圆极化技术（精选7篇）
圆极化技术 篇1
圆极化天线的原理和特点
能够接收和辐射圆极化波的天线称为圆极化天线。圆极化波可以分解为两个在空间和时间相互正交的等幅线极化波。实现圆极化工作的原理为:产生两个等幅且相位相差90°的线极化电场分量。
圆极化微带天线在卫星导航定位、遥感遥测以及雷达技术中得到广泛应用,不仅因为微带天线具有体积小、剖面低、便于加工等特点,更重要的是因为圆极化天线具有以下特点:
(1)圆极化天线能够接收任意极化形式的电磁波,其辐射的圆极化波也能够被任意极化的天线接收。这一特点使圆极化天线在电子侦查和干扰中广泛应用;
(2)圆极化天线具有旋转正交性,即天线辐射电磁波与接收电磁波的旋向是一致的,这一性质可应用于电子对抗和雷达的极化分集中;
(3)当圆极化波入射到对称目标(如平面、球面等)时,其反射波旋向反转。这一性质使圆极化天线具有抑制雨雾干扰的能力,并能够增加通信容量。
圆极化微带天线实现方法
微带天线的结构相对简单,贴片结构的灵活性比较大,在实现圆极化方面具有很多方法,常用方法有:单点馈电实现圆极化、多点馈电实现圆极化和多元法实现圆极化。
单馈实现圆极化
微带天线采用单点馈电实现圆极化,其结构简单,便于加工,与多点馈电相比,简化了馈电电路,减小了能量的损耗。在实际应用中具有很重要的意义。目前已有大量文献对单点馈电实现圆极化进行了研究。下面以矩形贴片为例,介绍微带天线采用单点馈电实现圆极化的原理。
设矩形贴片的尺寸为a×b。那么TM01和TM10模在沿着z轴方向的辐射场就会形成正交的分量,将这两个模选为主模。其辐射的电场为:
在上式中:
对于z轴方向,θ=ϕ=0,可得:
TM01模:
TM10模:
为了使波能够在边射方向圆极化辐射,那么就要求两个正交极化的简并模同时激励起来。并要求:
选择合适的频率,使得
则TM01模和TM10模的场都能得到比较强的激励。此时式(6)就可以近似成下面的式子:
式中:
因此,如果要辐射圆极化波,激励的条件就化为:
这就要求k-k10比k-k01超前或者滞后π/2,而且应有:
通常情况,单点馈电实现圆极化的微带贴片天线会引入微扰∆s来产生圆极化。∆s也称为简并分离元,它可以是正的(∆s>0),也可以是负的(∆s<0)。选择合适大小的简并分离元∆s,辐射贴片的两个主模就能形成90°的相位差。常见单点馈电的形式如图1所示。
多点馈电法实现圆极化
多点馈电实现圆极化的方法是利用多个馈电点对天线的辐射贴片进行馈电。一般多点馈电实现圆极化都需要额外的馈电电路。馈电电路的作用就是产生一对幅度相等,相位差为90°的信号,作用在天线的辐射贴片上,产生一对正交的简并模。
在双点馈电中,T型接头是最简单的形式。馈电的两个支路之间在长度上相差四分之一个波长,以产生90°的相位差,而两路信号的幅度相等,以此使天线辐射圆极化波。其结构如图2(a)所示,激励起的两个模式分别为TM01模和TM10模,两个支路的输入阻抗分别记为Ra和Rb,并且有Ra=Rb。那么各段微带线的特性阻抗满足下面的关系:
两点馈电实现圆极化,还可以用威尔金森功分器或者3d B定向耦合器来进行馈电。其中3d B定向耦合器馈电的结构如图2(b)所示。3d B定向耦合器的两个输出端的信号幅度相等,相位相差90°,不需要额外的电路。
多元实现圆极化
使用多个辐射源的方法来实现圆极化的方法也是比较常用和比较容易实现的。这种方法和多点馈电来实现圆极化的原理类似。每一个单元都进行单独馈电。图3(a)为只有两个单元的情况,图3(b)是有四个单元的情况。
以上所介绍的这三种实现圆极化的方法是在天线设计中常用的方法,当然在实际应用中,还有其他实现圆极化的方法,每种方法各有其自身的优点和缺点。单点馈电的结构简单,但是天线的带宽相对较窄;多点馈电能够满足较宽的带宽,但是馈电电路比较复杂,并且损耗较大。这要根据实际的需要进行设计。
圆极化技术 篇2
线极化信号与圆极化信号在天线接收过程中, 由于线极化根据地理位置的不同, 出现不同的极化角。信号在波导中的传播因为不同的构造又有不同的特殊要求, 解决极化角和波导特性的问题, 从硬件控制上可实现跟踪功能, 达到极化匹配的要求, 有助于提高接收信号的质量。
1极化角的影响
1.1极化的概念
电磁波可以以电场与磁场的组合形式表达, 而电磁波的方向即为磁场与电场矢量方向的合成。其中, 极化定义为电磁波在传播过程中电场矢量的方向, 由于选定基准的不同, 卫星信号的极化与地面接收天线的极化就有不同的定义。卫星信号的极化定义以卫星轴系为基准。为了实现极化复用, 又可以进一步分为水平极化和垂直极化。电场矢量垂直于卫星的自旋轴定义为水平极化波, 平行于自旋定义为垂直极化波。由于自旋轴指向地心, 因此, 水平极化波电场矢量与卫星运动轨道方向一致, 即电场矢量与卫星所在点的圆切线方向一致 (即与赤道平面平行) , 垂直极化波电场量方向与卫星运动轨道平面 (即赤道平面) 垂直。对于2 个相符垂直的线极化波, 当它们等幅同相或等幅反相时还是形成线极化波;当它们不同相时, 且相位相差90°时则形成圆极化波, 当它们不等幅时可形成圆极化波。
