预失真器（精选7篇）
预失真器 篇1
摘要：针对OFDM系统中功率放大器的非线性,设计了一种功放自适应预失真器,提出了基于内插环路的同步处理、RASCAL算法的自适应查询表预失真技术。增加同步误差判定模块以及查询表刷新判定模块,保证系统在同步误差波动情况下可靠工作,实现了系统的自适应处理。仿真表明该方法可以在同步误差波动情况下将OFDM系统发射机功率谱泄露改善约17 dB。
关键词：OFDM,同步误差波动,自适应处理
正交频分复用( OFDM) 由于频谱利用率高、抗多径衰落能力强、抗噪声干扰能力强等优点在WLAN,DAB,DVB,HDTV等通信系统中得到了广泛的应用。但是,OFDM系统在子载波相位一致时,由于输出信号的叠加造成OFDM系统较高的峰值平均功率比,使得信号对发送端系统中功率放大器的非线性十分敏感,功放的非线性会带来信号的带内失真和带外失真,带内失真主要表现为信号幅度和相位的失真,就QAM信号来讲,主要是星座图的旋转和弥散。带外失真主要表现在信号频谱扩展,对邻近信道造成干扰[1]。因此对OFDM系统发送端功率放大器的线性化技术的研究就显得十分重要[2]。目前针对功放的线性化技术包括功率回退技术、前馈线性化技术、笛卡尔后馈技术、非线性器件技术以及数字预失真技术,而数字预失真技术以其无稳定性问题、精度较高、适应宽带通信等优点前景最好,其中基于查询表的数字预失真技术又具有实现较为简单、资源消耗较低等优点,因此本文选择基于查询表的自适应预失真实现技术。
本文首先简单介绍了OFDM系统中自适应预失真处理单元,在此基础上设计了一种基于同步恢复环路的查询表自适应预失真器,通过仿真表明系统在考虑存在环路延时的情况下,通过环路同步处理和自适应预失真算法可以有效地改善因功放非线性带来的系统性能下降。
1 OFDM系统自适应预失真的基本模型
如图1 所示为OFDM系统自适应预失真[3]处理的基本模型,如图所示整个预失真系统可以分为3 个部分: 自适应算法[4,5]部分、环路延时估计[6]部分以及预失真查找表。自适应预失真系统中自适应算法比较成熟,而难点在于考虑环路延时的存在,将自适应算法和环路延时估计有效地结合起来,并完成查询表的有效刷新,最终保证整个系统级联后预失真能有效改善信号因功率放大器非线性造成的失真,提高整个系统的效率。
2 系统设计
功率放大器是OFDM系统中主要的非线性器件,本文采用基于输入信号幅度索引的一维查新表的预失真技术来消除功放的非线性,自适应预失真功率放大器系统结构如图1 所示,自适应预失真系统可大致分为5 个主要部分,分别为同步处理模块、同步误差判定模块、自适应算法模块、查询表刷新判定模块以及预失真查询表。
2. 1 同步处理模块
由于自适应预失真算法中需要反馈回路提供接收信号,因此反馈信号的真实性在很大程度上将影响自适应算法的正确性以及系统工作的有效性和稳定性。而反馈回路中接收的信号需经过变频和模数处理等,反馈信号和原始输入信号相比不可避免地会存在时延和一定的噪声,因此自适应系统有必要首先纠正反馈信号中的时延,在延时得到矫正的前提下预失真操作才可以有效进行。同步处理模块的目的就是纠正信号中存在的延时。其中同步处理可分为整数倍延时估计部分和小数倍延时估计部分[7],同步处理模块简单工作流程如图2 所示。
系统开始后先初始化数据,同步处理模块首先进行整数倍延时估计,缓存单元2、3 分别( 图1) 存储一帧输入数据和经过PA后并进行AD下变频接收的一帧数据,利用数据相关的方法,将预失真器的输出信号和反馈回路接收的信号进行相关,通过检测相关峰值,估计出反馈信号存在整数倍时延,其中缓存器1 的作用为补偿输入信号相对于反馈回路接收信号的整数倍时延; 在估计出整数倍延时的基础上启动内插同步环路,将缓存器3 中的数据进行内插同步处理,此时缓存器3 中的数据就起到减少内插处理时间和为内插处理提供数据缓存容量的作用,缓存器3中的数据经同步处理模块后输出内插恢复后的数据,系统在同步误差判定模块作用下,使同步处理模块的输出数据和缓存器1 的输出数据最终同步。需注意的是数据在同步处理过程中仅填充和使用预失真查询表而不进行预失真算法操作,直到同步完成后在同步误差判定模块的驱动下自适应算法模块才开启,查询表才根据自适应算法产生的相应参数进行更新操作。如图2 所示同步内插环路的数据处理部分又可以分为同步误差估计、内插滤波器、内插控制器、环路滤波器。
2. 2 自适应算法模块
本系统采用的是基于一维查询表的RASCAL算法[8],自适应算法的目的是要使两组信号之间的误差最小,误差为
式中: Vf'( t) ,Vi'( t) 分别为功放输出信号和预失真器输入信号; Ve为误差信号; K为功率放大器的线性放大倍数[9]。将误差信号表示成极坐标形式为
式中: ρe和 θe分别表示Ve的幅度和相位。
式( 2) 可改写成一组函数
自适应处理使用递归的线性收敛使式( 1) 表示的误差最小。预失真器的特性函数存储于两张一维查询表中,由幅度表 Ρ 和相位表 Θ 构成,则自适应算法的递归方程表示为
式中: 下标i为查询表中的第i项; α 、β 是该收敛算法的递归迭代步长,通过调节 α 、β 的值可以达到调节查询表收敛时间的目的。这样,由式( 5) 递归迭代,不断更新查询表的内容,以使预失真器的特性函数不断逼近HPA特性函数的“逆函数”。
2. 3 级联模块
由于自适应预失真系统中所采用的自适应预失真算法比较成熟,因此自适应系统的难点并不在此,而是将同步处理部分和自适应算法部分级联,如图1 所示,本系统在考虑实际系统中由于反馈回路噪声等因素的影响,内插同步处理只能使同步误差最终稳定在一个很小的范围内,并不能完全纠正系统延时,也即同步误差不可能完全消除的情况,为保证查询表有效刷新和系统稳定工作,本系统添加了同步误差判定模块以及查询表刷新处理模块,并引入了一种查询表刷新策略,仿真表明该部分的引入对考虑延时存在的情况下系统自适应有效运行是必不可少的。
2. 3. 1 同步误差判定模块
