倍频技术

倍频技术（共7篇）

倍频技术 篇1

宽带雷达信号是高分辨雷达中常用的一种信号。随着数字技术的发展,采用数字方式产生宽带雷达信号已成为现实,在现代的雷达、通信和电子对抗领域中,信号源得到了广泛的应用,同时对信号的指标要求也越来越高。

在目前信号频率合成的各种类型中,直接数字频率合成以相位噪声好、捷变频、合成任意波形、频率分辨率高的特点得到了广泛的应用,但是因为DDS输出频谱杂散电平和谐波电平偏高,为了获得宽带高纯频谱雷达信号需采用DDS+倍频技术。对此,本文介绍了一种可行的宽带雷达信号产生设计方案。

1 信号产生系统组成及工作原理

宽带雷达信号产生系统主要由信号产生控制电路、2倍频器等组成。

系统组成框图如图1所示。

1.1 信号产生控制电路

信号产生控制电路的功能是本系统核心,其根据接收到控制面板或者遥控计算机送来的指令,配置DDS模块产生与之对应的雷达信号,并控制开关电路产生相应调制信号送出。

信号产生控制电路由DSP、FPGA、DDS模块、调制控制开关等组成,其原理如图2所示:

1.2 2倍频器

倍频器是完成输入信号频率倍增功能的模块,扩展DDS输出信号频段。以DDS产生的175MHz~325MHz信号为例,2倍频器的主要功能是把DDS送出的175MHz~325MHz信号倍频到350MHz~650MHz,然后经过单刀三掷开关进行选择输出。

考虑到实际滤波器的相对带宽及对高次谐波的抑制,特别是对三次谐波的抑制有很大的困难,如需要滤除175MHz三次谐波为525MHz,在需要获得的325MHz二次谐波625MHz带内,在实现过程中无法用滤波器进行滤除。解决方法是采用DDS产生一定带宽的信号,将该频带分成三段,由选择开关分配给三个不同的倍频和滤波链,每个倍频滤波链采用1级二倍频、滤波放大实现,通过倍频滤波链来产生所需的频综信号,最后用开关合成三路输出350MHz~650MHz信号。2倍频器组成框图如图3所示:

2 关键技术及解决措施

2.1 DDS输出信号杂散解决措施

DDS输出信号杂散大小是整个系统输出信号杂散大小的关键。首先,选择高稳定度、高相噪、低杂散的DDS频率参考源,避免外部器件原因影响DDS输出信号杂散,本系统中选取DDS频率参考源为1GHz,输出信号相噪优于-120d Bc/Hz@1k Hz,杂散抑制:≤-75d Bc;其次选择DDS合适的输出带宽,使DDS输出信号杂散相对最优化,本系统中选取的DDS输出信号带宽为175MHz~325MHz;同时对DDS输出信号加带通滤波器进行滤波处理,将带外杂波最大抑制,使进入到倍频组件的DDS信号杂散尽可能的小。

2.2 倍频组件输出信号杂散解决措施

倍频组件完成输入信号频率倍增功能的模块,扩展DDS输出信号频段。本系统中倍频组件采用分段1级2倍频集成电路模块级联,通过倍频、放大、滤波的方式实现倍频功能,首先对每一级倍频器的输出信号进行全面的滤波处理,更有利于杂波抑制;其次选择合适放大器使每一级倍频器放大都工作于线性范围,提高倍频输出主杂比;另外对输入信号进行分段处理,最大程度的减少DDS输入频率的3次谐波的影响。

3 结束语

本宽带雷达信号产生系统设计主要具有以下特点:

(1)利用DDS芯片的多种工作模式,可方便产生多种雷达信号,而且频率捷变速度快,捷变时相位连续,频率分辨率高达10-6Hz;

(2)通过DSP与FPGA同时控制DDS模块,可实时修改信号参数和加载新的程序及数据,读写速度快,保证了实时性和输出信号相位相参性;

(3)采用多路DDS芯片并行工作,并提供同步时钟输出,为适应不同体制雷达的要求提供了保证,更具通用性。

实验和应用结果表明,该系统能够模拟多种体制的雷达中频信号,而且不同信号间切换方便,使用灵活。在此基础上,通过丰富和完善软件数据库,可建成通用雷达中频信号模拟系统。

综上所述,DDS具有极高的频率分辨率、极短的频率转换时间、很宽的相对带宽和任意波形输出能力,以及可产生正交输出信号及数字调制功能等突出优点,采用DDS+倍频技术的宽带雷达信号产生具有极大的应用前景。

参考文献

[1]费元春,苏广川,米红,等.宽带雷达信号产生技术[M].北京:国防工业出版社,2002.

[2]常文革,祝明波,梁甸农.宽带线性调频信号产生技术研究[J].信号处理,2002,18(2):113-117.

[3]钱朝晖.采用DDS技术的高性能雷达信号源[J].现代雷达,2002,24(4):50-52,56.

[4]Analog Devices AD9910 datasheet,2007[EB/OL].http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD9910.pdf.

[5]Analog Devices AD9910 Preliminary Technical Data,2007[EB/OL].http://www.datasheetking.com/AD9910-datasheet.html.

