A/D转换板（通用7篇）
A/D转换板 篇1
模数转换电路是数字调幅中波广播发射机的核心电路之一, 其主要功能是完成来自模拟音频处理电路的模拟信号的转换, 他的输入是一种复合模拟信号, 输出是12bit的数字数据流。
1 采样脉冲产生电路
该电路的作用是从射频激励信号获得采样脉冲, 同时输出时钟信号用于监测。下面我们逐一分析。
1.1 信号合成电路
该电路由相移网络, 矢量合成及相位补偿等电路组成。A/D转换板输入两路射频取样信号:一路是来自射频分配板 (A15的激励信号, 由X3-1、X3-2两接线端输入另一路是来自功率合成器输出取样线圈T10 2的射频信号, 由X8-1、X8-2两接线端输入。
1.2 相位调整电路
经矢量合成后的射频信号磅到宽带环形射频变压器T1的初级, T1的负载为一个相移补偿网络, 它由电阻R18, 一个LC网络和一个组件开关S1组成。组件开关S1不同位置的接通可在不同的频点上对射频信号进行精确的相应补偿。
1.3 电平转换电路
该电路由VD14、VD15及施密特反相器N12C组成, 用于把输入的正弦信号转换成TTL电平 (H≤5V) 。VD14、VD15作为限幅二极管把正弦信号的幅度限制在-0.7V~+5.7 V之间, 当N 1 2 C的输入电平为-0.7 V时, 则N12C-6输出高电平 (+5V) , 当N12C的输入电平为+5.7V时, 则N12C-6输出低电平 (OV) 。
1.4 分频电路
该电路由N29、N12D、N12E组成, 用于分频后产生合适的采样脉冲信号。N29为74HC161可预置四位二进制同步计数器是TTL集成电路, 预置成计数状态。使能P端 (7脚) , 使能T端 (10脚) 及清0端接+5V电源, 负载端 (9脚) 接输出反馈信号。每当有计数脉冲从时钟端 (2脚) 输入时, 内部电路即开始计数。其输出端QA输出为计数脉冲频率的二分频信号, QB输出为三分频信号。
1.5 波形变换电路
该电路由V9、反相器N17A、N17B及相关器件组成, 用于将分频后得到的占空比为0.5的方波信号变换成脉冲头持续时间为20~50毫微秒 (ns) 之间的采样脉冲。电阻R78、R79及电容器C106为微分电路, 当输入方波信号时, 输出则为正负窄脉冲。V9的基极由电阻R78、R79提供偏置电压, 调整电位器R78使V9处于饱和导通状态, 当有负的窄脉冲到来时, V9截止, 其集电极输出高电平。
2 模拟输入电路
该电路由倒相缓冲电路N28及限幅电路组成。N28为线性和运算电路, 相加的两路信号均送到倒相输入端。一路是来自模拟输入板 (A35) 的负极性 (音频+直流) 信号, 其信号幅度为6Vp-p, 另一路是来自大台阶同步信号产生电路负极性的大台阶包络信号, 由N28完成两信号的相加。
N2 8输出一个正极性信号, 经过电阻R72送到限幅电路。肖特基二极管VD16、VD18导通结电压为0.3V, 构成限幅电路。稳压二极管VD10的稳太值为4.7V, 由其为VD18提供限幅电平。VD16防止出现负极性信号, VD18防止出现高于5V的信号电平。限幅电路使模拟信号电平 (音频+直流) 限制在0~5V之间, 其输出供A/D转换器。
3 A/D转换电路
该电路由A/D转换器N1、外部锁存器N3、N4及线性延时器K1、K3组成, 其作用是将输入的0~5V的正极性模拟信号转换成12比特的二进制代码, 并进行锁存。
模拟信号在N1的23脚输入, 采样脉冲在N1的17脚输入, 每一个采样脉冲启动一个A/D转换周期, 转换后的数据在2~13脚输出。DAV负脉冲被送到线性延时器K1延迟时间为150毫微秒。延时后的DAV脉冲三路输出, 而数据锁存器N3、N4用于锁存A/D转换器送来的数字信号。通过缓冲器N5、N6被送到调制编码板作为功放模块的开关信号, 去开、关功放模块。
4 转换故障检测电路
该电路由三个单稳态电路及相应的门电路组成。用于监视采样时钟信号和DAV信号, 当上述两信号中任何一个不正常时检测电路将输出数据清除信号, 清外部锁存器。
5 大台阶同步电路
该电路主要由D/A转换集成芯片DAV0808组成, 用于将AD1671输出的12位数字信息的高位 (B1~B7) 转换成模拟包络信号。在10KW或25KW数字调幅中波发射机中, B1~B6作为只读存储器 (ROM) 的地址码, 而50KW数字调幅中波发射机中, B1~B7作为只读存储器 (ROM) 的地址码, 这些地址码用于读出ROM中予存的大台阶开关信息 (地址码的十进制数, 就是需要开启的功放模块个数) , 实现控制大台阶功放模块的开关。在有调制信息时, 大台阶功放模块完成调幅波的大台阶包络调制, 而二进制系数功放模块则用于提高包络的分辨率。所以, DAC0808输出仅为大台阶包络, 为负极性电压0~-1Vp-p。该信号分为两路, 一路经倒微分后变成双向尖脉冲, 送到模拟处理电路。用于同步72k Hz三角波信号发生器;另一路送到本电路的模拟输入级, 混合到复合音频信号中, 其作用在于确保发射机输出不产生失调。
6 音频还原电路
该电路由集成电路AD565组成, 其作用是将12比特的数字音频, 还原成模拟音频。
一例故障现象及排除该故障表现为:开机加高压正常, 显示模数转换错误、无功率。
故障分析:开机加高压正常, 无功率, 依照故障显示部位, 判断模数转换板出现故障, 查模数转换A34板, 该板供电电源正常, 依据故障显示, 显示板A32 H23红灯亮, 该电路信号倒查N67 (1) 为高电平, 依次查A 3 2板X 9-1至A 3 4板X 7-1处为高电平, 再查集成块N12 (3) 脚为低电平, 依次查集成块N15 (4) 、 (5) 脚为低电平, N15 (1) 、 (2) 、 (3) 脚为低电平, 此时用示波器测量N14脚无时钟信号 (该脚电路正常时应有正5V矩形波) , 再查XJ6测试点亦无时钟信号, N12 (5) 脚也没有时钟信号, 倒查至电阻R83上无电压, 说明该处无激励信号 (正常时应25V左右正弦波) , 查至射频分配板A15-X13接线柱, 发现X13-2脚线断路, 将该断路线接通, 重新开机, 说明故障排除。
小结:当发射机出现故障时, 首先查找出故障位置, 再依据故障部位, 依照电路信号流程, 分析出可能引起故障的各种条件 (象电源部分, 信号流程, 以及各种辅助电路等) , 依次查找终将找出故障具体部位, 这时可将故障排除。
双积分A/D转换技术 篇2
关键词：双积分A/D转换器,单片机,定时器
0 引言
双积分是一种常用的A/D转换技术,具有转换精度高,抗串模干扰能力强等优点,适于作为低速A/D转换器。而市场上专用的A/D转换高精度芯片价格较高,也增加了产品或系统设计成本。介绍一种以PIC单片机为例(或其它带有捕捉比较功能的单片机),利用其内部16位捕捉功能,通过软件配合构成的双极性、高精度、低成本A/D转换器,同时也简述了其应用技巧。
1 双积分A/D转换的工作原理
双积分A/D转换器由模拟开关、积分器、比较器、时钟脉冲及控制电路等组成。转换过程需要进行两次积分。