本系统考虑到将同步部分和自适应预失真算法部分级联中的实际情况,加入了同步误差判定模块。系统采用的是基于内插环路同步处理,系统在同步处理过程中,通过不断调节内插基点以及小数偏差,最终同步模块输出与自适应算法模块的输入信号基本同步的信号,但同步误差并不能完全消除。系统在同步基本完成后再进行自适应算法和内插同步共同处理,为使系统真正实现自适应处理的目的,故本系统引入一个同步误差判定模块,即系统在同步误差稳定的情况下,根据连续两次计算的环路滤波器输出的均方误差的差来判断定时同步环路是否锁定。均方误差的计算方法为
式中: lpi为环路滤波器的输出; 为环路滤波器输出的平均值; M为统计的帧数。设连续两次计算得到的均方误差分别为MSE1和MSE2,判定准则如下:
若|MSE1-MSE2|≤Th,则环路状态判定为收敛;若|MSE1-MSE2|>Th,则环路状态判定为未收敛,环路仍处于捕捉状态,其中Th为设定的门限。系统在同步误差进入收敛状态后进行同步与自适应算法共同处理。
2. 3. 2 查询表刷新判定模块
如前所述自适应系统中反馈回路的存在,为保证反馈信号的真实性,进行了必要的同步处理,但由于噪声以及非线性器件的影响,经同步处理后信号的同步误差不可能完全消除,因此本系统在充分考虑同步误差存在波动的情况下引入了查询表刷新判定模块和一种查询表刷新策略,通过判断数据在满足该策略的前提下才进行查询表的刷新操作,并不是将所有数据都用来更新预失真参数即查询表内值。
根据预失真原理,查询表收敛后应为功放特性曲线的反函数,则使预失真器有效的幅度查询表内值小于Vsat,Vsat为功放的输入饱和电压。相位查询表由于存放的是相位误差信号 θe,设功放输入饱和电压所对应的最大相位偏移为 θsat,则相位误差信号 θe值应小于 θsat且下限为0,这样信号经相位查询表后才可以抵消由功放造成的相位失真,结合式( 5) ,上述范围可表示为
由式( 7) 、( 8) 可知,通过提前判定查询表某一地址刷新后该处值是否位于上述区间内,若是则视该值有效,相应的查询表地址进行更新,若值超过该区间,相应的查询表地址处不进行刷新。该方法中幅度和相位查询表的刷新是相互独立的过程。
3 系统仿真
为验证所设计的自适应预失真功率放大器对OFDM系统的有效性,本文采用MATLAB2008a平台进行仿真。仿真采用基于国标的16QAM调制,SNR = 25,输入功率回退IBO =6,查询表LUT =256,AGWN信道,使用48 帧数据首先进行内插同步处理,而后进行自适应算法和内插同步共同处理,为系统仿真不失一般性,所采用的功率放大器为归一化Saleh模型。从图3 可以看出,在考虑时延存在的实际系统中由于同步误差不可能完全消除,加入查询表刷新判定模块对自适应系统有效工作是必要的。
从图3 中可以看出,自适应系统中加入查询表刷新判定模块后,信号经过自适应预失真处理可以有效改善功放非线性约17 d B,且该结果和信号理想同步情况下自适应RASCAL算法对功放非线性改善效果基本一致,若忽略系统同步误差波动的存在,直接进行自适应算法操作,即系统不添加查询表刷新判定模块,信号经过自适应系统后,功率谱没有改善反而出现了恶化的现象。图4 为整个自适应系统在添加查询表刷新判定模块前后星座图的比较,从图4 可以看出,加入查询表刷新判定模块的系统相比于未添加该模块的系统更好地改善星座图的扩散与旋转。从图3、4 中可以看出,自适应系统中反馈信号虽然经过内插同步处理但同步误差仍不完全为零,若忽略该误差的存在,直接进行自适应信号的处理,非但不能得到好的线性化改善效果,反而功放的功率谱泄露会更加明显。
系统在添加了查询表刷新判定模块后,可以保证预失真系统可靠运行,而未引入该模块却造成系统性能更加恶化,从同步误差中对这种现象进行解释。图5 为自适应系统在添加查询表刷新判定模块前后,系统的同步误差曲线。
由图5 中圆圈处可以看出系统由同步处理切换到同步和自适应算法共同处理过程中同步误差会出现较大波动,未加入查询表刷新判定模块的系统,该误差波动导致查询表某部分地址内的值出现错误,主要表现在幅度与相位查询表内值超出式( 7) 、( 8) 的区间,而查询表中超出该区间的值并不能由后续的参数更新得到矫正,反而情况更加恶化。而加入查询表刷新判定模块的系统,就可以避免这种情况的出现,只使用满足要求的数据进行表值的更新,保证了查询表内值的正确性,从而使系统在同步误差有波动的情况下有效工作。
本文设计的自适应预失真系统,考虑实际系统中反馈信号延时的存在,为保证自适应预失真系统的有效进行,必须首先对反馈信号的时延进行矫正,但考虑实际情况中系统噪声等因素的影响,同步误差不完全为零导致系统在同步和自适应算法处理的状态切换中,同步误差存在较明显波动,仿真表明若忽略误差波动的存在直接进行预失真操作,最终预失真系统并不能有效工作,因此本系统在进行预失真操作时进行了简单的查询表刷新判定,保证了预失真系统工作的有效性和可靠性。
4 小结
本文设计了一种基于RASCAL算法的一维查询表( LUT) 的自适应预失真功率放大器,系统经过基于内插同步环路的同步处理,输出时延纠正后的数据,与以往理想同步处理的自适应预失真功率放大器相比,考虑到同步误差波动的存在,为保证查询表的有效刷新,增加了查询表刷新判定模块,该模块实现较简单但却对保证系统在同步误差波动的情况下可靠工作必不可少,且并没有降低自适应算法的性能。
预失真器 篇2
本文采用载波复幂级数方法(CCPS)分析了一般功率放大器的非线性幅度特性(AM-AM)、非线性相位特性(AM-PM),得出预失真器的反载波复幂级数法[1]。针对Ku波段某行波管提出一种新预失真方法,仿真可获最大20.7 dB的线性增益。
1 载波复幂级数分析法(CCPS)
如果二端口网络是无记忆并且输入信号为窄带,则输出信号可表示为输入信号的幂级数。但是传统的幂级数只能表示非线性网络的幅度特性(AM-AM),如果将输出信号的大小和相位用输入信号表示,如式(1)所示,则此级数也可表示非线性相位特性(AM-PM),称为功率放大器的载波复幂级数分析法。
其中,f1为线性复增益,vis是功率放大器输入电压的向量形式,假如工作在弱非线性区,则输出电压可由前两项表示,且如果输入信号的相位θi矫正为零,则:
如果功率放大器工作在线性区域,则线性复增益系数可由式(4)得到。