倍频技术 篇2

直接频率合成是指采用一个或多个参考频率源, 再综合运用混频、倍频、分频及开关滤波等技术来产生所需的频率。相对于其他两种技术, 直接频率合成方法构成的频率源一般电路结构较为复杂, 成本较高, 但在频率捷变速度和相位噪声性能方面具有其他两种方法无法比拟的优点[4]。

在直接数字频率合成技术中, 倍频是指使激励信号通过非线性器件, 通过器件的非线性来产生激励信号的各次谐波方法。倍频是获得高频率、高稳定度和低相噪频率源的重要手段。本文介绍了一种基于倍频技术的X波段频率源的研制方法, 其产生的信号具有良好的相位噪声性能。

1 设计原理和构成方案

倍频器的典型原理框图如图1所示。正弦波激励非线性器件会产生基波信号和丰富的谐波信号, 所需的谐波分量通过滤波器选出。

激励源产生的基波信号为vi (t) =Vicosωt, 输出信号vo (t) 为基波的n次谐波, 将非线性器件的伏安特性在其工作点处用幂级数展开, 则有[5]

展开合并同类项后

其中, cosωt, cos2ωt, cos3ωt…cosnωt即为输出信号的1次, 2次, 3次…和n次谐波分量, 系数a1, a2, a3, …, an与器件的工作点有关。

在实际电路设计中, 一般会在所选用的非线性器件输出端添加调谐网络来优化电路, 有效地集中频谱能量, 使需要的谐波分量幅值最大化, 并尽可能的抑制基波和无需谐波分量。

倍频电路按构成的非线性器件分类, 一般可分为变容二极管倍频、阶跃二极管倍频、双极晶体管 (BJT) 倍频和场效应管 (FET) 倍频。其中变容二极管和阶跃二极管都利用了器件的非线性容抗[6,7], 而BJT倍频和FET倍频则利用了器件的非线性电阻, 与二极管倍频相比, BJT倍频和FET倍频具有频带宽、功耗小, 并对低阶谐波还具有功率增益[8]。

本方案采用BJT和FET倍频技术, 将参考激励源的输出频率为f0的信号经过逐级倍频和功率放大, 最终获得频率为100f0的X波段信号。

频率源的激励信号由晶振提供, 激励信号依次经过二倍频、五倍频、五倍频、二倍频, 最终经放大器放大到合适的电平输出。信号每次倍频后均采用滤波器选取需要二次或五次谐波, 并抑制基波和其他无需谐波分量。依次倍频得到100f0后的谐波分量后, 经过一级放大器放大到要求的电平后输出。

2 频率源的低相噪设计

相位噪声一般是指在系统内各种噪声作用下引起的输出信号的相位随机起伏, 用来表征信号的短期稳定度[9]。本方案的输出信号由晶振经100次倍频得到, 其相位噪声指标主要取决于两个方面:晶振输出信号的相位噪声与晶振信号经过倍频链后的相位噪声的恶化。在频率源低相噪性能的设计上, 本方案在激励源和倍频链路上针对相位噪声都进行了优化设计。

首先, 激励源采用了低相噪、高稳定度的恒温晶振 (OCXO) 。晶体振荡器按器件的频率温度特性可分为:通用晶体振荡器 (XO) 、温度补偿晶体振荡器 (TCXO) 和恒温控制晶体振荡器 (OCXO) 。XO因未采取改善晶体频率温度特性的措施, 晶体本身的温度变化会成为影响输出信号相位噪声的主要因素, 一般较少应用于高相噪要求的电路中。TCXO用温度传感器产生校正电压, 加在晶体网络中的变容二极管上, 用以补偿晶体的温度特性。OCXO将晶体和其它温度敏感元器件均装在恒温槽中, 恒温槽被调整到晶体的拐点温度上[10]。一般而言, OCXO电路复杂、功耗大, 但OCXO具有优秀的相位噪声性能, 较之TCXO和OCXO的相位噪声要低10~20 d B。

方案选用的晶振为恒温晶振, 其相噪指标为-130 d Bc@100 Hz, -144 d Bc@1 k Hz和-152 d Bc@10 k Hz, 有效保证了频率源输出信号的低相噪性能。其次, 改善晶振信号经过倍频链后产生的相噪恶化, 即尽量减少倍频器引起的附加噪声。由倍频原理可知, 信号经过N倍频后, 相位噪声将提高20lg N d B, 本方案中N=100, 故倍频后相噪恶化的理论值应为40 d B。

本方案采用了BJT和FET用做倍频器件。在倍频器件的选择上, 优先考虑了器件的低噪声性能, 同时在倍频电路匹配设计时注意噪声性能和增益性能的折衷, 使倍频器件本身的噪声不对倍频后的相位噪声造成显著的影响。

3 倍频的具体电路设计

由于在低频段, BJT器件的增益和倍频效率要优于FET器件, 因此在倍频电路的选择上, 第一次二倍频选用了BJT做为倍频器件, 其余的高频段3次倍频均采用了FET做为倍频器件。

BJT二次倍频电路如图3所示。倍频采用的BJT器件1Q01为AVAGO的AT-42035, 该器件在低频段具有很高的增益和较好的噪声系数。器件输入端的电阻衰减网络做为倍频电路的输入匹配。适当电平的输入信号f0经衰减网络进入AT-42035后产生谐波信号, 若直接在器件输出端接入带通滤波器 (BPF) , 即可获得较为纯净的二次谐波信号2f0, 但由于器件倍频产生基波f0的幅值较2f0高, 较多的能量集中在f0上, 二倍频的效率较低。

为提高效率, 在AT-42035与带通滤波器增加了电感L01、电容C04和电容C05来构成谐振网络。谐振网络对倍频电路进行调谐, 使能量向二次谐波集中。在实际工程研制过程中应该注意谐振网络的设计, 3个电抗元件的取值不当, 不但容易造成晶体管与滤波器之间的失配从而引起晶体管自激, 同时对倍频后信号的远端相噪也会造成不同程度的恶化, 因此在设计时要对元件取值进行仿真优化, 并在实际电路调试中给予充分的重视。

FET倍频电路与BJT倍频电路类似, 关键点同样在于输出调谐网络的选取与优化。两者的不同点在于调谐网络的拓扑结构, 并且高频下一般选用微带线构成电容、电感元件来替代集总元件, 以达到减少寄生参数的目的。

图4中FET倍频电路为本方案中最后一次二倍频电路, 将信号从C波段倍频到X波段。FET器件Q01选用了Fujitsu的FHX35LG。该器件为高电子迁移率场效应管 (HEMT) , 在X波段具有良好的增益和噪声性能。FHX35LG采用自偏压的工作方式, 器件输入和输出的馈电电感L02、L03采用1/4波长高阻线构成, 输入端的电容C01、C02和电感L02构成匹配网络, 输出端的电容C03、C05和电感L45构成谐振网络, 以上感容元件在实现方式上都采用了微带形式。