第一次采样阶段积分:对输入模拟信号Usr(设为正值)进行定时积分,积分电容充电时间为T1=N1×Tc。Tc为计数脉冲,计数值为N1。
第二次测量阶段积分:对基准参考电压Uref(设为负值)进行定值积分,积分电容放电时间为T2a=N2a×Tc、计数值为N2a。积分结果满足:
式(2)中Ka定义为转换系数,它与N2a、N1的比值有关,当Uref等于最大的输入电压Usrmax时,在Usr的量程范围内Ka=0~1。
2 51单片机和通用分立器件构成的双积分A/D转换器
51系列单片机具有两个以上16位双通道定时器(TIME0和TIME1),每个通道可选择为输入捕获方式来测量脉宽。我们用片内16位的定时器外接运放、比较器实现双积分A/D转换。原理图如图1所示(电源和5
1单片机外围电路同常规电路),TL082是JFETINPUT运放;LM358作为比较器;MC4066是多路开关。51单片机P1口的P10、P11、P12作为输出,控制MC4066多路开关的输入选择;INT0作为中断输入口,捕捉LM358比较器的输出电平跳变。C1为积分电容,常取0.22μF左右的聚丙烯电容,R2为积分电阻,可取500k左右,U2A为积分运放,U2A、C1、R2构成了积分器,U2B是过零检测运放。VIN为输入电压,VREF为基准电压,AGND为转换器的参考零点。VREF和参考零点以R9、R10、R11分压产生。
测量前,TK3=1、TK2=0、TK1=0,打开U1C、U1D模拟开关,使积分器输入等于AGND,进入调零阶段,第一次启动转换的时间为300ms;启动以后调零时间为40ms。开始转换时,TK3=0、TK2=0、TK1=1,积分器输入接至输入电压,使VIN通过积分电阻R2向C1充电,设积分时间为T。然后,将TK3=0、TK2=1、TK1=0,即积分器输入接至基准电压VREF,电容C1开始通过R2向VREF逆向放电。当运放的输出低于C2电容电压时,比较器输出反转。然后,TK3=1、TK2=0、TK1=0,打开U1C、U1D模拟开关,又进入调零阶段。设逆向充电的时间为t,则有
上式中VIN是被测电压,T是正向积分时间,t是反向积分时间,VREF是基准参考电压,AGND是转换器的参考零点。积分器输出波形如图2所示。
3 结束语
积分式A/D转换器由于转换精度高,而且转换过程是对输入电压的平均值进行变换,所以具有很强的抗工频干扰能力。
参考文献
[1]姚竞红.电路分析课程的教学改革与实践.浙江万里学院学报,2007,(3):146-147.
[2]梁贵书.电路理论全方位教学改革与实践[J].北京:中国电力教育,2007,(1).
[3]于荣贤等.浅议《电工与电子基础》精品课程建设[J].中国高职高专教育,2006,(7).
高精度A/D转换器 篇3
1.1 总体思路与方案
总体设计思路如下:系统可以划分为模拟电压发生单元, D/A与运放单元, 比较器单元, 单片机控制部分, 液晶显示按键切换部分。利用DAC904产生模拟信号, 与待测模拟信号进行比较, 将输出结果反馈到单片机, 利用逐次逼近式原理设计A/D转换, 模块框图如图1所示。
1.2 系统方案选择
逐次逼近式A/D转换器结构主要由时钟信号、采样/保持电路、比较器、D/A转换器 (DAC) 、逐次逼近寄存器和逻辑控制单元6部分组成。
首先, 将输出锁存器的最高位置1, 然后将D/A转换器的输出电压信号Ui和输入电压信号K。进行比较。若Ui<Kin, 则输出锁存器的最高位保持1;反之, 则锁存器的最高位设置为0, 确定并保持最高位状态。其次, 把次高位置1, 依上面的方法确定其状态。从高位到低位逐次Vin位比较 (N为A/D位数) , 使Ui逼近输入信号Vin, 直到输出锁存器的最后一位。这时, D/A转换器的输入数据即为模/数转换后的数据, 控制器控制输出寄存器将其输出。
逐次逼近型A/D转换器的特点是转换速度比较快, 价格适中, 精度较高, 因此在单片机系统中被广泛应用。其电路规模属于中等。其优点是速度较高、功耗低, 在低分辩率 (<12位) 时价格便宜, 但高精度 (>12位) 时价格很高。并且由于要求位数太多, 连线太多影响系统的稳定性, 且成本较高。
2 系统的硬件设计与实现
2.1 待测模拟电压单元
普通基准源直接分压输出。采用普通的电阻以及电位器进行分压, 可以通过改变电位器的阻值使电压连续可调, 操作简单易实现。
2.2 模拟信号单元
DAC904是一种12位高速数模转换芯片, 其转换精度高。
2.3 比较器单元
DAC904输出的模拟量作为比较器 (MAX942) 2脚的输入, 0-5V模拟信号作为3脚输入, 最后将比较器的输出反馈到单片机。
2.4 运算放大器单元
通用运放就是最基本的功能的最廉价的运放, 这类运放用途广泛, 使用量最大。当变量全部输出高电平时DAC904输出的模拟量没有达到基准的5v, 使用一片358芯片, 节约了资源, 完成了放大功能。
2.5 控制单元---单片机
Freescale公司的MC9S12XS128单片机。该单片机CPU属于增强型16位CPU, 片内总线时钟最高80 MHz;其片内具有8 KB RAM、128 KB程序闪存、2 KB数据闪存;脉宽调制模块 (PWM) 可设置成4路8位或者2路16位, 逻辑时钟选择频率宽;具有16路12位精度A/D转换器;另外片内还具有增强型捕捉定时器。完全可以胜任大量的数据处理和控制工作。
2.6 显示单元
在A/D转换完毕后, 系统需要对转换结果有一个比较明了的显示方案, 使用液晶显示屏显示转换结果。液晶显示屏 (LCD) 具有轻薄短小, 耗电量低, 无辐射危险, 平面直角显示以及影像稳定不闪烁等优势, 可视面积大, 画面效果好, 分辨率高, 抗干扰能力强和显示形式灵活等优点。只是编程工作量较大, 控制其占用资源较多, 但在本系统中对控制器的资源使用不多, 完全可以使用。
2.7 人机交互界面
通过按键控制液晶屏显示的切换, 每次通过按键来选择显示8或是12位的A/D转换结果, 和存储的数据。设置了一个退出键, 可以从各各功能之间退出以及转换
3 测试数据分析
通过对数据的采集、处理分析。发现8位A/D档时, 准确性较高, 测量结果与待测信号之间误差较小, 基本达到了设计的要求。12位A/D转换档时, 对于较大的信号测量时, 结果较为准确。而在小信号测量时, 所得的结果误差较大, 可以通过如下方案解决。将误差出现较大时的测量值作为阈值电压, 通过比较器比较, 如果大于阈值电压, 即进行后续的A/D转换。如果小于阈值电压, 则将该信号先进行放大后在进行A/D转换, 则可取得较好的结果。
A/D转换技术的应用与发展 篇4
A/D转换是指将模拟输入信号转换成N位二进制数字输出信号的过程.现代数字通信技术迅猛发展, 半导体工艺日益精密, 数字化浪潮推进了A/D转换器不断革新, A/D转换技术在变得越来越复杂的同时, 也正朝着高速度、高精度和低功耗的方向迈进.数字信号处理技术长期以来一直被广泛应用于卫星、测控系统、图像和音频等领域, 其对高速高精度的CMOS工艺的模数转换器的需求日益迫切.通过对各种A/D转换电路的工作原理、电路结构和性能特点等进行了对比分析, 总结了各种电路的应用领域和A/D技术的发展趋势.