图1给出了功率放大器的复数非线性传输特性。当输出功率值接近1 d B压缩点(P1d B),假定输入信号为vis-1d B=A1d B,则理想的线性复数输出信号可定义为vos=f1vis-1d B。因此,理想输出信号与实际输出信号vos-1d B的关系由式(5)表示:
图2给出了预失真线性化结构图及信号图。如果对行波管输入信号预失真,当vis=g1Ain+g3A3in时,则非线性特性可用反载波复幂级数表示如下:
如果预失真的行波管有线性复增益,则f1g3+f3g13=0。式(8)给出了预失真器反载波复幂级数的三阶项。
从式(9)可知,预失真线性器的反载波复幂级数取决于功率放大器的载波复幂级数。
2 两种预失真电路应用
基于以上讨论,针对Ku波段下行频率工作于11.7 GHz~12.2 GHz通信卫星的行波管提出了两种预失真电路模型。
2.1 预失真电路模型一
采用Agilent公司的MGF1801构成预失真器[4],仿真工具使用的是ADS(Advanced Design System)。图3为MGF1801的输出特性曲线,当漏极电压VGD=(VGS-VDS)>VTH时(VTH为管子的夹断电压),靠近漏极处沟道未被夹断的情况,沟道呈现电阻特性。随着UDS的增大,使靠近漏极区的沟道深度变浅,沟道电阻加大,特性曲线斜率逐渐减小。在变阻区内:当VGS一定时,漏极电流ID与UDS成线性关系;当VDS一定时,VGS与漏极电流ID不成线性关系。从这个意义上讲,场效应管成为受栅压控制的可变电阻器。因此将场效应管偏置于这一可变电阻区时就可产生与功放相反的功率扩张效应。
在射频频段,要实现预失真电路的增益和相位随输入功率变大而增大和负增大的功能特性,根据金半结的变阻特性,可采用肖特基二极管或砷化镓场效应管来搭建微波电路。又因为预失真要提供一定的功率增益,因此该电路是有源电路。具体电路形式如图4所示。调节电路图中的可控直流偏置,以调整其幅、相特性与所需要的幅、相特性相接近即能对行波管起到较好线性化效果,仿真结果如图5。
2.2 预失真电路模型二
从传输函数的角度来考虑预失真原理如图6所示。
由图6可看出,预失真电路接在行波管前级,由于预失真电路可能有损耗,因此提出新的方案,即在其与行波管中间再级联小信号线性放大器,整个预失真电路与小信号线性放大器集成到一起称作预失真器。同时,GaAs FET串联肖特基二极管作为预失真发生器,电路如图7所示。
图5、图8分别为GaAs FET预失真电路和混合型预失真电路的增益与输入功率关系曲线。图中横坐标为频射输入信号功率,单位为dBm,纵坐标为预失真电路增益,单位为d B。
3 仿真试验
本文利用Saleh[2]的行波管模型:
表1为参考文献[5]中给出的某行波管的11组输入输出功率及输出相位值。
为了验证本文提出的混合型预失真电路的有效性,采用预失真器、小信号放大器及行波管等部件进行系统仿真,其中行波管用Saleh模型实现,如图9所示。在11.6GHz~12.0 GHz频段-10 dBm~4 dBm的输入功率范围内可获最大20.7 dB线性增益。场效应管和肖特基二极管分别为Agilent公司的MGF1801和HSCH-5330。基底为氧化铝,电容率为9.9,厚度为0.625 mm。图10和图11分别给出了行波管配用两种预失真电路的仿真结果。
从图10中可以看出,配用混合型预失真器能在更大的输入范围内提高行波管线性度。与预失真电路相比较,混合型预失真线性范围提高15 dBm。特别在输入功率-10 dBm~4 d Bm范围内,可以明显看出混合型预失真器带来的线性化增益很大。同样的,由图11也可以看出混合型预失真器的线性工作范围更大。
对混合型预失真电路的增益随频率变化的情况进行仿真。首先,设置了频率扫描(11.7 GHz~12.2 GHz),观察增益曲线。结果如图12,其在不同频率点上的增益非线性特性大致相同,说明在带内增益变化比较平坦,具有可用性。以上说明线性化器在设计频带内均工作正常。
在频率11.7 GHz~12.2 GHz范围内,行波管配用混合型预失真器的增益对比图如图13、图14所示。
从图13、图14中可以看出在11.7 GHz~12.2 GHz频率范围内,混合型预失真器对行波管的线性化效果比较一致。
本文分析了一般的功率放大器的非线性幅度特性(AM-AM)、非线性相位特性(AM-PM),得出预失真器的反载波复幂级数法,提出GaAs FET串联肖特基二极管再级联小信号线性放大器设计预失真器的新方法。通过与GaAs FET预失真器的性能比较,结果证明混合型预失真器线性化范围更大、性能更优越,具有良好的应用前景。
本文所用的载波复幂级数分析方法、系统仿真方法及所得结论对行波管线性化器的研究有一定参考价值。
参考文献
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模拟预失真射频功率放大器设计 篇3
近年来,在无线通信领域中,为在有限的频谱范围内容纳更多的通信信道,提高频带利用的有效性,需要采用利用率更高的线性调制方式,如QPSK、16QAM等。这些正交调制信号的包络不是恒定的,包络的起伏经功率放大器后,产生交调失真,从而使功率放大器的输出信号产生频谱再生。这就对发射通道提出了更高的线性要求,而发射信道的非线性主要使由功率放大器所造成的,因此追求更高的频谱利用率就必须保证发信通道和射频末级放大器工作在线性区,线性化技术正是顺应这一要求而产生的。射频功率放大器的线性化技术包括:负反馈、前馈和预失真等,其中预失真技术具有成本低、功耗小、电路结构简单的特点,特别适用于直放站等较低功率的线性放大器。在预失真射频功率放大器中,放大器性能的好坏主要取决于预失真器的特性,好的预失真器可以大大提高功率放大器的线性度,更好地抑止频谱再生。本文将介绍一种工作于WCDMA频段,基于美信公司MAX2009模拟预失真器的射频功率放大器的设计方案。
2. 基本原理
在功率放大器中,影响功放线性度的是两个物理现象,即功率放大器的幅度-幅度(AM-AM)转换和幅度-相位(AM-PM)转换。