信号经谐振网络后, 频谱能量已大部集中到所需的谐波分量, 为得到更纯净的频谱, 谐振网络后增加了带通滤波器。带通滤波器采用了6阶发夹线滤波器, 滤除基波和除二次谐波外的其他谐波分量。

4结束语

本文利用器件的非线性特性来产生谐波进行倍频的原理, 分别采用BJT和FET器件构成倍频电路, 并对电路进行了优化和调试, 最终完成了一种低相噪X波段频率源的设计和研制。

完成的频率源输出信号的频谱和相位噪声分别如图5和图6所示, 其最终相位噪声指标为-87 d Bc@100 Hz, -102 d Bc@1 k Hz和-110 d Bc@10 k Hz。与晶振的激励信号相比, 相位噪声恶化了约42 d B, 较之40 d B的理论值, 几乎未增加附加噪声。同时, 由于本方案中的倍频电路和滤波器在设计时均保留了一定的带宽, 通过对晶振激励信号的频率进行调制, 频率源输出信号可在300 MHz的带宽内保持固定的相位噪声和良好的功率一致性, 即可实现X波段宽带调制频率源的功能。

参考文献

[1]弋稳.雷达接收机技术[M].北京:电子工业出版社, 2004.

[2]高树廷, 高峰, 徐盛旺, 等.合成频率源工程分析与设计[M].北京:兵器工业出版社, 2008.

[3]万天才.频率合成器技术发展动态[J].微电子学, 2004, 34 (4) :366-370.

[4]Galani Z, Campbell R.An overview of frequency synthesizers for radars[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1991, 39 (5) :782-790.

[5]陈邦缓.射频通信电路[M].北京:科学出版社, 2002.

[6]清华大学《微带电路》编写组.微带电路[M].北京:清华大学出版社, 1976.

[7]杜武林.高频电路原理与分析[M].西安:西安电子科技大学出版社, 1986.

[8]薛正辉, 杨仕明, 李伟明, 等.微波固态电路[M].北京:北京理工大学出版社, 2004.

[9]Reinhold Ludwig, Gene Bogdanov.RF circuit design:theory and applications, second edition[M].New Jersey:Prentice Hall Inc, 2008.

倍频技术 篇3

当一束光通过一个光学器件时,有两种方法可以减少其在表面上的反射损失,一种是在通光面镀上相应波长的增透膜;另一种方法是按布儒斯特角平行切割光学器件的两个通光面[6,7,8]。若采用前一种方式,在CLBO两个通光端面镀上增透膜,由于晶体长期置于100℃以上的高温环境中,要求所镀的膜系能在高温环境下工作,而目前的镀膜工艺达不到这样的要求,这样就使膜层极容易脱落[9,10,11,12]。而端面若不镀膜则势必会加大通过晶体的激光的损耗,影响输出功率。后一种方法已经在光学器件制造上使用了许多年,效果相当不错。自从人们发明了激光,尤其是实现了激光的频率变换以后,上面提到的第二种方法也曾不断地被用于产生基频光的减反射。但是,以布儒斯特角切割(以下简称为布氏切割)的倍频晶体在倍频过程中实现减反射的能力对于整个紫外激光系统来说显得尤为重要。

文中研究了垂直切割与布氏切割两种情况下倍频光反射损失情况,同时给出了激光倍频器实现减反射的优化布氏切割方法。

1 理论分析与结果讨论

1.1 布儒斯特定律以及光学元件减反射切割方法

以往对于光学元件要达到减反射的目的,除了镀减反膜之外,另一种办法就是采用对两通光面以布儒斯特角平行切割的方式来达到要求,这种做法的依据也就是布儒斯特定律。

如图1所示,当光波以一定角度传播到介质表面时,必然会发生反射和折射,并且反射光的主要振动方向一定与入射面垂直,折射光的主要振动方向在入射平面内。根据布儒斯特定律,当入射角θi与折射角θt之和等于90°,即反射光线与折射光线垂直时,反射光发生全偏振,得到垂直于入射面振动的线偏振光,而且有tanθB=n,此时的入射角θB即为布儒斯特角。通过采用将晶体两通光端面以布儒斯特角平行切割的方法,可以使入射光中振动方向平行于入射平面的光在介质表面不反射而是全部以折射的方式进入晶体,因此对于这种振动方式的光即相当于减小(或消除)了反射损耗。

1.2 CLBO晶体切割方式的分析

如上所述,采用将晶体两通光端面按布儒斯特角平行切割减少入射光损耗的办法在光学元件的制造中已经应用了很多年,而且效果非常好。激光出现以后,这种技术也广泛应用于晶体的切割中。但是这种方法作用于非线性晶体时,情况就有所不同。

由菲涅耳方程可以知道垂直于入射面的垂直振动分量反射率Rs和平行于入射面的平行振动分量反射率Rp分别为[13]

由以上两式可以看到,由于入射角θi始终大于折射角θt,因此Rs总不为0,也就是说垂直于入射面的振动分量在界面上的的反射是不可避免的;当θi+θt=90°时,tan(θi+θt)趋于无穷,相应的Rp趋于0,即此时平行于入射面的振动在界面上反射为0,此时的入射角θi即为布儒斯特角。按照这一角度切割减反射的效果相当不错,若加工精细,振动方向平行于入射面的光透过率可达100%。