1.2 极化角的产生
由于地球是个圆球结构, 接收天线工作于不同的地理环境, 处在不同经纬度上的地面接收站的基准极化面同卫星下行电磁波极化面有不同的夹角, 通常把卫星发射的水平线极化波与接收点地平面的夹角称为极化角, 用 θp表示, 如图1 所示。设S1 为星下点, p为地面接收点, θ 角为p点与赤道面的夹角, 在已知卫星经度Le和纬度Ls, 差值 ΔØ=Le-Ls, 根据极化角计算公式tanθp=sinΔØ/ tanθ, θp=tan-1sinΔØ/ tanθ, 可以计算出极化角, 有了极化角对于接收信号就有了调整的依据。根据波导特性调整开口的方向, 实现跟踪接收。
2 波导特性
波导作为新型传输介质, 具有运行高功率容量及低损耗的优点, 其形式多种多样, 主要有平行平面波导、矩形波导、圆波导和同轴线。在其中传输的电磁波根据其不同可分为TEM, TE和TM。矩形波导是最早用于传输微波信号的传输线类型之一, 而且今天仍然有很多应用, 用于从1GHz到超过220GHz波段的各种标准波导的大量元件。中空波导可以传播TM模和TE模, 但不能传播TEM模。矩形波导的几何结构如图2 所示, 其中, 假定波导中填充有介质常数 ε 和波导率为 μ 的材料。常规惯例是取波导的宽边沿x轴, 所以有a>b。
3 硬件实现跟踪
卫通天线运用矩形波导在接受卫星信号时应当实现极化匹配, 最小程度地减少信号损失。根据上述对矩形波导特性的分析, 可以得出电场线垂直于宽边, 平行于窄边。实现极化匹配需要旋转极化面。以赤道为分界, 可将地球区域分为4 个相限。1, 3 相限为0~90°, 2, 4 相限为-90~0°, 所出现的问题是当接受天线穿过赤道时, 由于极化面旋转要求寻找最小角度调整, 导致无法跟踪。卫星信号进入馈源网络, 首先经过TE21耦合器产生和差信号, 和差信号经处理送跟踪接收机进行计算, 可生成控制信号。极化旋转机构主要由转动筒和2 个轴承组成的, 是可以相对转动的定位机构。转动筒用于定位安装频谱复用网络, 通过上、下2个轴承分别固定在网络的不动部位和高频箱上。安装在转筒上的齿轮与极化减速器啮合。极化旋转关节内部构造等效于矩形开孔的极化面, 在不同区域通过旋转改变开口方向以实现极化匹配。信号经过四支臂、线圆转换后通过接受端口1, 2 区分水平极化与垂直极化接收。
特别指出的是, 跟踪圆极化信号不存在极化角的影响。但是, 极化旋转关节必须转到0 附近才能锁定。
4 结语
小型双频圆极化微带天线 篇3
关键词：双频段,圆极化,微带天线,轴比
1 引 言
由于微带天线的尺寸小、成本低、易加工的诸多特点,微带天线在卫星通信及卫星导航领域得到广泛使用。近年,随着多模卫星组合导航技术的发展,可同时接收多个频段信号的卫星接收天线的设计得到了广泛重视。微带天线多数加工在高介电常数的介质上,这种天线在低仰角性能好,并且带宽较宽,同时具有良好的广角圆极化特性。微带天线的双频化方法很多,根据不同形状的微带天线,实现双频的方式也不同。若用单馈点方式实现双频化,一般有两种方式:一种是使用一块贴片,如通过加载或者开槽的方法改变贴片各种自然模的场分布,进而使谐振频率受到干扰,最终实现双频或者多频工作[1,2],另一种是使用双层贴片[3]。但是通常的报道中,双层贴片天线要么加工在不同的介质上,要么加工在同一种介质上时,引入了空气层,使得加工不便,并且增大了尺寸[4,5]。
本文设计了一种可同时工作在GPS的L1(1.575 GHz)频段和RNSS B3(1.268 GHz)频段的双频圆极化微带天线,天线通过单个探针馈电,双层正方形切角的微带贴片天线印制在相同介电常数的介质上,与一般的双层圆极化微带贴片天线相比,由于没有在两层贴片之间引入空气层,两层之间的介电常数也相同,从而天线的尺寸变小了,天线结构紧凑,更加便于生产加工。
2 天线模型
2.1 单馈点圆极化双频微带天线
单馈点无需任何移相网络和功率分配器就可以实现圆极化辐射。他基于空腔模型理论,利用两个辐射正交极化波的简并模,并在腔体内引入某种不对称性,以便消除这两个模的简并性。单馈点圆极化微带天线的几何结构有(准)方形、(椭)圆形及多边形等多种形式[6]。
图1是单馈点方形圆极化微带天线的示意图。这种后馈式单馈点圆极化微带天线是通过天线基片背面一点馈电,在A型中把馈点F放置在x轴上,在B型中把馈电点设定在对角线上,通过附加简并分离单元ΔS来解出简并模的衰减。简并分离单元的符号在A型中取为负(ΔS<0),在B型中取为正(ΔS>0)。对于A型|ΔS/S|=1/2Q;对于B型|ΔS/S|=1/Q,其中Q为微带天线的品质因数[6]。