幅度-幅度(AM-AM)转换如下图所示。当功放的输入功率超过一定值时,功放的增益|S21|开始下降,增益开始下降的这个点叫做幅度转折点。这是一个理想模型,实际的AM-AM转换曲线要复杂一些,在大信号输入状态下,中间的那段直线只是一条理想的直线,实际的情况是增益值在这条直线上下波动。
幅度-相位(AM-PM)转换如下图所示。当功放的输入功率增加时,功放的相移由开始的恒定值变成一个随输入功率变化的值,开始变化的这个点叫做相位转折点。当功放的输入功率小于幅度转折点和相位转折点的功率时,功放的输出保持线性,当输入功率超过转折点的功率时,就会出现幅度和相位的压缩,产生非线性失真。
随着无线通信技术的发展,非恒包络调制技术得到了广泛应用,这使得信号的峰均比(PAR)进一步提高,在WCDMA系统中,峰均比可以达到10d B,这就对射频功率放大器的线性度提出了更高的要求。预失真技术可以采取控制措施(或者称其为补偿措施)来控制功率放大器的AM-AM转换和AM-PM转换,从而提高线性度。
预失真技术的基本原理如图3,即是在射频功率放大器前加入一个预失真器,预失真器的特性刚好与放大器的特性相匹配,对放大器的非线性畸变进行实时的补偿,通过电路网络或者其它技术手段,对放大器的非线性特性进行校正,使得输出信号为完全无失真信号,从而到达线性化的目的,其结构框图如图4。根据预失真器所处的位置,通常可将预失真线性化技术分三种类型,第一种是射频预失真,也叫微波预失真,它是对射频信号进行纠正;第二种是中频预失真,这种方法是把预失真使用在中频上,它的效率高但是精度没有第一种高;第三种是基带预失真,即对基带输入信号进行预失真,主要采用了DSP技术,把预失真技术存储在DSP中,并且引入反馈,构成自适应预失真方法。本文所采用的是射频预失真。
3. 预失真功率放大器设计
本方案针对WCDMA设计一个工作频段为2110MHz~2170MHz,功率输出39d Bm的功率放大器,通过引入预失真器,改善功放的线性度(具体表现在ACPR的提高上),使其能工作WCDMA直放站系统中。
3.1 预失真器
预失真器采用的是美信公司的模拟预失真器MAX2009,它相当于包含了上图中的移相器、衰减器等部分,通过外围电路调整其内部的可调衰减器和移相器,引入与功率放大器幅度和相位压缩相反的幅度和相位扩展,使功率放大器最终能够得到线性的输出,其原理如图5。
MAX2009可工作于1200MHz-2500MHz,可提供7d B的增益扩展和24o的相位扩展来抵消功率放大器所引起的增益和相位压缩。其主要控制引脚为:GPB、GCS、GFS、PBIN、PDCS1、PDCS2、PFS1、PFS2。由信号源产生的WCDMA信号,经隔离器后加到推动放大器上,然后进入MAMIX2009的相位控制部分,调节PBIN、PDCS1、PDCS2、PFS1、PFS2上的控制电压产生与主功率放大器相反的相位转折点和相位扩展,进入补偿放大器,补偿MAXIN2009相位和增益控制部分所引入的插损,以更好地改善ACPR指标。然后进入MAXIN2009的增益控制部分,调节GPB、GCS、GFS上的控制电压产生与功率放大器相反的增益转折点和增益扩展。这样就可以得到与功率放大器相对应压缩转折点和相反的特性曲线,与功率放大器一起实现线性输出。
3.2 功率放大器
为了实现所需的39d Bm的输出,本方案采用三级放大,即前置级、驱动级和功率输出级。在本设计中,考虑到电路实现的难易和成本等问题,采用了Freescale半导体公司的LDMOS功率管MHPA21010N、MRF6S21100HR3分别作为驱动级和主功放用晶体管。介质基片的选择主要考虑工作频率和介电常数的稳定性,另外结合电路的尺寸、成本等因素,选择Taconic TLX8-0300作为介质基片。该介质基片相对介电常数为2.55,厚度为30mil。
首先要进行功放管的阻抗匹配工作。本功放模块工作在大信号状态下,小信号特性下的匹配电路设计方法不再实用,设计中将采用大信号设计方法进行设计。大信号特性下常用的设计方法有:
(1)动态阻抗法:要求在给定的大信号工作条件下,测出功率管的动态源和负载阻抗,以此为依据设计匹配电路。
(2)大信号S参数法:可以进行功率放大器的功率增益、稳定性的分析和增益、平坦度的设计。
通常对于大功率晶体管而言,厂家多给出功率晶体管的动态源阻抗和负载阻抗值,故文中的匹配电路也采用动态阻抗法来设计。
接下来采用ADS对功放管进行静态工作点和S参数的仿真。
3.3 其它电路设计
作为一个完整的功率放大器,本着要实现系统指标的考虑,还要对馈电电路、功率检测电路、耦合器、辅助放大器、衰减器、隔离器等相关电路进行设计和选取,这里不再累述。
4. 实验测试结果
本方案使用如下测试仪器:信号发生器为Rohde&Schwarz SMJ100A,100k Hz~30GHz;频谱分析仪为Rohde&Schwarz FSP30,30Hz~30GHz。测试结果如图6,可以看出其测试结果在一个信道3.84MHz内的带内波动为1.77dB,满足3GPP相关标准带内波动小于2d B的要求,在输出为39d Bm时,ACPR值优于-51dB,较之前不加预失真器的-46d B有较大程度改善。
5. 结论
实验结果证明,采用预失真技术的功率放大器能有效地对功率放大器产生的AM-AM和AM-PM失真进行改善并较大程度提高线性度。在本文提出的方案中,预失真补偿电路结构简单,调整方便,易于实行,可工作于WCDMA直放站当中。
将预失真技术和自适应算法相结合,使功率放大器具有自适应预失真线性化的功能,这将是未来功放发展的必然趋势,也是我们下一步研究的重点。
摘要：本文介绍了一种WCDMA频段模拟预失真功率放大器的设计。在设计中采用预失真技术对幅度-幅度(AM-AM)和幅度-相位(AM-PM)曲线进行校正,以补偿功率放大器的非线性失真。实现了在输出功率为39dBm时信号带宽内偏离第一个5MHz信道的ACPR值优于-53dB。
关键词：功率放大器,非线性失真,预失真,WCDMA
参考文献
[1]RF Power Amplifier Linearization Through Amplitude and Phase Predistortion,Aldo N.D’Andre,1996.