1 主要A/D转换技术
A/D转换技术是现实各种模拟信号通向数字世界的桥梁, 为了满足不同应用的需求, 各家芯片公司开发了不同的A/D转换技术, 主要有以下几种:
1.1 积分型A/D
积分型A/D转换技术包括单积分和双积分2种转换方式.
转换原理:单积分A/D转换首先将需要转换的电信号变成一段时间间隔, 然后对时间间隔进行记数, 间接地把模拟量转换成数字量.双积分型转换器结构如图1所示[1], 通过2次积分把输入的模拟电压转换为与平均值成正比关系的时间间隔, 同时利用计数器计数, 从而实现A/D转换.
特点及应用:积分型A/D具有功耗低、成本低、分辨率高 (可达22位) 的优点, 因为其输入端采用了积分器, 对高频噪声和固定的低频干扰 (如50 Hz或60 Hz) 的抑制能力很强, 所以主要应用在嘈杂的工业环境中.但由于其转换速度太慢, 转换精度随转换速率的增加而降低, 转换速率在2位时为100～300 SPS, 对应的转换精度为12位, 因此主要应用于低速高精度的转换领域.
1.2 逐次逼近型ADC
逐次逼近型A/D转换器是由比较器、D/A 转换器、比较寄存器SAR、时钟发生器以及逻辑控制电路组成, 其结构如图2所示[1].
转换原理:逐次逼近型将模拟信号与不同的参考电压进行多次比较, 使转换后的数字量在数值上逐次逼近输入模拟量的对应值, 一个时钟周期内只完成一位转换.
应用:逐渐逼近型原理简单, 便于实现;功耗低;由于其转换速度较高, 可以达到1 MSPS, 不存在延迟问题, 所以应用于中速率的场合;此外它在低于l2位分辨率的情况下, 电路实现上较其他转换方式成本低, 所以实际中广泛使用.但是, 这种AD转换方式的分辨率和采样速率相互矛盾, 分辨率高时采样速率较低, 因此要提高分辨率, 采样速率就会受到限制;此外这种转换方式需要D/A转换电路, 而高精度的D/A转换电路需要较高的电阻或电容匹配网络, 所以在高精度D/A转换领域的应用受到很大限制.
1.3 并行ADC
并行A/D转换器也称为Flash ADC, 是目前速度最快的一种结构.并行转换是一种直接的A/D转换方式, 主要由电阻分压网络、比较器、编码器等组成.一个N位的并行ADC包含2N-1个比较器和2N-1个参考电压值.结构如图3所示[1].
转换原理:每个比较器对输入信号采样并把输入信号与参考电压相比较, 然后每一个比较器产生一位输出, 表明输入信号与参考电压的大小关系.当输入信号高于比较器反向输入端电压时, 比较器会输出高电平1, 反之输出低电平0.该码编码后即可得到对应的数字量.
应用:该转换的主要优点是并行, 所以速率特别快, 目前4位转换精度的转换速率可达10 GSPS以上.但是由于管芯尺寸比较大, 与一般的流水线结构相比, 输入电容和功率损耗分别要高出6倍和2倍, 功耗大、成本高;而且分辨率提高时, 元件数目按照几何级数猛增, 位数越多, 电路越复杂, 越难集成, 还会产生静态误差、闪烁码温度计气泡等不利现象, 因此只适用于速度要求特别高的领域, 如视频A/D转换器等.
1.4 流水线ADC (子区式)
流水线型转换方式是Flash ADC改进的一种转换方式, 如MAX1200.它在一定程度上具有并行转换高速的特点, 又具有逐次逼近型结构简单的特点, 很好地解决了制造困难的问题, 是更为高效和强大的转换方式.一般流水线结构如图4和图5所示[1].
转换原理:流水线型ADC电路由许多级组成, 每一级是由低分辨的A/D转换电路和高分辨率的D/A转换电路、采样保持器及增益为2n的放大电路组成.每一级转换后的数字量都存入位于下方的锁存器中, 待转换结束后经数字错误校正和锁存后送往数据总线输出.
应用:流水线A/D由于对信号进行分级串行处理, 所以它在具有较高转换精度的同时, 能保持较高的转换速率, 一般转换精度在12～16 bits, 转换速率在1～100 Msps, 转换时间一般小于100 ns;而且这种转换方式与其他转换方式相比价格更低, 所需设计时间更少, 难度更小, 功耗低;优化的错误校正环节;克服了并行ADC的缺点, 很少有比较器进入亚稳态, 从根本上消除闪烁码温度计气泡, 减少转换器的误差;因此流水线在很大程度上实现了转换速度、转换精度和分辨率的折衷, 综合了并行转换和逐次逼近转换的优点, 在这3个指标要求相当的场合得到广泛应用.但是流水线也存在一些问题, 如时钟频率不能太大;易于受时钟占空比的影响;存在数据等待时间等问题, 对速率有一定影响;对印制电路板的布线比较敏感, 易于受电路布局的影响, 因此它在一些同步性要求较高及工艺要求较高的场合使用时受到了很大的限制.
1.5 折叠插值ADC
折叠插值转换方式通过预处理电路, 同时得到高位和低位数据, 克服了流水线型分步转换所带来的速度下降, 同时元件的数目大大减少, 其结构图如图6所示[3].一个8位的折叠型转换方式的信号处理示意如图7所示[4].