本文所设计的天线采用双层贴片,上、下层贴片均加工在厚度为3 mm,介电常数为9.2的介质材料上,如图2所示。
探针直接穿过下层微带贴片天线的过孔连接到上层微带贴片天线上,下层微带贴片天线是上层微带贴片天线的寄生单元,不用单独馈电,通过上层天线电磁耦合馈电。双频天线的谐振频率由上、下层微带贴片的大小决定:
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其中,c为自由空间中的光速,L为微带贴片天线的实际长度,Δl是由边缘效应引起的电纳可用延伸长度,εr为微带天线介质板的相对介电常数。微带天线的圆极化辐射通过选择正方形切角的大小来实现[6,7]。
2.2 天线方向图和S参数的计算
计算采用基于有限元方法的ANSOFT HFSS软件。馈源使用微波端口,加在同轴线的端口上,求解频率设置为1.57 GHz,在1~2 GHz之间使用快速扫频。
计算采用自适应求解过程,迭代次数设为6,每次计算要比前次计算所剖分的网格数增加20%,2次计算得到的S参数的幅度和相位改变量小于0.2或计算满6次,则求解结束。计算所得的S参数反映了输入端口能量的反射及能量的利用率。轴比则反映了天线辐射圆极化波的性能。
3 天线的仿真结果
双频天线的S参数、方向图以及各个频段的轴比分别如图3~图5所示。
从图3中可以看出,天线能够很好地工作在GPS的L1频段和RNSS B3频段。在这两个波段上,天线的S参数均小于-12 dB,从而能够完成接收卫星信号的功能。
图4表明天线在工作频段有良好的方向性和增益,能够尽可能地接收来自卫星的信号。
由图5(a)可以看出,天线工作在1.27 GHz时,在-70°~70°之间的轴比小于3.5,当天线工作在1.57 GHz时,天线从-70°~90°的轴比都小于3.5,基本能够满足GPS系统对天线轴比的要求。
4 结 语
本文设计了一个双频段圆极化微带天线,该天线能够工作在GPS的L1频段和RNSS B3频段。该天线选用同种介电常数的材料,采用单馈点的方式,使得微带天线能够工作在双频,与常规的微带双频天线相比,因为在两层微带天线之间没有引入空气层,该天线具有体积小的优点,而且天线的两层使用了同种材料,也便于加工。同时本文的设计方法可应用于其他双频及多频天线的设计。
参考文献
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圆极化技术 篇4
在将来的电子战中, 通过发射强电磁脉冲对电子设备尤其是对计算机系统进行干扰或破坏可能成为一种主要手段。电磁干扰及其电磁兼容问题早已成为人们研究的热点[1,2,3,4,5,6,7,8]。屏蔽腔是人们广泛采用的保护电子设备的一种有效方法, 但为了电缆的连接, 器件的散热通风或其他的各种用途, 又不得不在屏蔽腔上开一些孔缝或孔阵, 电磁波就得以通过这些孔缝耦合进入腔体, 对电子器件造成不同程度的损害。
目前, 对开有单孔或简单孔阵的屏蔽腔的研究已经有很多, 但他们大多都是基于线极化波来进行研究的, 如采用快速上升前沿脉冲[3], 超宽带电磁脉冲[4,5], 调制高斯脉冲[6,7], 双指数平面脉冲波[8]等。在对缝隙的设置上除了研究长方形缝隙以外, 还研究了计算机机箱的缝隙等。研究表明, 除了正方形和圆形类结构对称型孔洞外, 入射波的极化方向对耦合进腔体的能量有明显的影响。以长方形窄缝为例, 当极化方向垂直于窄缝时, 耦合进腔体的场强较大, 对腔体内元器件造成损害的可能性也越大;当极化方向平行于窄缝时, 耦合进腔体的场强非常小;其他极化方向耦合进去的能量介于这两者之间[3]。如果采用线极化波作为入射源, 除非能预先知道电子设备的缝隙方向, 否则都不能使电磁波高效的耦合进入机箱。
另一方面, 波的极化、振幅、相位都是表示电磁场基本特性的物理量, 因此极化也可以用来传递信息。随着卫星通信、遥控、遥测技术的发展, 雷达应用范围的扩大以及对高速目标在各种极化方式和气候条件下跟踪测量的需要, 圆极化波的应用受到了人们的高度重视, 加上圆极化波在传播中能抑制雨雾干扰, 并且能抗多径效应, 目前已广泛用作信号源, 如圆极化天线、圆极化广播、圆极化卫星测控天线、圆极化器等。
本文采用时域有限差分方法进行数值仿真, 分析了振幅相同的圆极化波和线极化波分别与开有单缝和T形缝隙的腔体耦合情况, 研究了其对应的功率密度最大值随极化角度的变化规律, 得出了较有参考价值的结论。
1 线圆极化波与开有单缝的腔体的耦合
1.1 计算模型及入射波的设置
