{1}{f}$可见,f与C成正比,若要得到1～10 Hz输出,C=10 μF;若要得到10～100 Hz输出,C=1 μF。此时,R4+Rp2=7.5 ～75 kΩ,若取R4=5.1 kΩ,则Rp2=2.4 kΩ或者Rp2=69.9 kΩ,因为Rp2=100 kΩ时,$V{}_{\text{三}\text{角}}=\frac{R{}_2}{R{}_3+R{}_{\text{p}1}}V{}_{\text{方}\text{波}}$。

根据输出的三角形幅值5 V和输出的方波幅值14 V,若有:R2/(R3+Rp1)14=5⇒R2/(R3+Rp1)=5/14时,R2=10 kΩ,则有Rp1⧋47 kΩ,R3=20 kΩ。

根据方波的上升时间为2 ms,可以选择74141型号的运放。由此可得调整电阻为:

$\begin{array}{l}R{}_1=R{}_2//(R{}_3+R{}_{\text{p}1})\stackrel{\Delta }{\_}10\text{k}\text{Ω}‚\\ R{}_5=(R{}_4+R{}_{\text{p}2})\stackrel{\Delta }{\_}10\text{k}\text{Ω}\end{array}$

2.2 正弦波产生电路

正弦波产生电路如图4所示。由于选取差分放大电路对三角波-正弦波进行变换,选择KSP2222A型的管,其静态曲线图像如图5所示[6]。

根据KSP2222A的静态特性曲线,选取静态工作区的中心静态电流和电压分别为:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{c}}=5\text{m}\text{A},{\rm I}{}_{\beta }=0.25\text{m}\text{A}\\ V{}_{\text{c}\text{e}}=0.12\text{V},\beta =20\end{array}$

根据直流通路有:

$\begin{array}{l}R{}_{\text{c}1}\times {\rm I}{}_{\text{c}}+V{}_{{}_{\text{c}\text{e}}}=12\Rightarrow R{}_{\text{c}1}=R{}_{\text{c}2}=20\text{k}\text{Ω}\\ V{}_{\text{b}2}=R{}_{\text{b}2}\times {\rm I}{}_{\text{b}}\Rightarrow R{}_{\text{b}2}=6.8\text{k}\text{Ω}\\ V{}_{\text{o}2}/2=0.7+{\rm I}{}_{\text{e}}\times R{}_{\text{p}4}/2\Rightarrow R{}_{\text{p}4}\stackrel{\Delta }{\_}100\text{Ω}\end{array}$

因为静态工作点已经确定,所以静态电流变成已知。根据KVL方程可计算出镜像电流源中各个电阻值的大小:

$R{}_{\text{e}4}=R{}_{\text{e}3}=2\text{k}\text{Ω},R=8\text{k}\text{Ω}$

2.3 系统集成

把各分电路集中在一块电路板上,共用电源和接地端后,整个信号发生器的结构变得紧凑美观,集成电路图如图6所示。

3 模拟实验结果及分析

3.1 模拟结果

利用Multisim软件画出电路图[7],在相应点接上示波器,模拟电路结果。

改变Rp2的值,由2.4 kΩ变为5.6 kΩ的输出结果对比如下。

3.2 结果分析

(1) 频率范围

为便于测量,将电路图上的方波信号接入示波器,并合上C1=10 μF的开关,断开C2=1 μF的开关,然后调节Rp2,并测出此时方波信号频率的变化范围;断开C1的开关,合上C2的开关,按照同样的方法调节Rp2,并记录方波信号频率的变化范围,结果如表1所示。电路的三种输出波形对比如图7所示。

(2) 输出电压

方波信号接入示波器,调节Rp1,得方波峰峰Vpp=14 V;撤除方波信号并接入三角波信号,调节Rp1,测得三角波峰峰值Upp=5 V;将正弦波信号接入示波器,调节Rp3和Rp4,测得正弦波峰峰值Upp=2.8 V。

4 结 语

函数信号发生器的性能

指标主要取决于元器件的选择以及电路元器件参数的选择。在电路中接入示波器将对电路的负载匹配产生一定的影响,进而影响波形输出。该设计中采用Multisim软件对设计出的电路进行模拟,对结果进行了仿真,电路可产生低于10 Hz的三种信号波形,输出电压可以达到合理范围,该电路已经应用于实验操作中。

参考文献

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[7]尹勇,李林凌.Multisim电路仿真与入门[M].北京:科学出版社,2005.

[8]黄超,杨瑞明,杨广辉.任意信号发生器软件设计[J].现代电子技术,2008,31(10):177-179.

低频信号源 篇4

超低频信号发生器由两个CPU控制，主、从CPU都以MCS一51系列单片机8031为核心，配以锁存器74LS373、和EPROM27128构成单片机最小系统。从CPU主要是产生正弦信号，经过D/A转换和运算放大器，信号形成后经过一级功率放大送到雷达天控系统的相敏检波器，其正弦信号的幅度、频率均受主CPU的控制。主CPU和从CPU之间的通信采用串行通信，通信方式为异步通信，引脚是10(RXD)和110(TXD)，一个是接收，一个是发送。在本系统中主CPU通过串行通信控制从CPU，初始化串行口工作方式1，波特率为1200baud。