这一方法用于如激光晶体等不产生频率变换的物质中效果很好,但对于非线性晶体来说则有很大差别。这种差别主要在于光通过普通光学元件射入Nd:YAG、石英等晶体后没有新频率产生,不改变光的偏振状态,经过非线性晶体后却有新频率的激光产生,而这种新产生的频率的振动状态与入射光的振动状态总不相同,这是由相位匹配条件和偏振匹配条件共同决定的,即非线性晶体既改变基频光的频率又改变其偏振状态。就产生266 nm紫外光的实验来说,CLBO为负单轴晶体,采用Ⅰ类临界相位匹配的形式,它产生倍频光的方式是两个基频o光作用产生一个倍频e光,因此基频绿光的振动方向必然与倍频出来的紫外光的振动方向互相垂直,否则就不能实现相位匹配[14]。若晶体的两通光面平行切割,如图2所示,可以看到绿光若以平行于入射面的振动方向(平行短线代表的振动)以布儒斯特角入射到晶体中,在晶体中倍频产生的紫外光的振动方向就与其垂直(圆点所代表的振动),因此在界面处也要发生反射,由于出射面与入射面平行,对于绿光来说,它在界面处没有反射而全部折射到空气中,而紫外光的情况则有所不同,由于紫外光的振动方向垂直于出射平面,因此在界面处会有一部分紫外光反射、另一部分折射出晶体。若绿光严格按布儒斯特角入射,经计算可知会有大约14.77%的紫外光因反射而不能输出晶体,因此造成了比较大的损耗,降低了绿光-紫外的转换效率。

现在比较一下两端面以布儒斯特角平行切割和端面垂直切割时的反射损失情况[15]。如图3a和图3b所示,其中图3a表示垂直切割的情况,R1、R2分别代表晶体对532 nm与266 nm光垂直通过时的反射率,可知R1=(n1+n1-11)2,R2=(n2+n2-11)2,n1、n2分别为532nm与266 nm光的折射率,η代表532 nm到266 nm的倍频转换效率。由图3不难看出,由CLBO晶体出射的紫外光与入射绿光功率比分别为

图4为CLBO晶体垂直切割与以布儒斯特角切割两种情况下出射的紫外光相对光强和转换效率之间的关系。不难看出,垂直切割情况下紫外光的输出总是大于以布儒斯特角切割的情况。因此这种切割方式只是增加基频绿光的透过率,对于紫外倍频光,不但没有增加其透过率反而引入了更大的损耗。

1.3 CLBO对紫外光减反射的切割方式分析

当然,采用以布儒斯特角切割的方式来减少反射损失对于非线性晶体来说也是可行的,只不过以布儒斯特角将两通光面平行切割的方法不再适合于非线性晶体。

对于负单轴晶体的Ⅰ类临界相位匹配,条件是两个基频o光作用产生一个倍频e光,也就是基频光与倍频光的偏振方向互相垂直,如果两个通光端面以布儒斯特角平行切割,则绿光在出射面处不会有反射损失,但紫外光就会有百分之十几的反射损失,因此为了消除紫外光在晶体内的反射损失,两通光面就不能再按相互平行的方式切割,而是要以互相垂直的方式切割,如图5所示。这样切割的目的是要保证入射面AOB与出射面A'O'B'互相垂直,也就是切割后保证入射平面AOB垂直于主平面COO',而主平面COO'则平行于出射面A'O'B'。这样,若入射绿光的偏振方向平行于入射平面AOB,并以布儒斯特角入射,则会无损失地全部进入非线性晶体中,在晶体中由于它的偏振方向垂直于主平面COO',即为o光,因此倍频后产生的紫外光为e光,偏振方向垂直于绿光的振动而与主平面COO'平行,在出射面A'O'B'处,由于平面A'O'B'也与主平面COO'平行,因此紫外光可以无反射损失地全部折射出晶体外,这样的切割方式就能达到对紫外光的减反射的目的。

2 结论

倍频技术 篇4

随着功率开关器件的发展, 电力电子装置日益小型化和高频化, 电气性能大幅提高, 但是随之产生的高次谐波却对电网造成严重污染。在电力电子设备中, 整流器 (AC/DC变流器) 占有较大的比例, 是主要的污染源。由于固态感应加热电源对于电网呈现非线性特性, 从电网中输出的电流就不是标准的正弦曲线。高频谐波电流对电力设施产生过热或其他危害[1]。

Boost电路应用到功率因数校正方面已经较为成熟, 对于几百瓦小功率的功率因数校正, 常规的电路是可以实现的。但是对于大功率诸如感应加热电源, 还存在很多的实际问题。为了解决开关器件由于二极管反向恢复时产生的冲击电流而易损坏的情况, 减少开关器件在高频下的开关损耗, 本文采用一种无源无损缓冲电路取代传统的LC滤波电路。在分析了软开关电路的工作原理以及逆变模块的分时-移相功率控制策略后, 应用Matlab软件进行了仿真, 并通过实验结果验证了理论分析的正确性。

1电源系统整体拓扑

如图1所示, 该主电路拓扑主要由整流、软开关Boost功率因数校正、逆变、负载匹配几个环节组成。

单相整流桥输出的直流电压接入无源缓冲软开关Boost电路, 本文采取Boost电路取代传统的LC滤波电路。这里Boost电路主要有2个作用:一是提高整流输入侧的功率因数;二是为逆变侧提供一个稳定的直流电压。Boost校正电路输出直流电压加到逆变桥上, 逆变桥是由8个IGBT模块组成的单相全桥逆变器, 每个IGBT都有一个反并联二极管与其并联, 作为逆变器电压反向时续流。逆变器中功率器件由控制电路控制脉冲信号驱动而周期性的开关;隔离变压器T的作用是电气隔离和负载的阻抗匹配。一般T为降压变压器, 适当改变变压器的变比即可降低谐振槽路中电感、电容上的电压值, 并可进行不同的负载阻抗匹配。输出方波电压经过变压器的隔离降压后加到由补偿电容器和感应线圈及负载组成的谐振回路上。

1.1 软开关APFC电路工作原理

图2所示为无源软开关Boost电路、串联电感及无损SNUBBER电路[2,3]。与普通的Boost电路相比, 增加电感L1限制因VD0的反向恢复而产生的VT0开启冲击电流, C2→VD7作为VD0的SNUBBER电路, VD5→VD6→VD7的串联结构和L1→C1→C2之间的谐振与能量转换也有利于抑制VT0的开启冲击电流。