研究图1所示的理想导体构成的矩形空腔屏蔽体, 厚度不计, 坐标原点o选在面对来波方向的正面看去的右下角, 腔体尺寸为45 cm×22.5 cm×40.5 cm, 所占的空间网格数目为60×30×54。在前面板的正中央开一条长10.5 cm, 宽1.5 cm的矩形缝隙, 入射波沿x轴正方向垂直入射到该腔体的前面板上, k为传播方向, u为极化角度, 对正入射情况而言, u为电场方向与y 轴负半轴的夹角。图1显示了线极化波入射、极化角u=90°时入射波的设置情况, 此时电场与z轴正方向平行, 磁场平行于y轴负方向。整个计算网格空间用连接边界划分为总场区和散射场区, 入射波距离机箱的前表面4 cm, 散射场区的最外层为吸收边界, 本文采用Mur二阶吸收边界来截断散射场。
本文研究的线极化波为振幅1 000 V/m, 周期为0.5 ns的正弦波, 频率为2 GHz。圆极化波则通过该线极化波与另外一束振幅相等, 空间相互正交的余弦波与之叠加得到, 合成波矢量随时间的旋转方向与传播方向k构成左旋关系, 合成的圆极化波与线极化波的振幅相等。
1.2 计算结果比较
选择腔体内距腔体前表面1.5 cm的m1为观察点, 其坐标为 (2, 15, 33) , 与单缝的几何中心位于同一个水平面上, 在0°～180°范围内, 改变极化角度u, 计算前述的线极化、圆极化波分别与图1中腔体的耦合。对线极化波来讲, 改变u就是改变极化方向, 对于圆极化波而言, 改变u则意味着改变圆极化波开始旋转的初始极化方向。每次计算20 ns, 分别记录每个极化角度对应的波入射时, 耦合到观察点处的功率密度最大值, 并将功率密度最大值与极化角度的变化关系绘于图2中。
从图2中可以发现, 对于观察点m1, 线极化波入射时, 当极化角度u=0°和u=180°时, 耦合到m1点的功率密度最大值最小, 几乎为0;当线极化波的极化角度u=90°时, 耦合到m1点的功率密度最大, 为3 556 W/m2。规定电场方向与缝隙长边垂直时为垂直极化, 与缝隙长边平行时为平行极化, 那么可以得出结论:当入射波为垂直极化时耦合进腔体的能量最大, 当入射波为平行极化时耦合进腔体的能量最小。付继伟等对长方形孔的垂直极化和平行极化两种情况做了研究[3], 得出平行极化耦合进腔体的能量少, 垂直极化耦合进腔体的能量最大, 这与本文的结论基本一致。但付继伟预测, 其他非平行极化和垂直极化的情况是这两者的线性组合, 但从本文计算的结果来看, 功率密度最大值随极化角度变化的全过程并非简单的线性变化, 可以看到, 在0°≤u≤20°, 160°≤u≤180°以及90°附近的范围内变化较为平缓, 其他区域变化接近于线性而非准线性, 因此对线极化波与腔体的耦合中改变极化角度, 耦合进腔体的能量的变化不能简单地概括为一个垂直极化和平行极化的线性组合。
从图2中还可以看出, 初始极化角度u的改变对圆极化波耦合进该腔体的功率密度最大值的影响比对线极化波的影响要小很多, 换句话说, 圆极化波受初始极化方向的影响较线极化波小。图2还表明, 当u在0°～180°范围内变化, 圆极化波入射时, 耦合到m1点的功率密度最大值除极化角度为90°附近以外, 恒大于线极化波耦合到该点的功率密度最大值, 说明圆极化波比同幅度的线极化波更容易通过孔缝耦合进腔体内部。
2 线圆极化波与开有T形缝隙的腔体的耦合
2.1 计算模型
为了减小线极化波由于极化方向的不同对耦合进腔体的场造成的差异, 并且为更具一般性, 创建如图3所示的带T形缝隙的腔体模型。在前面板上开有两条长方形缝隙ab, cd, 这两条缝的长和宽都对应相等, 分别为10.5 cm和1.5 cm。ab缝右侧离z轴距离6 cm, 下侧离y轴24 cm;cd缝右侧离z轴10.5 cm, 下侧离y轴15 cm。图3显示了线极化波入射, 极化角u=90°时的设置情况。整个计算网格空间用连接边界划分为总场区和散射场区, 入射波距离机箱的前表面4 cm, 散射场区的最外层为吸收边界。本文采用Mur二阶吸收边界来截断散射场, 入射波的设置与前文一致。
2.2 计算结果比较
选择腔体内距腔体前表面1.5 cm的m1, m2为观察点。其中, m1坐标为 (2, 15, 33) , 位于两缝隙的交界处;m2坐标为 (2, 11, 29) , 与两条缝隙的距离相等。
在0°～180°范围内改变夹角u, 计算如前所述线极化波和圆极化波分别与开T型缝隙的腔体的耦合。每次计算20 ns, 分别记录每个极化角度对应的波入射时, 耦合到观察点处的功率密度最大值, 并将功率密度最大值与极化角度的变化关系绘于图4中。
从图4 (a) 中可以发现, 当线极化波的极化角度u=0°和u=180°时, 耦合到m1点的功率密度最小, 为1 000 W/m2;当线极化波的极化角度u=90°时, 此时耦合到m1点的功率密度最大, 约为5 000 W/m2。其最大值与最小值之间的差异达到了4 000 W/m2, 波动幅度很大。设置T形缝隙时, 线极化波对应的曲线呈现的规律与单一水平缝隙ab时呈现的规律一致, 说明耦合到该点的场强主要来源于水平缝隙ab。