转换原理:折叠插值型转换方式把输入较大的信号映射到较小的区域内, 并将其转换成数字信号, 这个数据为数字量的低位数据.再找出输入信号被映射的区间, 该区间也以数字量表示, 这个数据为数字量的高位数据.高位和低位数据经过处理, 得到最后的数字信号 .
应用:折叠插值方式中由于数据2次量化同时进行, 类似并行转换, 所以转换速度很快, 一般在250 ksps～50 Msps之间;而且电路规模及功耗比较小, 成本比较低;因此它在高速场合得到广泛应用.但是折叠处理限制了输入信号带宽, 由于其对晶体管跨导和匹配有较高要求, 使得它不利于CMOS实现;折叠插值方式信号频率过高时, 有“气泡”现象产生, 需要额外处理电路;转换精度较低, 一般只用于8位以下的转换器中, 超过8位时, 如要保持较少的比较器数目, 折叠插值变得十分麻烦, 所以这些缺点大大限制了折叠插值方式的CMOS实现和转换精度的提高, 在对功耗和转换精度需求较高的场合较少使用.
1.6 过采样 ∑—△ADC
过采样∑—△ADC由∑—△ADC调制器和数字滤波器构成 (如图8所示[2]) , 调制器是核心部分, 其结构近似于积分型A/D转换器, 由积分器、比较器、1位D/A转换器等组成, 主要提供增量编码即∑—△ADC码;数字抽样滤波器完成对∑—△ADC码的抽样滤波.
转换原理:∑—△ADC 调制器以极高的频率对输入模拟信号进行采样, 并对2个采样的差值以极低的分辨率 (1位) 进行量化, 得到用低位数码表示的数字信号即∑—△ADC码, 这种∑—△ADC码接着送到数字滤波器进行滤波, 经过滤波处理后, 采样率被大大降低, 可得到高分辨率的数字信号.
应用:硬件方面, 该转换方式采用了极低位量化器, 巧妙避免了高位转换器和高精度电阻网络的制造困难;由于Σ—△ADC 码码位低, 使得采样与量化编码可以同时完成, 不再需要采样保持电路, 系统的结构大为简化;与DSP技术兼容, 便于实现系统集成;大部分是数字电路, 对电路匹配要求较低, 易于CMOS实现;在技术指标方面, 该转换方式的转换精度很高, 可达到24位以上;转换速率高、分辨率高;而且价格低廉, 所以过采样方式在目前A/D转换方式中性价比较高, 在很多对精度、分辨率、速度要求比较高的集成电路中得到广泛应用.过采样的缺点在于转换器采样率较低, 不适合处理高频信号;在转换速率相同的条件下, 比积分型和逐次逼近型功耗高;当高速转换时, 还需要高阶调制器, 高速∑—△ADC的价格较高; 所以它一般应用于低频中速的场合.
2 发展趋势
综合国内外现有A/D转换技术资料可看出, A/D转换电路的主要发展趋势是向分辨率越来越高、转换速率越来越高、精度越来越高、功耗越来越低、电压越来越低、趋于单片化和CMOS化、结构越来越简单的方向发展.
2.1 性能高——高分辨率、高速率、高精度
如今速度最快的并行转换方式ADC的采样速度可达10 GSPS, 而2级流水型ADC的产品转换速度也达到了12位/4 MSPS.在速率得到极大提高的同时, 分辨率也有了很大改善, 通过采用过采样∑—△ADC模数转换技术、流水线型转换技术以及折叠插值型转换技术, 极大地提高了转换器的分辨率.现在过采样的∑—△ADC转换方式及精度已经达到了28位以上, 这主要是由于采用新型电路结构方案, 如Σ—△调制技术, 在同样的工艺条件下, 使单片ADC达到更高的分辨率.此外, 还有很多方式可以同时实现分辨率、速率、精度的提高, 比如将2个或多个较低分辨率的闪电型ADC组合起来, 形成流水线ADC, 这种类型的转换器既具有高的分辨率, 又有很高的转换速率;通过采用激光修正技术、自校正技术和统计匹配技术, 使数据转换电路的分辨率和精度得到进一步的提高.从目前来看, 新的技术不断涌现, 综合优化型的A/D转换技术将实现分辨率、速度、精度的同步改善.
2.2 功耗低——低功耗、低电压
当前CMOS工艺的发展为电压和功耗的降低提供了可能性, 通过在电路设计中采用CMOS、BiCMOS工艺, 低工作电压 (3 V/5 V) 及电源休眠工作方式等措施, 可以大大降低转换技术中的功耗损耗, 实现毫瓦级低功耗甚至超低功耗, 同时还可保证转换器电路获得高分辨率、高精度和高转换速率, 很好地解决现有的精度、速度和功耗之间的矛盾, 同时, 集成简化的芯片能实现面积和容积的最小化, 适应现代社会便携化的需求, 生产出性能最好、使用更方便的仪器.
2.3 结构简单——单片化、CMOS化
在器件结构方面, 当前半导体工艺水平不断提高, LSI、VLSI工艺逐渐成熟, 以前采用模块、混合电路生产的高性能转换电路逐渐被单片产品所代替, 芯片的集成度大大提高, 有效地降低了芯片的成本和功耗, 减小了芯片体积, 方便使用和携带, 同时提高了性能可靠性.使用越来越成熟的VLSI技术及Σ—△调制技术, 能够使数字信号处理器及其他标准数字器件与高分辨率ADC、DAC集成于同一块芯片上, 构成更高级的混合信号处理器, 既增强了芯片功能, 使其实现多种转换和处理, 同时也在很大程度上简化了外围电路, 更加方便使用和加工.最近, 人们开始尝试尽可能地将转换器和部分混合信号功能从昂贵、复杂的专业型工艺转入主流的CMOS型工艺, 采用同一种工艺技术来制作模拟和数字电路, 设计集成度更高的电路.从目前来看, 更多新颖的数据转换电路不断出现, 其功能将越来越强, 性能愈加优良, 从而使系统设计工程师的工作变得更加简单, 使用者操作和携带也更加方便.
通过采用单片机和CMOS技术, 首先很大程度地减少了制作难度较大、特性匹配要求较高的部件数量, 如高速比较器、宽带运放、精密电阻等, 使得制作加工过程变得简单方便;此外极大地减少了模拟部件, 尽可能多地采用成熟的数字电路模块 (如∑一△ADC结构) , 使得CMOS化更加容易, 从而尽可能大地提升器件性能.
3 结 论
不同技术相互渗透, 扬长避短, 开发出适合各种应用场合, 能满足不同需求的A/D转换器, 将是模拟/数字转换技术的未来发展趋势;高性能、低功耗、结构简单的新型A/D转换器将是今后数据转换器发展的重点.