主电路在一个周期内的工作情况可以分为6个阶段:

(1) 模式1[t0, t1]:在t0时刻, C0通过电阻R放电, VT0在ZCS状态下开启, C1放电, 电流流经C1→C2→L1回路, 由于L1的作用, VT0的开启电流逐渐平稳上升。

(2) 模式2[t1, t2]:电感L1上的电流逐渐增大, C1放电结束后, 电流经过回路L0→L1→VD5→VD6→C2流动。

(3) 模式3[t2, t3]:C2被缓慢充电, 直至L1能量全部转移过来。最后流经VT0的电流和L0的大小相等, C2充电结束。

(4) 模式4[t3, t4]: t4时刻VT0在ZVS下关断, 当经过C2-VD6-C1的电压和整流输出电压Vin相等时, C2通过VD7放电, L1的电流经L0→L1→VD5→C1给C1充电。

(5) 模式5[t4, t5]:当C1的电压和Vin相等后停止充电。L1电流经VD5→VD6→VD7流向负载。

(6) 模式6[t5, t6]:L1电流衰减到0母线电感电流L1通过VD7向C2充电, 当C2电压为0后, 流过L0的电流经VD0流向负载C0和R。接着回到模式1。

1.2 后级倍频逆变电路

倍频式高频逆变电源电路如图1右边部分所示[4,5]。在图中, 由VT11～VT41构成第一组逆变桥, 由VT12～VT42构成第二组逆变桥, 两组逆变桥轮流导通1个谐振周期, 每个IGBT器件都以额定负载电流工作。这样, 如果IGBT的允许开关频率为 f0, 则电源的输出频率为2f0。

分时-移相的控制方法是通过调节对角桥臂导通的相位差来调节功率。如图3所示, VT11与VT41之间有一个移相角, 满功率的时候, 角度为0, 分时-移相调功就是通过调节移相角φ的大小实现功率的改变。

2系统控制策略

控制系统主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPM1270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP[6]。控制环节由数字锁相环、PWM控制模块、分时脉冲控制模块、DSP移相功率调节环节以及DSP-PFC环节组成。CPLD锁相环模块跟踪负载谐振频率, 同时接收DSP输出的数字移相角大小, 从而经PWM、分时模块计算输出8路移相触发脉冲。DSP计算负载输出功率, 与功率设定值比较, 经积分分离PI算法输出移相角度;DSP还要对CCM模式下的软开关Boost电路进行平均电流控制[7,8,9,10]。此外还要实现设置、保护以及显示等功能。

3仿真与试验波形

基于以上理论分析和系统的硬件与软件设计, 应用Matlab仿真软件对电路进行了仿真。仿真参数如下:输入单相220 V, 输入等效阻抗1 mΩ, 母线电感6 mH, 输出电容3 300 μF, 缓冲电感4 μH, 谐振电阻R为22 Ω, 电感为1×10-6, 电容为1.15×10-6。在仿真分析的基础上, 对1 kW感应电源样机进行了实验, 表明实验与仿真结果基本一致, 验证了理论设计与系统仿真的正确性。

4结语

通过仿真与试验结果可以看到, 应用软开关PFC电路的倍频感应电源, 不仅实现了输入侧单位功率因数, 而且借助于一些缓冲辅助器件, 开关管工作在软开关状态, 损耗大大降低, 为逆变模块输出稳定的直流电压。该设计具有较高的实用价值。

参考文献

[1]OLEG S F.感应加热电源对电网进线产生的畸变影响[J].锻压技术, 2009, 34 (2) :162-168.

[2]华伟, 金新民.大功率单相功率因数校正主电路方案[J].电工技术杂志, 1998 (2) :13-15.

[3]陈一逢.高性能软开关功率因数校正电路的设计[J].电源技术应用, 2004, 7 (1) :135-137.

[4]董淑惠, 李亚斌, 田丰.时间分割式IGBT高频感应加热电源的研究[J].电力科学与工程, 2007 (4) :1-3.

[5]蔡慧, 赵荣祥, 陈辉明.倍频式IGBT感应加热电源的研究[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (2) :154-158.

[6]张维刚.基于DSP和CPLD的移相全桥软开关电源数字控制器[J].微计算机信息, 2006, 22 (32) :37-39.

[7]程曼丽, 刘明.功率因数校正技术及不同控制策略研究[J].现代电子技术, 2007, 30 (10) :174-176.

[8]章兴华, 吴为麟.基于DSP数字化控制的高频PFC的仿真与实现[J].机电工程, 2002, 19 (5) :26-29.

[9]杨汝.平均电流模式的控制电路设计[J].电力电子技术, 2002, 36 (4) :66-69.

[10]荣军, 李宏.基于Matlab的高功率因数校正技术的仿真研究[J].仿真技术, 2007 (6) :41-43.

倍频技术 篇5

国内外Nd:YLF激光器的研究与发展现状:

Nd:YLF晶体最早的报道见于1968年。相比于其它掺Nd的激光材料, Nd:YLF晶体有其自身独特的性质, 例如上能级寿命长、荧光线宽宽、输出线偏振、热透镜效应小、自然双折射远大于应力双折射等等特性, 并且其具有很大的实用价值。

国内外关于Nd:YLF晶体的生长技术、晶体光学特性以及Nd:YLF晶体的激光输出特性的研究有很多, 例如国内的报道有, 1995年, 胡文涛等人用二极管阵列侧面泵浦, 获得了4.4m J的1.047μm脉冲激光输出。

2007年, 潘淑娣对Nd:YLF晶体的特性及全固态激光器进行了研究等等, 对于国外也有相应的报道, 例如80年代, M.Pollak等人分别用633nm He-Ne激光直接沿晶体轴入射, 测量了灯泵浦Nd:YLF棒的热透镜焦距, 并且根据实验的数据导出了热焦距的计算式。2007年, 美国研究了有关LD泵浦的Nd:YLF再生放大器等等。