分析图4 (b) 中线极化对应的曲线可以看到, 该曲线的波动范围比图4 (a) 中线极化波对应的波动范围要小很多, 这主要是由于该点与两条缝隙具有相同的距离, ab缝不再是影响该点场强的惟一通道, 图中0°<u<30°和150°<u<180°对应的图形具有明显转折, 就是由于cd缝的影响造成的。
观察图4中圆极化波耦合到该点的最大值变化情况可以看到, 当入射波为圆极化时, 耦合到m1点和m2点的功率密度最大值基本都位于一条直线上, 与线极化波的结果相比较, 波动幅度很小。再次说明圆极化波受极化初始方向的影响小, 换句话说, 圆极化波受缝隙摆放方向的影响很小。从图4还可以看出, 当u在0°～180°范围内变化, 圆极化波入射时耦合到两观察点的功率密度最大值恒大于线极化波耦合到该点的功率密度最大值, 圆极化波比同幅度的线极化波更容易通过孔缝耦合进腔体内部。
3 结 语
通过以上的分析计算得到, 线极化波与非对称性孔缝的腔体耦合时, 耦合进腔体的能量与极化方向密切相关, 极化方向的不同会对耦合进去的场值产生很大的影响。圆极化波与腔体的耦合与开始旋转的初始极化方向基本无关。和线极化得到的结果相比较, 圆极化波耦合进机箱的能量更大, 而且无论缝隙的形状如何, 它都可以较好地耦合进腔体, 加上目前圆极化波的广泛应用, 在研究腔体耦合类问题时, 必须重视圆极化波的分析。
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双频双圆极化北斗天线的设计 篇5
关键词：北斗卫星导航系统,微带天线,圆极化,小型化
北斗卫星导航系统 (Bei Dou Navigation SatelliteeSystem, BDS) 是我国自行研制的全球卫星定位与通信系统, 是继美国全球卫星定位系统 (Global PositioninggSystem, GPS) 和俄罗斯全球卫星导航系统 (GloballNavigation Satellite System, GLONASS) 之后第3个成熟的卫星导航系统。北斗卫星导航系统由空间端、地面端和用户端3部分组成。空间端包括5颗静止轨道卫星和30颗非静止轨道卫星。地面端包括主控站、注入站和监测站。北斗卫星导航系统中的S频段和L频段可以实现位置定位和北斗短信的收发, 在日常交通特别是在海洋运输和渔船劳作中发挥着重要的作用。
天线作为收发信号的转换媒介对通信系统至关重要。由于电磁波在穿透电离层时会发生法拉第旋转效应, 线极化电波信号会产生极化面相对入射波的旋转, 而圆极化对所有的平面极化效应相当且不需要地球平面作为参考, 因此卫星通信中通常采用圆极化天线[1,2]。圆极化天线的主要特点体现在[3]: (1) 圆极化天线可接收任意极化的来波, 且其辐射波也可由任意极化天线收到。 (2) 圆极化天线具有旋向正交性。 (3) 极化波入射到对称目标时旋向逆转, 不同旋向的电磁波具有较大数值的极化隔离。
北斗卫星通信系统采用圆极化信号进行传输, 其中L频段采用左圆极化发送终端设备的短信、定位申请等信息;S频段采用右圆极化接收短信、定位信息等。天线是无线电设备中用于发射和接收电磁波的部件, 其尺寸直接影响着设备体积, 为减小天线对设备体积的影响, 在无线通信系统中常采用电磁波在传播时产生波长缩短效应的微带天线。微带天线具有剖面低, 能与载体共形, 制造成本低, 易于批量生产等多功能特点, 广泛应用于卫星通信、雷达、遥感、制导武器以及便携式无线电设备中[4,5]。采用工作在不同频段的多个微带天线层叠起来, 可以使天线实现多频段操作。如文献[6]中提出一款双层贴片天线, 利用正交馈电的方式实现GPS的L1、L2频率。目前较常用的北斗终端天线尺寸较大, 不利于手持移动设备的使用。为缩小天线的尺寸, 且不影响系统接收信号的质量, 本文提出了一种工作在L频段和S频段的双频微带天线的设计方案。双频北斗天线由两层贴片构成, 上层贴片工作在高频的S频段, 下层贴片工作在低频的L频段, 使用单馈电法实现L频段的左圆极化和S频段的右圆极化, 仿真结果表明本天线在两个频段的回波损耗S11均<10 d B, 各项指标均能达到北斗导航卫星系统对天线的参数要求。
1 天线结构及设计原理
工作在L频段和S频段的北斗天线采用双层贴片结构, 两层贴片间填充高度为h1和h2、介电常数为εU和εD的介质, 其结构如图1所示, 上层贴片为边长L1的正方形工作在S频段用于接收北斗卫星系统发射的右圆极化 (RHCP) 定位信号, 下层贴片为边长L2的正方形工作在L频段用于发射左圆极化 (LHCP) 短信信号。
1.1 天线尺寸的确定
根据传输线理论, 基片介电常数为εr边长为L厚度为h的正方形贴片所形成的天线, 如图2所示, 其工作频率为[7]
式中, c为自由空间的光速3×108 m/s;Δl为传输线模型的等效长度;εe为等效介电常数。