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[4]Rienhold Ludwig.Pavel Bretchko,RF Circuit Design:Theory and Applications[M].北京,电子工业出版社,2002.
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无记忆功率放大器预失真数学模型 篇4
本文运用预失真技术来改善功放的非线性失真。通过在功放前设置一个预失真处理模块, 使得这两个模块的总合成效果可以让整体输入—输出特性线性化, 从而使输出功率得到充分利用。本文充分利用无记忆功放特性, 结合若干组实验数据, 建立功放预失真的非线性特性数学模型。运用归一化均方误差来评价所建模型的准确性, 最后在实现复杂度和效果精度方面进行改进。
1 无记忆功放的预失真模型
1.1 预失真原理
预失真技术的原理十分简单, 它通过在功率放大器前插入与其幅度和相位特性相反的预失真器, 使得输入和输出在整体上呈线性关系, 如图1所示。
若记输入信号为x (t) , 输出信号为z (t) , y (t) 为预失真器的输出, t为时间变量, 则功放非线性在数学上可表示为z (t) =G[x (t) ], 其中G为非线性函数[3]。
设预失真器特性函数为F, 则输入信号x (t) 经过预真器后得到的预失真信号为:
设放大器的非线性特性函数为G, 则输出信号为:
设L为F和G的复合函数, 则
其中, 常数g是功放的理想“幅度放大倍数”。
1.2 无记忆多项式预失真模型
1.2.1 weierstrass定理逼近函数
由weierstrass定理, 任何一个连续可导的函数都可以用一个次数充分大的多项式逼近到任意程度, 故可采用计算简单的多项式表示非线性函数[1]。对无记忆功放而言, 由于某一时刻的输出仅与此时刻的输入相关, 故其特性可用多项式表示为:
上式中K表示非线性的阶数 (即多项式的次数) , hk为各次幂的系数。在函数逼近理论中, z (t) 是函数数组生成的K+1维空间里的这组基的线性组合。由于是对功放输入、输出数值进行离散采样后, 得到功放离散多项式模型如下:
在实际的工程应用中, K通常只需要计算到3或5, 这样计算得到的输出信号频率主要集中在输入频率附近[2]。当K取3或5时, 计算出来的结果已经比较接近, 但K取3时模型整体的计算复杂度和工程可实现性都要远优于K取5, 故通常考虑建立3阶的多项式简化模型。
1.2.2 待定系数法确定预失真模型参数
根据预失真原理, 由功放的三阶多项式特性模型可得:
对称的用三阶多项式构建预失真模型为:
其中, 为待定的预失真参数。将 (7) 式带入 (6) 式可得, 系统的输入信号与输出信号间的关系为:
根据待定系数法, 可得到上述方程多项式预失真的参数为:
在建立预失真模型时, 要求通过预失真处理器后的信号平均输出幅度要尽可能的大, 且输出幅度的最大值不能超过功放容许输入幅度最大值P0[4], 故其约束条件可以表述如下:
考虑到功放的饱和溢出效应, 由功放实际输出幅度最大值找到对应的功放容许输入幅度最大值p0。通过对实验数据的比较分析, 可以得出功放容许输入幅度最大值p0=1.9274。输出幅度限制、功率最大化约束, 都转化为对g的取值的约束, 以此确定g的取值为:g=2.4073。
预失真参数a1、a2、a3都是功放模型参数hi (i=1, 2, 3) 值与g值的表达式, 而hi (i=1, 2, 3) 值为已知参数, 则根据值可求得a1=0.7891;a2=-0.0012;a3=0.1884的参数值, 从而得到无记忆预失真模型为:
1.3 模型的检验
1.3.1 检验
根据NMSE计算公式, NMSE的值越小, 整体模型输出值与理想输出值的近似程度越高。设预失真模型的输出值为Z' (n) , 预失真的理想输出值为z (n) , 则有
这里以整体的9阶多项式输出函数的输出值作为理想值z (n) , 以所求的3阶无记忆多项式预失真模型的输出值作为实际值Z' (n) , 求的NMSE=-20.3656, NMSE值很小, 说明模型的输出值拟合程度较好, 预失真补偿效果很好。
1.3.2 结果分析
将预失真处理前后的输出信号进行对比, 绘制图形如下所示:
由上图可知, 输入信号经过预失真处理, 使整体输入-输出数据特性线性化, 从而使输出功率得到充分利用。从图上, 能很直观的显示预失真后, 特性曲线比较接近于清晰的直线, 这说明放大器的非线性失真得到了补偿, 表明所建立的无记忆多项式预失真模型的效果是比较好的。
2 结语
通过对无记忆功放的研究, 结合实验数据建立了其非线性特性的数学模型, 运用归一化最小误差的方式对该模型进行了精度计算, 又结合工程可实现性和计算复杂度对模型进行了进一步的优化, 使得该模型的现实可操作性得到很大提高, 应用程度得到推广。但是, 本文在对模型进行优化的同时也牺牲了一定的准确性, 故在对精度要求特别高的地方, 该模型的可适用性还值得进一步研究。
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基于DSP的数字预失真系统设计 篇5
关键词：射频功率放大器,数字预失真,线性度,邻通道功率比
0引言
射频功率放大器作为无线通信系统中最主要的非线性器件,具有幅度/幅度和幅度/相位失真的缺点,这种非线性产生的失真严重影响通信的质量。另外,随着无线通信技术的迅猛发展,如WCDMA,OFDM等,都要求功放具有很高的线性度。改善射频功率放大器线性度的线性化技术有很多,数字基带预失真技术是其中性价比最高的一种。目前,数字预失真技术已在软件仿真方面取得了长足进步[1,2],但在硬件上还存在着很大的不足,即硬件环境很难完全在仿真中得到体现。因此,本文提出了基于数字预失真技术的射频功率放大器线性化系统的硬件设计方案,并对该方案进行了具体设计。