3.2 数模(D/A)转换部分

低频电磁信号的频率细化技术 篇5

通常情况下,要提高频谱分辨率,常采用快速傅里叶变换的方法来分析信号的频谱。由频率分辨率公式可知,要提高频率分辨率,可采用增加采样点个数,或降低采样频率。当采样频率一定时,要提高频率分辨率就要增加采样点数,但这样会使数据量和存储空间迅速增加,增加了计算量;而后者受到采样定理的限制,降低采样频率有一定的限度,但频率细化快速傅里叶变换算法可以满足这样的要求。所谓的频率细化技术是一种一定频率范围内能提高频率分辨率的测量技术。文中通过复调制频率细化技术,对低频电磁信号进行细化。在Matlab环境下分别对低频的理论电磁信号和实际信号仿真,并与线性调频Z变换仿真结果进行比较,得到在低频电磁信号中频率细化的特点,证明该方法的有效性和可行性。

1 复调制频率细化(ZFFT)方法

1.1 复调制(ZOOMFFT)细化方法的基本原理

复调制细化方法(ZFFT)能以指定的、足够高的采样频率分析频率轴上任一窄带内信号的频谱结构,在序列变换点数相同的条件下,ZFFT可以得到较高的频率分辨率;而当频率分辨率相同时,ZFFT与常规的快速傅里叶变换相比则需要更少的变换点数。

设一个模拟信号为x(t),经过抗混滤波器、A/D转换后得到采样时间序列x(n),n=0,1,…,N-1,采样频率为fs;要细化的频带为f1～f2,细化频带的中心频率为f0;细化倍数为D;N为FFT分析的点数,其过程如下:

(1)复调制移频[1,2]。将信号频域坐标向左或向右移,将被观察频段的起点作为频域坐标的零频位置。即用因子exp(-j2πnf0/fs)乘以离散信号x(n)来实现复调制,将细化频带的中心频率移至频率轴的零频位置,得到结果

(2)通过数字低通滤波器。在重新采样的情况下,为确保不发生频谱混叠,则需要进行抗混叠滤波,滤除所需频段的信号。设D为频率细化倍数,此时fN=fs/2D为低通滤波器的截止频率。

(3)对信号进行再次采样。信号的频谱经移频和低通滤波后,所要分析信号的频带变窄,这样就能得到较低的采样频率fs0=fs/D,从而对信号进行重采样。

(4)对信号进行FFT处理[6]。对重新采样后的N点序列进行FFT处理,得到N条谱线,其频率分辨率为Δf0=fs0/N=fs/ND=Δf/D,可以看到频率分辨率提高了D倍。

(5)频谱调整。将细化后的谱线移到实际频率处,这样可以得到细化后的频谱。第(4)步得到的频谱为YN(k),最终的细化频谱为X(k)。

$X(k)=\{\begin{array}{l}Y{}_{{\rm N}}\left(k+\frac{{\rm N}}{2}+1\right),k=0,\cdots ,\frac{{\rm N}}{2}-2\\ Y{}_{{\rm N}}\left(k-\frac{{\rm N}}{2}+1\right),k=\frac{{\rm N}}{2}-1,\cdots ,{\rm N}-2\\ 0,k={\rm N}-1\end{array}(2)$

1.2 流程图

根据复调制细化的原理,得到复调制细化的流程图,如图2所示。

在流程图的基础上对复调制细化进行编程,得到实现程序。然后通过Matlab 对信号进行仿真,同时对仿真结果进行分析[7]。

2 复调制频率细化的Matlab实现

2.1 模拟低频电磁信号

给出一个模拟信号,针对复调制频率细化方法进行仿真模拟。设x(t)由f1=95 Hz和f2=95.5 Hz两个频率组成,振幅为A1=2和A2=1的两个正弦信号组成。

采样频率1 024 Hz,采样点数1 024,放大倍数为10。对信号x(t)进行采样,则频谱的分辨率Δf=fs/N=1 024/1 024=1 Hz,而f2-f1=0.5 Hz,因此要把这两个频率分辨开就需进行频率细化,将频谱在94～96 Hz的范围内细化D=10倍。

针对低频电磁信号细化的实际需求设计了一个低通滤波器,如图3所示。

为了在重新采样的情况下,保证频谱不发生混叠,将信号通过设计的低通滤波器,滤掉高频成分,得到要细化的频段,对其进行复调制细化,从而使细化结果更准确[2]。

2.2 对模拟信号进行复调制细化仿真

2.2.1 信号的时域图和频谱图

在Matlab中,对信号进行仿真分析,结果如图4,图5所示。

从图5中可以看出两个频率的频谱是重叠在一起的,无法区分。

2.2.2 信号重新抽样

对信号的频谱进行移频,移到零频位置对其重新抽样。

从图7中可以看到,经重新采样后,对其进行快速傅里叶变换,在零频位置已将混叠在一起的两个频率的频谱区分开,达到细化的目的。

2.2.3 将频谱恢复到原始位置

图4～图8反映了复调制频率细化的细化过程,通过仿真过程,看到了频率细化是有效、可行的。将两个混叠的频谱区分开来,而且过程非常明晰[3]。

2.3 线性调频CZT的仿真结果

对同一信号进行 线性调频Z变换,其细化结果如图9,图10所示。

如图9和图10所示,经过CZT细化后,这两个频率的频谱依然重叠在一起[6]。

2.4 仿真结果比较

2.4.1 比较结果

仿真得到的测量数据与信号的理论值进行比较,结果如表1所示。

表1所示,CZT仿真得到的实际数据与理论值的误差较大,而ZFFT所得到的误差相对较小,即ZFFT得到的结果更接近原始值。

2.4.2 计算时间比较

表2给出了两种方法计算时间的比较,随着放大倍数的增加,对ZFFT的运算时间影响不大,而线性调频Z变换算法的计算时间随放大倍数变大而增加。

2.4.3 计算量的比较

(1)复调制:

设频率分辨率Δf=fs/N。细化倍数D=Δf/Δf0,在获得Δf0的分辨率后,在复调制时,调制系数的计算则需要N次复数乘法,对重采样的N个点进行计算,移频时需要N点复数乘法,由计算公式可知,N点FFT运算量为$\frac{1}{2}{\rm N}\log {}_2{\rm N}$,这里数字滤波器的阶数为M,在计算滤波器系数时,同时需要N×2M次复数乘法。这样可知复调制细化所需的运算量大概为$\frac{1}{2}{\rm N}\log {}_2{\rm N}+2{\rm N}+2{\rm M}{\rm N}$次复数乘法。当细化倍数变大,复调制的计算量也会大幅增加。

(2)线性调频Z变换:

采样点数为N,作谱线数M,这种方法大约需要3N点复指数运算和2N+M+1.5(N+M-1)log2(N+M-1)点复数乘法[1]。

3 实际低频电磁信号的Matlab仿真

这里录制了一个声音信号,对其进行复调制频率细化,仿真结果如下图所示。

通过这样一个实际低频电磁信号的仿真结果,可以清晰地看到,为得到某一频段的精细结构,通过复调制频率细化可以实现,说明复调制细化在低频电磁信号中实现频谱的细化是可行、有效的。复调制频率细化对低频电磁信号的研究意义重大[9]。

4 复调制频率细化方法的特点

通过大量的仿真结果,从多方面进行比较,得到低频电磁信号中复调制细化算法的特点:

(1)当低频电磁信号的频谱发生严重的频谱干涉时,此时在采样点数、窗函数和采样频率不变的条件下,ZFFT则能将密集频率成分中的不同频率一次性区分出来。

(2)由ZFFT法的原理可知,其是经过复调制、低通滤波、抽取采样实现的,一般用在细化倍数较低的场合,同时适用于高频率分辨率,变换点数较少的场合以及高频率分析范围。

(3)由复调制细化方法的步骤可知,其中间结果数据多,难以实时处理,在存放中间数据时,占用了内存空间,从而限制了最大细化倍数。

(4)低通滤波器滤掉了FH后面的高频部分,且移频时fL前面的频谱移到了频域的负轴上,由此可以看出复调制细化只适合进行一窄段频率的细化,而不能进行整个频段细化。

(5)对于信号产生的栅栏效应,复调制细化不能将混叠的频谱区分开,达到细化的目的。

5 结束语

介绍了低频电磁信号的频率细化技术以及复调制细化方法的基本原理,通过复调制频率细化方法对理论的低频电磁信号进行仿真,得到了复调制频率细化方法在低频电磁信号的特点,用实际信号进行仿真验证,证明这种方法有效、可行。

参考文献

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简易低频信号测试系统设计 篇6

一、基本原理

1频率的测量

频率的测量实际上就是在1S时间内对信号进行计数,计数值就是信号频率。用单片机设计频率计通常采用两种办法:

1)单片机外部使用计数器对脉冲信号进行计数,计数值再由单片机读取;

2)使用单片机自带的计数器对输入脉冲进行计数,或者测量信号的周期。

2结构框图

低频信号测试仪由信号输入通道、CPU单片机处理器、显示器三个大部分组成,如下图所示:

二、硬件电路的设计

该简易低频信号测试仪是基于Wave6000单片机开发工具自带的8752仿真器而设计,该仿真器能硬件仿真51系列的单片机,因此我们的实验板不必考虑为51芯片单独地提供电源、复位电路、晶振电路等。

1信号输入采集模块

根据题目要求,信号频率为0～100kHz,输入信号电压为矩形波,电平为3-5V,为了得到比较标准的方波信号,我们采用了74HC00与非门来对输入的信号进行标准的整形。为了防止输入行号通道对单片机系统的干扰,我们采用了6N173光电耦合器件对输入通道进行隔离。6N173最高响应速度为10MBd,完全能应付该频率的输入信号。

2人机交互界面

LCD液晶显示模块

字符型液晶显示模块YM1602是一类专用于显示字母、数字元、符号等两行16个字符的点阵型液晶显示模块,该模块驱动控制器为KS0066U,右图为液晶的显示屏的接口电路。51单片机运行检测过程中通过P1口与其LCD1602进行并行数据通信,达到显示信息的目的。

KS0066U有8条指令,指令一览表如下表示。

注;“*”表示任意值,在实际应用时一般认为是“0”

四、系统测试步骤以及现象结论:

1)试验板电源端与5V直流电源连接;

2)运行仿真软件,并运行程序;

3)信号发生器开机,产生50kHz的方波信号源,并接入试验板信号输入端口;

4)LCD开始显示“Welcome...Pengpeng_love”,进入开机运行阶段;

5)LCD显示“Prepare_Complete",内测完毕,一切正常,等待按键;

7)按键按下,一秒钟过后,工作指示灯开始闪烁,LCD显示“F=51220Hz”;

8)改变信号发生器的输出频率,通过观察LCD显示是随之改变,并与输出频率显示一致;

9)使信号发生器大于200KHz,试验板蜂鸣器开始鸣叫,显示“F=_Spill_Alarm”;