Nd:YLF激光器主要是用来对Nd:YLF输出激光波长的研究, 另外就是做钕玻璃放大的种子源。

相位匹配原理:

倍频激光器是用非线性材料产生倍频激光的器件。基频光为入射的激光, 而由倍频激光器产生的光为倍频光或者二次谐波。根据非线性材料的特性, 通常我们一般采用角度匹配来获得二次谐波。所谓的角度相位匹配就是利用晶体的双折射来补偿正常色散而达到相位匹配的一种方法。因入射到晶体的基频光和产生的倍频光具有不同的偏振态, 所以所用晶体应先根据晶体光学的理论和相关的折射率数据计算出切割晶体的方向, 磨制成所需要的形状, 使基频光和倍频光能够满足相位匹配的条件。

按照入射基频波的偏振态可将其角度匹配方式分为两类:

一类是基波取单一的线偏振光形式入射, 而倍频光为另一种状态的相偏振光, 而这种情况通常称之为第I类相位匹配。这一倍频过程用式子可表示为“o+o=e”或“e+e=o”, 因为两个基波的偏振方向是相互平行的, 所以也可称其为平行式相位匹配。

另一类是基波同时取两种不同的线偏振光形式, 也就是两者的偏振方向是相互垂直的, 而产生的倍频光为单一状态的线偏振光, 这种情况称为第II类相位匹配, 记作“e+o=e”或者“e+o=o”, 因为第II类匹配方式在非线性极化的过程中, 不是单纯的由基波的o光 (或e光) 的分量乘积在起作用, 而是o光和e光分量同时在起作用。在本套系统中采用的是非线性晶体KTP (磷酸氧钛钾) 实现倍频, 其相位匹配属于第II类相位匹配 (方位角φ=23.5°, 匹配角θ=90°) 。

双轴晶体的相位匹配问题要比单轴晶体复杂很多。单轴晶体的折射率面是以光轴为对称轴, 具有旋转对称性, 所以单轴晶体的相位匹配问题是比较容易解决的, 相位匹配角也很容易得出。但是双轴晶体的折射率面是双层曲面, 在直角坐标系中是四次曲面, 没有对称性, 所以相位匹配问题较为复杂, 没有简单的解析式, 要用计算机来求解。

1 实验

本论文主要是测量倍频后输出激光的波长。

图1为倍频实验的实验实物图。

1) 半导体准直光 (650nm) ;2) 小孔光阑;3) 全反镜 (曲率半径3m, 镀膜对1064nm反射率R=99.8%, φ=20mm) ;4) 电光晶体 (KD*P) ;5) 偏振片;6) 谐振腔 (聚四氟乙烯漫反射聚光腔) ;7) 输出镜 (镀膜对1064nm透射率T=70%, φ=20m m) ;8) KD*P倍频晶体3~7之间为谐振腔长度L=415m m。

图2是用光谱仪采集到的输出激光的光谱图, 包括原波长和倍频后的波长。

本实验用实验测得的原激光的波长为1053.89nm, 倍频后的激光波长为526.54nm。

倍频实验步骤:1) 在退压式电光调Q装置的基础上加上倍频晶体KD*P, 如上图1中的8。2) 打开准直光源, 调节倍频晶体的调整架, 使准直光通过倍频晶体的中心。3) 将准直光挡住, 打开激光器的电源使之输出激光。4) 调节全反镜使之输出较好的模式。5) 使静态达到一定值, 本实验在输入电压为800V左右时, 调节倍频晶体, 看是否能配频出激光。6) 当看到有倍频光后, 打开动态, 观测倍频后的激光, 本实验输出倍频光时的电源电压为542V, 晶压为372V。

下图3是用软件拟合的输出激光的光谱图。

2 结论

1) 本文主要是测量了输出倍频激光的波长, 而没有计算转换效率, 只是大概观测了一下倍频效率, 倍频效率很低, 大概在10%左右, 可能的原因为倍频晶体使用的是KD*P晶体。

2) 从实验结果可以看出, 原激光波长为1053.89nm, 倍频的激光波长为526.54nm, 这个实验值与理论值虽然有一点偏差但是几乎是相符的, 这种偏差可能是与所使用的光谱仪的定标有关。

3) 输出倍频激光为527nm, 脉宽小于20ns灯泵浦的Nd:YLF脉冲激光器的用途很多, 如:高能短脉冲激光冲击、材料处理、核废料清洗、拍瓦 (PW) 飞秒激光系统泵浦源。

参考文献

[1]W.克希耐尔.固体激光工程, 2002.

[2]沈柯.激光原理[M].北京:北京工业大学出版社, 1986.

[3]元岩, LD泵浦Nd:YLF激光器.中国科学院研究生院.硕士学位论文, 2004.

倍频技术 篇6

关键词：非线性传输线,倍频,任意次谐波

1 倍频器原理与非线性传输线理论概述

倍频器在微波射频电子设备中有着广泛的应用, 它可以实现输入信号的任意次倍频, 在仪器设备中常常是扩展频带的关键器件。倍频器工作原理是基于器件的非线性特性, 任何非线性器件, 当信号加于其上时, 都会产生谐波[1]。非线性传输线是由周期加载反向偏置二极管的共面波导组成, 如图1所示。非线性传输线有三个基本特性:非线性, 色散性和损耗, 这三个特性相互影响相互制约[2]。

实践证明, 非线性传输线技术是用来扩展现有设备频率带宽的有效手段。利用非线性传输线上的孤子波分解这一特性, 用足够长的传输线级数, 将每一个孤子波相互完全分开, 来实现脉冲压缩, 产生丰富的谐波分量。