1系统的整体设计
1.1 数字预失真的基本原理
数字预失真[3,4]就是对输入的基带信号做一个与功率放大器特性互逆的非线性处理单元,从而达到提高功率放大器线性度的目的,其基本原理如图1所示。
1.2 系统整体结构与功能
该数字预失真系统[5,6]硬件设计主要包括3部分:数字基带信号处理、本振源设计以及功率放大器的数字控制功率输出,如图2所示。
图2虚线部分在DSP(TI公司的TMS320-VC5502)内实现,它包括信源调制、成型滤波和自适应数字预失真等软体设计。另外,DSP通过GPIO控制其余2部分:本振频率的输出以及数控衰减器控制功率的输出,达到交互的目的。下面将具体介绍该硬件系统设计。
2硬件系统设计
2.1 DSP处理器基本外围电路设计
TMS320VC5502是TI公司的一款高性能、低功耗的定点运算DSP处理器。它具有300 MHz双MAC的强大性能,能够实现高速、大容量的数字信号处理。数字预失真是在基带里做大量的数字信号处理,TMS320VC5502正好可以满足系统设计的要求。
DSP最小系统是DSP正常工作的最基本系统。本系统中DSP最小系统是以TMS320VC5502为中心,外部还有时钟、电源、复位、UART串口(与PC进行通信)以及JTAG仿真接口等电路[7]。
2.2 上下变频设计
本振电路采取AD公司的ADF4360-4器件。它是一款双模前置分频型单环频率合成器,其主要特点有:该合成器的输出频率范围为1 450～1 750 MHz,且可选择二分频(选择二分频时,可输出725 ～875 MHz的频率信号);内部集成有压控振荡器;工作电压为3～3.6 V;合成器的输出信号功率可编程;可编程双模前置分频器的分频比为8/9,16/17,32/33等。这些特点保证了频率合成器的输出频率精度[8]。ADF4360_4的应用电路如图3所示。
正交调制器和正交解调器分别采用AD公司的AD8346与AD8437,它们都具有很高的精度,误差也较小,在GSM,CDMA,PCS,DCS等数字通信系统中都有较为广泛的应用例子,具体情况可参考文献[9,10]。
2.3 功率控制输出
该模块由数控衰减器[11]和高功率射频功率放大器组成。功率放大器采用AD公司的ADL5530芯片;数控衰减器采用Tyco Electronics的MAATCC0005芯片。该数控衰减器频率工作范围为DC～2.0 GHz,衰减的最高幅度是31.5 dB,衰减步进是0.5 dB,具有低电压供电,低功耗等特性,外围电路简单,TTL信号驱动,可直接控制功率放大器的输入功率,其具体应用电路如图4所示。
3系统软件设计
该系统的软件设计包括2部分:控制与信号处理设计。控制电路包括对本振输出频率的控制和数控衰减器的数字控制,比较简单。信号处理部分是该系统的核心,图5为该系统信号处理程序的流程:在图5中,TMS320VC5502先向ADF4360_4,MAATCC0005写控制字,然后,输出信号,经过预失真器和非线性功放放大后,与原先信号相比较,误差不为0,则做自适应信号处理,更新LUT表,反之,校正成功,程序结束。由此矫正了功率放大器的非线性度。
4结语
本文介绍了数字预失真的基本原理,提出了基于数字预失真技术的射频功率放大器的一种解决方案,并给出了具体的软硬件设计实现。该设计在折中功率放大器非线性度与效率地基础上,提高了功率放大器的性能,有效的节约了电能。随着数字信号处理器的不断发展,数字预失真技术将会有更为广阔的应用前景。
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对数字预失真的一种改进 篇6
随着移动通信中的频谱效率变得越来越重要, 功率放大器 (PA) 的线性度已经成为非恒定包络数字调制方案的关键设计问题。这一问题, 在宽带CDMA和TD-SCDMA的基站中, 显得尤为重要, 因此, 在无线通信系统中, 由于存在较高的峰均比, 功率放大器的线性度和效率已经成为设计过程中至关重要的问题。通常情况下, 线性度的提高可以通过降低效率或使用线性化技术来实现。例如, 降低输入功率电平, 以改善线性度, 然而, 这种方法降低了电源效率, 同时也增加了发热损耗, 因此它并不是一种可行的方案。另一种方法就是所谓的前馈技术, 但这也是以牺牲功率放大器的效率作为代价的。
众所周知, 功率放大器主要有两大缺点:一是高功率输入的非线性特性;二是随着环境参数的变化, 其输出的时变特性。因此, 针对于不同的时间和功率等级, 自适应的数字预失真处理是可取的。
1基于LUT的DPD实现原理
目前, 对于实现数字预失真而言, 有两种主要方法:
第一种是基于多项式的处理方法[1], 这种方法首先需要找到一种比较好的功率放大器模型。Volterra级数便是一种很普遍的非线性模型, 常常用于对具有非线性的功率放大器进行建模[2]。最近, 有人提出了Volterra模型的两种特殊情况, 以此来捕捉PA的非线性记忆效应。一种是维纳模型[3], 另一种是由Kim提出的记忆效应模型[4]。一个典型的记忆效应多项式预失真模型可以表示为:
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式中:x (n) 是预失真处理的输入;z (n) 是预失真处理的输出;l是记忆长度;akl是预失真处理的系数。这些系数不断得到更新用以补偿功率放大器的非线性特性。
第二种是基于查找表 (LUT) 的处理方法[5], 其系统框图如图1所示。在这种方法中, 整个系统可分为4个模块, 分别是地址生成模块、查找表的系数更新模块、信号修改模块以及延迟计算模块[6]。其中, 查找表的系数更新模型实现了预失真功能, 自适应算法通过比较反馈信号和经过了延迟的输入信号来确定查找表中系数的值。但对于宽带CDMA和TD-SCDMA等应用, 功率放大器记忆效应的影响将不可忽略[7,8,9]。因此, 往往采用多表的结构来补偿记忆效应。对于查找表系数的更新, 考虑到系统的稳定性和准确性, 以及输入信号的统计特性, 提出了一种将输入信号划分为不同功率等级的处理方法。