摘要：首先分别介绍了当前六大模数转换技术的工作原理、电路结构、性能特点及应用领域, 通过从转换速率、转换精度、分辨率、功耗、价格、面积等指标进行分析, 将物理结构的设计与实际性能结合比较, 总结出各自适合的应用领域.然后, 根据对现有模数转换技术特点的分析及实际应用中对模数转换器性能的要求, 对当前A/D转换技术向着高性能、低功耗、结构简单方向发展的趋势进行了预测.
A/D转换器的原理分析与比较 篇5
A/D转换器是数字化测量和显示仪表的重要组成部分。A/D转换器的转换速度、精度和分辨率,直接影响着测量结果和显示的质量指标。常用的A/D转换器有多斜式、多周期式、循环余数式、脉宽转换式、双斜式等几类。下面就常用的A/D转换器的转换原理和特点进行分析与比较,以利于在A/D转换电路设计中ADC的使用和采用元件组装A/D转换器时,能够选用合适的A/D转换方式。
1 循环余数式转换
循环余数式A/D转换技术一般采用类似于图一所示的线路设计,是一种常见的逐次逼近方法的多周期转换。它利用把可变的参考电压与未知信号进行比较的方法,将输入信号与精密数模转换器(DAC)的输出相比较,此DAC由DAC放大器和二进制阶梯电阻网络组成,通过模数放大器的输出信号,来判断何时数模转换器DAC的输出大于输入电压。转换过程被分解成几个周期,所以一个6位(bit)DAC能通过连续的逐次逼近,有效地产生比它本身大得多的转换位数。
在第一个比较周期中,输入电压与DAC的输出相比较,DAC位开关的每一位都依次被试验,依据比较器输出极性决定每一位的舍取。并将一组二进制转换结果值贮存起来,而输入电压和DAC输出之间的余差电压则被放大且保存在一个电容中。在下一个比较和余数存贮周期中,DAC输出与被放大的余数相比较,产生下一组二进制值和一个更小的余数电压。最后,所有各个位组经综合处理产生一个A-D采样值。每次采样前,插入一个零状态,在此状态中,A-D输入端的任何失调值都可以被存贮在一个电容中,这些失调值在以后可被抵消。
循环余数式A/D转换的主要特点是它的速度可以达到逐次逼近法的速度。完成一次61/2d的转换一般只要2ms,高分辨率的读数速率可达到每秒500次。然而,由于这种技术本身对电源的噪音没有抑制能力,在高灵敏度测量的场合中,这是一个十分不利的因素,即使采取了对多个采样值作平均的措施,以抑制电源频率的影响,但由于采样速率的限制,仍无法消除较高次谐波的影响。
在一般的计量实验室中,虽然不要求特别高的读数速率,然而,这种技术仍然存在着转换非线性的问题。由于二进制权电阻的不匹配,也由于数值的读取是被分解成多个比较周期,其中某些比较包含放大过程,所以存在不连续性。由于微分线性不可能达到后面所述的单周期积分技术所能达到的水平,这种技术不是比较测量的理想技术,而比较测量在计量实验室却是经常使用的。
2 脉宽式转换
这种转换之所以称之为脉宽式转换,是因为模拟输入被一个ADC转换成宽度与其大小成正比的数字脉冲序列。用这些脉冲选通在加/减计数器中形成累加值的高速时钟。
当输入电压为零时,强迫方波电压连续地加向积分器的输入端、积分器输出方波向上和向下通过两个比较器的门坎电平,如图二所示。如果输入信号保持为零,积分器输出斜波对称于比较器的参考电平,并且比较器产生的正负信号具有相同的占空比。如果输入信号不为零,斜波就向上或向下移动,相应的比较器信号的占空比随之不同。当用这些信号把时钟脉冲选通到一个加/减计数器,就获得了加脉冲和减脉冲的测量值。
脉宽式转换设计方案利用一个反馈回路把正和负的参考电压回送到A/D的输入端,强迫积分器处于零平衡。当积分器的输出超过任何一个比较电平时,一个极性相应的参考电压就被施加到反馈通路,当积分输出低于此比较电平,则该参考电压就被切断。在零输入时,反馈是不带直流成份的方波,所以积分器输出为零。当一个信号施加到A/D上,则一个适量的参考电平就被施加到A/D去抵消此信号并重新使积分器处于零平衡。在重新平衡的过程中,积累的计数值就给出了输入信号的大小。可以看出,对于所有的输入信号值,积分器总是动态地处于零平衡。另外,任何漂移的电压都被自动校正,因为漂移会在斜波中引起偏移。
世界上第一台8 1/2d的DMM中就使用了这种A/D技术。这种技术具有非常好的线性,且能非常灵活地选择积分时间,以获得良好的电源频率抑制效果。此外,信号总是被接在A/D的输入端,这点对于一些特殊的应用是很重要的。但这种技术的最大的缺点是在高分辨时的速度较慢,一般来说,一个81/2d的读数可能要花50秒的时间。
3 多斜式积分器
从理论上讲,双斜式A/D转换的精度取决于参考电压精度和对时钟周期的计数能力。双斜积分线路要求时钟、积分器的电阻和电容在转换周期内保持稳定,因为这些元件的长期变化和精度无关,可以根据给定的分辨率和速度要求选择积分时间。值得注意的是,采用积分时间等于电源周期的整倍数,可以获得极好的对电源频率(及其所有谐波)抑制的性能。
使用这种设计在高精度积分器中所遇到的问题是比较器的速度和灵敏度,目前,即使最好的A/D大约是每微秒一个字的水平。这将意味着对于一个满量程的7 1/2d的读数大约需要20秒时间,这个时间太长了。另外,积分电容的漏电流导致非线性和读数速率的误差,因为在积分周期贮存吸收网络中的电荷在参考时间内不被复原,所以就不被计数,这种介质吸收现象使真正的电荷平衡在一个短的测量时间内不能实现。当信号接近零时,比较器可能检到一个噪音脉冲而选择错误极性的参考电压,结果引起积分器输出错误,直至计数器溢出,形成一个大于满刻度的读数,这种现象即使在输入信号真正为零时也会产生。
Datron公司研制了一种多斜、多周期的积分器,如图三所示,用以克服上述各种问题,这种转换器使用两种不同的参考周期,Ref和Ref/16,以克服比较器速度慢的问题,其原理是:首先,快速计数直到接近于零时,转换到一个较低的参考电压值(Ref/16),以一个比较慢的计数速率向零接近。
这种办法以比较低的转换率通过零点,从而允许比较器的带宽较低,由此达到低噪音的效果。在何处积分器转换到Ref/16不是重要问题,只要转换同步于时钟,则系统计数正确。在Ref周期内,系统以16为单位计数,而在Ref/16周期内,系统以1为单位计数。
因为Ref/16周期与Ref周期相比较是非常小的,这方法有效地加速转换16倍,Ref/16周期约占满刻度的千分之一,所以,为了使线性优于满刻度的0.2ppm,就要求Ref/16的精度要优于万分之二,这点用电阻是很容易实现的。
这种设计的特点为:
(1)使用一个偏置斜率以克服在零区的问题。在积分周期的末尾,加入一个非常小的已知信号(正向反馈),其办法是接入一个“错误”的参考电压,用以保证正确的参考电压被接入时积分器能正确地运行并回到零,因为偏置信号的幅度、时间都是已知的,所以此偏置信号的影响是可以计算的。
(2)多周期意味着可使用比较小的积分电容,结果降低了介质吸收效应和改善了线性。
(3)在多周期转换中,信号和参考输入是同时施加,而不是分别施加的,结果提高了转换的速度。
(4)由于每一次转换,正负参考电压使用的次数相等,因而保证参考电压的转换误差是恒定的,并且可以在一个积分周期消除。
(5)一个动态的零系统取代了较通用的取样保持型的零线路,后者在过载时可能会处于饱和状态,从而降低过载恢复的速度。这种动态系统也克服了动态漂移。
当A/D不转换输入信号时就进入复位。这种复位技术使缓慢漂移的积分器的输出保持在零附近,其方法是施加小量的-Ref/250,然后施加+Ref/250,使积分器输出为零。因此,这个复位周期很短(50 sec),而且在每个测量周期至少有一个复位周期,这样就可以避免中断校零过程。
-Ref/256和+Ref/256的施加方法如图四所示,其结果使积分器输出的每个斜波都通过零点,并利用+Ref/256的最后一个零位过程的时间为预先确定的常数个时钟周期。复位周期然后被重复,以维持积分器的输出在零附近。可以看到,即使积分器在复位与复位周期之间可能有漂移,但在每个复位周期的结束时,积分器输出是精确地处于相同的位置上。根据读数速率和分辨率的要求,这种A/D能够构成单周期或者多周期转换。多周期提供了极大的灵活性以选择各种有用的积分周期。使用比较小的积分电容,利用斜波多次上升和下降获得比较长的积分周期,有效地避免了积分器的饱和。
这种多周期设计的基本特点是除了最后一个周期外,所有周期内的被测信号是连续不断地施加的,而各种参考电压与被测信号同时加入,如图五所示。换言之,这种工作方式有效地减少了读数的时间。
单周期的转换图解清楚地说明这种转换技术的基本特点。当接到一个读数转换命令,最后一个复位周期在50微秒延迟时间内结束,信号就被加到输入端,如图六所示。积分器输出斜波上升,经过一段固定的时间以后,信号仍然施加着的时候,一个正向偏置被反馈到参考输入端;接着在一个固定延迟时间里,零信号同时加入到参考输入端和被测信号输入端,其目的是为了保证系统不会同时把两个参考电压切换进积累器,在此周期中,向参考输入端加入-Ref。最后积分器输出经过零点,这代表了一个“粗”的转换周期的结束。积分器自身又构成了最后阶段的更精确或者说更精细的转换结构。
为了避免切换的瞬态误差,首先把零加入到信号和参考的输入端,跟着把+Ref/16加到参考输入端,施加的时间为固定值。使用这样的参考电压极性是为了保证不管被测信号极性如何,总是使用+Ref/256参考电压产生最后一个斜波,克服比较器响应期间的任何的不对称。经过又一个“死”时间后,+Ref/16被加向参考输入。这是转换的最后一部分,并且它和动态自动稳零周期的结束阶段是一样的。换句话讲,积分器的输出精确地回到了它开始的地方后结束。
负极性信号的转换次序与上述正极性信号转换次序略有不同,但是,是对于每次转换,每一种参考电压都被平衡,而任何很小的比较器的延迟时间误差和由于最后一个斜波引起的电荷注入效应都被动态稳零自动消除。
参考文献
[1]Gilbert,R.A(美).数字器件的原理和应用[M].北京:机械工业出版社,1985.
[2]杨志忠.数字电子技术基础[M].北京:高等教育出版社,2004.
[3]徐群岭.一线式A/D转换器DS2450的原理与应用[J].电子工程师,2002,4(1):43-49.
[4]张研,乔双,胡硕.高速AD转换器AD9260与AT89C52单片机的接口[J].信息技术,2002,(6):2-5.
[5]谭杰·霍夫纳.高速AD转换器动态参数[J].电测与仪表,2001,38(3):31-48.
[6]成立,张荣标,李彦旭.几种用于SDR系统的高速高精度ADC电路[J].半导体技术,2001,26(10):68-70.
[7]吴兴斌.高速A/D转换器的研究进展及发展趋势[J].微电子学,2009,(3):420-423.
A/D转换板 篇6
一、控制系统硬件介绍
本系统采用Altera公司的FPGA芯片EP2C35F672C8对AD574A进行采样控制, 并对数据进行存储, 以便处理和分析。
1. AD574介绍
AD574A是美国模拟数字公司 (Analog) 推出的单片高速12位逐次比较型A/D转换器, 内置双极性电路构成的混合集成转换显片, 具有外接元件少, 功耗低, 精度高等特点, 并且具有自动校零和自动极性转换功能, 只需外接少量的阻容器件即可构成一个完整的A/D转换器。
(1) AD574A的主要引脚功能
K12_8:数据输出方式控制信号。当为高电平时, 输出数据为12位;当为低电平时, 数据是作为两个8位字输出。
CS:片选信号, 低电平有效。
A0:转换位数控制信号。当为高电平时, 进行8位转换, 为低电平时进行12位转换。
R/C:读出或转换控制信号, 用于控制ADC574A是转换还是读出。当为低电平时, 启动
A/D转换;当为高电平时, 将转换结果读出。
CE:使能信号, 高电平有效。
STS:工作状态指示信号端, 当STS=1时, 表示转换器正处于转换状态, 当STS=0时, 声明A/D转换结束。AD574A的CE、CS、R/C、K12_8和A0对其工作状态的控制过程如表1所示。
(2) AD574A的工作时序
AD574A的工作过程分为启动转换和转换结束后读出数据两个过程。启动转换时, 首先使CS、CE信号有效, AD574处于转换工作状态, 且A0为1或为0, 根据所需转换的位数确定, 然后使R/C=0, 启动AD574开始转换。转换结束时, STS由高电平变为低电平。可通过查询法, 读入STS线端的状态, 判断转换是否结束。输出数据时, 首先根据输出数据的方式, 即是12位并行输出, 还是分两次输出, 以确定是接高电平还是接低电平;然后在CE=1、CS=0、R/C=1的条件下, 确定A0的电平。若为12位并行输出, A0端输入电平信号可高可低;若分两次输出12位数据, A0=0, 输出12位数据的高8位, A0=1, 输出12位数据的低4位。其工作时序如图1所示。
2. 系统设计原理