根据式 (1) ~式 (3) 和天线工作频率f, 即可得到天线长度L。
1.2 天线右圆极化的实现
天线的圆极化通过对天线的两极加入互相正交的极化波实现, 通常采用单馈法和双馈法。双馈法天线由输入端来的电磁波经电桥移相90°后分成两路馈电, 因此, 双馈法需要引入电桥增大天线的体积。为保证天线的小型化故本天线采用单馈法, 单馈法无需任何移相网络和功率分配器就可实现圆极化辐射。基于空腔模型理论, 利用两个辐射正交极化波的简并模, 并在腔体内引入某种不对称性, 以便消除这两个模的简并性。当设计得当时, 其中一个模电压的相位比所加电流超前45°, 而另一个模的相位则滞后45°, 故其远区辐射场将为圆极化波[7]。
采用将贴片的对角切掉边长为a的等腰直角三角形, 从而对贴片幅射的电磁场产生微扰动的方法可以实现圆极化, 且切掉的三角形面积与贴片天线面积之比必须满足
其中, S为贴片的面积;ΔS为切掉的等腰三角形的面积, 如图3所示, 本天线的S段天线即采用这种方法实现的。
1.3 天线小型化研究与左圆极化实现
便携式设备的小型化、微型化已成为趋势。由于天线的谐振频率与贴片的等效谐振长度成反比[8], 因此在贴片天线的表面开槽, 可以增加贴片的电流路径的长度, 相当于天线的有效长度增大。从而在天线谐振频率固定的情况下, 缩小了天线的几何尺寸。
因此, 下层天线采用表面开U型槽的贴片, 如图4所示, 在边长为L2的正方形贴片上开U型槽, 左臂长LW, 右臂长为RW, 底边长为DW。当U型槽的左右臂长相等时, 即LW=RW, 天线产生线极化波;当U型槽的左臂长LW大于右臂长度RW时可以实现左圆极化;而当U型槽的左臂长LW小于右臂长度RW时天线辐射右圆极化波。为此, 用于手持设备发送短信的L频段天线采用不对称臂的U型槽结构, 实现天线辐射左圆极化波。
由式 (1) 可知介质的介电常数的平方根与频率成反比, 因此增大介质的介电常数也可有效缩小天线的尺寸。但是高介电常数会提高辐射品质因数, 从而增大天线的Q值, 减小天线的带宽。如果天线带宽太窄, 当信号发生漂移时将无法收到带外信号, 因此介电常数又不能无限增大。
因此本天线下层介质采用介电常数较高的RogerssRO3006。使用高介电常数 (εr=6.15) 且开槽的天线较使用低介电常数 (εr=4.4) 的正方形贴片几何尺寸 (长度为43.6 mm) 减小24%。
2 天线仿真结果与分析
应用Ansoft公司的HFSS电磁仿真软件对天线进行仿真, 经优化后, 当上层贴片边长L1=26.18 mm, 对角切角边长a=6.25 mm, 介质厚度h1=1.5 mm。下层贴片边长L2=33 mm, U型槽左臂LW=10.25 mm, 右臂RW=8.1 mm, 开槽宽度w=1.5 mm, 底端开槽长度DW=3.9 mm, 底端到中心距离D=3.9 mm, 介质厚度h2=2.1 mm时天线性能达到最优, 天线的S11分布如图5所示。
如图5所示, 天线在L频段内的回波损耗, S11<-10 d B带宽为26 MHz;在S频段内的回波损耗S11<-10 d B带宽为63 MHz。
图6是天线在L频段的E面方向图和H面方向图, 其中实线为左圆增益 (LHCP) 虚线为右圆增益 (RHCP) 。由图可知, 天线的左旋增益可达3 d B天线E面的3 d B波瓣宽度达到150° (-75°~75°) H面的增益达到3 d B且3 d B波瓣宽度也达到145° (-70°~75°) 。LHCP电平>RHCP电平15 d B以上, 可见, 该天线在L频段具有较强的抑制交叉极化和抗多径干扰能力。
图7为天线在S频段的E面方向图和H面方向图, 其中实线为右圆增益 (RHCP) 虚线为左圆增益 (LHCP) 。由图可知, 天线的右旋增益可达4 d B天线E面的3 d B波瓣宽度达到130° (-65°~65°) , H面的增益达到3 d B且3 d B波瓣宽度也达到160° (-75°~85°) 。RHCP电平大于LHCP电平15 d B以上, 可见, 该天线在S频段具有较强的抑制交叉极化和抗多径干扰的能力。
3 结束语
本文设计的单馈电法能够应用于移动手持设备的双频北斗终端天线, 天线工作在L (1 615 MHz) 和S (2 491 MHz) 频段。天线上层采用正方形切角引入串扰的方法在S频段实现右圆极化, 下层贴片采用不对称臂U形槽结构在L频段实现左圆极化, 在两个频段上均能实现北斗对天线性能指标的要求, 且体积小、厚度薄、结构简单、易于加工, 有利于北斗设备的使用和推广。
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小型化北斗导航圆极化天线研究 篇6