2 倍频器的设计目标与性能参数

输入信号频率:fin=100MHz;输入信号功率:Pin=21d Bm;实现倍频次数:2~15次;输出谱线功率:Pn≥-15d Bm;附加相位噪声:不大于2d B@15次倍频偏离载波1KHz处。

3 非线性传输线倍频器的设计

为了尽量缩小电路尺寸, 用较短的级数实现高阶的脉冲压缩, 我们采用一种称为逐级收敛非线性传输线的非均匀的孤子波非线性传输线。这种类型的非线性传输线的Bragg截止频率逐级提高, 这样能够加强主脉冲波形, 抑制级联非线性传输线末级所产生的一些次级脉冲串。它的结构如图2所示, 它的Bragg截止频率是逐级收敛的几何级数, 即第n级的Bragg截止频率为[3]:

其中k为收敛因子, 这种情况下, 每一级传输线的Bragg截止频率都比前一级略大一点, 每一级都实现较小比例的脉冲压缩。

4 非线性传输线倍频器的仿真与实现

本案采用Alpha公司的SMV-1139系列超突变结变容二极管和高品质因数贴片电感等分立器件来实现非线性传输线任意次倍频器。我们设定任意次谐波倍频器采用100MHz正弦信号作为信源输入, 并实现输入频率的最高15次谐波倍频 (0.1~1.2GHz) 。由于实际设计时需要考虑到电路尺寸不能过大, 因此传输线级数n确定为28级。

如图3所示为电路原理图, 传输线级数n=28, 图中Ld为直流偏置电路馈电电感, 取值1 0 u H;C1, C2为隔直流电容, 取值C1=C2=100p F;C3, C4为去藕电容, 取值C3=100p F, C4=10u F;D1~D28为变容二极管, 二极管模型采用Alpha公司的SMV1139-011超突变结变容二极管 (二极管参数为;L0~L28为非线性传输线电感, 电感采用Q值为60的高品质因数贴片电感, 每一级的电感值随收敛因子平方k2逐级收敛:

根据逐级收敛非线性传输线输入级Bragg截止频率与输入信号频率的关系得100MHz (27) fB, in200MHz, 经过计算, 我们得到收敛因子k=0.91, 并确定输入级电感L0取值为330n H, 利用ANsoft Designer对电路进行仿真。

我们把输入信号功率设定为21d Bm, 电路的偏置电压为3V, 仿真结果如图4所示。

从图4中可以看出, 输出脉冲的幅度为4.94V, 半幅脉冲宽度为530ps;从频谱图中可以看出输出频谱在1.5GHz (15次谐波) 处的谐波功率为-13.19d Bm。

我们对电路进行进一步的优化仿真, 并结合实际分立元器件的其他参数, 最终根据仿真结果, 我们选用了板材厚度h=0.5mm, 相对介电常数εr=3.48, tand=0.002的Rogers4350B双面附铜箔聚四氟乙烯板材, 并采用表层镀金工艺, 作为本案倍频器的基板板材, 应用计算机辅助设计软件计算出特性阻抗为50Ω、w=1.2mm、g=1.6mm的共面波导。制作出电路板后将元器件安装到电路板中。如图5所示为任意次谐波倍频器的局部实物图。

经测试, 当输入信号功率Pin=21d Bm时, 输出的15次谐波的功率为-11.79d Bm, 产生了1d B的附加相位噪声。如图6所示倍频器输出信号测试图。

5 结语

本案所设计并实现的基于非线性传输线的任意次谐波倍频器达到了预期设计目标, 并且各项性能参数优于预先设定的性能指标。采用非线性传输线实现的任意次谐波倍频器与传统倍频方法实现的梳状谱信号发生器相比, 具有倍频次数高、高次谐波输出功率大、输出频带宽、适用范围广、具有超低附加相位噪声, 且易于调试等优点, 在电子通信领域具有广泛的应用前景。

参考文献

[1]费元春.固态倍频[M].高等教育出版社, 1985.9:1-13.

[2]Michael Garth Case.Nonlinear Transmission Lines for Picosecond Pulse, Impulse and Millimeter-wave Harmonic Generation.[J].University of California Santa Barbara, 1993.

倍频技术 篇7

当前, 为有效监测并防范重大煤矿事故的发生, 中国大部分煤矿已进行了安全监测监控系统的安装, 并起到了重要的监控、预警作用。随着《煤矿安全规程》、AQ 6201—2006煤矿安全监控系统通用技术要求、AQ1029—2007煤矿安全监控系统及检测仪器使用管理规范及其它各类标准的实施, 煤矿对安全的重视程度达到了空前, 使得煤矿井下的传感器越来越丰富。但在实际工作中, 倍频、误报警的情况时常发生, 从而导致了很严重的煤矿安全事故。因此应加大对煤矿安全监测监控系统防治倍频、误报警技术的分析和研究。

1 矿用传感器使用过程中倍频及误报警现象

1.1矿用传感器倍频及误报警现场测量

1.1.1余吾煤业1202工作面上隅角瓦斯传感器GJC40A的频率信号测量

针对余吾煤业1202工作面上隅角瓦斯传感器GJC40A在频率信号传输过程中发生的“倍频现象”, 对上隅角瓦斯探头输出的频率信号在下面几种情况下作如下测量:

a) 井下检修期间, 皮带及工作面停止工作情况下。 (a) 测量环境。1202工作面上隅角瓦斯传感器输出的频率信号, 采用2 km、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 分站端附近1 m左右电缆的屏蔽层与分站电源负端相连, 其余屏蔽层未接入) 与分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE 199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图1。图1中, B为输入端口;

b) 正常工作期间, 皮带及工作面正常工作情况下。 (a) 测量环境。1202工作面上隅角瓦斯传感器输出的频率信号, 采用2 km、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 分站端附近1 m左右电缆的屏蔽层与分站电源负端相连, 其余屏蔽层未接入) 与分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE 199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图2。