FPGA芯片采用ALTERA公司的EP2C35F672C8。该芯片内部包含有33216个逻辑单元, 105个M4K RAM模块, 以及18 BIT×18 BIT嵌入式乘法器。FPGA芯片与AD574A之间的通信采用查询方式, 当数据转换好以后, 引脚STS信号由高电平变为低电平, 从而控制器判断转换结束。FPGA采用虚拟的ADC信号与AD574A通信, 具体的连接方式如图2所示。
二、控制系统软件设计与仿真
1. 系统软件设计
A/D采样转换控制器采用硬件描述语言VHDL语言进行编程设计。根据AD574A的工作原理及工作时序分析, 把整个工作流程分为st0~st4五个工作状态。其中st0状态:AD574A初始化;st1状态:启动AD574A, R/C为低电平;st2状态:A/D转换状态, 此时AD574A的STS为高电平;st3状态:转换结束, 此时STS由高电平变为低电平, R/C为高电平, 允许读数据, st4状态:通过控制器的状态锁存信号的跳变, 对数据进行锁存。各个状态之间的转换及条件如图3所示。由1.2系统设计原理分析可以得出系统功能的结构图如图4所示。
根据以上分析, 可以写出控制器的设计代码, 现给出部分VHDL代码:
2. 系统仿真
在EDA工具Quartus II9.0中进行编辑、编译与仿真, 并对FPGA芯片进行引脚配置以便下载进行硬件调试。系统仿真图如图5所示。
三、结束语
采用FPGA芯片EP2C35F672C8实现对AD574A转换器的采样控制, 充分利用了FPGA的高可靠性和高速度的特点, 解决了传统的用单片机或CPU进行控制速度慢的弊端。另外, FPGA具有灵活的编程方式, 强大的软件工具, 从而提高了工作效率, 缩短了系统开发周期。本系统可用于高速实时监控和数据采集系统等领域。
摘要：采用FPGA器件EP2C35F672C8对AD574进行实时采样控制, 并将采集得到的数据暂存到SRAM中, 以便进行分析和处理。整个设计过程采用EDA的设计流程, 用硬件描述语言VHDL在QuartusII9.0中进行设计, 给出了设计原理分析、硬件内部逻辑设计以及仿真波形输出, 可用于模拟信号的高速实时采集。
关键词：FPGA,硬件描述语言,采样控制,软件仿真,状态转换图
参考文献
[1]潘松, 黄继业.EDA技术实用教程-VHDL版 (第四版) [M].北京:科学出版社, 2010.
[2]户国强, 房建东, 郭春兰.基于FPGA的A/D转换采样控制模块的设计[J].微计算机信息, 2008, 24[7-2]:229.
[3]海纳电子资讯网:www.fpga-arm.com
[4]潘松, 王国栋.VHDL实用教程[M].成都:电子科技大学出版社, 2001.
[5]辛凤艳, 孙晓晔.基于FPGA的AD转换控制器设计[J].中国科技信息, 2012年第5期.
A/D转换板 篇7
而在工业生产、检测控制以及医疗设备等具有强干扰的场合,一些现场检测信号特别是中低频信号在传输时会受到严重的干扰。为克服这种干扰,现有的处理方法有:(1)中低频信号由A/D转换器转换后直接进行数字处理。但如有多路信号检测时,A/D转换器和计算机的速度都要求较高,难以达到;(2)中低频信号精密全波整流后,直接进行传输。但在检测小信号时,会受到较大的影响;(3)中低频信号精密全波整流后,将其进行V/F转换,变为频率信号传送。但在变为某一频率信号时,也会受到较大的干扰。本文设计的基于PWM的强抗干扰A/D转换电路不仅可以提高小信号时的抗干扰能力,还可以有效避免某些特定频率对信号的干扰。
1 A/D转换的性能
目前电压的检测方法大多使用A/D芯片,但如果测量系统工作在强磁场等条件比较恶劣的环境中,并采用一般的A/D芯片,则其转换精度和转换时间都会受到限制。另外其参考电压会因供电电源不稳定或外界干扰产生波动,抗干扰性能较差,将影响测量结果。
A/D转换器在将各物理量转换成数字量时,会遇到被测信号小而干扰噪声强的情况,其干扰来自设备预热、温度变化、接触电阻、引线电感、接地及前级电路或电源。进入A/D转换器的干扰,按传导方式可分为:串模干扰和共模干扰。
几种A/D转换方式的适用范围:
(1)并联比较型:适用于转换速度很高的场合,但其抗干扰能力较差且成本最高。
(2)逐次逼近型:适用于对速度要求不高的系统。
(3)双积分型:适用于对直流信号或慢变化信号的转变及对抗干扰能力要求高的场合。但其转换的速度不高,使用范围受到限制。
(4)跟踪比较型:适用于要求信号比较平稳、较少突变、即转换速度低[1]的场合。
A/D转换性能参数一般有转换位数和精度、转换响应时间等,通过对A/D转换芯片和使用PWM调制方法实现A/D转换的比较,可说明采用PWM的A/D转换方法具有如下优点:
(1)A/D转换位数和精度。A/D转换器的转换精度主要包含数据采集系统的静态精度和量化误差。静态精度要考虑输入信号的原始误差传递到输出所产生的误差,它是模拟信号数字化时产生误差的主要部分。量化误差与A/D转换器位数有关,一般把8 bit以下的A/D转换器归为低分辨率A/D转换器,9~12 bit的称为中分辨率转换器,13 bit以上的称为高分辨率转换器。10 bit以下A/D芯片误差较大,而11 bit以上对减小误差并无太大贡献(11 bit A/D转换器的量化精度为0.05%)。而如果使用PWM进行A/D转换,其转换精度只与PWM信号的周期以及微处理器的时钟频率有关。另外使用PWM进行A/D转换时,比较器可以识别的小电压可以达到10μV,而输入电压大都是数伏,由此可见,比较过程中产生的误差极小[2]。
(2)响应时间。A/D转换器的响应时间为毫秒级或者微秒级,只有流水线型A/D转换器才能做到100 ns。而如果使用PWM进行A/D转换,比较器的响应时间为ns级。
(3)产生和传送PWM信号的电路结构简单,使用方便。由于PWM代表信号大小的是脉冲宽度而不是幅度,信号始终保持数字形式(只有高低电平两种形式),所以对加性干扰不明显,极大地提高了信号传输过程中的抗干扰能力;经过PWM调制的信号可直接送入单片机,不用经过A/D转换[3]。
(4)A/D转换器的转换精度与其转换速率是一对基本的矛盾,而使用PWM进行A/D转换则不存在这个问题[4]。
(5)PWM的价格优势是A/D转换器无法比拟的。
2 PWM调制原理
2.1 A/D转换输出PWM信号原理
PWM信号是周期(T)固定、占空比变化的数字信号。系统使用三角波与经处理的输入信号进行比较,得到PWM调制信号,而后差动输出。信号既进行了调制,也通过对占空比的测量进行了A/D转换,因此不但降低了电路的复杂程度,又增强了信号的抗干扰能力。图1即为三角波与整流后的输入信号比较得到的PWM调制信号的原理示意图。