DPD算法的核心是基于归一化的LMS算法, 主要包括误差计算模块和表系数计算模块[10]。两个模块的方程分别为:
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式中:x (n) 是经过延迟了的输入信号;y (n) 是反馈信号;d (m) 是到中心表的延迟;m是表的索引;μ是步长;Nk代表每个单元里所包含的采样点个数。在研究的系统中, m=0, 1, 2, 从式 (3) 中可以得出, Nk是整个系统中的一个关键因素。在随后的讨论中, 本文将着重讨论针对不同的输入信号如何选择Nk。
2系统分析
对于基于数字预失真的查表模型, 其主要缺点是对于不同的输入信号的功率电平, 由于其出现的概率不同, LMS算法的收敛速度也会不同。因此, Nk的选择对整个系统相当重要。
如果将Nk选得太大, LMS算法的收敛速度将会很慢, 尤其是那些出现概率比较小的高功率点。由于需要等待出现了Nk (很大) 个高功率点 (出现概率很低) , 才能触发查找表系数的更新, 否则查找表就无法表征快速变化的功率放大器失真特性, 从而导致很高的邻道泄漏比和系统的不稳定。
在本文的设计中, 对于Nk的选择, 提出分功率等级的处理方法, 即对于不同的输入功率电平, 选择不同的系数。对于低功率的输入, 选择比较大的Nk, 以保证收敛精度。由于低功率输入出现的概率比较高, 大的Nk减少了查找表更新系数的次数, 从而降低了算法的复杂度, 也提高了系统的稳定性。对于高功率输入, 选择较小的Nk, 以保证收敛速度。由于高功率点输入出现的概率相对来说要低一些, 小的Nk加快了收敛速度, 当环境参数变化很大时, 高功率电平输入的表系数将会得到及时的更新。由信号的CCDF曲线 (如图2所示) 可以看出, 对于不同的功率电平, Nk的选择应该平衡, 以保证相同的收敛速度。
本文的设计对基于LUT的DPD算法做了些改进, 将输入功率量化成N个等级, 原则上, 每个功率等级都有一个相应的Nk。同时, 考虑到资源的消耗, 又将每个等级分为m部分, 相应的门限分别为TH1, TH2, …, THm。根据输入信号的CCDF曲线 (图2所示的是仿真信号源的CCDF曲线) , 对不同的功率等级选择不同的Nk。
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式中:Pm是门限m和m-1之间所有信号出现的概率;1/Nk与更新频率成正比;T为常数, 使得收敛速度恒定。该流程如图3所示, 其中N1, N2, …, Nm+1代表特定Nk。图2显示了TD-SCDMA的12载波信号的CCDF曲线。从图2可以发现, 低功率电平和高功率电平之间的概率分布变化了很多。因此, 本文所提出的分不同功率等级处理的方法是必要而有效的。
3实验仿真及结果
为了证明本文所提出方法的优越性, 通过仿真对所提出方法和其他两种方法作了一番比较。仿真步骤简要说明如下:将具有TD-SCDMA帧结构的基带信号调制到12载波作为仿真的信号源, 同时还建立一个具有非线性响应, 记忆效应以及时变特性的功率放大器模型。在本实验中, 为了进一步简化实现, 将输入功率量化为256个等级, 又将每个等级分成3个部分, 相应的门限分别为64和16。同时, 根据输入信号的CCDF曲线, 选择不同的Nk。例如:当输入功率电平介于64和256时, Nk取为4;当输入功率电平在其他两个范围时, Nk分别取为16和32。
仿真结果如图4和图5所示。由仿真结果发现, 另外两种方法在将Nk都取为4的条件下, 输出信号的频谱边带是不稳定的, 会随着时间的推移而变化。在将Nk都取为64的情况下, 邻道泄漏比变得更大。本文所提出的方法能够将邻道泄漏比降低7 dB, 也会使整个系统更加稳定。
4结论
功率放大器的非线性和时变特性, 要求采用一种能够随着功率和时间变化的自适应数字预失真算法。在传统的设计中, 常常用相同数目的采样点通过LMS算法来计算出需要更新的补偿系数。为了体现输入信号的统计特性, 提出了一个不同功率等级的处理方法, 即采用不同数目的采样点来更新补偿系数。
所谓的不同功率等级的处理方法, 就是对于出现概率比较高的低功率电平, 选择比较多的采样点来更新补偿系数, 以保证收敛精度和系统稳定性。同样地, 对于出现概率比较低的高功率电平, 选择比较少的采样点来更新补偿系数, 以保证收敛速度。另外, 采样点数目的选择还要根据输入信号的CCDF曲线尽量保证平衡, 从而确保相同的收敛速度。通过仿真, 可以得到一个无论在系统性能, 还是在稳定性方面都比传统方法要好的效果。
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预失真器 篇7
随着现代无线通信系统的迅猛发展,当今的卫星通信系统和移动通信系统对频谱利用率和微波功放的效率提出了越来越高的要求,使得高线性微波功率放大器成为当今通信新技术领域中的一个重要研究课题。当前功放线性化技术主要有前馈型、反馈型和预失真型等3种[1]。他们结构不同、各具特色。相比于前馈型、反馈型两种线性化技术,预失真技术具有电路结构简单、工作绝对稳定等,可适用于宽带系统等优点,故是一种具有很好应用前景的线性化技术。
预失真技术实际是在微波功放之前串联一个函数模块。该模块的特性能补偿功放的压缩性能。在理想情况下,使预失真模块同功放组成的系统的输入输出关系是线性的。因此预失真型线性化技术的线性化效果主要取决于预失真器的特性。虽然由于技术的限制,目前还未能达到理想的线性化效果,但从长远发展来看,预失真技术存在巨大的发展潜力。任何线性化器都必须要处理幅度和相位校准,预失真法对两者都有较好的补偿效果,因此特别适用于行波管(TWT)放大器中。