“北斗”卫星导航系统 (COMPASS Navigation Satel lite System, CNSS) 是我国自主研发的全球卫星定位与通信系统。随着“北斗”卫星导航系统的逐步应用, 导航终端日益趋向便携:轻、薄、短、小, 这对导航终端天线提出了更高的要求, 因此, 研制应用于“北斗”卫星定位接收机的小型化、高性能的微带天线也就得到了越来越广泛的重视[1]。在实际应用中, 由于北斗天线的工作频率较低, 其天线尺寸较大, 不便于安装和携带, 因而北斗圆极化天线的小型化问题也就成了该领域的热点。
目前, 微带天线小型化的实现方法主要有:采用特殊介质基片、加载短路探针、贴片表面开槽、附加有源网络、采用特殊微带贴片形式等[2,3]。最常用的一种方法是采用高介电常数的介质基片来减小微带天线尺寸, 但这种方法的主要缺陷是:天线激励出较强的表面波, 表面损耗较大, 使增益减小;效率降低;带宽窄。为提高增益, 常在天线表面覆盖高介电常数介质, 但这样又增加了天线的厚度。
文献[4-5]采用贴片表面开槽形式分别实现了两款小型化天线, 设计天线同传统天线相比, 天线尺寸分别下降了36%、50%。本文采用米字型开槽方案, 设计了一款小型化北斗导航天线, 并利用HFSS仿真软件对不同开槽方案进行了分析比较。仿真结果表明, 米字型开槽天线与相同基板的未开槽天线相比, 尺寸缩减72.8%, 天线带宽、增益、轴比等指标满足设计要求。进一步对米字型开槽天线与传统高介电常数的小型化天线进行比较分析, 仿真结果表明, 采用低介电常数基板的开槽天线可以有效降低天线生产过程中制造公差对天线性能带来的影响, 从而提高天线生产的一致性。
1 天线结构及理论分析
天线结构如图1 所示, 贴片以虚线所示正方形为基础, 在四个边突出宽为La, 长为Wa的矩形枝节, 其中正方形边长La=20.4 mm, 枝节长Wa=6 mm。在贴片中进行米字型开槽, 缝隙宽Wg=1 mm, 缝隙长度分别为Lx=12 mm, Ls=13.3 mm。基板相对介电常数 εr= 9, 尺寸为35 mm×35 mm×8 mm, 贴片铜箔厚0.018 mm, 在基板四个角位置用螺钉固定, 螺钉直径Ra=2.3 mm, 螺钉中心位置距边缘a =2.5 mm。馈电点距中心距离d=2 mm, 采用正交馈电激励圆极化[6]。
通过微带天线谐振频率公式:
式中:Le为电流路径有效长度;c为光速[7]。
由上式可知, 贴片上电流路径的有效长度的增加会使天线的谐振频率下降, 而对于固定频率的天线减小天线尺寸可以达到天线小型化的目的。通过对贴片开槽、弯折路径, 形成图1 所示的结构, 该开槽阻挡了矩形贴片上的电流, 从而改变了其电流分布, 如图2 所示。从同轴线馈送到辐射贴片的电流由于受到弯折缝隙的阻挡, 可以认为在缝隙所围区域产生了一个假想的更大尺寸的辐射贴片, 所以可以通过改变弯折缝隙的尺寸大小来改变其频率特性[8]。
2 HFSS仿真结果与分析
2.1 与相同介电常数的天线比较
采用相同介电常数基板对表面未开槽天线进行仿真, 如图2 (a) 所示, 当谐振频率为1.268 GHz时, 其贴片面积为1 322.89 mm2;若采用表面开槽天线时, 其贴片面积为765.5 mm2, 两者相比, 表面开槽方案比未开槽方案, 贴片面积缩小72.8%。紧接着, 对采用相同介电常数的基板的不同开槽方案进行了仿真比较, 仿真结果如图3 所示, 性能比较见表1。
由分析结果可知, 通过在天线表面增加开槽路径, 可以使得天线谐振频点不断下降, 但随着开槽路径的增加, 其顶峰增益略有降低;米字型开槽方案同未开槽方案相比, 增益下降0.5 d B;天线表面开槽后带宽略有变窄, 米字型开槽方案与未开槽方案对比, 带宽减小了5 MHz;由于天线的电流分布被打乱, 天线轴比稍变差, 如图3 (b) 所示, 顶峰轴比在带内总体小于2 d B, 低仰角轴比 (70°) 在带内总体小于7.5 d B。
2.2 与高介电常数天线比较
针对北斗B3 频点, 在贴片尺寸相同的情况下, 开槽天线采用了介电常数 εr= 9 的基板, 而未开槽天线需采用 εr= 13.5 的基板, 两者增益比较如图4 (a) 所示, 米字型开槽天线和未开槽天线增益同比下降约0.2 d B。在此基础上, 对两种天线方案的枝节长度进行调节。
当两种天线的枝节长度Ra分别缩短1 mm时, 仿真结果如图4 (b) 所示, 介电常数 εr= 13.5 的天线, 其谐振频点向高频漂移了24 MHz, 而 εr= 9 的天线谐振频点向高频偏移了10 MHz。由此可见, 采用低介电常数作为基板可以改善制造公差对天线在制造中的影响, 降低工程误差对天线的敏感度, 进而提高天线一致性。
3 结论