10)使信号发生器小于200KHz,试验板蜂鸣器停止鸣叫,LCD警告显示自动清除。

结论:经过测试,该低频信号测试系统工作一切正常。

不足点:信号端,工作状态时候,不能悬空浮置,否则容易被其周围的干扰信号影响。

参考文献

[1]易先清、莫松海、喻晓峰等编著：《微型计算机原理与应用》[M]．北京：电子工业出版社，2001

[2]王远主编：《模拟电子技术》[M]．北京：机械工业出版社，1994

低频信号源 篇7

高精度仪器仪表的校准需要高精度的标准源来校准,在校准过程中电压和电流是最基本的物理量了[1]。标准源作为产生这种高精度的、稳定的物理量的标准,测量被测仪器仪表的准确度。高精度标准源产生的电压与电流信号包括直流信号和交流信号。为了保证交流信号输出的稳定性,在设计时采用高精度基准源和信号源来产生。因此,信号源要求准确度高,调节细度精准[2]。在我国,公共电网的频率为50 Hz,若使高精度的校准源的输出频率接近公用电网的频率,会减小测量误差、降低失真度,因此,笔者设计输出频率在40 Hz ~ 65 Hz的信号源。

目前,主流合成信号源的方法是直接数字合成器( direct digital synthesizer,DDS) 合成[3,4]。该方法虽然频率切换适时性好、分辨率高集成度好,但是其采用的是全数字结构的方式,这样的结构的致命缺陷是产生分布广泛的杂波。如果输出频带出现这样的杂波,将会无法滤除。数字器件的非理想特性带来的幅度量化误差产生了这些杂波。直接数字合成的集成度较高不能外接基准,在整体标准源的设计中不便于幅值控制。除此之外,直接数字合成法产生高频信号是稳定性好,而研究者所需的信号源是在40 Hz ~ 65 Hz,所以并不是很适用。而且DDS的相位噪声基本上来源于基准时钟的噪声[5]。

为了克服这种问题,笔者选择用锁相环产生稳定的可调的时钟频率作为基准频率来避免噪声和杂波。本研究选用可由外部基准控制的数模转换器进行数模转换,并通过外接的基准电压来控制信号源输出的幅值,实现输出信号的幅值可调。同时本研究在相位输出上作出合理设计使信号源输出的相位可调,经过电压或电流后,电压和电流之间的相位可调。从而既实现信号源的频率、幅值、相位的全面可调,又从系统构建中避免杂波和幅值量化误差,从而降低失真度,提高稳定性。

1频率信号的产生与调节

为避免噪声和杂波的产生,并且使系统输出频率特性与输入保持一致,该设计用锁相环生成基准频率信号。

合成频率的原理如图1 所示。

锁相环MC145163P内部还有2 个分频器,在该系统中作为分频器( 2 ) 和分频器( 3 ) 使用。 而且MC145163P内含双向位比较器,该系统选用A相比较器,即用输入信号边沿判别相位的电路,这种相位比较器只对输入信号在上升沿时有效[6],这样可以消除频率误差。该系统利用恒温晶体震荡电路产生10 MHz的信号F0作为输入,经过分频系数为27 778 的分频器后输出频率为360 Hz的信号( 10 000 000 /27 778) ,笔者以这个信号作为信号基准频率输入到锁相环电路MC145163P中。锁相环由鉴相器,环路滤波器和压控振荡器组成。输出锁相环的信号一路经过分频器( 2)进行倍频,这里本研究将倍频系数设在4 000 ~ 6 500范围内,与集成在锁相环内部的压控振荡器结合来进行频率放大Fr,使输出频率稳定在Fk= FrN,锁相环输出信号Fk频率为1. 44 MHz ~ 2. 34 MHz。这个频率经过MC1145163P进行锁相控制,由鉴相器的比较得出这个频率与输入频率的相位差,该相位差通过环路滤波器LF滤出高频分量和噪声再通过压控振荡器进行反馈使其相位稳定达到锁相目的。经过MC145163P的锁相和倍频可以输出稳定的频率Fk,为避免其输出频率产生比较大的抖动,笔者将该频率再次经过分频器( 3) 之后变成频率为0. 144 MHz ~0. 234 MHz,即Fx:

本研究用该频率作为系统的输入频率实现输入频率可控。在信号源合成时笔者将内部的存储单元分成3 600 份放入存储器中,即N = 3 600。由于系统输入频率是0. 144 MHz ~ 0. 234 MHz,由式( 1) 可知F0min=144 000 /3 600 = 40 Hz; F0max= 234 000 /3 600 = 65 Hz。这样也实现了输出频率可调。由于输出的频率范围是40 Hz ~ 65 Hz,而控制该频率输出的锁相环倍频系数是4 000 ~ 6 500,该频率输出可调精度为0. 01。

2信号源的合成

2. 1 信号源的产生

为实现输出信号源幅值可调,该设计在数模转换时在数模转换器外接基准,通过对数模转换器的外加电压来控制输出信号源的幅值。由于对数模转换器的要求非常高,笔者选用ADI公司的AD9760 来作为该系统的数模转换器。该器件是可以由不同外部基准电压驱动的10 位双向并行输入的高速数模转换器。而且性价比极高。而存储器选用ATMEL公司的28C64,它的主要特点是反应时间快、功耗低,在低频信号发生器的设计中优势明显[7]。