结合普通的预失真技术,提出了一种新的反向并联肖特基二极管线性化器电路结构,与传统的反向并联二极管预失真型电路相比[2,3],其不同之处在于不需对消基频信号,不需要延时线,相移器和衰减器等额外器件,而是使预失真器直接与功放级联[4]。通过改变预失真器外加偏压和电阻值可以有效地调节载波信号与失真信号的幅度和相位,这种线性化器结构简单,调节点多且易于调节,补偿效果好。文章首先介绍预失真技术的基本原理,再给出其电路结构和从理论上分析其主要特性,最后利用专用的微波电路仿真工具进一步验证。
2 预失真线性化原理
2.1 基本原理
在微波放大器的前端加入一个预失真器,预失真器的非线性特性与微波放大器的非线性特性刚好相反。当信号经过预失真器、可变增益放大器和放大器组成的级联系统时,由于预失真器与微波放大器的相反的非线性特性,从而可以对微波放大器的输出进行一定的补偿,使得输出信号为基本无失真信号,以达到线性化的目的。
当然预失真产生的非线性不可能与放大器的非线性完全相反,一般只对输出影响最大的三阶交调进行抑制。
功放的非线性主要指幅度转换特性(AM-AM)和幅度相位转换特性(AM-PM),非线性将导致幅度调制(AM)信号和相位调制(PM)信号的畸变。行波管是一种广泛用于卫星通信中的微波放大器,根据实际的参数,利用ADS仿真系统建立了一个工作在2.2～3.0 GHz频段的TWT放大器模型,图1为其失真测试曲线,可以看出单音信号经过功放后产生了严重的增益压缩和相位偏移。
2.2 功放及二极管对输出特性
当放大器工作在非线性区内时,不考虑放大器的记忆效应,其非线性可用无穷项幂级数来描述:
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而级数中只有奇次方项对输出信号的交调频率分量有贡献。偶次方项除了产生直流分量外,还产生了偶阶谐波频率分量,但均被滤除。因为三阶分量是对放大器非线性影响最大的因素,因此为了分析方便,一般只取前三项近似。
要搞清线性化器的原理,我们必须首先清楚反向并联二极管对单元的非线性特性。二极管是一种非线性半导体器件,对应输入信号,例如一个余弦信号,二极管的输出是包含了非线性失真分量的余弦信号。利用二极管的这种特性,构建了一种工作在相同偏压下的反向并联二极管对。这种反向并联二极管对可看作为单端口网络,反向并联二极管对的导纳可表示为[5]:
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经二极管对后,只有奇次分量输出,而其他分量均被抑制。适当的调节偏压就可以使得反向并联二极管对产生的三阶分量通过功放以后与功放自身非线性产生的三阶交调产物相互抵消,达到线性化的目的。
2.3 预失真器的电路结构及原理分析
利用反向并联二极管对搭建起来的线性化器的基本电路如图2所示。这个预失真发生器由2个具有相同特性的反向并联肖特基二极管(文章采用SMSbav99)、电感、电阻和180.3 dB电桥耦合器组成。2个二极管加有相同的偏置电压,以产生失真信号,电感用以调节支路的反射系数,补偿一定的相移,利用电阻可以吸收一定带内信号。由于反向并联二极管对必然带来一定的插入损耗[6],在实际使用中需要在功放的前端增加一个可调增益放大器来补偿其插损。
对于理想的180° 3 dB正交电桥,输入信号等分、反相的传送到耦合端和直接输出端,隔离端没有输出。输入信号经180°正交电桥分成两个相等电平的信号,输入信号的一半送到3端口的电抗负载,所到达电抗负载的功率被反射回电桥,这个反射信号的相位为电抗反射系数相位和入射信号两者的函数。另一半功率到达2端口,送到反向并联Schottky二极管对非线性单元,到达管对的大部分功率也被反射回电桥,由于二极管被大功率驱动反射回来的幅值和相位都要发生变化。经2,3端口反射回来的信号都是关于幅度和相位的矢量,两矢量信号合成后从隔离端口4输出。图3给出了端口4反射信号合成示意图。
这时端口3的反射系数为:
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端口2的反射系数为:
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经矢量合成在4 端口的反射输出为:
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式中第二项的负号是电桥端口2反射特性决定的。适当的调整电抗负载L、电阻R和Vb的值,正交电桥的隔离端4输出可以得到期望的与功放非线性特性相反的失真信号。
3 计算机仿真与结果
为了验证预失真器的有效性,构建如图4所示的电路,借助于微波电路专用仿真软件ADS对电路进行仿真。输入频率为2.6 GHz的单音信号对TWT放大器模型进行仿真。图5为加入预失真前后的AM-AM,AM-PM失真比较,可以看出放大器的增益压缩和相位偏移在1 dB附近得到了很好的补偿,当输出功率为48.5 dBm时,增益补偿约为1.2 dB,相位补偿约为9.1°。
为了进一步验证这种预失真线性化技术的特性,用中心频率为2.6 GHz、频率间隔为2 MHz的双音信号进行仿真得到图6所示的结果。从图6(a)中可以看出,在加入预失真器前,三阶IMD大约为15 dBm ,五阶IMD大约为-2.5 dBm,即出现了较为严重的非线性失真。构建与图1相同的系统仿真电路,通过适当调整可变增益放大器和偏置电压,可获得级联系统的输出信号的频谱图,如图6(b)所示。通过与图6(a)对比可见,经过预失真线性化处理后,三阶交调改善了41 dB左右,五阶交调改善了2.4 dB左右。
4 结 语
文章分析了一种应用工作在相同偏压下的反向并联二极管对构成的新型的线性化器电路结构,仿真分析结果表明,采用这种预失真器的线性化技术能够有效的改善功率放大器的非线性失真。与其他形式的预失真器相比,电路结构非常简单。这种预失真器对三阶交调较大改善的同时,对五阶交调也有部分改善。
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