在分站频率输入端并联1个分站, 测的频率波形见图3。

小结:对比上面数据, 在皮带及工作面正常工作时, 分站频率输入端的干扰比检修期间的大得多, 这是导致“倍频现象”的原因[1]。

1.1.2变频器对瓦斯频率信号的干扰程度测量

为测量变频器对频率信号的干扰程度, 在变电所附近200 m左右装1个瓦斯探头, 在几种情况下作如下测量。

a) 屏蔽电缆的屏蔽层不接入的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 瓦斯传感器GJC40A输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆的屏蔽层未接入) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE 199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在传感器频率输出端测的频率波形见图4。

在分站频率输入端测的频率波形见图5;

b) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与KDW65电源外壳相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 上海永晋瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与KDW65电源外壳相连, 传感器端的屏蔽层未接入) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具, 在输入端口B的波形上进行测量。便携式示波器FLUKE199C; (c) 测量数据。在分站频率输入端测的频率波形见图6;

c) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与分站外壳相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与分站外壳相连, 传感器端的屏蔽层未接入) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图7;

d) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与KDW65电源外壳相连、传感器端的屏蔽层与传感器外壳相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面停止工作情况下, 瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与KDW65电源外壳相连, 传感器端的屏蔽层与传感器外壳相连) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE 199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图8;

e) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连, 传感器端的屏蔽层未接入) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图9;

f) 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连、传感器端的屏蔽层也与电源负端相连的情况下。 (a) 测量环境。皮带及工作面正常工作情况下, 瓦斯传感器输出的频率信号, 采用200 m左右、0.52 mm2线径的屏蔽电缆 (其中, 屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连, 传感器端的屏蔽层也与电源负端相连) 与变电所内分站相连; (b) 测量工具。便携式示波器FLUKE199C; (c) 测量数据, 在输入端口B的波形上进行测量。在分站频率输入端测的频率波形见图10。

小结:在大型开关、变频器附近的情况下, 将对传输线缆造成严重干扰, 选择带屏蔽层的传输线缆及设备接地可靠可明显提高数据传输的抗干扰能力。

2 矿用传感器倍频误报警原因分析

煤矿井下安全监测监控系统中的传感器基本采用频率型传输, 在实际使用过程中时常出现“冒大数”、“倍频”等现象, 从而导致误报警, 从传输线路上分析其原因主要有:a) 传感器信号基本采用频率型传输, 分站采集采用脉冲计数方式, 抗干扰能力较差, 当线路出现接触不良或电磁干扰就会造成假信号。由于煤矿企业很多工作都要在井下进行, 而井下环境湿度较大, 使得传感器电路板或元件受潮, 从而产生氧化现象, 导致传感器性能不稳。尤其是受到湿度的影响, 在更换传感器时接头容易因氧化而变得接触不良, 从而造成倍频或误报警现象。当煤矿井下洒水时, 传感器会因进水产生线路破损情况, 如果这种情况没有得到及时处理, 就会导致传感器的运行不稳定, 从而造成倍频、误报警的情况发生;b) 安全监测监控系统传输线路传输距离长、侧点多且分布广导致倍频或误报警现象, 随着传输距离的延长其频率信号也会发生畸变, 其低电平被“抬高”, 当高低电平的压差小于分站侧光耦的导通电压时其分站原有采集的状态发生突变, 从而也会出现频率翻倍的“倍频”现象;c) 供电不稳定造成倍频、误报警。煤矿井下工作区域供电电源距离变电站比较远, 这种情况下就要产生压降, 当启动大型电器设备时, 就会产生较大的电压波动, 且超出了分站工作的正常范围, 从而造成设备运转不正常, 导致出现短时间的倍频、误报警[2]。

3 倍频及误报警问题解决的总体思路

由上面数据可看出, 在皮带及工作面正常工作情况下, 环境对频率信号的干扰比检修期间的要大得多, 这是导致“倍频现象”的原因。

针对上海永晋瓦斯传感器GJC40A输出的频率信号, 可减少分站频率端等效输入电阻 (在分站频率输入端并联一个1.5 kΩ~2 kΩ左右的电阻) , 提高频率信号的抗干扰能力。

在环境干扰比较严重 (大型开关、变频器附近) 的情况下, 要保证频率信号的有效传输, 避免发生“倍频现象”等信号误传输现象, 建议频率传输线使用屏蔽电缆, 屏蔽电缆的屏蔽层接入方式分为下面两种, 下面分别介绍其优缺点:

a) 屏蔽层与电源外壳相连, 并有效接地。优点:增加了信号的抗干扰能力;即使屏蔽层裸露在外时也不影响频率信号;缺点:接线盒两端电缆的屏蔽层必须要连在一起, 增加了接线难度;

b) 屏蔽层与电源负端相连。优点:与接电源外壳同样的屏蔽效果;屏蔽电缆分站端的屏蔽层与电源负端相连、传感器端的屏蔽层也与电源负端相连的情况下, 可减少电源负线上的电压损耗;缺点:接线盒两端电缆的屏蔽层必须要连在一起, 增加了接线难度;屏蔽层裸露在外时, 容易发生故障, 这需要避免屏蔽层裸露在外, 增加了电缆维护难度[3]。

措施:a) 在分站采集端频率口并接1 kΩ~2 kΩ电阻;b) 屏蔽层与电源外壳相连, 并有效接地。接线盒两端电缆的屏蔽层必须要连在一起。

4 结语

影响煤矿安全生产的一个重要因素, 就是其安全监测监控系统中倍频、误报警现象的发生。因此, 只有对倍频、误报警产生的原因进行分析, 然后根据原因分析找到科学的处理方法, 并对其进行有效防治, 才能保证中国煤矿的安全生产。

参考文献

[1]辛礼彬.煤矿安全监测监控系统在应用中存在的问题及解决措施分析[J].内蒙古煤炭经济, 2015 (1) :36-37.

[2]冯亚飞, 肖运江.煤矿安全监控系统常见误报警原因分析及软件处理方法[J].工矿自动化, 2013, 39 (4) :90-92.