信号源合成原理图如图2 所示。由锁相环生成的频率信号进入12 位二进制异步计数器74HC4040 的10 引脚CP控制端,之后计数器74HC4040 开始进行计数。首先将计数器的初始值设定为3 600,之后使其自动循环计数。由于计数记了3 600 个数,将3 600 转换为16 进制为E10,需要在74HC4040 的输出接74LS54,使其在所记位数达到十六进制0E10H时自动复位,完成循环计数。计数器的输出的数值作为12 位地址信号,再作为输入接到电可擦写存储器28C64 的12 位地址线上。存储器的各地址单元内中事先存储着0 ~ 3 600 点的正弦波信号的数据,根据存储器上对应的地址找到相应的正弦波信号完成数据通讯。最后将存储器的数据线与数模转换器AD9760 的数据线相连,将存储器中的正弦波的数据量转换成模拟量,输出相应的正弦波信号。AD9760 的16 引脚外基准与高精度可调的基准电压源相连,实现信号源正弦波幅值可控( 下文将详细介绍) 。同时AD9760 的28 引脚时钟控制端CLOCK也由锁相环输出的频率Fx控制来保持频率同步。输出端IOUTA和IOUTB通过保护电阻与高速带宽放大器AD8047 相连接,保证输出稳定性,降低了波形失真度。

2. 2 幅值控制

该设计在输出波形幅值可控要求精度为0 . 001 % ,这样的高精度参数由AD9760 外接的基准电压源的精度来决定。因此本研究选用高精度可编程20 数模转换器AD5791 与单片机结合来生成0 . 000 000 V ~ 10 . 000 00 V的基准电压,该电压来与信号源中的数模转换器AD9760 的外接基准相连进行幅值控制。基准电压设计如图3 所示。笔者用REF5025 产生+ 2 . 5 V电压经过放大成为 ± 10 V为用AD5791 应用,AD5791 由单电源提供3. 3 V的电源。以AD5791 ( U1) 作为精密数控电压源它的输出范围为 ± 10 V,增量为20 μV的电压; 基准输入端必须使用强制检测缓冲器,来达到额定线性度。本研究的基准电压输入缓冲器选用AD8676 ( U2) ; 除此之外该系统还需要一个输出缓冲器来驱动低电阻、高电容负载,由于AD5791 的输出阻抗为3. 4 kΩ,本研究用AD8675 ( U3) 作为输出缓冲器。为了进一步消除偏置电流中的失调现象,本研究选用单倍增益的配置方式与之连接。AD5791 的SCLK、SDIN和分别通过6N137 高速光耦合器与单片机的P1. 0,P1. 1和P1. 2 相连。P1. 0 给AD5791 送入串行时钟信号,再由AD5791 在串行时钟输入的上升沿输出,送入串行数据单片机通过P1. 1 送出,数据00000H对应0V,数据FFFFFH对应10 V。同时通过单片机的P1 . 2控制DAC寄存器的更新方式,完成与单片机之间的通讯。这样AD5791 就可以输出0. 000 00 ~10. 000 00 V之间的电压作为高精度基准电压源了。该电压源接到AD9760的外部基准上,就可通过改变电压源的大小来控制信号源的幅值了。此外该基准电压也可作为标准源系统中的直流电压使用。

2. 3 相位可调

由于该系统的系统频率是由锁相环合成产生,其输出与基准稳定性相同[8],又因为锁相环系统的基准频率是由恒温晶体振荡器产生,该系统的输出信号频率始终由锁相环控制。使其相位可在0. 00° ~ 359. 99°之间调节,实现了系统的相位可调。同时为保证输出的信号分别接到电压和电流上时相位可控,笔者将锁相环生成的未经分频器( 3) 分频的频率Fk一路直接经过计数器74HC4040 按上文输出作为电压信号,一路经过相位计数器82C54 后再经过计数器74HC4040后按上文输出作为电流信号,由于相位计数器82C54是递减计数器将其初始值设为36 000,当它记到18 000时自动溢出产生清零信号,这个信号再进入计数器74HC4040 后会使系统的电压信号和电流信号产生180°的相位差,信号原方框图如图4 所示,实现电流与电压之间的相位可调。由于相位计数器计数为36 000,而一个周期的相位为360,相位可调精度为0.01。

3分析与测试

3. 1 失真度分析

数字合成信号源的失真度主要由3 个因素所影响。即正弦函数在一个周期内总的转折数N; 所采用的数模转换器的字长D; 数模转换器的转换频率F,其大小为N × f( 其中: f—合成正弦波的频率) 。

下面逐一分析:

在不考虑模数转换器的情况下正弦波的输出函数为[9]:

对该式进行离散量化后:

数模转换器的输出为函数为:

式中: U( X) — 单位阶跃函数。

显然,YD( x) — 阶梯波函数,该函数在一个周期内仅有有限个第一类间断点,根据狄利克雷定理,可将其展开成傅立叶级数形式:

本研究对该式( 5) 进行傅里叶系数变换求出ax,bx,并根据这两个参数导出基波分量系数为:

笔者将基波分量进行三角函数正交变换后化简,应用化简结果和基波分量的有效值公式导出基波分量有效值为:

输出信号的总有有效值YD( x) 为:

根据波形失真度定义有

将式(8~9)代入式(10)中,该设计N去3 600最后计算得出THD约为0.029 99%,即失真度小于0.03%。

对于一定字长的数模转换器而言,其不同字长存在一个相应的等值转换点数NK。而对本研究的AD9760 而言,选用的字长是8,其等值转换点对应的是128。根据当N > NK时,曲线与D = ∞ 的曲线逐步分离,渐渐趋向于一个恒定值,该值可由量化误差决定[10],其公式如下所示:

式中: q = 2- ( T - 1),T—数模转换器的字长。

将该设计中的字长代入式( 11) 计算,结果也约为0. 03% 。

数模转换器的转换频率F = N × f[11]。该设计中N为3 600,合成频率为40 Hz ~ 65 Hz。故转换频率为既为0. 144 MHz ~ 0. 234 MHz与锁相环输出的频率同步,避免了频率失真。

3. 2 实验及结果分析

通过上述分析,该方法设计的标准源可以输出频率稳定、幅值相位可控的正弦波,且失真度小于0. 03% 。为了验证其正确性,笔者将本研究所设计的信号源分别输出15 V的交流电压和5 A的交流电流通过常州中策公司成产的zc4137 全数字式高精度失真度检测仪来检测其在40 Hz、50 Hz、65 Hz时的失真度,该检测仪失真度测量范围为100% 至0. 005% ,其结果如表1 所示。

表1 中的数据产生的失真是谐波失真。产生的原因是由于该设计采用阶梯波合成正弦波,在合成过程中阶梯波的谐波含量大于纯正弦波,因此会引起正弦波的谐波失真。在上文的分析可以看出,若要提高信号源失真度可以加大取样点数或提高数模转换器的位数。但二者与失真度存在多种对应关系,单纯的增加取样点数或提高位数对精度的提高不会得到好的结果,在设计时需折中考虑。

在实际测试过程中50 Hz信号稳定性差的原因是由于信号源的频率和公共频率一致产生了差频影响,除此之外信号源电路与计算机电路共用电源也会产生公共阻抗影响。为了消除这些影响,笔者采取信号源电源与计算机电源分别供电。同时在模拟电路输出加光电耦合器使数字电路与模拟电路产生隔离. 例如在外接可调基准电压时在AD5791 与单片机之间所加的光电耦合器6N137,避免了数字电路噪声影响。

4结束语

本研究设计的低频信号源实现了频率、幅值、相位三者的全面可控制、可调节,并且拥有极高的调节分度。由锁相环的系统输出频率避免了杂波的产生,稳定性始终保持不变。系统在波形转换点与数模转换器的字长设计上减小了输出波形的失真度,使系统在40 Hz ~ 65Hz频率时不论从理论上还是实际测量都失真度均小于0. 03% ,产生了稳定的低频信号源。但在生成的波形中存在谐波失真,在测试频率在50 Hz时仍会产生误差,本研究提出了有效的减小误差方法。本研究设计的信号源对低频信号的校准领域起到了重要推动作用。

参考文献

[1]费丽娜.基于机器视觉的电磁式指示仪表校验装置研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学自动化测试与控制系,2006.

[2]邹宏.基于FPGA的三相高精度工频信号源的设计与实现[D].杭州:杭州电子科技大学电子信息学院,2012.

[3]陈爽.基于FPGA的数字合成信号发生器[D].贵阳:贵州大学计算机科学与技术学院,2007.

[4]王鑫,谭学林,段晓超.基于FPGA的大气数据采集系统的设计[J].机电工程技术,2015,44(3):61-64.

[5]刘爱珊.DDS技术及其在BITS中的应用[J].今日电子,2001(7):7-9.

[6]刘静波.MC145163P型锁相频率合成器的原理与应用[J].国外电子元器件,2005(12):46-50.

[7]钱宁.电子式计数器停电记忆功能电路分析[J].机电工程,2014,31(4):532-536.

[8]诸葛坚.一种采用锁相环技术的27MCMOS频率合成器设计[D].长沙:湖南大学物理与微电子科学学院,2011.

[9]杨碧石.基于EPROM全数字式PWM调制器的设计[J].电气自动化,2008(4):69-71.

[10]张德朝,史伟民,杨亮亮,等.基于加权最小二乘法的光纤管分类研究[J].机电工程,2013,30(6):696-699.

简易低频正弦信号发生器的设计 篇8

在科学研究、工程教育及生产实践中, 常常需要用到低频、高精度的正弦信号, 而传统的信号发生器绝大部分都是由模拟电路构成, 频率虽然可达百兆赫兹并在高频范围内其频率稳定性与可调性好, 但在低频信号输出时, 其需要RC值很大, 频率的稳定度和精度等指标都不高。随着电路系统的数字化发展, 直接数字频率合成 (Direct Digital Synthesizer, DDS) 作为一种波形产生方法, 具有相位连续、频率分辨率高、转换速度快、信号稳定等诸多优点, 从而使得DDS技术得到了广泛的应用。

本文利用Cortex-M3内核的ARM芯片LM3S101与ML2035相配合, 完成了简易数控频率可调低频正弦信号发生器电路的设计。

1 DDS技术简介

直接数字合成技术 (Direet Digital Synthesis, 简称DDS) 是一种全数字化的频率合成器。DDS基本原理框图如图1所示, 主要由相位累加器、波形ROM、D/A转换器和低通滤波器构成。时钟频率给定后, 输出信号的频率取决于频率控制字, 频率分辨率取决于累加器位数, 相位分辨率取决于ROM的地址线位数, 幅度量化噪声取决于ROM的数据位字长和D/A转换器位数。DDS技术作为一种先进的直接数字频率合成技术, 用数字控制的方法从一个频率基准源产生多种频率, 具有高可靠性、高集成度、高频率分辨率及频率变化快、控制灵活等特点, 在通信与仪表领域得到了广泛的应用。