本文采用天线表面米字型开槽方案设计了一款北斗B3 频点的小型圆极化天线, 该方案可以有效地降低天线尺寸, 并保持顶峰增益和低仰角增益基本不变。虽然表面开槽会导致带宽变窄、轴比变差, 但可以满足该天线所提指标要求。同时, 该方案在满足天线小尺寸要求的同时, 降低了天线所采用基板的相对介电常数, 可以改善制造中天线制造公差对天线一致性的影响。为天线组阵, 改善由高介电常数带来的表面波效应, 提供了思路。未来将从改善天线Q值、使用四馈电点馈电的方式进一步提高表面开槽小型化天线的带宽、轴比等性能。
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圆极化技术 篇7
天线作为一种用来发射或接收无线电波的部件,在无线通信系统中起着至关重要的作用。随着空间技术和通信领域的发展,圆极化天线以他强大的优势,在无线领域中发挥着重要作用。线极化波容易在传输环境中发生极化偏转造成衰减,圆极化波遇到障碍物会反向。直射波和反射波会有极化隔离。具有很强的抗干扰能力和防雨雾能力。在民用和军用领域被广泛使用。现代无线通信事业的发展,卫星导航定位系统在人类社会的生活中起着的作用已经越来越重要。他们天线的极化方式都是圆极化,因此研究圆极化天线便有很重要的作用。圆环缝隙结构天线是圆极化天线的典型结构.下面对圆环缝隙结构(简称环缝结构,如图1所示)的频率特性进行分析.环缝结构天线是一种微带结构,基片的一面是接地板,上面开了一个环形缝隙,另一面用开路微带线馈电。其坐标系如图2所示。
理论上,在无限大导电平板上的环形缝隙,可看成是面磁流的环形分布,可表示为
M(ρ,)=(ρ,)n
式中: Ea是口面电场,n是垂直于口面的单位矢量。环缝天线的远场方向图根据电矢量位法计算求得,假设接地面无限大,不考虑边沿绕射场的影响,远区电场的Eθ和EΦ分量可按两种情况分别求出。
近似求解缝隙内的场分布,等效为求解环形均匀分布磁流元的场分布。
当Φ'=0和Φ'=п时,环缝内的场主要集中分布在相应的两个区域内。可以看出,当时αk0=1,环缝天线工作在基模状态。这时天线在垂直于环缝所在平面的方向上增益最大,即天线方向图主瓣指向这一方向。随着模式的增高,天线的表面波和高次模激励将严重影响天线的轴比情况。如要获得良好的轴比,在设计时要求天线工作在低阶模式以及基模状态。用HFSS仿真软件对环缝天线进行仿真可知,环缝天线工作在基模状态时,在其内半径约等于一个波长时谐振,环缝半径越大,基片尺寸越大,则工作频率越低。环缝内场主要集中分布在Φ'=0和Φ'=п时相应两个区域内。研究表明在天线接地板相应区域的环缝上添加矩形槽或十字形槽可以明显改变天线输人阻抗匹配状况,显著增加天线的带宽。
2 圆环缝隙天线圆极化实现原理
实现圆极化天线的基本原理:产生两个幅度相等、相位相差90°的空间正交线极化电场分量,对圆环缝隙天线也不例外。本文采用两个位置垂直的馈线,保证加在它们上面激励的幅值相等,相位差90°,则天线即可以辐射圆极化波。
采用了如图3所示的天线结构。介质板介电常数 =4.4,介质板厚度h= 0.8mm,介质板尺寸为28 X 24;环缝内半径r1=5.7mm,环缝外半径r2=7.7mm;采用T型功分器产生两个幅度相等,相位相差90°的空间正交线极化电场分量,两个耦合臂长度l=6.5mm,圆环中心距耦合臂距s=4mm, 50Ω馈线距中线(Y轴)距离d=3.9mm(两馈电臂长度差为8.2mm。相应的S11参数、AR曲线方向图以及交叉极化图如图4,5,6和7所示。
3 进一步扩展天线带宽设计
在接地板的环缝上添加十字形槽,天线结构如图7所示。
天线相关尺寸:介质板尺寸为32 X 30;环缝内半径r2 = 8.2mm,环缝外半径r1=10.2mm;馈电臂长度l=8.4mm,圆环中心距馈电臂距离s=2.6mm,两馈电臂长度差为9mm,十字形槽宽度u=1.2mm。相应的S11参数、AR曲线方向图以及交叉极化图如图8、9、10和11所示。
对比无十字形槽天线仿真结果,添加十字形槽的圆极化天线的阻杭带宽为4.45到5.50 GHz.在4.75到5.45GHz范围内这种方法能在不显著增加天线体积的情况下,将天线带宽增加一倍。
4 结语
在改善圆极化天线频带宽度的基础上,研究了在环缝天线上添加十字形槽扩展天线带宽的方法,并设计制作了一种基于圆环缝隙结构的左旋圆极化天线,在天线接地板上添加了十字形槽.并用hfss仿真天线的频率特性通过比较天线频率特性,其改善效果十分明显,而且具有很强的可操作性。
摘要：就圆环缝隙结构的圆极化天线进行理论分析,提出在微带天线接地板上添加十字形槽以拓展天线带宽的方法,并设计出左旋圆极化可重构微带天线.对比仿真结果,添加十字形槽的圆极化天线的阻杭带宽为4.45到5.50 GHz.在4.75到5.45GHz范围内这种方法能在不显著增加天线体积的情况下,将天线带宽增加一倍。
关键词：圆极化,圆环缝隙结购,十字行槽,宽带
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