2.2 PWM信号解调输出
将得到的PWM信号输入单片机处理器中进行计数处理,PWM信号可以用单片机的计数脉冲表示,其函数表达式为:
式中:T是单片机中计数脉冲的基本周期,即单片机每隔T时间计数一次(计数器的值增加或者减少1);N是PWM波一个周期的计数脉冲个数;n是PWM波一个周期中高电平的计数脉冲个数;VH和VL分别是PWM波高低电平的电压值;k为第k个周期;t为时间。把式(1展开成傅里叶级数,可得到:
式中:第1个方括弧为直流分量,直流分量与n成线性关系,并随着n从0~N变化,直流分量从VL~VL+VH之间变化,这正是电压输出的DAC所需要的。因此,如果能把式(2)中除直流分量的谐波过滤掉,则可以得到PWM波到电压输出DAC的转换,即PWM波可以通过一个低通滤波器进行解调;第2项为1次谐波分量,其幅度和相角与n有关,频率为1/NT,该频率是设计低通滤波器的依据;第3项为大于1次的高次谐波分量,高次谐波分量的幅值随着n减小。如果能把1次谐波很好地过滤掉,则高次谐波就基本不存在了[5]。
3 电路设计
如图2所示是根据检测对象要求设计的利用PWM进行A/D转换的原理结构框图。
电路系统原理是:将传感器探测的微弱信号正反向输入到差动放大电路中放大,然后进行精密整流与滤波放大,得到能正确反映原始信号的波形,通过与三角波进行比较,合成PWM信号,最后通过差动放大输出给处理器。
整流电路及三角波发生电路相对比较重要。为了更好地分析电路以及确定关键的元件,本文在计算各电路的传递函数时,暂不考虑各调零电阻以及各调增益电阻。
3.1 整流电路
整流电路如图3所示。为使输出波形更好地反映输入,在输入正半周时使uo=ui,负半周时使uo=-ui。
u1为正半周时:
u1为负半周时:
3.2 三角波发生电路
图4为三角波发生电路的原理图,运算放大器N1组成迟滞比较器,N2组成反向积分器,N1、N2组成正反馈回路,形成自激震荡,由N1输出方波,N2输出三角波。迟滞比较器N1具有上行迟滞特性,它的基准电压为0 V。N1输出的方波经电位器VR3分压后加到积分器N2的输入端,经过积分输出形成对称的三角波。
通过调整VR3的值调整三角波的输出频率,可以避开干扰频率,并使PWM达到所需要的转换精度。
4 处理器对PWM信号处理的原理
PWM信号在进行A/D转换时,需要输入到单片机或者其他处理器的输入端。以单片机为例,单片机首先对信号的高电平进行计数,得出高电平所持续的时间,运用中断服务程序,将定时器T1设置为方式1,待高脉冲结束时,执行中断服务程序,读取TH1、TH2的计数值,该计数值就是高电平的脉宽。同理可计算低电平脉宽,最后计算可得脉宽比。图5所示为单片机检测程序流程图。
5 信号处理及误差分析
输入信号进入电路中,会存在各种因素导致最终的输出信号出现误差,最主要的因素是运算放大器的零点漂移效应和处理器对PWM信号处理时由代码产生的误差。下面进行具体分析。
5.1 零点漂移导致的误差
运算放大器可以用来实现比较功能,由于运算放大器的零漂效应,使三角波和输入信号进行比较时会出现误差。如使用LM358芯片作为比较器,放大器最小分辨电压取100μV,输入信号电压取5 V,经过计算可得输出PWM信号出现了0.02%的误差。
5.2 处理器对PWM信号计算所产生的误差
以AVR单片机为例,使用中断方式进行计数,当产生中断时,中断转换的时间使计数产生误差。中断转换时间主要由三部分组成:晶振频率、程序中断的优先级、单片机正在执行的指令。对于外部响应中断,其响应的优先级最高,所以外部中断响应的时间最大为2个机器周期,这个误差只在对PWM信号处理的初始阶段可能发生,在其他情况下,处理器对PWM信号计算所产生的误差由处理器时钟周期和三角波周期决定。使用PWM进行A/D转换的转换精度为时钟周期和三角波周期的比值。若三角波频率(即PWM信号频率)为4.8 k Hz,处理器时钟周期为50 ns,转换精度为1/4 167,则使用此电路进行A/D转换可达到12 bit A/D转换器的精度。如果提高三角波的周期,则A/D转换的精度会变小;反之,精度会提高。
使用AVR单片机和12 bit的ADC进行A/D转换比较,其实验条件:数字信号发生器、数字示波器;PWM信号频率为4.8 k Hz,处理器时钟周期为50 ns,使用PWM进行A/D转换精度为1/4 167。输入不同的模拟信号,分别使用PWM转换电路和ADC进行A/D转换,得到输出模拟信号以及相对误差如表1所示。其中脉宽比和理论值部分都是通过理论计算得到,其相对误差通过实际输出和输入信号的差值除以输入信号得到。
由表1可以看出,在所取的5组数据中,有三组使用PWM进行A/D转换的误差比使用ADC进行A/D转换误差小,其他两组则相反。这是由于输入信号取值不同产生的。
通过实验验证,使用PWM进行A/D转换可以达到使用ADC芯片的效果,而且PWM信号代表信号大小的是脉冲宽度而不是幅度,使信号始终保持在数字形式(只有高低电平两种形式),所以对加性干扰不明显,大大提高了信号传输过程中的抗干扰能力;转换速度快,不需要专用的A/D转换器,可以满足很多高速传输的场合;系统简单,可以灵活调节分辨率,比传统的ADC功耗小,并且成本较低。使用PWM进行A/D转换已经获得实用新型专利,在磁场检测仪器等产品中得到应用。此电路可以应用于各种需要强抗干扰的交流和直流信号传输的场合。
摘要：采用脉宽调制(PWM)电路实现一种新的A/D转换方法,将被测模拟信号经过放大、整流以及滤波处理后,与三角波调制信号进行比较,得到PWM信号,该信号的占空比与被测量信号的大小成正比。这种A/D转换电路简单、抗干扰能力强。通过实验验证,若三角波的频率为4.8 kHz、时钟周期为50 ns,则可达到12 bit的A/D转换精度。
关键词：脉宽调制,A/D转换,强抗干扰,转换精度
参考文献
[1]王秋梅,端木庆铎,孙占龙.16位∑-△ADC模拟部分的研究与设计[D].长春:长春理工大学,2008.
[2]冈村迪夫.OP放大电路设计[M].王玲,徐雅珍,李武平,译.北京:科学出版社,2004.
[3]陈平.基于PWM技术的A/D转换电路的设计[J].微计算机信息,2007,23(10-2):269-271.
[4]王曙光.提高ADC分辨率的电路设计[J].机床与液压,2007,35(7):201-202.