2 系统结构

本发生器主要由利用Cortex-M3内核的ARM微控制器LM3S101驱动使用DDS技术的单片低频正弦信号发生器ML2035完成信号的产生, 同时使用专业的ZLG7290按键和数码管显示芯片完成人机交互。本信号发生器的结构框图如图2所示。

2.1 ML2035简介

ML2035是Micro Linear公司的一款基于DDS技术的可编程输出频率单片集成正弦波信号发生芯片, 它甚至可以在几乎不需要其它外围器件的条件下, 产生从直流到25kHz的正弦信号, 是低频率低成本正弦波应用的理想选择。ML2035的主要特点有:

ML2035仅有8个引脚, 具有3线SPI兼容性串行接口, 它的外围电路非常简单。它输出正弦信号频率为DC-25KHz, 振幅达到±VCC/2。它输出的频率由l6bits的串行数据字控制, 当输入时钟频率为12MHz时, 频率分辨率可达1.5Hz (±0.75Hz) 。

2.2 LM3Sl01简介

LM3S101微控制器是Luminary公司 (现为TI公司) 推出的一款结构简单、性能出众且带有ARM Cortex-M3处理器内核的32位微控制器。Cortex-M3处理器是首个基于ARMv7M架构, 主要针对成本极端敏感的高系统性能的嵌入式应用领域。LM3S101的的销售价格在1美元以下, 却拥有了Cortex-M3内核, 并且其内部集成了8KB的Flash和2KB的SRAM, 含有两个32位定时器, 一个同步串行接口 (SSI) , 一个看门狗定时器, 一个UART, 两个模拟比较器以及18个GPIO等。芯片采用6MHz的晶振, 可通过片内软件PLL来将工作时钟频率设置为20MHz。

2.3 正弦信号的产生

低频正弦信号主要由LM3S101产生控制字通过内置的SSI接口模拟SPI口将控制字输出至ML2035, 最终由ML2035产生相应的低频正弦信号。

图3是ML2035的内部框图。其内部主要由串行输入、相位累加器、正弦波发生器、晶体振荡器和低通滤波器五大部分组成。串行输入电路负责将用户输入的16位串行频率控制字转化为并行数据, 并送给相位累加器, 控制相位生成的速度, 然后正弦波发生器通过查表生成正弦波样值, 波形数据被送到一个8位的D/A进行数模转换形成正弦脉冲波, 最后正弦脉冲波经过一个低通滤波器L平PF滑并滤除不需要的取样分量后, 形成频谱纯净的正弦波信号输出。

ML2035数据加载的时序如图4所示。其时序为:在LATI为低电平期间, SID引脚上的16bits数据字在时钟SCK的上升沿时被送人16bits的移位寄存器。需要注意的是, 应该先送最低位, 最后送最高位。16位数据全部送入16位移位寄存器后, 将LATI变为高电平, 延迟一定时间后再将LATI变为低电平, 在LATI的下降沿触发下, 16位移位寄存器中的数据被锁存入16数据锁存器中。为了确保数据锁存正确, LATI的下降沿要在SCK的低电平期间发出, 在SID数据移入移位寄存器期间, LATI应该保持低电平。

当希望ML2035进入“休眠”时, 可以向移位寄存器输入全0, 并0使LATI保持高电平。在这种情况下, ML2035的输出正弦信号的幅度降到0V。为保持信号的稳定, 在电路设计中应该对ML2035的电源输入端进行电源去耦处理, 即在VCC和VSS电源端各接一个0.1uf到GND的去耦电容。

ML2035的输出频率以及频率分辨率与控制字的关系式为:

2.4 按键和显示系统

ZLG7290键盘/LED驱动器是周立功公司针对仪器仪表行业的是一款功能强劲的驱动芯片。它内置I2C串行接口并可驱动8位共阴数码管或64个独立LED和64个按键, 提供键盘中断信号, 可控扫描位数并且可控任一数码管闪烁, 提供数据译码和循环、移位、段寻址等控制, 8个功能键可检测任一键的连击次数, 无需外接元件即可直接驱动LED, 提供工业级芯片, 抗干扰能力强。该芯片在工业测控中已有大量应用, 本文中就不再赘述。

本发生器使用LM3S101的I/O口模拟I2C串行接口驱动ZLG7290驱动器, 外接共阴LED数码管显示当前输出的正弦波频率, 用户还可以通过按键系统通知LM3S101改变频率控制字, 从而改变ML2035正弦信号发生器的输出频率。

3 结论

传统的正弦信号发生器往往在低频率输出时其频率的稳定度和精度等指标都不高, 数字DDS技术的诞生, 使波形发生器技术有了进一步的飞跃。鉴于此, 本文讨论了基于ML2035作为低频正弦信号发生芯片, 通过微控制器LM3S101作为主控元件, 以ZLG7290按键显示驱动器建立了LED数码管显示和按键的人机交互系统, 完成了一款简易的低频正弦函数信号发生器。本信号发生器外围元器件少、电路实现简单, 但可以产生稳定度好, 精度高的低频正弦信号。此类信号发生器的应用需求量大, 而本设计方案实现成本较低, 可以得到广泛的应用。本设计中的信号发生器输出信号幅度不可调节。如未来应用需调节输出幅度和功率, 可通过外扩运放和功放解决, 在解决过程中, 如需数字可调输出幅度和功率, 可适当选用数字电位器即可, 由于该部分功能属于扩展使用部分, 本文就不再赘述。

参考文献

[1]LM3S101 Microcontroller DATA SHEET[M].http://www.Luminarymicro.com, 2008.

[2]Stellaris Peripheral Driver Library USER’S GUIDE[M].http://www.Luminarymicro.com, 2008.

[3]周立功等编著.EasyARM101实验教程[M].广州致远电子有限公司, 2006.

[4]ML 2035 Data sheet[M].MicroLinear LTD, 1997.

高精度低频信号发生器的制作 篇9

本系统主要由单片机系统、显示模块、电源电路、AD9833应用电路、控制隔离电路和功率放大电路等构成。通过单片机控制AD9833输出指定频率的波形。本系统的方框图如图1所示。

二、硬件电路设计

1. AD9833简介

AD9833是ADI公司的一款低功耗、DDS器件。采用MSOP～10封装。能够输出正弦波、三角波和方波, 工作电压为2.3V～5.5V, AD9833无需外接元件, 输出频率和相位可通过软件编程设置, 易于调节。当主频时钟为25 MHz时, 其精度为0.1 Hz;当主频时钟为1 MHz时, 精度可达0.004 Hz。

AD9833的核心是28位的相位累加器, 它由加法器和相位寄存器组成, 每来1个时钟, 相位寄存器以步长增加, 相位寄存器的输出与相位控制字相加后输入到正弦查询表地址中。正弦查询表包含1个周期正弦波的数字幅度信息, 每个地址对应正弦波中0°～360°范围内的1个相位点。查询表把输入的地址相位信息映射成正弦波幅度的数字量信号, 通过10位的DAC输出模拟量, 相位寄存器每经过228/K个MCLK采样时钟后回到初始状态, 相应地正弦查询表经过一个循环回到初始位置, 这样就输出了一个正弦波。输出正弦波频率为:

f0=K×fmclk/228

其中, K为28位频率控制字, 由外部编程给定, 其范围为0≤K≤228-1。

fmclk为外部晶振频率。

AD9833引脚排列和功能如图2 (a) 和表1所示。

应用电路图如图2 (b) 所示。

2. 控制电路

AD9833芯片有3根串行接口线, 在串行时钟SCLK下降沿的作用下, 数据位SDATA以16位的方式加载到设备上, FSYNC引脚是使能引脚, 低电平有效。进行串行数据传输时, FSYNC引脚必须置低。

本设计采用AT89S52单片机与AD9833通信。单片机的控制信号与AD9833之间用光耦隔离, 使控制信号与芯片之间没有电气联接, 从而避免了由于共通阻抗耦合而造成的干扰, 光耦隔离电路如图3所示。

这里需要指出的是, 由于光耦P521输出信号的沿不够陡峭, 不能使AD9833可靠锁存数据, 因此在光耦的输出端加上史密特触发器 (74HC14) 整形电路。

3. 功率放大电路

AD9833通过DAC输出正弦波, 负载能力很弱, 因此需要功率放大电路以提高负载能力, 如图4所示。

4. 电源模块

AD9833的电源电压范围为2.3V～5.5V, 功率放大电路中的运放LM358的工作电压为±5V, 因此, 本系统采用±5V双电源供电, 由变压器输入12V交流电, 经整流滤波后由集成稳压器78L05和79L05稳压得到。如图5所示。

5. 电路板设计

本设计硬件电路板分为AD9833PCB板和控制主板, 均使用单面板。AD9833PCB板组成AD9833的最小应用系统, 主要元件是AD9833、有源晶振和必要的滤波电容 (使用贴片封装电容) , 并将引脚接到标准插槽;控制主板包括电源电路, 光耦隔离电路和输出信号功率放大电路。两个电路板通过标准插槽连接。PCB图如图6所示。

三、系统软件设计

进行串行数据传输时, FSYNC引脚必须置低, 然后在串口时钟SCLK的作用下, , 数据是以16位的方加载到设备上。FSYNC引脚是使能引脚, 电平触发方式, 低电平有效。FSYNC置低后, 在16个SCLK的下降沿数据被送到AD9833的输入移位寄存器, 在第16个SCLK的下降沿FSYNC可以被置高, 当然, 也可以连续加载多个16位数据, , 仅在最后一个数据的第16个SCLK的下降沿时将FSYNC置高。需要注意的是, 在FSYNC开始变为低前 (即将开始写数据) , SCLK必须为高电平。16位数据寄存器功能如表2所示。

当AD9833初始化时, 为了避免DAC产生虚假输出, 控制寄存器RESET位必须置为1 (RESET不会复位频率、相位和控制寄存器) , 直到配置完毕, 需要输出时才将RESET置为0;RESET为0后的8～9个MCLK时钟周期可在DAC的输出端观察到波形。

从AD9833写入数据到输出端得到响应, 中间有一定的响应时间, 每次给频率或相位寄存器加载新的数据, 都会有7～8个MCLK时钟周期的延时, 之后输出端的波形才会产生改变, 有一个MCLK时钟周期的不确定性, 因为数据加载到目的寄存器时, MCLK的上升沿位置不确定。

AD9833串行数据传输时序如图7所示。

(在SCLK下降沿作用下, 数据以16位方式被写入AD9833内部寄存器)

程序流程图如图8所示。

在更新输出频率时, 应先写控制字, 再写频率寄存器低14位, 最后写频率寄存器高14位。

主要程序如下:

四、测试结果

测量仪器:Tektronix TDS2012示波器。

通过按键对单片机控制产生各种波形, 调节频率按键改变频率。测量输出值的频率、幅值和给定值的频率, 如表3。

五、结束语